差動終端及び減衰回路網
【課題】回路網の入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。
【解決手段】差動終端及び減衰回路網６０は、直流コモン・モード電圧ＶCMを有する差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−を受け、第１及び第２入力終端抵抗器６８及び７０があり、抵抗性減衰回路７６及び７８と並列に接続される。回路網６０の入力ノード７５に接続されたモニタ回路６６は、入力ノード７５における直流コモン・モード電圧ＶCMと印加される終端電圧ＶTERMの組み合わせを表す出力信号ＶIを生成する。制御回路７４は、モニタ回路６６からの出力信号ＶIと印加終端電圧ＶTERMとを受けて、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAと、ドライブ電流ＩT及びＩAを生成する。これらは、入力終端抵抗６８及び７０と減衰器７６及び７８を通して直流電流を供給することで、課題を解決する。
【解決手段】差動終端及び減衰回路網６０は、直流コモン・モード電圧ＶCMを有する差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−を受け、第１及び第２入力終端抵抗器６８及び７０があり、抵抗性減衰回路７６及び７８と並列に接続される。回路網６０の入力ノード７５に接続されたモニタ回路６６は、入力ノード７５における直流コモン・モード電圧ＶCMと印加される終端電圧ＶTERMの組み合わせを表す出力信号ＶIを生成する。制御回路７４は、モニタ回路６６からの出力信号ＶIと印加終端電圧ＶTERMとを受けて、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAと、ドライブ電流ＩT及びＩAを生成する。これらは、入力終端抵抗６８及び７０と減衰器７６及び７８を通して直流電流を供給することで、課題を解決する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号終端器が付いた差動測定プローブに関するもので、特に、直流コモン・モード電圧を補償する測定プローブ用の差動終端及び減衰回路網に関する。
【背景技術】
【０００２】
高速測定システムは、一般に入力信号伝送線の特性インピーダンスと整合した入力抵抗終端器を有する。これは、入力信号の反射の問題を最小限し、非常に忠実な信号が得られるよう機能する。デュアル５０オーム入力終端回路網は、高速差動システム用の最も一般的な接続形態（Topology）である。複数の５０オーム入力終端器は、通常、測定システムのグランドに接続されるが、応用例としてはコモン・モード直流終端電圧への終端が要求されることもある。測定終端回路網において直流終端電圧を調整可能であれば、直流コモン・モード成分を多く含む高速シリアル・データ信号のような信号源の直流の負荷を制御できる。
【０００３】
図１は、米国テクトロニクス社が製造販売するＰ７３５０ＳＭＡ型差動プローブで使用されている終端回路網１０の回路概念図であり、これには調整可能な直流終端電圧ＶTERMが用いられている。この直流終端電圧ＶTERMは、外部信号源から供給されるもので、終端抵抗器１２及び１４の共通ノードに結合される。終端抵抗器１２及び１４は５０オーム抵抗器であり、通常、被測定デバイスの５０オーム差動信号源インピーダンスと整合している。差動入力信号は、ＳＭＡ入力コネクタ１６及び１８を介して終端抵抗器１２及び１４に接続され、ハイ・インピーダンス減衰器２０及び２２に入力される。ハイ・インピーダンス減衰器２０及び２２の反対側端子は、グランドに接続される。各減衰器２０及び２２は、容量性（capacitive）素子２８及び３０から構成される補償電圧分圧器が並列に接続された、抵抗素子２４及び２６から構成される抵抗性電圧分圧器を有する。抵抗性／容量性電圧分圧器回路網の中間ノード３２は、差動増幅回路３４の反転及び非反転入力端子に接続される。なお、こうしたプローブを使用するため、測定装置にはプローブを接続するためのインターフェースが設けられる。こうしたインターフェースについては、米国特許第６６２９０４８号明細書に詳しい。
【０００４】
【特許文献１】米国特許第６６２９０４８号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
測定プローブの直流終端電圧ＶTERMを入力信号の直流コモン・モード成分に整合させると、信号源に対する直流負荷を最小限にしながら、交流カップリング無しで、入力信号を測定プローブの入力端子に直接接続できる。高速差動増幅回路３４の入力ダイナミック・レンジには一般に限界があるが、ハイ・インピーダンス入力減衰器２０及び２２は、高速差動増幅回路３４の線形なダイナミック・レンジを拡大するために用いられる。減衰器２０及び２２の出力端子における直流コモン・モード電圧は、入力信号のコモン・モード成分と、終端回路網のコモン・モード終端電圧ＶTERMの両方を反映した結果となる。差動測定増幅回路３４の設計が優れていれば、同相除去比（ＣＭＲＲ）が大きいので、増幅回路の出力信号から直流コモン・モード電圧の大部分を除去できる。しかし、差動増幅回路３４の入力端子に直流コモン・モード電圧がわずかでもあると、増幅回路３４の有効な線形ダイナミック・レンジは減少してしまう。入力信号中に大きな直流コモン・モード電圧があれば、差動増幅回路３４は簡単にオーバードライブしてしまうので、小さな差動モード信号の測定ができなくなってしまう。
【０００６】
そこで、増幅回路のダイナミック・レンジを最適にするための直流コモン・モード電圧出力を差動測定増幅回路の入力に供給する測定プローブ用の入力差動終端及び減衰回路網が望まれている。この入力差動終端及び減衰回路網は、入力信号に応じて入力信号源の直流成分の負荷がゼロとなるように大きさを調整した直流終端電圧を供給する。また、入力差動終端及び減衰回路網は、入力信号に応じて差動測定増幅回路が最適なダイナミック・レンジとなるようにスケール調整された補償電圧を供給する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による差動終端及び減衰回路網は、信号源抵抗を有する信号源からの直流コモン・モード電圧を受ける。差動終端及び減衰回路網は、スケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成することで、回路網の差動入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、回路網の出力端子に直流コモン・モード電圧を生成して差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。差動終端及び減衰回路網は第１及び第２入力終端抵抗を有し、これらは共通ノードと、夫々電圧信号源からの直流コモン・モード電圧を受ける回路網入力ノードを有する。回路網入力ノードは、共通ノードを有する第１及び第２減衰器夫々の入力ノードにも接続される。モニタ回路は、回路網入力ノードに接続され、入力電圧信号源の入力信号源抵抗における直流コモン・モード電圧と入力終端抵抗における印加終端電圧を表す電圧の組み合わせを表す出力信号を生成する。モニタ回路は、第１及び第２入力終端抵抗よりも高い入力インピーダンスを有する抵抗性電圧分圧回路網が好ましい。制御回路は、印加終端電圧とモニタ回路の出力信号を受けて、印加終端電圧と直流コモン・モード電圧に対する関係で定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流とを生成する。スケール調整終端電圧及びドライブ電流は第１及び第２入力終端抵抗の共通ノードに供給され、スケール調整補償電圧及びドライブ電流は第１及び第２減衰器の共通ノードに供給される。スケール調整終端電圧及びドライブ電流とスケール調整補償電圧及びドライブ電流は、入力終端抵抗及び減衰器を通して直流電流を供給することで、回路網入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、第１及び第２減衰器から直流コモン・モード電圧出力信号を供給して差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。
【０００８】
各入力終端抵抗は、夫々と対応する第１及び第２減衰器の一方と並列に結合された入力終端抵抗器として実現される。これら減衰器は第１及び第２抵抗器で実現され、第１抵抗器の一端は第１及び第２入力終端抵抗器の１つと接続され、他端は第２抵抗器の一端と減衰器の出力ノードで接続され、第２抵抗器の他端はスケール調整補償電圧及びドライブ電流の供給を受けるように第１及び第２減衰器の共通ノードで接続される。
【０００９】
スケール調整終端電圧及びスケール調整補償電圧は複数のスケール係数を有し、これらは第１及び第２入力終端抵抗器と第１及び第２減衰器夫々の第１及び第２抵抗器に応じて定まる。スケール調整終端電圧は、印加された終端電圧に比例する第１電圧を供給する第１スケール係数と、第１及び第２入力終端抵抗の入力回路網ノードにおける直流コモン・モード電圧と印加された終端電圧との差分に比例した補正電圧を供給するための第２スケール係数とで定まる。スケール調整補償電圧は、印加された終端電圧に比例する第１電圧を供給する第１スケール係数と、第１及び第２入力終端抵抗の入力回路網ノードにおける直流コモン・モード電圧と印加された終端電圧の差分に比例した補正電圧を供給するための第２スケール係数とで定まる。本発明の好適な実施例では、スケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流によって、第１及び第２減衰器からの直流コモン・モード電圧が実質的にゼロになる。
【００１０】
制御回路は、モニタ回路からの出力信号と印加された終端電圧を入力信号として受ける補正差動増幅器を有している。補正差動増幅器は、モニタ回路の出力信号と印加される終端電圧の差分を表す出力信号を生成する。第１加算ノードは、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を受けるように接続され、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を減衰したものとを表す出力信号を生成する。第１加算ノードからの出力信号は、スケール利得係数を有する第１ドライブ増幅器に供給され、スケール調整終端電圧の生成に利用される。第２加算ノードは、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を受けるように接続され、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号とを表す出力信号を生成する。第２加算ノードからの出力信号は、スケール利得係数を有する第２ドライブ増幅器に供給され、スケール調整補償電圧の生成に利用される。
【００１１】
本発明の好適実施例では、第１加算ノードが補正差動増幅器からの出力信号を受ける能動（Active）減衰回路と、加算増幅器とを有している。加算増幅器は、印加終端電圧と、補正差動増幅器からの出力信号の減衰したものとを受けるように接続された入力ノードを有している。このため、入力ノードは、補正差動増幅器からの出力信号を受ける減衰回路の中間ノードに接続される。加算増幅器は、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号の減衰したものとを表す出力信号を生成する。
【００１２】
本発明の目的、効果、新規な点については、特許請求の範囲及び図面と併せて以下の記載を読むことによって明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図２は、本発明による入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した測定プローブを用いた測定装置の一例を示す図である。測定試験装置４０は、例えば、米国テクトロニクス社が製造販売するＴＤＳ６８０４Ｂ型オシロスコープである。オシロスコープ４０は、例えば、本発明による入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した差動測定プローブのようなアクセサリ・デバイス４４を、１つ以上接続するための複数のアクセサリ・インターフェース４２を有している。各アクセサリ・インターフェース４２は、米国特許第６６２９０４８Ｂ１に記載されているように、同軸信号入力ラインと、電力（電圧パワー）ライン、クロック・ライン、データ・ライン、検知（sensing）ライン及びメモリ電力ラインを有している。オシロスコープ４０は、アクセサリ・インターフェース４２から測定プローブ４４に電源電圧を供給し、オシロスコープ４０とプローブ４４の間で双方向通信が行われる。差動測定プローブ４４は、終端されたＳＭＡ同軸ケーブル４８を介して被測定デバイス４６に接続される。オシロスコープ４０は表示デバイス５０を有し、これにはグラフィカル・ユーザ・インターフェースと、被測定デバイス４６からの処理された信号とが表示される。測定試験装置４０は、一般に、装置の設定を制御するため、回転ノブ、押しボタンなどの前面パネル・コントローラ５２を有する。これの代わりに、表示デバイス５０に前面パネル・コントローラに相当するものをグラフィカルに表示させて、これをユーザが制御するようにしても良い。差動測定プローブ４４は、外部の終端電圧ＶTERMを受けられるように入力コネクタ５４を有している。
【００１４】
図３は、差動測定プローブ４４に内蔵される本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０の一例の回路図である。入力差動終端及び減衰回路網６０は、入力端子６２及び６４に被測定デバイス４６から差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−を受ける。被測定デバイス４６は、相補的（complementary）な差動モード信号源６５と、抵抗器ＲSで表される差動信号源インピーダンスから構成される直流コモン・モード信号源ＶCMとしてモデル化できる。入力信号は、モニタ回路６６と入力終端抵抗器６８及び７０に接続される。モニタ回路６６は、信号源の入力直流コモン・モード電圧ＶCMを検出し、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと印加された終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを表す出力信号ＶIを発生する。入力終端抵抗器６８及び７０の共通ノード７２は、制御回路７４からスケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTを受ける。入力終端抵抗器６８及び７０の夫々は、減衰器７６及び７８の一方の入力ノード７５に電気的に接続され、かつ、減衰器７６及び７８の夫々は入力終端抵抗器６８及び７０の一方と並列に接続される。各減衰器は、直列接続された減衰抵抗器８４及び８６と、抵抗器８４及び８６の間の出力ノード８８とを有し、出力ノード８８は差動増幅回路８０の反転及び非反転入力端子のどちらかに接続される。減衰器７６及び７８には共通ノード８２があり、これは制御回路７４からスケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを受ける。制御回路７４は、モニタ回路６６からの出力信号ＶIと外部印加終端電圧ＶTERMを受ける。制御回路７４は、スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTと、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを生成する。これらは、外部印加終端電圧ＶTERMと入力直流コモン・モード電圧ＶCMに応じて定まる。
【００１５】
本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０は、入力直流コモン・モード電圧ＶCMが終端電圧ＶTERMに等しく、かつ、入力信号源抵抗と整合したときに、入力端子６２及び６４における直流電流をゼロにするように働く。更に本発明では、直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERMのレベルが異なるときでも、増幅回路８０のダイナミック・レンジが最適になるように、減衰器７６及び７８の出力ノード８８における直流コモン・モード電圧を設定する。スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTは、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAと共に、入力終端抵抗器６８及び７０並びに減衰器７６及び７８を通して直流電流を生成し、入力端子６２及び６４に接続された実効終端抵抗に、外部印加終端電圧ＶTERMと等しい電圧を生じさせる。この直流電流は、更に、減衰器７６及び７８の出力ノード８８に直流コモン・モード電圧を生じさせ、これによって差動増幅回路８０のダイナミック・レンジが最適化される。本発明の好適実施例では、減衰器７６及び７８の出力ノード８８におけるこの直流コモン・モード電圧は、実質的にゼロ・ボルトに固定され、これによって差動増幅回路８０のダイナミック・レンジが最適化される。制御回路７４が終端電圧ＶTERMを表す電圧を設定すると共に、減衰器７６及び７８の出力ノード８８における直流コモン・モード電圧を差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化するための一般化された等式は次の通りである。
【００１６】
スケール調整終端電圧ＶTについての等式
ＶT＝Ａ×ＶTERM＋Ｂ×（ＶI−ＶTERM）
【００１７】
そして、スケール調整補償電圧ＶAについての等式
ＶA＝−Ｃ×ＶTERM−Ｄ×（ＶI−ＶTERM）
【００１８】
ここでＡ、Ｂ、Ｃ及びＤはスカラー量であり、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器８４及び８６の抵抗値に応じて定まる。これら式は、入力の信号源インピーダンスと整合し、差動モード交流信号と一緒にコモン・モード直流成分が存在する特定条件において有効である。ここで、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERMは等しく、電圧ＶT及びＶAは、式の項Ａ×ＶTERM及び−Ｃ×ＶTERMで表されるように、印加終端電圧ＶTERMに比例する。入力直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERM間の電圧差の変動は、上述のＶT及びＶAの等式に補正要素（Correction Factor）を加えることによって補正できる。補正要素は、モニタ回路６６を用いて入力直流コモン・モード電圧ＶCMと終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを検出し、出力信号ＶIを制御回路７４に印加して等式の補正項Ｂ×（ＶI−ＶTERM）及び−Ｄ×（ＶI−ＶTERM）を生成することによって導かれる。入力差動終端及び減衰回路網６０は、スケール調整終端電圧Ｖ及びドライブ電流ＩTと、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを生成し、減衰器７６及び７８の出力ノード８８を差動増幅回路８０のダイナミック・レンジが最適となる実質ゼロ・ボルトとなるよう駆動することによって、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERMの差を補正する。
【００１９】
本発明の好適実施例における入力差動終端及び減衰回路網６０は、差動５０オーム・インピーダンスと直流コモン・モード電圧ＶCMを有する入力信号源からの差動信号を受けるのに最適化した設計となっている。入力終端抵抗器６８及び７０の名目抵抗値は、６６.７オームである。入力終端抵抗器６８及び７０は、名目抵抗値が夫々１２０オーム及び８０オームの減衰抵抗器８４及び８６と並列である。減衰抵抗器８４及び８６と並列になった入力終端抵抗器６８及び７０の実効入力抵抗値は、差動回路網の各サイドについてコモン・モード終端電圧ＶTERMに関し５０オームである。減衰器７６及び７８夫々の減衰係数は２.５倍（2.5×）である。これら実効入力抵抗及び減衰係数の値は、本発明の１つの実施例に過ぎず、本発明の本質から離れることなく、他の実効入力終端抵抗及び減衰係数を用いても良い。
【００２０】
以下では、入力の５０オーム信号源インピーダンスと整合し、差動モード交流信号と一緒にコモン・モード直流成分が存在している場合において、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAを導く過程を説明する。入力端子６２及び６４における望ましい直流電圧は、次の式で示される。
ＩＮ＋＝ＩＮ−＝（ＶCM＋ＶTERM）／２
【００２１】
ここでＩＮ＋及びＩＮ−は入力端子６２及び６４におけるコモン・モード直流電圧成分、ＶCMは５０オーム信号源インピーダンスを通して入力端子６２及び６４に印加されるコモン・モード電圧、ＶTERMは複数ある５０オーム入力実効抵抗の間のコモン・モード・ノードに印加される終端電圧である。差動増幅回路８０の反転及び非反転入力端子における望ましいコモン・モード直流電圧は、次の等式で示されるように、増幅回路のダイナミック・レンジを最大にする直流ゼロ・ボルトである。
ＩＮＰＵＴ＋＝ＩＮＰＵＴ−＝０
【００２２】
制御回路７４からの電圧ＶT及びＶAは、入力端子６２及び６４におけるコモン・モード電圧ＶCM次第であり、上述してきた等式を満たすことで求められる。ＶCM＝ＶTERMの場合であれば、電圧ＶT及びＶAは共にＶTERMに比例する。
ＶT＝1.5556×ＶTERM
ＶA＝−0.6667×ＶTERM
ここで1.5556及び0.6667は、入力終端抵抗器６８及び７０と、減衰抵抗器８４及び８６の値によって定まる比例スカラー量である。
【００２３】
もし電圧ＶT及びＶA電圧がＶTERMをスケール調整したものであれば、入力端子６２及び６４における入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMと終端電圧ＶTERM間の変動は、入力信号源抵抗と終端抵抗が整合している場合における入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMとＶTERM間の平均電圧を表す。しかし、入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMが変化すると、差動増幅回路８０の反転及び非反転ノードに対する電圧入力ＩＮＰＵＴ＋及びＩＮＰＵＴ−はゼロ・ボルトに維持されず、ＶCMの減衰率のレンジは、次の等式で示される。
INPUT＋＝INPUT−＝0.2×（ＶCM−ＶTERM）
【００２４】
モニタ回路６６は、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを検出して出力信号ＶIを生成して制御回路７４に供給し、電圧ＶT及びＶAの調整に利用される。入力信号が５０オーム信号源から供給される場合では、検出した電圧ＶIと入力コモン・モード電圧ＶCMの間には次の関係が存在する。
ＶI＝（ＶCM＋ＶTERM）／２ → ＶCM＝２×ＶI−ＶTERM
【００２５】
２.５倍（2.5×）減衰器であれば、電圧ＶT及びＶAに次の形の補正要素を加えることで、入力のＶCMについて補正できる。
ΔＶT＝0.1111×（ＶCM−ＶTERM）
ΔＶA＝−0.3333×（ＶCM−ＶTERM）
【００２６】
ここで0.1111及び0.3333は、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器８４及び８６の値によって定まる比例スカラー量である。ＶCM及びＶIの関係について先の等式を用いると、次の等式が得られる。
（ＶCM−ＶTERM）＝２×（ＶI−ＶTERM）
【００２７】
この式を補正要素項ΔＶT及びΔＶAに代入すると、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAは次のようになる。
ＶT＝1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）
ＶA＝−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）
【００２８】
図４は、本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０の制御回路７４の機能ブロック図である。外部終端電圧ＶTERMは、加算ノード９４及び９６に加えて、差動利得増幅器９０及び９２のマイナス入力ノードに供給される。入力直流コモン・モード電圧ＶCM及び終端電圧ＶTERMの組み合わせを表すモニタ回路６６からの出力信号ＶIは、差動利得増幅器９０及び９２のプラス入力ノードに供給される。差動利得増幅器９０は0.1428倍の利得を有し、差動利得増幅器９２は１.００倍の利得を有する。差動利得増幅器９０の出力信号は0.1428×（ＶI−ＶTERM）であり、これは加算ノード９４に印加される。加算ノード９４の出力信号は、ＶTERM＋0.1428×（ＶI−ＶTERM）である。加算ノード９４の出力信号は、1.5556倍の利得を有するドライバ増幅器９８に入力される。ドライバ増幅器９８の出力信号は、ＶT＝1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）で表されるスケール調整終端電圧ＶTとスケール調整終端電圧ドライブ電流ＩTである。差動利得増幅器９２の出力信号は1.00×（ＶI−ＶTERM）であり、これは加算ノード９６に印加される。加算ノード９６の出力信号は、ＶTERM＋（ＶI−ＶTERM）である。加算ノード９６の出力信号は、−0.6667倍の利得を有するドライバ増幅器１００に入力される。ドライバ増幅器１００の出力信号は、ＶA＝−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）で表されるスケール調整補償電圧ＶAとスケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAである。
【００２９】
図５は、本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０の好適な実施例の回路図である。先の図面におけるブロックと対応するブロックには同じ符号を付して説明する。差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−は、入力端子６２及び６４を介して、モニタ回路６６と、入力終端抵抗器６８及び７０とこれらと夫々対応する減衰器７６及び７８との接続点に供給される。差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−は、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器８４及び８６とが並列になった実効終端抵抗によって終端される。減衰抵抗器８４及び８６間の出力ノード８８は、差動増幅回路８０の反転及び非反転入力端子に接続される。モニタ回路６６には抵抗性素子１１０及び１１２があり、これらは入力直流コモン・モード電圧ＶCMに対して入力実効終端抵抗よりも高いインピーダンスを有する。好適実施例では、抵抗性素子１１０及び１１２は約５０００オームの抵抗値を有する。抵抗性素子１１０及び１１２は、入力端子６２及び６４間に電圧分圧回路網を構成する。電圧分圧回路網の共通ノード１１４は出力電圧ＶIを供給し、これはバッファ増幅器１１６を介して制御回路７４に供給される。
【００３０】
制御回路７４は、外部終端電圧ＶTERMも同時に受ける。外部終端電圧ＶTERMは、バッファ増幅器１１８を介して１倍の差動利得補正増幅器１２０のマイナス入力端子に供給される。差動利得補正増幅器１２０のプラス入力端子には、モニタ回路６６の出力信号ＶIが供給される。差動補正増幅器１２０は、出力電圧（ＶI−ＶTERM）を生成する。出力電圧（ＶI−ＶTERM）は、減衰抵抗器１２８及び１３０で構成される能動減衰回路１２６を介して、加算増幅器１２４の入力加算ノード１２２に供給される。バッファされた外部終端電圧ＶTERMも抵抗器１３２を介して加算ノード１２２に供給される。加算増幅器１２４は、出力電圧＝ＶTERM＋0.1428×（ＶI−ＶTERM）を生成する。このとき、スカラー量の項0.1428は、減衰回路１２６の減衰係数（attenuation factor）との関係で定まる。加算増幅器１２４の出力電圧は、ＶTドライブ増幅器９８の入力端子に供給される。ＶTドライブ増幅器９８の電圧利得は抵抗器１３５及び１３６で設定されるが、ここでは1.5556のスケール係数であって、出力電圧ＶT＝1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）とドライブ電流ＩTが生成され、入力終端抵抗器６８及び７０の共通ノード７２に供給される。
【００３１】
外部終端電圧ＶTERMは、また、抵抗器１３８を介して加算ノード１３４に供給される。差動利得補正増幅器１２０の出力信号は、抵抗器１４０を介して加算ノード１３４にも供給される。ここで抵抗器１３８及び１４０は、実質的に同じ抵抗値を有する。加算ノード１３４への入力電圧は、ＶTERM＋（ＶI−ＶTERM）の値を有し、これはＶAドライブ増幅器１００の入力端子に供給される。利得抵抗器１４２は、ＶAドライブ増幅器１００の入出力間に接続されて加算ノード抵抗器１３８及び１４０とともに−０.６６７のスケール係数（倍率）を供給し、出力電圧ＶA＝−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）とドライブ電流ＩAを生成し、減衰器７６及び７８の共通ノード８２に供給する。
【００３２】
上述の説明は、５０オーム信号源インピーダンスとの整合を前提としていた。しかし、本発明による直流コモン・モードの補償は、他の平衡（Balanced）入力信号源インピーダンス値であっても利用できる。以下の等式は、一般的な３つの信号源インピーダンスにおける補償回路網接続形態（Topology）の電圧を記述している。交流結合（AC-coupled）信号源インピーダンスの場合は、事実上、無限大の直流信号源抵抗の結果について記述している。以下の等式は、項（ＶI−ＶTERM）の代わりに直流コモン・モード電圧ＶCMとの関係を示している。
【００３３】
ゼロ・オーム信号源インピーダンス
ＶT＝1.3333×ＶTERM＋0.2222×ＶCM
ＶA＝−0.6667×ＶCM
ＶI＝ＶCM
【００３４】
５０オーム信号源インピーダンス
ＶT＝1.4444×ＶTERM＋0.1111×ＶCM
ＶA＝−0.3333×ＶTERM−0.3333×ＶCM
ＶI＝0.5（ＶTERM＋ＶCM）
【００３５】
交流結合（AC-COUPLED）信号源インピーダンス
ＶT＝1.5556×ＶTERM
ＶA＝−0.6667×ＶTERM
ＶI＝ＶTERM
【００３６】
本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０は、直流までの応答性を持っているので、差動モード直流信号の処理も可能である。不平衡（unbalanced）差動モード直流入力信号ＶDMがＩＮ＋信号入力端子６２に印加され、ゼロ・ボルトがＩＮ−信号入力端子６４に印加された場合であっても、入力差動終端及び減衰回路網６０は、減衰器７６及び７８の出力ノード８８におけるコモン・モード直流電圧をバランスさせようとする。ゼロ・オーム信号源インピーダンスに始まる説明したばかりの差動モード直流信号の場合で得られる差動増幅回路８０の入力直流電圧は次のようになる。
ＩＮＰＵＴ＋＝＋0.2×ＶDM
ＩＮＰＵＴ−＝−0.2×ＶDM
【００３７】
上述の等式は、差動モード直流入力信号が２.５倍の補正減衰量を有し、差動増幅回路８０の入力端子において所定のゼロ・コモン・モード信号にレベル・シフトされていることを示す。差動モード直流入力信号についてさえも、入力差動終端及び減衰回路網６０は差動増幅回路８０のダイナミック・レンジを最大にしようとするのである。
【００３８】
上述では、本発明を実効５０オーム終端抵抗及び２.５倍の減衰係数を有する差動終端及び減衰回路網６０との関係で記載してきた。これら特定のパラメータは、結果として具体的な値を有するＶT及びＶAのスカラー量Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤとなる。本発明は、異なる実効差動終端値及び異なる減衰係数で実現しても良く、これによればＶT及びＶAについて異なるスケール係数が得られる。更に、本発明は、出力差動増幅回路８０のダイナミック・レンジが最大となるよう最適化する。そのためのパラメータを実現するため、実質的にゼロ・ボルトに固定された直流コモン・モード電圧を差動増幅回路８０の反転及び非反転入力端子に供給するようにスケール調整補償電圧ＶAを設定する。
【００３９】
以上説明してきたように、差動終端及び減衰回路網は、対応する抵抗性減衰回路と並列に結合された第１及び第２入力終端抵抗器を有している。モニタ回路は、回路網の入力ノードに接続され、入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と終端電圧の組み合わせを表す出力信号を生成する。制御回路はモニタ回路からの出力信号と終端電圧とを受け、スケール調整終端電圧及びスケール調整補償電圧とこれらと関係するドライブ電流を生成する。スケール調整終端電圧及びスケール調整補償電圧とそれらのドライブ電流は、入力終端抵抗及び減衰器を介して直流電流を供給し、回路網入力ノードにおける直流電流をゼロにし、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する直流コモン・モード電圧出力信号を第１及び第２減衰器から供給する。
【００４０】
当業者には明らかなように、特許請求の範囲の記載で定まる本発明の原理を離れることなく、本発明の上述した実施例の詳細を変更しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
本発明を測定システムに採用すれば、直流コモン・モード電圧がある場合でも、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化して測定できる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】従来の入力差動終端及び減衰回路網の回路例を示す図である。
【図２】本発明による入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した測定プローブを用いた測定装置の一例を示す図である。
【図３】本発明による入力差動終端及び減衰回路網の一例の回路図である。
【図４】本発明による入力差動終端及び減衰回路網の制御回路の機能ブロック図である。
【図５】本発明による入力差動終端及び減衰回路網の好適な実施例の回路図である。
【符号の説明】
【００４３】
１２ 終端抵抗器
１４ 終端抵抗器
１６ ＳＭＡ入力コネクタ
１８ ＳＭＡ入力コネクタ
２０ インピーダンス減衰器
２２ インピーダンス減衰器
２４ 抵抗素子
２６ 抵抗素子
２８ 容量性素子
３０ 容量性素子
３２ 中間ノード
３４ 差動増幅回路
４０ オシロスコープ
４２ アクセサリ・インターフェース
４４ 差動測定プローブ
４６ 被測定デバイス
４８ ＳＭＡ同軸ケーブル
５０ 表示デバイス
５２ 前面パネル・コントローラ
５４ 外部終端電圧の入力コネクタ
６０ 差動終端及び減衰回路網
６２ ＩＮ＋入力端子
６４ ＩＮ−入力端子
６６ モニタ回路
６８ 入力終端抵抗器
７０ 入力終端抵抗器
７４ 制御回路
７５ 入力ノード
７６ 減衰回路
７８ 減衰回路
８０ 差動増幅回路
８２ 減衰器７６及び７８の共通ノード
８４ 減衰抵抗器
８６ 減衰抵抗器
８８ 出力ノード
９０ 差動利得増幅器
９２ 差動利得増幅器
９４ 加算ノード
９６ 加算ノード
９８ ドライバ増幅器
１００ ドライバ増幅器
１１０ 抵抗性素子
１１２ 抵抗性素子
１１４ 電圧分圧回路網の共通ノード１１４
１１６ バッファ増幅器
１１８ バッファ増幅器
１２０ 差動増幅器
１２２ 加算ノード
１２６ 減衰回路
１２８ 減衰抵抗器
１３０ 減衰抵抗器
１３２ 抵抗器
１３４ 加算ノード
１３５ 抵抗器
１３６ 抵抗器
１３８ 抵抗器
１４０ 抵抗器
１４２ 利得抵抗器
ＩＮ＋ 差動入力信号
ＩＮ− 差動入力信号
ＩＮＰＵＴ＋ 差動増幅回路８０の電圧入力
ＩＮＰＵＴ− 差動増幅回路８０の電圧入力
ＲS 差動信号源インピーダンス
ＶT スケール調整終端電圧
ＩT スケール調整終端電圧ドライブ電流
ＶA スケール調整補償電圧
ＩA スケール調整補償電圧ドライブ電流
ＶDM 不平衡差動モード直流入力信号
ＶI モニタ回路６６の出力信号
ＶTERM 印加された終端電圧
ΔＶT 補正要素項
ΔＶA 補正要素項
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号終端器が付いた差動測定プローブに関するもので、特に、直流コモン・モード電圧を補償する測定プローブ用の差動終端及び減衰回路網に関する。
【背景技術】
【０００２】
高速測定システムは、一般に入力信号伝送線の特性インピーダンスと整合した入力抵抗終端器を有する。これは、入力信号の反射の問題を最小限し、非常に忠実な信号が得られるよう機能する。デュアル５０オーム入力終端回路網は、高速差動システム用の最も一般的な接続形態（Topology）である。複数の５０オーム入力終端器は、通常、測定システムのグランドに接続されるが、応用例としてはコモン・モード直流終端電圧への終端が要求されることもある。測定終端回路網において直流終端電圧を調整可能であれば、直流コモン・モード成分を多く含む高速シリアル・データ信号のような信号源の直流の負荷を制御できる。
【０００３】
図１は、米国テクトロニクス社が製造販売するＰ７３５０ＳＭＡ型差動プローブで使用されている終端回路網１０の回路概念図であり、これには調整可能な直流終端電圧ＶTERMが用いられている。この直流終端電圧ＶTERMは、外部信号源から供給されるもので、終端抵抗器１２及び１４の共通ノードに結合される。終端抵抗器１２及び１４は５０オーム抵抗器であり、通常、被測定デバイスの５０オーム差動信号源インピーダンスと整合している。差動入力信号は、ＳＭＡ入力コネクタ１６及び１８を介して終端抵抗器１２及び１４に接続され、ハイ・インピーダンス減衰器２０及び２２に入力される。ハイ・インピーダンス減衰器２０及び２２の反対側端子は、グランドに接続される。各減衰器２０及び２２は、容量性（capacitive）素子２８及び３０から構成される補償電圧分圧器が並列に接続された、抵抗素子２４及び２６から構成される抵抗性電圧分圧器を有する。抵抗性／容量性電圧分圧器回路網の中間ノード３２は、差動増幅回路３４の反転及び非反転入力端子に接続される。なお、こうしたプローブを使用するため、測定装置にはプローブを接続するためのインターフェースが設けられる。こうしたインターフェースについては、米国特許第６６２９０４８号明細書に詳しい。
【０００４】
【特許文献１】米国特許第６６２９０４８号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
測定プローブの直流終端電圧ＶTERMを入力信号の直流コモン・モード成分に整合させると、信号源に対する直流負荷を最小限にしながら、交流カップリング無しで、入力信号を測定プローブの入力端子に直接接続できる。高速差動増幅回路３４の入力ダイナミック・レンジには一般に限界があるが、ハイ・インピーダンス入力減衰器２０及び２２は、高速差動増幅回路３４の線形なダイナミック・レンジを拡大するために用いられる。減衰器２０及び２２の出力端子における直流コモン・モード電圧は、入力信号のコモン・モード成分と、終端回路網のコモン・モード終端電圧ＶTERMの両方を反映した結果となる。差動測定増幅回路３４の設計が優れていれば、同相除去比（ＣＭＲＲ）が大きいので、増幅回路の出力信号から直流コモン・モード電圧の大部分を除去できる。しかし、差動増幅回路３４の入力端子に直流コモン・モード電圧がわずかでもあると、増幅回路３４の有効な線形ダイナミック・レンジは減少してしまう。入力信号中に大きな直流コモン・モード電圧があれば、差動増幅回路３４は簡単にオーバードライブしてしまうので、小さな差動モード信号の測定ができなくなってしまう。
【０００６】
そこで、増幅回路のダイナミック・レンジを最適にするための直流コモン・モード電圧出力を差動測定増幅回路の入力に供給する測定プローブ用の入力差動終端及び減衰回路網が望まれている。この入力差動終端及び減衰回路網は、入力信号に応じて入力信号源の直流成分の負荷がゼロとなるように大きさを調整した直流終端電圧を供給する。また、入力差動終端及び減衰回路網は、入力信号に応じて差動測定増幅回路が最適なダイナミック・レンジとなるようにスケール調整された補償電圧を供給する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による差動終端及び減衰回路網は、信号源抵抗を有する信号源からの直流コモン・モード電圧を受ける。差動終端及び減衰回路網は、スケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成することで、回路網の差動入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、回路網の出力端子に直流コモン・モード電圧を生成して差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。差動終端及び減衰回路網は第１及び第２入力終端抵抗を有し、これらは共通ノードと、夫々電圧信号源からの直流コモン・モード電圧を受ける回路網入力ノードを有する。回路網入力ノードは、共通ノードを有する第１及び第２減衰器夫々の入力ノードにも接続される。モニタ回路は、回路網入力ノードに接続され、入力電圧信号源の入力信号源抵抗における直流コモン・モード電圧と入力終端抵抗における印加終端電圧を表す電圧の組み合わせを表す出力信号を生成する。モニタ回路は、第１及び第２入力終端抵抗よりも高い入力インピーダンスを有する抵抗性電圧分圧回路網が好ましい。制御回路は、印加終端電圧とモニタ回路の出力信号を受けて、印加終端電圧と直流コモン・モード電圧に対する関係で定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流とを生成する。スケール調整終端電圧及びドライブ電流は第１及び第２入力終端抵抗の共通ノードに供給され、スケール調整補償電圧及びドライブ電流は第１及び第２減衰器の共通ノードに供給される。スケール調整終端電圧及びドライブ電流とスケール調整補償電圧及びドライブ電流は、入力終端抵抗及び減衰器を通して直流電流を供給することで、回路網入力ノードにおける直流電流をゼロにすると共に、第１及び第２減衰器から直流コモン・モード電圧出力信号を供給して差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する。
【０００８】
各入力終端抵抗は、夫々と対応する第１及び第２減衰器の一方と並列に結合された入力終端抵抗器として実現される。これら減衰器は第１及び第２抵抗器で実現され、第１抵抗器の一端は第１及び第２入力終端抵抗器の１つと接続され、他端は第２抵抗器の一端と減衰器の出力ノードで接続され、第２抵抗器の他端はスケール調整補償電圧及びドライブ電流の供給を受けるように第１及び第２減衰器の共通ノードで接続される。
【０００９】
スケール調整終端電圧及びスケール調整補償電圧は複数のスケール係数を有し、これらは第１及び第２入力終端抵抗器と第１及び第２減衰器夫々の第１及び第２抵抗器に応じて定まる。スケール調整終端電圧は、印加された終端電圧に比例する第１電圧を供給する第１スケール係数と、第１及び第２入力終端抵抗の入力回路網ノードにおける直流コモン・モード電圧と印加された終端電圧との差分に比例した補正電圧を供給するための第２スケール係数とで定まる。スケール調整補償電圧は、印加された終端電圧に比例する第１電圧を供給する第１スケール係数と、第１及び第２入力終端抵抗の入力回路網ノードにおける直流コモン・モード電圧と印加された終端電圧の差分に比例した補正電圧を供給するための第２スケール係数とで定まる。本発明の好適な実施例では、スケール調整終端電圧及びドライブ電流と、スケール調整補償電圧及びドライブ電流によって、第１及び第２減衰器からの直流コモン・モード電圧が実質的にゼロになる。
【００１０】
制御回路は、モニタ回路からの出力信号と印加された終端電圧を入力信号として受ける補正差動増幅器を有している。補正差動増幅器は、モニタ回路の出力信号と印加される終端電圧の差分を表す出力信号を生成する。第１加算ノードは、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を受けるように接続され、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を減衰したものとを表す出力信号を生成する。第１加算ノードからの出力信号は、スケール利得係数を有する第１ドライブ増幅器に供給され、スケール調整終端電圧の生成に利用される。第２加算ノードは、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号を受けるように接続され、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号とを表す出力信号を生成する。第２加算ノードからの出力信号は、スケール利得係数を有する第２ドライブ増幅器に供給され、スケール調整補償電圧の生成に利用される。
【００１１】
本発明の好適実施例では、第１加算ノードが補正差動増幅器からの出力信号を受ける能動（Active）減衰回路と、加算増幅器とを有している。加算増幅器は、印加終端電圧と、補正差動増幅器からの出力信号の減衰したものとを受けるように接続された入力ノードを有している。このため、入力ノードは、補正差動増幅器からの出力信号を受ける減衰回路の中間ノードに接続される。加算増幅器は、印加終端電圧と補正差動増幅器からの出力信号の減衰したものとを表す出力信号を生成する。
【００１２】
本発明の目的、効果、新規な点については、特許請求の範囲及び図面と併せて以下の記載を読むことによって明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図２は、本発明による入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した測定プローブを用いた測定装置の一例を示す図である。測定試験装置４０は、例えば、米国テクトロニクス社が製造販売するＴＤＳ６８０４Ｂ型オシロスコープである。オシロスコープ４０は、例えば、本発明による入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した差動測定プローブのようなアクセサリ・デバイス４４を、１つ以上接続するための複数のアクセサリ・インターフェース４２を有している。各アクセサリ・インターフェース４２は、米国特許第６６２９０４８Ｂ１に記載されているように、同軸信号入力ラインと、電力（電圧パワー）ライン、クロック・ライン、データ・ライン、検知（sensing）ライン及びメモリ電力ラインを有している。オシロスコープ４０は、アクセサリ・インターフェース４２から測定プローブ４４に電源電圧を供給し、オシロスコープ４０とプローブ４４の間で双方向通信が行われる。差動測定プローブ４４は、終端されたＳＭＡ同軸ケーブル４８を介して被測定デバイス４６に接続される。オシロスコープ４０は表示デバイス５０を有し、これにはグラフィカル・ユーザ・インターフェースと、被測定デバイス４６からの処理された信号とが表示される。測定試験装置４０は、一般に、装置の設定を制御するため、回転ノブ、押しボタンなどの前面パネル・コントローラ５２を有する。これの代わりに、表示デバイス５０に前面パネル・コントローラに相当するものをグラフィカルに表示させて、これをユーザが制御するようにしても良い。差動測定プローブ４４は、外部の終端電圧ＶTERMを受けられるように入力コネクタ５４を有している。
【００１４】
図３は、差動測定プローブ４４に内蔵される本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０の一例の回路図である。入力差動終端及び減衰回路網６０は、入力端子６２及び６４に被測定デバイス４６から差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−を受ける。被測定デバイス４６は、相補的（complementary）な差動モード信号源６５と、抵抗器ＲSで表される差動信号源インピーダンスから構成される直流コモン・モード信号源ＶCMとしてモデル化できる。入力信号は、モニタ回路６６と入力終端抵抗器６８及び７０に接続される。モニタ回路６６は、信号源の入力直流コモン・モード電圧ＶCMを検出し、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと印加された終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを表す出力信号ＶIを発生する。入力終端抵抗器６８及び７０の共通ノード７２は、制御回路７４からスケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTを受ける。入力終端抵抗器６８及び７０の夫々は、減衰器７６及び７８の一方の入力ノード７５に電気的に接続され、かつ、減衰器７６及び７８の夫々は入力終端抵抗器６８及び７０の一方と並列に接続される。各減衰器は、直列接続された減衰抵抗器８４及び８６と、抵抗器８４及び８６の間の出力ノード８８とを有し、出力ノード８８は差動増幅回路８０の反転及び非反転入力端子のどちらかに接続される。減衰器７６及び７８には共通ノード８２があり、これは制御回路７４からスケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを受ける。制御回路７４は、モニタ回路６６からの出力信号ＶIと外部印加終端電圧ＶTERMを受ける。制御回路７４は、スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTと、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを生成する。これらは、外部印加終端電圧ＶTERMと入力直流コモン・モード電圧ＶCMに応じて定まる。
【００１５】
本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０は、入力直流コモン・モード電圧ＶCMが終端電圧ＶTERMに等しく、かつ、入力信号源抵抗と整合したときに、入力端子６２及び６４における直流電流をゼロにするように働く。更に本発明では、直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERMのレベルが異なるときでも、増幅回路８０のダイナミック・レンジが最適になるように、減衰器７６及び７８の出力ノード８８における直流コモン・モード電圧を設定する。スケール調整終端電圧ＶT及びドライブ電流ＩTは、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAと共に、入力終端抵抗器６８及び７０並びに減衰器７６及び７８を通して直流電流を生成し、入力端子６２及び６４に接続された実効終端抵抗に、外部印加終端電圧ＶTERMと等しい電圧を生じさせる。この直流電流は、更に、減衰器７６及び７８の出力ノード８８に直流コモン・モード電圧を生じさせ、これによって差動増幅回路８０のダイナミック・レンジが最適化される。本発明の好適実施例では、減衰器７６及び７８の出力ノード８８におけるこの直流コモン・モード電圧は、実質的にゼロ・ボルトに固定され、これによって差動増幅回路８０のダイナミック・レンジが最適化される。制御回路７４が終端電圧ＶTERMを表す電圧を設定すると共に、減衰器７６及び７８の出力ノード８８における直流コモン・モード電圧を差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化するための一般化された等式は次の通りである。
【００１６】
スケール調整終端電圧ＶTについての等式
ＶT＝Ａ×ＶTERM＋Ｂ×（ＶI−ＶTERM）
【００１７】
そして、スケール調整補償電圧ＶAについての等式
ＶA＝−Ｃ×ＶTERM−Ｄ×（ＶI−ＶTERM）
【００１８】
ここでＡ、Ｂ、Ｃ及びＤはスカラー量であり、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器８４及び８６の抵抗値に応じて定まる。これら式は、入力の信号源インピーダンスと整合し、差動モード交流信号と一緒にコモン・モード直流成分が存在する特定条件において有効である。ここで、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERMは等しく、電圧ＶT及びＶAは、式の項Ａ×ＶTERM及び−Ｃ×ＶTERMで表されるように、印加終端電圧ＶTERMに比例する。入力直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERM間の電圧差の変動は、上述のＶT及びＶAの等式に補正要素（Correction Factor）を加えることによって補正できる。補正要素は、モニタ回路６６を用いて入力直流コモン・モード電圧ＶCMと終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを検出し、出力信号ＶIを制御回路７４に印加して等式の補正項Ｂ×（ＶI−ＶTERM）及び−Ｄ×（ＶI−ＶTERM）を生成することによって導かれる。入力差動終端及び減衰回路網６０は、スケール調整終端電圧Ｖ及びドライブ電流ＩTと、スケール調整補償電圧ＶA及びドライブ電流ＩAを生成し、減衰器７６及び７８の出力ノード８８を差動増幅回路８０のダイナミック・レンジが最適となる実質ゼロ・ボルトとなるよう駆動することによって、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと印加終端電圧ＶTERMの差を補正する。
【００１９】
本発明の好適実施例における入力差動終端及び減衰回路網６０は、差動５０オーム・インピーダンスと直流コモン・モード電圧ＶCMを有する入力信号源からの差動信号を受けるのに最適化した設計となっている。入力終端抵抗器６８及び７０の名目抵抗値は、６６.７オームである。入力終端抵抗器６８及び７０は、名目抵抗値が夫々１２０オーム及び８０オームの減衰抵抗器８４及び８６と並列である。減衰抵抗器８４及び８６と並列になった入力終端抵抗器６８及び７０の実効入力抵抗値は、差動回路網の各サイドについてコモン・モード終端電圧ＶTERMに関し５０オームである。減衰器７６及び７８夫々の減衰係数は２.５倍（2.5×）である。これら実効入力抵抗及び減衰係数の値は、本発明の１つの実施例に過ぎず、本発明の本質から離れることなく、他の実効入力終端抵抗及び減衰係数を用いても良い。
【００２０】
以下では、入力の５０オーム信号源インピーダンスと整合し、差動モード交流信号と一緒にコモン・モード直流成分が存在している場合において、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAを導く過程を説明する。入力端子６２及び６４における望ましい直流電圧は、次の式で示される。
ＩＮ＋＝ＩＮ−＝（ＶCM＋ＶTERM）／２
【００２１】
ここでＩＮ＋及びＩＮ−は入力端子６２及び６４におけるコモン・モード直流電圧成分、ＶCMは５０オーム信号源インピーダンスを通して入力端子６２及び６４に印加されるコモン・モード電圧、ＶTERMは複数ある５０オーム入力実効抵抗の間のコモン・モード・ノードに印加される終端電圧である。差動増幅回路８０の反転及び非反転入力端子における望ましいコモン・モード直流電圧は、次の等式で示されるように、増幅回路のダイナミック・レンジを最大にする直流ゼロ・ボルトである。
ＩＮＰＵＴ＋＝ＩＮＰＵＴ−＝０
【００２２】
制御回路７４からの電圧ＶT及びＶAは、入力端子６２及び６４におけるコモン・モード電圧ＶCM次第であり、上述してきた等式を満たすことで求められる。ＶCM＝ＶTERMの場合であれば、電圧ＶT及びＶAは共にＶTERMに比例する。
ＶT＝1.5556×ＶTERM
ＶA＝−0.6667×ＶTERM
ここで1.5556及び0.6667は、入力終端抵抗器６８及び７０と、減衰抵抗器８４及び８６の値によって定まる比例スカラー量である。
【００２３】
もし電圧ＶT及びＶA電圧がＶTERMをスケール調整したものであれば、入力端子６２及び６４における入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMと終端電圧ＶTERM間の変動は、入力信号源抵抗と終端抵抗が整合している場合における入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMとＶTERM間の平均電圧を表す。しかし、入力直流コモン・モード電圧信号ＶCMが変化すると、差動増幅回路８０の反転及び非反転ノードに対する電圧入力ＩＮＰＵＴ＋及びＩＮＰＵＴ−はゼロ・ボルトに維持されず、ＶCMの減衰率のレンジは、次の等式で示される。
INPUT＋＝INPUT−＝0.2×（ＶCM−ＶTERM）
【００２４】
モニタ回路６６は、入力直流コモン・モード電圧ＶCMと終端電圧ＶTERMを表す電圧の組み合わせを検出して出力信号ＶIを生成して制御回路７４に供給し、電圧ＶT及びＶAの調整に利用される。入力信号が５０オーム信号源から供給される場合では、検出した電圧ＶIと入力コモン・モード電圧ＶCMの間には次の関係が存在する。
ＶI＝（ＶCM＋ＶTERM）／２ → ＶCM＝２×ＶI−ＶTERM
【００２５】
２.５倍（2.5×）減衰器であれば、電圧ＶT及びＶAに次の形の補正要素を加えることで、入力のＶCMについて補正できる。
ΔＶT＝0.1111×（ＶCM−ＶTERM）
ΔＶA＝−0.3333×（ＶCM−ＶTERM）
【００２６】
ここで0.1111及び0.3333は、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器８４及び８６の値によって定まる比例スカラー量である。ＶCM及びＶIの関係について先の等式を用いると、次の等式が得られる。
（ＶCM−ＶTERM）＝２×（ＶI−ＶTERM）
【００２７】
この式を補正要素項ΔＶT及びΔＶAに代入すると、スケール調整終端電圧ＶT及びスケール調整補償電圧ＶAは次のようになる。
ＶT＝1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）
ＶA＝−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）
【００２８】
図４は、本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０の制御回路７４の機能ブロック図である。外部終端電圧ＶTERMは、加算ノード９４及び９６に加えて、差動利得増幅器９０及び９２のマイナス入力ノードに供給される。入力直流コモン・モード電圧ＶCM及び終端電圧ＶTERMの組み合わせを表すモニタ回路６６からの出力信号ＶIは、差動利得増幅器９０及び９２のプラス入力ノードに供給される。差動利得増幅器９０は0.1428倍の利得を有し、差動利得増幅器９２は１.００倍の利得を有する。差動利得増幅器９０の出力信号は0.1428×（ＶI−ＶTERM）であり、これは加算ノード９４に印加される。加算ノード９４の出力信号は、ＶTERM＋0.1428×（ＶI−ＶTERM）である。加算ノード９４の出力信号は、1.5556倍の利得を有するドライバ増幅器９８に入力される。ドライバ増幅器９８の出力信号は、ＶT＝1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）で表されるスケール調整終端電圧ＶTとスケール調整終端電圧ドライブ電流ＩTである。差動利得増幅器９２の出力信号は1.00×（ＶI−ＶTERM）であり、これは加算ノード９６に印加される。加算ノード９６の出力信号は、ＶTERM＋（ＶI−ＶTERM）である。加算ノード９６の出力信号は、−0.6667倍の利得を有するドライバ増幅器１００に入力される。ドライバ増幅器１００の出力信号は、ＶA＝−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）で表されるスケール調整補償電圧ＶAとスケール調整補償電圧ドライブ電流ＩAである。
【００２９】
図５は、本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０の好適な実施例の回路図である。先の図面におけるブロックと対応するブロックには同じ符号を付して説明する。差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−は、入力端子６２及び６４を介して、モニタ回路６６と、入力終端抵抗器６８及び７０とこれらと夫々対応する減衰器７６及び７８との接続点に供給される。差動入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−は、入力終端抵抗器６８及び７０と減衰抵抗器８４及び８６とが並列になった実効終端抵抗によって終端される。減衰抵抗器８４及び８６間の出力ノード８８は、差動増幅回路８０の反転及び非反転入力端子に接続される。モニタ回路６６には抵抗性素子１１０及び１１２があり、これらは入力直流コモン・モード電圧ＶCMに対して入力実効終端抵抗よりも高いインピーダンスを有する。好適実施例では、抵抗性素子１１０及び１１２は約５０００オームの抵抗値を有する。抵抗性素子１１０及び１１２は、入力端子６２及び６４間に電圧分圧回路網を構成する。電圧分圧回路網の共通ノード１１４は出力電圧ＶIを供給し、これはバッファ増幅器１１６を介して制御回路７４に供給される。
【００３０】
制御回路７４は、外部終端電圧ＶTERMも同時に受ける。外部終端電圧ＶTERMは、バッファ増幅器１１８を介して１倍の差動利得補正増幅器１２０のマイナス入力端子に供給される。差動利得補正増幅器１２０のプラス入力端子には、モニタ回路６６の出力信号ＶIが供給される。差動補正増幅器１２０は、出力電圧（ＶI−ＶTERM）を生成する。出力電圧（ＶI−ＶTERM）は、減衰抵抗器１２８及び１３０で構成される能動減衰回路１２６を介して、加算増幅器１２４の入力加算ノード１２２に供給される。バッファされた外部終端電圧ＶTERMも抵抗器１３２を介して加算ノード１２２に供給される。加算増幅器１２４は、出力電圧＝ＶTERM＋0.1428×（ＶI−ＶTERM）を生成する。このとき、スカラー量の項0.1428は、減衰回路１２６の減衰係数（attenuation factor）との関係で定まる。加算増幅器１２４の出力電圧は、ＶTドライブ増幅器９８の入力端子に供給される。ＶTドライブ増幅器９８の電圧利得は抵抗器１３５及び１３６で設定されるが、ここでは1.5556のスケール係数であって、出力電圧ＶT＝1.5556×ＶTERM＋0.2222×（ＶI−ＶTERM）とドライブ電流ＩTが生成され、入力終端抵抗器６８及び７０の共通ノード７２に供給される。
【００３１】
外部終端電圧ＶTERMは、また、抵抗器１３８を介して加算ノード１３４に供給される。差動利得補正増幅器１２０の出力信号は、抵抗器１４０を介して加算ノード１３４にも供給される。ここで抵抗器１３８及び１４０は、実質的に同じ抵抗値を有する。加算ノード１３４への入力電圧は、ＶTERM＋（ＶI−ＶTERM）の値を有し、これはＶAドライブ増幅器１００の入力端子に供給される。利得抵抗器１４２は、ＶAドライブ増幅器１００の入出力間に接続されて加算ノード抵抗器１３８及び１４０とともに−０.６６７のスケール係数（倍率）を供給し、出力電圧ＶA＝−0.6667×ＶTERM−0.6667×（ＶI−ＶTERM）とドライブ電流ＩAを生成し、減衰器７６及び７８の共通ノード８２に供給する。
【００３２】
上述の説明は、５０オーム信号源インピーダンスとの整合を前提としていた。しかし、本発明による直流コモン・モードの補償は、他の平衡（Balanced）入力信号源インピーダンス値であっても利用できる。以下の等式は、一般的な３つの信号源インピーダンスにおける補償回路網接続形態（Topology）の電圧を記述している。交流結合（AC-coupled）信号源インピーダンスの場合は、事実上、無限大の直流信号源抵抗の結果について記述している。以下の等式は、項（ＶI−ＶTERM）の代わりに直流コモン・モード電圧ＶCMとの関係を示している。
【００３３】
ゼロ・オーム信号源インピーダンス
ＶT＝1.3333×ＶTERM＋0.2222×ＶCM
ＶA＝−0.6667×ＶCM
ＶI＝ＶCM
【００３４】
５０オーム信号源インピーダンス
ＶT＝1.4444×ＶTERM＋0.1111×ＶCM
ＶA＝−0.3333×ＶTERM−0.3333×ＶCM
ＶI＝0.5（ＶTERM＋ＶCM）
【００３５】
交流結合（AC-COUPLED）信号源インピーダンス
ＶT＝1.5556×ＶTERM
ＶA＝−0.6667×ＶTERM
ＶI＝ＶTERM
【００３６】
本発明による入力差動終端及び減衰回路網６０は、直流までの応答性を持っているので、差動モード直流信号の処理も可能である。不平衡（unbalanced）差動モード直流入力信号ＶDMがＩＮ＋信号入力端子６２に印加され、ゼロ・ボルトがＩＮ−信号入力端子６４に印加された場合であっても、入力差動終端及び減衰回路網６０は、減衰器７６及び７８の出力ノード８８におけるコモン・モード直流電圧をバランスさせようとする。ゼロ・オーム信号源インピーダンスに始まる説明したばかりの差動モード直流信号の場合で得られる差動増幅回路８０の入力直流電圧は次のようになる。
ＩＮＰＵＴ＋＝＋0.2×ＶDM
ＩＮＰＵＴ−＝−0.2×ＶDM
【００３７】
上述の等式は、差動モード直流入力信号が２.５倍の補正減衰量を有し、差動増幅回路８０の入力端子において所定のゼロ・コモン・モード信号にレベル・シフトされていることを示す。差動モード直流入力信号についてさえも、入力差動終端及び減衰回路網６０は差動増幅回路８０のダイナミック・レンジを最大にしようとするのである。
【００３８】
上述では、本発明を実効５０オーム終端抵抗及び２.５倍の減衰係数を有する差動終端及び減衰回路網６０との関係で記載してきた。これら特定のパラメータは、結果として具体的な値を有するＶT及びＶAのスカラー量Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤとなる。本発明は、異なる実効差動終端値及び異なる減衰係数で実現しても良く、これによればＶT及びＶAについて異なるスケール係数が得られる。更に、本発明は、出力差動増幅回路８０のダイナミック・レンジが最大となるよう最適化する。そのためのパラメータを実現するため、実質的にゼロ・ボルトに固定された直流コモン・モード電圧を差動増幅回路８０の反転及び非反転入力端子に供給するようにスケール調整補償電圧ＶAを設定する。
【００３９】
以上説明してきたように、差動終端及び減衰回路網は、対応する抵抗性減衰回路と並列に結合された第１及び第２入力終端抵抗器を有している。モニタ回路は、回路網の入力ノードに接続され、入力ノードにおける直流コモン・モード電圧と終端電圧の組み合わせを表す出力信号を生成する。制御回路はモニタ回路からの出力信号と終端電圧とを受け、スケール調整終端電圧及びスケール調整補償電圧とこれらと関係するドライブ電流を生成する。スケール調整終端電圧及びスケール調整補償電圧とそれらのドライブ電流は、入力終端抵抗及び減衰器を介して直流電流を供給し、回路網入力ノードにおける直流電流をゼロにし、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する直流コモン・モード電圧出力信号を第１及び第２減衰器から供給する。
【００４０】
当業者には明らかなように、特許請求の範囲の記載で定まる本発明の原理を離れることなく、本発明の上述した実施例の詳細を変更しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
本発明を測定システムに採用すれば、直流コモン・モード電圧がある場合でも、差動測定増幅回路のダイナミック・レンジを最適化して測定できる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】従来の入力差動終端及び減衰回路網の回路例を示す図である。
【図２】本発明による入力差動終端及び減衰回路網を内蔵した測定プローブを用いた測定装置の一例を示す図である。
【図３】本発明による入力差動終端及び減衰回路網の一例の回路図である。
【図４】本発明による入力差動終端及び減衰回路網の制御回路の機能ブロック図である。
【図５】本発明による入力差動終端及び減衰回路網の好適な実施例の回路図である。
【符号の説明】
【００４３】
１２ 終端抵抗器
１４ 終端抵抗器
１６ ＳＭＡ入力コネクタ
１８ ＳＭＡ入力コネクタ
２０ インピーダンス減衰器
２２ インピーダンス減衰器
２４ 抵抗素子
２６ 抵抗素子
２８ 容量性素子
３０ 容量性素子
３２ 中間ノード
３４ 差動増幅回路
４０ オシロスコープ
４２ アクセサリ・インターフェース
４４ 差動測定プローブ
４６ 被測定デバイス
４８ ＳＭＡ同軸ケーブル
５０ 表示デバイス
５２ 前面パネル・コントローラ
５４ 外部終端電圧の入力コネクタ
６０ 差動終端及び減衰回路網
６２ ＩＮ＋入力端子
６４ ＩＮ−入力端子
６６ モニタ回路
６８ 入力終端抵抗器
７０ 入力終端抵抗器
７４ 制御回路
７５ 入力ノード
７６ 減衰回路
７８ 減衰回路
８０ 差動増幅回路
８２ 減衰器７６及び７８の共通ノード
８４ 減衰抵抗器
８６ 減衰抵抗器
８８ 出力ノード
９０ 差動利得増幅器
９２ 差動利得増幅器
９４ 加算ノード
９６ 加算ノード
９８ ドライバ増幅器
１００ ドライバ増幅器
１１０ 抵抗性素子
１１２ 抵抗性素子
１１４ 電圧分圧回路網の共通ノード１１４
１１６ バッファ増幅器
１１８ バッファ増幅器
１２０ 差動増幅器
１２２ 加算ノード
１２６ 減衰回路
１２８ 減衰抵抗器
１３０ 減衰抵抗器
１３２ 抵抗器
１３４ 加算ノード
１３５ 抵抗器
１３６ 抵抗器
１３８ 抵抗器
１４０ 抵抗器
１４２ 利得抵抗器
ＩＮ＋ 差動入力信号
ＩＮ− 差動入力信号
ＩＮＰＵＴ＋ 差動増幅回路８０の電圧入力
ＩＮＰＵＴ− 差動増幅回路８０の電圧入力
ＲS 差動信号源インピーダンス
ＶT スケール調整終端電圧
ＩT スケール調整終端電圧ドライブ電流
ＶA スケール調整補償電圧
ＩA スケール調整補償電圧ドライブ電流
ＶDM 不平衡差動モード直流入力信号
ＶI モニタ回路６６の出力信号
ＶTERM 印加された終端電圧
ΔＶT 補正要素項
ΔＶA 補正要素項
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号源抵抗を有する電圧信号源から直流コモン・モード電圧を受けると共に、差動増幅回路に接続される差動終端及び減衰回路網であって、
共通ノードと、夫々が上記電圧信号源からの上記直流コモン・モード電圧を受ける入力ノードを有する第１及び第２入力終端抵抗と、
共通ノードと、夫々が出力ノードと上記第１及び第２入力終端抵抗の１つに接続された入力ノードとを有する第１及び第２減衰器と、
上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードに接続され、上記入力信号源抵抗における上記直流コモン・モード電圧と上記入力終端抵抗における印加終端電圧を表す電圧との組み合わせを表す出力信号を生成するモニタ回路と、
上記印加終端電圧と上記モニタ回路の出力信号を受け、上記印加終端電圧及び上記直流コモン・モード電圧に応じて定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流並びにスケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成し、上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２入力終端抵抗の上記共通ノードに供給し、上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２減衰器の上記共通ノードに供給し、上記第１入力終端抵抗及び上記第１減衰器並びに上記第２入力終端抵抗及び上記第２減衰器を通して直流電流を供給し、上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードにおける直流電流をゼロにし、上記第１及び第２減衰器の上記出力ノードに直流コモン・モード電圧を供給して上記差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する制御回路と
を具える差動終端及び減衰回路網。
【請求項２】
上記制御回路が、
上記モニタ回路からの上記出力信号と上記印加終端電圧とを受けて、上記モニタ回路からの上記出力信号と上記印加終端電圧の差分を表す出力信号を生成する差動増幅器と、
上記印加終端電圧及び上記差動増幅器からの上記出力信号を受けるよう接続され、上記印加終端電圧と上記上記差動増幅器からの上記出力信号を減衰したものとを表す出力信号を生成する第１加算ノードと、
上記印加終端電圧と上記上記差動増幅器からの上記出力信号を受けるように接続され、上記印加終端電圧と上記差動増幅器からの上記出力信号とを表す出力信号を生成する第２加算ノードと、
スケール利得係数を有し、上記第１加算ノードからの上記出力信号を受けて上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を生成する第１ドライブ増幅器と、
スケール利得係数を有し、上記第２加算ノードからの上記出力信号を受けて上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成する第２ドライブ増幅器とを有する請求項１記載の差動終端及び減衰回路網。
【請求項３】
上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流並びに上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流は、上記第１及び第２減衰器からの直流コモン・モード電圧を実質的にゼロ・ボルトにすることを特徴とする請求項１又は２記載の差動終端及び減衰器回路網。
【請求項１】
信号源抵抗を有する電圧信号源から直流コモン・モード電圧を受けると共に、差動増幅回路に接続される差動終端及び減衰回路網であって、
共通ノードと、夫々が上記電圧信号源からの上記直流コモン・モード電圧を受ける入力ノードを有する第１及び第２入力終端抵抗と、
共通ノードと、夫々が出力ノードと上記第１及び第２入力終端抵抗の１つに接続された入力ノードとを有する第１及び第２減衰器と、
上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードに接続され、上記入力信号源抵抗における上記直流コモン・モード電圧と上記入力終端抵抗における印加終端電圧を表す電圧との組み合わせを表す出力信号を生成するモニタ回路と、
上記印加終端電圧と上記モニタ回路の出力信号を受け、上記印加終端電圧及び上記直流コモン・モード電圧に応じて定まるスケール調整終端電圧及びドライブ電流並びにスケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成し、上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２入力終端抵抗の上記共通ノードに供給し、上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を上記第１及び第２減衰器の上記共通ノードに供給し、上記第１入力終端抵抗及び上記第１減衰器並びに上記第２入力終端抵抗及び上記第２減衰器を通して直流電流を供給し、上記第１及び第２入力終端抵抗の上記入力ノードにおける直流電流をゼロにし、上記第１及び第２減衰器の上記出力ノードに直流コモン・モード電圧を供給して上記差動増幅回路のダイナミック・レンジを最適化する制御回路と
を具える差動終端及び減衰回路網。
【請求項２】
上記制御回路が、
上記モニタ回路からの上記出力信号と上記印加終端電圧とを受けて、上記モニタ回路からの上記出力信号と上記印加終端電圧の差分を表す出力信号を生成する差動増幅器と、
上記印加終端電圧及び上記差動増幅器からの上記出力信号を受けるよう接続され、上記印加終端電圧と上記上記差動増幅器からの上記出力信号を減衰したものとを表す出力信号を生成する第１加算ノードと、
上記印加終端電圧と上記上記差動増幅器からの上記出力信号を受けるように接続され、上記印加終端電圧と上記差動増幅器からの上記出力信号とを表す出力信号を生成する第２加算ノードと、
スケール利得係数を有し、上記第１加算ノードからの上記出力信号を受けて上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流を生成する第１ドライブ増幅器と、
スケール利得係数を有し、上記第２加算ノードからの上記出力信号を受けて上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流を生成する第２ドライブ増幅器とを有する請求項１記載の差動終端及び減衰回路網。
【請求項３】
上記スケール調整終端電圧及びドライブ電流並びに上記スケール調整補償電圧及びドライブ電流は、上記第１及び第２減衰器からの直流コモン・モード電圧を実質的にゼロ・ボルトにすることを特徴とする請求項１又は２記載の差動終端及び減衰器回路網。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００６−２１７６２６（Ｐ２００６−２１７６２６Ａ）
【公開日】平成１８年８月１７日（２００６．８．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２７５１１（Ｐ２００６−２７５１１）
【出願日】平成１８年２月３日（２００６．２．３）
【出願人】（３９１００２３４０）テクトロニクス・インコーポレイテッド (234)
【氏名又は名称原語表記】ＴＥＫＴＲＯＮＩＸ，ＩＮＣ．
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年８月１７日（２００６．８．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年２月３日（２００６．２．３）
【出願人】（３９１００２３４０）テクトロニクス・インコーポレイテッド (234)
【氏名又は名称原語表記】ＴＥＫＴＲＯＮＩＸ，ＩＮＣ．
【Ｆターム（参考）】
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