マルチバイブレータ型発振回路
【課題】２次以降の高調波を低減させた低歪の正弦波出力が得られ、また発振周波数を変えた場合でも、基本波を減衰させることなく、低歪の正弦波出力が得られるようにする。
【解決手段】マルチバイブレータ回路１０を有するマルチバイブレータ型発振回路で、マルチバイブレータ回路１０の出力側に、その出力電圧波形の高調波を低減する第１及び第２の電流可変（ｎ次）フィルタ回路２０，２２を接続し、このフィルタ回路２０，２２により、高調波を減衰させた低歪の正弦波出力を得る。また、マルチバイブレータ回路１０の発振周波数設定用のバイアス電流Ｉｘ２，Ｉｘ３と連動する連動電流をトランジスタＱ17，Ｑ18にて抽出し、この連動電流によって、上記フィルタ回路２０，２２のカットオフ周波数を変化させ、基本波の減衰をなくす。
【解決手段】マルチバイブレータ回路１０を有するマルチバイブレータ型発振回路で、マルチバイブレータ回路１０の出力側に、その出力電圧波形の高調波を低減する第１及び第２の電流可変（ｎ次）フィルタ回路２０，２２を接続し、このフィルタ回路２０，２２により、高調波を減衰させた低歪の正弦波出力を得る。また、マルチバイブレータ回路１０の発振周波数設定用のバイアス電流Ｉｘ２，Ｉｘ３と連動する連動電流をトランジスタＱ17，Ｑ18にて抽出し、この連動電流によって、上記フィルタ回路２０，２２のカットオフ周波数を変化させ、基本波の減衰をなくす。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチバイブレータ型発振回路、特に歪の低い発振出力波形を得ることができる発振回路の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６には、従来から使用されている発振回路としてのマルチバイブレータ回路１０の構成が示されており、この回路は、ＮＰＮトランジスタＱ13〜Ｑ16、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、キャパシタＣ1 、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 、電流源Ｉ1 ，Ｉ2 ，Ｉ9 ，Ｉ10から構成される。このマルチバイブレータ回路では、トランジスタＱ13が動作し、ダイオードＤ1 に電流が流れているとき、トランジスタＱ14及びダイオードＤ2 は停止しているため、電流源Ｉ10によってトランジスタＱ14のエミッタ側のＶＤの電位が徐々に低下し、このＶＤの電位がトランジスタＱ13のエミッタ側のＶＣの電位と比較して１Ｖbe（トランジスタＱ13，Ｑ14のベース・エミッタ間電圧）分低下したとき、今度はトランジスタＱ14及びダイオードＤ2 が動作状態となり、トランジスタＱ13及びダイオードＤ1 の動作が停止する。このトランジスタＱ13の動作が停止したとき、ＶＣの電位はトランジスタＱ13が動作していたときよりも、１Ｖbe高い電圧となり、その後、電流源Ｉ9 によってＶＣの電位は徐々に低下する。このようなトランジスタＱ13及びダイオードＤ1 とトランジスタ14及びダイオードＤ2 の交互の動作によって、所定周波数の発振出力が得られる。
【０００３】
そして、このマルチバイブレータ回路１０では、１周期にかかる時間Ｔが、Ｔ＝４Ｖbe×｛Ｃ1 ／Ｉ9 （Ｉ10）｝であり、この発振周波数は、ｆ＝Ｉ9 ／（４Ｖbe×Ｃ1 ）で設定される。従って、このマルチバイブレータ回路では、トランジスタＱ13，Ｑ14のコレクタ側のＶＡ，ＶＢ点から、上記周波数ｆ、振幅１Ｖbeの矩形波が出力される。
【０００４】
また、従来において、図７に示されるように、温度変動の影響をなくすようにしたマルチバイブレータ型の発振回路が提案されている（下記特許文献１）。
図７において、マルチバイブレータ回路１０に対し、基準電流生成回路１２Ａと電流増幅回路１２Ｂからなる発振周波数設定回路１２が接続されており、上記基準電流生成回路１２Ａは、ＮＰＮトランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ＰＮＰトランジスタＱ3 ，Ｑ4 及び抵抗Ｒ2 を有する差動増幅回路、この差動増幅回路のバイアス電圧を設定し温度係数を含ませるためのダイオード群ＤX を有し、上記電流増幅回路１２Ｂは、カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＱ7 ，Ｑ8 、エミッタホロワのＰＮＰトランジスタＱ6 、マルチバイブレータ回路１０のトランジスタＱ11，Ｑ12にカレントミラー接続されるＮＰＮトランジスタＱ10、エミッタホロワのＮＰＮトランジスタＱ9 からなる。
【０００５】
この図７のマルチバイブレータ型発振回路によれば、ダイオードＤX を備えた基準電流生成回路１２Ａにより、温度係数を持つＶbe（トランジスタのベース・エミッタ間電圧）成分を含ませた基準電流ＩＸ１が生成され、この基準電流ＩＸ１を増幅した電流が動作電流としてマルチバイブレータ回路１０に供給されることにより、発振に関わるトランジスタＱ13，Ｑ14のＶbe成分がキャンセルされ、発振周波数の温度依存性をなくすことができる。
【非特許文献１】JOSEPH F.KUKIELKA and ROBERT G. MEYER, “A High-Frequency Temperature-Stable Monolithic VCO” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.SC-16, NO.16, DECEMBER p639-647 1981
【特許文献１】特開２００６−２７０６４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記図６又は図７のマルチバイブレータ回路１０では、発振出力波形が矩形波となることから、低歪の正弦波を得ることが難しいという問題があった。
従来において、低歪の正弦波を得るためには、トランジスタの寄生容量を擬似的なローパスフィルタとして使用し、出力波形を鈍らせて高調波を減衰させる方法と、別形式の発振回路を使用する方法しかないが、前者の場合、トランジスタの寄生容量が比較的影響し易い高周波ならば問題ないが、低周波の場合は寄生容量がローパスフィルタとして作用し難く、また寄生容量をローパスフィルタとして作用させようとするとトランジスタサイズが大きくなり、ＩＣ（集積回路）として製作することが困難となる。
【０００７】
そこで、本願出願人は、後述のように、フィルタ回路を用いて高調波を減衰させることを提案するが、その際にカットオフ周波数が固定になる場合は、発振回路における発振周波数を調整し、その周波数を変動させたとき、条件によっては基本波の振幅値を減衰させるという問題がある。
【０００８】
図８には、マルチバイブレータ回路１０で得られる発振周波数及びそのレベルの概念が示されており、例えば基本波Ｗａの周波数をｆａとすると、この基本波（ｆａ）以外に周波数２ｆａ，３ｆａというように、２次以降の高調波Ｗｂ，Ｗｃ…が発生する。そして、カットオフ周波数ｆｃが１．５ｆａに設定されていたとすると、基本波Ｗａの発振周波数が高い方へシフトしたとき、基本波Ｗａの一部がカットされ、基本波Ｗａの減衰が生じることがある。
【０００９】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、２次以降の高調波を低減させた低歪の正弦波出力が得られ、また発振周波数を変えた場合でも、基本波を減衰させることなく、２次以降の高調波を低減させた低歪の正弦波出力が得られるマルチバイブレータ型発振回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、マルチバイブレータ回路を有するマルチバイブレータ型発振回路において、上記マルチバイブレータ回路の出力側に、その出力電圧波形の高調波を低減するためのフィルタ（ｎ次フィルタ）回路を接続したことを特徴とする。
請求項２に係る発明は、上記マルチバイブレータ回路の発振周波数を設定するバイアス電流と連動したバイアス連動電流を抽出するための電流抽出回路と、上記フィルタ回路として機能すると共に、上記電流抽出回路から発振周波数設定用バイアス電流に連動する参照電流を入力し、この参照電流によってカットオフ周波数を変化させる電流可変式フィルタ（ｎ次フィルタ）回路と、を設け、上記マルチバイブレータ回路の発振周波数の変化に連動させて上記フィルタ回路のカットオフ周波数を変化させ、基本波の減衰をなくすようにしたことを特徴とする。
【００１１】
上記請求項１の構成によれば、ｎ次フィルタ回路によって高調波歪が低減し、低歪の正弦波出力が得られる。
上記請求項２の構成によれば、電流抽出回路によってマルチバイブレータ回路の発振周波数設定用のバイアス電流に連動（比例）した参照電流が取り出され、この参照電流によってフィルタ回路のカットオフ周波数がシフトすることになり、これによって発振周波数を調整したときの基本波の減衰が解消される。
【発明の効果】
【００１２】
請求項１の発明によれば、矩形波出力のマルチバイブレータ回路を利用した場合でも、低歪の正弦波出力を得ることができるという利点がある。
また、請求項２の発明によれば、発振回路の発振周波数を変動させた場合でも、基本波を減衰させることなく、低歪の正弦波出力を得ることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１及び図２には、本発明の第１実施例に係るマルチバイブレータ型発振回路の構成が示されており、第１実施例のマルチバイブレータ型発振回路は、まず図６及び図７で説明した発振回路としてのマルチバイブレータ回路１０と、このマルチバイブレータ回路１０における発振周波数設定用電流を生成するための発振周波数設定回路１２を備えている。即ち、マルチバイブレータ回路１０は、図６と同様に、ＮＰＮトランジスタＱ13〜Ｑ16、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、キャパシタ（コンデンサ）Ｃ1 、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 、電流源Ｉ1 ，Ｉ2 、発振周波数設定用電流Ｉｘ２，Ｉｘ３を形成する電流源（発振駆動電流源）としてのＮＰＮトランジスタＱ11，Ｑ12から構成される。
【００１４】
また、発振周波数設定回路１２は、基準電流生成回路１２Ａと電流増幅回路１２Ｂとを備え、基準電流生成回路１２Ａには、増幅器の特性である仮想短絡を用い基準電流を生成するために、ＮＰＮトランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ＰＮＰトランジスタＱ3 ，Ｑ4 及び抵抗Ｒ2 を有する差動増幅回路が用いられると共に、この差動増幅回路の正端子側に接続され、差動増幅回路のバイアス電圧を設定しかつ温度係数を含ませるためのダイオード群（例えばダイオード接続としたトランジスタ群）ＤX 、このダイオード群ＤX のバイアス電流を供給するための抵抗Ｒ1 、上記差動増幅回路の出力にベースを接続し、次段の電流増幅回路１２Ｂの負端子側にエミッタを接続することで帰還を形成するためのトランジスタＱ5 、上記差動増幅回路の負端子側とグランド（ＧＮＤ）との間に接続され、基準電流Ｉｘ１を設定するための抵抗Ｒ3が設けられている。この基準電流生成回路１２Ａは、温度補正をした上で、上記マルチバイブレータ回路１０で与えられる発振周波数設定用電流のための基準電流を生成する。
【００１５】
一方、電流増幅回路１２Ｂには、上記トランジスタＱ5 のコレクタに接続され、上記基準電流を制御するためのカレントミラー回路であるＰＮＰトランジスタＱ6 ，Ｑ7 ，Ｑ8 、このカレントミラー回路に接続され、上記マルチバイブレータ回路１０のトランジスタＱ11，Ｑ12と共にカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ9 ，Ｑ10が設けられており、この電流増幅回路１２Ｂで増幅された基準電流は、トランジスタＱ9 ，Ｑ10を介してマルチバイブレータ回路１０の駆動電流源であるトランジスタＱ11，Ｑ12に与えられる。
【００１６】
そして、第１実施例では、上記マルチバイブレータ回路１０の一方の出力側（トランジスタＱ14のコレクタ側）に、１次の第１フィルタ回路１４が接続され、他方の出力側（トランジスタＱ13のコレクタ側）に、１次の第２フィルタ回路１６が接続されると共に、これらフィルタ回路１４，１６の出力を増幅する増幅回路１８が設けられる。なお、上記第１及び第２フィルタ回路１４，１６は、１次以外のｎ次フィルタ回路とすることができる。
【００１７】
図２には、第１及び第２フィルタ回路１４，１６等の詳細な構成が示されており、第１フィルタ回路１４は、１次のローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ6 及びキャパシタＣ2 、ＮＰＮトランジスタＱ23、電流源Ｉ3 からなり、カットオフ周波数ｆｃ１がｆｃ１＝１／（２π×Ｃ2 ×Ｒ6 ）で設定される。また、第２フィルタ回路１６は、１次のローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ7 及びキャパシタＣ3 、ＮＰＮトランジスタＱ24、電流源Ｉ5 からなり、カットオフ周波数ｆｃ１がｆｃ１＝１／（２π×Ｃ3 ×Ｒ7 ）で設定される。
【００１８】
また、増幅回路１８は、差動増幅回路となるＮＰＮトランジスタＱ19，Ｑ20、ＰＮＰトランジスタＱ21，Ｑ22、抵抗Ｒ12，Ｒ13、電流源Ｉ4 から構成され、この増幅回路１８では、その入力をトランジスタＱ19，Ｑ20の差動増幅回路が完全に切り替わらない範囲で使用し、入力信号が大きい場合には、抵抗Ｒ12，Ｒ13の抵抗値を調整し、入力のダイナミックレンジを広げることで低歪の出力を得ることが可能となる。
【００１９】
第１実施例は以上の構成からなり、上記マルチバイブレータ回路１０では、図１のＶＡ，ＶＢの点から、周波数ｆ＝Ｉ（４Ｖbe×Ｃ1 ）で、振幅がダイオードＤ1 ，Ｄ2の電圧分となる矩形波が出力されるが、このＶＡ点の出力がフィルタ回路１６へ、ＶＢ点の出力がフィルタ回路１６へ供給されることにより、２次以降の高調波を低減することができ、増幅回路１８から低歪の正弦波出力が得られることになる。
【００２０】
図３及び図４には、第２実施例のマルチバイブレータ型発振回路の構成が示されており、第２実施例のマルチバイブレータ型発振回路は、発振周波数の変動に応じてカットオフ周波数をシフトするようにしたものである。
図３において、第２実施例では、第１実施例と同様の構成からなるマルチバイブレータ回路１０と発振周波数設定回路１２に対し、上記マルチバイブレータ回路１０の一方の出力側（トランジスタＱ14のコレクタ側）に、ｎ次の第１電流可変（型）フィルタ回路２０が接続され、他方の出力側（トランジスタＱ13のコレクタ側）に、ｎ次の第２電流可変フィルタ回路２２が接続される。
【００２１】
また、上記マルチバイブレータ回路１０の発振周波数設定用電流ＩＸ２，ＩＸ３に比例した電流を抽出するために、トランジスタＱ11，Ｑ12にカレントミラー接続するＮＰＮトランジスタＱ17，Ｑ18が設けられ、このトランジスタＱ17のコレクタ側が第１電流可変フィルタ回路２０に接続され、トランジスタＱ18のコレクタ側が第２電流可変フィルタ回路２２に接続される。そして、これら第１及び第２の電流可変フィルタ回路２０，２２の後段に、増幅回路２４が設けられる。
【００２２】
図４には、第１及び第２電流可変フィルタ回路２０，２２等の詳細な構成が示されており、トランジスタＱ25及び電流源Ｉ6 を介して接続されるｎ次の第１電流可変フィルタ回路２０は、ＮＰＮトランジスタＱ31〜Ｑ36、ＰＮＰトランジスタＱ37，Ｑ38、抵抗Ｒ8 ，Ｒ9 、キャパシタＣ4 、電流源Ｉ11からなり、上記トランジスタＱ31，Ｑ32のエミッタ側に、上記電流ＩＸ２，ＩＸ３に連動した参照電流ＩＸ４を抽出するトランジスタＱ17のコレクタが接続される。また、トランジスタＱ26及び電流源Ｉ7 を介して接続されるｎ次の第２電流可変フィルタ回路２２は、ＮＰＮトランジスタＱ39〜Ｑ44、ＰＮＰトランジスタＱ45，Ｑ46、抵抗Ｒ10，Ｒ11、キャパシタＣ5 、電流源Ｉ12からなり、上記トランジスタＱ39，Ｑ40のエミッタ側に、参照電流ＩＸ５を抽出するトランジスタＱ18のコレクタが接続される。
【００２３】
また、増幅回路２４は、上記増幅回路１８と同様であり、差動増幅回路となるＮＰＮトランジスタＱ47，Ｑ48、ＰＮＰトランジスタＱ49，Ｑ50、抵抗Ｒ14，Ｒ15、電流源Ｉ8 から構成される。
このようなフィルタ回路２０，２２のカットオフ周波数ｆｃは、次式のようになる。
【数１】
即ち、この数式１から分かるように、カットオフ周波数ｆｃは、電流Ｉｘ４，Ｉｘ５の値を変えることで、設定することができる。
【００２４】
第２実施例は以上の構成からなり、第２実施例の場合も、マルチバイブレータ回路１０では、図１のＶＡ，ＶＢの点から、周波数ｆ＝Ｉ（４Ｖbe×Ｃ1 ）で、出力振幅が１Ｖbe分となる矩形波が出力されるが、このＶＡ点の出力がフィルタ回路２０へ、ＶＢ点の出力がフィルタ回路２２へ供給されることにより、２次以降の高調波が低減され、低歪の正弦波出力が得られる。
【００２５】
更に、第２実施例では、マルチバイブレータ回路１０における発振周波数設定用電流Ｉｘ２，Ｉｘ３に連動（比例）した参照電流Ｉｘ４，Ｉｘ５をトランジスタＱ17，Ｑ18を用いて抽出し、この参照電流Ｉｘ４，Ｉｘ５によって、上記数式１のように、カットオフ周波数ｆｃを変えることができる。即ち、発振周波数が変わった場合には、カットオフ周波数ｆｃも変えることにより、基本波の減衰が解消される。
【００２６】
図５には、第２実施例の構成で得られる発振周波数及びそのレベルの概念が示されており、２次，３次の高調波Ｗｂ，Ｗｃがフィルタ回路２０，２２によって減衰すると共に、例えば基本波Ｗａの周波数が高い方へシフトした場合には、カットオフ周波数ｆｃも高い方へシフトすることになり、基本波Ｗａが減衰することはない。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１実施例に係るマルチバイブレータ型発振回路の構成を示す図である。
【図２】第１実施例のマルチバイブレータ型発振回路においてフィルタ回路及び増幅回路の詳細な構成を示す図である。
【図３】第２実施例に係るマルチバイブレータ型発振回路の構成を示す図である。
【図４】第２実施例のマルチバイブレータ型発振回路においてフィルタ回路及び増幅回路の詳細な構成を示す図である。
【図５】第２実施例で得られる発振周波数とそのレベル及びカットオフ周波数を示す概念図である。
【図６】従来の発振回路としてのマルチバイブレータ回路の構成を示す図である。
【図７】従来のマルチバイブレータ型発振回路の構成を示す図である。
【図８】従来回路で得られる発振周波数とそのレベル及びカットオフ周波数を示す概念図である。
【符号の説明】
【００２８】
１０…マルチバイブレータ回路、 １２…発振周波数設定回路、
１２Ａ…基準電流生成回路、 １２Ａ…電流増幅回路、
１４…第１フィルタ回路、 １６…第２フィルタ回路、
１８，２４…増幅回路、 ２０…第１電流可変フィルタ回路、
２２…第２電流可変フィルタ回路、
Ｑ1 〜Ｑ26，Ｑ31〜Ｑ50…トランジスタ、
Ｒ1 〜Ｒ15…抵抗、 Ｃ1 〜Ｃ5 …キャパシタ、
ＤX ，Ｄ1 ，Ｄ2 …ダイオード、 Ｉ1 〜Ｉ12…電流源。
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチバイブレータ型発振回路、特に歪の低い発振出力波形を得ることができる発振回路の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６には、従来から使用されている発振回路としてのマルチバイブレータ回路１０の構成が示されており、この回路は、ＮＰＮトランジスタＱ13〜Ｑ16、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、キャパシタＣ1 、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 、電流源Ｉ1 ，Ｉ2 ，Ｉ9 ，Ｉ10から構成される。このマルチバイブレータ回路では、トランジスタＱ13が動作し、ダイオードＤ1 に電流が流れているとき、トランジスタＱ14及びダイオードＤ2 は停止しているため、電流源Ｉ10によってトランジスタＱ14のエミッタ側のＶＤの電位が徐々に低下し、このＶＤの電位がトランジスタＱ13のエミッタ側のＶＣの電位と比較して１Ｖbe（トランジスタＱ13，Ｑ14のベース・エミッタ間電圧）分低下したとき、今度はトランジスタＱ14及びダイオードＤ2 が動作状態となり、トランジスタＱ13及びダイオードＤ1 の動作が停止する。このトランジスタＱ13の動作が停止したとき、ＶＣの電位はトランジスタＱ13が動作していたときよりも、１Ｖbe高い電圧となり、その後、電流源Ｉ9 によってＶＣの電位は徐々に低下する。このようなトランジスタＱ13及びダイオードＤ1 とトランジスタ14及びダイオードＤ2 の交互の動作によって、所定周波数の発振出力が得られる。
【０００３】
そして、このマルチバイブレータ回路１０では、１周期にかかる時間Ｔが、Ｔ＝４Ｖbe×｛Ｃ1 ／Ｉ9 （Ｉ10）｝であり、この発振周波数は、ｆ＝Ｉ9 ／（４Ｖbe×Ｃ1 ）で設定される。従って、このマルチバイブレータ回路では、トランジスタＱ13，Ｑ14のコレクタ側のＶＡ，ＶＢ点から、上記周波数ｆ、振幅１Ｖbeの矩形波が出力される。
【０００４】
また、従来において、図７に示されるように、温度変動の影響をなくすようにしたマルチバイブレータ型の発振回路が提案されている（下記特許文献１）。
図７において、マルチバイブレータ回路１０に対し、基準電流生成回路１２Ａと電流増幅回路１２Ｂからなる発振周波数設定回路１２が接続されており、上記基準電流生成回路１２Ａは、ＮＰＮトランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ＰＮＰトランジスタＱ3 ，Ｑ4 及び抵抗Ｒ2 を有する差動増幅回路、この差動増幅回路のバイアス電圧を設定し温度係数を含ませるためのダイオード群ＤX を有し、上記電流増幅回路１２Ｂは、カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＱ7 ，Ｑ8 、エミッタホロワのＰＮＰトランジスタＱ6 、マルチバイブレータ回路１０のトランジスタＱ11，Ｑ12にカレントミラー接続されるＮＰＮトランジスタＱ10、エミッタホロワのＮＰＮトランジスタＱ9 からなる。
【０００５】
この図７のマルチバイブレータ型発振回路によれば、ダイオードＤX を備えた基準電流生成回路１２Ａにより、温度係数を持つＶbe（トランジスタのベース・エミッタ間電圧）成分を含ませた基準電流ＩＸ１が生成され、この基準電流ＩＸ１を増幅した電流が動作電流としてマルチバイブレータ回路１０に供給されることにより、発振に関わるトランジスタＱ13，Ｑ14のＶbe成分がキャンセルされ、発振周波数の温度依存性をなくすことができる。
【非特許文献１】JOSEPH F.KUKIELKA and ROBERT G. MEYER, “A High-Frequency Temperature-Stable Monolithic VCO” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.SC-16, NO.16, DECEMBER p639-647 1981
【特許文献１】特開２００６−２７０６４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記図６又は図７のマルチバイブレータ回路１０では、発振出力波形が矩形波となることから、低歪の正弦波を得ることが難しいという問題があった。
従来において、低歪の正弦波を得るためには、トランジスタの寄生容量を擬似的なローパスフィルタとして使用し、出力波形を鈍らせて高調波を減衰させる方法と、別形式の発振回路を使用する方法しかないが、前者の場合、トランジスタの寄生容量が比較的影響し易い高周波ならば問題ないが、低周波の場合は寄生容量がローパスフィルタとして作用し難く、また寄生容量をローパスフィルタとして作用させようとするとトランジスタサイズが大きくなり、ＩＣ（集積回路）として製作することが困難となる。
【０００７】
そこで、本願出願人は、後述のように、フィルタ回路を用いて高調波を減衰させることを提案するが、その際にカットオフ周波数が固定になる場合は、発振回路における発振周波数を調整し、その周波数を変動させたとき、条件によっては基本波の振幅値を減衰させるという問題がある。
【０００８】
図８には、マルチバイブレータ回路１０で得られる発振周波数及びそのレベルの概念が示されており、例えば基本波Ｗａの周波数をｆａとすると、この基本波（ｆａ）以外に周波数２ｆａ，３ｆａというように、２次以降の高調波Ｗｂ，Ｗｃ…が発生する。そして、カットオフ周波数ｆｃが１．５ｆａに設定されていたとすると、基本波Ｗａの発振周波数が高い方へシフトしたとき、基本波Ｗａの一部がカットされ、基本波Ｗａの減衰が生じることがある。
【０００９】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、２次以降の高調波を低減させた低歪の正弦波出力が得られ、また発振周波数を変えた場合でも、基本波を減衰させることなく、２次以降の高調波を低減させた低歪の正弦波出力が得られるマルチバイブレータ型発振回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、マルチバイブレータ回路を有するマルチバイブレータ型発振回路において、上記マルチバイブレータ回路の出力側に、その出力電圧波形の高調波を低減するためのフィルタ（ｎ次フィルタ）回路を接続したことを特徴とする。
請求項２に係る発明は、上記マルチバイブレータ回路の発振周波数を設定するバイアス電流と連動したバイアス連動電流を抽出するための電流抽出回路と、上記フィルタ回路として機能すると共に、上記電流抽出回路から発振周波数設定用バイアス電流に連動する参照電流を入力し、この参照電流によってカットオフ周波数を変化させる電流可変式フィルタ（ｎ次フィルタ）回路と、を設け、上記マルチバイブレータ回路の発振周波数の変化に連動させて上記フィルタ回路のカットオフ周波数を変化させ、基本波の減衰をなくすようにしたことを特徴とする。
【００１１】
上記請求項１の構成によれば、ｎ次フィルタ回路によって高調波歪が低減し、低歪の正弦波出力が得られる。
上記請求項２の構成によれば、電流抽出回路によってマルチバイブレータ回路の発振周波数設定用のバイアス電流に連動（比例）した参照電流が取り出され、この参照電流によってフィルタ回路のカットオフ周波数がシフトすることになり、これによって発振周波数を調整したときの基本波の減衰が解消される。
【発明の効果】
【００１２】
請求項１の発明によれば、矩形波出力のマルチバイブレータ回路を利用した場合でも、低歪の正弦波出力を得ることができるという利点がある。
また、請求項２の発明によれば、発振回路の発振周波数を変動させた場合でも、基本波を減衰させることなく、低歪の正弦波出力を得ることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１及び図２には、本発明の第１実施例に係るマルチバイブレータ型発振回路の構成が示されており、第１実施例のマルチバイブレータ型発振回路は、まず図６及び図７で説明した発振回路としてのマルチバイブレータ回路１０と、このマルチバイブレータ回路１０における発振周波数設定用電流を生成するための発振周波数設定回路１２を備えている。即ち、マルチバイブレータ回路１０は、図６と同様に、ＮＰＮトランジスタＱ13〜Ｑ16、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、キャパシタ（コンデンサ）Ｃ1 、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 、電流源Ｉ1 ，Ｉ2 、発振周波数設定用電流Ｉｘ２，Ｉｘ３を形成する電流源（発振駆動電流源）としてのＮＰＮトランジスタＱ11，Ｑ12から構成される。
【００１４】
また、発振周波数設定回路１２は、基準電流生成回路１２Ａと電流増幅回路１２Ｂとを備え、基準電流生成回路１２Ａには、増幅器の特性である仮想短絡を用い基準電流を生成するために、ＮＰＮトランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ＰＮＰトランジスタＱ3 ，Ｑ4 及び抵抗Ｒ2 を有する差動増幅回路が用いられると共に、この差動増幅回路の正端子側に接続され、差動増幅回路のバイアス電圧を設定しかつ温度係数を含ませるためのダイオード群（例えばダイオード接続としたトランジスタ群）ＤX 、このダイオード群ＤX のバイアス電流を供給するための抵抗Ｒ1 、上記差動増幅回路の出力にベースを接続し、次段の電流増幅回路１２Ｂの負端子側にエミッタを接続することで帰還を形成するためのトランジスタＱ5 、上記差動増幅回路の負端子側とグランド（ＧＮＤ）との間に接続され、基準電流Ｉｘ１を設定するための抵抗Ｒ3が設けられている。この基準電流生成回路１２Ａは、温度補正をした上で、上記マルチバイブレータ回路１０で与えられる発振周波数設定用電流のための基準電流を生成する。
【００１５】
一方、電流増幅回路１２Ｂには、上記トランジスタＱ5 のコレクタに接続され、上記基準電流を制御するためのカレントミラー回路であるＰＮＰトランジスタＱ6 ，Ｑ7 ，Ｑ8 、このカレントミラー回路に接続され、上記マルチバイブレータ回路１０のトランジスタＱ11，Ｑ12と共にカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ9 ，Ｑ10が設けられており、この電流増幅回路１２Ｂで増幅された基準電流は、トランジスタＱ9 ，Ｑ10を介してマルチバイブレータ回路１０の駆動電流源であるトランジスタＱ11，Ｑ12に与えられる。
【００１６】
そして、第１実施例では、上記マルチバイブレータ回路１０の一方の出力側（トランジスタＱ14のコレクタ側）に、１次の第１フィルタ回路１４が接続され、他方の出力側（トランジスタＱ13のコレクタ側）に、１次の第２フィルタ回路１６が接続されると共に、これらフィルタ回路１４，１６の出力を増幅する増幅回路１８が設けられる。なお、上記第１及び第２フィルタ回路１４，１６は、１次以外のｎ次フィルタ回路とすることができる。
【００１７】
図２には、第１及び第２フィルタ回路１４，１６等の詳細な構成が示されており、第１フィルタ回路１４は、１次のローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ6 及びキャパシタＣ2 、ＮＰＮトランジスタＱ23、電流源Ｉ3 からなり、カットオフ周波数ｆｃ１がｆｃ１＝１／（２π×Ｃ2 ×Ｒ6 ）で設定される。また、第２フィルタ回路１６は、１次のローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ7 及びキャパシタＣ3 、ＮＰＮトランジスタＱ24、電流源Ｉ5 からなり、カットオフ周波数ｆｃ１がｆｃ１＝１／（２π×Ｃ3 ×Ｒ7 ）で設定される。
【００１８】
また、増幅回路１８は、差動増幅回路となるＮＰＮトランジスタＱ19，Ｑ20、ＰＮＰトランジスタＱ21，Ｑ22、抵抗Ｒ12，Ｒ13、電流源Ｉ4 から構成され、この増幅回路１８では、その入力をトランジスタＱ19，Ｑ20の差動増幅回路が完全に切り替わらない範囲で使用し、入力信号が大きい場合には、抵抗Ｒ12，Ｒ13の抵抗値を調整し、入力のダイナミックレンジを広げることで低歪の出力を得ることが可能となる。
【００１９】
第１実施例は以上の構成からなり、上記マルチバイブレータ回路１０では、図１のＶＡ，ＶＢの点から、周波数ｆ＝Ｉ（４Ｖbe×Ｃ1 ）で、振幅がダイオードＤ1 ，Ｄ2の電圧分となる矩形波が出力されるが、このＶＡ点の出力がフィルタ回路１６へ、ＶＢ点の出力がフィルタ回路１６へ供給されることにより、２次以降の高調波を低減することができ、増幅回路１８から低歪の正弦波出力が得られることになる。
【００２０】
図３及び図４には、第２実施例のマルチバイブレータ型発振回路の構成が示されており、第２実施例のマルチバイブレータ型発振回路は、発振周波数の変動に応じてカットオフ周波数をシフトするようにしたものである。
図３において、第２実施例では、第１実施例と同様の構成からなるマルチバイブレータ回路１０と発振周波数設定回路１２に対し、上記マルチバイブレータ回路１０の一方の出力側（トランジスタＱ14のコレクタ側）に、ｎ次の第１電流可変（型）フィルタ回路２０が接続され、他方の出力側（トランジスタＱ13のコレクタ側）に、ｎ次の第２電流可変フィルタ回路２２が接続される。
【００２１】
また、上記マルチバイブレータ回路１０の発振周波数設定用電流ＩＸ２，ＩＸ３に比例した電流を抽出するために、トランジスタＱ11，Ｑ12にカレントミラー接続するＮＰＮトランジスタＱ17，Ｑ18が設けられ、このトランジスタＱ17のコレクタ側が第１電流可変フィルタ回路２０に接続され、トランジスタＱ18のコレクタ側が第２電流可変フィルタ回路２２に接続される。そして、これら第１及び第２の電流可変フィルタ回路２０，２２の後段に、増幅回路２４が設けられる。
【００２２】
図４には、第１及び第２電流可変フィルタ回路２０，２２等の詳細な構成が示されており、トランジスタＱ25及び電流源Ｉ6 を介して接続されるｎ次の第１電流可変フィルタ回路２０は、ＮＰＮトランジスタＱ31〜Ｑ36、ＰＮＰトランジスタＱ37，Ｑ38、抵抗Ｒ8 ，Ｒ9 、キャパシタＣ4 、電流源Ｉ11からなり、上記トランジスタＱ31，Ｑ32のエミッタ側に、上記電流ＩＸ２，ＩＸ３に連動した参照電流ＩＸ４を抽出するトランジスタＱ17のコレクタが接続される。また、トランジスタＱ26及び電流源Ｉ7 を介して接続されるｎ次の第２電流可変フィルタ回路２２は、ＮＰＮトランジスタＱ39〜Ｑ44、ＰＮＰトランジスタＱ45，Ｑ46、抵抗Ｒ10，Ｒ11、キャパシタＣ5 、電流源Ｉ12からなり、上記トランジスタＱ39，Ｑ40のエミッタ側に、参照電流ＩＸ５を抽出するトランジスタＱ18のコレクタが接続される。
【００２３】
また、増幅回路２４は、上記増幅回路１８と同様であり、差動増幅回路となるＮＰＮトランジスタＱ47，Ｑ48、ＰＮＰトランジスタＱ49，Ｑ50、抵抗Ｒ14，Ｒ15、電流源Ｉ8 から構成される。
このようなフィルタ回路２０，２２のカットオフ周波数ｆｃは、次式のようになる。
【数１】
即ち、この数式１から分かるように、カットオフ周波数ｆｃは、電流Ｉｘ４，Ｉｘ５の値を変えることで、設定することができる。
【００２４】
第２実施例は以上の構成からなり、第２実施例の場合も、マルチバイブレータ回路１０では、図１のＶＡ，ＶＢの点から、周波数ｆ＝Ｉ（４Ｖbe×Ｃ1 ）で、出力振幅が１Ｖbe分となる矩形波が出力されるが、このＶＡ点の出力がフィルタ回路２０へ、ＶＢ点の出力がフィルタ回路２２へ供給されることにより、２次以降の高調波が低減され、低歪の正弦波出力が得られる。
【００２５】
更に、第２実施例では、マルチバイブレータ回路１０における発振周波数設定用電流Ｉｘ２，Ｉｘ３に連動（比例）した参照電流Ｉｘ４，Ｉｘ５をトランジスタＱ17，Ｑ18を用いて抽出し、この参照電流Ｉｘ４，Ｉｘ５によって、上記数式１のように、カットオフ周波数ｆｃを変えることができる。即ち、発振周波数が変わった場合には、カットオフ周波数ｆｃも変えることにより、基本波の減衰が解消される。
【００２６】
図５には、第２実施例の構成で得られる発振周波数及びそのレベルの概念が示されており、２次，３次の高調波Ｗｂ，Ｗｃがフィルタ回路２０，２２によって減衰すると共に、例えば基本波Ｗａの周波数が高い方へシフトした場合には、カットオフ周波数ｆｃも高い方へシフトすることになり、基本波Ｗａが減衰することはない。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１実施例に係るマルチバイブレータ型発振回路の構成を示す図である。
【図２】第１実施例のマルチバイブレータ型発振回路においてフィルタ回路及び増幅回路の詳細な構成を示す図である。
【図３】第２実施例に係るマルチバイブレータ型発振回路の構成を示す図である。
【図４】第２実施例のマルチバイブレータ型発振回路においてフィルタ回路及び増幅回路の詳細な構成を示す図である。
【図５】第２実施例で得られる発振周波数とそのレベル及びカットオフ周波数を示す概念図である。
【図６】従来の発振回路としてのマルチバイブレータ回路の構成を示す図である。
【図７】従来のマルチバイブレータ型発振回路の構成を示す図である。
【図８】従来回路で得られる発振周波数とそのレベル及びカットオフ周波数を示す概念図である。
【符号の説明】
【００２８】
１０…マルチバイブレータ回路、 １２…発振周波数設定回路、
１２Ａ…基準電流生成回路、 １２Ａ…電流増幅回路、
１４…第１フィルタ回路、 １６…第２フィルタ回路、
１８，２４…増幅回路、 ２０…第１電流可変フィルタ回路、
２２…第２電流可変フィルタ回路、
Ｑ1 〜Ｑ26，Ｑ31〜Ｑ50…トランジスタ、
Ｒ1 〜Ｒ15…抵抗、 Ｃ1 〜Ｃ5 …キャパシタ、
ＤX ，Ｄ1 ，Ｄ2 …ダイオード、 Ｉ1 〜Ｉ12…電流源。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチバイブレータ回路を有するマルチバイブレータ型発振回路において、
上記マルチバイブレータ回路の出力側に、その出力電圧波形の高調波を低減するためのフィルタ回路を接続したことを特徴とするマルチバイブレータ型発振回路。
【請求項２】
上記マルチバイブレータ回路の発振周波数を設定するバイアス電流と連動した参照電流を抽出するための電流抽出回路と、
上記フィルタ回路として機能すると共に、上記電流抽出回路から発振周波数設定用バイアス電流に連動する参照電流を入力し、この参照電流によってカットオフ周波数を変化させる電流可変式フィルタ回路と、を設け、
上記マルチバイブレータ回路の発振周波数の変化に連動させて上記フィルタ回路のカットオフ周波数を変化させ、基本波の減衰をなくすようにしたことを特徴とする請求項１記載のマルチバイブレータ型発振回路。
【請求項１】
マルチバイブレータ回路を有するマルチバイブレータ型発振回路において、
上記マルチバイブレータ回路の出力側に、その出力電圧波形の高調波を低減するためのフィルタ回路を接続したことを特徴とするマルチバイブレータ型発振回路。
【請求項２】
上記マルチバイブレータ回路の発振周波数を設定するバイアス電流と連動した参照電流を抽出するための電流抽出回路と、
上記フィルタ回路として機能すると共に、上記電流抽出回路から発振周波数設定用バイアス電流に連動する参照電流を入力し、この参照電流によってカットオフ周波数を変化させる電流可変式フィルタ回路と、を設け、
上記マルチバイブレータ回路の発振周波数の変化に連動させて上記フィルタ回路のカットオフ周波数を変化させ、基本波の減衰をなくすようにしたことを特徴とする請求項１記載のマルチバイブレータ型発振回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００８−３０１３１６（Ｐ２００８−３０１３１６Ａ）
【公開日】平成２０年１２月１１日（２００８．１２．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１４６４９９（Ｐ２００７−１４６４９９）
【出願日】平成１９年６月１日（２００７．６．１）
【出願人】（０００１９１２３８）新日本無線株式会社 (569)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１２月１１日（２００８．１２．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年６月１日（２００７．６．１）
【出願人】（０００１９１２３８）新日本無線株式会社 (569)
【Ｆターム（参考）】
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