歪補償装置及び方法
【課題】ディジタル無線通信において、送信アンプへの入力信号を予めディジタル処理することで、送信アンプ出力の非線形歪みを抑圧するプリディストーション型歪補償方式に関し、歪抑圧性能の高いべき級数方式プリディストーション歪補償装置を提供する。
【解決手段】プリディストーション（ＰＤ）部１０１は、複数のべき級数演算係数組のそれぞれに対応するべき級数演算処理を送信信号に対して実行する。セレクタ１０２は、送信信号の電力に基づいて複数のＰＤ部１０１のうちの１つを選択し、その演算結果を電力増幅等を行う回路へ入力させる。送信アンプ段における非線形特性の歪補償が、入力電力の大きさに応じて複数のべき級数演算の中から最適に選択されて実行される。
【解決手段】プリディストーション（ＰＤ）部１０１は、複数のべき級数演算係数組のそれぞれに対応するべき級数演算処理を送信信号に対して実行する。セレクタ１０２は、送信信号の電力に基づいて複数のＰＤ部１０１のうちの１つを選択し、その演算結果を電力増幅等を行う回路へ入力させる。送信アンプ段における非線形特性の歪補償が、入力電力の大きさに応じて複数のべき級数演算の中から最適に選択されて実行される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信において、送信アンプへの入力信号を予めディジタル処理することで、送信アンプ出力の非線形歪みを抑圧するプリディストーション（以下、ＰＤ）型歪補償方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、移動体基地局等の無線送信装置に用いる高効率の送信アンプは非線形特性が強いため、高速無線通信用の変調信号が送信される際には、このような送信アンプにおける非線形歪みが送信変調信号に帯域外輻射電力を生じさせ、隣接送信チャネルに影響を及ぼす。
【０００３】
送信アンプによる帯域外輻射を抑圧する方式として、送信アンプの非線形歪特性の逆特性を有する歪信号を入力信号に付加して送信アンプに入力させることにより、送信アンプにおける非線形歪を補償するプリディストーション方式が知られている。特に、送信アンプの出力を入力側にフィードバックさせることにより、歪補償を適応的に行うアダプティブプリディストーション方式は、帯域外輻射を大幅に抑圧することができる。
【０００４】
図１１は、プリディストーション方式の原理図である。通常、送信アンプは、入力電力が大きくなるにつれて出力が飽和し、入力信号に対して線形な信号を出力することができなくなる（図１１の１１０１）。このアンプの非線形特性は以下のような弊害をもたらす。
【０００５】
図１２は、送信アンプの非線形特性に起因するスペクトラム特性の劣化についての説明図である。
同図に示されるように、送信アンプの非線形特性は、アンプ入力１２０１に対して、信号帯域１２０２外に、不要なスペクトラム１２０３を放射させる。この帯域外輻射電力は、帯域外の周波数を用いている別システムの特性を劣化させる。
【０００６】
また、図１２では信号特性に隠れているが、信号帯域１２０２内にも不要なスペクトラムを放射している。これは信号自体の特性劣化の原因となる。
更に、現在のディジタル変調方式の多くは、線形な増幅特性を必要としているので、上記のような飽和特性をもつアンプの使用においては、線形な低入力電力部分を使用せざるを得ない。これは、送信アンプの電力効率の低下につながる。
【０００７】
そこで、プリディストーション技術を用いて、送信アンプの入力信号に、アンプ特性の逆特性が印加される（図１１の１１０２）。これに非線形なアンプ特性が付加されることで、送信アンプ出力では結果的に、図１１の１１０３に示されるように、補償された線形特性を得ることができる。
【０００８】
プリディストーションの一方式として、従来、べき級数を用いたプリディストーション方式が提案されている。これは、図１３に示されるように、送信アンプ前段のプリディストーション部１３０１での補償動作が、入力信号ｘに対するべき級数演算によって行われる方式である。
【０００９】
即ち、図１３において、プリディストーション部１３０１は、入力信号ｘに対するべき級数演算を実行することにより、送信アンプ１３０５の歪補償を行う。
プリディストーション部１３０１の出力は、Ｄ／Ａコンバータ１３０２でアナログ信号
に変換され、更に、直交変調器１３０３で、送信基地局に応じたローカル発振器１３０４から発振された信号によって直交変調される。
【００１０】
変調された送信アナログ信号は、送信アンプ１３０５で電力増幅され、その出力が、カップラ１３０６を介して、送信アンテナ１３０７に供給され、そこから送信される。
また、送信アンプ１３０５の出力はカップラ１３０６から入力側にフィードバックされる。
【００１１】
即ち、カップラ１３０６の出力は、ダウンコンバータ１３０８で、送信基地局に応じたローカル発振器１３０９から発振された信号によってダウンコンバートされ、Ａ／Ｄコンバータ１３１０によってディジタル信号に戻された後、特には図示しない復調器でベースバンドに戻される。
【００１２】
この結果得られるフィードバック信号Ｓfb(n) について、減算器１３１１にて、特には図示しない遅延回路で遅延させられた送信信号Ｓref (n)との誤差信号ｅ(n) が算出される。
【００１３】
そして、係数更新部１３１２にて、最小自乗誤差（Least Mean Square ）演算に基づいてその誤差信号ｅ(n) が最小化されるように、プリディストーション部１３０１に供給されるべき級数演算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄ等が更新される。
【００１４】
このようにして、べき級数演算係数が徐々に所定値に収束させられ、その所定値に収束したべき級数演算係数を用いてプリディストーション部１３０１にて入力信号ｘに対してべき級数演算が実行されることにより、定常状態においては、高い電力効率を保ちながらアナログ回路部の非線形歪特性が精度良く抑圧される。そして、この非線形歪特性が温度や周波数の影響により変動した場合においても、フィードバック信号Ｓfb(n) によりそのアナログゲイン変動量が検出されて、係数更新部１３１２にてその変動量を補う方向にべき級数演算係数の値が更新され、特性の変動を動的に補償することができる。
なお、以上の構成は実際には、複素信号に対する構成を有する。
【００１５】
上述の従来技術の構成において、例えば、周波数2Δｆ離れた２つの正弦波信号（２トーン信号）が、べき級数でモデル化されるアンプモデルに入力すると仮定する。
【００１６】
【数１】
【００１７】
この結果、べき級数で表現される出力信号において、偶数次のべき乗の項には、搬送波周波数ｆc から大きく離調しアナログ部のフィルタや送信アンプ自体によって抑圧される信号成分しか含まれないのに対して、３次のべき乗の項ではｆc ±３Δｆ、５次のべき乗の項ではｆc ±５Δｆという搬送波周波数の近傍に不要成分が発生する。従って、送信アンプ１３０５での非線形歪は、奇数次べき乗項のみからなるべき級数によってモデル化でき、図１３に示されるように、プリディストーション部１３０１で演算されるべき級数も奇数次べき乗項のみで構成されるのが一般的である。
【００１８】
今後、べき級数の数式として、簡単のためａｘ＋ｂｘ3 ＋ｃｘ5 ＋ｄｘ7 という単純なべき級数式を用いて説明するが、実際の歪補償には、送信アンプ１３０５の特性をより正確にモデル化するために、Ｖｏｌｔｅｒｒａ級数をはじめとする、遅延成分を考慮に入れたより複雑な形の級数を用いるのが一般的である。これらの詳細については、下記非特許文献１に記載されている。
【特許文献１】特開２００１−２６８１５０号公報
【特許文献２】特開２００２−３３５１２９号公報
【非特許文献１】V. J. Mathews and G. L. Sicuranza: “Polynomial Signal Processing”, John Wiley & Sons,Inc. (2000).
【非特許文献２】S. Haykin: “適応フィルタ理論”, 科学技術出版(2001). (鈴木博他訳).
【非特許文献３】V. Mathews: “Adaptive polynomial filters”, IEEE Signal Processing Magazine, pp. 10-26(1991).
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかし、図１３に示される従来のべき級数方式プリディストーション歪補償方式では、特に歪みの小さい信号を要求する基地局システムなどでは、歪成分を抑圧する性能（歪補償性能）が十分ではないという問題点を有していた。これは、大電力が必要とされる送信アンプ１３０５などでは、その非線形歪特性を入力電圧の広範囲にわたって単一のべき級数モデルで最適に近似することが難しいためである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の課題は、歪抑圧性能の高いべき級数方式プリディストーション歪補償装置を提供することにある。
本態様は、送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、その復調信号と電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、その級数演算係数組に基づいて送信信号に対する級数演算処理をその送信信号の歪補償として実行しその演算結果を電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置又はそれと同等の機能を実現する歪補償方法を前提とする。級数演算処理は例えば、べき級数演算処理である。
【００２１】
第１の態様は、以下の構成を有する。
級数演算処理手段（１０１）は、複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する級数演算処理を送信信号に対して実行する。
【００２２】
選択手段（１０２）は、送信信号の電力に基づいて級数演算処理手段における複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を電力増幅等を行う回路へ入力させる。
第２の態様は、以下の構成を有する。
【００２３】
級数演算係数組記憶手段（４０１）は、複数の級数演算係数組をそれぞれ記憶する。
選択手段（４０２）は、送信信号の電力に基づいて級数演算係数組記憶手段から複数の級数演算係数組のうちの１組を選択し、その選択された級数演算係数組によって級数演算処理を実行させる。
【００２４】
上述の第１又は第２の態様の構成において、送信信号の電力に基づく選択手段による選択処理におけるその電力の閾値を、送信信号又は復調信号の信号品質に基づいて決定する閾値決定手段を更に含むように構成できる。この場合に、送信信号又は復調信号の周波数特性を測定する周波数特性測定手段（７０１）を更に含み、閾値決定手段（７０２）は、周波数特性測定手段の測定結果に基づいて閾値を決定するように構成することができる。又は、閾値決定手段（８０１、８０２）は、復調信号と電力増幅等の前段の送信信号との誤差に基づいて閾値を決定するように構成することができる。
【００２５】
ここまでの第１又は第２の態様の構成において、複数の級数演算係数組のそれぞれについて、復調信号と電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となるように適応アルゴリズムを用いて収束させる級数演算係数組更新手段（９０１）を更に含むように構成するこ
とができる。この級数演算係数組更新手段は例えば、複数の級数演算係数組のそれぞれについて、その各組が対応する電力範囲毎の信号頻度分布に従って、適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する。又は、級数演算係数組更新手段は例えば、複数の級数演算係数組のそれぞれについて、その各組が対応する電力範囲毎の信号電力に従って、適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、送信電力に閾値を設け、複数のべき級数等を用いてプリディストーションを行うことで、単一のべき級数等を用いた場合に比べて優れた歪補償性能を得ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。
【００２８】
第１の実施形態
図１は、第１実施形態の構成図である。
べき級数演算により構成されているプリディストーション部（ＰＤ部）１０１が＃１〜＃Ｎの複数個用意され、各ＰＤ部１０１は、それぞれ異なるべき級数演算係数組に基づいて異なるべき級数演算を実行する。
【００２９】
セレクタ１０２は、Ｎ−１個の電力閾値を保持し、図２に示される動作フローチャートに従って、最小の閾値Ｔｈ（１）から（図２のステップＳ２０１）、順次（図２のステップＳ２０３）、最大の閾値Ｔｈ（Ｎ−１）まで（図２のステップＳ２０４）、送信信号の電力を電力変換部１０３にて変換して得られる電力信号値を閾値Ｔｈ（ｉ）（１≦ｉ≦Ｎ−１）と大小比較し（図２のステップＳ２０２）、電力信号値が閾値Ｔｈ（ｉ）より小さいと判定された時点で、＃ｉのＰＤ部１０１を選択する。なお、電力信号値が閾値Ｔｈ（Ｎ−１）以上であると判定された場合には、＃ＮのＰＤ部１０１が選択される（図２のステップＳ２０４−＞Ｓ２０６）。そして、セレクタ１０２は、選択したＰＤ部１０１の出力を後段のＤ／Ａコンバータに出力する。
【００３０】
フォワード系の後段部分のＤ／Ａコンバータ、直交変調器、送信アンプ、カップラ、及びフィードバック系のダウンコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ等の構成は、図１３に示される従来技術の構成と同じである。
【００３１】
図３は、複数のべき級数を用いた歪補償の概念図であり、入力電力対アンプ逆特性（ゲイン特性）の例を示した図である。
べき級数を用いて模擬すべきアンプ逆特性３０１は、実際の送信アンプではかなり複雑な曲線をしており、これを１つのべき級数で表す場合誤差が大きくなる。そこで、図１の第１の実施形態の構成では、図３に示されるように、送信信号の（変換された）電力値において閾値１、閾値２といった閾値が設けられ、これらの閾値によって区切られる入力電力区間毎に、＃１〜＃３といった異なるべき級数３０２によって歪補償演算が実行されるのである。
【００３２】
これによって、歪補償演算において、べき級数を単独で用いた場合に比べて、より実際のアンプ逆特性３０１に近い特性をモデル化することができ、歪補償性能を向上させることができる。
【００３３】
第２の実施形態
図４は、第２の実施形態の構成図である。
基本的な動作原理は、図１の第１の実施形態の場合と同じであるが、図４の構成では、
べき級数演算により構成されるプリディストーション部（ＰＤ部）４０４は１個のみが用意され、その代わり、べき級数演算係数組を記憶する係数メモリ部４０１が＃１〜＃Ｎの複数個用意され、ＰＤ部４０４は、セレクタ４０２によって選択された係数メモリ部４０１から出力されるべき級数演算係数組を用いたべき級数演算を実行する。
【００３４】
そして、セレクタ４０２は、図１のセレクタ１０２の場合と同じ図２に示される動作フローチャートに従って、図４の電力変換部４０３から出力される送信信号電力値をＮ−１個の電力閾値Ｔｈ（ｉ）（１≦ｉ≦Ｎ−１）と大小比較することにより、＃１〜＃Ｎの係数メモリ部４０１のうちの１つを選択し、選択した係数メモリ部４０１から出力されるべき級数演算係数組をＰＤ部４０４に供給する。
【００３５】
ＰＤ部４０４は、セレクタ４０２から供給されたべき級数演算係数組を用いたべき級数演算を実行し、その出力は後段のＤ／Ａコンバータに出力される。フォワード系の後段部分のＤ／Ａコンバータ、直交変調器、送信アンプ、カップラ、及びフィードバック系のダウンコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ等の構成は、図１３に示される従来技術の構成と同じである。
【００３６】
図４の第２の実施形態の構成では、べき級数演算を１回行えば済むため、図１の第１の実施形態の構成に比べて、回路規模を大きく削減できる。
【００３７】
第３の実施形態
次に、第３の実施形態について説明する。本実施形態は、べき級数演算組の選択（図１の場合）又はべき級数演算係数組の選択（図２の場合）に用いられる閾値の選択アルゴリズムに関する実施形態である。
【００３８】
前述のセレクタ１０２（図１の場合）又は４０２（図４の場合）においてべき級数の選択に用いられるＮ−１個の閾値Ｔｈ（ｉ）（１≦ｉ≦Ｎ−１）は、べき級数演算型プリディストーション処理の歪補償性能に直接影響を与える。従って、各種の信号品質を観測し、それが最適になるように閾値を決定するのが、最も効果的である。
【００３９】
信号品質を観測しながら逐次的に閾値を求める閾値決定処理のアルゴリズムの動作フローチャートを図５に、最適閾値が算出される概念図を図６に、それぞれ示す。
閾値決定処理では、閾値が設定された後（ステップＳ５０１）、適応アルゴリズムによってべき級数演算係数組が収束し歪補償が適切に動作するのを待ち（ステップＳ５０２）、その閾値での信号品質が取得される（ステップＳ５０３）。
【００４０】
次に、ステップＳ５０３で取得された信号品質が今までで最良の特性であるか否かが判定される（ステップＳ５０４）。
上記信号品質が最良の特性でなければ、次の閾値がトライされる（ステップＳ５０４−＞Ｓ５０６−＞Ｓ５０１）。
【００４１】
上記信号品質が最良の特性である場合には、ステップＳ５０１にて設定されている閾値が閾値候補として設定され（ステップＳ５０４−＞Ｓ５０５）、次の閾値がトライされる（ステップＳ５０６−＞Ｓ５０１）。
【００４２】
全ての閾値について上記処理が終了したら、現在選択されている閾値候補が最適閾値として出力され、閾値決定処理を終了する（ステップＳ５０６−＞Ｓ５０７）。
このようにして決定された最適閾値は、図６に示されるように、信号品質を最良にする閾値となる。
【００４３】
図５及び図６に示される第３の実施形態の説明において、「信号品質」と記述しているものとしては、指標となる様々なものが考えられるが、歪補償の効果を考えると帯域外の歪みが最小になった時を品質が良いとする方式と、帯域内の歪みが最小になった時を品質が良いとする方式が有用だと考えられる。前者の方式の実現例を次の第４の実施形態として示し、また、後者の方式の実現例を後述する第５の実施形態として示す。
【００４４】
第４の実施形態
第４の実施形態について説明する。本実施形態は、前述したように、第３の実施形態における信号品質を、帯域外の歪みが最小になったか否かによって評価する方式の実現例である。
【００４５】
図７は、第４の実施形態による歪補償装置の構成図である。
図７において、図１の第１の実施形態の場合と同じ番号が付された部分は図１の場合と同じ機能を有し、また、図１３の従来技術の場合と同じ番号が付された部分は図１３の場合と同じ機能を有する。
【００４６】
図７では、スペクトラム測定部７０１が、Ａ／Ｄコンバータ１３１０から出力されるフィードバック復調信号のスペクトラム特性を取得し、帯域外の歪電力を測定する。
そして、最適閾値算出部７０２が、前述した第３の実施形態における図５の動作フローチャートに基づいて、閾値決定処理を実行し、図５のステップＳ５０３の信号品質取得処理において、スペクトラム測定部７０１が測定した帯域外歪電力を信号品質として取得し、図５のステップＳ５０４において、帯域外歪電力が最小となったか否かを判定することによって、信号品質が今までで最良の特性であるか否かを判定する。
【００４７】
最適閾値算出部７０２は、上記処理によって決定した閾値を、＃１〜＃Ｎの各ＰＤ部１０１を選択するための閾値として設定する。これらの閾値は、前述した図２の動作フローチャートに基づく選択処理の実行時にセレクタ１０２から参照される。
帯域外の歪みについてはスペクトラム特性を取得すれば求められ、図９のような構成で図７のアルゴリズムを用いることで最適閾値を求めることができる。
図７の第４の実施形態の構成は、図１の第１の実施形態の構成をベースにしているが、図４の第２の実施形態の構成をベースにしても、同様の効果を得られる。
【００４８】
第５の実施形態
第５の実施形態について説明する。本実施形態は、前述したように、第３の実施形態における信号品質を、帯域内の歪みが最小になったか否かによって評価する方式の実現例である。
【００４９】
図８は、第５の実施形態による歪補償装置の構成図である。
図８において、図１の第１の実施形態の場合と同じ番号が付された部分は図１の場合と同じ機能を有し、また、図１３の従来技術の場合と同じ番号が付された部分は図１３の場合と同じ機能を有する。
【００５０】
帯域内の歪みとしては、減算器１３１１が遅延送信信号Ｓref (n)からフィードバック信号Ｓfb(n) を減算して得られる誤差信号ｅ(n) を指標として用いることができる。
そこで、図８では、誤差平均部８０１が、減算器１３１１が遅延送信信号Ｓref (n)からフィードバック信号Ｓfb(n) を減算して得られる誤差信号ｅ(n) について、所定区間毎の平均値を算出する。
【００５１】
そして、最適閾値算出部８０２が、前述した第３の実施形態における図５の動作フローチャートに基づいて、閾値決定処理を実行し、図５のステップＳ５０３の信号品質取得処
理において、誤差平均部８０１が算出した誤差平均値を信号品質として取得し、図５のステップＳ５０４において、誤差平均値が最小となったか否かを判定することによって、信号品質が今までで最良の特性であるか否かを判定する。
【００５２】
最適閾値算出部７０２は、上記処理によって決定した閾値を、＃１〜＃Ｎの各ＰＤ部１０１を選択するための閾値として設定する。これらの閾値は、前述した図２の動作フローチャートに基づく選択処理の実行時にセレクタ１０２から参照される。
【００５３】
上記誤差信号ｅ(n) は、いわゆる変調精度、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）などと呼ばれる特性で代用しても同等である。ＥＶＭは通常、遅延送信信号Ｓref (i)(＝Ｓref (n))とフィードバック信号Ｓfb(i)(＝Ｓfb(n))を用いて、下記数２式により算出される。
【００５４】
【数２】
【００５５】
図８の第５の実施形態の構成は、図１の第１の実施形態の構成をベースにしているが、図４の第２の実施形態の構成をベースにしても、同様の効果を得られる。
【００５６】
第６の実施形態
最後に、第６の実施形態について説明する。本実施形態は、べき級数演算係数組の適応更新アルゴリズムに関する実施形態である。
【００５７】
図９は、第６の実施形態による歪補償装置の構成図である。
図９において、図１の第１の実施形態の場合と同じ番号が付された部分は図１の場合と同じ機能を有し、また、図１３の従来技術の場合と同じ番号が付された部分は図１３の場合と同じ機能を有する。
【００５８】
送信アンプ１３０５の個体差による増幅特性のばらつき、経年変化、温度変化などによる増幅特性の変化に、＃１〜＃ＮのＰＤ部１０１の各歪補償特性を適応的に対応させるために、＃１〜＃Ｎの係数更新部９０１において、＃１〜＃Ｎのべき級数演算係数組が、＃１〜＃Ｎの減算器１３１１から出力される誤差信号ｅ(n) に基づいて、最小自乗誤差（Least Mean Square ）演算に基づいて各誤差信号ｅ(n) が最小化されるように、更新される。
【００５９】
更新には、演算量が少なく時間変動にも追従しやすい適応アルゴリズムを用いるのが一般的である。本実施形態ではべき級数演算係数組が複数組用いられるため、そのそれぞれについて適切に適応アルゴリズムを動かし、係数組を収束させるのが有効である。
【００６０】
べき級数演算係数組の適応アルゴリズムとしては、上述したＬＭＳのほか、ＲＬＳなどのアルゴリズムが一般的だが（前記非特許文献２参照）、これらのアルゴリズムでは、収束までの早さと収束後の安定性をトレードオフの関係で調節する収束係数と呼ばれる定数が重要である。例えばＬＭＳアルゴリズムを例に取ると、係数h（n）の更新式は、前述のフィードバック信号Ｓfb(n) 及び誤差信号ｅ(n) を用いて、下記数３式のように表され（前記非特許文献３参照）、このうちμが収束係数となる。
【００６１】
【数３】
【００６２】
「e（n）Ｓfb(n)」という係数更新成分の大きさがμ倍されてから現時点の係数h（n）に加算されることで次時点の係数ｈ（ｎ＋１）が計算されるので、μが大きいほど収束が早くなる。一方、一度収束してしまえばh（n）を大きく変化させる必要はなく、μが小さいほど収束後の安定度が増す。
【００６３】
本実施形態では複数のべき級数演算係数組が用いられるが、それぞれのべき級数が受け持つ電力範囲によってべき級数演算係数組の収束速度・安定性を変化させ最適にすることで、全体の歪補償性能の収束速度と安定性を最適にできる。従って、各べき級数演算係数組毎に収束係数を変化させることが有用である。
【００６４】
収束係数の変化の基準のひとつとして、各べき級数の対応する電力範囲毎の信号の頻度分布に従って収束係数を決定する方式が考えられる。３つのべき級数演算係数組が使用される場合の送信信号の頻度分布と収束係数の関係の一例を図１０に示す。各べき級数演算係数組に対応する収束係数が、各べき級数が受け持つ範囲の信号頻度に反比例するように決定される。十分な歪補償性能を達成するには、すべてのべき級数演算係数組が収束しなければならないので、頻度が少ない（＝図１０で面積が小さい）範囲に対応するべき級数の収束係数として大きなμが使用されることでその部分の収束が早められ、全体としての収束までの時間を短くすることが可能となる。
【００６５】
また別の観点から、各電力範囲を代表する電力値そのもので収束係数を重み付けすることも考えられる。例えば一例として、図１０の例で閾値１をＴｈ１、閾値２をＴｈ２とした場合に、下記数４式を満たすように各μが選択される。
【００６６】
【数４】
【００６７】
この結果、大きな電力部分ほど小さなμが使用されることになり、数３式の係数更新部分を一定に近くすることができる。これによって、３つのべき級数の収束性能、安定性能をそろえることができ、より優れた歪補償性能が得られる。
【００６８】
本発明の第１〜第６の実施形態に対する補足
以上説明した第１〜第６の実施形態は、べき級数モデルを基準として説明したが、本発
明はこれに限られるものではなく、様々な級数モデルに適用することが可能である。
【００６９】
以上の第１〜第６の実施形態に関して、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置において、
複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する前記級数演算処理を前記送信信号に対して実行する級数演算処理手段と、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算処理手段における複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる選択手段と、
を含むことを特徴とする歪補償装置。
（付記２）
送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置において、
複数の級数演算係数組をそれぞれ記憶する級数演算係数組記憶手段と、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算係数組記憶手段から前記複数の級数演算係数組のうちの１組を選択し、該選択された級数演算係数組によって前記級数演算処理を実行させる選択手段と、
を含むことを特徴とする歪補償装置。
（付記３）
前記送信信号の電力に基づく前記選択手段による選択処理における該電力の閾値を、前記送信信号又は前記復調信号の信号品質に基づいて決定する閾値決定手段を更に含む、
ことを特徴とする付記１又は２の何れか１項に記載の歪補償装置。
（付記４）
前記送信信号又は前記復調信号の周波数特性を測定する周波数特性測定手段を更に含み、
前記閾値決定手段は、前記周波数特性測定手段の測定結果に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする付記３に記載の歪補償装置。
（付記５）
前記閾値決定手段は、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする付記３に記載の歪補償装置。
（付記６）
前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となるように適応アルゴリズムを用いて収束させる級数演算係数組更新手段を更に含む、
ことを特徴とする付記１乃至５の何れか１項に記載の歪補償装置。
（付記７）
前記級数演算係数組更新手段は、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号頻度分布に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする付記６に記載の歪補償装置。
（付記８）
前記級数演算係数組更新手段は、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号電力に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする付記６に記載の歪補償装置。
（付記９）
前記級数演算処理は、べき級数演算処理である、
ことを特徴とする付記１乃至８の何れか１項に記載の歪補償装置。
（付記１０）
送信信号の電力増幅等を行い、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる歪補償方法において、
複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する前記級数演算処理を前記送信信号に対して実行する級数演算処理ステップと、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算処理ステップにおける複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる選択ステップと、
を含むことを特徴とする歪補償方法。
（付記１１）
送信信号の電力増幅等を行い、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる歪補償装置において、
複数の級数演算係数組をそれぞれ記憶する級数演算係数組記憶ステップと、
前記送信信号の電力に基づいて前記記憶された複数の級数演算係数組のうちの１組を選択し、該選択された級数演算係数組によって前記級数演算処理を実行させる選択ステップと、
を含むことを特徴とする歪補償方法。
（付記１２）
前記送信信号の電力に基づく前記選択ステップによる選択処理における該電力の閾値を、前記送信信号又は前記復調信号の信号品質に基づいて決定する閾値決定ステップを更に含む、
ことを特徴とする付記１０又は１１の何れか１項に記載の歪補償方法。
（付記１３）
前記送信信号又は前記復調信号の周波数特性を測定する周波数特性測定ステップを更に含み、
前記閾値決定ステップは、前記周波数特性測定ステップの測定結果に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする付記１２に記載の歪補償方法。
（付記１４）
前記閾値決定ステップは、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする付記１２に記載の歪補償方法。
（付記１５）
前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となるように適応アルゴリズムを用いて収束させる級数演算係数組更新ステップを更に含む、
ことを特徴とする付記１０乃至１４の何れか１項に記載の歪補償方法。
（付記１６）
前記級数演算係数組更新ステップは、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号頻度分布に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする付記１５に記載の歪補償方法。
（付記１７）
前記級数演算係数組更新ステップは、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号電力に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする付記１５に記載の歪補償方法。
（付記１８）
前記級数演算処理は、べき級数演算処理である、
ことを特徴とする付記１０乃至１７の何れか１項に記載の歪補償方法。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】第１実施形態の構成図である。
【図２】セレクタによるべき級数の選択動作を示す動作フローチャートである。
【図３】複数のべき級数を用いた歪補償の概念図（入力電力対アンプ逆特性（ゲイン特性）の例を示した図）である。
【図４】第２の実施形態の構成図である。
【図５】信号品質を観測しながら逐次的に閾値を求める閾値決定処理のアルゴリズムの動作フローチャートである。
【図６】最適閾値が算出される概念図である。
【図７】第４の実施形態による歪補償装置の構成図である。
【図８】第５の実施形態による歪補償装置の構成図である。
【図９】第６の実施形態による歪補償装置の構成図である。
【図１０】３つのべき級数演算係数組が使用される場合の送信信号の頻度分布と収束係数の関係の一例を示す図である。
【図１１】プリディストーション方式の原理図である。
【図１２】送信アンプの非線形特性に起因するスペクトラム特性の劣化についての説明図である。
【図１３】従来の歪補償装置の構成図である。
【符号の説明】
【００７１】
１０１、４０４、１３０１ プリディストーション部（ＰＤ部）
１０２、４０２ セレクタ
１０３、４０３ 電力変換部
４０１ 係数メモリ部
７０１ スペクトラム測定部
７０２、８０２ 最適閾値算出部
８０１ 誤差平均部
９０１、１３１２ 係数更新部
１３０２ Ｄ／Ａコンバータ
１３０３ 直交変調器
１３０４、１３０９ ローカル発振器
１３０５ 送信アンプ
１３０６ カップラ
１３０７ 送信アンテナ
１３０８ ダウンコンバータ
１３１０ Ａ／Ｄコンバータ
１３１１ 減算器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信において、送信アンプへの入力信号を予めディジタル処理することで、送信アンプ出力の非線形歪みを抑圧するプリディストーション（以下、ＰＤ）型歪補償方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、移動体基地局等の無線送信装置に用いる高効率の送信アンプは非線形特性が強いため、高速無線通信用の変調信号が送信される際には、このような送信アンプにおける非線形歪みが送信変調信号に帯域外輻射電力を生じさせ、隣接送信チャネルに影響を及ぼす。
【０００３】
送信アンプによる帯域外輻射を抑圧する方式として、送信アンプの非線形歪特性の逆特性を有する歪信号を入力信号に付加して送信アンプに入力させることにより、送信アンプにおける非線形歪を補償するプリディストーション方式が知られている。特に、送信アンプの出力を入力側にフィードバックさせることにより、歪補償を適応的に行うアダプティブプリディストーション方式は、帯域外輻射を大幅に抑圧することができる。
【０００４】
図１１は、プリディストーション方式の原理図である。通常、送信アンプは、入力電力が大きくなるにつれて出力が飽和し、入力信号に対して線形な信号を出力することができなくなる（図１１の１１０１）。このアンプの非線形特性は以下のような弊害をもたらす。
【０００５】
図１２は、送信アンプの非線形特性に起因するスペクトラム特性の劣化についての説明図である。
同図に示されるように、送信アンプの非線形特性は、アンプ入力１２０１に対して、信号帯域１２０２外に、不要なスペクトラム１２０３を放射させる。この帯域外輻射電力は、帯域外の周波数を用いている別システムの特性を劣化させる。
【０００６】
また、図１２では信号特性に隠れているが、信号帯域１２０２内にも不要なスペクトラムを放射している。これは信号自体の特性劣化の原因となる。
更に、現在のディジタル変調方式の多くは、線形な増幅特性を必要としているので、上記のような飽和特性をもつアンプの使用においては、線形な低入力電力部分を使用せざるを得ない。これは、送信アンプの電力効率の低下につながる。
【０００７】
そこで、プリディストーション技術を用いて、送信アンプの入力信号に、アンプ特性の逆特性が印加される（図１１の１１０２）。これに非線形なアンプ特性が付加されることで、送信アンプ出力では結果的に、図１１の１１０３に示されるように、補償された線形特性を得ることができる。
【０００８】
プリディストーションの一方式として、従来、べき級数を用いたプリディストーション方式が提案されている。これは、図１３に示されるように、送信アンプ前段のプリディストーション部１３０１での補償動作が、入力信号ｘに対するべき級数演算によって行われる方式である。
【０００９】
即ち、図１３において、プリディストーション部１３０１は、入力信号ｘに対するべき級数演算を実行することにより、送信アンプ１３０５の歪補償を行う。
プリディストーション部１３０１の出力は、Ｄ／Ａコンバータ１３０２でアナログ信号
に変換され、更に、直交変調器１３０３で、送信基地局に応じたローカル発振器１３０４から発振された信号によって直交変調される。
【００１０】
変調された送信アナログ信号は、送信アンプ１３０５で電力増幅され、その出力が、カップラ１３０６を介して、送信アンテナ１３０７に供給され、そこから送信される。
また、送信アンプ１３０５の出力はカップラ１３０６から入力側にフィードバックされる。
【００１１】
即ち、カップラ１３０６の出力は、ダウンコンバータ１３０８で、送信基地局に応じたローカル発振器１３０９から発振された信号によってダウンコンバートされ、Ａ／Ｄコンバータ１３１０によってディジタル信号に戻された後、特には図示しない復調器でベースバンドに戻される。
【００１２】
この結果得られるフィードバック信号Ｓfb(n) について、減算器１３１１にて、特には図示しない遅延回路で遅延させられた送信信号Ｓref (n)との誤差信号ｅ(n) が算出される。
【００１３】
そして、係数更新部１３１２にて、最小自乗誤差（Least Mean Square ）演算に基づいてその誤差信号ｅ(n) が最小化されるように、プリディストーション部１３０１に供給されるべき級数演算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄ等が更新される。
【００１４】
このようにして、べき級数演算係数が徐々に所定値に収束させられ、その所定値に収束したべき級数演算係数を用いてプリディストーション部１３０１にて入力信号ｘに対してべき級数演算が実行されることにより、定常状態においては、高い電力効率を保ちながらアナログ回路部の非線形歪特性が精度良く抑圧される。そして、この非線形歪特性が温度や周波数の影響により変動した場合においても、フィードバック信号Ｓfb(n) によりそのアナログゲイン変動量が検出されて、係数更新部１３１２にてその変動量を補う方向にべき級数演算係数の値が更新され、特性の変動を動的に補償することができる。
なお、以上の構成は実際には、複素信号に対する構成を有する。
【００１５】
上述の従来技術の構成において、例えば、周波数2Δｆ離れた２つの正弦波信号（２トーン信号）が、べき級数でモデル化されるアンプモデルに入力すると仮定する。
【００１６】
【数１】
【００１７】
この結果、べき級数で表現される出力信号において、偶数次のべき乗の項には、搬送波周波数ｆc から大きく離調しアナログ部のフィルタや送信アンプ自体によって抑圧される信号成分しか含まれないのに対して、３次のべき乗の項ではｆc ±３Δｆ、５次のべき乗の項ではｆc ±５Δｆという搬送波周波数の近傍に不要成分が発生する。従って、送信アンプ１３０５での非線形歪は、奇数次べき乗項のみからなるべき級数によってモデル化でき、図１３に示されるように、プリディストーション部１３０１で演算されるべき級数も奇数次べき乗項のみで構成されるのが一般的である。
【００１８】
今後、べき級数の数式として、簡単のためａｘ＋ｂｘ3 ＋ｃｘ5 ＋ｄｘ7 という単純なべき級数式を用いて説明するが、実際の歪補償には、送信アンプ１３０５の特性をより正確にモデル化するために、Ｖｏｌｔｅｒｒａ級数をはじめとする、遅延成分を考慮に入れたより複雑な形の級数を用いるのが一般的である。これらの詳細については、下記非特許文献１に記載されている。
【特許文献１】特開２００１−２６８１５０号公報
【特許文献２】特開２００２−３３５１２９号公報
【非特許文献１】V. J. Mathews and G. L. Sicuranza: “Polynomial Signal Processing”, John Wiley & Sons,Inc. (2000).
【非特許文献２】S. Haykin: “適応フィルタ理論”, 科学技術出版(2001). (鈴木博他訳).
【非特許文献３】V. Mathews: “Adaptive polynomial filters”, IEEE Signal Processing Magazine, pp. 10-26(1991).
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかし、図１３に示される従来のべき級数方式プリディストーション歪補償方式では、特に歪みの小さい信号を要求する基地局システムなどでは、歪成分を抑圧する性能（歪補償性能）が十分ではないという問題点を有していた。これは、大電力が必要とされる送信アンプ１３０５などでは、その非線形歪特性を入力電圧の広範囲にわたって単一のべき級数モデルで最適に近似することが難しいためである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の課題は、歪抑圧性能の高いべき級数方式プリディストーション歪補償装置を提供することにある。
本態様は、送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、その復調信号と電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、その級数演算係数組に基づいて送信信号に対する級数演算処理をその送信信号の歪補償として実行しその演算結果を電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置又はそれと同等の機能を実現する歪補償方法を前提とする。級数演算処理は例えば、べき級数演算処理である。
【００２１】
第１の態様は、以下の構成を有する。
級数演算処理手段（１０１）は、複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する級数演算処理を送信信号に対して実行する。
【００２２】
選択手段（１０２）は、送信信号の電力に基づいて級数演算処理手段における複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を電力増幅等を行う回路へ入力させる。
第２の態様は、以下の構成を有する。
【００２３】
級数演算係数組記憶手段（４０１）は、複数の級数演算係数組をそれぞれ記憶する。
選択手段（４０２）は、送信信号の電力に基づいて級数演算係数組記憶手段から複数の級数演算係数組のうちの１組を選択し、その選択された級数演算係数組によって級数演算処理を実行させる。
【００２４】
上述の第１又は第２の態様の構成において、送信信号の電力に基づく選択手段による選択処理におけるその電力の閾値を、送信信号又は復調信号の信号品質に基づいて決定する閾値決定手段を更に含むように構成できる。この場合に、送信信号又は復調信号の周波数特性を測定する周波数特性測定手段（７０１）を更に含み、閾値決定手段（７０２）は、周波数特性測定手段の測定結果に基づいて閾値を決定するように構成することができる。又は、閾値決定手段（８０１、８０２）は、復調信号と電力増幅等の前段の送信信号との誤差に基づいて閾値を決定するように構成することができる。
【００２５】
ここまでの第１又は第２の態様の構成において、複数の級数演算係数組のそれぞれについて、復調信号と電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となるように適応アルゴリズムを用いて収束させる級数演算係数組更新手段（９０１）を更に含むように構成するこ
とができる。この級数演算係数組更新手段は例えば、複数の級数演算係数組のそれぞれについて、その各組が対応する電力範囲毎の信号頻度分布に従って、適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する。又は、級数演算係数組更新手段は例えば、複数の級数演算係数組のそれぞれについて、その各組が対応する電力範囲毎の信号電力に従って、適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、送信電力に閾値を設け、複数のべき級数等を用いてプリディストーションを行うことで、単一のべき級数等を用いた場合に比べて優れた歪補償性能を得ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。
【００２８】
第１の実施形態
図１は、第１実施形態の構成図である。
べき級数演算により構成されているプリディストーション部（ＰＤ部）１０１が＃１〜＃Ｎの複数個用意され、各ＰＤ部１０１は、それぞれ異なるべき級数演算係数組に基づいて異なるべき級数演算を実行する。
【００２９】
セレクタ１０２は、Ｎ−１個の電力閾値を保持し、図２に示される動作フローチャートに従って、最小の閾値Ｔｈ（１）から（図２のステップＳ２０１）、順次（図２のステップＳ２０３）、最大の閾値Ｔｈ（Ｎ−１）まで（図２のステップＳ２０４）、送信信号の電力を電力変換部１０３にて変換して得られる電力信号値を閾値Ｔｈ（ｉ）（１≦ｉ≦Ｎ−１）と大小比較し（図２のステップＳ２０２）、電力信号値が閾値Ｔｈ（ｉ）より小さいと判定された時点で、＃ｉのＰＤ部１０１を選択する。なお、電力信号値が閾値Ｔｈ（Ｎ−１）以上であると判定された場合には、＃ＮのＰＤ部１０１が選択される（図２のステップＳ２０４−＞Ｓ２０６）。そして、セレクタ１０２は、選択したＰＤ部１０１の出力を後段のＤ／Ａコンバータに出力する。
【００３０】
フォワード系の後段部分のＤ／Ａコンバータ、直交変調器、送信アンプ、カップラ、及びフィードバック系のダウンコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ等の構成は、図１３に示される従来技術の構成と同じである。
【００３１】
図３は、複数のべき級数を用いた歪補償の概念図であり、入力電力対アンプ逆特性（ゲイン特性）の例を示した図である。
べき級数を用いて模擬すべきアンプ逆特性３０１は、実際の送信アンプではかなり複雑な曲線をしており、これを１つのべき級数で表す場合誤差が大きくなる。そこで、図１の第１の実施形態の構成では、図３に示されるように、送信信号の（変換された）電力値において閾値１、閾値２といった閾値が設けられ、これらの閾値によって区切られる入力電力区間毎に、＃１〜＃３といった異なるべき級数３０２によって歪補償演算が実行されるのである。
【００３２】
これによって、歪補償演算において、べき級数を単独で用いた場合に比べて、より実際のアンプ逆特性３０１に近い特性をモデル化することができ、歪補償性能を向上させることができる。
【００３３】
第２の実施形態
図４は、第２の実施形態の構成図である。
基本的な動作原理は、図１の第１の実施形態の場合と同じであるが、図４の構成では、
べき級数演算により構成されるプリディストーション部（ＰＤ部）４０４は１個のみが用意され、その代わり、べき級数演算係数組を記憶する係数メモリ部４０１が＃１〜＃Ｎの複数個用意され、ＰＤ部４０４は、セレクタ４０２によって選択された係数メモリ部４０１から出力されるべき級数演算係数組を用いたべき級数演算を実行する。
【００３４】
そして、セレクタ４０２は、図１のセレクタ１０２の場合と同じ図２に示される動作フローチャートに従って、図４の電力変換部４０３から出力される送信信号電力値をＮ−１個の電力閾値Ｔｈ（ｉ）（１≦ｉ≦Ｎ−１）と大小比較することにより、＃１〜＃Ｎの係数メモリ部４０１のうちの１つを選択し、選択した係数メモリ部４０１から出力されるべき級数演算係数組をＰＤ部４０４に供給する。
【００３５】
ＰＤ部４０４は、セレクタ４０２から供給されたべき級数演算係数組を用いたべき級数演算を実行し、その出力は後段のＤ／Ａコンバータに出力される。フォワード系の後段部分のＤ／Ａコンバータ、直交変調器、送信アンプ、カップラ、及びフィードバック系のダウンコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ等の構成は、図１３に示される従来技術の構成と同じである。
【００３６】
図４の第２の実施形態の構成では、べき級数演算を１回行えば済むため、図１の第１の実施形態の構成に比べて、回路規模を大きく削減できる。
【００３７】
第３の実施形態
次に、第３の実施形態について説明する。本実施形態は、べき級数演算組の選択（図１の場合）又はべき級数演算係数組の選択（図２の場合）に用いられる閾値の選択アルゴリズムに関する実施形態である。
【００３８】
前述のセレクタ１０２（図１の場合）又は４０２（図４の場合）においてべき級数の選択に用いられるＮ−１個の閾値Ｔｈ（ｉ）（１≦ｉ≦Ｎ−１）は、べき級数演算型プリディストーション処理の歪補償性能に直接影響を与える。従って、各種の信号品質を観測し、それが最適になるように閾値を決定するのが、最も効果的である。
【００３９】
信号品質を観測しながら逐次的に閾値を求める閾値決定処理のアルゴリズムの動作フローチャートを図５に、最適閾値が算出される概念図を図６に、それぞれ示す。
閾値決定処理では、閾値が設定された後（ステップＳ５０１）、適応アルゴリズムによってべき級数演算係数組が収束し歪補償が適切に動作するのを待ち（ステップＳ５０２）、その閾値での信号品質が取得される（ステップＳ５０３）。
【００４０】
次に、ステップＳ５０３で取得された信号品質が今までで最良の特性であるか否かが判定される（ステップＳ５０４）。
上記信号品質が最良の特性でなければ、次の閾値がトライされる（ステップＳ５０４−＞Ｓ５０６−＞Ｓ５０１）。
【００４１】
上記信号品質が最良の特性である場合には、ステップＳ５０１にて設定されている閾値が閾値候補として設定され（ステップＳ５０４−＞Ｓ５０５）、次の閾値がトライされる（ステップＳ５０６−＞Ｓ５０１）。
【００４２】
全ての閾値について上記処理が終了したら、現在選択されている閾値候補が最適閾値として出力され、閾値決定処理を終了する（ステップＳ５０６−＞Ｓ５０７）。
このようにして決定された最適閾値は、図６に示されるように、信号品質を最良にする閾値となる。
【００４３】
図５及び図６に示される第３の実施形態の説明において、「信号品質」と記述しているものとしては、指標となる様々なものが考えられるが、歪補償の効果を考えると帯域外の歪みが最小になった時を品質が良いとする方式と、帯域内の歪みが最小になった時を品質が良いとする方式が有用だと考えられる。前者の方式の実現例を次の第４の実施形態として示し、また、後者の方式の実現例を後述する第５の実施形態として示す。
【００４４】
第４の実施形態
第４の実施形態について説明する。本実施形態は、前述したように、第３の実施形態における信号品質を、帯域外の歪みが最小になったか否かによって評価する方式の実現例である。
【００４５】
図７は、第４の実施形態による歪補償装置の構成図である。
図７において、図１の第１の実施形態の場合と同じ番号が付された部分は図１の場合と同じ機能を有し、また、図１３の従来技術の場合と同じ番号が付された部分は図１３の場合と同じ機能を有する。
【００４６】
図７では、スペクトラム測定部７０１が、Ａ／Ｄコンバータ１３１０から出力されるフィードバック復調信号のスペクトラム特性を取得し、帯域外の歪電力を測定する。
そして、最適閾値算出部７０２が、前述した第３の実施形態における図５の動作フローチャートに基づいて、閾値決定処理を実行し、図５のステップＳ５０３の信号品質取得処理において、スペクトラム測定部７０１が測定した帯域外歪電力を信号品質として取得し、図５のステップＳ５０４において、帯域外歪電力が最小となったか否かを判定することによって、信号品質が今までで最良の特性であるか否かを判定する。
【００４７】
最適閾値算出部７０２は、上記処理によって決定した閾値を、＃１〜＃Ｎの各ＰＤ部１０１を選択するための閾値として設定する。これらの閾値は、前述した図２の動作フローチャートに基づく選択処理の実行時にセレクタ１０２から参照される。
帯域外の歪みについてはスペクトラム特性を取得すれば求められ、図９のような構成で図７のアルゴリズムを用いることで最適閾値を求めることができる。
図７の第４の実施形態の構成は、図１の第１の実施形態の構成をベースにしているが、図４の第２の実施形態の構成をベースにしても、同様の効果を得られる。
【００４８】
第５の実施形態
第５の実施形態について説明する。本実施形態は、前述したように、第３の実施形態における信号品質を、帯域内の歪みが最小になったか否かによって評価する方式の実現例である。
【００４９】
図８は、第５の実施形態による歪補償装置の構成図である。
図８において、図１の第１の実施形態の場合と同じ番号が付された部分は図１の場合と同じ機能を有し、また、図１３の従来技術の場合と同じ番号が付された部分は図１３の場合と同じ機能を有する。
【００５０】
帯域内の歪みとしては、減算器１３１１が遅延送信信号Ｓref (n)からフィードバック信号Ｓfb(n) を減算して得られる誤差信号ｅ(n) を指標として用いることができる。
そこで、図８では、誤差平均部８０１が、減算器１３１１が遅延送信信号Ｓref (n)からフィードバック信号Ｓfb(n) を減算して得られる誤差信号ｅ(n) について、所定区間毎の平均値を算出する。
【００５１】
そして、最適閾値算出部８０２が、前述した第３の実施形態における図５の動作フローチャートに基づいて、閾値決定処理を実行し、図５のステップＳ５０３の信号品質取得処
理において、誤差平均部８０１が算出した誤差平均値を信号品質として取得し、図５のステップＳ５０４において、誤差平均値が最小となったか否かを判定することによって、信号品質が今までで最良の特性であるか否かを判定する。
【００５２】
最適閾値算出部７０２は、上記処理によって決定した閾値を、＃１〜＃Ｎの各ＰＤ部１０１を選択するための閾値として設定する。これらの閾値は、前述した図２の動作フローチャートに基づく選択処理の実行時にセレクタ１０２から参照される。
【００５３】
上記誤差信号ｅ(n) は、いわゆる変調精度、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）などと呼ばれる特性で代用しても同等である。ＥＶＭは通常、遅延送信信号Ｓref (i)(＝Ｓref (n))とフィードバック信号Ｓfb(i)(＝Ｓfb(n))を用いて、下記数２式により算出される。
【００５４】
【数２】
【００５５】
図８の第５の実施形態の構成は、図１の第１の実施形態の構成をベースにしているが、図４の第２の実施形態の構成をベースにしても、同様の効果を得られる。
【００５６】
第６の実施形態
最後に、第６の実施形態について説明する。本実施形態は、べき級数演算係数組の適応更新アルゴリズムに関する実施形態である。
【００５７】
図９は、第６の実施形態による歪補償装置の構成図である。
図９において、図１の第１の実施形態の場合と同じ番号が付された部分は図１の場合と同じ機能を有し、また、図１３の従来技術の場合と同じ番号が付された部分は図１３の場合と同じ機能を有する。
【００５８】
送信アンプ１３０５の個体差による増幅特性のばらつき、経年変化、温度変化などによる増幅特性の変化に、＃１〜＃ＮのＰＤ部１０１の各歪補償特性を適応的に対応させるために、＃１〜＃Ｎの係数更新部９０１において、＃１〜＃Ｎのべき級数演算係数組が、＃１〜＃Ｎの減算器１３１１から出力される誤差信号ｅ(n) に基づいて、最小自乗誤差（Least Mean Square ）演算に基づいて各誤差信号ｅ(n) が最小化されるように、更新される。
【００５９】
更新には、演算量が少なく時間変動にも追従しやすい適応アルゴリズムを用いるのが一般的である。本実施形態ではべき級数演算係数組が複数組用いられるため、そのそれぞれについて適切に適応アルゴリズムを動かし、係数組を収束させるのが有効である。
【００６０】
べき級数演算係数組の適応アルゴリズムとしては、上述したＬＭＳのほか、ＲＬＳなどのアルゴリズムが一般的だが（前記非特許文献２参照）、これらのアルゴリズムでは、収束までの早さと収束後の安定性をトレードオフの関係で調節する収束係数と呼ばれる定数が重要である。例えばＬＭＳアルゴリズムを例に取ると、係数h（n）の更新式は、前述のフィードバック信号Ｓfb(n) 及び誤差信号ｅ(n) を用いて、下記数３式のように表され（前記非特許文献３参照）、このうちμが収束係数となる。
【００６１】
【数３】
【００６２】
「e（n）Ｓfb(n)」という係数更新成分の大きさがμ倍されてから現時点の係数h（n）に加算されることで次時点の係数ｈ（ｎ＋１）が計算されるので、μが大きいほど収束が早くなる。一方、一度収束してしまえばh（n）を大きく変化させる必要はなく、μが小さいほど収束後の安定度が増す。
【００６３】
本実施形態では複数のべき級数演算係数組が用いられるが、それぞれのべき級数が受け持つ電力範囲によってべき級数演算係数組の収束速度・安定性を変化させ最適にすることで、全体の歪補償性能の収束速度と安定性を最適にできる。従って、各べき級数演算係数組毎に収束係数を変化させることが有用である。
【００６４】
収束係数の変化の基準のひとつとして、各べき級数の対応する電力範囲毎の信号の頻度分布に従って収束係数を決定する方式が考えられる。３つのべき級数演算係数組が使用される場合の送信信号の頻度分布と収束係数の関係の一例を図１０に示す。各べき級数演算係数組に対応する収束係数が、各べき級数が受け持つ範囲の信号頻度に反比例するように決定される。十分な歪補償性能を達成するには、すべてのべき級数演算係数組が収束しなければならないので、頻度が少ない（＝図１０で面積が小さい）範囲に対応するべき級数の収束係数として大きなμが使用されることでその部分の収束が早められ、全体としての収束までの時間を短くすることが可能となる。
【００６５】
また別の観点から、各電力範囲を代表する電力値そのもので収束係数を重み付けすることも考えられる。例えば一例として、図１０の例で閾値１をＴｈ１、閾値２をＴｈ２とした場合に、下記数４式を満たすように各μが選択される。
【００６６】
【数４】
【００６７】
この結果、大きな電力部分ほど小さなμが使用されることになり、数３式の係数更新部分を一定に近くすることができる。これによって、３つのべき級数の収束性能、安定性能をそろえることができ、より優れた歪補償性能が得られる。
【００６８】
本発明の第１〜第６の実施形態に対する補足
以上説明した第１〜第６の実施形態は、べき級数モデルを基準として説明したが、本発
明はこれに限られるものではなく、様々な級数モデルに適用することが可能である。
【００６９】
以上の第１〜第６の実施形態に関して、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置において、
複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する前記級数演算処理を前記送信信号に対して実行する級数演算処理手段と、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算処理手段における複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる選択手段と、
を含むことを特徴とする歪補償装置。
（付記２）
送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置において、
複数の級数演算係数組をそれぞれ記憶する級数演算係数組記憶手段と、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算係数組記憶手段から前記複数の級数演算係数組のうちの１組を選択し、該選択された級数演算係数組によって前記級数演算処理を実行させる選択手段と、
を含むことを特徴とする歪補償装置。
（付記３）
前記送信信号の電力に基づく前記選択手段による選択処理における該電力の閾値を、前記送信信号又は前記復調信号の信号品質に基づいて決定する閾値決定手段を更に含む、
ことを特徴とする付記１又は２の何れか１項に記載の歪補償装置。
（付記４）
前記送信信号又は前記復調信号の周波数特性を測定する周波数特性測定手段を更に含み、
前記閾値決定手段は、前記周波数特性測定手段の測定結果に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする付記３に記載の歪補償装置。
（付記５）
前記閾値決定手段は、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする付記３に記載の歪補償装置。
（付記６）
前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となるように適応アルゴリズムを用いて収束させる級数演算係数組更新手段を更に含む、
ことを特徴とする付記１乃至５の何れか１項に記載の歪補償装置。
（付記７）
前記級数演算係数組更新手段は、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号頻度分布に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする付記６に記載の歪補償装置。
（付記８）
前記級数演算係数組更新手段は、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号電力に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする付記６に記載の歪補償装置。
（付記９）
前記級数演算処理は、べき級数演算処理である、
ことを特徴とする付記１乃至８の何れか１項に記載の歪補償装置。
（付記１０）
送信信号の電力増幅等を行い、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる歪補償方法において、
複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する前記級数演算処理を前記送信信号に対して実行する級数演算処理ステップと、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算処理ステップにおける複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる選択ステップと、
を含むことを特徴とする歪補償方法。
（付記１１）
送信信号の電力増幅等を行い、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる歪補償装置において、
複数の級数演算係数組をそれぞれ記憶する級数演算係数組記憶ステップと、
前記送信信号の電力に基づいて前記記憶された複数の級数演算係数組のうちの１組を選択し、該選択された級数演算係数組によって前記級数演算処理を実行させる選択ステップと、
を含むことを特徴とする歪補償方法。
（付記１２）
前記送信信号の電力に基づく前記選択ステップによる選択処理における該電力の閾値を、前記送信信号又は前記復調信号の信号品質に基づいて決定する閾値決定ステップを更に含む、
ことを特徴とする付記１０又は１１の何れか１項に記載の歪補償方法。
（付記１３）
前記送信信号又は前記復調信号の周波数特性を測定する周波数特性測定ステップを更に含み、
前記閾値決定ステップは、前記周波数特性測定ステップの測定結果に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする付記１２に記載の歪補償方法。
（付記１４）
前記閾値決定ステップは、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする付記１２に記載の歪補償方法。
（付記１５）
前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となるように適応アルゴリズムを用いて収束させる級数演算係数組更新ステップを更に含む、
ことを特徴とする付記１０乃至１４の何れか１項に記載の歪補償方法。
（付記１６）
前記級数演算係数組更新ステップは、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号頻度分布に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする付記１５に記載の歪補償方法。
（付記１７）
前記級数演算係数組更新ステップは、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号電力に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする付記１５に記載の歪補償方法。
（付記１８）
前記級数演算処理は、べき級数演算処理である、
ことを特徴とする付記１０乃至１７の何れか１項に記載の歪補償方法。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】第１実施形態の構成図である。
【図２】セレクタによるべき級数の選択動作を示す動作フローチャートである。
【図３】複数のべき級数を用いた歪補償の概念図（入力電力対アンプ逆特性（ゲイン特性）の例を示した図）である。
【図４】第２の実施形態の構成図である。
【図５】信号品質を観測しながら逐次的に閾値を求める閾値決定処理のアルゴリズムの動作フローチャートである。
【図６】最適閾値が算出される概念図である。
【図７】第４の実施形態による歪補償装置の構成図である。
【図８】第５の実施形態による歪補償装置の構成図である。
【図９】第６の実施形態による歪補償装置の構成図である。
【図１０】３つのべき級数演算係数組が使用される場合の送信信号の頻度分布と収束係数の関係の一例を示す図である。
【図１１】プリディストーション方式の原理図である。
【図１２】送信アンプの非線形特性に起因するスペクトラム特性の劣化についての説明図である。
【図１３】従来の歪補償装置の構成図である。
【符号の説明】
【００７１】
１０１、４０４、１３０１ プリディストーション部（ＰＤ部）
１０２、４０２ セレクタ
１０３、４０３ 電力変換部
４０１ 係数メモリ部
７０１ スペクトラム測定部
７０２、８０２ 最適閾値算出部
８０１ 誤差平均部
９０１、１３１２ 係数更新部
１３０２ Ｄ／Ａコンバータ
１３０３ 直交変調器
１３０４、１３０９ ローカル発振器
１３０５ 送信アンプ
１３０６ カップラ
１３０７ 送信アンテナ
１３０８ ダウンコンバータ
１３１０ Ａ／Ｄコンバータ
１３１１ 減算器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置において、
複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する前記級数演算処理を前記送信信号に対して実行する級数演算処理手段と、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算処理手段における複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる選択手段と、
を含むことを特徴とする歪補償装置。
【請求項２】
送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置において、
複数の級数演算係数組をそれぞれ記憶する級数演算係数組記憶手段と、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算係数組記憶手段から前記複数の級数演算係数組のうちの１組を選択し、該選択された級数演算係数組によって前記級数演算処理を実行させる選択手段と、
を含むことを特徴とする歪補償装置。
【請求項３】
前記送信信号の電力に基づく前記選択手段による選択処理における該電力の閾値を、前記送信信号又は前記復調信号の信号品質に基づいて決定する閾値決定手段を更に含む、
ことを特徴とする請求項１又は２の何れか１項に記載の歪補償装置。
【請求項４】
前記送信信号又は前記復調信号の周波数特性を測定する周波数特性測定手段を更に含み、
前記閾値決定手段は、前記周波数特性測定手段の測定結果に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする請求項３に記載の歪補償装置。
【請求項５】
前記閾値決定手段は、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする請求項３に記載の歪補償装置。
【請求項６】
前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となるように適応アルゴリズムを用いて収束させる級数演算係数組更新手段を更に含む、
ことを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の歪補償装置。
【請求項７】
前記級数演算係数組更新手段は、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号頻度分布に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする請求項６に記載の歪補償装置。
【請求項８】
前記級数演算係数組更新手段は、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号電力に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を
決定する、
ことを特徴とする請求項６に記載の歪補償装置。
【請求項９】
前記級数演算処理は、べき級数演算処理である、
ことを特徴とする請求項１乃至８の何れか１項に記載の歪補償装置。
【請求項１０】
送信信号の電力増幅等を行い、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる歪補償方法において、
複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する前記級数演算処理を前記送信信号に対して実行する級数演算処理ステップと、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算処理ステップにおける複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる選択ステップと、
を含むことを特徴とする歪補償方法。
【請求項１】
送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置において、
複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する前記級数演算処理を前記送信信号に対して実行する級数演算処理手段と、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算処理手段における複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる選択手段と、
を含むことを特徴とする歪補償装置。
【請求項２】
送信信号の電力増幅等を行う回路と、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる回路を有する歪補償装置において、
複数の級数演算係数組をそれぞれ記憶する級数演算係数組記憶手段と、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算係数組記憶手段から前記複数の級数演算係数組のうちの１組を選択し、該選択された級数演算係数組によって前記級数演算処理を実行させる選択手段と、
を含むことを特徴とする歪補償装置。
【請求項３】
前記送信信号の電力に基づく前記選択手段による選択処理における該電力の閾値を、前記送信信号又は前記復調信号の信号品質に基づいて決定する閾値決定手段を更に含む、
ことを特徴とする請求項１又は２の何れか１項に記載の歪補償装置。
【請求項４】
前記送信信号又は前記復調信号の周波数特性を測定する周波数特性測定手段を更に含み、
前記閾値決定手段は、前記周波数特性測定手段の測定結果に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする請求項３に記載の歪補償装置。
【請求項５】
前記閾値決定手段は、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差に基づいて前記閾値を決定する、
ことを特徴とする請求項３に記載の歪補償装置。
【請求項６】
前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、前記復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となるように適応アルゴリズムを用いて収束させる級数演算係数組更新手段を更に含む、
ことを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の歪補償装置。
【請求項７】
前記級数演算係数組更新手段は、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号頻度分布に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を決定する、
ことを特徴とする請求項６に記載の歪補償装置。
【請求項８】
前記級数演算係数組更新手段は、前記複数の級数演算係数組のそれぞれについて、該各組が対応する電力範囲毎の信号電力に従って、前記適応アルゴリズムにおける収束係数を
決定する、
ことを特徴とする請求項６に記載の歪補償装置。
【請求項９】
前記級数演算処理は、べき級数演算処理である、
ことを特徴とする請求項１乃至８の何れか１項に記載の歪補償装置。
【請求項１０】
送信信号の電力増幅等を行い、そこから出力される送信信号をフィードバックさせて復調信号を取得し、該復調信号と前記電力増幅等の前段の送信信号との誤差が最小となる級数演算係数組を算出して保持しながら、該級数演算係数組に基づいて前記送信信号に対する級数演算処理を該送信信号の歪補償として実行しその演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる歪補償方法において、
複数の級数演算係数組のそれぞれに対応する前記級数演算処理を前記送信信号に対して実行する級数演算処理ステップと、
前記送信信号の電力に基づいて前記級数演算処理ステップにおける複数の級数演算処理のうちの１つを選択し、その演算結果を前記電力増幅等を行う回路へ入力させる選択ステップと、
を含むことを特徴とする歪補償方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１０−６８２１７（Ｐ２０１０−６８２１７Ａ）
【公開日】平成２２年３月２５日（２０１０．３．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２３２２９４（Ｐ２００８−２３２２９４）
【出願日】平成２０年９月１０日（２００８．９．１０）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年３月２５日（２０１０．３．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年９月１０日（２００８．９．１０）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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