充放電装置
【課題】電流制御ループを主体として制御することで、共振防止用の抵抗を不要とし、損失を減少させる。
【手段】ＰＩＤ増幅器３４は、ハーフブリッジ出力電流Ｉ１と電流基準ＩＲとを比較増幅し、ＰＷＭ回路１０に入力する。ＰＷＭ回路１０は、ＰＩＤ増幅器３４の出力と、ＰＷＭキャリア発生器３８の出力とを比較してＰＷＭ信号Ｇ１，Ｇ２を発生させ、スイッチング素子１１，１２を駆動する。ＰＩＤ増幅器３５は、ハーフブリッジ出力電流Ｉ３と、総合制御部２８からの電流基準ＩＲとＰＩＤ増幅器３６の出力Ｖ３６の和とを比較増幅する。ＰＩＤ増幅器３５の出力は、ＰＷＭ回路２７において、ＰＷＭキャリア発生器３８の出力と比較してＰＷＭ信号Ｇ３，Ｇ４を発生させ、スイッチング素子２３，２４を駆動する。このスイッチング素子２３，２４の駆動により、バイアス電源となるコンデンサ１９の電圧を制御する。
【手段】ＰＩＤ増幅器３４は、ハーフブリッジ出力電流Ｉ１と電流基準ＩＲとを比較増幅し、ＰＷＭ回路１０に入力する。ＰＷＭ回路１０は、ＰＩＤ増幅器３４の出力と、ＰＷＭキャリア発生器３８の出力とを比較してＰＷＭ信号Ｇ１，Ｇ２を発生させ、スイッチング素子１１，１２を駆動する。ＰＩＤ増幅器３５は、ハーフブリッジ出力電流Ｉ３と、総合制御部２８からの電流基準ＩＲとＰＩＤ増幅器３６の出力Ｖ３６の和とを比較増幅する。ＰＩＤ増幅器３５の出力は、ＰＷＭ回路２７において、ＰＷＭキャリア発生器３８の出力と比較してＰＷＭ信号Ｇ３，Ｇ４を発生させ、スイッチング素子２３，２４を駆動する。このスイッチング素子２３，２４の駆動により、バイアス電源となるコンデンサ１９の電圧を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池や電気二重層コンデンサなど（以下、請求項の記載を含めて被試験バッテリーと総称する。）に電流を流して、充電特性や放電特性を試験するための充放電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来このような装置としては、例えば特許文献１に示すようなものが知られている。特許文献１に記載されている技術では、図５に示すように交流電源１から交流電源回生形直流電源２を経由して低圧回生形直流電源５０を構成し、この低圧回生形直流電源５０の下流に本発明の属する充放電装置６０が接続される。なお、特許文献１には充放電装置６０の部分のみ記載されている。
【０００３】
低圧回生形直流電源５０は、スイッチング素子３とスイッチング素子４から成るハーフブリッジの出力側から、リアクトル５、電流検出器６及びコンデンサ７で構成したＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を電圧検出器８で検出する。前記電流検出器６の出力と電圧検出器８の出力を制御増幅器９に入力し、この制御増幅器９の出力をＰＷＭ回路１０を介してスイッチング素子３とスイッチング素子４に与えて、これらスイッチング素子３（Ｇ５），４（Ｇ６）を駆動する。
【０００４】
充放電装置６０は、第１のスイッチング素子１１（Ｇ１）と第２のスイッチング素子１２（Ｇ２）からなる第１のハーフブリッジと、第３のスイッチング素子２３（Ｇ３）と第４のスイッチング素子２４（Ｇ４）からなる第２のハーフブリッジを備える。これら２つのハーフブリッジの間には、リアクトル１３及び電流検出器１４を介して被試験バッテリー１７が接続されている。被試験バッテリー１７と前記２つのハーフブリッジに間には、リアクトル２２及びバイアス電源となるコンデンサ１９が接続されている。被試験バッテリー１７の両端には、直列に接続された抵抗１５とコンデンサ１６が接続され、スイッチングに伴うリプル電流を被試験バッテリー１７に流さないように工夫されている。
【０００５】
前記リアクトル２２の出力は、コンデンサ１９に抵抗１８を直列に接続することでフィルタ効果を持たせ、バイアス電源のリプル電圧を抑制している。充放電電流は、電流検出器１４の出力と総合制御回路２８から出力されている電流基準ＩＲとを増幅器２０で比較増幅し、ＰＷＭ回路２１に入力するＰＷＭ信号に変換する。ＰＷＭ回路２１は、このＰＷＭ信号をに基づいてスイッチング素子１１，１２（Ｇ１，Ｇ２）を駆動して被試験バッテリー１７の電流を制御する。
【０００６】
一方、この充放電装置には、バイアス電源が設けられている。このバイアス電源は、被試験バッテリー１７の電圧が低下したときにもスイッチング素子を導通可能として被試験バッテリー１７の試験を可能とするためのものであり、これにより被試験バッテリー１７の電圧がゼロでも放電させることができる。この従来技術では、バイアス電源電圧は、電圧検出器２５で検出した電圧と総合制御回路２８から出力されている電圧基準ＶＲとを比較増幅器２６で比較増幅し、ＰＷＭ制御回路２７を介してスイッチング素子２３，２４（Ｇ２，Ｇ３）を駆動して制御する。
【０００７】
このような構成の従来技術では、第２のハーフブリッジが低圧回生形直流電源５０の出力端に接続された平滑コンデンサ７の直流電圧をパルスに変換して、所望の安定した電圧としてコンデンサ１９の端子間に蓄積するので、バイアス用に別の電源を必要としない利点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−２０８５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前記のような従来技術では、スイッチング素子１１，１２からリアクトル１３及びコンデンサ１６に至る出力回路がＬＣ共振回路を構成しているので、スイッチング素子をこの回路に示すように電圧モードで駆動すると、出力に振動が発生する。そのため、抵抗１５をコンデンサ１６に直列に接続してダンピング効果を持たせている。しかし、充放電電流が大きい試験装置では、抵抗１５の損失がかなり大きくなり省エネに反する。特に、最近の自動車用のバッテリーは、６０〜３００Ａ程度で充放電テストを行うので、抵抗の損失もかなり大きくなる。
【００１０】
同様に、バイアス電源用コンデンサ１９の直列抵抗１８も電圧モードで制御しているので、振動防止用であり省エネに反する。さらに、充電電流が被試験バッテリー１７を通ってバイアス電源に流入するので、このエネルギーをリアクトル２２→スイッチング素子２３を介してＤＣ電源に回生しており、この回路の抵抗損とスイッチング損がかなりの量となる。また、ＤＣ電源のリプル電流もバッテリー電流に比例するので、低電圧大電流の場合、低圧回生形直流電源５０のコンデンサ７のリプル電流耐量を大幅に増やす必要があるなど、不都合が多い。
【００１１】
本発明は、前記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものである。すなわち、本発明の目的は、被試験バッテリーにスイッチングに伴うリプル電流を流さないために、コンデンサ１６に直列に接続された抵抗１５や、バイアス電源用コンデンサ１９に直列に接続された抵抗１８を不要として、これら抵抗１５，１８に起因する損失やその他のスイッチングに起因する損失の低減を図り、省エネで小形で経済的な充放電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の充放電装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を直列にした第１のハーフブリッジと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列にした第２のハーフブリッジと、各スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路を備え、前記第１のハーフブリッジの出力側には第１のリアクトルを介して充放電対象となる被試験バッテリーを接続し、前記第２のハーフブリッジの出力側には第２のリアクトルとコンデンサから成るバイアス電源を接続し、前記被試験バッテリーとバイアス電源を直列にしてなる。
【００１３】
特に、本発明において、前記制御回路は、
(1) 第１のリアクトルの電流Ｉ１と電流基準ＩＲ、及びＰＷＭキャリア周波数に従って、第１のハーフブリッジの第１及び第２のスイッチング素子を制御するＰＷＭ回路、
(2) バイアス電源電圧Ｖ１と電圧基準ＶＲに基づいて補正された電流基準Ｖ３６を得る増幅器、
(3) この増幅器によって得られた補正された電流基準Ｖ３６と前記第２のリアクトルの電流Ｉ３とに従って、第２のハーフブリッジの第３及び第４のスイッチング素子を制御するＰＷＭ回路、
を備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、電流制御ループを主体としてバイアス電源を制御しているので、共振防止用の抵抗が不要となり損失が減少する。また、バイアス電圧制御は、電流基準による電流制御を基準としながら、電流基準をバイアス電圧で補正する構成とすることにより、並列運転が容易である。更に、充放電電流のＰＷＭキャリアとバイアス電源用のキャリア位相を１８０゜とした場合には、バイアス電源のリプルを減少させ装置を小型化することができる。
【００１５】
また、ユニットを並列にする場合は、ユニット毎のＰＷＭキャリアの周波数位相を調整することにより、電源リプルを著しく減少させコンデンサを小型にすることができる。バッテリーの電圧が高い場合にバイアス電源を不動作とすれば、損失を少なくして、より高効率な充放電装置を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施例１の構成を示す回路図。
【図２】実施例１の動作を示すタイミングチャート。
【図３】本発明の実施例２の構成を示す回路図。
【図４】本発明の実施例３の動作を示すタイミングチャート。
【図５】従来技術の一例を示す回路図。
【図６】従来の並列運転用の充放電装置の構成を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明に係る充放電装置の実施例を図面を参照して説明する。各実施例で同一または類似の構成部分には、共通の符号を付し、重複する説明は省略する。
【実施例１】
【００１８】
［構成］
図１は、実施例１の構成を示す回路図である。図１において、図５に記載された低圧回生形直流電源５０の制御回路である電圧検出器８、制御増幅器９、ＰＷＭ回路１０は、図示を省略している。
【００１９】
実施例１の構成上の特徴は、被試験バッテリー１７と並列に接続されたフィルタコンデンサ１６には、図５の従来技術で接続されていた振動防止用抵抗が存在しないことである。また、従来技術においてバイアス電源となるコンデンサ１９と直列に接続された抵抗１８も存在しない。そのため、実施例１では、次のような構成を採用している。
【００２０】
第１のハーフブリッジ出力電流Ｉ１を電流検出器３１で検出し、ＰＩＤ増幅器３４に入力する。ＰＩＤ増幅器３４では、このハーフブリッジ出力電流Ｉ１と総合制御部２８から出力される電流基準ＩＲとを比較増幅し、ＰＷＭ回路１０に入力する。ＰＷＭ回路１０では、ＰＩＤ増幅器３４の出力と、ＰＷＭキャリア発生器３８の出力とを比較することにより、ＰＷＭ信号Ｇ１，Ｇ２を発生させ、第１のハーフブリッジのスイッチング素子１１，１２を駆動する。
【００２１】
バイアス電源の第２のハーフブリッジ出力電流Ｉ３を電流検出器３２で検出し、第２のＰＩＤ増幅器３５に入力する。第２のＰＩＤ増幅器３５では、このハーフブリッジ出力電流Ｉ３と、総合制御部２８からの電流基準ＩＲと第３のＰＩＤ増幅器３６の出力Ｖ３６を加算器３９にて加算した和（ＩＲ＋Ｖ３６）とを比較増幅する。第２のＰＩＤ増幅器３５の出力は、ＰＷＭ回路２７において、ＰＷＭキャリア発生器３８の反転出力と比較することにより、ＰＷＭ信号Ｇ３，Ｇ４を発生させ、第２のハーフブリッジのスイッチング素子２３，２４を駆動する。この場合、ＰＷＭ回路２７に入力するＰＷＭキャリア周波数は、反転増幅器３７で反転し、第１のハーフブリッジ用のＰＷＭ回路１０と第２のハーフブリッジ用のＰＷＭ回路２７は、１８０゜位相がシフトしたＰＷＭ制御を行う。
【００２２】
バイアス用のコンデンサ１９の電圧Ｖ１は、電圧検出器２５で検出し、第３のＰＩＤ増幅器３６に入力する。第３のＰＩＤ増幅器３６では、総合制御回路２８から出力される電圧基準ＶＲとこのコンデンサ１９の出力電圧Ｖ１を比較増幅し、その出力Ｖ３６を加算器３９により電流基準ＩＲを補正する。
【００２３】
被試験バッテリー１７に流入する電流Ｉ２は、電流検出器１４により高精度に計測し、総合制御部２８に入力する。総合制御部２８では、高精度に電流を制御するために、この被試験バッテリー１７の流入電流Ｉ２により電流基準ＩＲを微調している。被試験バッテリー１７の電圧Ｖ２は電圧検出器３３で検出し、この被試験バッテリー１７の出力電圧Ｖ２に基づいて、総合制御部２８では充電停止や放電完了を判断し、電流基準ＩＲをオン・オフ又は調整する。この電流基準ＩＲは、前記のように第１のＰＩＤ増幅器３４に入力し、第１のハーフブリッジ出力電流Ｉ１と比較して、ＰＷＭ回路１０で制御しハーフブリッジ出力電流Ｉ１を調整する。
【００２４】
［作用］
図１に示すように、実施例１では、第１のハーフブリッジチョッパ出力電流Ｉ１の制御は、ＰＩＤ増幅器３４を使用することにより、電圧制御に比較して高速に動作する電流制御ループを構成している。そのため、コンデンサ１６の電圧は電流の積分となり一次遅れとなるので、リアクトル１３及びコンデンサ１６から成るＬＣ共振回路が振動する心配は無い。従って、従来のようにコンデンサ１６に振動を抑制するための抵抗１５を直列に入れる必要はない。これはバイアス電源のコンデンサ１９についても同じことが言える。
【００２５】
このように、充放電電流Ｉ１とバイアス電源の電流Ｉ３は、共に同じ電流基準ＩＲでＰＩＤ制御されているので、基本的にはコンデンサ１９の直流電流はゼロであり、バイアス電源電圧は変化しない。ただし、電流検出器等のドリフトなどにより、僅かにバイアス電圧Ｖ１が変動するので、実施例１では、第３のＰＩＤ増幅器３６により電圧基準ＶＲとの誤差を増幅してＶ３６とし、電流基準ＩＲを微少に補正することにより、バイアス電源電圧を安定に保っている。
【００２６】
また、実施例１では、コンデンサ１９に流れるリプル電流を小さくして、コンデンサを小形にするため、第１のハーフブリッジとバイアス電源用の第２のハーフブリッジは、キャリア周波数を反転増幅器３７で極性を反転して、位相を１８０゜シフトしたＰＷＭ信号を発生している。この様子を図２（ａ）〜（ｄ）を参照しながら説明する。なお、図２（ｄ）は、実施例１の等価回路図、（ａ）〜（ｃ）は等価回路図における各部のキャリア周波数、スイッチング素子の駆動信号、及び充電電流の波形図である。
【００２７】
図２（ａ）は、第１のハーフブリッジの素子の駆動信号Ｇ１，Ｇ２と図２（ｄ）の充電電流ｉ１の波形で、この波形のリプル分がコンデンサ１９に流れる。第１のハーフブリッジと第２のハーフブリッジのキャリア周波数が同相の場合のｉ２の波形を図２（ｂ）に示す。ｉ１のリプルとｉ２のリプルの位相が１８０゜異なっているので、コンデンサ１９には大きなリプル電流が流れる。
【００２８】
図２（ｃ）は、キャリア周波数を１８０゜シフトした場合のｉ２の波形を示す。Ｖ１：Ｖ２：Ｖ３＝３：２：１にした場合は理想的で有り、この場合、図２（ｃ）に示すように、ｉ１とｉ２のリプルの位相が合っているので、コンデンサ１９にはリプル電流はまったく流れない。ただし、これは理想的な場合で、それ以外ではリプル電流は図２（ｃ）の場合より増加するが、キャリア周波数が同一位相の場合よりも減少する。なお、実施例１ではキャリア周波数を１８０゜シフトしたが、キャリア周波数は同相で、ＰＩＤ増幅器の出力側を極性反転しても同様な効果が得られ、結果的にキャリア周波数を反転した場合と同位相のＰＷＭ信号が得られる。
【実施例２】
【００２９】
次に、本発明の実施例２について説明する。前記図５に示した従来技術や、本発明の実施例１に示すような充放電装置の１台の最大容量は、一般には、５Ｖ６０Ａ程度である。そのため、さらに容量を増加する場合は、これら充放電器を複数台並列に接続することが考えられる
【００３０】
図６は、１台の総合制御部２８及び被試験バッテリー１７に対して、従来の電圧制御主体の方式の充放電装置を複数台並列に接続したものである。この従来技術において、親機は、自分の第２のハーフブリッジを電圧制御する場合に、バイアス用のコンデンサ１９の出力電圧Ｖ１と総合制御部２８からの基準電圧ＶＲとをＰＩＤ増幅器３６で比較する。このＰＩＤ増幅器３６の出力を電流基準とし、親機側にスイッチ４０を切替えて、第２のＰＩＤ増幅器３５において、ハーフブリッジ出力電流Ｉ３と第３のＰＩＤ増幅器３６の出力とを比較増幅することで、電圧制御及び電流制御を行う。
【００３１】
子機は、スイッチ４０を子機側に切り換えて、親機のＰＩＤ増幅器３６から電流基準をもらって、第２のＰＩＤ増幅器３５において、ハーフブリッジ出力電流Ｉ３と第３のＰＩＤ増幅器３６の出力とを比較増幅することで、電圧制御及び電流制御を行う。
【００３２】
この従来技術では、親機のＰＩＤ増幅器３６から電流基準を、切替スイッチ４０により親機と子機とで切り替えて使用することから、親機と子機間の電流バランスは非常に良好である。すなわち、被試験バッテリー１７に対して、親機と子機のバイアス電源となるコンデンサが並列に接続されていても、両方のコンデンサ１９のバランスが取れているため、バイアス電流が均等に流れる利点がある。しかし、この従来技術では、親機と子機間に配線が一本必要で、さらに切替スイッチが必要となる欠点がある。
【００３３】
これに対して、本発明の実施例２では、図３に示すように、総合制御部２８及び被試験バッテリー１７に対して、図１の充放電装置を複数台並列に接続する。この実施例２では、個々の充放電装置に対する制御は、前記実施例１と同様に電流制御が主体で、電圧制御はこの電流基準を補正するように制御する。このため、親機、子機の区別がなく配線本数も少ない。
【００３４】
この実施例２では、図６のように、親機と子機間に切替スイッチを設けることなく、複数の充放電装置を被試験バッテリー１７に対して単に並列に接続することになる。その場合、各充放電装置のバイアス電源となるコンデンサ１９は共通電源となることから、複数のコンデンサ１９間のバランスが崩れると、一方のコンデンサ１９からの電流のみが流れ、他方のコンデンサ１９の電流が流れないこととなる。
【００３５】
そこで、複数台の充放電装置間の電流バランスを良くするために、第３のＰＩＤ増幅器３６のゲインは無限でなく、ＰＩＤ増幅器３６の出力Ｖ３６に対し電圧が垂下する特性とする。例えば、出力Ｖ３６が電流基準ＩＲの５％程度で飽和し、この時のバイアス電源の電圧Ｖ１が５％〜１０％変わるようなゲインとする。一般に、バイアス電源電圧Ｖ１の精度はシビアでなく、バッテリー放電がゼロ電圧まで可能なら十分であるので、電圧精度５％〜１０％で十分である。
【００３６】
このような構成の実施例２では、ＰＩＤ増幅器３６の出力Ｖ３６に対し電圧が垂下する特性としたため、並列運転する複数の充放電装置間で大幅な電流基準ＩＲの補正が行われることがない。その結果、並列運転時の電流バランスが向上し、切替スイッチを設けなくても、一方のコンデンサ１９からの電流のみが流れ、他方のコンデンサ１９の電流が流れなくなるような問題は生じない。
【実施例３】
【００３７】
次に、本発明の実施例３について説明する。この実施例３では、総合制御部２８において、被試験バッテリー１７の出力電圧Ｖ２またはバイアス電源となるコンデンサ１９の出力電圧Ｖ１の電圧を監視する。そして、この監視している電圧Ｖ２またはＶ１が設定値よりも高い場合に、前記実施例１の総合制御部２８から出力する電圧基準ＶＲを制御し、バイアス電圧をゼロ電圧以下になるように、強制的に、第４のスイッチング素子２４をオン、第３のスイッチング素子２３をオフする。この場合、スイッチング素子２３，２４自体をオン・オフする以外に、スイッチング素子２４のゲートを強制的にオンし、スイッチング素子２３のゲートを強制的にオフとしても良い。
【００３８】
この実施例３の作用を図４（ａ）〜（ｄ）により説明する。なお、図４（ｄ）は実施例３の等価回路図、図４（ａ）〜（ｃ）はＰＷＭキャリア周波数、各スイッチング素子１１，２４の駆動信号Ｇ１，Ｇ４、及び等価回路中の直流電源５０からの母線電流ｉＤの関係を示すタイミングチャートである。
【００３９】
図４（ａ）は、バイアス電源を常に制御している場合の直流母線の電流ｉＤを示す。母線電流ｉＤは、時刻ｔ１〜ｔ２の電流が第１のハーフブリッジチョッパを通って、コンデンサ１９に流入する。一方、時刻ｔ３〜ｔ４の間にコンデンサ１９のエネルギーが直流母線ｉＤの負極性で流出するする。そのため、通電幅が広く抵抗分の損失が増加することと、スイッチング素子２３，２４のスイッチング損失が発生することと合わせて、効率が低下する。
【００４０】
実施例２では、バッテリー電圧Ｖ２が設定値よりも高い場合は、バイアス電圧は不要なので、バイアス電圧をゼロ電圧以下になるように制御する。すなわち、スイッチング素子２４をオンのままにしてあるので、母線電流ｉＤの通電幅も狭くなり、その回生も無くなるので、高効率な充放電となる。しかも、被試験負荷がバッテリーの場合、電圧が低くなる（１〜１．５Ｖ以下）のは、極めて短時間である。この状態を図（ｂ）に示す。
【００４１】
この充放電装置を並列にして電流容量をアップする場合、ＰＷＭのキャリア周波数の位相を充放電装置ごとに変えると、母線電流ｉＤのリプルは図４（ｃ）に示すように、少なくなる。図４（ｃ）は、充放電装置を２台並列に接続した場合のリプルの状態を示す。その結果、直流電源５０のリプル電流が減少し、コンデンサの容量を減量させることができるので、電源を小形にすることができると同時に、損失も減少させることができるので省エネとなり、効率が向上する。なお、４台の充放電装置を並列に接続する場合には、各充放電装置のＰＷＭキャリア周波数に９０°の位相差を持たせるとよりリプルを減少することができる。
【符号の説明】
【００４２】
１…交流電源
２…交流電源回生形直流電源
５０…回生形交流電源
６０…充放電装置
１１，１２…スイッチング素子
１３，２２…リアクトル
１４…電流検出器
１５，１８…抵抗
１７…被試験バッテリー
１６，１９…コンデンサ
２３，２４…スイッチング素子
２１，２７…ＰＷＭ回路
２０，２６…増幅器
２８…総合制御部
３１，３２…電流検出器
２５，３３…電圧検出器
３４，３５，３６…ＰＩＤ増幅器
３７…反転回路
３８…ＰＷＭキャリア発生器
３９…加算器
４０…切替スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池や電気二重層コンデンサなど（以下、請求項の記載を含めて被試験バッテリーと総称する。）に電流を流して、充電特性や放電特性を試験するための充放電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来このような装置としては、例えば特許文献１に示すようなものが知られている。特許文献１に記載されている技術では、図５に示すように交流電源１から交流電源回生形直流電源２を経由して低圧回生形直流電源５０を構成し、この低圧回生形直流電源５０の下流に本発明の属する充放電装置６０が接続される。なお、特許文献１には充放電装置６０の部分のみ記載されている。
【０００３】
低圧回生形直流電源５０は、スイッチング素子３とスイッチング素子４から成るハーフブリッジの出力側から、リアクトル５、電流検出器６及びコンデンサ７で構成したＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を電圧検出器８で検出する。前記電流検出器６の出力と電圧検出器８の出力を制御増幅器９に入力し、この制御増幅器９の出力をＰＷＭ回路１０を介してスイッチング素子３とスイッチング素子４に与えて、これらスイッチング素子３（Ｇ５），４（Ｇ６）を駆動する。
【０００４】
充放電装置６０は、第１のスイッチング素子１１（Ｇ１）と第２のスイッチング素子１２（Ｇ２）からなる第１のハーフブリッジと、第３のスイッチング素子２３（Ｇ３）と第４のスイッチング素子２４（Ｇ４）からなる第２のハーフブリッジを備える。これら２つのハーフブリッジの間には、リアクトル１３及び電流検出器１４を介して被試験バッテリー１７が接続されている。被試験バッテリー１７と前記２つのハーフブリッジに間には、リアクトル２２及びバイアス電源となるコンデンサ１９が接続されている。被試験バッテリー１７の両端には、直列に接続された抵抗１５とコンデンサ１６が接続され、スイッチングに伴うリプル電流を被試験バッテリー１７に流さないように工夫されている。
【０００５】
前記リアクトル２２の出力は、コンデンサ１９に抵抗１８を直列に接続することでフィルタ効果を持たせ、バイアス電源のリプル電圧を抑制している。充放電電流は、電流検出器１４の出力と総合制御回路２８から出力されている電流基準ＩＲとを増幅器２０で比較増幅し、ＰＷＭ回路２１に入力するＰＷＭ信号に変換する。ＰＷＭ回路２１は、このＰＷＭ信号をに基づいてスイッチング素子１１，１２（Ｇ１，Ｇ２）を駆動して被試験バッテリー１７の電流を制御する。
【０００６】
一方、この充放電装置には、バイアス電源が設けられている。このバイアス電源は、被試験バッテリー１７の電圧が低下したときにもスイッチング素子を導通可能として被試験バッテリー１７の試験を可能とするためのものであり、これにより被試験バッテリー１７の電圧がゼロでも放電させることができる。この従来技術では、バイアス電源電圧は、電圧検出器２５で検出した電圧と総合制御回路２８から出力されている電圧基準ＶＲとを比較増幅器２６で比較増幅し、ＰＷＭ制御回路２７を介してスイッチング素子２３，２４（Ｇ２，Ｇ３）を駆動して制御する。
【０００７】
このような構成の従来技術では、第２のハーフブリッジが低圧回生形直流電源５０の出力端に接続された平滑コンデンサ７の直流電圧をパルスに変換して、所望の安定した電圧としてコンデンサ１９の端子間に蓄積するので、バイアス用に別の電源を必要としない利点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−２０８５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前記のような従来技術では、スイッチング素子１１，１２からリアクトル１３及びコンデンサ１６に至る出力回路がＬＣ共振回路を構成しているので、スイッチング素子をこの回路に示すように電圧モードで駆動すると、出力に振動が発生する。そのため、抵抗１５をコンデンサ１６に直列に接続してダンピング効果を持たせている。しかし、充放電電流が大きい試験装置では、抵抗１５の損失がかなり大きくなり省エネに反する。特に、最近の自動車用のバッテリーは、６０〜３００Ａ程度で充放電テストを行うので、抵抗の損失もかなり大きくなる。
【００１０】
同様に、バイアス電源用コンデンサ１９の直列抵抗１８も電圧モードで制御しているので、振動防止用であり省エネに反する。さらに、充電電流が被試験バッテリー１７を通ってバイアス電源に流入するので、このエネルギーをリアクトル２２→スイッチング素子２３を介してＤＣ電源に回生しており、この回路の抵抗損とスイッチング損がかなりの量となる。また、ＤＣ電源のリプル電流もバッテリー電流に比例するので、低電圧大電流の場合、低圧回生形直流電源５０のコンデンサ７のリプル電流耐量を大幅に増やす必要があるなど、不都合が多い。
【００１１】
本発明は、前記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものである。すなわち、本発明の目的は、被試験バッテリーにスイッチングに伴うリプル電流を流さないために、コンデンサ１６に直列に接続された抵抗１５や、バイアス電源用コンデンサ１９に直列に接続された抵抗１８を不要として、これら抵抗１５，１８に起因する損失やその他のスイッチングに起因する損失の低減を図り、省エネで小形で経済的な充放電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の充放電装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を直列にした第１のハーフブリッジと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列にした第２のハーフブリッジと、各スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路を備え、前記第１のハーフブリッジの出力側には第１のリアクトルを介して充放電対象となる被試験バッテリーを接続し、前記第２のハーフブリッジの出力側には第２のリアクトルとコンデンサから成るバイアス電源を接続し、前記被試験バッテリーとバイアス電源を直列にしてなる。
【００１３】
特に、本発明において、前記制御回路は、
(1) 第１のリアクトルの電流Ｉ１と電流基準ＩＲ、及びＰＷＭキャリア周波数に従って、第１のハーフブリッジの第１及び第２のスイッチング素子を制御するＰＷＭ回路、
(2) バイアス電源電圧Ｖ１と電圧基準ＶＲに基づいて補正された電流基準Ｖ３６を得る増幅器、
(3) この増幅器によって得られた補正された電流基準Ｖ３６と前記第２のリアクトルの電流Ｉ３とに従って、第２のハーフブリッジの第３及び第４のスイッチング素子を制御するＰＷＭ回路、
を備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、電流制御ループを主体としてバイアス電源を制御しているので、共振防止用の抵抗が不要となり損失が減少する。また、バイアス電圧制御は、電流基準による電流制御を基準としながら、電流基準をバイアス電圧で補正する構成とすることにより、並列運転が容易である。更に、充放電電流のＰＷＭキャリアとバイアス電源用のキャリア位相を１８０゜とした場合には、バイアス電源のリプルを減少させ装置を小型化することができる。
【００１５】
また、ユニットを並列にする場合は、ユニット毎のＰＷＭキャリアの周波数位相を調整することにより、電源リプルを著しく減少させコンデンサを小型にすることができる。バッテリーの電圧が高い場合にバイアス電源を不動作とすれば、損失を少なくして、より高効率な充放電装置を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施例１の構成を示す回路図。
【図２】実施例１の動作を示すタイミングチャート。
【図３】本発明の実施例２の構成を示す回路図。
【図４】本発明の実施例３の動作を示すタイミングチャート。
【図５】従来技術の一例を示す回路図。
【図６】従来の並列運転用の充放電装置の構成を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明に係る充放電装置の実施例を図面を参照して説明する。各実施例で同一または類似の構成部分には、共通の符号を付し、重複する説明は省略する。
【実施例１】
【００１８】
［構成］
図１は、実施例１の構成を示す回路図である。図１において、図５に記載された低圧回生形直流電源５０の制御回路である電圧検出器８、制御増幅器９、ＰＷＭ回路１０は、図示を省略している。
【００１９】
実施例１の構成上の特徴は、被試験バッテリー１７と並列に接続されたフィルタコンデンサ１６には、図５の従来技術で接続されていた振動防止用抵抗が存在しないことである。また、従来技術においてバイアス電源となるコンデンサ１９と直列に接続された抵抗１８も存在しない。そのため、実施例１では、次のような構成を採用している。
【００２０】
第１のハーフブリッジ出力電流Ｉ１を電流検出器３１で検出し、ＰＩＤ増幅器３４に入力する。ＰＩＤ増幅器３４では、このハーフブリッジ出力電流Ｉ１と総合制御部２８から出力される電流基準ＩＲとを比較増幅し、ＰＷＭ回路１０に入力する。ＰＷＭ回路１０では、ＰＩＤ増幅器３４の出力と、ＰＷＭキャリア発生器３８の出力とを比較することにより、ＰＷＭ信号Ｇ１，Ｇ２を発生させ、第１のハーフブリッジのスイッチング素子１１，１２を駆動する。
【００２１】
バイアス電源の第２のハーフブリッジ出力電流Ｉ３を電流検出器３２で検出し、第２のＰＩＤ増幅器３５に入力する。第２のＰＩＤ増幅器３５では、このハーフブリッジ出力電流Ｉ３と、総合制御部２８からの電流基準ＩＲと第３のＰＩＤ増幅器３６の出力Ｖ３６を加算器３９にて加算した和（ＩＲ＋Ｖ３６）とを比較増幅する。第２のＰＩＤ増幅器３５の出力は、ＰＷＭ回路２７において、ＰＷＭキャリア発生器３８の反転出力と比較することにより、ＰＷＭ信号Ｇ３，Ｇ４を発生させ、第２のハーフブリッジのスイッチング素子２３，２４を駆動する。この場合、ＰＷＭ回路２７に入力するＰＷＭキャリア周波数は、反転増幅器３７で反転し、第１のハーフブリッジ用のＰＷＭ回路１０と第２のハーフブリッジ用のＰＷＭ回路２７は、１８０゜位相がシフトしたＰＷＭ制御を行う。
【００２２】
バイアス用のコンデンサ１９の電圧Ｖ１は、電圧検出器２５で検出し、第３のＰＩＤ増幅器３６に入力する。第３のＰＩＤ増幅器３６では、総合制御回路２８から出力される電圧基準ＶＲとこのコンデンサ１９の出力電圧Ｖ１を比較増幅し、その出力Ｖ３６を加算器３９により電流基準ＩＲを補正する。
【００２３】
被試験バッテリー１７に流入する電流Ｉ２は、電流検出器１４により高精度に計測し、総合制御部２８に入力する。総合制御部２８では、高精度に電流を制御するために、この被試験バッテリー１７の流入電流Ｉ２により電流基準ＩＲを微調している。被試験バッテリー１７の電圧Ｖ２は電圧検出器３３で検出し、この被試験バッテリー１７の出力電圧Ｖ２に基づいて、総合制御部２８では充電停止や放電完了を判断し、電流基準ＩＲをオン・オフ又は調整する。この電流基準ＩＲは、前記のように第１のＰＩＤ増幅器３４に入力し、第１のハーフブリッジ出力電流Ｉ１と比較して、ＰＷＭ回路１０で制御しハーフブリッジ出力電流Ｉ１を調整する。
【００２４】
［作用］
図１に示すように、実施例１では、第１のハーフブリッジチョッパ出力電流Ｉ１の制御は、ＰＩＤ増幅器３４を使用することにより、電圧制御に比較して高速に動作する電流制御ループを構成している。そのため、コンデンサ１６の電圧は電流の積分となり一次遅れとなるので、リアクトル１３及びコンデンサ１６から成るＬＣ共振回路が振動する心配は無い。従って、従来のようにコンデンサ１６に振動を抑制するための抵抗１５を直列に入れる必要はない。これはバイアス電源のコンデンサ１９についても同じことが言える。
【００２５】
このように、充放電電流Ｉ１とバイアス電源の電流Ｉ３は、共に同じ電流基準ＩＲでＰＩＤ制御されているので、基本的にはコンデンサ１９の直流電流はゼロであり、バイアス電源電圧は変化しない。ただし、電流検出器等のドリフトなどにより、僅かにバイアス電圧Ｖ１が変動するので、実施例１では、第３のＰＩＤ増幅器３６により電圧基準ＶＲとの誤差を増幅してＶ３６とし、電流基準ＩＲを微少に補正することにより、バイアス電源電圧を安定に保っている。
【００２６】
また、実施例１では、コンデンサ１９に流れるリプル電流を小さくして、コンデンサを小形にするため、第１のハーフブリッジとバイアス電源用の第２のハーフブリッジは、キャリア周波数を反転増幅器３７で極性を反転して、位相を１８０゜シフトしたＰＷＭ信号を発生している。この様子を図２（ａ）〜（ｄ）を参照しながら説明する。なお、図２（ｄ）は、実施例１の等価回路図、（ａ）〜（ｃ）は等価回路図における各部のキャリア周波数、スイッチング素子の駆動信号、及び充電電流の波形図である。
【００２７】
図２（ａ）は、第１のハーフブリッジの素子の駆動信号Ｇ１，Ｇ２と図２（ｄ）の充電電流ｉ１の波形で、この波形のリプル分がコンデンサ１９に流れる。第１のハーフブリッジと第２のハーフブリッジのキャリア周波数が同相の場合のｉ２の波形を図２（ｂ）に示す。ｉ１のリプルとｉ２のリプルの位相が１８０゜異なっているので、コンデンサ１９には大きなリプル電流が流れる。
【００２８】
図２（ｃ）は、キャリア周波数を１８０゜シフトした場合のｉ２の波形を示す。Ｖ１：Ｖ２：Ｖ３＝３：２：１にした場合は理想的で有り、この場合、図２（ｃ）に示すように、ｉ１とｉ２のリプルの位相が合っているので、コンデンサ１９にはリプル電流はまったく流れない。ただし、これは理想的な場合で、それ以外ではリプル電流は図２（ｃ）の場合より増加するが、キャリア周波数が同一位相の場合よりも減少する。なお、実施例１ではキャリア周波数を１８０゜シフトしたが、キャリア周波数は同相で、ＰＩＤ増幅器の出力側を極性反転しても同様な効果が得られ、結果的にキャリア周波数を反転した場合と同位相のＰＷＭ信号が得られる。
【実施例２】
【００２９】
次に、本発明の実施例２について説明する。前記図５に示した従来技術や、本発明の実施例１に示すような充放電装置の１台の最大容量は、一般には、５Ｖ６０Ａ程度である。そのため、さらに容量を増加する場合は、これら充放電器を複数台並列に接続することが考えられる
【００３０】
図６は、１台の総合制御部２８及び被試験バッテリー１７に対して、従来の電圧制御主体の方式の充放電装置を複数台並列に接続したものである。この従来技術において、親機は、自分の第２のハーフブリッジを電圧制御する場合に、バイアス用のコンデンサ１９の出力電圧Ｖ１と総合制御部２８からの基準電圧ＶＲとをＰＩＤ増幅器３６で比較する。このＰＩＤ増幅器３６の出力を電流基準とし、親機側にスイッチ４０を切替えて、第２のＰＩＤ増幅器３５において、ハーフブリッジ出力電流Ｉ３と第３のＰＩＤ増幅器３６の出力とを比較増幅することで、電圧制御及び電流制御を行う。
【００３１】
子機は、スイッチ４０を子機側に切り換えて、親機のＰＩＤ増幅器３６から電流基準をもらって、第２のＰＩＤ増幅器３５において、ハーフブリッジ出力電流Ｉ３と第３のＰＩＤ増幅器３６の出力とを比較増幅することで、電圧制御及び電流制御を行う。
【００３２】
この従来技術では、親機のＰＩＤ増幅器３６から電流基準を、切替スイッチ４０により親機と子機とで切り替えて使用することから、親機と子機間の電流バランスは非常に良好である。すなわち、被試験バッテリー１７に対して、親機と子機のバイアス電源となるコンデンサが並列に接続されていても、両方のコンデンサ１９のバランスが取れているため、バイアス電流が均等に流れる利点がある。しかし、この従来技術では、親機と子機間に配線が一本必要で、さらに切替スイッチが必要となる欠点がある。
【００３３】
これに対して、本発明の実施例２では、図３に示すように、総合制御部２８及び被試験バッテリー１７に対して、図１の充放電装置を複数台並列に接続する。この実施例２では、個々の充放電装置に対する制御は、前記実施例１と同様に電流制御が主体で、電圧制御はこの電流基準を補正するように制御する。このため、親機、子機の区別がなく配線本数も少ない。
【００３４】
この実施例２では、図６のように、親機と子機間に切替スイッチを設けることなく、複数の充放電装置を被試験バッテリー１７に対して単に並列に接続することになる。その場合、各充放電装置のバイアス電源となるコンデンサ１９は共通電源となることから、複数のコンデンサ１９間のバランスが崩れると、一方のコンデンサ１９からの電流のみが流れ、他方のコンデンサ１９の電流が流れないこととなる。
【００３５】
そこで、複数台の充放電装置間の電流バランスを良くするために、第３のＰＩＤ増幅器３６のゲインは無限でなく、ＰＩＤ増幅器３６の出力Ｖ３６に対し電圧が垂下する特性とする。例えば、出力Ｖ３６が電流基準ＩＲの５％程度で飽和し、この時のバイアス電源の電圧Ｖ１が５％〜１０％変わるようなゲインとする。一般に、バイアス電源電圧Ｖ１の精度はシビアでなく、バッテリー放電がゼロ電圧まで可能なら十分であるので、電圧精度５％〜１０％で十分である。
【００３６】
このような構成の実施例２では、ＰＩＤ増幅器３６の出力Ｖ３６に対し電圧が垂下する特性としたため、並列運転する複数の充放電装置間で大幅な電流基準ＩＲの補正が行われることがない。その結果、並列運転時の電流バランスが向上し、切替スイッチを設けなくても、一方のコンデンサ１９からの電流のみが流れ、他方のコンデンサ１９の電流が流れなくなるような問題は生じない。
【実施例３】
【００３７】
次に、本発明の実施例３について説明する。この実施例３では、総合制御部２８において、被試験バッテリー１７の出力電圧Ｖ２またはバイアス電源となるコンデンサ１９の出力電圧Ｖ１の電圧を監視する。そして、この監視している電圧Ｖ２またはＶ１が設定値よりも高い場合に、前記実施例１の総合制御部２８から出力する電圧基準ＶＲを制御し、バイアス電圧をゼロ電圧以下になるように、強制的に、第４のスイッチング素子２４をオン、第３のスイッチング素子２３をオフする。この場合、スイッチング素子２３，２４自体をオン・オフする以外に、スイッチング素子２４のゲートを強制的にオンし、スイッチング素子２３のゲートを強制的にオフとしても良い。
【００３８】
この実施例３の作用を図４（ａ）〜（ｄ）により説明する。なお、図４（ｄ）は実施例３の等価回路図、図４（ａ）〜（ｃ）はＰＷＭキャリア周波数、各スイッチング素子１１，２４の駆動信号Ｇ１，Ｇ４、及び等価回路中の直流電源５０からの母線電流ｉＤの関係を示すタイミングチャートである。
【００３９】
図４（ａ）は、バイアス電源を常に制御している場合の直流母線の電流ｉＤを示す。母線電流ｉＤは、時刻ｔ１〜ｔ２の電流が第１のハーフブリッジチョッパを通って、コンデンサ１９に流入する。一方、時刻ｔ３〜ｔ４の間にコンデンサ１９のエネルギーが直流母線ｉＤの負極性で流出するする。そのため、通電幅が広く抵抗分の損失が増加することと、スイッチング素子２３，２４のスイッチング損失が発生することと合わせて、効率が低下する。
【００４０】
実施例２では、バッテリー電圧Ｖ２が設定値よりも高い場合は、バイアス電圧は不要なので、バイアス電圧をゼロ電圧以下になるように制御する。すなわち、スイッチング素子２４をオンのままにしてあるので、母線電流ｉＤの通電幅も狭くなり、その回生も無くなるので、高効率な充放電となる。しかも、被試験負荷がバッテリーの場合、電圧が低くなる（１〜１．５Ｖ以下）のは、極めて短時間である。この状態を図（ｂ）に示す。
【００４１】
この充放電装置を並列にして電流容量をアップする場合、ＰＷＭのキャリア周波数の位相を充放電装置ごとに変えると、母線電流ｉＤのリプルは図４（ｃ）に示すように、少なくなる。図４（ｃ）は、充放電装置を２台並列に接続した場合のリプルの状態を示す。その結果、直流電源５０のリプル電流が減少し、コンデンサの容量を減量させることができるので、電源を小形にすることができると同時に、損失も減少させることができるので省エネとなり、効率が向上する。なお、４台の充放電装置を並列に接続する場合には、各充放電装置のＰＷＭキャリア周波数に９０°の位相差を持たせるとよりリプルを減少することができる。
【符号の説明】
【００４２】
１…交流電源
２…交流電源回生形直流電源
５０…回生形交流電源
６０…充放電装置
１１，１２…スイッチング素子
１３，２２…リアクトル
１４…電流検出器
１５，１８…抵抗
１７…被試験バッテリー
１６，１９…コンデンサ
２３，２４…スイッチング素子
２１，２７…ＰＷＭ回路
２０，２６…増幅器
２８…総合制御部
３１，３２…電流検出器
２５，３３…電圧検出器
３４，３５，３６…ＰＩＤ増幅器
３７…反転回路
３８…ＰＷＭキャリア発生器
３９…加算器
４０…切替スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を直列にした第１のハーフブリッジと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列にした第２のハーフブリッジと、各スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路を備え、
前記第１のハーフブリッジの出力側には第１のリアクトルを介して充放電対象となる被試験バッテリーを接続し、前記第２のハーフブリッジの出力側には第２のリアクトルとコンデンサから成るバイアス電源を接続し、前記被試験バッテリーとバイアス電源を直列にしてなる充放電装置において、
前記制御回路は、
(1) 第１のリアクトルの電流Ｉ１と電流基準ＩＲ、及びＰＷＭキャリア周波数に従って、第１のハーフブリッジの第１及び第２のスイッチング素子を制御するＰＷＭ回路、
(2) バイアス電源電圧Ｖ１と電圧基準ＶＲに基づいて補正された電流基準Ｖ３６を得る増幅器、
(3) この増幅器によって得られた補正された電流基準Ｖ３６と電流基準ＩＲとの和と前記第２のリアクトルの電流Ｉ３とに従って、第２のハーフブリッジの第３及び第４のスイッチング素子を制御するＰＷＭ回路、
を備えていることを特徴とする充放電装置。
【請求項２】
前記補正された電流基準Ｖ３６を得る増幅器は、電流補正に従って電圧が垂下する特性を有することを特徴とする請求項１に記載の充放電装置。
【請求項３】
被試験バッテリー電圧の検出器を備え、
この電圧検出器によって得られた電圧が設定値より高い場合は、前記電圧基準ＶＲに従って第４のスイッチング素子をオン、第３のスイッチング素子をオフとして、スイッチング動作を停止状態とすることを特徴とする請求項１に記載の充放電装置。
【請求項４】
被試験バッテリー電圧の検出器を備え、
この電圧検出器によって得られた電圧が設定値より高い場合は、前記電圧基準ＶＲに従って第４のスイッチング素子のゲートを強制的にオン、第３のスイッチング素子のゲートを強制的にオフとして、スイッチング動作を停止状態とすることを特徴とする請求項１に記載の充放電装置。
【請求項５】
第１及び第２のスイッチング素子のＰＷＭキャリア周波数と、第３及び第４のスイッチング素子のＰＷＭキャリア周波数の位相差を１８０゜としたことを特徴とする請求項１に記載の充放電装置。
【請求項６】
請求項１の充放電装置を被試験バッテリー及びバイアス電源に対して複数台並列に接続し、各装置におけるスイッチング素子のＰＷＭキャリア周波数を、並列した請求項１の充放電装置間で位相差を持たせたことを特徴とする充放電装置。
【請求項１】
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を直列にした第１のハーフブリッジと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列にした第２のハーフブリッジと、各スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路を備え、
前記第１のハーフブリッジの出力側には第１のリアクトルを介して充放電対象となる被試験バッテリーを接続し、前記第２のハーフブリッジの出力側には第２のリアクトルとコンデンサから成るバイアス電源を接続し、前記被試験バッテリーとバイアス電源を直列にしてなる充放電装置において、
前記制御回路は、
(1) 第１のリアクトルの電流Ｉ１と電流基準ＩＲ、及びＰＷＭキャリア周波数に従って、第１のハーフブリッジの第１及び第２のスイッチング素子を制御するＰＷＭ回路、
(2) バイアス電源電圧Ｖ１と電圧基準ＶＲに基づいて補正された電流基準Ｖ３６を得る増幅器、
(3) この増幅器によって得られた補正された電流基準Ｖ３６と電流基準ＩＲとの和と前記第２のリアクトルの電流Ｉ３とに従って、第２のハーフブリッジの第３及び第４のスイッチング素子を制御するＰＷＭ回路、
を備えていることを特徴とする充放電装置。
【請求項２】
前記補正された電流基準Ｖ３６を得る増幅器は、電流補正に従って電圧が垂下する特性を有することを特徴とする請求項１に記載の充放電装置。
【請求項３】
被試験バッテリー電圧の検出器を備え、
この電圧検出器によって得られた電圧が設定値より高い場合は、前記電圧基準ＶＲに従って第４のスイッチング素子をオン、第３のスイッチング素子をオフとして、スイッチング動作を停止状態とすることを特徴とする請求項１に記載の充放電装置。
【請求項４】
被試験バッテリー電圧の検出器を備え、
この電圧検出器によって得られた電圧が設定値より高い場合は、前記電圧基準ＶＲに従って第４のスイッチング素子のゲートを強制的にオン、第３のスイッチング素子のゲートを強制的にオフとして、スイッチング動作を停止状態とすることを特徴とする請求項１に記載の充放電装置。
【請求項５】
第１及び第２のスイッチング素子のＰＷＭキャリア周波数と、第３及び第４のスイッチング素子のＰＷＭキャリア周波数の位相差を１８０゜としたことを特徴とする請求項１に記載の充放電装置。
【請求項６】
請求項１の充放電装置を被試験バッテリー及びバイアス電源に対して複数台並列に接続し、各装置におけるスイッチング素子のＰＷＭキャリア周波数を、並列した請求項１の充放電装置間で位相差を持たせたことを特徴とする充放電装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１１−２４２９８（Ｐ２０１１−２４２９８Ａ）
【公開日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１６５２４０（Ｐ２００９−１６５２４０）
【出願日】平成２１年７月１４日（２００９．７．１４）
【出願人】（３９１０１７５４０）東芝ＩＴコントロールシステム株式会社 (107)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年７月１４日（２００９．７．１４）
【出願人】（３９１０１７５４０）東芝ＩＴコントロールシステム株式会社 (107)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]