周波数補正回路及びそれを用いた無線通信装置
【課題】 発振器の出力周波数が増減した場合に自動補正を可能として常に出力周波数の精度を一定の範囲内に維持する周波数補正回路を得る。
【解決手段】 発振器２の発振周波数よりも高精度の基準周波数を、発振周波数を分周した分周周期毎に計数するカウンタ５と、発振周波数が正常な時のカウンタの計数値に相当する正常値に対して所定値Ｍを加算した値とカウンタの計数値とを比較して一致したときに発振周波数の減少を示す信号を生成する比較回路７と、正常値に対してＭを減算した値とカウンタの計数値とを比較する比較回路８と、この比較回路８の一致結果に応答してこの一致結果を所定時間マスクするためのマスク信号を生成する単安定マルチバイブレータ１１と、比較回路７の減少を示す信号に応じて発振周波数を減少方向に制御し、マスク信号の非生成時に発振周波数を増加方向に制御する制御回路１２及びＣＰＵ１とを含む。
【解決手段】 発振器２の発振周波数よりも高精度の基準周波数を、発振周波数を分周した分周周期毎に計数するカウンタ５と、発振周波数が正常な時のカウンタの計数値に相当する正常値に対して所定値Ｍを加算した値とカウンタの計数値とを比較して一致したときに発振周波数の減少を示す信号を生成する比較回路７と、正常値に対してＭを減算した値とカウンタの計数値とを比較する比較回路８と、この比較回路８の一致結果に応答してこの一致結果を所定時間マスクするためのマスク信号を生成する単安定マルチバイブレータ１１と、比較回路７の減少を示す信号に応じて発振周波数を減少方向に制御し、マスク信号の非生成時に発振周波数を増加方向に制御する制御回路１２及びＣＰＵ１とを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数補正回路及びそれを用いた無線通信装置に関し、特に発振器の出力周波数を自動的に補正するための周波数補正方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
移動通信システムにおける無線基地局は、無線基地局制御装置（ＲＮＣ：Radio Network Controller）に接続されている伝送路からの抽出クロック信号に同期して動作している。この場合、ＲＮＣは、周波数安定度の非常に高い水晶発振器を搭載しているために、無線基地局をこのＲＮＣから送られてくる伝送路からの抽出クロック信号に同期させるように動作させれば、無線基地局に搭載される水晶発振器も出力周波数安定度を高く保ち続けることが可能である。
【０００３】
しかしながら、無線基地局とＲＮＣとの伝送路には、ＩＰ（Internet Protocol ）伝送路を使用する場合がある。この場合、無線基地局は、伝送路からの抽出クロック信号に同期するように動作させることができないために、無線基地局に搭載された水晶発振器が自走して動作することになる。従って、無線基地局がこのようなネットワーク環境下で使用される可能性があることを考慮すると、無線基地局に搭載される水晶発振器にも、ＲＮＣに搭載される水晶発振器と同様に、周波数安定度の非常に高い水晶発振器を搭載する必要性が発生する。
【０００４】
なお、上述の周波数安定度には、温度変化による周波数変動、電源電圧変化による周波数変動、経年変化に対する周波数変動などの全ての変動要素が含まれるものである。一般的には、経年変化に対する周波数変動が最も大きいが、無線基地局として、前述の各々の周波数変動量の合計が、運用期間中に対して、許容値内の変動量であることが要求されることになる。
【０００５】
近年では、数年間の運用期間に対して、出力周波数安定度が±数１０ｐｐｂ（part per billion）以下の厳しい要求がなされることも珍しくない。このような周波数安定度の高い水晶発振器は、非常に高価であり、かつ運用期間中に対して、許容値内の周波数変動量に抑えるために、変動量の大きい経年変化に対する周波数変動量をどのように抑制するかが大きな課題となっている。
【０００６】
ここで、特許文献１に開示の技術には、高価な水晶発振器を使用することなく、簡単な操作で、経年変化に対する周波数変動を迅速かつ正確に調整する方法が提案されている。しかしながら、この技術による周波数調整方法では、保守者が、周波数調整を実施するために外部計測器を持って無線基地局の設置場所まで行かなければならない。また、実際の周波数調整作業時には、無線基地局の状態を一旦テストモードに設定変更する必要があり、よって無線基地局の運用状態に大きな影響を与えることになる。
【０００７】
そこで、水晶発振器の出力周波数変動を自動的に補正する技術が、特許文献２に開示されている。この技術では、ＧＰＳ（Global Positioning System ）による高精度の基準周波数を利用して、電圧制御発振器の出力周波数をカウンタで係数して、この計数値と期待値との差を検出し、その差をなくす様に、電圧制御発振器の制御電圧を生成するものである。
【０００８】
【特許文献１】特開平４−２７５７３１号公報
【特許文献２】特開平８−０５６１５３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述した特許文献２の技術では、電圧制御発振器の周波数が期待値よりも増大した場合には、自動的に電圧制御発振器の出力周波数を制御することができるが、逆に、電圧制御発振器の周波数が期待値よりも減少した場合には、カウンタの計数値が期待値まで到達しないので、電圧制御発振器の出力周波数を制御することができない。
【００１０】
本発明の目的は、発振器の出力周波数が増加した場合にも減少した場合にも、自動補正を可能として、常に出力周波数の精度を一定の範囲内に維持することが可能な周波数補正回路及びそれを用いた無線通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による周波数補正回路は、発振器の出力周波数を補正する周波数補正回路であって、前記発振器の出力周波数よりも高精度の基準周波数を、前記出力周波数を分周した分周周期毎に計数するカウンタと、前記出力周波数が正常な時の前記カウンタの計数値に相当する正常値に対して所定値を加算した値と前記カウンタの計数値とを比較して一致したときに前記出力周波数の減少を示す信号を生成する第一の比較手段と、前記正常値に対して所定値を減算した値と前記カウンタの計数値とを比較する第二の比較手段と、前記第二の比較手段の一致結果に応答してこの一致結果を所定時間マスクするためのマスク信号を生成するマスク手段と、前記第一の比較手段の前記減少を示す信号に応じて前記発振器の周波数を増加方向に制御し、前記マスク信号の非生成時に前記発振器の周波数を減少方向に制御する制御手段とを含むことを特徴とする。
【００１２】
本発明による無線通信装置は、上記の周波数補正回路を内蔵の水晶発振器の補正回路として使用したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、発振器の出力周波数の期待値に対する上下変動を検出することにより、常に出力周波数の精度を一定の範囲内に維持することが可能なになるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態の構成を示す回路図である。図１を参照すると、本発明の実施の形態による周波数補正回路は、ＣＰＵ（Central Processing Unit ）１と、水晶発振器２と、分周回路３と、エッジ検出回路４と、カウンタ５と、ラッチ回路６と、比較回路７及び８と、加算回路９と、減算回路１０と、単安定マルチバイブレータ１１と、制御回路１２と、周波数変換回路１３と、受信回路１４とを備えいてる。
【００１５】
ＣＰＵ１は、制御回路１２の出力に基づいて水晶発振器２の制御を行う。水晶発振器２は、その出力周波数が制御されるべき発振器であり、その出力は出力端子２３に導出される。なお、水晶発振器２は、ＣＰＵ１からのディジタル制御信号に従って出力周波数を調整するように動作するものである。分周器３は、水晶発振器２の出力周波数を所望の周波数に分周する。
【００１６】
エッジ検出回路４は、分周回路３の分周出力の立上がりエッジを検出する。カウンタ５は、エッジ検出回路４の出力によりリセットされ、クロックパルスを計数する。受信回路１４は、ＧＰＳ信号入力端子２１に引加されてＧＰＳからの高精度信号を受信する。周波数変換回路１３は、受信回路１２で受信した信号の周波数を変換して、カウンタ５のクロック入力とすると共に、ラッチ回路６へも供給する。ラッチ回路６は、カウンタ５からのｎビットの計数値を、スイッチ入力端子２２からの制御信号に応答して、クロックパルスに同期して記憶する。
【００１７】
加算回路９は、ラッチ回路６の記憶値に対して一定値を加算し、減算回路１０は、ラッチ回路６の記憶値に対して一定値を減算する。比較回路７は、カウンタ５のからのｎビットの計数値と加算回路９からのｎビットの計数値とを比較する。比較回路８は、カウンタ５からのｎビットの計数値と減算回路１０からのｎビットの計数値とを比較する。単安定マルチバイブレータ１１は、比較回路８からの出力をトリガとして、所定時間だけ、一定の出力レベル（“０”か“１”）状態を維持するリトリガブルな回路である。
【００１８】
制御回路１２は、比較回路７及び単安定マルチバイブレータ１１からの信号に応じて、ＣＰＵ１への設定制御信号を生成する。なお、端子２２は、ラッチ回路６及び制御回路１２の動作制御を行うスイッチ入力端子である。
【００１９】
図２は、図１の周波数変換回路１３の構成例を示す回路図である。図２において、入力端子３１には、受信回路１４（図１参照）からの基準となる入力信号が印加される。この入力信号は、分周回路３３により、所望の周波数に分周される。この分周出力は、位相比較器３４により、他の分周器３７の出力と位相比較される。この位相比較結果は、フィルタ３５により、不要な高周波成分が除去されて直流信号に変換される。フィルタ３５からの直流信号は、電圧制御発振器３６の制御信号となり、この出力周波数が出力端子３２から導出されて、エッジ検出回路４、カウンタ５及びラッチ回路６へ供給される。
【００２０】
電圧制御発振器３６からの出力信号は、分周回路３７により所望の周波数に分周される。なお、この図２に示した周波数変換回路１３は、周波数変換の必要性がない場合には削除しても良いものである。
【００２１】
以下に、本発明の動作について、図３〜図５を参照して具体例を用いつつ説明する。先ず、図３を参照すると、水晶発振器２の出力周波数が正常な場合の動作を示す図である。例えば、水晶発振器２の出力周波数が１０ＭＨｚであるとし、分周回路３で１０の７乗の分周がなされて１Ｈｚになるとする。そして、加算回路９及び減算回路１０での加算値及び減算値を共に“Ｍ”とする。同時に、ＧＰＳ信号入力端子２１から入力される信号を受信回路１２で受信し、周波数変換回路１３にて１ＧＨｚに変換される場合を考える。
【００２２】
図３において、水晶発振器２の出力周波数が正常である場合、カウンタ５のリセット入力端子（Ｒ）には、エッジ検出回路４から１Ｈｚ周期の信号が入力され、この信号によりカウンタ５はリセットされる。また、カウンタ５のクロック（ＣＬＫ）入力端子には、周波数変換回路１３からの１ＧＨｚのクロック信号が入力される。
【００２３】
すなわち、カウンタ５は、水晶発振器２の分周出力の周期である１Ｈｚ毎に、周波数変換回路１３の出力パルス（基準パルスとなる）を計数するものである。従って、水晶発振器２の出力周波数が正常な場合、カウンタ５は計数値が“０”から“１０9 −１”までカウントアップした後にリセットされて計数値が“０”に戻り、再び“１０9 −１”までカウントアップする動作を繰返している。図３の“Ｎ”が“１０9 −１”に相当する。
【００２４】
水晶発振器２の出力周波数が正常である時に、スイッチ端子２２による制御信号により、ラッチ回路６に水晶発振器２の出力周波数が正常である時のカウンタ５の計数値、すなわち正常値“Ｎ”を書込む。そして、この正常値を書込んだ後は、スイッチ端子２２からの制御により、ラッチ回路６を書込み禁止状態に設定する。加算回路９では、ラッチ回路６でラッチした正常値に“Ｍ”を加算し、減算回路１０では、ラッチ回路６でラッチした正常値から“Ｍ”を減算する。
【００２５】
図３は、“Ｍ”を“５０”に設定した場合の動作を示している。水晶発振器２の出力周波数が正常な場合、ラッチ回路６の正常値に５０を加算した計数値までカウンタ５がカウントすることはないので、比較回路７での比較結果が一致することはない。このとき、比較回路７の出力はローレベルの“０”を示している。また、ラッチ回路６の正常値に５０を減算した計数値までは、カウンタ５は毎回カウントするために、比較回路８からは特定の周期毎に一致信号が発生する。なお、図３では、一致信号を、例えば、ハイレベルである“１”のパルスとして示している。
【００２６】
この比較回路８からの一致信号により、単安定マルチバイブレータ１１にトリガをかけ、この単安定マルチバイブレータの時定数で定まる所定時間だけ、強制的に不一致状態にして、比較回路８の一致信号をマスクする。この場合、図３では、単安定マルチバイブレータ１１のマスク信号をハイレベルの“１”として示している。従って、水晶発振器２の出力周波数が正常である場合には、制御回路１２は、このハイレベルのマスク信号を検知して、自動補正機能を動作させないように動作する。この単安定マルチバイブレータ１１の時定数により定まる所定時間は、比較回路８の一致信号によりリトリガされて必ずマスク信号が生成されるに十分な時間とする。
【００２７】
一方、図４に示す様に、水晶発振器２の出力周波数が減少方向に変動した場合には、カウンタ５をリセットするエッジ検出回路４からの信号が１Ｈｚ周期以上になるために、カウンタ５の計数値は“１０9 −１”より大きくなる。水晶発振器２の出力周波数が減少方向に変動し続けた場合、カウンタ５の計数値が“（１０9 −１）＋５０”になると、比較回路７での比較結果が一致することになる。
【００２８】
比較回路７は、水晶発振器２の出力周波数が減少方向に変動したことを示す信号（図では、ハイレベルの“１”として示している）を制御回路１２に送り、制御回路１２はＣＰＵ１に対して水晶発振器２へのディジタル制御信号を周波数増加方向に制御するように指示を出す。この場合、“Ｍ”を“５０”に設定したので、水晶発振器２の出力周波数が−５０ｐｐｂまで変動した時に、自動補正機能が動作することになる。
【００２９】
次に、図５に示す様に、水晶発振器２の出力周波数が増加方向に変動した場合には、カウンタ５をリセットするエッジ検出回路４からの信号が１Ｈｚ周期以下になるために、カウンタ５の計数値は“１０9 −１”より小さくなる。水晶発振器２の出力周波数が増加方向に変動し続けた場合、カウンタ５の計数値が“（１０9 −１）−５０”以下（図では、“Ｎ−５５”としている）になると、比較回路８での比較結果が一致しなくなり、ローレベルである“０”の信号出力され続けることになる。従って、以後は、比較回路８からのハイレベルの一致信号が発生しなくなり、単安定マルチバイブレータ１１にはトリガもリトリガもかからなくなる。
【００３０】
よって、所定時間後に、単安定マルチバイブレータ１１の出力が変化して、ローレベルである“０”の信号が出力され続けて、周波数が増加方向に変動したことを示す信号として制御回路１２に送られる。制御回路１２は、ＣＰＵ１に対して水晶発振器２へのディジタル制御信号を周波数減少方向に制御するように指示を出す。この場合、“Ｍ”を“５０”に設定しているので、水晶発振器２の出力周波数が＋５０ｐｐｂまで変動した時に自動補正機能が動作することになる。
【００３１】
このように、無線基地局など、水晶発振器が自走して動作するネットワーク環境下で使用された場合であっても、水晶発振器の出力周波数変動を高精度で検出し、出力周波数精度を一定量（±Ｍｐｐｂ）以下に保つように出力周波数を自動補正することが可能になる。また、本自動補正機能を持たせることで、水晶発振器の周波数安定度も必要以上に高精度であることはなく、水晶発振器の原価低減にもつながることになる。
【００３２】
なお、上記実施の形態においては、ＧＰＳ受信パルスを基準信号パルスとして用いているが、これに限らず、補正されるべき発振器よりも、より高い周波数でより高精度の信号パルスを用いることができる。また、本発明は、無線基地局の水晶発振器の周波数補正回路に適用できることは勿論であるが、広く無線通信装置における内蔵発振器の周波数補正回路に適用できることは明白である。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施の形態の構成を示す回路図である。
【図２】図１の周波数変換回路１３の具体例を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態の動作を説明するための図であり、発振周波数が正常な場合のものである。
【図４】本発明の実施の形態の動作を説明するための図であり、発振周波数が減少した場合のものである。
【図５】本発明の実施の形態の動作を説明するための図であり、発振周波数が増加した場合のものである。
【符号の説明】
【００３４】
１ ＣＰＵ
２ 水晶発振器
３ 分周器
４ エッジ検出回路
５ カウンタ
６ ラッチ回路
７，８ 比較回路
９ 加算回路
１０ 減算回路
１１ 単安定マルチバイブレータ
１２ 制御回路
１３ 周波数変換回路
１４ 受信回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数補正回路及びそれを用いた無線通信装置に関し、特に発振器の出力周波数を自動的に補正するための周波数補正方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
移動通信システムにおける無線基地局は、無線基地局制御装置（ＲＮＣ：Radio Network Controller）に接続されている伝送路からの抽出クロック信号に同期して動作している。この場合、ＲＮＣは、周波数安定度の非常に高い水晶発振器を搭載しているために、無線基地局をこのＲＮＣから送られてくる伝送路からの抽出クロック信号に同期させるように動作させれば、無線基地局に搭載される水晶発振器も出力周波数安定度を高く保ち続けることが可能である。
【０００３】
しかしながら、無線基地局とＲＮＣとの伝送路には、ＩＰ（Internet Protocol ）伝送路を使用する場合がある。この場合、無線基地局は、伝送路からの抽出クロック信号に同期するように動作させることができないために、無線基地局に搭載された水晶発振器が自走して動作することになる。従って、無線基地局がこのようなネットワーク環境下で使用される可能性があることを考慮すると、無線基地局に搭載される水晶発振器にも、ＲＮＣに搭載される水晶発振器と同様に、周波数安定度の非常に高い水晶発振器を搭載する必要性が発生する。
【０００４】
なお、上述の周波数安定度には、温度変化による周波数変動、電源電圧変化による周波数変動、経年変化に対する周波数変動などの全ての変動要素が含まれるものである。一般的には、経年変化に対する周波数変動が最も大きいが、無線基地局として、前述の各々の周波数変動量の合計が、運用期間中に対して、許容値内の変動量であることが要求されることになる。
【０００５】
近年では、数年間の運用期間に対して、出力周波数安定度が±数１０ｐｐｂ（part per billion）以下の厳しい要求がなされることも珍しくない。このような周波数安定度の高い水晶発振器は、非常に高価であり、かつ運用期間中に対して、許容値内の周波数変動量に抑えるために、変動量の大きい経年変化に対する周波数変動量をどのように抑制するかが大きな課題となっている。
【０００６】
ここで、特許文献１に開示の技術には、高価な水晶発振器を使用することなく、簡単な操作で、経年変化に対する周波数変動を迅速かつ正確に調整する方法が提案されている。しかしながら、この技術による周波数調整方法では、保守者が、周波数調整を実施するために外部計測器を持って無線基地局の設置場所まで行かなければならない。また、実際の周波数調整作業時には、無線基地局の状態を一旦テストモードに設定変更する必要があり、よって無線基地局の運用状態に大きな影響を与えることになる。
【０００７】
そこで、水晶発振器の出力周波数変動を自動的に補正する技術が、特許文献２に開示されている。この技術では、ＧＰＳ（Global Positioning System ）による高精度の基準周波数を利用して、電圧制御発振器の出力周波数をカウンタで係数して、この計数値と期待値との差を検出し、その差をなくす様に、電圧制御発振器の制御電圧を生成するものである。
【０００８】
【特許文献１】特開平４−２７５７３１号公報
【特許文献２】特開平８−０５６１５３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述した特許文献２の技術では、電圧制御発振器の周波数が期待値よりも増大した場合には、自動的に電圧制御発振器の出力周波数を制御することができるが、逆に、電圧制御発振器の周波数が期待値よりも減少した場合には、カウンタの計数値が期待値まで到達しないので、電圧制御発振器の出力周波数を制御することができない。
【００１０】
本発明の目的は、発振器の出力周波数が増加した場合にも減少した場合にも、自動補正を可能として、常に出力周波数の精度を一定の範囲内に維持することが可能な周波数補正回路及びそれを用いた無線通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による周波数補正回路は、発振器の出力周波数を補正する周波数補正回路であって、前記発振器の出力周波数よりも高精度の基準周波数を、前記出力周波数を分周した分周周期毎に計数するカウンタと、前記出力周波数が正常な時の前記カウンタの計数値に相当する正常値に対して所定値を加算した値と前記カウンタの計数値とを比較して一致したときに前記出力周波数の減少を示す信号を生成する第一の比較手段と、前記正常値に対して所定値を減算した値と前記カウンタの計数値とを比較する第二の比較手段と、前記第二の比較手段の一致結果に応答してこの一致結果を所定時間マスクするためのマスク信号を生成するマスク手段と、前記第一の比較手段の前記減少を示す信号に応じて前記発振器の周波数を増加方向に制御し、前記マスク信号の非生成時に前記発振器の周波数を減少方向に制御する制御手段とを含むことを特徴とする。
【００１２】
本発明による無線通信装置は、上記の周波数補正回路を内蔵の水晶発振器の補正回路として使用したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、発振器の出力周波数の期待値に対する上下変動を検出することにより、常に出力周波数の精度を一定の範囲内に維持することが可能なになるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態の構成を示す回路図である。図１を参照すると、本発明の実施の形態による周波数補正回路は、ＣＰＵ（Central Processing Unit ）１と、水晶発振器２と、分周回路３と、エッジ検出回路４と、カウンタ５と、ラッチ回路６と、比較回路７及び８と、加算回路９と、減算回路１０と、単安定マルチバイブレータ１１と、制御回路１２と、周波数変換回路１３と、受信回路１４とを備えいてる。
【００１５】
ＣＰＵ１は、制御回路１２の出力に基づいて水晶発振器２の制御を行う。水晶発振器２は、その出力周波数が制御されるべき発振器であり、その出力は出力端子２３に導出される。なお、水晶発振器２は、ＣＰＵ１からのディジタル制御信号に従って出力周波数を調整するように動作するものである。分周器３は、水晶発振器２の出力周波数を所望の周波数に分周する。
【００１６】
エッジ検出回路４は、分周回路３の分周出力の立上がりエッジを検出する。カウンタ５は、エッジ検出回路４の出力によりリセットされ、クロックパルスを計数する。受信回路１４は、ＧＰＳ信号入力端子２１に引加されてＧＰＳからの高精度信号を受信する。周波数変換回路１３は、受信回路１２で受信した信号の周波数を変換して、カウンタ５のクロック入力とすると共に、ラッチ回路６へも供給する。ラッチ回路６は、カウンタ５からのｎビットの計数値を、スイッチ入力端子２２からの制御信号に応答して、クロックパルスに同期して記憶する。
【００１７】
加算回路９は、ラッチ回路６の記憶値に対して一定値を加算し、減算回路１０は、ラッチ回路６の記憶値に対して一定値を減算する。比較回路７は、カウンタ５のからのｎビットの計数値と加算回路９からのｎビットの計数値とを比較する。比較回路８は、カウンタ５からのｎビットの計数値と減算回路１０からのｎビットの計数値とを比較する。単安定マルチバイブレータ１１は、比較回路８からの出力をトリガとして、所定時間だけ、一定の出力レベル（“０”か“１”）状態を維持するリトリガブルな回路である。
【００１８】
制御回路１２は、比較回路７及び単安定マルチバイブレータ１１からの信号に応じて、ＣＰＵ１への設定制御信号を生成する。なお、端子２２は、ラッチ回路６及び制御回路１２の動作制御を行うスイッチ入力端子である。
【００１９】
図２は、図１の周波数変換回路１３の構成例を示す回路図である。図２において、入力端子３１には、受信回路１４（図１参照）からの基準となる入力信号が印加される。この入力信号は、分周回路３３により、所望の周波数に分周される。この分周出力は、位相比較器３４により、他の分周器３７の出力と位相比較される。この位相比較結果は、フィルタ３５により、不要な高周波成分が除去されて直流信号に変換される。フィルタ３５からの直流信号は、電圧制御発振器３６の制御信号となり、この出力周波数が出力端子３２から導出されて、エッジ検出回路４、カウンタ５及びラッチ回路６へ供給される。
【００２０】
電圧制御発振器３６からの出力信号は、分周回路３７により所望の周波数に分周される。なお、この図２に示した周波数変換回路１３は、周波数変換の必要性がない場合には削除しても良いものである。
【００２１】
以下に、本発明の動作について、図３〜図５を参照して具体例を用いつつ説明する。先ず、図３を参照すると、水晶発振器２の出力周波数が正常な場合の動作を示す図である。例えば、水晶発振器２の出力周波数が１０ＭＨｚであるとし、分周回路３で１０の７乗の分周がなされて１Ｈｚになるとする。そして、加算回路９及び減算回路１０での加算値及び減算値を共に“Ｍ”とする。同時に、ＧＰＳ信号入力端子２１から入力される信号を受信回路１２で受信し、周波数変換回路１３にて１ＧＨｚに変換される場合を考える。
【００２２】
図３において、水晶発振器２の出力周波数が正常である場合、カウンタ５のリセット入力端子（Ｒ）には、エッジ検出回路４から１Ｈｚ周期の信号が入力され、この信号によりカウンタ５はリセットされる。また、カウンタ５のクロック（ＣＬＫ）入力端子には、周波数変換回路１３からの１ＧＨｚのクロック信号が入力される。
【００２３】
すなわち、カウンタ５は、水晶発振器２の分周出力の周期である１Ｈｚ毎に、周波数変換回路１３の出力パルス（基準パルスとなる）を計数するものである。従って、水晶発振器２の出力周波数が正常な場合、カウンタ５は計数値が“０”から“１０9 −１”までカウントアップした後にリセットされて計数値が“０”に戻り、再び“１０9 −１”までカウントアップする動作を繰返している。図３の“Ｎ”が“１０9 −１”に相当する。
【００２４】
水晶発振器２の出力周波数が正常である時に、スイッチ端子２２による制御信号により、ラッチ回路６に水晶発振器２の出力周波数が正常である時のカウンタ５の計数値、すなわち正常値“Ｎ”を書込む。そして、この正常値を書込んだ後は、スイッチ端子２２からの制御により、ラッチ回路６を書込み禁止状態に設定する。加算回路９では、ラッチ回路６でラッチした正常値に“Ｍ”を加算し、減算回路１０では、ラッチ回路６でラッチした正常値から“Ｍ”を減算する。
【００２５】
図３は、“Ｍ”を“５０”に設定した場合の動作を示している。水晶発振器２の出力周波数が正常な場合、ラッチ回路６の正常値に５０を加算した計数値までカウンタ５がカウントすることはないので、比較回路７での比較結果が一致することはない。このとき、比較回路７の出力はローレベルの“０”を示している。また、ラッチ回路６の正常値に５０を減算した計数値までは、カウンタ５は毎回カウントするために、比較回路８からは特定の周期毎に一致信号が発生する。なお、図３では、一致信号を、例えば、ハイレベルである“１”のパルスとして示している。
【００２６】
この比較回路８からの一致信号により、単安定マルチバイブレータ１１にトリガをかけ、この単安定マルチバイブレータの時定数で定まる所定時間だけ、強制的に不一致状態にして、比較回路８の一致信号をマスクする。この場合、図３では、単安定マルチバイブレータ１１のマスク信号をハイレベルの“１”として示している。従って、水晶発振器２の出力周波数が正常である場合には、制御回路１２は、このハイレベルのマスク信号を検知して、自動補正機能を動作させないように動作する。この単安定マルチバイブレータ１１の時定数により定まる所定時間は、比較回路８の一致信号によりリトリガされて必ずマスク信号が生成されるに十分な時間とする。
【００２７】
一方、図４に示す様に、水晶発振器２の出力周波数が減少方向に変動した場合には、カウンタ５をリセットするエッジ検出回路４からの信号が１Ｈｚ周期以上になるために、カウンタ５の計数値は“１０9 −１”より大きくなる。水晶発振器２の出力周波数が減少方向に変動し続けた場合、カウンタ５の計数値が“（１０9 −１）＋５０”になると、比較回路７での比較結果が一致することになる。
【００２８】
比較回路７は、水晶発振器２の出力周波数が減少方向に変動したことを示す信号（図では、ハイレベルの“１”として示している）を制御回路１２に送り、制御回路１２はＣＰＵ１に対して水晶発振器２へのディジタル制御信号を周波数増加方向に制御するように指示を出す。この場合、“Ｍ”を“５０”に設定したので、水晶発振器２の出力周波数が−５０ｐｐｂまで変動した時に、自動補正機能が動作することになる。
【００２９】
次に、図５に示す様に、水晶発振器２の出力周波数が増加方向に変動した場合には、カウンタ５をリセットするエッジ検出回路４からの信号が１Ｈｚ周期以下になるために、カウンタ５の計数値は“１０9 −１”より小さくなる。水晶発振器２の出力周波数が増加方向に変動し続けた場合、カウンタ５の計数値が“（１０9 −１）−５０”以下（図では、“Ｎ−５５”としている）になると、比較回路８での比較結果が一致しなくなり、ローレベルである“０”の信号出力され続けることになる。従って、以後は、比較回路８からのハイレベルの一致信号が発生しなくなり、単安定マルチバイブレータ１１にはトリガもリトリガもかからなくなる。
【００３０】
よって、所定時間後に、単安定マルチバイブレータ１１の出力が変化して、ローレベルである“０”の信号が出力され続けて、周波数が増加方向に変動したことを示す信号として制御回路１２に送られる。制御回路１２は、ＣＰＵ１に対して水晶発振器２へのディジタル制御信号を周波数減少方向に制御するように指示を出す。この場合、“Ｍ”を“５０”に設定しているので、水晶発振器２の出力周波数が＋５０ｐｐｂまで変動した時に自動補正機能が動作することになる。
【００３１】
このように、無線基地局など、水晶発振器が自走して動作するネットワーク環境下で使用された場合であっても、水晶発振器の出力周波数変動を高精度で検出し、出力周波数精度を一定量（±Ｍｐｐｂ）以下に保つように出力周波数を自動補正することが可能になる。また、本自動補正機能を持たせることで、水晶発振器の周波数安定度も必要以上に高精度であることはなく、水晶発振器の原価低減にもつながることになる。
【００３２】
なお、上記実施の形態においては、ＧＰＳ受信パルスを基準信号パルスとして用いているが、これに限らず、補正されるべき発振器よりも、より高い周波数でより高精度の信号パルスを用いることができる。また、本発明は、無線基地局の水晶発振器の周波数補正回路に適用できることは勿論であるが、広く無線通信装置における内蔵発振器の周波数補正回路に適用できることは明白である。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施の形態の構成を示す回路図である。
【図２】図１の周波数変換回路１３の具体例を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態の動作を説明するための図であり、発振周波数が正常な場合のものである。
【図４】本発明の実施の形態の動作を説明するための図であり、発振周波数が減少した場合のものである。
【図５】本発明の実施の形態の動作を説明するための図であり、発振周波数が増加した場合のものである。
【符号の説明】
【００３４】
１ ＣＰＵ
２ 水晶発振器
３ 分周器
４ エッジ検出回路
５ カウンタ
６ ラッチ回路
７，８ 比較回路
９ 加算回路
１０ 減算回路
１１ 単安定マルチバイブレータ
１２ 制御回路
１３ 周波数変換回路
１４ 受信回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振器の出力周波数を補正する周波数補正回路であって、
前記発振器の出力周波数よりも高精度の基準周波数を、前記出力周波数を分周した分周周期毎に計数するカウンタと、
前記出力周波数が正常な時の前記カウンタの計数値に相当する正常値に対して所定値を加算した値と前記カウンタの計数値とを比較して一致したときに前記出力周波数の減少を示す信号を生成する第一の比較手段と、
前記正常値に対して所定値を減算した値と前記カウンタの計数値とを比較する第二の比較手段と、
前記第二の比較手段の一致結果に応答してこの一致結果を所定時間マスクするためのマスク信号を生成するマスク手段と、
前記第一の比較手段の前記減少を示す信号に応じて前記発振器の周波数を増加方向に制御し、前記マスク信号の非生成時に前記発振器の周波数を減少方向に制御する制御手段とを含むことを特徴とする周波数補正回路。
【請求項２】
前記マスク手段は、前記第二の比較手段の比較結果によりトリガされるリトリガブルの単安定マルチバブレータであることを特徴とする請求項１記載の周波数補正回路。
【請求項３】
前記基準周波数は、ＧＰＳ（Global Positioning System ）受信手段により得られる基準パルスを利用したものであることを特徴とする請求項１または２記載の周波数補正回路。
【請求項４】
請求項１〜３いずれか記載の周波数補正回路を、内蔵の水晶発振器の補正回路として使用したことを特徴とする無線通信装置。
【請求項５】
移動通信システムにおける無線基地局であることを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
【請求項１】
発振器の出力周波数を補正する周波数補正回路であって、
前記発振器の出力周波数よりも高精度の基準周波数を、前記出力周波数を分周した分周周期毎に計数するカウンタと、
前記出力周波数が正常な時の前記カウンタの計数値に相当する正常値に対して所定値を加算した値と前記カウンタの計数値とを比較して一致したときに前記出力周波数の減少を示す信号を生成する第一の比較手段と、
前記正常値に対して所定値を減算した値と前記カウンタの計数値とを比較する第二の比較手段と、
前記第二の比較手段の一致結果に応答してこの一致結果を所定時間マスクするためのマスク信号を生成するマスク手段と、
前記第一の比較手段の前記減少を示す信号に応じて前記発振器の周波数を増加方向に制御し、前記マスク信号の非生成時に前記発振器の周波数を減少方向に制御する制御手段とを含むことを特徴とする周波数補正回路。
【請求項２】
前記マスク手段は、前記第二の比較手段の比較結果によりトリガされるリトリガブルの単安定マルチバブレータであることを特徴とする請求項１記載の周波数補正回路。
【請求項３】
前記基準周波数は、ＧＰＳ（Global Positioning System ）受信手段により得られる基準パルスを利用したものであることを特徴とする請求項１または２記載の周波数補正回路。
【請求項４】
請求項１〜３いずれか記載の周波数補正回路を、内蔵の水晶発振器の補正回路として使用したことを特徴とする無線通信装置。
【請求項５】
移動通信システムにおける無線基地局であることを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００９−２１８６５３（Ｐ２００９−２１８６５３Ａ）
【公開日】平成２１年９月２４日（２００９．９．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５７２７８（Ｐ２００８−５７２７８）
【出願日】平成２０年３月７日（２００８．３．７）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年９月２４日（２００９．９．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月７日（２００８．３．７）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
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