温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路
【課題】電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることが可能な温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路を提供することを目的とする。
【解決手段】電源電圧が供給される定電流源とアノードが接続されており、接地にカソードが接続された温度検出素子と、前記温度検出素子のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路と、前記レベルシフト回路の出力が非反転入力端子と接続された非反転増幅回路と、を有する構成により実現する。
【解決手段】電源電圧が供給される定電流源とアノードが接続されており、接地にカソードが接続された温度検出素子と、前記温度検出素子のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路と、前記レベルシフト回路の出力が非反転入力端子と接続された非反転増幅回路と、を有する構成により実現する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度特性を有する温度検出素子を用いて温度を検出する温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、水晶振動子を用いた発振回路で生成される発振周波数を用いて通信を行う携帯機器等がある。通信を行う携帯機器等に内蔵される発振回路では、発振周波数に精度が要求されるが、水晶振動子の発振周波数は温度によって変化する。このため発振回路には温度センサが内蔵されており、温度と水晶振動子の特性とに基づき発振周波数を補正するのが一般的である。以下に従来の発振回路に内蔵される温度センサについて説明する。
【０００３】
図６は、従来の温度センサの一例を説明するための図である。
【０００４】
温度センサ１０は、定電流源Ｉ１、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、非反転増幅回路１１を有する。定電流源Ｉ１は、電源電圧Ｖｃｃが供給されて定電流を生成する。ダイオードＤ１のアノードは定電流源Ｉ１と接続されており、ダイオードＤ１のカソードがダイオードＤ２のアノードと接続されている。ダイオードＤ２のカソードは接地されている。
【０００５】
非反転増幅回路１１は、アンプ１２と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、センター調整用電圧発生部１３とを有する。アンプ１２の非反転入力端子Ｔ１は、ダイオードＤ１のアノードと定電流源Ｉ１との接続点ａと接続されている。アンプ１２の反転入力端子Ｔ２の一端には抵抗Ｒ１の一端と抵抗Ｒ２の一端とが接続されている。抵抗Ｒ１の他端はアンプ１２の出力端子Ｔｏと接続されている。抵抗Ｒ２の他端は、センター調整用電圧発生部１３と接続されている。
【０００６】
温度センサ１０では、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２は、Ｓｉ（シリコン）ダイオードであり、−２ｍＶ／℃の温度特性を有する。温度センサ１０は、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２によりセンサ部を構成し、点ａの電圧を非反転増幅回路１１で目的の電圧へ増幅して所定の温度勾配を得る。
【０００７】
例えば温度センサ１０から出力される電圧（点ｂの電圧）の温度勾配を１０ｍＶ／℃とする場合について説明する。温度センサ１０では、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２を有するため、接続点ａの電位は常温時に約１．４Ｖであり、−４ｍＶ／℃の温度特性を有する。点ｂの電圧の温度勾配を１０ｍＶ／℃とするためには、アンプ１２の増幅率を２．５倍とすれば良い。
【０００８】
図６に示すようにダイオードの温度特性を用いて温度を検出する技術は、例えば特許文献１、特許文献２に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００１−１２４６３２号公報
【特許文献２】特開２００７−３１８０２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
電池駆動の携帯機器等では低消費電力化が求められおり、電源電圧を低電圧とする傾向にある。例えば図６に示す温度センサ１０の電源電圧Ｖｃｃを低電圧化して１．７Ｖとした場合について説明する。
【００１１】
図６の温度センサ１０において−３０℃〜８５℃の温度変動を考えた場合、接続点ａの電位は１．６２〜１．１６Ｖの範囲で変化する。この場合接続点ａの電圧が電源電圧Ｖｃｃと近くなるため、センター調整用電圧発生部１３により接続点ａの電圧レベルをシフトするためのレベルシフト電圧を与える必要がある。
【００１２】
例えば出力の常温時最適動作点として点ｂの電圧を０．８５Ｖに設定した場合、抵抗Ｒ１で０．５５Ｖのレベルシフトを行うことになるため、センター調整用電圧発生部１３において１．４＋０．３７＝１．７３[Ｖ]のセンター調整用電圧Ｖｏを発生させる必要がある。この電圧は、電源電圧Ｖｃｃを超えるため、温度センサ１０は電源電圧Ｖｃｃを低電圧化した場合には動作しない。
【００１３】
この場合、センサ部を構成するダイオードを１つとする構成とすることが考えられる。しかしながらセンサ部を構成するダイオードを減らすと温度に対する感度が低下するため、後段のアンプ１２のゲインを上げなくてはならず、出力の雑音が増大する。出力の雑音Ｖｎｔは、接続点ａの雑音をＶｎｌ、センター調整用電圧発生部１３で発生される電圧の雑音をＶｎ２、アンプ１２自体の雑音をＶｎ３、アンプ１２のゲインをＡとしたとき、以下の式（１）で示される。
【００１４】
Ｖｎｔ＝√［（Ａ×Ｖｎｌ）２＋｛（Ａ−１）×Ｖｎ２｝２＋Ｖｎ３２］ 式（１）
温度センサ１０の出力の雑音が増大すると、温度センサ１０が内蔵さたれ発振回路等では温度に基づく発振周波数の補正を正確に行えない。このため温度センサ１０が内蔵された発振回路を用いた携帯機器等では、発振周波数による正常な通信が行えなくなる。
【００１５】
本発明は、上記事情を鑑みてこれを解決すべく成されたものであり、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることが可能な温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、上記目的を達成すべく、以下の如き構成を採用した。
【００１７】
本発明の温度センサは、電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第一の定電流源（Ｉ１０）とアノードが接続され、カソードが接地された温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）と、
前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路（２１１）と、
前記レベルシフト回路（２１１）の出力電圧を増幅する非反転増幅回路（２２０）と、を有する温度センサ（２００）であって、
前記レベルシフト回路（２１１）は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第二の定電流源（Ｉ２０）と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタ（Ｍ１）と、
前記第一のトランジスタ（Ｍ１）のベースとベースが接続された第二のトランジスタ（Ｍ２）とからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタと前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードとの間に接続された第一の抵抗（Ｒ３０）と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗（Ｒ４０）と、を有し、
前記第一の抵抗（Ｒ３０）と前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路（２２０）の非反転入力端子（Ｔ１０）と接続されている構成とした。
【００１８】
また本発明の温度センサにおいて、前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）は、
第一のダイオード（Ｄ１０）と第二のダイオード（Ｄ２０）とが接続されて構成されており、
前記第一のダイオード（Ｄ１０）のアノードが前記第一の定電流源（Ｉ１０）に接続されており、前記第二のダイオード（Ｄ２０）のカソードが接地に接続されている構成とした。
【００１９】
また本発明の温度センサは、前記電源電圧（Ｖｃｃ）と接地との間に接続されており、第一の分圧抵抗（Ｒ５０）と第二の分圧抵抗（Ｒ６０）とが直列接続された分圧回路（２５０）を有し、
前記第一の定電流源（Ｉ１０）は、
ソースが前記電源電圧（Ｖｃｃ）に接続されており、ゲートとドレインとが接続された第三のトランジスタ（Ｍ１１）と、
前記第三のトランジスタ（Ｍ１１）のゲートとゲートが接続されており、ドレインが前記温度検出素子（Ｄ１０）のアノードと接続された第四のトランジスタ（Ｍ１２）とを含むカレントミラー回路で構成されており、
前記第四のトランジスタ（Ｍ１２）のソースは、前記第一の分圧抵抗（Ｒ５０）と前記第二の分圧抵抗（Ｒ６０）との接続点に接続されている構成とした。
【００２０】
また本発明の温度センサは、前記第二のトランジスタ（Ｍ４）を温度検出素子として用い、
前記電源電圧（Ｖｃｃ）と接地との間に接続されており、前記電源電圧（Ｖｃｃ）を分圧する第三の分圧抵抗（Ｒ５１）と第四の分圧抵抗（Ｒ５２）とが直列接続された分圧回路と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ４）のベースにエミッタが接続されており、前記第三の分圧抵抗（Ｒ５１）と前記第四の分圧抵抗（Ｒ５２）との接続点にベースが接続された第五のトランジスタ（Ｍ３）と、を有する構成としても良い。
【００２１】
本発明は、振動子を振動させて所定の発振周波数を出力する発振器（１２０）と、前記発振器（１２０）の使用温度を検出する温度センサ（２００）と、を有する発振回路（１００）であって、
前記温度センサ（２００）は、
電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第一の定電流源（Ｉ１０）とアノードが接続され、接地にカソードが接続された温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）と、
前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路（２１１）と、
前記レベルシフト回路（２１１）の出力電圧を増幅する非反転増幅回路（２２０）と、を有し、
前記レベルシフト回路（２１１）は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第二の電流源（Ｉ２０）と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタ（Ｍ１）と、
前記第一のトランジスタ（Ｍ１）のベースとベースが接続された第二のトランジスタ（Ｍ２）とからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタと前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードとの間に接続された第一の抵抗（Ｒ３０）と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗（Ｒ４０）と、を有し、
前記第一の抵抗（Ｒ３０）と前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路（２２０）の非反転入力端子（Ｔ１０）と接続されている構成とした。
【００２２】
なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、図示の態様に限定されるものではない。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第一の実施形態の発振回路１００を説明するための図である。
【図２】第一の実施形態の温度センサ２００を説明する図である。
【図３】第二の実施形態の温度センサ２００Ａを説明する図である。
【図４】第一の実施形態の温度センサ２００を詳細に説明するための図である。
【図５】第三の実施形態の温度センサ２００Ｂを説明するための図である。
【図６】従来の温度センサの一例を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
（第一の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第一の実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態の発振回路１００を説明するための図である。
【００２６】
本実施形態の発振回路１００は、レギュレータ１１０、発振器１２０、バッファ１４０、温度センサ２００を有する。また発振回路１００は、端子Ｔｖ、端子ＸＴ１、端子ＸＴ２、端子Ｔｏｓｃ、端子Ｔｔｅｍを有する。端子Ｔｖは、発振回路１００に電源電圧Ｖｃｃを供給するための端子である。端子ＸＴ１、端子ＸＴ２は、水晶振動子を接続するための端子である。端子Ｔｏｓｃは、発振周波数が出力される端子である。端子Ｔｔｅｍは、温度センサ２００の出力を発振回路１００の外部へ出力するための端子である。
【００２７】
本実施形態の発振回路１００は、温度センサ２００を用いて発振回路１００の温度を検出する。検出された温度は端子Ｔｏｓｃから出力される発振周波数の補正に用いられる。発振周波数の補正は、発振回路１００の外部で行っても良いし内部で行っても良い。以下に説明する本実施形態では、発振周波数の補正を発振回路１００の外部で行うものとして説明する。尚、発振回路１００の内部で発振周波数の補正を行う場合には、温度補正手段が設けられていることが前提となる。
【００２８】
本実施形態の発振回路１００において、レギュレータ１１０は、端子Ｔｖから供給される電源電圧Ｖｃｃから基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力する。基準電圧Ｖｒｅｆとは、例えば１．６Ｖである。尚図示していないが、レギュレータ１１０で生成された電圧は、発振回路１００の有する各回路へ供給される。
【００２９】
発振器１２０は、端子ＸＴ１と端子ＸＴ２とにより図示しない水晶振動子と接続されている。発振器１２０から出力される周波数は、バッファ１４０を介して端子Ｔｏｓｃから出力される。
【００３０】
温度センサ２００は、センサ部２１０、アンプ２２０、センター調整用電圧発生部２３０、抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ２０を有する。センサ部２１０は、発振回路１００内の温度に対応した電圧を出力する。アンプ２２０は、センサ部２１０から出力された電圧信号を増幅する。センター調整用電圧発生部２３０は、アンプ２２０から出力される電圧信号のセンターを調整するための電圧を発生させる。
【００３１】
以下に本実施形態の温度センサ２００について説明する。図２は、第一の実施形態の温度センサ２００を説明する図である。
【００３２】
本実施形態の温度センサ２００のセンサ部２１０は、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ２０、定電流源Ｉ１０、レベルシフト回路２１１を有する。レベルシフト回路２１１は、定電流源Ｉ２０、トランジスタＭ１、トランジスタＭ２、抵抗Ｒ３０、抵抗Ｒ４０を有する。トランジスタＭ１、トランジスタＭ２は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。
【００３３】
定電流源Ｉ１０は、電源電圧Ｖｃｃが供給されており、定電流をダイオードＤ１０、ダイオードＤ２０へ供給する。ダイオードＤ１０のアノードは定電流源Ｉ１０と接続されている。ダイオードＤ１０のカソードは、ダイオードＤ２０のアノードに接続されている。ダイオードＤ２０のカソードは接地（グランドＧＮＤ）されている。
【００３４】
レベルシフト回路２１１は、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２とにより構成されたカレントミラー回路を含む。トランジスタＭ１は、コレクタとベースとが接続されている。トランジスタＭ１のコレクタとベースとの接続点は、定電流源Ｉ２０へ接続されている。トランジスタＭ１のエミッタは接地されている。トランジスタＭ１のベースは、トランジスタＭ２のベースと接続されている。
【００３５】
トランジスタＭ２のコレクタには抵抗Ｒ３０の一端が接続されている。抵抗Ｒ３０の一端とトランジスタＭ２のコレクタとの接続点を点Ａと呼ぶ。抵抗Ｒ３０の他端はダイオードＤ１０のアノードと接続されている。抵抗Ｒ３０の他端とダイオードＤ１０のアノードとの接続点を点Ｂと呼ぶ。トランジスタＭ２のエミッタには抵抗Ｒ４０の一端が接続されている。抵抗Ｒ４０の他端は接地されている。
【００３６】
点Ａは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０と接続されている。アンプ２２０の反転入力端子Ｔ２０は、抵抗Ｒ１０の一端と抵抗Ｒ２０の一端とに接続されている。抵抗Ｒ１０の他端は、アンプ２２０の出力端子Ｔ３０と接続されている。出力端子Ｔ３０は、発振回路１００の有する端子Ｔｔｅｍと接続されており、アンプ２２０の出力を発振回路１００の外部へ出力する。
【００３７】
抵抗Ｒ２０の他端は、センター調整用電圧発生部２３０と接続されている。本実施形態では、センター調整用電圧発生部２３０は、電源電圧Ｖｃｃが供給されており、電源電圧Ｖｃｃから点Ａのレベルシフト用電圧を生成する。本実施形態のセンター調整用電圧発生部２３０は、例えばＤＡＣ（Digital to Analog Converter）等により実現される。
【００３８】
本実施形態では、ダイオードＤ１０のアノードの電圧である点Ｂの電圧を、トランジスタＭ１及びトランジスタＭ２のカレントミラー比で生成される電流と抵抗Ｒ３０との積によって、点Ｂの電圧のレベルをシフトする。レベルシフトされた電圧である点Ａの電圧は、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０へ供給される。
【００３９】
トランジスタＭ１のベース-エミッタ間電圧をＶＢＥ１、トランジスタＭ２のベース-エミッタ間電圧をＶＢＥ２、トランジスタＭ１に流れる電流をＩ１、トランジスタＭ２に流れる電流をＩ２とすると、抵抗Ｒ４０の両端にはＶＢＥ１とＶＢＥ２の差電圧が発生する。
【００４０】
Ｖ（Ｒ４０）＝ΔＶＢＥ＝ＶＢＥ１−ＶＢＥ２＝ＶＴｌｎ（Ｉ１／Ｉ２） 式（２）
この式（２）を温度Ｔで微分したものが抵抗Ｒ４０の両端電圧温特であるので、
∂（ΔＶＢＥ）／∂Ｔ＝ＶＴ／Ｔ×ｌｎ（Ｉ１／Ｉ２） 式（３）
となり、正の温度特性を有する。抵抗Ｒ３０の電圧降下は、
ＶＲ３０＝（Ｒ３０／Ｒ４０）ΔＶＢＥ 式（４）
であるから、抵抗Ｒ３０によるレベルシフト量は正の温度特性を有することになる。
【００４１】
これに対し本実施形態のダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０の温度特性はそれぞれ−２ｍＶ／℃であるから、点Ｂの温度傾斜は−４ｍＶ／℃の負の温度特性を有する。これに対し、抵抗Ｒ３０の電圧降下は前述の通り正の温度特性を有する。よって本実施形態は点Ａの電圧の温度傾斜は、−４ｍＶ／℃よりも大きくなり、温度に対する感度が向上する。
【００４２】
このように本実施形態の温度センサ２００では、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０に入力される電圧を点Ａの電圧とした。この構成により、点Ａの温度感度が点Ｂの温度感度より高くなるため、アンプ２２０の増幅率を低下させることができる。
【００４３】
よって本実施形態では、例えばアンプ２２０の出力の常温時最適動作点として、アンプ２２０の出力電圧である点Ｃの電圧を０．８５Ｖとしたとき、センター調整用電圧発生部２３０により発生させる電圧Ｖ０は１．７３[Ｖ]よりも低くて良く、電源電圧Ｖｃｃを低電圧の１．７Ｖとした場合にも動作可能となる。また本実施形態では、センター調整用電圧発生部２３０で発生させるセンター調整用電圧Ｖｏが低くて良いため、センター調整用電圧発生部２３０において発生する雑音を低減させることができる。この結果、式（１）で示される第２項のノイズが低減され、且つアンプ２２０の増幅率が低減出来る事から、Ｃ点のノイズ量をさらに低減する事ができる。
【００４４】
以上に説明したように、本実施形態によれば、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。
【００４５】
（第二の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第二の実施形態について説明する。本発明の第二の実施形態では、トランジスタの温度特性を用いて温度検出を行う点が第一の実施形態と相違する。よって以下の説明では第一の実施形態との相違点について説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【００４６】
図３は、第二の実施形態の温度センサ２００Ａを説明する図である。本実施形態の温度センサ２００Ａのセンサ部２１０Ａでは、トランジスタＭ３のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３及びトランジスタＭ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４の有する温度特性に基づき温度検出を行う。また本実施形態のセンサ部２１０Ａにおいて、トランジスタＭ４は増幅段としても機能する。
【００４７】
本実施形態のセンサ部２１０Ａは、抵抗Ｒ５１〜抵抗Ｒ５４、トランジスタＭ３、トランジスタＭ４を有する。トランジスタＭ３とトランジスタＭ４は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。
【００４８】
抵抗Ｒ５１の一端には電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ５１の他端は抵抗Ｒ５２の一端と接続されている。抵抗Ｒ５２の他端は接地されている。以下の説明では、抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２との接続点を点Ｄと呼ぶ。トランジスタＭ３のベースは、点Ｄと接続されている。トランジスタＭ３のコレクタには電源電圧Ｖｃｃが印加されている。トランジスタＭ３のエミッタは、電流源Ｉ３０を介して接地されている。
【００４９】
抵抗Ｒ５３の一端には電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ５３の他端は、トランジスタＭ４のコレクタと接続されている。トランジスタＭ４のベースは、トランジスタＭ３のエミッタと接続されている。トランジスタＭ４のエミッタは、抵抗Ｒ５４の一端と接続されている。抵抗Ｒ５４の他端は接地されている。以下の説明では、トランジスタＭ４のコレクタと抵抗Ｒ５３の他端との接続点を点Ｅと呼ぶ。点Ｅは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０と接続されている。
【００５０】
本実施形態では、電流源Ｉ３０によりトランジスタＭ３のコレクタ電流が決定され、トランジスタＭ３のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３が決まる。点Ｄの抵抗分割電位からＶＢＥ３低下した電圧が、トランジスタＭ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４と抵抗Ｒ５４とに印加される事で、トランジスタＭ４のコレクタ電流が決定される。ここで決まったトランジスタＭ４のコレクタ電流により抵抗Ｒ５４の電圧降下が発生し、点Ｅの電圧が決定される。
【００５１】
ここでベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３及びベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４とは第一の実施形態で接続したダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０と同様の温度特性を有する。このとき、トランジスタＭ３及びトランジスタＭ４のベースーエミッタ間電圧が負の温特を持つため、抵抗Ｒ５４とトランジスタＭ４の接続点では、正の温特を持つ電圧を生じる。またトランジスタＭ４は反転増幅器として働く為、エミッタの電圧はコレクタに反転増幅される。よって点Ｅの電圧は、第一の実施形態の点Ａと同様の温度特性を有することになる。
【００５２】
よって本実施形態では、温度特性を有するベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３＋ＶＢＥ４が−Ｒ５３／Ｒ５４倍された電圧を点Ｅの電圧として取り出すことができる。また本実施形態では、抵抗Ｒ５１の値と抵抗Ｒ５２の値とにより点Ｄの電圧を設定することができる。このため本実施形態では、点Ｄの電圧を調整することでアンプ２２０の入力のバイアス点を任意に設定することができる。
【００５３】
以上に説明したように、本実施形態のセンサ部２１０Ａでは、温度特性を有する電圧を増幅させることができ、且つアンプ２２０の入力のバイアス点を調整できるため、レベルシフト回路が不要となり、レベルシフト回路に起因する雑音をなくすことができる。よって本実施形態の温度センサ２００Ａは、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。
【００５４】
（第三の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第三の実施形態について説明する。本発明の第三の実施形態は、第一の実施形態を改良したものである。以下の本実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し説明を省略する。
【００５５】
本実施形態の説明に先だち、図４を参照して第一の実施形態で説明した温度センサ２００をさらに詳細に説明する。
【００５６】
図４は、第一の実施形態の温度センサ２００を詳細に説明するための図である。温度センサ２００では、電流源Ｉ２０、アンプ２２０にはレギュレータ１１０で生成された基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、温度検出素子であるダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０には電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【００５７】
電源電圧ＶｃｃがダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に供給される理由は、点Ｂの電圧変動範囲を例えば１．１６Ｖ〜１．６２Ｖである場合に、ダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に流す定電流を生成するために基準電圧Ｖｒｅｆ以上の電圧が必要となるからである。
【００５８】
温度センサ２００において、電流源Ｉ２０は、抵抗Ｒ２１で構成される。電流源Ｉ１０は、トランジスタＭ１１、トランジスタＭ１２、トランジスタＭ１３により構成される。ダイオードＤ１０はトランジスタＭ１４、ダイオードＤ２０はトランジスタＭ１５により構成される。アンプ２２０に電流を供給するための電流源Ｉ４０は、トランジスタＭ１６、トランジスタＭ１７により構成される。アンプ２２０は、トランジスタＭ２１〜トランジスタＭ２７、コンデンサＣ１により構成される。
【００５９】
温度センサ２００において、トランジスタＭ１、トランジスタＭ２、トランジスタＭ１３、トランジスタＭ１４、トランジスタＭ１５、トランジスタＭ１７、トランジスタＭ２５、トランジスタＭ２６、トランジスタＭ２７はｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。トランジスタＭ１１、トランジスタＭ１２、トランジスタＭ１６、トランジスタＭ２１、トランジスタＭ２２、トランジスタＭ２３、トランジスタＭ２４は、ｐチャンネルの電界効果型トランジスタである。
【００６０】
電流源Ｉ２０は、基準電圧Ｖｒｅｆから定電流を生成している。電流源Ｉ１０は、電源電圧Ｖｃｃから定電流を生成している。
【００６１】
電流源Ｉ１０において、トランジスタＭ１１のゲートは、トランジスタＭ１２のゲート及びトランジスタＭ１１のドレインと接続されており、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＭ１１のソース及びトランジスタＭ１２のソートには電源電圧Ｖｃｃが印加されている。トランジスタＭ１１のドレインは、トランジスタＭ１３を介して接地されている。
【００６２】
トランジスタＭ１２のドレインは、ダイオードＤ１０を構成するトランジスタＭ１４のコレクタと接続されている。トランジスタＭ１４のコレクタは、トランジスタＭ１４のベースと接続されている。トランジスタＭ１４のエミッタは、ダイオードＤ２０を構成するトランジスタＭ１５のコレクタに接続されている。トランジスタＭ１５のコレクタはトランジスタＭ１５のベースと接続されており、トランジスタＭ１５のエミッタは接地されている。
【００６３】
トランジスタＭ１４のコレクタと抵抗Ｒ３０の一端との接続点が、第一の実施形態で説明した点Ｂとなる。抵抗Ｒ３０の他端はトランジスタＭ２のコレクタと接続されている。トランジスタＭ２のベースは、トランジスタＭ１のベースと接続されており、トランジスタＭ２のエミッタは、抵抗Ｒ４０の一端と接続されている。抵抗Ｒ４０の他端は接地されている。
【００６４】
電流源Ｉ４０では、トランジスタＭ１６のソースに基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。またトランジスタＭ１６のゲートとドレインは接続されており、トランジスタＭ１６のドレインはトランジスタＭ１７を介して接地している。
【００６５】
トランジスタＭ１６のゲートは、アンプ２２０を構成するトランジスタＭ２１及びトランジスタＭ２２のゲートと接続されており、アンプ２２０へ定電流を供給する。
【００６６】
アンプ２２０において、トランジスタＭ２１のソースとトランジスタＭ２２のソースには、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。トランジスタＭ２１のドレインは、トランジスタＭ２３及びトランジスタＭ２４のソースと接続されている。トランジスタＭ２２のドレインは、アンプ２２０の出力端子Ｔ３０と接続されており、抵抗Ｒ１０の一端に接続されている。
【００６７】
トランジスタＭ２３のゲートは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０であり、点Ａと接続されている。トランジスタＭ２３のドレインは、トランジスタＭ２５のコレクタと接続されている。またトランジスタＭ２３のドレインとトランジスタＭ２５のコレクタとの接続点は、トランジスタＭ２７のベースと接続されている。
【００６８】
トランジスタＭ２５のベースは、トランジスタＭ２６のベースとトランジスタＭ２６のコレクタと接続されている。トランジスタＭ２５のエミッとトランジスタＭ２６のエミッタとは接地されている。トランジスタＭ２６のコレクタは、トランジスタＭ２４のドレインと接続されている。トランジスタＭ２４のゲートは、アンプ２２０の反転入力端子Ｔ２０であり、抵抗Ｒ１０の他端と抵抗Ｒ２０の一端とに接続されている。トランジスタＭ２７のコレクタとトランジスタＭ２７のベースとは、コンデンサＣ１を介して接続されており、トランジスタＭ２７のエミッタは接地されている。
【００６９】
ところで電源電圧Ｖｃｃの電圧は、例えば発振回路１００を用いる携帯機器等の電池電圧の変動等により変動する。温度センサ２００では、定電流源Ｉ１０を構成するトランジスタＭ１２には電源電圧Ｖｃｃが供給されている。このためダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に供給される電流は、電源電圧Ｖｃｃの変動から生じるトランジスタＭ１２のチャネル長変動効果の影響により変動する。よって点Ｂの電圧は、電源電圧Ｖｃｃの変動に依存することになり、結果として温度センサ２００の出力も電源電圧Ｖｃｃの電圧変動に依存する。
【００７０】
本実施形態では、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の影響を軽減し、より高精度に温度検出を行うことができる。
【００７１】
図５は、第三の実施形態の温度センサ２００Ｂを説明するための図である。本実施形態の温度センサ２００Ｂは、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を補正するための分圧回路２５０を有する点のみ、図４で説明した温度センサ２００と相違する。以下に分圧回路２５０について説明する。
【００７２】
分圧回路２５０は、抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０とにより構成される。抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０は、電源電圧Ｖｃｃと接地との間に直列に接続されており、電源電圧Ｖｃｃを分圧する分圧抵抗である。抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０との接続点Ｆには、トランジスタＭ１２のソースが接続されている。
【００７３】
本実施形態では、分圧回路２５０を設けることにより、接続点Ｆの電圧を電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を相殺するように変動させ、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動による影響を補正することができる。
【００７４】
本実施形態の分圧回路２５０では、抵抗Ｒ５０の両端に数ｍＶの電圧降下を持たせた。この電圧降下は、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動に対して正の傾斜を持つため、例えば電源電圧Ｖｃｃが上昇した場合、トランジスタＭ１１に流れる電流よりもトランジスタＭ１２に流れる電流を減少させる効果を有する。よって例えば電源電圧Ｖｃｃの電圧が上昇した場合には、トランジスタＭ１４、トランジスタＭ１５に流れる電流は若干減少し、温度センサ２００Ｂの出力電圧が電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の影響で上昇することを抑制できる。
【００７５】
さらに本実施形態の分圧回路２５０は、２つの抵抗を直列に接続しただけの簡易な構成であり、抵抗Ｒ５０及び抵抗Ｒ６０の抵抗値の設定は任意に行うことができる。したがって電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の大きさに合わせて、容易に抵抗値を設定することができる。
また本実施形態の分圧回路２５０は、温度特性を有していない抵抗により構成されるため、温度センサ２００Ｂの出力電圧に影響を与えることはない。
【００７６】
このように本実施形態では、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を低減させることで高精度の温度検出を行うことができる。
【００７７】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【００７８】
１００ 発振回路
１１０ レギュレータ
１２０ 発振器
２００、２００Ａ、２００Ｂ 温度センサ
２１０、２１０Ａ センサ部
２２０ アンプ
２３０ センター調整用電圧発生部
２５０ 分圧回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度特性を有する温度検出素子を用いて温度を検出する温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、水晶振動子を用いた発振回路で生成される発振周波数を用いて通信を行う携帯機器等がある。通信を行う携帯機器等に内蔵される発振回路では、発振周波数に精度が要求されるが、水晶振動子の発振周波数は温度によって変化する。このため発振回路には温度センサが内蔵されており、温度と水晶振動子の特性とに基づき発振周波数を補正するのが一般的である。以下に従来の発振回路に内蔵される温度センサについて説明する。
【０００３】
図６は、従来の温度センサの一例を説明するための図である。
【０００４】
温度センサ１０は、定電流源Ｉ１、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、非反転増幅回路１１を有する。定電流源Ｉ１は、電源電圧Ｖｃｃが供給されて定電流を生成する。ダイオードＤ１のアノードは定電流源Ｉ１と接続されており、ダイオードＤ１のカソードがダイオードＤ２のアノードと接続されている。ダイオードＤ２のカソードは接地されている。
【０００５】
非反転増幅回路１１は、アンプ１２と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、センター調整用電圧発生部１３とを有する。アンプ１２の非反転入力端子Ｔ１は、ダイオードＤ１のアノードと定電流源Ｉ１との接続点ａと接続されている。アンプ１２の反転入力端子Ｔ２の一端には抵抗Ｒ１の一端と抵抗Ｒ２の一端とが接続されている。抵抗Ｒ１の他端はアンプ１２の出力端子Ｔｏと接続されている。抵抗Ｒ２の他端は、センター調整用電圧発生部１３と接続されている。
【０００６】
温度センサ１０では、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２は、Ｓｉ（シリコン）ダイオードであり、−２ｍＶ／℃の温度特性を有する。温度センサ１０は、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２によりセンサ部を構成し、点ａの電圧を非反転増幅回路１１で目的の電圧へ増幅して所定の温度勾配を得る。
【０００７】
例えば温度センサ１０から出力される電圧（点ｂの電圧）の温度勾配を１０ｍＶ／℃とする場合について説明する。温度センサ１０では、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２を有するため、接続点ａの電位は常温時に約１．４Ｖであり、−４ｍＶ／℃の温度特性を有する。点ｂの電圧の温度勾配を１０ｍＶ／℃とするためには、アンプ１２の増幅率を２．５倍とすれば良い。
【０００８】
図６に示すようにダイオードの温度特性を用いて温度を検出する技術は、例えば特許文献１、特許文献２に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００１−１２４６３２号公報
【特許文献２】特開２００７−３１８０２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
電池駆動の携帯機器等では低消費電力化が求められおり、電源電圧を低電圧とする傾向にある。例えば図６に示す温度センサ１０の電源電圧Ｖｃｃを低電圧化して１．７Ｖとした場合について説明する。
【００１１】
図６の温度センサ１０において−３０℃〜８５℃の温度変動を考えた場合、接続点ａの電位は１．６２〜１．１６Ｖの範囲で変化する。この場合接続点ａの電圧が電源電圧Ｖｃｃと近くなるため、センター調整用電圧発生部１３により接続点ａの電圧レベルをシフトするためのレベルシフト電圧を与える必要がある。
【００１２】
例えば出力の常温時最適動作点として点ｂの電圧を０．８５Ｖに設定した場合、抵抗Ｒ１で０．５５Ｖのレベルシフトを行うことになるため、センター調整用電圧発生部１３において１．４＋０．３７＝１．７３[Ｖ]のセンター調整用電圧Ｖｏを発生させる必要がある。この電圧は、電源電圧Ｖｃｃを超えるため、温度センサ１０は電源電圧Ｖｃｃを低電圧化した場合には動作しない。
【００１３】
この場合、センサ部を構成するダイオードを１つとする構成とすることが考えられる。しかしながらセンサ部を構成するダイオードを減らすと温度に対する感度が低下するため、後段のアンプ１２のゲインを上げなくてはならず、出力の雑音が増大する。出力の雑音Ｖｎｔは、接続点ａの雑音をＶｎｌ、センター調整用電圧発生部１３で発生される電圧の雑音をＶｎ２、アンプ１２自体の雑音をＶｎ３、アンプ１２のゲインをＡとしたとき、以下の式（１）で示される。
【００１４】
Ｖｎｔ＝√［（Ａ×Ｖｎｌ）２＋｛（Ａ−１）×Ｖｎ２｝２＋Ｖｎ３２］ 式（１）
温度センサ１０の出力の雑音が増大すると、温度センサ１０が内蔵さたれ発振回路等では温度に基づく発振周波数の補正を正確に行えない。このため温度センサ１０が内蔵された発振回路を用いた携帯機器等では、発振周波数による正常な通信が行えなくなる。
【００１５】
本発明は、上記事情を鑑みてこれを解決すべく成されたものであり、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることが可能な温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、上記目的を達成すべく、以下の如き構成を採用した。
【００１７】
本発明の温度センサは、電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第一の定電流源（Ｉ１０）とアノードが接続され、カソードが接地された温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）と、
前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路（２１１）と、
前記レベルシフト回路（２１１）の出力電圧を増幅する非反転増幅回路（２２０）と、を有する温度センサ（２００）であって、
前記レベルシフト回路（２１１）は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第二の定電流源（Ｉ２０）と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタ（Ｍ１）と、
前記第一のトランジスタ（Ｍ１）のベースとベースが接続された第二のトランジスタ（Ｍ２）とからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタと前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードとの間に接続された第一の抵抗（Ｒ３０）と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗（Ｒ４０）と、を有し、
前記第一の抵抗（Ｒ３０）と前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路（２２０）の非反転入力端子（Ｔ１０）と接続されている構成とした。
【００１８】
また本発明の温度センサにおいて、前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）は、
第一のダイオード（Ｄ１０）と第二のダイオード（Ｄ２０）とが接続されて構成されており、
前記第一のダイオード（Ｄ１０）のアノードが前記第一の定電流源（Ｉ１０）に接続されており、前記第二のダイオード（Ｄ２０）のカソードが接地に接続されている構成とした。
【００１９】
また本発明の温度センサは、前記電源電圧（Ｖｃｃ）と接地との間に接続されており、第一の分圧抵抗（Ｒ５０）と第二の分圧抵抗（Ｒ６０）とが直列接続された分圧回路（２５０）を有し、
前記第一の定電流源（Ｉ１０）は、
ソースが前記電源電圧（Ｖｃｃ）に接続されており、ゲートとドレインとが接続された第三のトランジスタ（Ｍ１１）と、
前記第三のトランジスタ（Ｍ１１）のゲートとゲートが接続されており、ドレインが前記温度検出素子（Ｄ１０）のアノードと接続された第四のトランジスタ（Ｍ１２）とを含むカレントミラー回路で構成されており、
前記第四のトランジスタ（Ｍ１２）のソースは、前記第一の分圧抵抗（Ｒ５０）と前記第二の分圧抵抗（Ｒ６０）との接続点に接続されている構成とした。
【００２０】
また本発明の温度センサは、前記第二のトランジスタ（Ｍ４）を温度検出素子として用い、
前記電源電圧（Ｖｃｃ）と接地との間に接続されており、前記電源電圧（Ｖｃｃ）を分圧する第三の分圧抵抗（Ｒ５１）と第四の分圧抵抗（Ｒ５２）とが直列接続された分圧回路と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ４）のベースにエミッタが接続されており、前記第三の分圧抵抗（Ｒ５１）と前記第四の分圧抵抗（Ｒ５２）との接続点にベースが接続された第五のトランジスタ（Ｍ３）と、を有する構成としても良い。
【００２１】
本発明は、振動子を振動させて所定の発振周波数を出力する発振器（１２０）と、前記発振器（１２０）の使用温度を検出する温度センサ（２００）と、を有する発振回路（１００）であって、
前記温度センサ（２００）は、
電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第一の定電流源（Ｉ１０）とアノードが接続され、接地にカソードが接続された温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）と、
前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路（２１１）と、
前記レベルシフト回路（２１１）の出力電圧を増幅する非反転増幅回路（２２０）と、を有し、
前記レベルシフト回路（２１１）は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧（Ｖｃｃ）が供給される第二の電流源（Ｉ２０）と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタ（Ｍ１）と、
前記第一のトランジスタ（Ｍ１）のベースとベースが接続された第二のトランジスタ（Ｍ２）とからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタと前記温度検出素子（Ｄ１０、Ｄ２０）のアノードとの間に接続された第一の抵抗（Ｒ３０）と、
前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗（Ｒ４０）と、を有し、
前記第一の抵抗（Ｒ３０）と前記第二のトランジスタ（Ｍ２）のコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路（２２０）の非反転入力端子（Ｔ１０）と接続されている構成とした。
【００２２】
なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、図示の態様に限定されるものではない。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第一の実施形態の発振回路１００を説明するための図である。
【図２】第一の実施形態の温度センサ２００を説明する図である。
【図３】第二の実施形態の温度センサ２００Ａを説明する図である。
【図４】第一の実施形態の温度センサ２００を詳細に説明するための図である。
【図５】第三の実施形態の温度センサ２００Ｂを説明するための図である。
【図６】従来の温度センサの一例を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
（第一の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第一の実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態の発振回路１００を説明するための図である。
【００２６】
本実施形態の発振回路１００は、レギュレータ１１０、発振器１２０、バッファ１４０、温度センサ２００を有する。また発振回路１００は、端子Ｔｖ、端子ＸＴ１、端子ＸＴ２、端子Ｔｏｓｃ、端子Ｔｔｅｍを有する。端子Ｔｖは、発振回路１００に電源電圧Ｖｃｃを供給するための端子である。端子ＸＴ１、端子ＸＴ２は、水晶振動子を接続するための端子である。端子Ｔｏｓｃは、発振周波数が出力される端子である。端子Ｔｔｅｍは、温度センサ２００の出力を発振回路１００の外部へ出力するための端子である。
【００２７】
本実施形態の発振回路１００は、温度センサ２００を用いて発振回路１００の温度を検出する。検出された温度は端子Ｔｏｓｃから出力される発振周波数の補正に用いられる。発振周波数の補正は、発振回路１００の外部で行っても良いし内部で行っても良い。以下に説明する本実施形態では、発振周波数の補正を発振回路１００の外部で行うものとして説明する。尚、発振回路１００の内部で発振周波数の補正を行う場合には、温度補正手段が設けられていることが前提となる。
【００２８】
本実施形態の発振回路１００において、レギュレータ１１０は、端子Ｔｖから供給される電源電圧Ｖｃｃから基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力する。基準電圧Ｖｒｅｆとは、例えば１．６Ｖである。尚図示していないが、レギュレータ１１０で生成された電圧は、発振回路１００の有する各回路へ供給される。
【００２９】
発振器１２０は、端子ＸＴ１と端子ＸＴ２とにより図示しない水晶振動子と接続されている。発振器１２０から出力される周波数は、バッファ１４０を介して端子Ｔｏｓｃから出力される。
【００３０】
温度センサ２００は、センサ部２１０、アンプ２２０、センター調整用電圧発生部２３０、抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ２０を有する。センサ部２１０は、発振回路１００内の温度に対応した電圧を出力する。アンプ２２０は、センサ部２１０から出力された電圧信号を増幅する。センター調整用電圧発生部２３０は、アンプ２２０から出力される電圧信号のセンターを調整するための電圧を発生させる。
【００３１】
以下に本実施形態の温度センサ２００について説明する。図２は、第一の実施形態の温度センサ２００を説明する図である。
【００３２】
本実施形態の温度センサ２００のセンサ部２１０は、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ２０、定電流源Ｉ１０、レベルシフト回路２１１を有する。レベルシフト回路２１１は、定電流源Ｉ２０、トランジスタＭ１、トランジスタＭ２、抵抗Ｒ３０、抵抗Ｒ４０を有する。トランジスタＭ１、トランジスタＭ２は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。
【００３３】
定電流源Ｉ１０は、電源電圧Ｖｃｃが供給されており、定電流をダイオードＤ１０、ダイオードＤ２０へ供給する。ダイオードＤ１０のアノードは定電流源Ｉ１０と接続されている。ダイオードＤ１０のカソードは、ダイオードＤ２０のアノードに接続されている。ダイオードＤ２０のカソードは接地（グランドＧＮＤ）されている。
【００３４】
レベルシフト回路２１１は、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２とにより構成されたカレントミラー回路を含む。トランジスタＭ１は、コレクタとベースとが接続されている。トランジスタＭ１のコレクタとベースとの接続点は、定電流源Ｉ２０へ接続されている。トランジスタＭ１のエミッタは接地されている。トランジスタＭ１のベースは、トランジスタＭ２のベースと接続されている。
【００３５】
トランジスタＭ２のコレクタには抵抗Ｒ３０の一端が接続されている。抵抗Ｒ３０の一端とトランジスタＭ２のコレクタとの接続点を点Ａと呼ぶ。抵抗Ｒ３０の他端はダイオードＤ１０のアノードと接続されている。抵抗Ｒ３０の他端とダイオードＤ１０のアノードとの接続点を点Ｂと呼ぶ。トランジスタＭ２のエミッタには抵抗Ｒ４０の一端が接続されている。抵抗Ｒ４０の他端は接地されている。
【００３６】
点Ａは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０と接続されている。アンプ２２０の反転入力端子Ｔ２０は、抵抗Ｒ１０の一端と抵抗Ｒ２０の一端とに接続されている。抵抗Ｒ１０の他端は、アンプ２２０の出力端子Ｔ３０と接続されている。出力端子Ｔ３０は、発振回路１００の有する端子Ｔｔｅｍと接続されており、アンプ２２０の出力を発振回路１００の外部へ出力する。
【００３７】
抵抗Ｒ２０の他端は、センター調整用電圧発生部２３０と接続されている。本実施形態では、センター調整用電圧発生部２３０は、電源電圧Ｖｃｃが供給されており、電源電圧Ｖｃｃから点Ａのレベルシフト用電圧を生成する。本実施形態のセンター調整用電圧発生部２３０は、例えばＤＡＣ（Digital to Analog Converter）等により実現される。
【００３８】
本実施形態では、ダイオードＤ１０のアノードの電圧である点Ｂの電圧を、トランジスタＭ１及びトランジスタＭ２のカレントミラー比で生成される電流と抵抗Ｒ３０との積によって、点Ｂの電圧のレベルをシフトする。レベルシフトされた電圧である点Ａの電圧は、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０へ供給される。
【００３９】
トランジスタＭ１のベース-エミッタ間電圧をＶＢＥ１、トランジスタＭ２のベース-エミッタ間電圧をＶＢＥ２、トランジスタＭ１に流れる電流をＩ１、トランジスタＭ２に流れる電流をＩ２とすると、抵抗Ｒ４０の両端にはＶＢＥ１とＶＢＥ２の差電圧が発生する。
【００４０】
Ｖ（Ｒ４０）＝ΔＶＢＥ＝ＶＢＥ１−ＶＢＥ２＝ＶＴｌｎ（Ｉ１／Ｉ２） 式（２）
この式（２）を温度Ｔで微分したものが抵抗Ｒ４０の両端電圧温特であるので、
∂（ΔＶＢＥ）／∂Ｔ＝ＶＴ／Ｔ×ｌｎ（Ｉ１／Ｉ２） 式（３）
となり、正の温度特性を有する。抵抗Ｒ３０の電圧降下は、
ＶＲ３０＝（Ｒ３０／Ｒ４０）ΔＶＢＥ 式（４）
であるから、抵抗Ｒ３０によるレベルシフト量は正の温度特性を有することになる。
【００４１】
これに対し本実施形態のダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０の温度特性はそれぞれ−２ｍＶ／℃であるから、点Ｂの温度傾斜は−４ｍＶ／℃の負の温度特性を有する。これに対し、抵抗Ｒ３０の電圧降下は前述の通り正の温度特性を有する。よって本実施形態は点Ａの電圧の温度傾斜は、−４ｍＶ／℃よりも大きくなり、温度に対する感度が向上する。
【００４２】
このように本実施形態の温度センサ２００では、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０に入力される電圧を点Ａの電圧とした。この構成により、点Ａの温度感度が点Ｂの温度感度より高くなるため、アンプ２２０の増幅率を低下させることができる。
【００４３】
よって本実施形態では、例えばアンプ２２０の出力の常温時最適動作点として、アンプ２２０の出力電圧である点Ｃの電圧を０．８５Ｖとしたとき、センター調整用電圧発生部２３０により発生させる電圧Ｖ０は１．７３[Ｖ]よりも低くて良く、電源電圧Ｖｃｃを低電圧の１．７Ｖとした場合にも動作可能となる。また本実施形態では、センター調整用電圧発生部２３０で発生させるセンター調整用電圧Ｖｏが低くて良いため、センター調整用電圧発生部２３０において発生する雑音を低減させることができる。この結果、式（１）で示される第２項のノイズが低減され、且つアンプ２２０の増幅率が低減出来る事から、Ｃ点のノイズ量をさらに低減する事ができる。
【００４４】
以上に説明したように、本実施形態によれば、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。
【００４５】
（第二の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第二の実施形態について説明する。本発明の第二の実施形態では、トランジスタの温度特性を用いて温度検出を行う点が第一の実施形態と相違する。よって以下の説明では第一の実施形態との相違点について説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【００４６】
図３は、第二の実施形態の温度センサ２００Ａを説明する図である。本実施形態の温度センサ２００Ａのセンサ部２１０Ａでは、トランジスタＭ３のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３及びトランジスタＭ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４の有する温度特性に基づき温度検出を行う。また本実施形態のセンサ部２１０Ａにおいて、トランジスタＭ４は増幅段としても機能する。
【００４７】
本実施形態のセンサ部２１０Ａは、抵抗Ｒ５１〜抵抗Ｒ５４、トランジスタＭ３、トランジスタＭ４を有する。トランジスタＭ３とトランジスタＭ４は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。
【００４８】
抵抗Ｒ５１の一端には電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ５１の他端は抵抗Ｒ５２の一端と接続されている。抵抗Ｒ５２の他端は接地されている。以下の説明では、抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２との接続点を点Ｄと呼ぶ。トランジスタＭ３のベースは、点Ｄと接続されている。トランジスタＭ３のコレクタには電源電圧Ｖｃｃが印加されている。トランジスタＭ３のエミッタは、電流源Ｉ３０を介して接地されている。
【００４９】
抵抗Ｒ５３の一端には電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ５３の他端は、トランジスタＭ４のコレクタと接続されている。トランジスタＭ４のベースは、トランジスタＭ３のエミッタと接続されている。トランジスタＭ４のエミッタは、抵抗Ｒ５４の一端と接続されている。抵抗Ｒ５４の他端は接地されている。以下の説明では、トランジスタＭ４のコレクタと抵抗Ｒ５３の他端との接続点を点Ｅと呼ぶ。点Ｅは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０と接続されている。
【００５０】
本実施形態では、電流源Ｉ３０によりトランジスタＭ３のコレクタ電流が決定され、トランジスタＭ３のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３が決まる。点Ｄの抵抗分割電位からＶＢＥ３低下した電圧が、トランジスタＭ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４と抵抗Ｒ５４とに印加される事で、トランジスタＭ４のコレクタ電流が決定される。ここで決まったトランジスタＭ４のコレクタ電流により抵抗Ｒ５４の電圧降下が発生し、点Ｅの電圧が決定される。
【００５１】
ここでベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３及びベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４とは第一の実施形態で接続したダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０と同様の温度特性を有する。このとき、トランジスタＭ３及びトランジスタＭ４のベースーエミッタ間電圧が負の温特を持つため、抵抗Ｒ５４とトランジスタＭ４の接続点では、正の温特を持つ電圧を生じる。またトランジスタＭ４は反転増幅器として働く為、エミッタの電圧はコレクタに反転増幅される。よって点Ｅの電圧は、第一の実施形態の点Ａと同様の温度特性を有することになる。
【００５２】
よって本実施形態では、温度特性を有するベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ３＋ＶＢＥ４が−Ｒ５３／Ｒ５４倍された電圧を点Ｅの電圧として取り出すことができる。また本実施形態では、抵抗Ｒ５１の値と抵抗Ｒ５２の値とにより点Ｄの電圧を設定することができる。このため本実施形態では、点Ｄの電圧を調整することでアンプ２２０の入力のバイアス点を任意に設定することができる。
【００５３】
以上に説明したように、本実施形態のセンサ部２１０Ａでは、温度特性を有する電圧を増幅させることができ、且つアンプ２２０の入力のバイアス点を調整できるため、レベルシフト回路が不要となり、レベルシフト回路に起因する雑音をなくすことができる。よって本実施形態の温度センサ２００Ａは、電源電圧を低電圧とした場合でも、雑音を低減させることができる。
【００５４】
（第三の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第三の実施形態について説明する。本発明の第三の実施形態は、第一の実施形態を改良したものである。以下の本実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し説明を省略する。
【００５５】
本実施形態の説明に先だち、図４を参照して第一の実施形態で説明した温度センサ２００をさらに詳細に説明する。
【００５６】
図４は、第一の実施形態の温度センサ２００を詳細に説明するための図である。温度センサ２００では、電流源Ｉ２０、アンプ２２０にはレギュレータ１１０で生成された基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、温度検出素子であるダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０には電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【００５７】
電源電圧ＶｃｃがダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に供給される理由は、点Ｂの電圧変動範囲を例えば１．１６Ｖ〜１．６２Ｖである場合に、ダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に流す定電流を生成するために基準電圧Ｖｒｅｆ以上の電圧が必要となるからである。
【００５８】
温度センサ２００において、電流源Ｉ２０は、抵抗Ｒ２１で構成される。電流源Ｉ１０は、トランジスタＭ１１、トランジスタＭ１２、トランジスタＭ１３により構成される。ダイオードＤ１０はトランジスタＭ１４、ダイオードＤ２０はトランジスタＭ１５により構成される。アンプ２２０に電流を供給するための電流源Ｉ４０は、トランジスタＭ１６、トランジスタＭ１７により構成される。アンプ２２０は、トランジスタＭ２１〜トランジスタＭ２７、コンデンサＣ１により構成される。
【００５９】
温度センサ２００において、トランジスタＭ１、トランジスタＭ２、トランジスタＭ１３、トランジスタＭ１４、トランジスタＭ１５、トランジスタＭ１７、トランジスタＭ２５、トランジスタＭ２６、トランジスタＭ２７はｎｐｎ型バイポーラトランジスタである。トランジスタＭ１１、トランジスタＭ１２、トランジスタＭ１６、トランジスタＭ２１、トランジスタＭ２２、トランジスタＭ２３、トランジスタＭ２４は、ｐチャンネルの電界効果型トランジスタである。
【００６０】
電流源Ｉ２０は、基準電圧Ｖｒｅｆから定電流を生成している。電流源Ｉ１０は、電源電圧Ｖｃｃから定電流を生成している。
【００６１】
電流源Ｉ１０において、トランジスタＭ１１のゲートは、トランジスタＭ１２のゲート及びトランジスタＭ１１のドレインと接続されており、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＭ１１のソース及びトランジスタＭ１２のソートには電源電圧Ｖｃｃが印加されている。トランジスタＭ１１のドレインは、トランジスタＭ１３を介して接地されている。
【００６２】
トランジスタＭ１２のドレインは、ダイオードＤ１０を構成するトランジスタＭ１４のコレクタと接続されている。トランジスタＭ１４のコレクタは、トランジスタＭ１４のベースと接続されている。トランジスタＭ１４のエミッタは、ダイオードＤ２０を構成するトランジスタＭ１５のコレクタに接続されている。トランジスタＭ１５のコレクタはトランジスタＭ１５のベースと接続されており、トランジスタＭ１５のエミッタは接地されている。
【００６３】
トランジスタＭ１４のコレクタと抵抗Ｒ３０の一端との接続点が、第一の実施形態で説明した点Ｂとなる。抵抗Ｒ３０の他端はトランジスタＭ２のコレクタと接続されている。トランジスタＭ２のベースは、トランジスタＭ１のベースと接続されており、トランジスタＭ２のエミッタは、抵抗Ｒ４０の一端と接続されている。抵抗Ｒ４０の他端は接地されている。
【００６４】
電流源Ｉ４０では、トランジスタＭ１６のソースに基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。またトランジスタＭ１６のゲートとドレインは接続されており、トランジスタＭ１６のドレインはトランジスタＭ１７を介して接地している。
【００６５】
トランジスタＭ１６のゲートは、アンプ２２０を構成するトランジスタＭ２１及びトランジスタＭ２２のゲートと接続されており、アンプ２２０へ定電流を供給する。
【００６６】
アンプ２２０において、トランジスタＭ２１のソースとトランジスタＭ２２のソースには、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。トランジスタＭ２１のドレインは、トランジスタＭ２３及びトランジスタＭ２４のソースと接続されている。トランジスタＭ２２のドレインは、アンプ２２０の出力端子Ｔ３０と接続されており、抵抗Ｒ１０の一端に接続されている。
【００６７】
トランジスタＭ２３のゲートは、アンプ２２０の非反転入力端子Ｔ１０であり、点Ａと接続されている。トランジスタＭ２３のドレインは、トランジスタＭ２５のコレクタと接続されている。またトランジスタＭ２３のドレインとトランジスタＭ２５のコレクタとの接続点は、トランジスタＭ２７のベースと接続されている。
【００６８】
トランジスタＭ２５のベースは、トランジスタＭ２６のベースとトランジスタＭ２６のコレクタと接続されている。トランジスタＭ２５のエミッとトランジスタＭ２６のエミッタとは接地されている。トランジスタＭ２６のコレクタは、トランジスタＭ２４のドレインと接続されている。トランジスタＭ２４のゲートは、アンプ２２０の反転入力端子Ｔ２０であり、抵抗Ｒ１０の他端と抵抗Ｒ２０の一端とに接続されている。トランジスタＭ２７のコレクタとトランジスタＭ２７のベースとは、コンデンサＣ１を介して接続されており、トランジスタＭ２７のエミッタは接地されている。
【００６９】
ところで電源電圧Ｖｃｃの電圧は、例えば発振回路１００を用いる携帯機器等の電池電圧の変動等により変動する。温度センサ２００では、定電流源Ｉ１０を構成するトランジスタＭ１２には電源電圧Ｖｃｃが供給されている。このためダイオードＤ１０及びダイオードＤ２０に供給される電流は、電源電圧Ｖｃｃの変動から生じるトランジスタＭ１２のチャネル長変動効果の影響により変動する。よって点Ｂの電圧は、電源電圧Ｖｃｃの変動に依存することになり、結果として温度センサ２００の出力も電源電圧Ｖｃｃの電圧変動に依存する。
【００７０】
本実施形態では、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の影響を軽減し、より高精度に温度検出を行うことができる。
【００７１】
図５は、第三の実施形態の温度センサ２００Ｂを説明するための図である。本実施形態の温度センサ２００Ｂは、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を補正するための分圧回路２５０を有する点のみ、図４で説明した温度センサ２００と相違する。以下に分圧回路２５０について説明する。
【００７２】
分圧回路２５０は、抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０とにより構成される。抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０は、電源電圧Ｖｃｃと接地との間に直列に接続されており、電源電圧Ｖｃｃを分圧する分圧抵抗である。抵抗Ｒ５０と抵抗Ｒ６０との接続点Ｆには、トランジスタＭ１２のソースが接続されている。
【００７３】
本実施形態では、分圧回路２５０を設けることにより、接続点Ｆの電圧を電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を相殺するように変動させ、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動による影響を補正することができる。
【００７４】
本実施形態の分圧回路２５０では、抵抗Ｒ５０の両端に数ｍＶの電圧降下を持たせた。この電圧降下は、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動に対して正の傾斜を持つため、例えば電源電圧Ｖｃｃが上昇した場合、トランジスタＭ１１に流れる電流よりもトランジスタＭ１２に流れる電流を減少させる効果を有する。よって例えば電源電圧Ｖｃｃの電圧が上昇した場合には、トランジスタＭ１４、トランジスタＭ１５に流れる電流は若干減少し、温度センサ２００Ｂの出力電圧が電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の影響で上昇することを抑制できる。
【００７５】
さらに本実施形態の分圧回路２５０は、２つの抵抗を直列に接続しただけの簡易な構成であり、抵抗Ｒ５０及び抵抗Ｒ６０の抵抗値の設定は任意に行うことができる。したがって電源電圧Ｖｃｃの電圧変動の大きさに合わせて、容易に抵抗値を設定することができる。
また本実施形態の分圧回路２５０は、温度特性を有していない抵抗により構成されるため、温度センサ２００Ｂの出力電圧に影響を与えることはない。
【００７６】
このように本実施形態では、電源電圧Ｖｃｃの電圧変動を低減させることで高精度の温度検出を行うことができる。
【００７７】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【００７８】
１００ 発振回路
１１０ レギュレータ
１２０ 発振器
２００、２００Ａ、２００Ｂ 温度センサ
２１０、２１０Ａ センサ部
２２０ アンプ
２３０ センター調整用電圧発生部
２５０ 分圧回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧が供給される第一の定電流源とアノードが接続され、カソードが接地された温度検出素子と、
前記温度検出素子のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路の出力電圧を増幅する非反転増幅回路と、を有する温度センサであって、
前記レベルシフト回路は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧が供給される第二の電流源と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタと、
前記第一のトランジスタのベースとベースが接続された第二のトランジスタとからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタのコレクタと前記温度検出素子のアノードとの間に接続された第一の抵抗と、
前記第二のトランジスタのエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗と、を有し、
前記 第一の抵抗と前記第二のトランジスタのコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路の非反転入力端子と接続されている温度センサ。
【請求項２】
前記温度検出素子は、
第一のダイオードと第二のダイオードとが接続されて構成されており、
前記第一のダイオードのアノードが前記第一の定電流源に接続されており、前記第二のダイオードのカソードが接地に接続されている請求項１記載の温度センサ。
【請求項３】
前記電源電圧と接地との間に接続されており、第一の分圧抵抗と第二の分圧抵抗とが直列接続された分圧回路を有し、
前記第一の定電流源は、
ソースが前記電源電圧に接続されており、ゲートとドレインとが接続された第三のトランジスタと、
前記第三のトランジスタのゲートとゲートが接続されており、ドレインが前記温度検出素子のアノードと接続された第四のトランジスタとを含むカレントミラー回路で構成されており、
前記第四のトランジスタのソースは、前記第一の分圧抵抗と前記第二の分圧抵抗との接続点に接続されている請求項１又は２記載の温度センサ。
【請求項４】
前記第二のトランジスタを温度検出素子として用い、
前記電源電圧と接地との間に接続されており、前記電源電圧を分圧する第三の分圧抵抗と第四の分圧抵抗とが直列接続された分圧回路と、
前記第二のトランジスタのベースにエミッタが接続されており、前記第三の分圧抵抗と前記第四の分圧抵抗との接続点にベースが接続された第五のトランジスタと、を有する請求項１記載の温度センサ。
【請求項５】
振動子を振動させて所定の発振周波数を出力する発振器と、前記発振器の使用温度を検出する温度センサと、を有する発振回路であって、
前記温度センサは、
電源電圧が供給される第一の定電流源とアノードが接続され、接地にカソードが接続された温度検出素子と、
前記温度検出素子のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路の出力電圧を増幅する非反転増幅回路と、を有し、
前記レベルシフト回路は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧が供給される第二の電流源と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタと、
前記第一のトランジスタのベースとベースが接続された第二のトランジスタとからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタのコレクタと前記温度検出素子のアノードとの間に接続された第一の抵抗と、
前記第二のトランジスタのエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗と、を有し、
前記第一の抵抗と前記第二のトランジスタのコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路の非反転入力端子と接続されている発振回路。
【請求項１】
電源電圧が供給される第一の定電流源とアノードが接続され、カソードが接地された温度検出素子と、
前記温度検出素子のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路の出力電圧を増幅する非反転増幅回路と、を有する温度センサであって、
前記レベルシフト回路は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧が供給される第二の電流源と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタと、
前記第一のトランジスタのベースとベースが接続された第二のトランジスタとからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタのコレクタと前記温度検出素子のアノードとの間に接続された第一の抵抗と、
前記第二のトランジスタのエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗と、を有し、
前記 第一の抵抗と前記第二のトランジスタのコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路の非反転入力端子と接続されている温度センサ。
【請求項２】
前記温度検出素子は、
第一のダイオードと第二のダイオードとが接続されて構成されており、
前記第一のダイオードのアノードが前記第一の定電流源に接続されており、前記第二のダイオードのカソードが接地に接続されている請求項１記載の温度センサ。
【請求項３】
前記電源電圧と接地との間に接続されており、第一の分圧抵抗と第二の分圧抵抗とが直列接続された分圧回路を有し、
前記第一の定電流源は、
ソースが前記電源電圧に接続されており、ゲートとドレインとが接続された第三のトランジスタと、
前記第三のトランジスタのゲートとゲートが接続されており、ドレインが前記温度検出素子のアノードと接続された第四のトランジスタとを含むカレントミラー回路で構成されており、
前記第四のトランジスタのソースは、前記第一の分圧抵抗と前記第二の分圧抵抗との接続点に接続されている請求項１又は２記載の温度センサ。
【請求項４】
前記第二のトランジスタを温度検出素子として用い、
前記電源電圧と接地との間に接続されており、前記電源電圧を分圧する第三の分圧抵抗と第四の分圧抵抗とが直列接続された分圧回路と、
前記第二のトランジスタのベースにエミッタが接続されており、前記第三の分圧抵抗と前記第四の分圧抵抗との接続点にベースが接続された第五のトランジスタと、を有する請求項１記載の温度センサ。
【請求項５】
振動子を振動させて所定の発振周波数を出力する発振器と、前記発振器の使用温度を検出する温度センサと、を有する発振回路であって、
前記温度センサは、
電源電圧が供給される第一の定電流源とアノードが接続され、接地にカソードが接続された温度検出素子と、
前記温度検出素子のアノードの電圧のレベルをシフトする温度特性を有したレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路の出力電圧を増幅する非反転増幅回路と、を有し、
前記レベルシフト回路は、
コレクタとベースとの接続点が、前記電源電圧が供給される第二の電流源と接続されておりエミッタが接地されている第一のトランジスタと、
前記第一のトランジスタのベースとベースが接続された第二のトランジスタとからなるカレントミラー回路と、
前記第二のトランジスタのコレクタと前記温度検出素子のアノードとの間に接続された第一の抵抗と、
前記第二のトランジスタのエミッタと接地との間に接続された第二の抵抗と、を有し、
前記第一の抵抗と前記第二のトランジスタのコレクタとの接続点が前記非反転増幅回路の非反転入力端子と接続されている発振回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１０−２０３９７８（Ｐ２０１０−２０３９７８Ａ）
【公開日】平成２２年９月１６日（２０１０．９．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５１１８２（Ｐ２００９−５１１８２）
【出願日】平成２１年３月４日（２００９．３．４）
【出願人】（０００００６２２０）ミツミ電機株式会社 (1,651)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月１６日（２０１０．９．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月４日（２００９．３．４）
【出願人】（０００００６２２０）ミツミ電機株式会社 (1,651)
【Ｆターム（参考）】
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