水晶発振器
【課題】電源電圧が低電圧化されても安定した発振動作が可能な水晶発振器を提供する。
【解決手段】本発明の水晶発振器は、高電位側電源と水晶振動子（２）の一端並びに他端との間に設けられた第１，第２の抵抗（Ｒ１，Ｒ２）と、その一方の主端子が前記水晶振動子の一端並びに他端と接続された第１，第２のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）と、第１，第２のトランジスタの他方の主端子間に接続されたキャパシタ（Ｃ１）と、第１，第２のトランジスタの他方の主端子と低電位側電源との間に設けられた電流源（ＩＲ１，ＩＲ２）又は抵抗と、第１，第２のトランジスタの一方の主端子と第２，第１のトランジスタの制御端子との間に設けられ、一方の主端子の電圧に追従するとともに一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して制御端子に印加させる第１，第２の電圧フォロワ回路（４，５）と、を備える。
【解決手段】本発明の水晶発振器は、高電位側電源と水晶振動子（２）の一端並びに他端との間に設けられた第１，第２の抵抗（Ｒ１，Ｒ２）と、その一方の主端子が前記水晶振動子の一端並びに他端と接続された第１，第２のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）と、第１，第２のトランジスタの他方の主端子間に接続されたキャパシタ（Ｃ１）と、第１，第２のトランジスタの他方の主端子と低電位側電源との間に設けられた電流源（ＩＲ１，ＩＲ２）又は抵抗と、第１，第２のトランジスタの一方の主端子と第２，第１のトランジスタの制御端子との間に設けられ、一方の主端子の電圧に追従するとともに一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して制御端子に印加させる第１，第２の電圧フォロワ回路（４，５）と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶発振器、特にオーバートーン水晶発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
図９は以下の特許文献１に開示された従来の水晶発振器の構成を示した図である。
【０００３】
まず、図９に示す従来の水晶発振器の構成を説明する。図９に示す従来の水晶発振器は、２つのＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２を含んで成る。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して直流電源１０と接続されており、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタはそれぞれ電流源ＩＲ１，ＩＲ２を介して低電位側電源と接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の互いのエミッタ間には周波数決定用のキャパシタＣ１が接続されている。水晶振動子２はＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の互いのコレクタ間に配設されている。ＮＰＮ型トランジスタＴ１のベースはＮＰＮ型トランジスタＴ２のコレクタと接続されている一方で、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のベースはＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタと接続されている。そして、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２は水晶発振器の出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２と接続され、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から発振信号が取り出されている。
【０００４】
つぎに、図９に示す従来の水晶発振器の動作の概要を説明する。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタバイアス電圧及びベースバイアス電圧は、直流電源１０の電源電圧から抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧降下分を減じた電圧であり、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタバイアス電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタバイアス電圧及びベースバイアス電圧からＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧である。
【０００５】
さらに、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２に出現する発振信号はともに急峻なバンドパスフィルタの特性波形（正弦波状の波形）と擬制され且つ互いに逆相の関係にある。また、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧（水晶振動子２の一端Ａ１の電圧）と、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のエミッタ電圧（電流源ＩＲ２の一端Ｂ２の電圧）とは互いに同相の関係にあり、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のコレクタ電圧（水晶振動子２の他端Ａ２の電圧）と、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のエミッタ電圧（電流源ＩＲ１の一端Ｂ１の電圧）とは互いに同相の関係にある。
【０００６】
換言すると、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり、且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）分離れた関係にあり、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のコレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり、且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）分離れた関係にある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特表２００１−５２１７０３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
水晶発振器の分野では、小チップ化や低消費電力化が要求されており、それらの要求を実現するための対策の一つとして電源電圧の低電圧化が挙げられている。ただし、図９に示すような従来の水晶発振器の構成の場合、電源電圧の低電圧化に伴って、つぎのような課題が生じることとなる。図９に示す構成を例に挙げて説明すると、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２では、電源電圧が低下すれば、コレクタバイアス電圧が低下し、ひいてはコレクタ−エミッタ間電圧が低下する。この結果として、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の動作領域がバイポーラトランジスタにおける飽和領域となり、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２の電圧波形の振幅が制限され、ひいては出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から取り出されている発振信号の振幅が制限されることとなる。それゆえに、信号（signal）対雑音(noise)比（Ｓ／Ｎ比）を稼ぐことができず、ノイズ特性の改善が困難であるという課題があった。
【０００９】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な水晶発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の課題を解決するために、本発明のある形態（ａｓｐｅｃｔ）に係る水晶発振器は、高電位側電源と水晶振動子の一端との間に設けられた第１の抵抗と、前記高電位側電源と前記水晶振動子の他端との間に設けられた第２の抵抗と、その一方の主端子が前記水晶振動子の一端と接続された第１のトランジスタと、その一方の主端子が前記水晶振動子の他端と接続された第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタの他方の主端子と前記第２のトランジスタの他方の主端子との間に接続された第１のキャパシタと、前記第１のトランジスタの他方の主端子と前記低電位側電源との間に設けられた第１の電流規定要素と、 前記第２のトランジスタの他方の主端子と前記低電位側電源との間に設けられた第２の電流規定要素と、前記第１のトランジスタの一方の主端子と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられ、当該一方の主端子の電圧に追従するとともに当該一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して当該制御端子に印加させる第１の電圧フォロワ回路と、前記第２のトランジスタの一方の主端子と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられ、当該一方の主端子の電圧に追従するとともに当該一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して当該制御端子に印加させる第２の電圧フォロワ回路と、を備える、ものである。 ここで、第１のトランジスタ並びに第２のトランジスタの「主端子」は、負荷電流が流れる端子のことであり、例えば、ＭＯＳトランジスタにおけるソース及びドレインや、バイポーラトランジスタにおけるエミッタ及びコレクタのことを指すものと定義する。また、第１のトランジスタ並びに第２のトランジスタの「制御端子」は、制御電圧が印加される端子のことであり、例えば、ＭＯＳトランジスタにおけるゲートや、バイポーラトランジスタにおけるベースのことを指すものと定義する。また、「直流オフセット電圧」とは、第１の電圧フォロワ回路並びに第２の電圧フォロワ回路が、バイポーラトランジスタで構成されたエミッタ・フォロワ回路の場合にはベース−エミッタ間電圧のことを指しており、ＭＯＳトランジスタで構成されたソース・フォロワ回路の場合にはゲート−ソース間電圧のことを指すものと定義する。また、「第１、第２の電流規定要素」とは、第１、第２のトランジスタに流れる電流を規定する電流源又は抵抗のことを指すものと定義する。
【００１１】
この構成によれば、第１のトランジスタ並びに第２のトランジスタそれぞれの低電位電源側の主端子の電圧は、高電位側電源と低電位側電源との差である電源電圧から第１の抵抗及び第２の抵抗の電圧降下分を減じた電圧に対して、第１のトランジスタ並びに第２のトランジスタそれぞれの制御端子と低電位電源側の主端子との間の直流オフセット電圧を減じ、さらに第１の電圧フォロワ回路及び第２の電圧フォロワ回路の直流オフセット電圧を減じた電圧となる。この結果、従来の水晶発振器と対比して、第１の電圧フォロワ回路及び第２の電圧フォロワ回路の直流オフセット電圧分、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタのダイナミックレンジが拡大しており、電源電圧が低電圧化された場合であっても、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタの飽和を抑制することができる。この結果として、Ｓ／Ｎ比を稼ぐことができ、ノイズ特性の更なる改善を図ることができる。
【００１２】
前記水晶発振器において、前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成されている、としてもよい。
【００１３】
前記水晶発振器において、前記水晶振動子の一端と前記第１の電圧フォロワ回路との間に設けられた第１のハイパスフィルタと、前記水晶振動子の他端と前記第２の電圧フォロワ回路との間に設けられた第２のハイパスフィルタと、を備え、前記第１のハイパスフィルタ及び前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数は、発振信号の基本波を除去するとともにオーバートーン発振が可能となるように設定されている、としてもよい。
【００１４】
この構成によれば、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することが可能となる。
【００１５】
前記水晶発振器において、前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第１のハイパスフィルタは、前記水晶振動子の一端と前記第３のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第３のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第５の抵抗と、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第３のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第６の抵抗と、を備えてなり、前記第２のハイパスフィルタは、前記水晶振動子の他端と前記第４のトランジスタの制御端子との間に設けられた第３のキャパシタと、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第４のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第７の抵抗と、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第４のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第８の抵抗と、を備えてなる、としてもよい。
【００１６】
この構成によれば、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することが可能となる。さらに、第５の抵抗と第６の抵抗との抵抗比を調整することで、第１の電圧フォロワ回路の第３のトランジスタの制御端子に印加される直流バイアス電圧、ひいては直流オフセット電圧を任意に調整することが可能となる。同様に、第７の抵抗と第８の抵抗との抵抗比を調整することで、第２の電圧フォロワ回路の第４のトランジスタの制御端子に印加される直流バイアス電圧、ひいては直流オフセット電圧を任意に調整することが可能となる。
【００１７】
前記水晶発振器において、前記第１の電圧フォロワ回路と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられた第１のハイパスフィルタと、前記第２の電圧フォロワ回路と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のハイパスフィルタと、を備え、 前記第１のハイパスフィルタ及び前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数は、発振信号の基本波を除去するとともにオーバートーン発振が可能となるように設定されている、としてもよい。
【００１８】
この構成によれば、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することが可能となる。
【００１９】
前記水晶発振器において、前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第１のハイパスフィルタは、前記第３のトランジスタの一方の主端子と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第２のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第５の抵抗と、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第２のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第６の抵抗と、を備えてなり、前記第２のハイパスフィルタは、前記第４のトランジスタの一方の主端子と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられた第３のキャパシタと、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第１のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第７の抵抗と、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第１のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第８の抵抗と、を備えてなる、としてもよい。
【００２０】
この構成によれば、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することが可能となる。さらに、第５の抵抗と第６の抵抗との抵抗比を調整することで、第１の電圧フォロワ回路の第３のトランジスタの制御端子に印加される直流バイアス電圧、ひいては直流オフセット電圧を任意に調整することが可能となる。同様に、第７の抵抗と第８の抵抗との抵抗比を調整することで、第２の電圧フォロワ回路の第４のトランジスタの制御端子に印加される直流バイアス電圧、ひいては直流オフセット電圧を任意に調整することが可能となる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、電源電圧が低電圧化されても安定した発振動作が可能な水晶発振器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】図１は本発明の実施の形態１に係る水晶発振器の構成例を示した図である。
【図２】図２は図１に示すＮＰＮ型トランジスタのコレクタ電圧とエミッタ電圧との波形例を示した図である。
【図３】図３は図９に示すＮＰＮ型トランジスタのコレクタ電圧とエミッタ電圧との波形例を示した図である。
【図４】図４は本発明の実施の形態１に係る水晶発振器の変形例を示した図である。
【図５】図５は本発明の実施の形態１に係る水晶発振器のその他の変形例を示した図である。
【図６】図６は本発明の実施の形態２に係る水晶発振器の構成例を示した図である。
【図７】図７は図６に示すハイパスフィルタのカットオフ周波数を説明するための図である。
【図８】図８は本発明の実施の形態２に係る水晶発振器の変形例を示した図である。
【図９】図９は従来の水晶発振器の構成を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
（実施の形態１）
［構成例］
図１は本発明の実施の形態１に係る水晶発振器の構成例を示した図である。
【００２４】
図１に示す水晶発振器は、図９に示す従来の水晶発振器と対比して、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２とＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベースとの間に、エミッタ電圧がベース電圧からベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧に追従するエミッタ・フォロワ回路（コレクタ接地回路）４，５が配設されている点が異なっている。
【００２５】
図１に示す水晶発振器は、外付けされている水晶振動子２の一端Ａ１は、抵抗Ｒ１を介して直流電源１０（高電位側電源の一例）と接続されているとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ１、電流源ＩＲ１（電流規定要素の一例）を介してグランド（低電位側電源の一例）と接続されている。同様に、水晶振動子２の他端Ａ２は、抵抗Ｒ２を介して直流電源１０と接続されているとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ２、電流源ＩＲ２（電流規定要素の一例）を介してグランドと接続されている。つまり、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して直流電源１０と接続されており、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタはそれぞれ電流源ＩＲ１，ＩＲ２を介してグランドと接続されている。また、水晶振動子２は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の互いのコレクタ間に配設されている。
【００２６】
ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の互いのエミッタ間にはキャパシタＣ１が接続されている。キャパシタＣ１はその容量値に基づいて発振信号の周波数を決定する役割を果たしている。詳述すると、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース−エミッタ間の抵抗成分とキャパシタＣ１とによってＲＣフィルタ回路が形成され、このＲＣフィルタ回路の時定数ＲＣにより発振信号の周波数が決定される。また、キャパシタＣ１は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタ電圧波形を互いに逆相の関係にすべくＤＣカットの役割も果たしている。
【００２７】
また、水晶振動子２と並列にキャパシタＣ２が接続されている。水晶振動子２はインダクタ（Ｌ）、キャパシタ（Ｃ）、抵抗（Ｒ）を直列又は並列に接続して構成されており、キャパシタＣ２は、発振信号の周波数を所望の周波数とすべく、水晶振動子２のキャパシタの容量値を補正する役割を果たしている。
【００２８】
ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタは、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベースと接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して直流電源１０と接続されている。また、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタはそれぞれ電流源ＩＲ３，ＩＲ４を介してグランドと接続されている。以上の構成により、エミッタ・フォロワ回路４，５が形成されている。
【００２９】
なお、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタはそれぞれ水晶発振器の出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２と接続され、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から発振信号が取り出されている。この発振信号は、水晶発振器の後段のＰＬＬ回路の参照クロック等として用いられる。このように、エミッタ・フォロワ回路４，５の出力から発振信号が取り出されることで、水晶発振器自身の特性に影響を与えることなく、後段の回路へ発振信号を供給することができる。
【００３０】
［動作例］
図１に示す水晶発振器の動作例を説明する。
【００３１】
ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタバイアス電圧は、直流電源１０の電源電圧から抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧降下分を減じた電圧である。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベースバイアス電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタバイアス電圧からＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧である。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタバイアス電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベースバイアス電圧からＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧である。つまり、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタバイアス電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１〜Ｔ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥが全て同一の値とみなせば、直流電源１０の電源電圧から抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧降下分を減じた電圧に対して、さらにベース−エミッタ間電圧ＶＢＥの２倍（２ＶＢＥ）を減じた電圧である。
【００３２】
水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２に出現する発振信号はともに急峻なバンドパスフィルタの特性波形（正弦波状の波形）と擬制され且つ互いに逆相の関係にある。これらの発振信号は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタ電圧になるとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベース電圧にもなっている。
【００３３】
エミッタ・フォロワ回路４，５の特性により、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタ電圧は、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２に出現する発振信号からベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧であるとともに、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２に出現する発振信号（つまりベース電圧）とは同相の関係にある。
【００３４】
また、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタ電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース電圧になる。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタ電圧とベース電圧とは逆相の関係にある。
【００３５】
一方、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタ電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース電圧からベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧であり、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース電圧とは同相の関係にある。
【００３６】
以上より、図２に示されるように、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）の２倍の電圧（約１．４Ｖ）分離れた関係にある。図２は図１に示すＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧とエミッタ電圧との波形例を示した図である。同様に、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のコレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）の２倍の電圧（約１．４Ｖ）分離れた関係にある。
【００３７】
ここで、図２に示す波形図の比較例として、図３には図９に示すＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧とエミッタ電圧との波形例が示されている。図９に示すＮＰＮ型トランジスタＴ１の場合、コレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）分離れた関係にある。従って、図２に示す波形図と比較してみると、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧の下限とエミッタ電圧の上限との間に余裕がなく、ＮＰＮ型トランジスタＴ１の飽和が起こり易いことが分かる。なお、ＮＰＮ型トランジスタＴ２についても同様である。
【００３８】
以上、図１に示す水晶発振器の構成によれば、図９に示す従来の水晶発振器の構成と対比して、直流電源１０の電源電圧が低下する場合、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の飽和を抑制することができる。この結果として、Ｓ／Ｎ比を稼ぐことができ、ノイズ特性の更なる改善を図ることができる。
【００３９】
［変形例］
図１に示す水晶発振器は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２及び／又はＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４を、ＰＮＰ型トランジスタに置き換えて構成されてもよい。また、図１に示す水晶発振器は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２及び／又はＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４を、ＮＭＯＳトランジスタ又はＰＭＯＳトランジスタに置き換えて構成されてもよい。
【００４０】
なお、本発明において、トランジスタの「主端子」とは、負荷電流が流れる端子のことであり、例えば、ＭＯＳトランジスタにおけるソース及びドレインや、バイポーラトランジスタにおけるエミッタ及びコレクタのことを指している。また、トランジスタの「制御端子」とは、制御電圧が印加される端子のことであり、例えば、ＭＯＳトランジスタにおけるゲートや、バイポーラトランジスタにおけるベースのことを指している。
【００４１】
また、本発明において、「電圧フォロワ回路の直流オフセット電圧」とは、エミッタ・フォロワ回路４，５のようにバイポーラトランジスタで構成されたエミッタ・フォロワ回路の場合には当該バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧のことを指し、ＭＯＳトランジスタで構成されたソース・フォロワ回路の場合にはゲート−ソース間電圧のことを指すものとする。
【００４２】
図４は、本発明の実施の形態１に係る水晶発振器の変形例として、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２をＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２に置き換えた構成例を示した図である。
【００４３】
図５は、本発明の実施の形態１に係る水晶発振器のその他の変形例として、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２をＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２に置き換えるとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４をＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４に置き換えた構成例を示した図である。なお、ＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４は、ソース電圧がゲート電圧からゲート−ソース間電圧ＶＧＳを減じた電圧に追従するソース・フォロワ回路６，７を構成している。ＭＯＳトランジスタは一般的にバイポーラトランジスタよりも低電圧で動作可能ではあるものの、電源電圧の低下に伴ってＭＯＳトランジスタにおける非飽和領域で動作する事となり、ゲインの低下につながる。このため、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４をＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４に置き換えて、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２と電流源ＩＲ１，ＩＲ２の一端Ｂ１，Ｂ２との間にＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧の２倍の電圧が確保されることで、より安定した発振動作を実現することが可能となる。なお、バイポーラトランジスタで構成した方がＭＯＳトランジスタで構成するよりも１／ｆノイズが抑制されるという効果がある。
【００４４】
また、本発明において「電流規定要素」とは、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２に流れる電流を規定する電流源ＩＲ１，ＩＲ２や抵抗のことを指す。つまり、電流源ＩＲ１，ＩＲ２をそれぞれ抵抗に置き換えても、上記と同様の効果が得られる。また、電流源ＩＲ３，ＩＲ４をそれぞれ抵抗に置き換えてもよいし、電流源ＩＲ１，ＩＲ２，ＩＲ３，ＩＲ４すべてを抵抗に置き換えてもよい。但し、これらの抵抗には一定の電流が流れず、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２の電圧波形に追従した電流波形が出現するため、ゲインの観点からは電流源ＩＲ１，ＩＲ２を用いた方が好適である。
（実施の形態２）
［構成例］
図６は本発明の実施の形態２に係る水晶発振器の構成例を示した図である。
【００４５】
図６に示す水晶発振器は、図１に示す水晶発振器と対比して、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２とＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベースとの間にハイパスフィルタ２０，２１が配設されている点が異なっている。
【００４６】
水晶振動子２の一端Ａ１とＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとの間にキャパシタＣ３が接続されている。キャパシタＣ３の一方の（ＮＰＮ型トランジスタＴ３のベース側の）電極は、抵抗Ｒ５を介して直流電源１０と接続されているとともに、抵抗Ｒ６を介してグランドと接続されている。同様に、水晶振動子２の他端Ａ２とＮＰＮ型トランジスタＴ４のベースとの間にキャパシタＣ４が接続されている。キャパシタＣ４の一方の（ＮＰＮ型トランジスタＴ４のベース側の）電極は、抵抗Ｒ７を介して直流電源１０と接続されているとともに、抵抗Ｒ８を介してグランドと接続されている。
【００４７】
［動作例］
図６に示す水晶発振器の動作例を説明する。
【００４８】
図６に示す水晶発振器の基本的な発振動作については図１に示す水晶発振器と同様である。但し、図６に示す水晶発振器では、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２とエミッタ・フォロワ回路４，５のＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベースとの間にハイパスフィルタ２０，２１が配設されている。なお、ハイパスフィルタ２０，２１のカットオフ周波数ｆｃは、図７に示すように、発振信号の基本波ｆを除去するとともに、３次（基本波ｆの３倍）のオーバートーン発振が可能となるように設定されている。
【００４９】
水晶振動子２の一端Ａ１側のハイパスフィルタ２０は、抵抗Ｒ５，Ｒ６とキャパシタＣ３とから成る。詳述すると、水晶振動子２の一端Ａ１とＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとの間に設けられたキャパシタＣ３と、キャパシタＣ３の一方の電極とＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとを互いに接続する接続点と直流電源１０との間に設けられた抵抗Ｒ５と、キャパシタＣ３の一方の電極とＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとを互いに接続する接続点とグランドとの間に設けられた抵抗Ｒ６と、を備えてなる。
【００５０】
ここで、直流電源１０の電源電圧を抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗比により分圧した電圧がＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースバイアス電圧となっている。従って、抵抗Ｒ５，Ｒ６は、ハイパスフィルタ２０の構成の一部であるとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースバイアス電圧、ひいてはベース−エミッタ間電圧を調整する役割も果たしている。水晶振動子２の他端Ａ２側のハイパスフィルタ２１も同様であるため、説明を省略する。
【００５１】
以上、図６に示す水晶発振器によれば、実施の形態１と同様に、直流電源１０の電源電圧が低下する場合であっても、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の飽和を抑制することができる。この結果として、Ｓ／Ｎ比を稼ぐことができ、ノイズ特性の更なる改善を図ることができる。
【００５２】
また、オーバートーン発振が可能となるようにハイパスフィルタ２０，２１の抵抗（Ｒ５〜Ｒ８）及びキャパシタＣ３，Ｃ４の部品を選定すれば、３次オーバートーン水晶発振器を容易に実現することができる。なお、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース−エミッタ間の抵抗成分とキャパシタＣ１とから成るＲＣフィルタ回路によって３次オーバートーン水晶発振器を実現することもできるが、オーバートーン発振が可能となるように当該ＲＣフィルタ回路の時定数を半導体プロセス工程で調整しておくことは困難である。
【００５３】
また、ハイパスフィルタ２０，２１は水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２とエミッタ・フォロワ回路４，５との間に設けられているので、水晶発振器の発振回路の動作に影響を与えないように、３次オーバートーン水晶発振器を実現することができる。
【００５４】
また、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との抵抗比を調整することで、ＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースバイアス電圧、ひいてはそのベース−エミッタ間電圧を任意に調整することが可能となる。同様に、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との抵抗比を調整することで、ＮＰＮ型トランジスタＴ４のベースバイアス電圧、ひいてはそのベース−エミッタ間電圧を任意に調整することが可能となる。
【００５５】
［変形例］
図８は本発明の実施の形態２に係る水晶発振器の変形例を示した図である。図８に示す水晶発振器が図６に示す水晶発振器と相違する点は、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタとＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベースとの間にハイパスフィルタ２２，２３が配設されている点である。
【００５６】
水晶振動子２の一端Ａ１側のハイパスフィルタ２２は、ＮＰＮ型トランジスタＴ３のエミッタとＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとの間に設けられたキャパシタＣ３と、前記キャパシタＣ３の一方の電極とＮＰＮ型トランジスタＴ２のベースとを互いに接続する接続点と直流電源１０との間に設けられた抵抗Ｒ５と、キャパシタＣ３の一方の電極とＮＰＮ型トランジスタＴ２のベースとを互いに接続する接続点とグランドとの間に設けられた抵抗Ｒ６と、を備えてなる。水晶振動子２の他端Ａ２側のハイパスフィルタ２３についても同様に構成されている。
【００５７】
本構成によっても、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することができる。さらに、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との抵抗比を調整することで、ＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースバイアス電圧、ひいてはそのベース−エミッタ間電圧を任意に調整することが可能となる。同様に、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との抵抗比を調整することで、ＮＰＮ型トランジスタＴ４のベースバイアス電圧、ひいてはそのベース−エミッタ間電圧を任意に調整することが可能となる。
【００５８】
上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されているべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明は、電源電圧の低電圧化が求められる水晶発振器、特にオーバートーン水晶発振器にとって有用である。
【符号の説明】
【００６０】
２…水晶振動子
４…エミッタ・フォロワ回路（第１の電圧フォロワ回路）
５…エミッタ・フォロワ回路（第２の電圧フォロワ回路）
６…ソース・フォロワ回路（第１の電圧フォロワ回路）
７…ソース・フォロワ回路（第２の電圧フォロワ回路）
１０…直流電源（高電位側電源）
Ｔ１…ＮＰＮ型トランジスタ（第１のトランジスタ）
Ｔ２…ＮＰＮ型トランジスタ（第２のトランジスタ）
Ｔ３…ＮＰＮ型トランジスタ（第３のトランジスタ）
Ｔ４…ＮＰＮ型トランジスタ（第４のトランジスタ）
Ｃ１…キャパシタ（第１のキャパシタ）
Ｃ２…キャパシタ
Ｃ３…キャパシタ（第２のキャパシタ）
Ｃ４…キャパシタ（第３のキャパシタ）
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２…出力端子
Ｒ１…抵抗（第１の抵抗）
Ｒ２…抵抗（第２の抵抗）
Ｒ３…抵抗（第３の抵抗）
Ｒ４…抵抗（第４の抵抗）
Ｒ５…抵抗（第５の抵抗）
Ｒ６…抵抗（第６の抵抗）
Ｒ７…抵抗（第７の抵抗）
Ｒ８…抵抗（第８の抵抗）
ＩＲ１…電流源（第１の電流規定要素）
ＩＲ２…電流源（第２の電流規定要素）
ＩＲ３…電流源（第３の電流規定要素）
ＩＲ４…電流源（第４の電流規定要素）
２０…ハイパスフィルタ（第１のハイパスフィルタ）
２１…ハイパスフィルタ（第２のハイパスフィルタ）
２２…ハイパスフィルタ（第１のハイパスフィルタ）
２３…ハイパスフィルタ（第２のハイパスフィルタ）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶発振器、特にオーバートーン水晶発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
図９は以下の特許文献１に開示された従来の水晶発振器の構成を示した図である。
【０００３】
まず、図９に示す従来の水晶発振器の構成を説明する。図９に示す従来の水晶発振器は、２つのＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２を含んで成る。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して直流電源１０と接続されており、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタはそれぞれ電流源ＩＲ１，ＩＲ２を介して低電位側電源と接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の互いのエミッタ間には周波数決定用のキャパシタＣ１が接続されている。水晶振動子２はＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の互いのコレクタ間に配設されている。ＮＰＮ型トランジスタＴ１のベースはＮＰＮ型トランジスタＴ２のコレクタと接続されている一方で、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のベースはＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタと接続されている。そして、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２は水晶発振器の出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２と接続され、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から発振信号が取り出されている。
【０００４】
つぎに、図９に示す従来の水晶発振器の動作の概要を説明する。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタバイアス電圧及びベースバイアス電圧は、直流電源１０の電源電圧から抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧降下分を減じた電圧であり、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタバイアス電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタバイアス電圧及びベースバイアス電圧からＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧である。
【０００５】
さらに、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２に出現する発振信号はともに急峻なバンドパスフィルタの特性波形（正弦波状の波形）と擬制され且つ互いに逆相の関係にある。また、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧（水晶振動子２の一端Ａ１の電圧）と、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のエミッタ電圧（電流源ＩＲ２の一端Ｂ２の電圧）とは互いに同相の関係にあり、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のコレクタ電圧（水晶振動子２の他端Ａ２の電圧）と、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のエミッタ電圧（電流源ＩＲ１の一端Ｂ１の電圧）とは互いに同相の関係にある。
【０００６】
換言すると、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり、且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）分離れた関係にあり、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のコレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり、且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）分離れた関係にある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特表２００１−５２１７０３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
水晶発振器の分野では、小チップ化や低消費電力化が要求されており、それらの要求を実現するための対策の一つとして電源電圧の低電圧化が挙げられている。ただし、図９に示すような従来の水晶発振器の構成の場合、電源電圧の低電圧化に伴って、つぎのような課題が生じることとなる。図９に示す構成を例に挙げて説明すると、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２では、電源電圧が低下すれば、コレクタバイアス電圧が低下し、ひいてはコレクタ−エミッタ間電圧が低下する。この結果として、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の動作領域がバイポーラトランジスタにおける飽和領域となり、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２の電圧波形の振幅が制限され、ひいては出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から取り出されている発振信号の振幅が制限されることとなる。それゆえに、信号（signal）対雑音(noise)比（Ｓ／Ｎ比）を稼ぐことができず、ノイズ特性の改善が困難であるという課題があった。
【０００９】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な水晶発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の課題を解決するために、本発明のある形態（ａｓｐｅｃｔ）に係る水晶発振器は、高電位側電源と水晶振動子の一端との間に設けられた第１の抵抗と、前記高電位側電源と前記水晶振動子の他端との間に設けられた第２の抵抗と、その一方の主端子が前記水晶振動子の一端と接続された第１のトランジスタと、その一方の主端子が前記水晶振動子の他端と接続された第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタの他方の主端子と前記第２のトランジスタの他方の主端子との間に接続された第１のキャパシタと、前記第１のトランジスタの他方の主端子と前記低電位側電源との間に設けられた第１の電流規定要素と、 前記第２のトランジスタの他方の主端子と前記低電位側電源との間に設けられた第２の電流規定要素と、前記第１のトランジスタの一方の主端子と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられ、当該一方の主端子の電圧に追従するとともに当該一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して当該制御端子に印加させる第１の電圧フォロワ回路と、前記第２のトランジスタの一方の主端子と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられ、当該一方の主端子の電圧に追従するとともに当該一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して当該制御端子に印加させる第２の電圧フォロワ回路と、を備える、ものである。 ここで、第１のトランジスタ並びに第２のトランジスタの「主端子」は、負荷電流が流れる端子のことであり、例えば、ＭＯＳトランジスタにおけるソース及びドレインや、バイポーラトランジスタにおけるエミッタ及びコレクタのことを指すものと定義する。また、第１のトランジスタ並びに第２のトランジスタの「制御端子」は、制御電圧が印加される端子のことであり、例えば、ＭＯＳトランジスタにおけるゲートや、バイポーラトランジスタにおけるベースのことを指すものと定義する。また、「直流オフセット電圧」とは、第１の電圧フォロワ回路並びに第２の電圧フォロワ回路が、バイポーラトランジスタで構成されたエミッタ・フォロワ回路の場合にはベース−エミッタ間電圧のことを指しており、ＭＯＳトランジスタで構成されたソース・フォロワ回路の場合にはゲート−ソース間電圧のことを指すものと定義する。また、「第１、第２の電流規定要素」とは、第１、第２のトランジスタに流れる電流を規定する電流源又は抵抗のことを指すものと定義する。
【００１１】
この構成によれば、第１のトランジスタ並びに第２のトランジスタそれぞれの低電位電源側の主端子の電圧は、高電位側電源と低電位側電源との差である電源電圧から第１の抵抗及び第２の抵抗の電圧降下分を減じた電圧に対して、第１のトランジスタ並びに第２のトランジスタそれぞれの制御端子と低電位電源側の主端子との間の直流オフセット電圧を減じ、さらに第１の電圧フォロワ回路及び第２の電圧フォロワ回路の直流オフセット電圧を減じた電圧となる。この結果、従来の水晶発振器と対比して、第１の電圧フォロワ回路及び第２の電圧フォロワ回路の直流オフセット電圧分、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタのダイナミックレンジが拡大しており、電源電圧が低電圧化された場合であっても、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタの飽和を抑制することができる。この結果として、Ｓ／Ｎ比を稼ぐことができ、ノイズ特性の更なる改善を図ることができる。
【００１２】
前記水晶発振器において、前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成されている、としてもよい。
【００１３】
前記水晶発振器において、前記水晶振動子の一端と前記第１の電圧フォロワ回路との間に設けられた第１のハイパスフィルタと、前記水晶振動子の他端と前記第２の電圧フォロワ回路との間に設けられた第２のハイパスフィルタと、を備え、前記第１のハイパスフィルタ及び前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数は、発振信号の基本波を除去するとともにオーバートーン発振が可能となるように設定されている、としてもよい。
【００１４】
この構成によれば、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することが可能となる。
【００１５】
前記水晶発振器において、前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第１のハイパスフィルタは、前記水晶振動子の一端と前記第３のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第３のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第５の抵抗と、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第３のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第６の抵抗と、を備えてなり、前記第２のハイパスフィルタは、前記水晶振動子の他端と前記第４のトランジスタの制御端子との間に設けられた第３のキャパシタと、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第４のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第７の抵抗と、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第４のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第８の抵抗と、を備えてなる、としてもよい。
【００１６】
この構成によれば、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することが可能となる。さらに、第５の抵抗と第６の抵抗との抵抗比を調整することで、第１の電圧フォロワ回路の第３のトランジスタの制御端子に印加される直流バイアス電圧、ひいては直流オフセット電圧を任意に調整することが可能となる。同様に、第７の抵抗と第８の抵抗との抵抗比を調整することで、第２の電圧フォロワ回路の第４のトランジスタの制御端子に印加される直流バイアス電圧、ひいては直流オフセット電圧を任意に調整することが可能となる。
【００１７】
前記水晶発振器において、前記第１の電圧フォロワ回路と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられた第１のハイパスフィルタと、前記第２の電圧フォロワ回路と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のハイパスフィルタと、を備え、 前記第１のハイパスフィルタ及び前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数は、発振信号の基本波を除去するとともにオーバートーン発振が可能となるように設定されている、としてもよい。
【００１８】
この構成によれば、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することが可能となる。
【００１９】
前記水晶発振器において、前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、前記第１のハイパスフィルタは、前記第３のトランジスタの一方の主端子と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第２のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第５の抵抗と、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第２のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第６の抵抗と、を備えてなり、前記第２のハイパスフィルタは、前記第４のトランジスタの一方の主端子と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられた第３のキャパシタと、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第１のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第７の抵抗と、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第１のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第８の抵抗と、を備えてなる、としてもよい。
【００２０】
この構成によれば、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することが可能となる。さらに、第５の抵抗と第６の抵抗との抵抗比を調整することで、第１の電圧フォロワ回路の第３のトランジスタの制御端子に印加される直流バイアス電圧、ひいては直流オフセット電圧を任意に調整することが可能となる。同様に、第７の抵抗と第８の抵抗との抵抗比を調整することで、第２の電圧フォロワ回路の第４のトランジスタの制御端子に印加される直流バイアス電圧、ひいては直流オフセット電圧を任意に調整することが可能となる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、電源電圧が低電圧化されても安定した発振動作が可能な水晶発振器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】図１は本発明の実施の形態１に係る水晶発振器の構成例を示した図である。
【図２】図２は図１に示すＮＰＮ型トランジスタのコレクタ電圧とエミッタ電圧との波形例を示した図である。
【図３】図３は図９に示すＮＰＮ型トランジスタのコレクタ電圧とエミッタ電圧との波形例を示した図である。
【図４】図４は本発明の実施の形態１に係る水晶発振器の変形例を示した図である。
【図５】図５は本発明の実施の形態１に係る水晶発振器のその他の変形例を示した図である。
【図６】図６は本発明の実施の形態２に係る水晶発振器の構成例を示した図である。
【図７】図７は図６に示すハイパスフィルタのカットオフ周波数を説明するための図である。
【図８】図８は本発明の実施の形態２に係る水晶発振器の変形例を示した図である。
【図９】図９は従来の水晶発振器の構成を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
（実施の形態１）
［構成例］
図１は本発明の実施の形態１に係る水晶発振器の構成例を示した図である。
【００２４】
図１に示す水晶発振器は、図９に示す従来の水晶発振器と対比して、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２とＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベースとの間に、エミッタ電圧がベース電圧からベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧に追従するエミッタ・フォロワ回路（コレクタ接地回路）４，５が配設されている点が異なっている。
【００２５】
図１に示す水晶発振器は、外付けされている水晶振動子２の一端Ａ１は、抵抗Ｒ１を介して直流電源１０（高電位側電源の一例）と接続されているとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ１、電流源ＩＲ１（電流規定要素の一例）を介してグランド（低電位側電源の一例）と接続されている。同様に、水晶振動子２の他端Ａ２は、抵抗Ｒ２を介して直流電源１０と接続されているとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ２、電流源ＩＲ２（電流規定要素の一例）を介してグランドと接続されている。つまり、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して直流電源１０と接続されており、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタはそれぞれ電流源ＩＲ１，ＩＲ２を介してグランドと接続されている。また、水晶振動子２は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の互いのコレクタ間に配設されている。
【００２６】
ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の互いのエミッタ間にはキャパシタＣ１が接続されている。キャパシタＣ１はその容量値に基づいて発振信号の周波数を決定する役割を果たしている。詳述すると、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース−エミッタ間の抵抗成分とキャパシタＣ１とによってＲＣフィルタ回路が形成され、このＲＣフィルタ回路の時定数ＲＣにより発振信号の周波数が決定される。また、キャパシタＣ１は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタ電圧波形を互いに逆相の関係にすべくＤＣカットの役割も果たしている。
【００２７】
また、水晶振動子２と並列にキャパシタＣ２が接続されている。水晶振動子２はインダクタ（Ｌ）、キャパシタ（Ｃ）、抵抗（Ｒ）を直列又は並列に接続して構成されており、キャパシタＣ２は、発振信号の周波数を所望の周波数とすべく、水晶振動子２のキャパシタの容量値を補正する役割を果たしている。
【００２８】
ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタは、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベースと接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して直流電源１０と接続されている。また、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタはそれぞれ電流源ＩＲ３，ＩＲ４を介してグランドと接続されている。以上の構成により、エミッタ・フォロワ回路４，５が形成されている。
【００２９】
なお、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタはそれぞれ水晶発振器の出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２と接続され、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から発振信号が取り出されている。この発振信号は、水晶発振器の後段のＰＬＬ回路の参照クロック等として用いられる。このように、エミッタ・フォロワ回路４，５の出力から発振信号が取り出されることで、水晶発振器自身の特性に影響を与えることなく、後段の回路へ発振信号を供給することができる。
【００３０】
［動作例］
図１に示す水晶発振器の動作例を説明する。
【００３１】
ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタバイアス電圧は、直流電源１０の電源電圧から抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧降下分を減じた電圧である。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベースバイアス電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタバイアス電圧からＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧である。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタバイアス電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベースバイアス電圧からＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧である。つまり、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタバイアス電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１〜Ｔ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥが全て同一の値とみなせば、直流電源１０の電源電圧から抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧降下分を減じた電圧に対して、さらにベース−エミッタ間電圧ＶＢＥの２倍（２ＶＢＥ）を減じた電圧である。
【００３２】
水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２に出現する発振信号はともに急峻なバンドパスフィルタの特性波形（正弦波状の波形）と擬制され且つ互いに逆相の関係にある。これらの発振信号は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタ電圧になるとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベース電圧にもなっている。
【００３３】
エミッタ・フォロワ回路４，５の特性により、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタ電圧は、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２に出現する発振信号からベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧であるとともに、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２に出現する発振信号（つまりベース電圧）とは同相の関係にある。
【００３４】
また、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタ電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース電圧になる。ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタ電圧とベース電圧とは逆相の関係にある。
【００３５】
一方、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタ電圧は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース電圧からベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを減じた電圧であり、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース電圧とは同相の関係にある。
【００３６】
以上より、図２に示されるように、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）の２倍の電圧（約１．４Ｖ）分離れた関係にある。図２は図１に示すＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧とエミッタ電圧との波形例を示した図である。同様に、ＮＰＮ型トランジスタＴ２のコレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）の２倍の電圧（約１．４Ｖ）分離れた関係にある。
【００３７】
ここで、図２に示す波形図の比較例として、図３には図９に示すＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧とエミッタ電圧との波形例が示されている。図９に示すＮＰＮ型トランジスタＴ１の場合、コレクタ電圧とエミッタ電圧とは互いに逆相の関係にあり且つ互いの直流バイアス電圧がベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．７Ｖ）分離れた関係にある。従って、図２に示す波形図と比較してみると、ＮＰＮ型トランジスタＴ１のコレクタ電圧の下限とエミッタ電圧の上限との間に余裕がなく、ＮＰＮ型トランジスタＴ１の飽和が起こり易いことが分かる。なお、ＮＰＮ型トランジスタＴ２についても同様である。
【００３８】
以上、図１に示す水晶発振器の構成によれば、図９に示す従来の水晶発振器の構成と対比して、直流電源１０の電源電圧が低下する場合、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の飽和を抑制することができる。この結果として、Ｓ／Ｎ比を稼ぐことができ、ノイズ特性の更なる改善を図ることができる。
【００３９】
［変形例］
図１に示す水晶発振器は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２及び／又はＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４を、ＰＮＰ型トランジスタに置き換えて構成されてもよい。また、図１に示す水晶発振器は、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２及び／又はＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４を、ＮＭＯＳトランジスタ又はＰＭＯＳトランジスタに置き換えて構成されてもよい。
【００４０】
なお、本発明において、トランジスタの「主端子」とは、負荷電流が流れる端子のことであり、例えば、ＭＯＳトランジスタにおけるソース及びドレインや、バイポーラトランジスタにおけるエミッタ及びコレクタのことを指している。また、トランジスタの「制御端子」とは、制御電圧が印加される端子のことであり、例えば、ＭＯＳトランジスタにおけるゲートや、バイポーラトランジスタにおけるベースのことを指している。
【００４１】
また、本発明において、「電圧フォロワ回路の直流オフセット電圧」とは、エミッタ・フォロワ回路４，５のようにバイポーラトランジスタで構成されたエミッタ・フォロワ回路の場合には当該バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧のことを指し、ＭＯＳトランジスタで構成されたソース・フォロワ回路の場合にはゲート−ソース間電圧のことを指すものとする。
【００４２】
図４は、本発明の実施の形態１に係る水晶発振器の変形例として、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２をＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２に置き換えた構成例を示した図である。
【００４３】
図５は、本発明の実施の形態１に係る水晶発振器のその他の変形例として、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２をＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２に置き換えるとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４をＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４に置き換えた構成例を示した図である。なお、ＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４は、ソース電圧がゲート電圧からゲート−ソース間電圧ＶＧＳを減じた電圧に追従するソース・フォロワ回路６，７を構成している。ＭＯＳトランジスタは一般的にバイポーラトランジスタよりも低電圧で動作可能ではあるものの、電源電圧の低下に伴ってＭＯＳトランジスタにおける非飽和領域で動作する事となり、ゲインの低下につながる。このため、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４をＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４に置き換えて、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２と電流源ＩＲ１，ＩＲ２の一端Ｂ１，Ｂ２との間にＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧の２倍の電圧が確保されることで、より安定した発振動作を実現することが可能となる。なお、バイポーラトランジスタで構成した方がＭＯＳトランジスタで構成するよりも１／ｆノイズが抑制されるという効果がある。
【００４４】
また、本発明において「電流規定要素」とは、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２に流れる電流を規定する電流源ＩＲ１，ＩＲ２や抵抗のことを指す。つまり、電流源ＩＲ１，ＩＲ２をそれぞれ抵抗に置き換えても、上記と同様の効果が得られる。また、電流源ＩＲ３，ＩＲ４をそれぞれ抵抗に置き換えてもよいし、電流源ＩＲ１，ＩＲ２，ＩＲ３，ＩＲ４すべてを抵抗に置き換えてもよい。但し、これらの抵抗には一定の電流が流れず、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２の電圧波形に追従した電流波形が出現するため、ゲインの観点からは電流源ＩＲ１，ＩＲ２を用いた方が好適である。
（実施の形態２）
［構成例］
図６は本発明の実施の形態２に係る水晶発振器の構成例を示した図である。
【００４５】
図６に示す水晶発振器は、図１に示す水晶発振器と対比して、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２とＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベースとの間にハイパスフィルタ２０，２１が配設されている点が異なっている。
【００４６】
水晶振動子２の一端Ａ１とＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとの間にキャパシタＣ３が接続されている。キャパシタＣ３の一方の（ＮＰＮ型トランジスタＴ３のベース側の）電極は、抵抗Ｒ５を介して直流電源１０と接続されているとともに、抵抗Ｒ６を介してグランドと接続されている。同様に、水晶振動子２の他端Ａ２とＮＰＮ型トランジスタＴ４のベースとの間にキャパシタＣ４が接続されている。キャパシタＣ４の一方の（ＮＰＮ型トランジスタＴ４のベース側の）電極は、抵抗Ｒ７を介して直流電源１０と接続されているとともに、抵抗Ｒ８を介してグランドと接続されている。
【００４７】
［動作例］
図６に示す水晶発振器の動作例を説明する。
【００４８】
図６に示す水晶発振器の基本的な発振動作については図１に示す水晶発振器と同様である。但し、図６に示す水晶発振器では、水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２とエミッタ・フォロワ回路４，５のＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のベースとの間にハイパスフィルタ２０，２１が配設されている。なお、ハイパスフィルタ２０，２１のカットオフ周波数ｆｃは、図７に示すように、発振信号の基本波ｆを除去するとともに、３次（基本波ｆの３倍）のオーバートーン発振が可能となるように設定されている。
【００４９】
水晶振動子２の一端Ａ１側のハイパスフィルタ２０は、抵抗Ｒ５，Ｒ６とキャパシタＣ３とから成る。詳述すると、水晶振動子２の一端Ａ１とＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとの間に設けられたキャパシタＣ３と、キャパシタＣ３の一方の電極とＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとを互いに接続する接続点と直流電源１０との間に設けられた抵抗Ｒ５と、キャパシタＣ３の一方の電極とＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとを互いに接続する接続点とグランドとの間に設けられた抵抗Ｒ６と、を備えてなる。
【００５０】
ここで、直流電源１０の電源電圧を抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗比により分圧した電圧がＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースバイアス電圧となっている。従って、抵抗Ｒ５，Ｒ６は、ハイパスフィルタ２０の構成の一部であるとともに、ＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースバイアス電圧、ひいてはベース−エミッタ間電圧を調整する役割も果たしている。水晶振動子２の他端Ａ２側のハイパスフィルタ２１も同様であるため、説明を省略する。
【００５１】
以上、図６に示す水晶発振器によれば、実施の形態１と同様に、直流電源１０の電源電圧が低下する場合であっても、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２の飽和を抑制することができる。この結果として、Ｓ／Ｎ比を稼ぐことができ、ノイズ特性の更なる改善を図ることができる。
【００５２】
また、オーバートーン発振が可能となるようにハイパスフィルタ２０，２１の抵抗（Ｒ５〜Ｒ８）及びキャパシタＣ３，Ｃ４の部品を選定すれば、３次オーバートーン水晶発振器を容易に実現することができる。なお、ＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベース−エミッタ間の抵抗成分とキャパシタＣ１とから成るＲＣフィルタ回路によって３次オーバートーン水晶発振器を実現することもできるが、オーバートーン発振が可能となるように当該ＲＣフィルタ回路の時定数を半導体プロセス工程で調整しておくことは困難である。
【００５３】
また、ハイパスフィルタ２０，２１は水晶振動子２の両端Ａ１，Ａ２とエミッタ・フォロワ回路４，５との間に設けられているので、水晶発振器の発振回路の動作に影響を与えないように、３次オーバートーン水晶発振器を実現することができる。
【００５４】
また、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との抵抗比を調整することで、ＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースバイアス電圧、ひいてはそのベース−エミッタ間電圧を任意に調整することが可能となる。同様に、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との抵抗比を調整することで、ＮＰＮ型トランジスタＴ４のベースバイアス電圧、ひいてはそのベース−エミッタ間電圧を任意に調整することが可能となる。
【００５５】
［変形例］
図８は本発明の実施の形態２に係る水晶発振器の変形例を示した図である。図８に示す水晶発振器が図６に示す水晶発振器と相違する点は、ＮＰＮ型トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタとＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ２のベースとの間にハイパスフィルタ２２，２３が配設されている点である。
【００５６】
水晶振動子２の一端Ａ１側のハイパスフィルタ２２は、ＮＰＮ型トランジスタＴ３のエミッタとＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースとの間に設けられたキャパシタＣ３と、前記キャパシタＣ３の一方の電極とＮＰＮ型トランジスタＴ２のベースとを互いに接続する接続点と直流電源１０との間に設けられた抵抗Ｒ５と、キャパシタＣ３の一方の電極とＮＰＮ型トランジスタＴ２のベースとを互いに接続する接続点とグランドとの間に設けられた抵抗Ｒ６と、を備えてなる。水晶振動子２の他端Ａ２側のハイパスフィルタ２３についても同様に構成されている。
【００５７】
本構成によっても、電源電圧が低電圧化しても安定した発振動作が可能な３次オーバートーン水晶発振器を実現することができる。さらに、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との抵抗比を調整することで、ＮＰＮ型トランジスタＴ３のベースバイアス電圧、ひいてはそのベース−エミッタ間電圧を任意に調整することが可能となる。同様に、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との抵抗比を調整することで、ＮＰＮ型トランジスタＴ４のベースバイアス電圧、ひいてはそのベース−エミッタ間電圧を任意に調整することが可能となる。
【００５８】
上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されているべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明は、電源電圧の低電圧化が求められる水晶発振器、特にオーバートーン水晶発振器にとって有用である。
【符号の説明】
【００６０】
２…水晶振動子
４…エミッタ・フォロワ回路（第１の電圧フォロワ回路）
５…エミッタ・フォロワ回路（第２の電圧フォロワ回路）
６…ソース・フォロワ回路（第１の電圧フォロワ回路）
７…ソース・フォロワ回路（第２の電圧フォロワ回路）
１０…直流電源（高電位側電源）
Ｔ１…ＮＰＮ型トランジスタ（第１のトランジスタ）
Ｔ２…ＮＰＮ型トランジスタ（第２のトランジスタ）
Ｔ３…ＮＰＮ型トランジスタ（第３のトランジスタ）
Ｔ４…ＮＰＮ型トランジスタ（第４のトランジスタ）
Ｃ１…キャパシタ（第１のキャパシタ）
Ｃ２…キャパシタ
Ｃ３…キャパシタ（第２のキャパシタ）
Ｃ４…キャパシタ（第３のキャパシタ）
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２…出力端子
Ｒ１…抵抗（第１の抵抗）
Ｒ２…抵抗（第２の抵抗）
Ｒ３…抵抗（第３の抵抗）
Ｒ４…抵抗（第４の抵抗）
Ｒ５…抵抗（第５の抵抗）
Ｒ６…抵抗（第６の抵抗）
Ｒ７…抵抗（第７の抵抗）
Ｒ８…抵抗（第８の抵抗）
ＩＲ１…電流源（第１の電流規定要素）
ＩＲ２…電流源（第２の電流規定要素）
ＩＲ３…電流源（第３の電流規定要素）
ＩＲ４…電流源（第４の電流規定要素）
２０…ハイパスフィルタ（第１のハイパスフィルタ）
２１…ハイパスフィルタ（第２のハイパスフィルタ）
２２…ハイパスフィルタ（第１のハイパスフィルタ）
２３…ハイパスフィルタ（第２のハイパスフィルタ）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位側電源と水晶振動子の一端との間に設けられた第１の抵抗と、
前記高電位側電源と前記水晶振動子の他端との間に設けられた第２の抵抗と、
その一方の主端子が前記水晶振動子の一端と接続された第１のトランジスタと、
その一方の主端子が前記水晶振動子の他端と接続された第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの他方の主端子と前記第２のトランジスタの他方の主端子との間に接続された第１のキャパシタと、
前記第１のトランジスタの他方の主端子と前記低電位側電源との間に設けられた第１の電流規定要素と、
前記第２のトランジスタの他方の主端子と前記低電位側電源との間に設けられた第２の電流規定要素と、
前記第１のトランジスタの一方の主端子と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられ、当該一方の主端子の電圧に追従するとともに当該一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して当該制御端子に印加させる第１の電圧フォロワ回路と、
前記第２のトランジスタの一方の主端子と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられ、当該一方の主端子の電圧に追従するとともに当該一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して当該制御端子に印加させる第２の電圧フォロワ回路と、を備える、水晶発振器。
【請求項２】
前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成されている、請求項１に記載の水晶発振器。
【請求項３】
前記水晶振動子の一端と前記第１の電圧フォロワ回路との間に設けられた第１のハイパスフィルタと、
前記水晶振動子の他端と前記第２の電圧フォロワ回路との間に設けられた第２のハイパスフィルタと、を備え、
前記第１のハイパスフィルタ及び前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数は、発振信号の基本波を除去するとともにオーバートーン発振が可能となるように設定されている、請求項１に記載の水晶発振器。
【請求項４】
前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第１のハイパスフィルタは、前記水晶振動子の一端と前記第３のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第３のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第５の抵抗と、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第３のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第６の抵抗と、を備えてなり、
前記第２のハイパスフィルタは、前記水晶振動子の他端と前記第４のトランジスタの制御端子との間に設けられた第３のキャパシタと、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第４のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第７の抵抗と、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第４のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第８の抵抗と、を備えてなる、請求項３に記載の水晶発振器。
【請求項５】
前記第１の電圧フォロワ回路と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられた第１のハイパスフィルタと、
前記第２の電圧フォロワ回路と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のハイパスフィルタと、を備え、
前記第１のハイパスフィルタ及び前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数は、発振信号の基本波を除去するとともにオーバートーン発振が可能となるように設定されている、請求項１に記載の水晶発振器。
【請求項６】
前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第１のハイパスフィルタは、前記第３のトランジスタの一方の主端子と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第２のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第５の抵抗と、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第２のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第６の抵抗と、を備えてなり、
前記第２のハイパスフィルタは、前記第４のトランジスタの一方の主端子と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられた第３のキャパシタと、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第１のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第７の抵抗と、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第１のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第８の抵抗と、を備えてなる、請求項５に記載の水晶発振器。
【請求項１】
高電位側電源と水晶振動子の一端との間に設けられた第１の抵抗と、
前記高電位側電源と前記水晶振動子の他端との間に設けられた第２の抵抗と、
その一方の主端子が前記水晶振動子の一端と接続された第１のトランジスタと、
その一方の主端子が前記水晶振動子の他端と接続された第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの他方の主端子と前記第２のトランジスタの他方の主端子との間に接続された第１のキャパシタと、
前記第１のトランジスタの他方の主端子と前記低電位側電源との間に設けられた第１の電流規定要素と、
前記第２のトランジスタの他方の主端子と前記低電位側電源との間に設けられた第２の電流規定要素と、
前記第１のトランジスタの一方の主端子と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられ、当該一方の主端子の電圧に追従するとともに当該一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して当該制御端子に印加させる第１の電圧フォロワ回路と、
前記第２のトランジスタの一方の主端子と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられ、当該一方の主端子の電圧に追従するとともに当該一方の主端子の電圧から直流オフセット電圧分降下した電圧を生成して当該制御端子に印加させる第２の電圧フォロワ回路と、を備える、水晶発振器。
【請求項２】
前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成されている、請求項１に記載の水晶発振器。
【請求項３】
前記水晶振動子の一端と前記第１の電圧フォロワ回路との間に設けられた第１のハイパスフィルタと、
前記水晶振動子の他端と前記第２の電圧フォロワ回路との間に設けられた第２のハイパスフィルタと、を備え、
前記第１のハイパスフィルタ及び前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数は、発振信号の基本波を除去するとともにオーバートーン発振が可能となるように設定されている、請求項１に記載の水晶発振器。
【請求項４】
前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第１のハイパスフィルタは、前記水晶振動子の一端と前記第３のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第３のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第５の抵抗と、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第３のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第６の抵抗と、を備えてなり、
前記第２のハイパスフィルタは、前記水晶振動子の他端と前記第４のトランジスタの制御端子との間に設けられた第３のキャパシタと、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第４のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第７の抵抗と、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第４のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第８の抵抗と、を備えてなる、請求項３に記載の水晶発振器。
【請求項５】
前記第１の電圧フォロワ回路と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられた第１のハイパスフィルタと、
前記第２の電圧フォロワ回路と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のハイパスフィルタと、を備え、
前記第１のハイパスフィルタ及び前記第２のハイパスフィルタのカットオフ周波数は、発振信号の基本波を除去するとともにオーバートーン発振が可能となるように設定されている、請求項１に記載の水晶発振器。
【請求項６】
前記第１の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第３の抵抗と、第３のトランジスタと、第３の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第２の電圧フォロワ回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源との間に、第４の抵抗と、第４のトランジスタと、第４の電流規定要素とをこの順に直列に接続して構成され、
前記第１のハイパスフィルタは、前記第３のトランジスタの一方の主端子と前記第２のトランジスタの制御端子との間に設けられた第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第２のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第５の抵抗と、前記第２のキャパシタの一方の電極と前記第２のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第６の抵抗と、を備えてなり、
前記第２のハイパスフィルタは、前記第４のトランジスタの一方の主端子と前記第１のトランジスタの制御端子との間に設けられた第３のキャパシタと、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第１のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記高電位側電源との間に設けられた第７の抵抗と、前記第３のキャパシタの一方の電極と前記第１のトランジスタの制御端子とを互いに接続する接続点と前記低電位側電源との間に設けられた第８の抵抗と、を備えてなる、請求項５に記載の水晶発振器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１３−１２８２９（Ｐ２０１３−１２８２９Ａ）
【公開日】平成２５年１月１７日（２０１３．１．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１４２８７５（Ｐ２０１１−１４２８７５）
【出願日】平成２３年６月２８日（２０１１．６．２８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月１７日（２０１３．１．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月２８日（２０１１．６．２８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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