到来時刻推定装置
【課題】 受信信号と参照信号の周波数が一致していない場合でも、電波の到来時刻を推定できるようにする。
【解決手段】 受信信号サンプリング部１により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する受信信号共分散行列計算部２と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを計算するモードベクトル計算部３とを設け、その受信信号共分散行列計算部２により計算された共分散行列とモードベクトル計算部３により計算されたモードベクトルを用いてＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１により受信された信号の到来時刻を推定する。
【解決手段】 受信信号サンプリング部１により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する受信信号共分散行列計算部２と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを計算するモードベクトル計算部３とを設け、その受信信号共分散行列計算部２により計算された共分散行列とモードベクトル計算部３により計算されたモードベクトルを用いてＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１により受信された信号の到来時刻を推定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば、空間に存在する目標までの距離を示す信号の到来時刻を推定する到来時刻推定装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
到来時刻推定装置は、例えば、レーダやＧＰＳ受信機などに実装され、例えば、空間に存在する目標までの距離を検出する際に、電波の到来時刻推定を推定する。
従来の到来時刻推定装置は、送信信号（または、送信信号と相関関係がある参照信号）と受信信号の相関演算を実施して遅延プロファイルを取得することにより、その受信信号の到来時刻推定を推定する方式を一般的に採用している。
【０００３】
しかし、相関演算を実施して到来時刻を推定する方式では、時間分解能が送受信信号の帯域幅の逆数に制限される問題がある。
このため、相関演算を実施して到来時刻を推定する方式をレーダが採用する場合、距離分解能が送受信信号の帯域幅によって制限される原因になる。また、この時間分解能よりも近接している到来波が複数存在すると、到来時刻の推定に誤りが生じる。
そこで、距離分解能が送受信信号の帯域幅によって制限されるなどの問題点を解消するために、ＭＵＳＩＣ処理やＥＳＰＲＩＴ処理などの超分解能処理を実施して、相関演算を実施する場合よりも、高い時間分解能を得る方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
なお、超分解能処理を実施することにより、電波の到来時刻を推定する方法の詳細は、下記の非特許文献１に開示されている。
【０００４】
ただし、ＭＵＳＩＣ処理やＥＳＰＲＩＴ処理などの超分解能処理を実施して、電波の到来時刻を推定する方式では、受信信号と参照信号の周波数が一致していなければならず、例えば、ＧＰＳ受信機において、衛星の運動によるドップラー周波数が未知である場合には適用することができない。
また、電波源位置測位装置において、電波源や受信機が移動し、そのドップラー周波数が未知である場合には適用することができない。
また、レーダにおいて、探知目標が移動し、そのドップラー周波数が未知である場合には適用することができない。
以下、ドップラー周波数が未知である場合には適用することができない理由を説明するため、超分解能処理を実施することにより、電波の到来時刻を推定する方法を採用している到来時刻推定装置を説明する。
【０００５】
まず、第１のフーリエ変換手段が受信信号をフーリエ変換し、第２のフーリエ変換手段が参照信号をフーリエ変換する。
受信信号が参照信号を時刻τだけ遅延された信号であるとすると、フーリエ変換された受信信号［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］と、フーリエ変換された参照信号［Ｓ1，Ｓ2，・・・，ＳL］の関係は次のようになる。
［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］
＝［Ｓ1ｅ0，Ｓ2ｅ-2πjfsτ，・・・，ＳL-2πj(L-1)fsτ］ （１）
ただし、Ｌは受信信号のサンプル数、ｆｓはサンプリング周波数である。
【０００６】
次に、除算手段がフーリエ変換された受信信号を要素毎に、参照信号で除算して、次のような位相の線形性を取得する。
［Ｘ1／Ｓ1，Ｘ2／Ｓ2，・・・，ＸL／ＳL］
＝［ｅ0，ｅ-2πjfsτ，・・・，ｅ-2πj(L-1)fsτ］ （２）
次に、共分散行列計算手段が、除算手段の除算結果の共分散行列、即ち、式（２）の共分散行列を計算する。
次に、ＭＵＳＩＣ処理手段が、下記の式（３）で示すような等比級数をモードベクトルａconv（τ）とし、そのモードベクトルａconv（τ）と共分散行列計算手段により計算された共分散行列とを用いてＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、遅延時間τを推定する。
ａconv（τ）＝［ｅ0，ｅ-2πjfsτ，・・・，ｅ-2πj(L-1)fsτ］T （３）
【０００７】
ここで、受信信号の周波数が参照信号に対してシフトしている場合を考える。
即ち、フーリエ変換された受信信号［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］と、フーリエ変換された参照信号［Ｓ1，Ｓ2，・・・，ＳL］の関係が次式になるような場合を想定する。
［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］
＝［Ｓ1-nｅ0，Ｓ2-nｅ-2πjfsτ，・・・，ＳL-n-2πj(L-1)fsτ］ （４）
ただし、ｎは周波数シフトするインデックス数である。
【０００８】
この周波数シフトを無視して、受信信号を参照信号で除算すると次式のようになる。
［Ｘ1／Ｓ1，Ｘ2／Ｓ2，・・・，ＸL／ＳL］
＝［（Ｓ1-n／Ｓ1）ｅ0，（Ｓ2-n／Ｓ2）ｅ-2πjfsτ，・・・，
（ＳL-n／ＳL）ｅ-2πj(L-1)fsτ］ （５）
しかし、一般に、ＳlとＳl-nは無関係であるため、式（５）の右辺はランダムな位相を有し、位相線形性が得られない。
したがって、線形位相をモードベクトルとして用いる従来の到来時刻推定方式では、参照信号に対して受信信号の周波数がシフトしていて、そのシフト量ｎが不明の場合、受信信号の到来時刻を推定することができない。
【０００９】
【特許文献１】特表２００３−５３２３１４号公報（第１５頁、図１）
【非特許文献１】菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版、１９９８年発刊、Ｐ２６９〜Ｐ２９２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来の到来時刻推定装置は以上のように構成されているので、受信信号と参照信号の周波数が一致していれば、電波の到来時刻を推定することができる。しかし、受信信号と参照信号の周波数が一致していない場合、電波の到来時刻を推定することができず、例えば、衛星の運動によるドップラー周波数が未知であるＧＰＳ受信機などには適用することができないなどの課題があった。
【００１１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、受信信号と参照信号の周波数が一致していない場合でも、電波の到来時刻を推定することができる到来時刻推定装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係る到来時刻推定装置は、信号受信手段により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する共分散行列生成手段と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを生成するモードベクトル生成手段とを設け、その共分散行列生成手段により生成された共分散行列とモードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルを用いて超分解能処理を実施することにより、その信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、信号受信手段により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する共分散行列生成手段と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを生成するモードベクトル生成手段とを設け、その共分散行列生成手段により生成された共分散行列とモードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルを用いて超分解能処理を実施することにより、その信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定するように構成したので、信号受信手段により受信された信号と、空間に周期的に発信された信号の周波数が一致していない場合でも、電波の到来時刻を推定することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による到来時刻推定装置を示す構成図であり、図において、受信信号サンプリング部１は図示せぬ信号発信器が空間に信号を周期的に発信すると、空間に周期的に発信された信号を順次サンプリングする。なお、受信信号サンプリング部１は信号受信手段を構成している。
受信信号共分散行列計算部２は受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の時間波形である一周期の信号列ｘ（ｋ）から共分散行列Ｒxxを計算する。なお、受信信号共分散行列計算部２は共分散行列生成手段を構成している。
【００１５】
モードベクトル計算部３は空間に周期的に発信された信号の時間波形である一周期の信号列ｓ（ｔ）から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算する。
この実施の形態１では、当該到来時刻推定装置において既知である空間に周期的に発信された信号がモードベクトル計算部３に入力されるものについて説明するが、空間に周期的に発信された信号と強い相関関係がある参照信号がモードベクトル計算部３に入力されるものであってもよい。なお、モードベクトル計算部３はモードベクトル生成手段を構成している。
【００１６】
ＭＵＳＩＣ処理部４は受信信号共分散行列計算部２により計算された共分散行列Ｒxxとモードベクトル計算部３により計算されたモードベクトルａ（τ，Δｆ）を用いて超分解能処理であるＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τを推定する。
この実施の形態１では、ＭＵＳＩＣ処理部４が超分解能処理であるＭＵＳＩＣ処理を実施するものについて説明するが、これに限るものではなく、例えば、超分解能処理であるＥＳＰＲＩＴ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τを推定するようにしてもよい。なお、ＭＵＳＩＣ処理部４は到来時刻推定手段を構成している。
【００１７】
図２はこの発明の実施の形態１による到来時刻推定装置のＭＵＳＩＣ処理部を示す構成図であり、図において、固有値・固有ベクトル計算部１１は受信信号共分散行列計算部２により計算された共分散行列Ｒxxの固有値λl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）と固有ベクトルｅl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）を計算する。
雑音固有値判定部１２は固有値・固有ベクトル計算部１１により計算された共分散行列Ｒxxの固有値λlの中で、雑音電力σ2に等しい固有値（以下、雑音固有値という）を特定するとともに、共分散行列Ｒxxの固有値λlと雑音電力σ2を比較して伝搬経路数Ｍを推定する。
ＭＵＳＩＣスペクトラム計算部１３は雑音固有値判定部１２により特定された雑音固有値に対応する固有ベクトルとモードベクトル計算部３により計算されたモードベクトルａ（τ，Δｆ）から、到来時刻τと周波数シフト量Δｆに関する二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）を計算し、その二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）のピーク位置から受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τと周波数シフト量Δｆを推定する。
【００１８】
次に動作について説明する。
まず、図示せぬ信号発信器が、図３に示すように、空間に信号を周期的に発信する。
ただし、この信号は、例えば、パルス信号や擬似雑音符号であり、かつ、そのパルス波形や変調符号が既知である場合を想定している。
このような想定は、レーダやＧＰＳ受信機等では一般的である。また、携帯端末等においても、通信方式がスペクトル拡散方式である場合は一般的である。なお、携帯端末等の通信方式がスペクトル拡散方式でない場合でも、通常のディジタル通信方式であれば、通信のプリアンブル部などを用いれば、この実施の形態１の到来時刻推定装置を適用することができる。
【００１９】
受信信号サンプリング部１は、図示せぬ信号発信器が空間に信号を周期的に発信すると、空間に周期的に発信された信号を順次サンプリングする。
即ち、受信信号サンプリング部１は、図３に示すように、信号発信器から発信される信号の繰返し周期（以下、「信号周期」という）毎に、所定の数（例えば、Ｌ個）ずつ受信信号をサンプリングする。
以下、ｋ番目の信号周期からサンプリングしたＬ個の受信信号の信号列をｘ（ｋ）とし、この信号列ｘ（ｋ）を受信信号ベクトルと称する。
ｘ（ｋ）＝［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］T （６）
ただし、Ｔは行列やベクトルの転置を表わしている。
【００２０】
なお、受信信号は、複数の経路を経由して到来し、様々な遅延や周波数シフトが与えられた送信信号の波形の組み合わせと考えることができるので、次式のように表すことができる。
ｘ（ｋ）＝Σａ（τm，Δｆm）ｃm（ｋ）＋ｎ（ｋ） （７）
ただし、ａ（τm，Δｆm）は送信信号を時刻τmだけ遅延させて、周波数をΔｆmだけシフトさせた場合の信号波形ベクトルである。
τmはｍ番目の経路の遅延時間、Δｆmはｍ番目の経路の周波数シフト量、ｃm（ｋ）はｋ番目の信号周期におけるｍ番目の経路の複素振幅、ｎ（ｋ）はｋ番目の信号周期における受信機雑音ベクトルである。
【００２１】
受信信号共分散行列計算部２は、受信信号サンプリング部１が信号周期毎に、Ｌ個ずつ受信信号をサンプリングすると、下記の式（８）に示すように、そのＬ個の受信信号の信号列である受信信号ベクトルｘ（ｋ）から共分散行列Ｒxxを計算する。
【数１】
ただし、Ｅ［］は期待値演算を表し、Ｈは行列やベクトルの複素共役転置を表し、＊は複素共役を表している。
【００２２】
なお、式（８）に式（７）を代入し、送信信号と雑音が無相関であることを想定すると、式（８）は下記の式（９）のように表すことができる。
【数２】
ただし、σ2は雑音電力であり、ｎ1（ｋ）は雑音ベクトルｎ（ｋ）のｌ番目の要素である。なお、雑音電力はｌによらないことを仮定している。
【００２３】
上述したように、式（８）が式（９）のような形式で表わされることから、ＭＵＳＩＣアルゴリズムを適用することができる事例であることがわかる。
ただし、実際の計算では、受信信号共分散行列計算部２は、式（８）の期待値演算を下記に示すように、信号周期Ｋ回の時間平均演算で代用する。
【数３】
【００２４】
モードベクトル計算部３は、下記の式（１４）を用いて、図示せぬ信号発信器が空間に周期的に発信する信号の時間波形である一周期の信号列ｓ（ｔ）から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算する。
即ち、信号発信器が空間に周期的に発信する信号の一周期分を所定の範囲内で遅延させるとともに、周波数シフトさせているモードベクトルａ（τ，Δｆ）を生成する。
ａ（τ，Δｆ）
＝［ｓ（−τ）ｅ0，ｓ（Ｔ−τ）ｅ-2πjΔfT，ｓ（２Ｔ−τ）ｅ-2πj2ΔfT
，・・・，ｓ（（Ｌ−１）Ｔ−τ）ｅ-2πj(L-1)ΔfT］T
（１４）
ただし、Ｔはサンプリング周期である。
ここでは、モードベクトル計算部３が、図示せぬ信号発信器から発信される信号からモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算するものについて示したが、信号発信器から発信される信号と強い相関関係がある参照信号からモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算するようにしてもよい。
【００２５】
ＭＵＳＩＣ処理部４は、受信信号共分散行列計算部２が共分散行列Ｒxxを計算し、モードベクトル計算部３がモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算すると、その共分散行列Ｒxxとモードベクトルａ（τ，Δｆ）を用いて超分解能処理であるＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τと周波数シフト量Δｆを推定するとともに、伝播経路数Ｍを推定する。
ＭＵＳＩＣ処理（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）の詳細は、菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（１９９８年発刊）の１９１〜２０２頁および２６９〜２８２頁に詳しく記載されているが、以下、ＭＵＳＩＣ処理部４の処理内容を具体的に説明する。
【００２６】
ＭＵＳＩＣ処理部４の固有値・固有ベクトル計算部１１は、受信信号共分散行列計算部２が共分散行列Ｒxxを計算すると、その共分散行列Ｒxxの固有値λl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）と固有ベクトルｅl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）を計算する。
ＭＵＳＩＣ処理部４の雑音固有値判定部１２は、固有値・固有ベクトル計算部１１が共分散行列Ｒxxの固有値λlを計算すると、下記に示すように、その共分散行列Ｒxxの固有値λlを降順に並べて、受信信号の雑音電力σ2に等しい固有値（以下、雑音固有値という）を特定し、その雑音固有値λM+1，λM+2，・・・，λLをＭＵＳＩＣスペクトラム計算部１３に出力する。
λ1≧λ2≧・・・≧λM≧λM+1＝・・・＝λL＝σ2
（１５）
【００２７】
また、雑音固有値判定部１２は、共分散行列Ｒxxの固有値λlと雑音電力σ2を比較して伝搬経路数Ｍを推定する。
即ち、共分散行列Ｒxxの固有値λlの中で、雑音電力σ2より大きい固有値λlを特定し、雑音電力σ2より大きい固有値λlの個数を伝搬経路数Ｍと推定する。
式（１５）の例では、λ1，λ2，・・・，λMが雑音電力σ2より大きいので、伝搬経路数がＭであると推定する。
なお、図４は共分散行列Ｒxxの固有値λlを示す説明図であるが、図４の例では、顕著に０以上の値を持つ固有値の数が３個であるため、伝播経路数Ｍが３であると推定する。
【００２８】
ＭＵＳＩＣ処理部４のＭＵＳＩＣスペクトラム計算部１３は、雑音固有値判定部１２が雑音固有値λM+1，λM+2，・・・，λLを特定し、モードベクトル計算部３がモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算すると、下記の式（１６）に示すように、その雑音固有値λM，λM+1，・・・，λLに対応する固有ベクトルｅM+1，ｅM+2，・・・，ｅLとモードベクトルａ（τ，Δｆ）から、到来時刻τと周波数シフト量Δｆに関する二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）を計算する。
Ｐmu（τ，Δｆ）
＝（ａH（τ，Δｆ）ａ（τ，Δｆ））／（ａH（τ，Δｆ）ＥNＥHNａ（τ，Δｆ））
（１６）
ＥN＝［ｅM+1，ｅM+2，・・・，ｅL］ （１７）
【００２９】
ＭＵＳＩＣスペクトラム計算部１３は、上記のようにして、二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）を計算すると、その二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）のピーク位置から受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τと周波数シフト量Δｆを推定する。
図５は二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）の計算結果例を示す説明図であり、図５では伝播経路数Ｍが３である例を示しているので、３個のピークが現われている。
【００３０】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、受信信号サンプリング部１により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する受信信号共分散行列計算部２と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを計算するモードベクトル計算部３とを設け、その受信信号共分散行列計算部２により計算された共分散行列とモードベクトル計算部３により計算されたモードベクトルを用いてＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１により受信された信号の到来時刻を推定するように構成したので、受信信号サンプリング部１により受信された信号と、空間に周期的に発信された信号の周波数が一致していない場合でも、電波の到来時刻を推定することができる効果を奏する。
【００３１】
これにより、例えば、レーダや測位装置など、超分解能処理の適用可能な範囲が飛躍的に広がる。この実施の形態１の到来時刻推定装置をレーダに搭載した場合、従来の相関演算による到来時刻推定方式を採用する場合より、高い距離分解能を得ることができる。また、測位装置に搭載した場合も、より高い測位精度を得ることができる。
また、従来の相関演算による到来時刻推定方式を採用する場合より、ＳＮＲが低いときでも、到来時刻を推定することができる。
【００３２】
実施の形態２．
図６はこの発明の実施の形態２による目標検出装置（到来時刻推定装置を実装しているレーダ）を示す構成図であり、図において、送信信号源２１はパルス信号や擬似雑音符号で変調された信号などを周期的に発信する。
信号結合器２２は送信信号源２１から発信された信号をサーキュレータ２３に出力する一方、その信号の一部をＡ／Ｄ変換器２７に分配する。
サーキュレータ２３は信号結合器２２から出力された信号を送受信アンテナ２４に供給して、空間に電波を放射する一方、空間に放射された電波が目標の反射物に反射されて送受信アンテナ２４に受信されると、その電波を受信機２５に出力する。
【００３３】
受信機２５はサーキュレータ２３から出力された電波を増幅し、増幅後の電波の周波数を変換するなどの処理を実施する。
Ａ／Ｄ変換器２６は受信機２５の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、そのディジタル信号を受信信号として到来時刻推定装置２８に出力する。
Ａ／Ｄ変換器２７は信号結合器２２により分配された信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、そのディジタル信号を参照信号として到来時刻推定装置２８に出力する。
到来時刻推定装置２８は図１の到来時刻推定装置であり、Ａ／Ｄ変換器２６から出力された受信信号とＡ／Ｄ変換器２７から出力された参照信号を入力して、その受信信号の到来時刻、周波数シフト量及び伝搬経路数を推定する。
【００３４】
次に動作について説明する。
送信信号源２１は、図３に示すように、パルス信号や擬似雑音符号で変調された信号などを周期的に発信する。
信号結合器２２は、送信信号源２１から発信された信号を受けると、その信号をサーキュレータ２３に出力する一方、その信号の一部をＡ／Ｄ変換器２７に分配する。
サーキュレータ２３は、信号結合器２２から信号を受けると、その信号を送受信アンテナ２４に供給して、空間に電波を放射する。
また、サーキュレータ２３は、送受信アンテナ２４から空間に放射された電波が目標の反射物に反射されて、その送受信アンテナ２４に受信されると、その電波を受信機２５に出力する。
【００３５】
受信機２５は、サーキュレータ２３から送受信アンテナ２４に受信された電波を受けると、その電波を増幅し、増幅後の電波の周波数を変換するなどの処理を実施する。
Ａ／Ｄ変換器２６は、受信機２５の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、そのディジタル信号を受信信号として到来時刻推定装置２８に出力する。
Ａ／Ｄ変換器２７は、信号結合器２２により分配された信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、そのディジタル信号を参照信号として到来時刻推定装置２８に出力する。
【００３６】
到来時刻推定装置２８は、Ａ／Ｄ変換器２６から受信信号を受け、Ａ／Ｄ変換器２７から参照信号を受けると、上記実施の形態１と同様にして、その受信信号の到来時刻τ、周波数シフト量Δｆ及び伝搬経路数Ｍを推定する。
なお、到来時刻推定装置２８により推定される到来時刻τは、目標の反射物までの距離に相当する。
また、到来時刻推定装置２８により推定される周波数シフト量Δｆは、目標の反射物の視線方向速度に相当し、到来時刻推定装置２８により推定される伝搬経路数Ｍは、目標の反射物の数に相当する。
【００３７】
この実施の形態２によれば、レーダが目標の反射物の数、目標の反射物までの距離、目標の反射物の視線方向速度を推定することができるので、従来の相関演算を実施するレーダよりも、高い距離分解能で近接した複数の目標を弁別することができる。また、より近接した視線速度の複数の目標を弁別することができる。また、従来の相関演算を実施するレーダより、ＳＮＲが低い場合でも目標を探知することができ、また、より遠距離で、より小さな目標も探知することができる。
【００３８】
なお、この実施の形態２では、レーダがサーキュレータ２３を実装しているが、サーキュレータ２３の代わりに、送受信切替スイッチなどを実装してもよい。
また、レーダが送受信アンテナ２４を実装しているが、送受信アンテナ２４の代わりに、送信アンテナと受信アンテナを別々に実装していてもよい。
送受信局が別の位置にあるバイスタティック構成や、受信局が複数あるマルチスタティック構成なども考えられるが、これらの構成の如何にかかわらず、図１の到来時刻推定装置を適用することができる。
【００３９】
この実施の形態２では、送受信アンテナ２４が電波を送受信するものについて示しているが、その電波の代わりに、音波を送受信するようにすれば、ソナーを構成することができる。
また、その電波の代わりに、光を送受信するようにすれば、光波レーダを構成することができる。
【００４０】
実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３による発信機位置測位装置（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電波発信機３１は例えば携帯端末などの電波を発信する機器である。
電波発信機３１の擬似雑音符号発生部３２は周期的な擬似雑音符号を発生し、送信信号発生部３３は送信信号を発生する。
電波発信機３１の変調部３４は送信信号発生部３３から発生された送信信号を擬似雑音符号発生部３２から発生された周期的な擬似雑音符号で変調する。
電波発信機３１の送信アンテナ３５は変調部３４による変調後の電波を送信する。
【００４１】
受信アンテナ４１は例えば基地局に実装されている発信機位置測位装置のアンテナであり、電波発信機３１から送信された電波を受信する。
受信機４２は受信アンテナ４１により受信された電波の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号を受信信号として、図１と同様の到来時刻推定装置４３に出力する。
到来時刻推定装置４３は図１と同様の到来時刻推定装置であり、受信機４２から出力された受信信号と擬似雑音符号発生部４４から発生された擬似雑音符号（参照信号）を入力して、その受信信号の到来時刻τを推定する。
擬似雑音符号発生部４４は電波発信機３１の擬似雑音符号発生部３２から発生される擬似雑音符号と同じ擬似雑音符号を発生する。
直接波選択部４５は到来時刻推定装置４３により推定された直接波やマルチパス波の到来時刻の中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻を出力する。
測位計算部４６は複数の直接波選択部４５から出力された直接波の到来時刻から電波発信機３１の位置を計算する。
【００４２】
次に動作について説明する。
電波発信機３１の擬似雑音符号発生部３２は、周期的な擬似雑音符号を発生し、送信信号発生部３３は送信信号を発生する。
電波発信機３１の変調部３４は、送信信号発生部３３から送信信号を受けると、その送信信号を擬似雑音符号発生部３２から発生された周期的な擬似雑音符号で変調する。
電波発信機３１の送信アンテナ３５は、変調部３４による変調後の電波を空間に放射する。
【００４３】
これにより、受信アンテナ４１は、電波発信機３１から送信された電波を受信する。
受信機４２は、受信アンテナ４１が電波を受信すると、その電波の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号を受信信号として、図１と同様の到来時刻推定装置４３に出力する。
到来時刻推定装置４３は、受信機４２から受信信号を受け、擬似雑音符号発生部４４から参照信号である擬似雑音符号を受けると、上記実施の形態１と同様にして、電波発信機３１からの直接波やマルチパス波などの到来時刻τを推定する。
直接波選択部４５は、到来時刻推定装置４３が直接波やマルチパス波の到来時刻τを推定すると、それらの到来時刻τの中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻τを測位計算部４６に出力する。
【００４４】
測位計算部４６は、複数の直接波選択部４５から直接波の到来時刻τを受けると、その到来時刻τを下記の連立方程式に代入して、その連立方程式を解くことにより、電波発信機３１の位置を計算する。
ｃτn＝（（ｘ−Ｘn）2＋（ｙ−Ｙn）2＋（ｚ−Ｚn）2））1/2＋ｃｔs
（１８）
ただし、ｃは光速、（ｘ，ｙ，ｚ）は電波発信機３１の位置、（Ｘn，Ｙn，Ｚn）はｎ番目の受信アンテナ４１の位置、τnはｎ番目の受信アンテナ４１における直接波の到来時刻、ｔsは電波が発信された時刻である。
【００４５】
式（１８）は、（ｘ，ｙ，ｚ）とｔsの４個の変数を有する方程式であるから、受信アンテナ４１が４基であれば、連立方程式である式（１８）を解いて、電波発信機３１の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる。
受信アンテナ４１が３基の場合には、例えば、高さ位置ｚを仮定するなどを行えば、二次元位置（ｘ，ｙ）を測位することができる。
また、受信アンテナ４１が５基以上ある場合には、式（１８）を最小二乗法により解くことにより、より正確な測位結果を得ることができる。
【００４６】
この実施の形態３によれば、従来の相関演算を実施する到来時刻推定方式を採用する場合より、高い分解能で直接波とマルチパス波を分離することができるので、直接波の到来時刻を正確に推定して、高精度な測位結果を得ることができる効果を奏する。また、ＳＮＲが低い場合でも、電波発信機３１の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる効果を奏する。
【００４７】
この実施の形態３では、電波発信機３１が電波を送信して、受信アンテナ４１が電波を受信するものについて示しているが、その電波の代わりに、音波を送受信するようにすれば、音波発信機位置測位装置を構成することができる。
また、その電波の代わりに、光を送受信するようにすれば、光波発信機位置測位装置を構成することができる。
【００４８】
実施の形態４．
図８はこの発明の実施の形態４による受信機位置測位装置（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電波発信局５１は例えば基地局などの電波発信機器であり、信号受信機５２は例えば携帯端末などの電波受信機器である。
受信アンテナ５３は電波発信局５１から送信された電波を受信する。受信機５４は受信アンテナ５３により受信された電波の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号をＡ／Ｄ変換器５５に出力する。
Ａ／Ｄ変換器５５は受信機５４から出力された直交検波信号を標本化してアナログ／ディジタル変換し、そのディジタル信号を受信信号として発信機弁別部５６に出力する。
発信機弁別部５６は例えば周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）などの方法を実施することにより、Ａ／Ｄ変換器５５から出力された受信信号を電波発信局５１毎に弁別し、それぞれ別の到来時刻推定装置５７に分配する。
【００４９】
到来時刻推定装置５７は図１と同様の到来時刻推定装置であり、発信機弁別部５６により分配された受信信号と擬似雑音符号発生部５８から発生された擬似雑音符号（参照信号）を入力して、その受信信号の到来時刻τを推定する。
擬似雑音符号発生部５８は各電波発信局５１から送信されている符号と同一の擬似雑音符号を発生する。
直接波選択部５９は到来時刻推定装置５７により推定された直接波やマルチパス波の到来時刻の中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻を出力する。
測位計算部６０は複数の直接波選択部５９から出力された直接波の到来時刻から信号受信機５２の位置を計算する。
【００５０】
次に動作について説明する。
複数の電波発信局５１は、既知の擬似雑音符号により送信信号を変調し、その変調信号である電波を空間に放射する。
信号受信機５２の受信機５４は、受信アンテナ５３が複数の電波発信局５１から発信された電波を受信すると、その電波の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号をＡ／Ｄ変換器５５に出力する。
【００５１】
Ａ／Ｄ変換器５５は、受信機５４から出力された直交検波信号を受けると、その直交検波信号を標本化してアナログ／ディジタル変換し、そのディジタル信号を受信信号として発信機弁別部５６に出力する。
発信機弁別部５６は、Ａ／Ｄ変換器５５から受信信号を受けると、例えば、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）などの方法を実施することにより、その受信信号を電波発信局５１毎に弁別し、それぞれ別の到来時刻推定装置５７に分配する。
【００５２】
複数の到来時刻推定装置５７は、発信機弁別部５６から受信信号を受け、擬似雑音符号発生部５８から参照信号である擬似雑音符号を受けると、上記実施の形態１と同様にして、電波発信局５１からの直接波やマルチパス波などの到来時刻τを推定する。
直接波選択部５９は、到来時刻推定装置５７が直接波やマルチパス波の到来時刻τを推定すると、それらの到来時刻τの中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻τを測位計算部６０に出力する。
【００５３】
測位計算部６０は、複数の直接波選択部５９から直接波の到来時刻τを受けると、その到来時刻τを下記の連立方程式に代入して、その連立方程式を解くことにより、信号受信機５２の位置を計算する。
ｃτn＝（（ｘ−Ｘn）2＋（ｙ−Ｙn）2＋（ｚ−Ｚn）2））1/2＋ｃｔerr
（１９）
ただし、ｃは光速、（ｘ，ｙ，ｚ）は信号受信機５２の位置、（Ｘn，Ｙn，Ｚn）はｎ番目の電波発信局５１の位置、τnはｎ番目の電波発信局５１からの直接波の到来時刻、ｔerrは信号受信機５２の時計誤差である。
【００５４】
式（１９）は、（ｘ，ｙ，ｚ）とｔerrの４個の変数を有する方程式であるから、受信可能な電波発信局５１が４局であれば、連立方程式である式（１９）を解いて、信号受信機５２の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる。
受信可能な電波発信局５１が３局の場合には、例えば、高さ位置ｚを仮定するなどを行えば、二次元位置（ｘ，ｙ）を測位することができる。
また、受信可能な電波発信局５１が５局以上ある場合には、式（１９）を最小二乗法により解くことにより、より正確な測位結果を得ることができる。
【００５５】
この実施の形態４によれば、従来の相関演算を実施する到来時刻推定方式を採用する場合より、高い分解能で直接波とマルチパス波を分離することができるので、直接波の到来時刻を正確に推定して、高精度な測位結果を得ることができる効果を奏する。また、ＳＮＲが低い場合でも、信号受信機５２の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる効果を奏する。
【００５６】
この実施の形態４では、電波発信局５１が電波を送信して、受信アンテナ５３が電波を受信するものについて示しているが、その電波の代わりに、音波を送受信するようにすれば、音波受信機位置測位装置を構成することができる。
また、その電波の代わりに、光を送受信するようにすれば、光波受信機位置測位装置を構成することができる。
【００５７】
実施の形態５．
図９はこの発明の実施の形態５によるＧＰＳ受信機（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ＧＰＳ衛星７１は地球の上空を周回し、固有の擬似雑音符号を１ミリ秒間隔で周期的に送信する。
ＧＰＳ受信機７２の受信アンテナ７３はＧＰＳ衛星７１から周期的に送信される信号を受信する。
受信機７４は受信アンテナ７３により受信された信号の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号をＡ／Ｄ変換器７５に出力する。
Ａ／Ｄ変換器７５は受信機７４から出力された直交検波信号を１ミリ秒毎にＬ回ずつ標本化してアナログ／ディジタル変換し、そのディジタル信号を受信信号として、受信信号共分散行列計算部２に出力する。なお、受信信号共分散行列計算部２は図１の受信信号共分散行列計算部２と同様の計算部であり、Ｋミリ秒分のデータから共分散行列を計算する。
【００５８】
到来時刻推定装置７６は図１と同様の到来時刻推定装置である。ただし、受信信号共分散行列計算部２を内蔵せずに前段に設けられている。
衛星番号選択部７７はＧＰＳ衛星７１の軌道情報とＧＰＳ受信機７２の予測位置から推定される可視衛星の衛星番号を選択する。ただし、そのような予備情報が無い場合は、ランダムに衛星番号を選択する。
擬似雑音符号発生部７８は衛星番号選択部７７により選択された衛星番号に応じた固有の擬似雑音符号を発生する。なお、擬似雑音符号発生部７８は予めＧＰＳ衛星７１毎に、固有の擬似雑音符号を記憶している。
直接波選択部７９は到来時刻推定装置７６により推定された直接波やマルチパス波の到来時刻の中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻を出力する。
測位計算部８０は複数の直接波選択部７９から出力された直接波の到来時刻からＧＰＳ受信機７２の位置を計算する。
【００５９】
次に動作について説明する。
地球の上空を周回している複数のＧＰＳ衛星７１は、固有の擬似雑音符号を１ミリ秒間隔で周期的に送信する。
ＧＰＳ受信機７２の受信アンテナ７３は、ＧＰＳ衛星７１から周期的に送信される信号を受信する。
【００６０】
受信機７４は、受信アンテナ７３がＧＰＳ衛星７１から送信される信号を受信すると、その信号の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号をＡ／Ｄ変換器７５に出力する。
Ａ／Ｄ変換器７５は、受信機７４から直交検波信号を受けると、その直交検波信号を１ミリ秒毎にＬ回ずつ標本化してアナログ／ディジタル変換し、そのディジタル信号を受信信号として、受信信号共分散行列計算部２に出力する。
受信信号共分散行列計算部２は、Ａ／Ｄ変換器７５から受信信号を受けると、上記実施の形態１と同様に、式（１３）を用いて、Ｋミリ秒分のデータから共分散行列Ｒxxを計算する。
なお、受信信号共分散行列計算部２は、可視範囲にある全てのＧＰＳ衛星７１について、並列的又は順次的に共分散行列Ｒxxの計算を実施する。これにより、全てのＧＰＳ衛星７１からの電波の到来時刻τの計算が可能になる。
【００６１】
一方、衛星番号選択部７７は、ＧＰＳ衛星７１の軌道情報とＧＰＳ受信機７２の予測位置から推定される可視衛星の衛星番号を選択する。ただし、そのような予備情報が無い場合は、ランダムに衛星番号を選択する。
擬似雑音符号発生部７８は、衛星番号選択部７７により選択された衛星番号を受けると、その衛星番号に応じた固有の擬似雑音符号を発生する。
【００６２】
到来時刻推定装置７６は、受信信号共分散行列計算部２から共分散行列Ｒxxを受け、擬似雑音符号発生部７８から参照信号である擬似雑音符号を受けると、上記実施の形態１と同様にして、ＧＰＳ衛星７１からの直接波やマルチパス波などの到来時刻τを推定する。
直接波選択部７９は、到来時刻推定装置７６が直接波やマルチパス波の到来時刻τを推定すると、それらの到来時刻τの中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻τを測位計算部８０に出力する。
【００６３】
測位計算部８０は、複数の直接波選択部７９から直接波の到来時刻τを受けると、その到来時刻τを下記の連立方程式に代入して、その連立方程式を解くことにより、ＧＰＳ受信機７２の位置を計算する。
ｃτn＝（（ｘ−Ｘn）2＋（ｙ−Ｙn）2＋（ｚ−Ｚn）2））1/2＋ｃｔerr
（２０）
ただし、ｃは光速、（ｘ，ｙ，ｚ）はＧＰＳ受信機７２の位置、（Ｘn，Ｙn，Ｚn）はｎ番目のＧＰＳ衛星７１の位置、τnはｎ番目のＧＰＳ衛星７１からの直接波の到来時刻、ｔerrはＧＰＳ受信機７２の時計誤差である。
【００６４】
式（２０）は、（ｘ，ｙ，ｚ）とｔerrの４個の変数を有する方程式であるから、可視のＧＰＳ衛星７１が４局であれば、連立方程式である式（２０）を解いて、ＧＰＳ受信機７２の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる。
可視のＧＰＳ衛星７１が３局の場合には、例えば、高さ位置ｚを仮定するなどを行えば、二次元位置（ｘ，ｙ）を測位することができる。
また、可視のＧＰＳ衛星７１が５局以上ある場合には、式（２０）を最小二乗法により解くことにより、より正確な測位結果を得ることができる。
【００６５】
ここで、ＭＵＳＩＣ処理部５の内部で計算される固有値と固有ベクトルは、全てのＧＰＳ衛星７１において、同一の共分散行列Ｒxxから計算するので、一度だけ計算すればよい。このようにすることで、演算量を大幅に少なくすることができる。
この実施の形態５によれば、従来の相関演算を実施する到来時刻推定方式を採用する場合より、高い分解能で直接波とマルチパス波を分離することができるので、直接波の到来時刻を正確に推定して、高精度な測位結果を得ることができる効果を奏する。
【００６６】
また、この実施の形態５によれば、別のメリットとして、ＧＰＳ受信機７２を高感度化できる点が挙げられる。
ＧＰＳ衛星７１からの送信信号は、５０ｂｐｓの航法データでＢＰＳＫ変調されており、この航法データが不明なため、従来の相関演算による方式では、２０ミリ秒以上の積分が難しく、高感度化に限界があったが、この実施の形態５の到来時刻推定方式では、共分散行列の計算時に航法データがキャンセルされるため、原理的に無限の長時間の受信信号を用いて共分散行列を計算して、ＧＰＳ受信機７２を高感度化することができる。
以下、その理由を説明する。
【００６７】
まず、ＧＰＳ受信機７２の受信信号は、下記の式（２１）で表されるものとする。
ｘ（ｋ）＝ｂ（ｋ）ｐｎ（ｋ）＋ｎ（ｋ） （２１）
ただし、ｋは１ミリ秒の擬似雑音符号周期を表わすインデックス、ｐｎ（ｋ）は遅延やドップラー周波数シフトを含む擬似雑音符号、ｂ（ｋ）はＢＰＳＫ変調のため“＋１”または“−１”の値をとる航法データ、ｎ（ｋ）は受信機雑音である。
【００６８】
この場合、受信信号の共分散行列Ｒxxは下記の式（２２）のようになる。
【数４】
ただし、擬似雑音符号ｐｎ（ｋ）と受信機雑音ｎ（ｋ）は、無相関であると仮定している。この仮定は、共分散行列を計算する平均数を十分にとれば通常成立する。
式（２２）に示すように、この実施の形態５による到来時刻推定法を用いれば、共分散行列の計算過程で航法データがキャンセルされるため、航法データが不明であっても長時間に亘って共分散行列の平均演算が可能となり、高感度なＧＰＳ受信機を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】この発明の実施の形態１による到来時刻推定装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による到来時刻推定装置のＭＵＳＩＣ処理部を示す構成図である。
【図３】信号の送信周期を示す説明図である。
【図４】共分散行列Ｒxxの固有値λlを示す説明図である。
【図５】二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）の計算結果例を示す説明図である。
【図６】この発明の実施の形態２による目標検出装置（到来時刻推定装置を実装しているレーダ）を示す構成図である。
【図７】この発明の実施の形態３による発信機位置測位装置（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図である。
【図８】この発明の実施の形態４による受信機位置測位装置（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図である。
【図９】この発明の実施の形態５によるＧＰＳ受信機（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図である。
【符号の説明】
【００７０】
１ 受信信号サンプリング部（信号受信手段）、２ 受信信号共分散行列計算部（共分散行列生成手段）、３ モードベクトル計算部（モードベクトル生成手段）、４ ＭＵＳＩＣ処理部（到来時刻推定手段）、１１ 固有値・固有ベクトル計算部、１２ 雑音固有値判定部、１３ ＭＵＳＩＣスペクトラム計算部、２１ 送信信号源、２２ 信号結合器、２３ サーキュレータ、２４ 送受信アンテナ、２５ 受信機、２６ Ａ／Ｄ変換器、２７ Ａ／Ｄ変換器、２８ 到来時刻推定装置、３１ 電波発信機、３２ 擬似雑音符号発生部、３３ 送信信号発生部、３４ 変調部、３５ 送信アンテナ、４１ 受信アンテナ、４２ 受信機、４３ 到来時刻推定装置、４４ 擬似雑音符号発生部、４５ 直接波選択部、４６ 測位計算部、５１ 電波発信局、５２ 信号受信機、５３ 受信アンテナ、５４ 受信機、５５ Ａ／Ｄ変換器、５６ 発信機弁別部、５７ 到来時刻推定装置、
５８ 擬似雑音符号発生部、５９ 直接波選択部、６０ 測位計算部、７１ ＧＰＳ衛星、７２ ＧＰＳ受信機、７３ 受信アンテナ、７４ 受信機、７５ Ａ／Ｄ変換器、７６ 到来時刻推定装置、７７ 衛星番号選択部、７８ 擬似雑音符号発生部、７９ 直接波選択部、８０ 測位計算部。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば、空間に存在する目標までの距離を示す信号の到来時刻を推定する到来時刻推定装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
到来時刻推定装置は、例えば、レーダやＧＰＳ受信機などに実装され、例えば、空間に存在する目標までの距離を検出する際に、電波の到来時刻推定を推定する。
従来の到来時刻推定装置は、送信信号（または、送信信号と相関関係がある参照信号）と受信信号の相関演算を実施して遅延プロファイルを取得することにより、その受信信号の到来時刻推定を推定する方式を一般的に採用している。
【０００３】
しかし、相関演算を実施して到来時刻を推定する方式では、時間分解能が送受信信号の帯域幅の逆数に制限される問題がある。
このため、相関演算を実施して到来時刻を推定する方式をレーダが採用する場合、距離分解能が送受信信号の帯域幅によって制限される原因になる。また、この時間分解能よりも近接している到来波が複数存在すると、到来時刻の推定に誤りが生じる。
そこで、距離分解能が送受信信号の帯域幅によって制限されるなどの問題点を解消するために、ＭＵＳＩＣ処理やＥＳＰＲＩＴ処理などの超分解能処理を実施して、相関演算を実施する場合よりも、高い時間分解能を得る方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
なお、超分解能処理を実施することにより、電波の到来時刻を推定する方法の詳細は、下記の非特許文献１に開示されている。
【０００４】
ただし、ＭＵＳＩＣ処理やＥＳＰＲＩＴ処理などの超分解能処理を実施して、電波の到来時刻を推定する方式では、受信信号と参照信号の周波数が一致していなければならず、例えば、ＧＰＳ受信機において、衛星の運動によるドップラー周波数が未知である場合には適用することができない。
また、電波源位置測位装置において、電波源や受信機が移動し、そのドップラー周波数が未知である場合には適用することができない。
また、レーダにおいて、探知目標が移動し、そのドップラー周波数が未知である場合には適用することができない。
以下、ドップラー周波数が未知である場合には適用することができない理由を説明するため、超分解能処理を実施することにより、電波の到来時刻を推定する方法を採用している到来時刻推定装置を説明する。
【０００５】
まず、第１のフーリエ変換手段が受信信号をフーリエ変換し、第２のフーリエ変換手段が参照信号をフーリエ変換する。
受信信号が参照信号を時刻τだけ遅延された信号であるとすると、フーリエ変換された受信信号［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］と、フーリエ変換された参照信号［Ｓ1，Ｓ2，・・・，ＳL］の関係は次のようになる。
［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］
＝［Ｓ1ｅ0，Ｓ2ｅ-2πjfsτ，・・・，ＳL-2πj(L-1)fsτ］ （１）
ただし、Ｌは受信信号のサンプル数、ｆｓはサンプリング周波数である。
【０００６】
次に、除算手段がフーリエ変換された受信信号を要素毎に、参照信号で除算して、次のような位相の線形性を取得する。
［Ｘ1／Ｓ1，Ｘ2／Ｓ2，・・・，ＸL／ＳL］
＝［ｅ0，ｅ-2πjfsτ，・・・，ｅ-2πj(L-1)fsτ］ （２）
次に、共分散行列計算手段が、除算手段の除算結果の共分散行列、即ち、式（２）の共分散行列を計算する。
次に、ＭＵＳＩＣ処理手段が、下記の式（３）で示すような等比級数をモードベクトルａconv（τ）とし、そのモードベクトルａconv（τ）と共分散行列計算手段により計算された共分散行列とを用いてＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、遅延時間τを推定する。
ａconv（τ）＝［ｅ0，ｅ-2πjfsτ，・・・，ｅ-2πj(L-1)fsτ］T （３）
【０００７】
ここで、受信信号の周波数が参照信号に対してシフトしている場合を考える。
即ち、フーリエ変換された受信信号［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］と、フーリエ変換された参照信号［Ｓ1，Ｓ2，・・・，ＳL］の関係が次式になるような場合を想定する。
［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］
＝［Ｓ1-nｅ0，Ｓ2-nｅ-2πjfsτ，・・・，ＳL-n-2πj(L-1)fsτ］ （４）
ただし、ｎは周波数シフトするインデックス数である。
【０００８】
この周波数シフトを無視して、受信信号を参照信号で除算すると次式のようになる。
［Ｘ1／Ｓ1，Ｘ2／Ｓ2，・・・，ＸL／ＳL］
＝［（Ｓ1-n／Ｓ1）ｅ0，（Ｓ2-n／Ｓ2）ｅ-2πjfsτ，・・・，
（ＳL-n／ＳL）ｅ-2πj(L-1)fsτ］ （５）
しかし、一般に、ＳlとＳl-nは無関係であるため、式（５）の右辺はランダムな位相を有し、位相線形性が得られない。
したがって、線形位相をモードベクトルとして用いる従来の到来時刻推定方式では、参照信号に対して受信信号の周波数がシフトしていて、そのシフト量ｎが不明の場合、受信信号の到来時刻を推定することができない。
【０００９】
【特許文献１】特表２００３−５３２３１４号公報（第１５頁、図１）
【非特許文献１】菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版、１９９８年発刊、Ｐ２６９〜Ｐ２９２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来の到来時刻推定装置は以上のように構成されているので、受信信号と参照信号の周波数が一致していれば、電波の到来時刻を推定することができる。しかし、受信信号と参照信号の周波数が一致していない場合、電波の到来時刻を推定することができず、例えば、衛星の運動によるドップラー周波数が未知であるＧＰＳ受信機などには適用することができないなどの課題があった。
【００１１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、受信信号と参照信号の周波数が一致していない場合でも、電波の到来時刻を推定することができる到来時刻推定装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係る到来時刻推定装置は、信号受信手段により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する共分散行列生成手段と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを生成するモードベクトル生成手段とを設け、その共分散行列生成手段により生成された共分散行列とモードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルを用いて超分解能処理を実施することにより、その信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、信号受信手段により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する共分散行列生成手段と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを生成するモードベクトル生成手段とを設け、その共分散行列生成手段により生成された共分散行列とモードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルを用いて超分解能処理を実施することにより、その信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定するように構成したので、信号受信手段により受信された信号と、空間に周期的に発信された信号の周波数が一致していない場合でも、電波の到来時刻を推定することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による到来時刻推定装置を示す構成図であり、図において、受信信号サンプリング部１は図示せぬ信号発信器が空間に信号を周期的に発信すると、空間に周期的に発信された信号を順次サンプリングする。なお、受信信号サンプリング部１は信号受信手段を構成している。
受信信号共分散行列計算部２は受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の時間波形である一周期の信号列ｘ（ｋ）から共分散行列Ｒxxを計算する。なお、受信信号共分散行列計算部２は共分散行列生成手段を構成している。
【００１５】
モードベクトル計算部３は空間に周期的に発信された信号の時間波形である一周期の信号列ｓ（ｔ）から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算する。
この実施の形態１では、当該到来時刻推定装置において既知である空間に周期的に発信された信号がモードベクトル計算部３に入力されるものについて説明するが、空間に周期的に発信された信号と強い相関関係がある参照信号がモードベクトル計算部３に入力されるものであってもよい。なお、モードベクトル計算部３はモードベクトル生成手段を構成している。
【００１６】
ＭＵＳＩＣ処理部４は受信信号共分散行列計算部２により計算された共分散行列Ｒxxとモードベクトル計算部３により計算されたモードベクトルａ（τ，Δｆ）を用いて超分解能処理であるＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τを推定する。
この実施の形態１では、ＭＵＳＩＣ処理部４が超分解能処理であるＭＵＳＩＣ処理を実施するものについて説明するが、これに限るものではなく、例えば、超分解能処理であるＥＳＰＲＩＴ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τを推定するようにしてもよい。なお、ＭＵＳＩＣ処理部４は到来時刻推定手段を構成している。
【００１７】
図２はこの発明の実施の形態１による到来時刻推定装置のＭＵＳＩＣ処理部を示す構成図であり、図において、固有値・固有ベクトル計算部１１は受信信号共分散行列計算部２により計算された共分散行列Ｒxxの固有値λl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）と固有ベクトルｅl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）を計算する。
雑音固有値判定部１２は固有値・固有ベクトル計算部１１により計算された共分散行列Ｒxxの固有値λlの中で、雑音電力σ2に等しい固有値（以下、雑音固有値という）を特定するとともに、共分散行列Ｒxxの固有値λlと雑音電力σ2を比較して伝搬経路数Ｍを推定する。
ＭＵＳＩＣスペクトラム計算部１３は雑音固有値判定部１２により特定された雑音固有値に対応する固有ベクトルとモードベクトル計算部３により計算されたモードベクトルａ（τ，Δｆ）から、到来時刻τと周波数シフト量Δｆに関する二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）を計算し、その二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）のピーク位置から受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τと周波数シフト量Δｆを推定する。
【００１８】
次に動作について説明する。
まず、図示せぬ信号発信器が、図３に示すように、空間に信号を周期的に発信する。
ただし、この信号は、例えば、パルス信号や擬似雑音符号であり、かつ、そのパルス波形や変調符号が既知である場合を想定している。
このような想定は、レーダやＧＰＳ受信機等では一般的である。また、携帯端末等においても、通信方式がスペクトル拡散方式である場合は一般的である。なお、携帯端末等の通信方式がスペクトル拡散方式でない場合でも、通常のディジタル通信方式であれば、通信のプリアンブル部などを用いれば、この実施の形態１の到来時刻推定装置を適用することができる。
【００１９】
受信信号サンプリング部１は、図示せぬ信号発信器が空間に信号を周期的に発信すると、空間に周期的に発信された信号を順次サンプリングする。
即ち、受信信号サンプリング部１は、図３に示すように、信号発信器から発信される信号の繰返し周期（以下、「信号周期」という）毎に、所定の数（例えば、Ｌ個）ずつ受信信号をサンプリングする。
以下、ｋ番目の信号周期からサンプリングしたＬ個の受信信号の信号列をｘ（ｋ）とし、この信号列ｘ（ｋ）を受信信号ベクトルと称する。
ｘ（ｋ）＝［Ｘ1，Ｘ2，・・・，ＸL］T （６）
ただし、Ｔは行列やベクトルの転置を表わしている。
【００２０】
なお、受信信号は、複数の経路を経由して到来し、様々な遅延や周波数シフトが与えられた送信信号の波形の組み合わせと考えることができるので、次式のように表すことができる。
ｘ（ｋ）＝Σａ（τm，Δｆm）ｃm（ｋ）＋ｎ（ｋ） （７）
ただし、ａ（τm，Δｆm）は送信信号を時刻τmだけ遅延させて、周波数をΔｆmだけシフトさせた場合の信号波形ベクトルである。
τmはｍ番目の経路の遅延時間、Δｆmはｍ番目の経路の周波数シフト量、ｃm（ｋ）はｋ番目の信号周期におけるｍ番目の経路の複素振幅、ｎ（ｋ）はｋ番目の信号周期における受信機雑音ベクトルである。
【００２１】
受信信号共分散行列計算部２は、受信信号サンプリング部１が信号周期毎に、Ｌ個ずつ受信信号をサンプリングすると、下記の式（８）に示すように、そのＬ個の受信信号の信号列である受信信号ベクトルｘ（ｋ）から共分散行列Ｒxxを計算する。
【数１】
ただし、Ｅ［］は期待値演算を表し、Ｈは行列やベクトルの複素共役転置を表し、＊は複素共役を表している。
【００２２】
なお、式（８）に式（７）を代入し、送信信号と雑音が無相関であることを想定すると、式（８）は下記の式（９）のように表すことができる。
【数２】
ただし、σ2は雑音電力であり、ｎ1（ｋ）は雑音ベクトルｎ（ｋ）のｌ番目の要素である。なお、雑音電力はｌによらないことを仮定している。
【００２３】
上述したように、式（８）が式（９）のような形式で表わされることから、ＭＵＳＩＣアルゴリズムを適用することができる事例であることがわかる。
ただし、実際の計算では、受信信号共分散行列計算部２は、式（８）の期待値演算を下記に示すように、信号周期Ｋ回の時間平均演算で代用する。
【数３】
【００２４】
モードベクトル計算部３は、下記の式（１４）を用いて、図示せぬ信号発信器が空間に周期的に発信する信号の時間波形である一周期の信号列ｓ（ｔ）から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算する。
即ち、信号発信器が空間に周期的に発信する信号の一周期分を所定の範囲内で遅延させるとともに、周波数シフトさせているモードベクトルａ（τ，Δｆ）を生成する。
ａ（τ，Δｆ）
＝［ｓ（−τ）ｅ0，ｓ（Ｔ−τ）ｅ-2πjΔfT，ｓ（２Ｔ−τ）ｅ-2πj2ΔfT
，・・・，ｓ（（Ｌ−１）Ｔ−τ）ｅ-2πj(L-1)ΔfT］T
（１４）
ただし、Ｔはサンプリング周期である。
ここでは、モードベクトル計算部３が、図示せぬ信号発信器から発信される信号からモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算するものについて示したが、信号発信器から発信される信号と強い相関関係がある参照信号からモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算するようにしてもよい。
【００２５】
ＭＵＳＩＣ処理部４は、受信信号共分散行列計算部２が共分散行列Ｒxxを計算し、モードベクトル計算部３がモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算すると、その共分散行列Ｒxxとモードベクトルａ（τ，Δｆ）を用いて超分解能処理であるＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τと周波数シフト量Δｆを推定するとともに、伝播経路数Ｍを推定する。
ＭＵＳＩＣ処理（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）の詳細は、菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（１９９８年発刊）の１９１〜２０２頁および２６９〜２８２頁に詳しく記載されているが、以下、ＭＵＳＩＣ処理部４の処理内容を具体的に説明する。
【００２６】
ＭＵＳＩＣ処理部４の固有値・固有ベクトル計算部１１は、受信信号共分散行列計算部２が共分散行列Ｒxxを計算すると、その共分散行列Ｒxxの固有値λl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）と固有ベクトルｅl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）を計算する。
ＭＵＳＩＣ処理部４の雑音固有値判定部１２は、固有値・固有ベクトル計算部１１が共分散行列Ｒxxの固有値λlを計算すると、下記に示すように、その共分散行列Ｒxxの固有値λlを降順に並べて、受信信号の雑音電力σ2に等しい固有値（以下、雑音固有値という）を特定し、その雑音固有値λM+1，λM+2，・・・，λLをＭＵＳＩＣスペクトラム計算部１３に出力する。
λ1≧λ2≧・・・≧λM≧λM+1＝・・・＝λL＝σ2
（１５）
【００２７】
また、雑音固有値判定部１２は、共分散行列Ｒxxの固有値λlと雑音電力σ2を比較して伝搬経路数Ｍを推定する。
即ち、共分散行列Ｒxxの固有値λlの中で、雑音電力σ2より大きい固有値λlを特定し、雑音電力σ2より大きい固有値λlの個数を伝搬経路数Ｍと推定する。
式（１５）の例では、λ1，λ2，・・・，λMが雑音電力σ2より大きいので、伝搬経路数がＭであると推定する。
なお、図４は共分散行列Ｒxxの固有値λlを示す説明図であるが、図４の例では、顕著に０以上の値を持つ固有値の数が３個であるため、伝播経路数Ｍが３であると推定する。
【００２８】
ＭＵＳＩＣ処理部４のＭＵＳＩＣスペクトラム計算部１３は、雑音固有値判定部１２が雑音固有値λM+1，λM+2，・・・，λLを特定し、モードベクトル計算部３がモードベクトルａ（τ，Δｆ）を計算すると、下記の式（１６）に示すように、その雑音固有値λM，λM+1，・・・，λLに対応する固有ベクトルｅM+1，ｅM+2，・・・，ｅLとモードベクトルａ（τ，Δｆ）から、到来時刻τと周波数シフト量Δｆに関する二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）を計算する。
Ｐmu（τ，Δｆ）
＝（ａH（τ，Δｆ）ａ（τ，Δｆ））／（ａH（τ，Δｆ）ＥNＥHNａ（τ，Δｆ））
（１６）
ＥN＝［ｅM+1，ｅM+2，・・・，ｅL］ （１７）
【００２９】
ＭＵＳＩＣスペクトラム計算部１３は、上記のようにして、二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）を計算すると、その二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）のピーク位置から受信信号サンプリング部１によりサンプリングされた信号の到来時刻τと周波数シフト量Δｆを推定する。
図５は二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）の計算結果例を示す説明図であり、図５では伝播経路数Ｍが３である例を示しているので、３個のピークが現われている。
【００３０】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、受信信号サンプリング部１により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する受信信号共分散行列計算部２と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを計算するモードベクトル計算部３とを設け、その受信信号共分散行列計算部２により計算された共分散行列とモードベクトル計算部３により計算されたモードベクトルを用いてＭＵＳＩＣ処理を実施することにより、受信信号サンプリング部１により受信された信号の到来時刻を推定するように構成したので、受信信号サンプリング部１により受信された信号と、空間に周期的に発信された信号の周波数が一致していない場合でも、電波の到来時刻を推定することができる効果を奏する。
【００３１】
これにより、例えば、レーダや測位装置など、超分解能処理の適用可能な範囲が飛躍的に広がる。この実施の形態１の到来時刻推定装置をレーダに搭載した場合、従来の相関演算による到来時刻推定方式を採用する場合より、高い距離分解能を得ることができる。また、測位装置に搭載した場合も、より高い測位精度を得ることができる。
また、従来の相関演算による到来時刻推定方式を採用する場合より、ＳＮＲが低いときでも、到来時刻を推定することができる。
【００３２】
実施の形態２．
図６はこの発明の実施の形態２による目標検出装置（到来時刻推定装置を実装しているレーダ）を示す構成図であり、図において、送信信号源２１はパルス信号や擬似雑音符号で変調された信号などを周期的に発信する。
信号結合器２２は送信信号源２１から発信された信号をサーキュレータ２３に出力する一方、その信号の一部をＡ／Ｄ変換器２７に分配する。
サーキュレータ２３は信号結合器２２から出力された信号を送受信アンテナ２４に供給して、空間に電波を放射する一方、空間に放射された電波が目標の反射物に反射されて送受信アンテナ２４に受信されると、その電波を受信機２５に出力する。
【００３３】
受信機２５はサーキュレータ２３から出力された電波を増幅し、増幅後の電波の周波数を変換するなどの処理を実施する。
Ａ／Ｄ変換器２６は受信機２５の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、そのディジタル信号を受信信号として到来時刻推定装置２８に出力する。
Ａ／Ｄ変換器２７は信号結合器２２により分配された信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、そのディジタル信号を参照信号として到来時刻推定装置２８に出力する。
到来時刻推定装置２８は図１の到来時刻推定装置であり、Ａ／Ｄ変換器２６から出力された受信信号とＡ／Ｄ変換器２７から出力された参照信号を入力して、その受信信号の到来時刻、周波数シフト量及び伝搬経路数を推定する。
【００３４】
次に動作について説明する。
送信信号源２１は、図３に示すように、パルス信号や擬似雑音符号で変調された信号などを周期的に発信する。
信号結合器２２は、送信信号源２１から発信された信号を受けると、その信号をサーキュレータ２３に出力する一方、その信号の一部をＡ／Ｄ変換器２７に分配する。
サーキュレータ２３は、信号結合器２２から信号を受けると、その信号を送受信アンテナ２４に供給して、空間に電波を放射する。
また、サーキュレータ２３は、送受信アンテナ２４から空間に放射された電波が目標の反射物に反射されて、その送受信アンテナ２４に受信されると、その電波を受信機２５に出力する。
【００３５】
受信機２５は、サーキュレータ２３から送受信アンテナ２４に受信された電波を受けると、その電波を増幅し、増幅後の電波の周波数を変換するなどの処理を実施する。
Ａ／Ｄ変換器２６は、受信機２５の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、そのディジタル信号を受信信号として到来時刻推定装置２８に出力する。
Ａ／Ｄ変換器２７は、信号結合器２２により分配された信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、そのディジタル信号を参照信号として到来時刻推定装置２８に出力する。
【００３６】
到来時刻推定装置２８は、Ａ／Ｄ変換器２６から受信信号を受け、Ａ／Ｄ変換器２７から参照信号を受けると、上記実施の形態１と同様にして、その受信信号の到来時刻τ、周波数シフト量Δｆ及び伝搬経路数Ｍを推定する。
なお、到来時刻推定装置２８により推定される到来時刻τは、目標の反射物までの距離に相当する。
また、到来時刻推定装置２８により推定される周波数シフト量Δｆは、目標の反射物の視線方向速度に相当し、到来時刻推定装置２８により推定される伝搬経路数Ｍは、目標の反射物の数に相当する。
【００３７】
この実施の形態２によれば、レーダが目標の反射物の数、目標の反射物までの距離、目標の反射物の視線方向速度を推定することができるので、従来の相関演算を実施するレーダよりも、高い距離分解能で近接した複数の目標を弁別することができる。また、より近接した視線速度の複数の目標を弁別することができる。また、従来の相関演算を実施するレーダより、ＳＮＲが低い場合でも目標を探知することができ、また、より遠距離で、より小さな目標も探知することができる。
【００３８】
なお、この実施の形態２では、レーダがサーキュレータ２３を実装しているが、サーキュレータ２３の代わりに、送受信切替スイッチなどを実装してもよい。
また、レーダが送受信アンテナ２４を実装しているが、送受信アンテナ２４の代わりに、送信アンテナと受信アンテナを別々に実装していてもよい。
送受信局が別の位置にあるバイスタティック構成や、受信局が複数あるマルチスタティック構成なども考えられるが、これらの構成の如何にかかわらず、図１の到来時刻推定装置を適用することができる。
【００３９】
この実施の形態２では、送受信アンテナ２４が電波を送受信するものについて示しているが、その電波の代わりに、音波を送受信するようにすれば、ソナーを構成することができる。
また、その電波の代わりに、光を送受信するようにすれば、光波レーダを構成することができる。
【００４０】
実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３による発信機位置測位装置（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電波発信機３１は例えば携帯端末などの電波を発信する機器である。
電波発信機３１の擬似雑音符号発生部３２は周期的な擬似雑音符号を発生し、送信信号発生部３３は送信信号を発生する。
電波発信機３１の変調部３４は送信信号発生部３３から発生された送信信号を擬似雑音符号発生部３２から発生された周期的な擬似雑音符号で変調する。
電波発信機３１の送信アンテナ３５は変調部３４による変調後の電波を送信する。
【００４１】
受信アンテナ４１は例えば基地局に実装されている発信機位置測位装置のアンテナであり、電波発信機３１から送信された電波を受信する。
受信機４２は受信アンテナ４１により受信された電波の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号を受信信号として、図１と同様の到来時刻推定装置４３に出力する。
到来時刻推定装置４３は図１と同様の到来時刻推定装置であり、受信機４２から出力された受信信号と擬似雑音符号発生部４４から発生された擬似雑音符号（参照信号）を入力して、その受信信号の到来時刻τを推定する。
擬似雑音符号発生部４４は電波発信機３１の擬似雑音符号発生部３２から発生される擬似雑音符号と同じ擬似雑音符号を発生する。
直接波選択部４５は到来時刻推定装置４３により推定された直接波やマルチパス波の到来時刻の中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻を出力する。
測位計算部４６は複数の直接波選択部４５から出力された直接波の到来時刻から電波発信機３１の位置を計算する。
【００４２】
次に動作について説明する。
電波発信機３１の擬似雑音符号発生部３２は、周期的な擬似雑音符号を発生し、送信信号発生部３３は送信信号を発生する。
電波発信機３１の変調部３４は、送信信号発生部３３から送信信号を受けると、その送信信号を擬似雑音符号発生部３２から発生された周期的な擬似雑音符号で変調する。
電波発信機３１の送信アンテナ３５は、変調部３４による変調後の電波を空間に放射する。
【００４３】
これにより、受信アンテナ４１は、電波発信機３１から送信された電波を受信する。
受信機４２は、受信アンテナ４１が電波を受信すると、その電波の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号を受信信号として、図１と同様の到来時刻推定装置４３に出力する。
到来時刻推定装置４３は、受信機４２から受信信号を受け、擬似雑音符号発生部４４から参照信号である擬似雑音符号を受けると、上記実施の形態１と同様にして、電波発信機３１からの直接波やマルチパス波などの到来時刻τを推定する。
直接波選択部４５は、到来時刻推定装置４３が直接波やマルチパス波の到来時刻τを推定すると、それらの到来時刻τの中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻τを測位計算部４６に出力する。
【００４４】
測位計算部４６は、複数の直接波選択部４５から直接波の到来時刻τを受けると、その到来時刻τを下記の連立方程式に代入して、その連立方程式を解くことにより、電波発信機３１の位置を計算する。
ｃτn＝（（ｘ−Ｘn）2＋（ｙ−Ｙn）2＋（ｚ−Ｚn）2））1/2＋ｃｔs
（１８）
ただし、ｃは光速、（ｘ，ｙ，ｚ）は電波発信機３１の位置、（Ｘn，Ｙn，Ｚn）はｎ番目の受信アンテナ４１の位置、τnはｎ番目の受信アンテナ４１における直接波の到来時刻、ｔsは電波が発信された時刻である。
【００４５】
式（１８）は、（ｘ，ｙ，ｚ）とｔsの４個の変数を有する方程式であるから、受信アンテナ４１が４基であれば、連立方程式である式（１８）を解いて、電波発信機３１の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる。
受信アンテナ４１が３基の場合には、例えば、高さ位置ｚを仮定するなどを行えば、二次元位置（ｘ，ｙ）を測位することができる。
また、受信アンテナ４１が５基以上ある場合には、式（１８）を最小二乗法により解くことにより、より正確な測位結果を得ることができる。
【００４６】
この実施の形態３によれば、従来の相関演算を実施する到来時刻推定方式を採用する場合より、高い分解能で直接波とマルチパス波を分離することができるので、直接波の到来時刻を正確に推定して、高精度な測位結果を得ることができる効果を奏する。また、ＳＮＲが低い場合でも、電波発信機３１の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる効果を奏する。
【００４７】
この実施の形態３では、電波発信機３１が電波を送信して、受信アンテナ４１が電波を受信するものについて示しているが、その電波の代わりに、音波を送受信するようにすれば、音波発信機位置測位装置を構成することができる。
また、その電波の代わりに、光を送受信するようにすれば、光波発信機位置測位装置を構成することができる。
【００４８】
実施の形態４．
図８はこの発明の実施の形態４による受信機位置測位装置（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電波発信局５１は例えば基地局などの電波発信機器であり、信号受信機５２は例えば携帯端末などの電波受信機器である。
受信アンテナ５３は電波発信局５１から送信された電波を受信する。受信機５４は受信アンテナ５３により受信された電波の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号をＡ／Ｄ変換器５５に出力する。
Ａ／Ｄ変換器５５は受信機５４から出力された直交検波信号を標本化してアナログ／ディジタル変換し、そのディジタル信号を受信信号として発信機弁別部５６に出力する。
発信機弁別部５６は例えば周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）などの方法を実施することにより、Ａ／Ｄ変換器５５から出力された受信信号を電波発信局５１毎に弁別し、それぞれ別の到来時刻推定装置５７に分配する。
【００４９】
到来時刻推定装置５７は図１と同様の到来時刻推定装置であり、発信機弁別部５６により分配された受信信号と擬似雑音符号発生部５８から発生された擬似雑音符号（参照信号）を入力して、その受信信号の到来時刻τを推定する。
擬似雑音符号発生部５８は各電波発信局５１から送信されている符号と同一の擬似雑音符号を発生する。
直接波選択部５９は到来時刻推定装置５７により推定された直接波やマルチパス波の到来時刻の中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻を出力する。
測位計算部６０は複数の直接波選択部５９から出力された直接波の到来時刻から信号受信機５２の位置を計算する。
【００５０】
次に動作について説明する。
複数の電波発信局５１は、既知の擬似雑音符号により送信信号を変調し、その変調信号である電波を空間に放射する。
信号受信機５２の受信機５４は、受信アンテナ５３が複数の電波発信局５１から発信された電波を受信すると、その電波の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号をＡ／Ｄ変換器５５に出力する。
【００５１】
Ａ／Ｄ変換器５５は、受信機５４から出力された直交検波信号を受けると、その直交検波信号を標本化してアナログ／ディジタル変換し、そのディジタル信号を受信信号として発信機弁別部５６に出力する。
発信機弁別部５６は、Ａ／Ｄ変換器５５から受信信号を受けると、例えば、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）などの方法を実施することにより、その受信信号を電波発信局５１毎に弁別し、それぞれ別の到来時刻推定装置５７に分配する。
【００５２】
複数の到来時刻推定装置５７は、発信機弁別部５６から受信信号を受け、擬似雑音符号発生部５８から参照信号である擬似雑音符号を受けると、上記実施の形態１と同様にして、電波発信局５１からの直接波やマルチパス波などの到来時刻τを推定する。
直接波選択部５９は、到来時刻推定装置５７が直接波やマルチパス波の到来時刻τを推定すると、それらの到来時刻τの中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻τを測位計算部６０に出力する。
【００５３】
測位計算部６０は、複数の直接波選択部５９から直接波の到来時刻τを受けると、その到来時刻τを下記の連立方程式に代入して、その連立方程式を解くことにより、信号受信機５２の位置を計算する。
ｃτn＝（（ｘ−Ｘn）2＋（ｙ−Ｙn）2＋（ｚ−Ｚn）2））1/2＋ｃｔerr
（１９）
ただし、ｃは光速、（ｘ，ｙ，ｚ）は信号受信機５２の位置、（Ｘn，Ｙn，Ｚn）はｎ番目の電波発信局５１の位置、τnはｎ番目の電波発信局５１からの直接波の到来時刻、ｔerrは信号受信機５２の時計誤差である。
【００５４】
式（１９）は、（ｘ，ｙ，ｚ）とｔerrの４個の変数を有する方程式であるから、受信可能な電波発信局５１が４局であれば、連立方程式である式（１９）を解いて、信号受信機５２の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる。
受信可能な電波発信局５１が３局の場合には、例えば、高さ位置ｚを仮定するなどを行えば、二次元位置（ｘ，ｙ）を測位することができる。
また、受信可能な電波発信局５１が５局以上ある場合には、式（１９）を最小二乗法により解くことにより、より正確な測位結果を得ることができる。
【００５５】
この実施の形態４によれば、従来の相関演算を実施する到来時刻推定方式を採用する場合より、高い分解能で直接波とマルチパス波を分離することができるので、直接波の到来時刻を正確に推定して、高精度な測位結果を得ることができる効果を奏する。また、ＳＮＲが低い場合でも、信号受信機５２の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる効果を奏する。
【００５６】
この実施の形態４では、電波発信局５１が電波を送信して、受信アンテナ５３が電波を受信するものについて示しているが、その電波の代わりに、音波を送受信するようにすれば、音波受信機位置測位装置を構成することができる。
また、その電波の代わりに、光を送受信するようにすれば、光波受信機位置測位装置を構成することができる。
【００５７】
実施の形態５．
図９はこの発明の実施の形態５によるＧＰＳ受信機（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ＧＰＳ衛星７１は地球の上空を周回し、固有の擬似雑音符号を１ミリ秒間隔で周期的に送信する。
ＧＰＳ受信機７２の受信アンテナ７３はＧＰＳ衛星７１から周期的に送信される信号を受信する。
受信機７４は受信アンテナ７３により受信された信号の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号をＡ／Ｄ変換器７５に出力する。
Ａ／Ｄ変換器７５は受信機７４から出力された直交検波信号を１ミリ秒毎にＬ回ずつ標本化してアナログ／ディジタル変換し、そのディジタル信号を受信信号として、受信信号共分散行列計算部２に出力する。なお、受信信号共分散行列計算部２は図１の受信信号共分散行列計算部２と同様の計算部であり、Ｋミリ秒分のデータから共分散行列を計算する。
【００５８】
到来時刻推定装置７６は図１と同様の到来時刻推定装置である。ただし、受信信号共分散行列計算部２を内蔵せずに前段に設けられている。
衛星番号選択部７７はＧＰＳ衛星７１の軌道情報とＧＰＳ受信機７２の予測位置から推定される可視衛星の衛星番号を選択する。ただし、そのような予備情報が無い場合は、ランダムに衛星番号を選択する。
擬似雑音符号発生部７８は衛星番号選択部７７により選択された衛星番号に応じた固有の擬似雑音符号を発生する。なお、擬似雑音符号発生部７８は予めＧＰＳ衛星７１毎に、固有の擬似雑音符号を記憶している。
直接波選択部７９は到来時刻推定装置７６により推定された直接波やマルチパス波の到来時刻の中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻を出力する。
測位計算部８０は複数の直接波選択部７９から出力された直接波の到来時刻からＧＰＳ受信機７２の位置を計算する。
【００５９】
次に動作について説明する。
地球の上空を周回している複数のＧＰＳ衛星７１は、固有の擬似雑音符号を１ミリ秒間隔で周期的に送信する。
ＧＰＳ受信機７２の受信アンテナ７３は、ＧＰＳ衛星７１から周期的に送信される信号を受信する。
【００６０】
受信機７４は、受信アンテナ７３がＧＰＳ衛星７１から送信される信号を受信すると、その信号の周波数を変換して直交検波を実施し、その直交検波信号をＡ／Ｄ変換器７５に出力する。
Ａ／Ｄ変換器７５は、受信機７４から直交検波信号を受けると、その直交検波信号を１ミリ秒毎にＬ回ずつ標本化してアナログ／ディジタル変換し、そのディジタル信号を受信信号として、受信信号共分散行列計算部２に出力する。
受信信号共分散行列計算部２は、Ａ／Ｄ変換器７５から受信信号を受けると、上記実施の形態１と同様に、式（１３）を用いて、Ｋミリ秒分のデータから共分散行列Ｒxxを計算する。
なお、受信信号共分散行列計算部２は、可視範囲にある全てのＧＰＳ衛星７１について、並列的又は順次的に共分散行列Ｒxxの計算を実施する。これにより、全てのＧＰＳ衛星７１からの電波の到来時刻τの計算が可能になる。
【００６１】
一方、衛星番号選択部７７は、ＧＰＳ衛星７１の軌道情報とＧＰＳ受信機７２の予測位置から推定される可視衛星の衛星番号を選択する。ただし、そのような予備情報が無い場合は、ランダムに衛星番号を選択する。
擬似雑音符号発生部７８は、衛星番号選択部７７により選択された衛星番号を受けると、その衛星番号に応じた固有の擬似雑音符号を発生する。
【００６２】
到来時刻推定装置７６は、受信信号共分散行列計算部２から共分散行列Ｒxxを受け、擬似雑音符号発生部７８から参照信号である擬似雑音符号を受けると、上記実施の形態１と同様にして、ＧＰＳ衛星７１からの直接波やマルチパス波などの到来時刻τを推定する。
直接波選択部７９は、到来時刻推定装置７６が直接波やマルチパス波の到来時刻τを推定すると、それらの到来時刻τの中で最も早い到来波を直接波として選択し、その直接波の到来時刻τを測位計算部８０に出力する。
【００６３】
測位計算部８０は、複数の直接波選択部７９から直接波の到来時刻τを受けると、その到来時刻τを下記の連立方程式に代入して、その連立方程式を解くことにより、ＧＰＳ受信機７２の位置を計算する。
ｃτn＝（（ｘ−Ｘn）2＋（ｙ−Ｙn）2＋（ｚ−Ｚn）2））1/2＋ｃｔerr
（２０）
ただし、ｃは光速、（ｘ，ｙ，ｚ）はＧＰＳ受信機７２の位置、（Ｘn，Ｙn，Ｚn）はｎ番目のＧＰＳ衛星７１の位置、τnはｎ番目のＧＰＳ衛星７１からの直接波の到来時刻、ｔerrはＧＰＳ受信機７２の時計誤差である。
【００６４】
式（２０）は、（ｘ，ｙ，ｚ）とｔerrの４個の変数を有する方程式であるから、可視のＧＰＳ衛星７１が４局であれば、連立方程式である式（２０）を解いて、ＧＰＳ受信機７２の位置（ｘ，ｙ，ｚ）を測位することができる。
可視のＧＰＳ衛星７１が３局の場合には、例えば、高さ位置ｚを仮定するなどを行えば、二次元位置（ｘ，ｙ）を測位することができる。
また、可視のＧＰＳ衛星７１が５局以上ある場合には、式（２０）を最小二乗法により解くことにより、より正確な測位結果を得ることができる。
【００６５】
ここで、ＭＵＳＩＣ処理部５の内部で計算される固有値と固有ベクトルは、全てのＧＰＳ衛星７１において、同一の共分散行列Ｒxxから計算するので、一度だけ計算すればよい。このようにすることで、演算量を大幅に少なくすることができる。
この実施の形態５によれば、従来の相関演算を実施する到来時刻推定方式を採用する場合より、高い分解能で直接波とマルチパス波を分離することができるので、直接波の到来時刻を正確に推定して、高精度な測位結果を得ることができる効果を奏する。
【００６６】
また、この実施の形態５によれば、別のメリットとして、ＧＰＳ受信機７２を高感度化できる点が挙げられる。
ＧＰＳ衛星７１からの送信信号は、５０ｂｐｓの航法データでＢＰＳＫ変調されており、この航法データが不明なため、従来の相関演算による方式では、２０ミリ秒以上の積分が難しく、高感度化に限界があったが、この実施の形態５の到来時刻推定方式では、共分散行列の計算時に航法データがキャンセルされるため、原理的に無限の長時間の受信信号を用いて共分散行列を計算して、ＧＰＳ受信機７２を高感度化することができる。
以下、その理由を説明する。
【００６７】
まず、ＧＰＳ受信機７２の受信信号は、下記の式（２１）で表されるものとする。
ｘ（ｋ）＝ｂ（ｋ）ｐｎ（ｋ）＋ｎ（ｋ） （２１）
ただし、ｋは１ミリ秒の擬似雑音符号周期を表わすインデックス、ｐｎ（ｋ）は遅延やドップラー周波数シフトを含む擬似雑音符号、ｂ（ｋ）はＢＰＳＫ変調のため“＋１”または“−１”の値をとる航法データ、ｎ（ｋ）は受信機雑音である。
【００６８】
この場合、受信信号の共分散行列Ｒxxは下記の式（２２）のようになる。
【数４】
ただし、擬似雑音符号ｐｎ（ｋ）と受信機雑音ｎ（ｋ）は、無相関であると仮定している。この仮定は、共分散行列を計算する平均数を十分にとれば通常成立する。
式（２２）に示すように、この実施の形態５による到来時刻推定法を用いれば、共分散行列の計算過程で航法データがキャンセルされるため、航法データが不明であっても長時間に亘って共分散行列の平均演算が可能となり、高感度なＧＰＳ受信機を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】この発明の実施の形態１による到来時刻推定装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による到来時刻推定装置のＭＵＳＩＣ処理部を示す構成図である。
【図３】信号の送信周期を示す説明図である。
【図４】共分散行列Ｒxxの固有値λlを示す説明図である。
【図５】二次元ＭＵＳＩＣスペクトラムＰmu（τ，Δｆ）の計算結果例を示す説明図である。
【図６】この発明の実施の形態２による目標検出装置（到来時刻推定装置を実装しているレーダ）を示す構成図である。
【図７】この発明の実施の形態３による発信機位置測位装置（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図である。
【図８】この発明の実施の形態４による受信機位置測位装置（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図である。
【図９】この発明の実施の形態５によるＧＰＳ受信機（到来時刻推定装置を実装している測位装置）を示す構成図である。
【符号の説明】
【００７０】
１ 受信信号サンプリング部（信号受信手段）、２ 受信信号共分散行列計算部（共分散行列生成手段）、３ モードベクトル計算部（モードベクトル生成手段）、４ ＭＵＳＩＣ処理部（到来時刻推定手段）、１１ 固有値・固有ベクトル計算部、１２ 雑音固有値判定部、１３ ＭＵＳＩＣスペクトラム計算部、２１ 送信信号源、２２ 信号結合器、２３ サーキュレータ、２４ 送受信アンテナ、２５ 受信機、２６ Ａ／Ｄ変換器、２７ Ａ／Ｄ変換器、２８ 到来時刻推定装置、３１ 電波発信機、３２ 擬似雑音符号発生部、３３ 送信信号発生部、３４ 変調部、３５ 送信アンテナ、４１ 受信アンテナ、４２ 受信機、４３ 到来時刻推定装置、４４ 擬似雑音符号発生部、４５ 直接波選択部、４６ 測位計算部、５１ 電波発信局、５２ 信号受信機、５３ 受信アンテナ、５４ 受信機、５５ Ａ／Ｄ変換器、５６ 発信機弁別部、５７ 到来時刻推定装置、
５８ 擬似雑音符号発生部、５９ 直接波選択部、６０ 測位計算部、７１ ＧＰＳ衛星、７２ ＧＰＳ受信機、７３ 受信アンテナ、７４ 受信機、７５ Ａ／Ｄ変換器、７６ 到来時刻推定装置、７７ 衛星番号選択部、７８ 擬似雑音符号発生部、７９ 直接波選択部、８０ 測位計算部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
空間に周期的に発信された信号を受信する信号受信手段と、上記信号受信手段により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する共分散行列生成手段と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを生成するモードベクトル生成手段と、上記共分散行列生成手段により生成された共分散行列と上記モードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルを用いて超分解能処理を実施することにより、上記信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定する到来時刻推定手段とを備えた到来時刻推定装置。
【請求項２】
空間に周期的に発信された信号を受信する信号受信手段と、上記信号受信手段により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する共分散行列生成手段と、空間に周期的に発信された信号と相関関係がある参照信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを生成するモードベクトル生成手段と、上記共分散行列生成手段により生成された共分散行列と上記モードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルを用いて超分解能処理を実施することにより、上記信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定する到来時刻推定手段とを備えた到来時刻推定装置。
【請求項３】
到来時刻推定手段は、超分解能処理としてＭＵＳＩＣ処理を実施することを特徴とする請求項１または請求項２記載の到来時刻推定装置。
【請求項４】
到来時刻推定手段は、共分散行列生成手段により生成された共分散行列の固有値と固有ベクトルを計算するとともに、その共分散行列の固有値の中で雑音電力に等しい固有値を特定し、その固有値に対応する固有ベクトルとモードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルから到来時刻及び周波数シフト量に関するＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、そのＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク位置から信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定することを特徴とする請求項３記載の到来時刻推定装置。
【請求項５】
到来時刻推定手段は、共分散行列の固有値と雑音電力を比較して伝搬経路数を推定することを特徴とする請求項４記載の到来時刻推定装置。
【請求項６】
到来時刻推定手段は、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク位置から信号受信手段により受信された信号の周波数シフト量を推定することを特徴とする請求項４記載の到来時刻推定装置。
【請求項７】
到来時刻推定手段の推定結果を空間に存在する目標を検出する目標検出装置に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の到来時刻推定装置。
【請求項８】
到来時刻推定手段の推定結果を信号発信機の位置を測位する発信機位置測位装置に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の到来時刻推定装置。
【請求項９】
到来時刻推定手段の推定結果を信号受信機の位置を測位する受信機位置測位装置に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の到来時刻推定装置。
【請求項１０】
到来時刻推定手段の推定結果を現在位置を測位するＧＰＳ受信機に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の到来時刻推定装置。
【請求項１】
空間に周期的に発信された信号を受信する信号受信手段と、上記信号受信手段により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する共分散行列生成手段と、空間に周期的に発信された信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを生成するモードベクトル生成手段と、上記共分散行列生成手段により生成された共分散行列と上記モードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルを用いて超分解能処理を実施することにより、上記信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定する到来時刻推定手段とを備えた到来時刻推定装置。
【請求項２】
空間に周期的に発信された信号を受信する信号受信手段と、上記信号受信手段により受信された信号の時間波形から共分散行列を生成する共分散行列生成手段と、空間に周期的に発信された信号と相関関係がある参照信号の時間波形から到来時刻と周波数シフト量の関数であるモードベクトルを生成するモードベクトル生成手段と、上記共分散行列生成手段により生成された共分散行列と上記モードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルを用いて超分解能処理を実施することにより、上記信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定する到来時刻推定手段とを備えた到来時刻推定装置。
【請求項３】
到来時刻推定手段は、超分解能処理としてＭＵＳＩＣ処理を実施することを特徴とする請求項１または請求項２記載の到来時刻推定装置。
【請求項４】
到来時刻推定手段は、共分散行列生成手段により生成された共分散行列の固有値と固有ベクトルを計算するとともに、その共分散行列の固有値の中で雑音電力に等しい固有値を特定し、その固有値に対応する固有ベクトルとモードベクトル生成手段により生成されたモードベクトルから到来時刻及び周波数シフト量に関するＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、そのＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク位置から信号受信手段により受信された信号の到来時刻を推定することを特徴とする請求項３記載の到来時刻推定装置。
【請求項５】
到来時刻推定手段は、共分散行列の固有値と雑音電力を比較して伝搬経路数を推定することを特徴とする請求項４記載の到来時刻推定装置。
【請求項６】
到来時刻推定手段は、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク位置から信号受信手段により受信された信号の周波数シフト量を推定することを特徴とする請求項４記載の到来時刻推定装置。
【請求項７】
到来時刻推定手段の推定結果を空間に存在する目標を検出する目標検出装置に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の到来時刻推定装置。
【請求項８】
到来時刻推定手段の推定結果を信号発信機の位置を測位する発信機位置測位装置に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の到来時刻推定装置。
【請求項９】
到来時刻推定手段の推定結果を信号受信機の位置を測位する受信機位置測位装置に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の到来時刻推定装置。
【請求項１０】
到来時刻推定手段の推定結果を現在位置を測位するＧＰＳ受信機に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の到来時刻推定装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２００６−２０８１７２（Ｐ２００６−２０８１７２Ａ）
【公開日】平成１８年８月１０日（２００６．８．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２０１２２（Ｐ２００５−２０１２２）
【出願日】平成１７年１月２７日（２００５．１．２７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年８月１０日（２００６．８．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１月２７日（２００５．１．２７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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