電力増幅器、及び、電子装置
【課題】
出力の線形性を改善した電力増幅器、及び、電子装置を提供する。
【解決手段】
電力増幅器は、所望波が差動入力される一対の第１増幅部と、前記第１増幅部の出力側に接続される一対の第２増幅部と、前記第２増幅部の出力側に接続されるトランスと、電源から前記第１増幅部に電力を供給するとともに、前記トランスを介して前記第２増幅部に電力を供給する電力供給線と、前記第１増幅部と前記第２増幅部との間に接続され、前記所望波を前記第２増幅部に通過させるとともに、前記所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路とを含む。
出力の線形性を改善した電力増幅器、及び、電子装置を提供する。
【解決手段】
電力増幅器は、所望波が差動入力される一対の第１増幅部と、前記第１増幅部の出力側に接続される一対の第２増幅部と、前記第２増幅部の出力側に接続されるトランスと、電源から前記第１増幅部に電力を供給するとともに、前記トランスを介して前記第２増幅部に電力を供給する電力供給線と、前記第１増幅部と前記第２増幅部との間に接続され、前記所望波を前記第２増幅部に通過させるとともに、前記所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路とを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器、及び、電子装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力増幅器では、例えば、次のようなことを行っていた。複数段ある電界効果トランジスタの各段の動作時出力が飽和出力に比べてバックオフ量で５ｄＢ以上の余裕がある場合には、その電界効果トランジスタの相互コンダクタンスの２次微分係数がゼロとなるバイアスポイントに電界効果トランジスタのバイアスポイントを設定する。また、各段の電界効果トランジスタの動作出力が飽和出力に比べてバックオフ量で５ｄＢ未満と余裕がない場合には、その電界効果トランジスタをＡＢ級動作させるようにバイアスポイントを設定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−１４５７３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電力増幅器は、出力に含まれる歪み成分を低減するために、上述のように動作させていた。
【０００５】
しかしながら、歪み成分を低減するためには複雑なバイアスポイントの設定が必要であり、歪み成分を低減するのは容易ではなかった。
【０００６】
歪み成分は、電力増幅器の出力の線形性を悪化させるため、低減されることが望ましい。
【０００７】
そこで、出力の線形性を改善した電力増幅器、及び、電子装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の実施の形態の電力増幅器は、所望波が差動入力される一対の第１増幅部と、前記第１増幅部の出力側に接続される一対の第２増幅部と、前記第２増幅部の出力側に接続されるトランスと、電源から前記第１増幅部に電力を供給するとともに、前記トランスを介して前記第２増幅部に電力を供給する電力供給線と、前記第１増幅部と前記第２増幅部との間に接続され、前記所望波を前記第２増幅部に通過させるとともに、前記所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路とを含む。
【発明の効果】
【０００９】
出力の線形性を改善した電力増幅器、及び、電子装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】比較例の電力増幅器の回路構成を示す図である。
【図２】電力増幅器における波形を示す図である。
【図３】比較例の電力増幅器に含まれるバイアス回路を示す図である。
【図４】実施の形態１の電力増幅器を含む携帯電話端末機５００を示す図である。
【図５】実施の形態１の電力増幅器１００の回路構成を示す図である。
【図６】実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０の回路構成を示す図である。
【図７】インピーダンス回路１２０の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。
【図８】実施の形態１の電力増幅器１００に含まれるＯＴＡ１３０の回路構成を示す図である。
【図９】実施の形態１の電力増幅器１００と比較例の電力増幅器１０の増幅部１６Ａ、１６Ｂにおける入力電力に対する出力電力の特性を示す図である。
【図１０】実施の形態２の電力増幅器のインピーダンス回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の電力増幅器、及び、電子装置を適用した実施の形態について説明する。
【００１２】
実施の形態の電力増幅器、及び、電子装置について説明する前に、まず、図１及び図２を用いて、比較例の電力増幅器の問題点について説明する。
【００１３】
図１は、比較例の電力増幅器の回路構成を示す図である。図２は、電力増幅器における波形を示す図である。図３は、比較例の電力増幅器に含まれるバイアス回路を示す図である。
【００１４】
比較例の電力増幅器１０は、一対の入力端子１１Ａ、１１Ｂ、増幅部１２Ａ、１２Ｂ、伝送線１３Ａ、１３Ｂ、インダクタＬ１、Ｌ２、キャパシタ１４Ａ、１４Ｂ、バイアス回路１５、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、増幅部１６Ａ、１６Ｂ、トランス１７、出力端子１８、電力入力端子１９、及び電力供給線１９Ａを含む。
【００１５】
入力端子１１Ａ、１１Ｂは、差動信号が入力される電力増幅器１０の入力端子である。入力端子１１Ａの出力側は、伝送線１３Ａを介して増幅部１２Ａのゲートに接続されており、入力端子１１Ｂの出力側は、伝送線１３Ｂを介して増幅部１２Ｂのゲートに接続されている。
【００１６】
入力端子１１Ａ、１１Ｂには、例えば、図２（Ａ）に示す差動信号が入力される。ここでは、図２（Ａ）の上側に示す信号が入力端子１１Ａに入力され、図２（Ａ）の下側に示す信号が入力端子１１Ｂに入力されることとして説明を行う。
【００１７】
差動信号は、電力増幅器１０を含む電子装置が必要とする所望波から生成された差動信号であり、所望波と同一の周波数を有する。差動信号の周波数は、電子装置の用途に応じて決められる。なお、差動信号は、例えば、所望波を単相差動変換器で変換することによって生成される。
【００１８】
増幅部１２Ａ、１２Ｂは、ＮＭＯＳ（N type Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。増幅部１２Ａのゲートは入力端子１１Ａに接続され、ドレインは伝送線１３Ａに接続され、ソースは接地されている。増幅部１２Ｂのゲートは入力端子１１Ｂに接続され、ドレインは伝送線１３Ｂに接続され、ソースは接地されている。
【００１９】
増幅部１２Ａ、１２Ｂは、図２（Ａ）に示すような差動信号が入力されると、それぞれ、差動信号を増幅した信号を出力する。
【００２０】
伝送線１３Ａは、増幅部１２Ａのドレインと増幅部１６Ａのゲートを接続し、増幅部１２Ａで増幅された電力を増幅部１６Ａのゲートに伝送する。同様に、伝送線１３Ｂは、増幅部１２Ｂのドレインと増幅部１６Ｂのゲートを接続し、増幅部１２Ａで増幅された電力を増幅部１６Ａのゲートに供給する。
【００２１】
インダクタＬ１、Ｌ２は、互いに直列に接続された状態で、伝送線１３Ａと伝送線１３Ｂとの間に接続されている。インダクタＬ１の一端（図１中の上側の端子）は伝送線１３Ａに接続され、インダクタＬ１の他端（図１中の下側の端子）は、インダクタＬ２の一端（図１中の上側の端子）に接続されている。インダクタＬ２の他端（図１中の下側の端子）は伝送線１３Ｂに接続されている。
【００２２】
キャパシタ１４Ａ、１４Ｂは、それぞれ、伝送線１３Ａ、１３Ｂに挿入されている。キャパシタ１４Ａ、１４Ｂは、それぞれ、伝送線１３Ａ、１３Ｂに増幅部１２Ａ、１２Ｂから入力される直流成分を除去するために設けられている。
【００２３】
抵抗器Ｒ１、Ｒ２は、互いに直列に接続された状態で、伝送線１３Ａと伝送線１３Ｂとの間に接続されている。抵抗器Ｒ１の一端（図１中の上側の端子）は伝送線１３Ａに接続され、抵抗器Ｒ１の他端（図１中の下側の端子）は、抵抗器Ｒ２の一端（図１中の上側の端子）とバイアス回路１５とに接続されている。抵抗器Ｒ２の他端（図１中の下側の端子）は伝送線１３Ｂに接続されている。
【００２４】
バイアス回路１５は、抵抗器Ｒ１、Ｒ２の中点に接続されており、電源から入力される電圧Ｖｘを電圧Ｖｂ１に変換して抵抗器Ｒ１、Ｒ２の中点に出力するバイアス回路である。電圧Ｖｂ１は、増幅部１６Ａ、１６ＢをＢ級動作させるための動作点を決める電圧であり、抵抗器Ｒ１、Ｒ２を介して増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに入力される。
【００２５】
バイアス回路１５は、図３に示すように、ＰＭＯＳ（P type Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ１５ＡとＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂを有する。ＰＭＯＳトランジスタ１５Ａのドレインは電源に接続されており、ゲートには電圧Ｖｘが入力され、ソースはＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂのドレインとゲートに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂは、ドレインがＰＭＯＳトランジスタ１５Ａのソースと自己のゲートに接続され、ゲートが自己のドレインとＰＭＯＳトランジスタ１５Ａのソースに接続され、ソースが接地されている。ＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂのゲートは、バイアス回路１５の出力端子であり、電圧Ｖｂ１を出力する。
【００２６】
増幅部１６Ａ、１６Ｂは、それぞれ、ゲートが伝送線１３Ａ、１３Ｂに接続され、ドレインがトランスの一次巻線２１Ａ、２１Ｂに接続され、ソースが接地されるＮＭＯＳトランジスタである。増幅部１６Ａ、１６Ｂは、バイアス回路１５の出力電圧Ｖｂ１がゲートに入力されることにより、Ｂ級動作を行う。
【００２７】
増幅部１６Ａには、図２（Ｂ）の上側に示す信号が入力され、増幅部１６Ｂには、図２（Ｂ）の下側に示す信号が入力される。図２（Ｂ）の上側に示す信号は、増幅部１２Ａで増幅された信号であり、入力端子１１Ａに入力される信号と同一の周波数を有する。また、図２（Ｂ）の下側に示す信号は、増幅部１２Ｂで増幅された信号であり、入力端子１１Ｂに入力される信号と同一の周波数を有する。
【００２８】
増幅部１６Ａは、Ｂ級動作により図２（Ｃ）の上側に示す信号を出力し、増幅部１６Ｂは、Ｂ級動作により図２（Ｃ）の下側に示す信号を出力する。
【００２９】
トランス１７は、一次巻線２１Ａ、２１Ｂと二次巻線２２とを有する。一次巻線２１Ａの一端（図１中の上側の端子）は増幅部１６Ａのドレインに接続され、他端（図１中の下側の端子）は、一次巻線２１Ｂの一端（図１中の上側の端子）と、電力供給線１９Ａに接続される。
【００３０】
一次巻線２１Ｂの一端（図１中の上側の端子）は、一次巻線２１Ａの他端（図１中の下側の端子）と、電力供給線１９Ａとに接続され、他端（図１中の下側の端子）は、増幅部１６Ｂのドレインに接続される。
【００３１】
二次巻線２２は、一端（図１中の上側の端子）が出力端子１８に接続され、他端（図１中の下側の端子）が接地される。
【００３２】
一次巻線２１Ａと二次巻線２２は同一極性で巻回されており、一次巻線２１Ｂと二次巻線２２は逆極性で巻回されている。
【００３３】
このため、トランス１７の一次巻線２１Ａ、２１Ｂに、それぞれ、図２（Ｃ）の上側及び下側に示す波形の信号が入力されると、二次巻線２２からは、図２（Ｄ）に示す波形の信号が入力される。
【００３４】
図２（Ｄ）に示す信号は、図２（Ａ）に示す差動入力信号が増幅された波形を有する。なお、図２（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）に示す波形は歪みがない場合の理想的な波形であり、周波数は図２（Ａ）に示す差動入力信号と同一である。
【００３５】
出力端子１８は、電力増幅器１０の出力端子であり、トランス１７の二次巻線２２に接続されている。出力端子１８には、負荷回路３０が接続される。出力端子１８は、トランス１７の二次巻線２２から出力される電力を負荷回路３０に供給する。なお、図１には負荷回路３０を抵抗器の記号で示すが、電力増幅器１０が携帯電話端末機に実装される場合は、負荷回路３０は、例えば、アンテナであり、所望波の信号は、携帯電話端末機の通信用の信号である。携帯電話端末機の所望波は、例えば、約１ＧＨｚ程度の周波数の信号である。
【００３６】
電力入力端子１９は、電力供給線１９Ａを介して、インダクタＬ１、Ｌ２の中点、及び、トランス１７の一次巻線２１Ａ、２１Ｂの中点に接続されている。電力入力端子１９には、出力電圧がＶｄｄの電源３１が接続される。電源３１から電力入力端子１９に入力される電力は、電力供給線１９Ａを介して、インダクタＬ１、Ｌ２の中点、及び、トランス１７の一次巻線２１Ａ、２１Ｂの中点に供給される。
【００３７】
ところで、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力には二次歪み成分が含まれる。ここで、トランス１７の一次巻線２１Ａ、２１Ｂの中点と、インダクタＬ１、Ｌ２の中点とは、電力供給線１９Ａを介して接続されている。このため、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートには、電力供給線１９Ａ、インダクタＬ１、Ｌ２、及び伝送線１３Ａ、１３Ｂを介して、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力に含まれる二次歪み成分が入力される。この二次歪み成分は、増幅部１６Ａ、１６Ｂに入力される差動信号に対する二次歪み成分である。
【００３８】
このため、増幅部１６Ａ、１６Ｂには、差動信号に加えて、自己の出力に含まれる二次歪み成分が入力されることになる。
【００３９】
増幅部１６Ａ、１６Ｂに差動信号と二次歪み成分がともに入力されると、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力には、差動信号に対する三次歪み成分が含まれることになる。
【００４０】
ここで、所望波の角周波数をω１とすると、入力端子１１Ａ、１１Ｂを介して増幅部１２Ａ、１２Ｂに入力される差動信号の角周波数、増幅部１６Ａ、１６Ｂに入力される差動信号の角周波数は、ともにω１である。また、二次歪み成分の角周波数を（ω１−ω２）であり、三次歪み成分の角周波数を（２ω１−ω２）とする。
【００４１】
一般的に、非線形な増幅器の入出力特性は（１）式で表される。
【００４２】
【数１】
【００４３】
ここで、ｘ（ｔ）は入力信号、ｙ（ｔ）は出力信号、α１〜α３は増幅器の一次、二次、三次の歪み係数を表す。
【００４４】
所望波と２次歪み成分を合わせた信号は、（２）式で表される。
【００４５】
【数２】
【００４６】
（１）式の入出力特性を持つ増幅器に、所望波と２次歪み成分がともに入力した場合の出力信号は、（１）式に（２）式を代入することにより（３）式で示される。
【００４７】
【数３】
【００４８】
なお、（３）式には記載を簡略化するために３次の歪み成分だけを表す。
【００４９】
このように、増幅部１６Ａ、１６Ｂに差動信号と二次歪み成分がともに入力されると、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力には、所望波に対する三次歪み成分が含まれることになる。
【００５０】
三次歪み成分は、電力増幅器の出力の線形性を低下させる大きな要因の一つであるため、低減させることが望ましい。
【００５１】
しかしながら、比較例の電力増幅器の出力には三次歪み成分が含まれるため、比較例の電力増幅器では、出力の線形性が低いという問題があった。
【００５２】
このため、以下で説明する実施の形態１、２では、出力の線形性を改善した電力増幅器、及び、電子装置を提供することを目的とする。以下、実施の形態１、２の電力増幅器、及び、電子装置について説明する。
【００５３】
＜実施の形態１＞
図４は、実施の形態１の電力増幅器を含む携帯電話端末機５００を示す図であり、（Ａ）は斜視透視図、（Ｂ）は携帯電話端末機５００に含まれる基板５０４を示す図である。
【００５４】
図４（Ａ）に示すように、携帯電話端末機５００の筐体５０１の外面には、表示部５０２及び操作部５０３が設けられており、筐体５０１の内部には、破線で示す基板５０４が収納されている。
【００５５】
ここで、携帯電話端末機５００は電子装置の一例であり、基板５０４は、回路基板の一例である。
【００５６】
筐体５０１は、樹脂製又は金属製の筐体であり、表示部５０２及び操作部５０３を設置するための開口部を有する。表示部５０２は、例えば、文字、数字、画像等を表示できる液晶パネルであればよい。また、操作部５０３は、テンキーに加え、携帯電話端末機５００の機能を選択するための種々の選択キーを含む。なお、携帯電話端末機５００は、近接通信装置（赤外線通信装置、電子マネー用の通信装置等）又はカメラ等の付属装置を含んでもよい。
【００５７】
また、図４（Ｂ）に示す基板５０４は、例えばＦＲ４（Flame Retardant type 4：ガラス布基材エポキシ樹脂基板）規格の基板であり、表面５０４Ａには銅箔をパターニングすることにより配線部５０５が形成されている。配線部５０５は、電子機器の駆動に必要な各種信号の伝送経路となるものである。配線部５０５は、例えば、レジストを用いたエッチング処理によってパターニングされている。
【００５８】
なお、図４（Ｂ）には、基板５０４の表面に形成される配線部５０５を示すが、基板５０４は複数の配線部を有する積層基板であり、内層に電源用の配線部を含む。
【００５９】
基板５０４には、携帯電話端末機５００で通話等の通信を行うために必要なアンテナ５１１、ＲＦ通信部５１２、ＤＡ (Digital to Analog)コンバータ５１３、ベースバンド処理部５１４、及びＣＰＵ（Central Processing Unit）チップ５１５が実装されている。
【００６０】
アンテナ５１１、ＲＦ通信部５１２、ＤＡコンバータ５１３、ベースバンド処理部５１４、及びＣＰＵチップ５１５は、例えば、半田ボールによって配線部５０５に接続されることにより、基板５０４に実装されている。
【００６１】
実施の形態１の電力増幅器は、例えば、ＲＦ通信部５１２に含まれる。また、アンテナ５１１は、ＲＦ通信部５１２に含まれる電力増幅器の出力端子から電力供給を受ける素子の一例である。
【００６２】
ＣＰＵチップ５１５で処理が行われた音声等の信号は、ベースバンド処理部５１４でベースバンド処理が行われた後に、ＤＡコンバータ５１３でアナログ信号に変換され、ＲＦ通信部５１２で増幅処理とフィルタ処理等が行われた後に、アンテナ５１１から放射される。
【００６３】
基板５０４として用いるＦＲ４は、一般に、複数の絶縁層を積層し、各絶縁層の間（層間）、積層構造の最上面、及び積層構造の最下面にパターニングされた銅箔を有する。
【００６４】
また、基板５０４は、配線部５０５を形成でき、回路を搭載することのできる誘電体製の基板であれば、ＦＲ４以外の基板であってもよい。
【００６５】
また、配線部５０５は、電力損失が小さく、導電率が高い金属であれば銅（Ｃｕ）以外の金属（例えば、アルミニウム（Ａｌ）等）であってもよい。
【００６６】
なお、図４には、電子装置の一例として携帯電話端末機５００を示したが、電子装置は、携帯電話端末機５００に限定されず、例えば、スマートフォンの端末機、地上デジタルテレビ放送用のチューナー等の通信を行う装置であってもよい。また、電子装置は、ＰＣ（Personal Computer）又はサーバ等であってもよい。
【００６７】
次に、図５を用いて、実施の形態１の電力増幅器１００について説明する。
【００６８】
図５は、実施の形態１の電力増幅器１００の回路構成を示す図である。
【００６９】
電力増幅器１００は、一対の入力端子１１Ａ、１１Ｂ、増幅部１２Ａ、１２Ｂ、伝送線１３Ａ、１３Ｂ、インダクタＬ１、Ｌ２、キャパシタ１４Ａ、１４Ｂ、フィルタ回路１１０、増幅部１６Ａ、１６Ｂ、トランス１７、出力端子１８、電力入力端子１９、及び電力供給線１９Ａを含む。
【００７０】
これらのうち、フィルタ回路１１０以外の構成要素は、比較例の電力増幅器１０に含まれる各要素と同様であるため、説明を省略する。
【００７１】
ここで、増幅部１２Ａ、１２Ｂは、所望波が差動入力される一対の第１増幅部の一例であり、増幅部１６Ａ、１６Ｂは、増幅部１２Ａ、１２Ｂの出力側に接続される一対の第２増幅部の一例である。また、トランス１７は、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力側に接続されるトランスの一例であり、電力供給線１９Ａは、電源から増幅部１２Ａ、１２Ｂに電力を供給するとともに、トランス１７を介して増幅部１６Ａ、１６Ｂに電力を供給する電力供給線の一例である。
【００７２】
フィルタ回路１１０は、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂを有する。フィルタ回路１１０は、増幅部１２Ａ、１２Ｂと、増幅部１６Ａ、１６Ｂとの間に接続され、所望波を増幅部１６Ａ、１６Ｂに通過させるとともに、所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路の一例である。
【００７３】
インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂは、互いに直列に接続され、伝送線１３Ａと伝送線１３Ｂとの間に接続される。インピーダンス回路１２０Ａと１２０Ｂとの中点には、電源から電圧Ｖｘが入力される。
【００７４】
インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂは、それぞれ、所望波の二次歪み成分を通過させる低インピーダンスを示すとともに、所望波を遮断する高インピーダンスを示す回路である。
【００７５】
インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂが、所望波の二次歪み成分を通過させる低インピーダンスを示すとともに、所望波を遮断する高インピーダンスを示すことにより、フィルタ回路１１０は、所望波を増幅部１６Ａ、１６Ｂに通過させるとともに、所望波の二次歪み成分を遮断する。
【００７６】
次に、図６を用いて、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂの具体的な回路構成について説明する。インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂの構成は同一であるため、ここではインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂを区別せずにインピーダンス回路１２０と称して説明する。
【００７７】
図６は、実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０の回路構成を示す図である。図７は、インピーダンス回路１２０の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。
【００７８】
インピーダンス回路１２０は、入力端子１２１、バイアス電圧入力端子１２２、ＬＰＦ(Low Pass Filter：ローパスフィルタ)１２３、１２４、及びＯＴＡ(Operational Transconductance Amplifier：トランスコンダクタンスアンプ)１３０Ａ、１３０Ｂを有する。
【００７９】
入力端子１２１は、伝送路１３Ａ、１３Ｂ（図５参照）に接続される端子である。インピーダンス回路１２０Ａの入力端子１２１は、伝送路１３Ａに接続され、インピーダンス回路１２０Ｂの入力端子１２１は、伝送路１３Ｂに接続される。
【００８０】
インピーダンス回路１２０の内部では、入力端子１２１は、ＬＰＦ１２３の入力端子と、ＯＴＡ１３０Ｂの出力端子とに接続される。
【００８１】
バイアス電圧入力端子１２２は、電圧Ｖｘを出力する電源に接続される端子である。バイアス電圧入力端子１２２は、ＯＴＡ１３０Ａの非反転入力端子と、ＯＴＡ１３０Ｂの反転入力端子とに接続される。また、バイス電圧入力端子１２２は、ＯＴＡ１３０ＡとＯＴＡ１３Ｂにバイアス電圧を供給する。
【００８２】
ＬＰＦ１２３の入力端子は、入力端子１２１に接続され、ＬＰＦ１２３の出力端子がＯＴＡ１３０Ａの反転入力端子に接続される。ＬＰＦ１２３は、抵抗器Ｒ１１とキャパシタＣ１１を有する。抵抗器Ｒ１１は、入力端子１２１とＯＴＡ１３０Ａの反転入力端子との間に挿入されている。キャパシタＣ１１は、一端（図６中の上側の端子）がＲ１１とＯＴＡ１３０Ａの反転入力端子とに接続され、他端（図６中の下側の端子）が接地される。
【００８３】
ＬＰＦ１２３は、角周波数ω１の所望波を遮断し、角周波数（ω１−ω２）の二次歪み成分を透過する帯域特性を有する。
【００８４】
ＯＴＡ１３０Ａは、反転入力端子がＬＰＦ１２３の出力端子に接続され、非反転入力端子がバイアス電圧入力端子１２２に接続され、出力端子がＬＰＦ１２４の入力端子に接続される。
【００８５】
ＯＴＡ１３０Ａは、ＬＰＦ１２３を通過した二次歪み成分が反転入力端子に入力されると、反転入力端子に入力される電圧の位相に応じた電流を出力する。
【００８６】
ＬＰＦ１２４は、入力端子がＯＴＡ１３０Ａの出力端子に接続され、出力端子がＯＴＡ１３０Ｂの非反転入力端子に接続されている。ＬＰＦ１２４は、抵抗器Ｒ１２とキャパシタＣ１２を有する。抵抗器Ｒ１２は、一端（図６中の上側の端子）がＯＴＡ１３０Ａの出力端子とＯＴＡ１３０Ｂの非反転入力端子とに接続され、他端（図６中の下側の端子）が接地される。キャパシタＣ１２は、一端（図６中の上側の端子）がＯＴＡ１３０Ａの出力端子とＯＴＡ１３０Ｂの非反転入力端子とに接続され、他端（図６中の下側の端子）が接地される。
【００８７】
ＬＰＦ１２４は、角周波数ω１の所望波を遮断し、角周波数（ω１−ω２）の二次歪み成分を透過する帯域特性を有する。
【００８８】
ＯＴＡ１３０Ｂは、反転入力端子がバイアス電圧入力端子１２２に接続され、非反転入力端子がＬＰＦ１２４の出力端子に接続され、出力端子が入力端子１２１に接続されている。
【００８９】
ＯＴＡ１３０Ｂは、ＬＰＦ１２４を通過した二次歪み成分が非反転入力端子に入力されると、非反転入力端子に入力される電圧の位相に応じた電流を出力する。
【００９０】
ここで、ＯＴＡ１３０Ａ、１３０ＢのコンダクタンスをそれぞれＧｍ１、Ｇｍ２とすると、入力端子１２１から見たインピーダンス回路１２０の入力インピーダンスＺｘは、（４）式で表される。
【００９１】
【数４】
【００９２】
なお、ｓ＝ｊωである。
【００９３】
インピーダンス回路１２０の入力インピーダンスＺｘは、図７に示すような周波数特性を有する。なお、ＬＰＦ１２３の抵抗器Ｒ１１の抵抗値（Ｒ１１）とキャパシタＣ１１の静電容量（Ｃ１１）、ＬＰＦ１２４の抵抗器Ｒ１２の抵抗値（Ｒ１２）とキャパシタＣ１２の静電容量（Ｃ１２）の間には、１／（Ｃ１２・Ｒ１２）＜１／（Ｃ１１・Ｒ１１）が成立するものとする。
【００９４】
入力インピーダンスＺｘは、入力端子１２１に入力する信号の角周波数ωがω＝１／（Ｃ１２・Ｒ１１）である場合には、Ｚｘ≒１／（Ｇｍ１・Ｇｍ２・Ｒ１２）になる。また、ω＝１／（Ｃ１１・Ｒ１１）である場合には、Ｚｘ≒Ｒ１になる。
【００９５】
従って、ＬＰＦ１２３の抵抗器Ｒ１１の抵抗値（Ｒ１１）とキャパシタＣ１１の静電容量（Ｃ１１）は、所望波の角周波数ω１に対して、ω１＞１／（Ｃ１１・Ｒ１１）が成立するように設定すればよい。これにより、インピーダンス回路１２０で所望波を遮断することができる。
【００９６】
また、ＬＰＦ１２４の抵抗器Ｒ１２の抵抗値（Ｒ１２）とキャパシタＣ１２の静電容量（Ｃ１２）は、二次歪み成分の角周波数（ω１−ω２）に対して、（ω１−ω２）＜１／（Ｃ１２・Ｒ１２）が成立するように設定すればよい。これにより、インピーダンス回路１２０に二次歪み成分を引き込むことができる。
【００９７】
以上のような構成のインピーダンス回路１２０は、所望波を遮断するとともに、二次歪み成分を引き込むことができる。
【００９８】
図６に示すインピーダンス回路１２０は、実際には図５に示すようにインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂとして、伝送路１３Ａ、１３Ｂの間に接続されており、それぞれの入力端子１２１は、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに接続されている。
【００９９】
従って、実施の形態１の電力増幅器１００によれば、二次歪み成分はインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂに引き込まれ、所望波はインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂには引き込まれずに増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに入力されることになる。すなわち、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに二次歪み成分が入力されることを抑制することができる。
【０１００】
次に、実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０に含まれるＯＴＡ１３０Ａ、１３０Ｂの回路構成について説明する。ＯＴＡ１３０Ａ、１３０Ｂは、コンダクタンスが異なるが、回路構成は同様である。従って、ここでは、ＯＴＡ１３０Ａ、１３０Ｂを区別せずにＯＴＡ１３０と称して説明を行う。
【０１０１】
図８は、実施の形態１の電力増幅器１００に含まれるＯＴＡ１３０の回路構成を示す図である。
【０１０２】
ＯＴＡ１３０は、ＰＭＯＳトランジスタ１３１、１３２、１３３、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５、及び、出力端子１３６を有する。
【０１０３】
ＰＭＯＳトランジスタ１３１は、ドレインが電源ライン１４０に接続され、ゲートに電源から電圧Ｖｘが入力され、ソースがＰＭＯＳトランジスタ１３２、１３３のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ１３１は、電圧Ｖｘが入力されることにより、ドレインーソース間に電流２Ｉ２が流れるサイズを有することとする。
【０１０４】
ＰＭＯＳトランジスタ１３２とＰＭＯＳトランジスタ１３３は、並列に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ１３２のサイズとＰＭＯＳトランジスタ１３３のサイズは同一である。ＰＭＯＳトランジスタ１３２のドレインは、ＰＭＯＳトランジスタ１３１のソースとＰＭＯＳトランジスタ１３３のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ１３２のゲートは、ＯＴＡ１３０の非反転入力端子（ＩＮ＋）に接続され、ＰＭＯＳトランジスタ１３２のソースはＮＭＯＳトランジスタ１３４のドレインに接続されている。
【０１０５】
ＰＭＯＳトランジスタ１３３は、ＰＭＯＳトランジスタ１３２と並列に接続されており、ドレインがＰＭＯＳトランジスタ１３１のソースとＰＭＯＳトランジスタ１３２のドレインに接続され、ゲートがＯＴＡ１３０の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、ソースがＮＭＯＳトランジスタ１３５のドレインに接続されている。
【０１０６】
ＰＭＯＳトランジスタ１３２とＰＭＯＳトランジスタ１３３は、サイズが等しいため、ＰＭＯＳトランジスタ１３１に流れる電流２Ｉ２は、ＰＭＯＳトランジスタ１３２とＰＭＯＳトランジスタ１３３で等分される。このため、ＰＭＯＳトランジスタ１３２、１３３のドレインーソース間には、それぞれ、Ｉ２の電流が流れる。
【０１０７】
ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５は、カレントミラー回路を構築している。ＮＭＯＳトランジスタ１３４のドレインは、自己のゲート、ＮＭＯＳトランジスタ１３５のゲート、及び、ＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１３４のゲートは、自己のドレインとＮＭＯＳトランジスタ１３５のゲートに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１３４のソースは、電源ライン１４１に接続されている。電源ライン１４１は接地されている。
【０１０８】
ＮＭＯＳトランジスタ１３５のドレインは、ＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１３５のゲートは、ＮＭＯＳトランジスタ１３４のゲートと、ＮＭＯＳトランジスタ１３４のドレインに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１３５のソースは、電源ライン１４１に接続されている。
【０１０９】
カレントミラー回路を構築するＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５のドレイン電圧はともにＶｂ２であり、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５には、それぞれ、ＰＭＯＳトランジスタ１３２、１３３から流入する電流Ｉ２が流れることになる。
【０１１０】
出力端子１３６は、ＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースと、ＮＭＯＳトランジスタ１３５のドレインとの間に接続されている。ＯＴＡ１３０がＯＴＡ１３０Ａの場合は、出力端子１３６は、ＬＰＦ１２４の入力端子に接続される。また、ＯＴＡ１３０がＯＴＡ１３０Ｂである場合は、出力端子１３６は、インピーダンス回路１２０の入力端子１２１に接続される。
【０１１１】
すなわち、ＯＴＡ１３０がＯＴＡ１３０Ｂである場合には（図５に示すインピーダンス回路１２０Ａ、１２０ＢのＯＴＡ１３０Ｂである場合には）、出力端子１３６は、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに接続されることになる。
【０１１２】
ここで、図８に示すＯＴＡ１３０の動作を図６に示すＯＴＡ１３０Ａ、１３０Ｂのそれぞれに当てはめた場合の動作について簡単に説明する。
【０１１３】
ＯＴＡ１３０Ａは、非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力されるバイアス電圧Ｖｘと、反転入力端子（ＩＮ−）にＬＰＦ１２３から入力される電圧との位相に基づき、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５で構築されるカレントミラー回路から電流Ｉ２を出力する。出力端子１３６からは出力される出力電圧は、ＬＰＦ１２４に入力される。
【０１１４】
ＯＴＡ１３０Ｂは、非反転入力端子（ＩＮ＋）にＬＰＦ１２４から入力される電圧と、反転入力端子（ＩＮ−）に入力されるバイアス電圧Ｖｘとの位相に基づき、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５で構築されるカレントミラー回路から電流Ｉ２を出力する。出力端子１３６から出力される出力電圧は、インピーダンス回路１２０の入力端子１２１の電圧として、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに入力される。
【０１１５】
このように動作するＯＴＡ１３０Ａ及びＯＴＡ１３０Ｂを含むインピーダンス回路１２０は、二次歪み成分を引き込み、所望波を遮断するため、増幅部１６Ａ、１６Ｂには、所望波が入力される。
【０１１６】
以上のように、インピーダンス回路１２０は、角周波数がω１の所望波に対しては高いインピーダンスを示し、角周波数が（ω１−ω２）の二次歪み成分に対しては低いインピーダンスを示すことにより、所望波を遮断し、二次歪み成分を引き込む。
【０１１７】
すなわち、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂ（図５参照）が、所望波の二次歪み成分を通過させる（引き込む）とともに、所望波を遮断するため、フィルタ回路１１０は、所望波を増幅部１６Ａ、１６Ｂに通過させるとともに、所望波の二次歪み成分を遮断することになる。
【０１１８】
従って、増幅部１６Ａ、１６Ｂへの二次歪み成分の入力が抑制され、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力に三次歪み成分が生じることを抑制できる。
【０１１９】
このため、実施の形態１によれば、出力の線形性を改善した電力増幅器１００と、電力増幅器１００を含む電子装置を提供することができる。
【０１２０】
ここで、ＯＴＡ１３０Ｂのサイズを調整すれば、比較例のバイアス回路１５の出力電圧と等しい電圧を増幅部１６Ａ、１６Ｂに供給できるため、ＯＴＡ１３０Ｂを含むインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂは、比較例のバイアス回路１５と同様にバイアス回路としても機能することになる。
【０１２１】
図３に示した比較例のバイアス回路１５のＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂのサイズをβ１、閾値電圧をＶｔｈ、ＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂに流れる電流をＩ１とすると、バイアス回路１５の出力電圧Ｖｂ１は、（５）式で表される。
【０１２２】
【数５】
【０１２３】
また、ＯＴＡ１３０Ｂのカレントミラー回路を構築するＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５のサイズをβ２、閾値電圧をＶｔｈ、出力端子１３６の出力電圧をＶｂ２とすると、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５には電流Ｉ２が流れることから、ＯＴＡ１３０Ｂの出力電圧Ｖｂ２は、（６）式で表される。
【０１２４】
【数６】
【０１２５】
ここで、（７）式が成立する場合、（８）式が成立する。
【０１２６】
【数７】
【０１２７】
【数８】
【０１２８】
従って、バイアス回路１５のＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂと、ＯＴＡ１３０ＢのＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５との間に（７）式が成立するようにＯＴＡ１３０Ｂを設計すれば、実施の形態１の電力増幅器１００において、比較例の電力増幅器１０と等しいバイアス電圧を増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに印加できる。
【０１２９】
この結果、実施の形態１の電力増幅器１００においても、比較例の電力増幅器１０と同様に、増幅部１６Ａ、１６Ｂの安定的なＢ級動作を実現することができる。
【０１３０】
図９は、実施の形態１の電力増幅器１００と比較例の電力増幅器１０の増幅部１６Ａ、１６Ｂにおける入力電力に対する出力電力の特性を示す図である。図９に示す特性は、回路シミュレータによるシミュレーションによって得られたものである。
【０１３１】
図９に示すように、実施の形態１の電力増幅器１００の増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力電力は、比較例の電力増幅器１０の増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力電力に比べて約１０（ｄＢｍ）程度改善されている。
【０１３２】
これは、実施の形態１の電力増幅器１００において、増幅部１６Ａ、１６Ｂに入力する所望波を減衰させることなく二次歪み成分を低減し、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力における三次歪み成分を低減できたことを表している。
【０１３３】
以上のように、実施の形態１によれば、出力の線形性を改善した電力増幅器１００を提供することができる。
【０１３４】
なお、以上では、フィルタ回路１１０がインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂを含む形態について説明した。しかしながら、フィルタ回路１１０は、上述の回路構成に限定されるものではなく、所望波を増幅部１６Ａ、１６Ｂに通過させるとともに、所望波の二次歪み成分を遮断することができれば、他の回路構成であってもよい。
【０１３５】
また、以上では、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂが２次フィルタ型の回路構成を有する形態について説明したが、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂは、ＯＴＡ１３０ＢとＬＰＦ１２４を含まない１次フィルタ型の回路構成であってもよい。
【０１３６】
＜実施の形態２＞
図１０は、実施の形態２の電力増幅器のインピーダンス回路を示す図である。
【０１３７】
実施の形態２の電力増幅器は、インピーダンス回路の構成が実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂと異なる。その他の構成は実施の形態１の電力増幅器１００と同様であるため、同一又は同等の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１３８】
図１０に示すインピーダンス回路２２０は、実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂの代わりに組み込む回路である。ここでは、実施の形態１のインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂが同一の回路構成を有していたのと同様に、実施の形態２の電力増幅器の伝送路１３Ａ、１３Ｂの間に含まれる２つのインピーダンス回路も同一の回路構成を有する。このため、ここでは、２つのインピーダンス回路を区別せずに、図１０に示すインピーダンス回路２２０について説明する。
【０１３９】
実施の形態２のインピーダンス回路２２０は、実施の形態１のインピーダンス回路１２０（図６参照）に、ＯＴＡ１３０ＣとＬＰＦ１２５を追加して、３次フィルタにしたものである。
【０１４０】
ＬＰＦ１２５は、入力端子がＯＴＡ１３０Ｂの出力端子に接続され、出力端子がＯＴＡ１３０Ｃの非反転入力端子に接続されている。ＬＰＦ１２５は、抵抗器Ｒ１３とキャパシタＣ１３を有する。抵抗器Ｒ１３は、一端（図１０中の上側の端子）がＯＴＡ１３０Ｂの出力端子とＯＴＡ１３０Ｃの非反転入力端子とに接続され、他端（図１０中の下側の端子）が接地される。キャパシタＣ１３は、一端（図１０中の上側の端子）がＯＴＡ１３０Ｂの出力端子とＯＴＡ１３０Ｃの非反転入力端子とに接続され、他端（図１０中の下側の端子）が接地される。
【０１４１】
ＬＰＦ１２５は、角周波数ω１の所望波を遮断し、角周波数（ω１−ω２）の二次歪み成分を透過する帯域特性を有する。
【０１４２】
フィルタ１２５の抵抗器Ｒ１３の抵抗値（Ｒ１３）とキャパシタＣ１３の静電容量（Ｃ１３）は、実施の形態１で説明した（７）式及び（８）式のＲ１２とＣ１２の代わりに、（７）式及び（８）式を満たすように設定される。
【０１４３】
ＯＴＡ１３０Ｃは、反転入力端子がバイアス電圧入力端子１２２に接続され、非反転入力端子がＬＰＦ１２５の出力端子に接続され、出力端子が入力端子１２１に接続されている。
【０１４４】
ＯＴＡ１３０Ｃは、ＬＰＦ１２５を通過した二次歪み成分が非反転入力端子に入力されると、非反転入力端子に入力される電圧の位相に応じた電流を出力する。
【０１４５】
上述のように、実施の形態２の電力増幅器は、インピーダンス回路２２０が３次フィルタにされている。３次フィルタ型のインピーダンス回路２２０は、２次フィルタ型のインピーダンス回路１２０よりも、二次歪み成分をより効果的に除去することができる。
【０１４６】
このため、実施の形態２の電力増幅器は、実施の形態１の電力増幅器１００と同様に、増幅部１６Ａ、１６Ｂへの二次歪み成分の入力が抑制され、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力に三次歪み成分が生じることを抑制できる。
【０１４７】
また、実施の形態２によれば、出力の線形性を改善した電力増幅器１００を提供することができる。
【０１４８】
以上、本発明の例示的な実施の形態の電力増幅器、及び、電子装置について説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。
以上の実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
所望波が差動入力される一対の第１増幅部と、
前記第１増幅部の出力側に接続される一対の第２増幅部と、
前記第２増幅部の出力側に接続されるトランスと、
電源から前記第１増幅部に電力を供給するとともに、前記トランスを介して前記第２増幅部に電力を供給する電力供給線と、
前記第１増幅部と前記第２増幅部との間に接続され、前記所望波を前記第２増幅部に通過させるとともに、前記所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路と
を含む電力増幅器。
（付記２）
前記遮断回路は、前記一対の第１増幅部の一方の出力を前記一対の第２増幅部の一方に伝送する第１伝送線と、前記一対の第１増幅部の他方の出力を前記一対の第２増幅部の他方に伝送する第２伝送線との間に接続される一対のインピーダンス回路を有し、
前記一対のインピーダンス回路は、それぞれ、前記所望波の二次歪み成分を通過させる低インピーダンスを示すとともに、前記所望波を遮断する高インピーダンスを示す、付記１記載の電力増幅器。
（付記３）
前記一対のインピーダンス回路は、それぞれ、
前記所望波の二次歪み成分を通過させ、前記所望波を遮断する低帯域通過フィルタと、
前記低帯域通過フィルタの出力側に接続されるトランスコンダクタンスアンプと
を有する、付記２記載の電力増幅器。
（付記４）
前記一対の第２増幅部は、Ｂ級動作を行う一対のトランジスタであり、
前記トランスは、
前記一対のトランジスタの一方の出力側に接続される第１の一次巻線と、
前記一対のトランジスタの他方の出力側に接続される第２の一次巻線と、
前記第１の一次巻線及び前記第２の一次巻線と結合される二次巻線と
を有し、前記第１の一次巻線と前記二次巻線は同一極性で巻回され、前記第２の一次巻線と前記二次巻線とは逆極性で巻回される、付記１乃至３のいずれか一項記載の電力増幅器。
（付記５）
前記第１増幅部及び前記第２増幅部は、ＭＯＳトランジスタである、付記１乃至４のいずれか一項記載の電力増幅器。
（付記６）
付記１乃至５のいずれか一項に記載の電力増幅器と、
前記電力増幅器の出力端子に接続され、前記出力端子から電力供給を受ける素子と
を含む、電子装置。
【符号の説明】
【０１４９】
１１Ａ、１１Ｂ 入力端子
１２Ａ、１２Ｂ 増幅部
１３Ａ、１３Ｂ 伝送線
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
１４Ａ、１４Ｂ キャパシタ
１５ バイアス回路
１６Ａ、１６Ｂ 増幅部
１７ トランス
１８ 出力端子
１９ 電力入力端子
１９Ａ 電力供給線
２１Ａ、２１Ｂ 一次巻線
２２ 二次巻線
３０ 負荷回路
１００ 電力増幅器
１１０ フィルタ回路
１２０ インピーダンス回路
１２１ 入力端子
１２２ バイアス電圧入力端子
１２３、１２４ ＬＰＦ
１３０、１３０Ａ、１３０Ｂ ＯＴＡ
１３１、１３２、１３３ ＰＭＯＳトランジスタ
１３４、１３５ ＮＭＯＳトランジスタ
１３６ 出力端子
２２０ インピーダンス回路
５００ 携帯電話端末機
５１１ アンテナ
５１２ ＲＦ通信部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器、及び、電子装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力増幅器では、例えば、次のようなことを行っていた。複数段ある電界効果トランジスタの各段の動作時出力が飽和出力に比べてバックオフ量で５ｄＢ以上の余裕がある場合には、その電界効果トランジスタの相互コンダクタンスの２次微分係数がゼロとなるバイアスポイントに電界効果トランジスタのバイアスポイントを設定する。また、各段の電界効果トランジスタの動作出力が飽和出力に比べてバックオフ量で５ｄＢ未満と余裕がない場合には、その電界効果トランジスタをＡＢ級動作させるようにバイアスポイントを設定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−１４５７３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電力増幅器は、出力に含まれる歪み成分を低減するために、上述のように動作させていた。
【０００５】
しかしながら、歪み成分を低減するためには複雑なバイアスポイントの設定が必要であり、歪み成分を低減するのは容易ではなかった。
【０００６】
歪み成分は、電力増幅器の出力の線形性を悪化させるため、低減されることが望ましい。
【０００７】
そこで、出力の線形性を改善した電力増幅器、及び、電子装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の実施の形態の電力増幅器は、所望波が差動入力される一対の第１増幅部と、前記第１増幅部の出力側に接続される一対の第２増幅部と、前記第２増幅部の出力側に接続されるトランスと、電源から前記第１増幅部に電力を供給するとともに、前記トランスを介して前記第２増幅部に電力を供給する電力供給線と、前記第１増幅部と前記第２増幅部との間に接続され、前記所望波を前記第２増幅部に通過させるとともに、前記所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路とを含む。
【発明の効果】
【０００９】
出力の線形性を改善した電力増幅器、及び、電子装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】比較例の電力増幅器の回路構成を示す図である。
【図２】電力増幅器における波形を示す図である。
【図３】比較例の電力増幅器に含まれるバイアス回路を示す図である。
【図４】実施の形態１の電力増幅器を含む携帯電話端末機５００を示す図である。
【図５】実施の形態１の電力増幅器１００の回路構成を示す図である。
【図６】実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０の回路構成を示す図である。
【図７】インピーダンス回路１２０の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。
【図８】実施の形態１の電力増幅器１００に含まれるＯＴＡ１３０の回路構成を示す図である。
【図９】実施の形態１の電力増幅器１００と比較例の電力増幅器１０の増幅部１６Ａ、１６Ｂにおける入力電力に対する出力電力の特性を示す図である。
【図１０】実施の形態２の電力増幅器のインピーダンス回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の電力増幅器、及び、電子装置を適用した実施の形態について説明する。
【００１２】
実施の形態の電力増幅器、及び、電子装置について説明する前に、まず、図１及び図２を用いて、比較例の電力増幅器の問題点について説明する。
【００１３】
図１は、比較例の電力増幅器の回路構成を示す図である。図２は、電力増幅器における波形を示す図である。図３は、比較例の電力増幅器に含まれるバイアス回路を示す図である。
【００１４】
比較例の電力増幅器１０は、一対の入力端子１１Ａ、１１Ｂ、増幅部１２Ａ、１２Ｂ、伝送線１３Ａ、１３Ｂ、インダクタＬ１、Ｌ２、キャパシタ１４Ａ、１４Ｂ、バイアス回路１５、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、増幅部１６Ａ、１６Ｂ、トランス１７、出力端子１８、電力入力端子１９、及び電力供給線１９Ａを含む。
【００１５】
入力端子１１Ａ、１１Ｂは、差動信号が入力される電力増幅器１０の入力端子である。入力端子１１Ａの出力側は、伝送線１３Ａを介して増幅部１２Ａのゲートに接続されており、入力端子１１Ｂの出力側は、伝送線１３Ｂを介して増幅部１２Ｂのゲートに接続されている。
【００１６】
入力端子１１Ａ、１１Ｂには、例えば、図２（Ａ）に示す差動信号が入力される。ここでは、図２（Ａ）の上側に示す信号が入力端子１１Ａに入力され、図２（Ａ）の下側に示す信号が入力端子１１Ｂに入力されることとして説明を行う。
【００１７】
差動信号は、電力増幅器１０を含む電子装置が必要とする所望波から生成された差動信号であり、所望波と同一の周波数を有する。差動信号の周波数は、電子装置の用途に応じて決められる。なお、差動信号は、例えば、所望波を単相差動変換器で変換することによって生成される。
【００１８】
増幅部１２Ａ、１２Ｂは、ＮＭＯＳ（N type Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。増幅部１２Ａのゲートは入力端子１１Ａに接続され、ドレインは伝送線１３Ａに接続され、ソースは接地されている。増幅部１２Ｂのゲートは入力端子１１Ｂに接続され、ドレインは伝送線１３Ｂに接続され、ソースは接地されている。
【００１９】
増幅部１２Ａ、１２Ｂは、図２（Ａ）に示すような差動信号が入力されると、それぞれ、差動信号を増幅した信号を出力する。
【００２０】
伝送線１３Ａは、増幅部１２Ａのドレインと増幅部１６Ａのゲートを接続し、増幅部１２Ａで増幅された電力を増幅部１６Ａのゲートに伝送する。同様に、伝送線１３Ｂは、増幅部１２Ｂのドレインと増幅部１６Ｂのゲートを接続し、増幅部１２Ａで増幅された電力を増幅部１６Ａのゲートに供給する。
【００２１】
インダクタＬ１、Ｌ２は、互いに直列に接続された状態で、伝送線１３Ａと伝送線１３Ｂとの間に接続されている。インダクタＬ１の一端（図１中の上側の端子）は伝送線１３Ａに接続され、インダクタＬ１の他端（図１中の下側の端子）は、インダクタＬ２の一端（図１中の上側の端子）に接続されている。インダクタＬ２の他端（図１中の下側の端子）は伝送線１３Ｂに接続されている。
【００２２】
キャパシタ１４Ａ、１４Ｂは、それぞれ、伝送線１３Ａ、１３Ｂに挿入されている。キャパシタ１４Ａ、１４Ｂは、それぞれ、伝送線１３Ａ、１３Ｂに増幅部１２Ａ、１２Ｂから入力される直流成分を除去するために設けられている。
【００２３】
抵抗器Ｒ１、Ｒ２は、互いに直列に接続された状態で、伝送線１３Ａと伝送線１３Ｂとの間に接続されている。抵抗器Ｒ１の一端（図１中の上側の端子）は伝送線１３Ａに接続され、抵抗器Ｒ１の他端（図１中の下側の端子）は、抵抗器Ｒ２の一端（図１中の上側の端子）とバイアス回路１５とに接続されている。抵抗器Ｒ２の他端（図１中の下側の端子）は伝送線１３Ｂに接続されている。
【００２４】
バイアス回路１５は、抵抗器Ｒ１、Ｒ２の中点に接続されており、電源から入力される電圧Ｖｘを電圧Ｖｂ１に変換して抵抗器Ｒ１、Ｒ２の中点に出力するバイアス回路である。電圧Ｖｂ１は、増幅部１６Ａ、１６ＢをＢ級動作させるための動作点を決める電圧であり、抵抗器Ｒ１、Ｒ２を介して増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに入力される。
【００２５】
バイアス回路１５は、図３に示すように、ＰＭＯＳ（P type Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ１５ＡとＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂを有する。ＰＭＯＳトランジスタ１５Ａのドレインは電源に接続されており、ゲートには電圧Ｖｘが入力され、ソースはＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂのドレインとゲートに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂは、ドレインがＰＭＯＳトランジスタ１５Ａのソースと自己のゲートに接続され、ゲートが自己のドレインとＰＭＯＳトランジスタ１５Ａのソースに接続され、ソースが接地されている。ＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂのゲートは、バイアス回路１５の出力端子であり、電圧Ｖｂ１を出力する。
【００２６】
増幅部１６Ａ、１６Ｂは、それぞれ、ゲートが伝送線１３Ａ、１３Ｂに接続され、ドレインがトランスの一次巻線２１Ａ、２１Ｂに接続され、ソースが接地されるＮＭＯＳトランジスタである。増幅部１６Ａ、１６Ｂは、バイアス回路１５の出力電圧Ｖｂ１がゲートに入力されることにより、Ｂ級動作を行う。
【００２７】
増幅部１６Ａには、図２（Ｂ）の上側に示す信号が入力され、増幅部１６Ｂには、図２（Ｂ）の下側に示す信号が入力される。図２（Ｂ）の上側に示す信号は、増幅部１２Ａで増幅された信号であり、入力端子１１Ａに入力される信号と同一の周波数を有する。また、図２（Ｂ）の下側に示す信号は、増幅部１２Ｂで増幅された信号であり、入力端子１１Ｂに入力される信号と同一の周波数を有する。
【００２８】
増幅部１６Ａは、Ｂ級動作により図２（Ｃ）の上側に示す信号を出力し、増幅部１６Ｂは、Ｂ級動作により図２（Ｃ）の下側に示す信号を出力する。
【００２９】
トランス１７は、一次巻線２１Ａ、２１Ｂと二次巻線２２とを有する。一次巻線２１Ａの一端（図１中の上側の端子）は増幅部１６Ａのドレインに接続され、他端（図１中の下側の端子）は、一次巻線２１Ｂの一端（図１中の上側の端子）と、電力供給線１９Ａに接続される。
【００３０】
一次巻線２１Ｂの一端（図１中の上側の端子）は、一次巻線２１Ａの他端（図１中の下側の端子）と、電力供給線１９Ａとに接続され、他端（図１中の下側の端子）は、増幅部１６Ｂのドレインに接続される。
【００３１】
二次巻線２２は、一端（図１中の上側の端子）が出力端子１８に接続され、他端（図１中の下側の端子）が接地される。
【００３２】
一次巻線２１Ａと二次巻線２２は同一極性で巻回されており、一次巻線２１Ｂと二次巻線２２は逆極性で巻回されている。
【００３３】
このため、トランス１７の一次巻線２１Ａ、２１Ｂに、それぞれ、図２（Ｃ）の上側及び下側に示す波形の信号が入力されると、二次巻線２２からは、図２（Ｄ）に示す波形の信号が入力される。
【００３４】
図２（Ｄ）に示す信号は、図２（Ａ）に示す差動入力信号が増幅された波形を有する。なお、図２（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）に示す波形は歪みがない場合の理想的な波形であり、周波数は図２（Ａ）に示す差動入力信号と同一である。
【００３５】
出力端子１８は、電力増幅器１０の出力端子であり、トランス１７の二次巻線２２に接続されている。出力端子１８には、負荷回路３０が接続される。出力端子１８は、トランス１７の二次巻線２２から出力される電力を負荷回路３０に供給する。なお、図１には負荷回路３０を抵抗器の記号で示すが、電力増幅器１０が携帯電話端末機に実装される場合は、負荷回路３０は、例えば、アンテナであり、所望波の信号は、携帯電話端末機の通信用の信号である。携帯電話端末機の所望波は、例えば、約１ＧＨｚ程度の周波数の信号である。
【００３６】
電力入力端子１９は、電力供給線１９Ａを介して、インダクタＬ１、Ｌ２の中点、及び、トランス１７の一次巻線２１Ａ、２１Ｂの中点に接続されている。電力入力端子１９には、出力電圧がＶｄｄの電源３１が接続される。電源３１から電力入力端子１９に入力される電力は、電力供給線１９Ａを介して、インダクタＬ１、Ｌ２の中点、及び、トランス１７の一次巻線２１Ａ、２１Ｂの中点に供給される。
【００３７】
ところで、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力には二次歪み成分が含まれる。ここで、トランス１７の一次巻線２１Ａ、２１Ｂの中点と、インダクタＬ１、Ｌ２の中点とは、電力供給線１９Ａを介して接続されている。このため、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートには、電力供給線１９Ａ、インダクタＬ１、Ｌ２、及び伝送線１３Ａ、１３Ｂを介して、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力に含まれる二次歪み成分が入力される。この二次歪み成分は、増幅部１６Ａ、１６Ｂに入力される差動信号に対する二次歪み成分である。
【００３８】
このため、増幅部１６Ａ、１６Ｂには、差動信号に加えて、自己の出力に含まれる二次歪み成分が入力されることになる。
【００３９】
増幅部１６Ａ、１６Ｂに差動信号と二次歪み成分がともに入力されると、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力には、差動信号に対する三次歪み成分が含まれることになる。
【００４０】
ここで、所望波の角周波数をω１とすると、入力端子１１Ａ、１１Ｂを介して増幅部１２Ａ、１２Ｂに入力される差動信号の角周波数、増幅部１６Ａ、１６Ｂに入力される差動信号の角周波数は、ともにω１である。また、二次歪み成分の角周波数を（ω１−ω２）であり、三次歪み成分の角周波数を（２ω１−ω２）とする。
【００４１】
一般的に、非線形な増幅器の入出力特性は（１）式で表される。
【００４２】
【数１】
【００４３】
ここで、ｘ（ｔ）は入力信号、ｙ（ｔ）は出力信号、α１〜α３は増幅器の一次、二次、三次の歪み係数を表す。
【００４４】
所望波と２次歪み成分を合わせた信号は、（２）式で表される。
【００４５】
【数２】
【００４６】
（１）式の入出力特性を持つ増幅器に、所望波と２次歪み成分がともに入力した場合の出力信号は、（１）式に（２）式を代入することにより（３）式で示される。
【００４７】
【数３】
【００４８】
なお、（３）式には記載を簡略化するために３次の歪み成分だけを表す。
【００４９】
このように、増幅部１６Ａ、１６Ｂに差動信号と二次歪み成分がともに入力されると、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力には、所望波に対する三次歪み成分が含まれることになる。
【００５０】
三次歪み成分は、電力増幅器の出力の線形性を低下させる大きな要因の一つであるため、低減させることが望ましい。
【００５１】
しかしながら、比較例の電力増幅器の出力には三次歪み成分が含まれるため、比較例の電力増幅器では、出力の線形性が低いという問題があった。
【００５２】
このため、以下で説明する実施の形態１、２では、出力の線形性を改善した電力増幅器、及び、電子装置を提供することを目的とする。以下、実施の形態１、２の電力増幅器、及び、電子装置について説明する。
【００５３】
＜実施の形態１＞
図４は、実施の形態１の電力増幅器を含む携帯電話端末機５００を示す図であり、（Ａ）は斜視透視図、（Ｂ）は携帯電話端末機５００に含まれる基板５０４を示す図である。
【００５４】
図４（Ａ）に示すように、携帯電話端末機５００の筐体５０１の外面には、表示部５０２及び操作部５０３が設けられており、筐体５０１の内部には、破線で示す基板５０４が収納されている。
【００５５】
ここで、携帯電話端末機５００は電子装置の一例であり、基板５０４は、回路基板の一例である。
【００５６】
筐体５０１は、樹脂製又は金属製の筐体であり、表示部５０２及び操作部５０３を設置するための開口部を有する。表示部５０２は、例えば、文字、数字、画像等を表示できる液晶パネルであればよい。また、操作部５０３は、テンキーに加え、携帯電話端末機５００の機能を選択するための種々の選択キーを含む。なお、携帯電話端末機５００は、近接通信装置（赤外線通信装置、電子マネー用の通信装置等）又はカメラ等の付属装置を含んでもよい。
【００５７】
また、図４（Ｂ）に示す基板５０４は、例えばＦＲ４（Flame Retardant type 4：ガラス布基材エポキシ樹脂基板）規格の基板であり、表面５０４Ａには銅箔をパターニングすることにより配線部５０５が形成されている。配線部５０５は、電子機器の駆動に必要な各種信号の伝送経路となるものである。配線部５０５は、例えば、レジストを用いたエッチング処理によってパターニングされている。
【００５８】
なお、図４（Ｂ）には、基板５０４の表面に形成される配線部５０５を示すが、基板５０４は複数の配線部を有する積層基板であり、内層に電源用の配線部を含む。
【００５９】
基板５０４には、携帯電話端末機５００で通話等の通信を行うために必要なアンテナ５１１、ＲＦ通信部５１２、ＤＡ (Digital to Analog)コンバータ５１３、ベースバンド処理部５１４、及びＣＰＵ（Central Processing Unit）チップ５１５が実装されている。
【００６０】
アンテナ５１１、ＲＦ通信部５１２、ＤＡコンバータ５１３、ベースバンド処理部５１４、及びＣＰＵチップ５１５は、例えば、半田ボールによって配線部５０５に接続されることにより、基板５０４に実装されている。
【００６１】
実施の形態１の電力増幅器は、例えば、ＲＦ通信部５１２に含まれる。また、アンテナ５１１は、ＲＦ通信部５１２に含まれる電力増幅器の出力端子から電力供給を受ける素子の一例である。
【００６２】
ＣＰＵチップ５１５で処理が行われた音声等の信号は、ベースバンド処理部５１４でベースバンド処理が行われた後に、ＤＡコンバータ５１３でアナログ信号に変換され、ＲＦ通信部５１２で増幅処理とフィルタ処理等が行われた後に、アンテナ５１１から放射される。
【００６３】
基板５０４として用いるＦＲ４は、一般に、複数の絶縁層を積層し、各絶縁層の間（層間）、積層構造の最上面、及び積層構造の最下面にパターニングされた銅箔を有する。
【００６４】
また、基板５０４は、配線部５０５を形成でき、回路を搭載することのできる誘電体製の基板であれば、ＦＲ４以外の基板であってもよい。
【００６５】
また、配線部５０５は、電力損失が小さく、導電率が高い金属であれば銅（Ｃｕ）以外の金属（例えば、アルミニウム（Ａｌ）等）であってもよい。
【００６６】
なお、図４には、電子装置の一例として携帯電話端末機５００を示したが、電子装置は、携帯電話端末機５００に限定されず、例えば、スマートフォンの端末機、地上デジタルテレビ放送用のチューナー等の通信を行う装置であってもよい。また、電子装置は、ＰＣ（Personal Computer）又はサーバ等であってもよい。
【００６７】
次に、図５を用いて、実施の形態１の電力増幅器１００について説明する。
【００６８】
図５は、実施の形態１の電力増幅器１００の回路構成を示す図である。
【００６９】
電力増幅器１００は、一対の入力端子１１Ａ、１１Ｂ、増幅部１２Ａ、１２Ｂ、伝送線１３Ａ、１３Ｂ、インダクタＬ１、Ｌ２、キャパシタ１４Ａ、１４Ｂ、フィルタ回路１１０、増幅部１６Ａ、１６Ｂ、トランス１７、出力端子１８、電力入力端子１９、及び電力供給線１９Ａを含む。
【００７０】
これらのうち、フィルタ回路１１０以外の構成要素は、比較例の電力増幅器１０に含まれる各要素と同様であるため、説明を省略する。
【００７１】
ここで、増幅部１２Ａ、１２Ｂは、所望波が差動入力される一対の第１増幅部の一例であり、増幅部１６Ａ、１６Ｂは、増幅部１２Ａ、１２Ｂの出力側に接続される一対の第２増幅部の一例である。また、トランス１７は、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力側に接続されるトランスの一例であり、電力供給線１９Ａは、電源から増幅部１２Ａ、１２Ｂに電力を供給するとともに、トランス１７を介して増幅部１６Ａ、１６Ｂに電力を供給する電力供給線の一例である。
【００７２】
フィルタ回路１１０は、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂを有する。フィルタ回路１１０は、増幅部１２Ａ、１２Ｂと、増幅部１６Ａ、１６Ｂとの間に接続され、所望波を増幅部１６Ａ、１６Ｂに通過させるとともに、所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路の一例である。
【００７３】
インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂは、互いに直列に接続され、伝送線１３Ａと伝送線１３Ｂとの間に接続される。インピーダンス回路１２０Ａと１２０Ｂとの中点には、電源から電圧Ｖｘが入力される。
【００７４】
インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂは、それぞれ、所望波の二次歪み成分を通過させる低インピーダンスを示すとともに、所望波を遮断する高インピーダンスを示す回路である。
【００７５】
インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂが、所望波の二次歪み成分を通過させる低インピーダンスを示すとともに、所望波を遮断する高インピーダンスを示すことにより、フィルタ回路１１０は、所望波を増幅部１６Ａ、１６Ｂに通過させるとともに、所望波の二次歪み成分を遮断する。
【００７６】
次に、図６を用いて、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂの具体的な回路構成について説明する。インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂの構成は同一であるため、ここではインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂを区別せずにインピーダンス回路１２０と称して説明する。
【００７７】
図６は、実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０の回路構成を示す図である。図７は、インピーダンス回路１２０の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。
【００７８】
インピーダンス回路１２０は、入力端子１２１、バイアス電圧入力端子１２２、ＬＰＦ(Low Pass Filter：ローパスフィルタ)１２３、１２４、及びＯＴＡ(Operational Transconductance Amplifier：トランスコンダクタンスアンプ)１３０Ａ、１３０Ｂを有する。
【００７９】
入力端子１２１は、伝送路１３Ａ、１３Ｂ（図５参照）に接続される端子である。インピーダンス回路１２０Ａの入力端子１２１は、伝送路１３Ａに接続され、インピーダンス回路１２０Ｂの入力端子１２１は、伝送路１３Ｂに接続される。
【００８０】
インピーダンス回路１２０の内部では、入力端子１２１は、ＬＰＦ１２３の入力端子と、ＯＴＡ１３０Ｂの出力端子とに接続される。
【００８１】
バイアス電圧入力端子１２２は、電圧Ｖｘを出力する電源に接続される端子である。バイアス電圧入力端子１２２は、ＯＴＡ１３０Ａの非反転入力端子と、ＯＴＡ１３０Ｂの反転入力端子とに接続される。また、バイス電圧入力端子１２２は、ＯＴＡ１３０ＡとＯＴＡ１３Ｂにバイアス電圧を供給する。
【００８２】
ＬＰＦ１２３の入力端子は、入力端子１２１に接続され、ＬＰＦ１２３の出力端子がＯＴＡ１３０Ａの反転入力端子に接続される。ＬＰＦ１２３は、抵抗器Ｒ１１とキャパシタＣ１１を有する。抵抗器Ｒ１１は、入力端子１２１とＯＴＡ１３０Ａの反転入力端子との間に挿入されている。キャパシタＣ１１は、一端（図６中の上側の端子）がＲ１１とＯＴＡ１３０Ａの反転入力端子とに接続され、他端（図６中の下側の端子）が接地される。
【００８３】
ＬＰＦ１２３は、角周波数ω１の所望波を遮断し、角周波数（ω１−ω２）の二次歪み成分を透過する帯域特性を有する。
【００８４】
ＯＴＡ１３０Ａは、反転入力端子がＬＰＦ１２３の出力端子に接続され、非反転入力端子がバイアス電圧入力端子１２２に接続され、出力端子がＬＰＦ１２４の入力端子に接続される。
【００８５】
ＯＴＡ１３０Ａは、ＬＰＦ１２３を通過した二次歪み成分が反転入力端子に入力されると、反転入力端子に入力される電圧の位相に応じた電流を出力する。
【００８６】
ＬＰＦ１２４は、入力端子がＯＴＡ１３０Ａの出力端子に接続され、出力端子がＯＴＡ１３０Ｂの非反転入力端子に接続されている。ＬＰＦ１２４は、抵抗器Ｒ１２とキャパシタＣ１２を有する。抵抗器Ｒ１２は、一端（図６中の上側の端子）がＯＴＡ１３０Ａの出力端子とＯＴＡ１３０Ｂの非反転入力端子とに接続され、他端（図６中の下側の端子）が接地される。キャパシタＣ１２は、一端（図６中の上側の端子）がＯＴＡ１３０Ａの出力端子とＯＴＡ１３０Ｂの非反転入力端子とに接続され、他端（図６中の下側の端子）が接地される。
【００８７】
ＬＰＦ１２４は、角周波数ω１の所望波を遮断し、角周波数（ω１−ω２）の二次歪み成分を透過する帯域特性を有する。
【００８８】
ＯＴＡ１３０Ｂは、反転入力端子がバイアス電圧入力端子１２２に接続され、非反転入力端子がＬＰＦ１２４の出力端子に接続され、出力端子が入力端子１２１に接続されている。
【００８９】
ＯＴＡ１３０Ｂは、ＬＰＦ１２４を通過した二次歪み成分が非反転入力端子に入力されると、非反転入力端子に入力される電圧の位相に応じた電流を出力する。
【００９０】
ここで、ＯＴＡ１３０Ａ、１３０ＢのコンダクタンスをそれぞれＧｍ１、Ｇｍ２とすると、入力端子１２１から見たインピーダンス回路１２０の入力インピーダンスＺｘは、（４）式で表される。
【００９１】
【数４】
【００９２】
なお、ｓ＝ｊωである。
【００９３】
インピーダンス回路１２０の入力インピーダンスＺｘは、図７に示すような周波数特性を有する。なお、ＬＰＦ１２３の抵抗器Ｒ１１の抵抗値（Ｒ１１）とキャパシタＣ１１の静電容量（Ｃ１１）、ＬＰＦ１２４の抵抗器Ｒ１２の抵抗値（Ｒ１２）とキャパシタＣ１２の静電容量（Ｃ１２）の間には、１／（Ｃ１２・Ｒ１２）＜１／（Ｃ１１・Ｒ１１）が成立するものとする。
【００９４】
入力インピーダンスＺｘは、入力端子１２１に入力する信号の角周波数ωがω＝１／（Ｃ１２・Ｒ１１）である場合には、Ｚｘ≒１／（Ｇｍ１・Ｇｍ２・Ｒ１２）になる。また、ω＝１／（Ｃ１１・Ｒ１１）である場合には、Ｚｘ≒Ｒ１になる。
【００９５】
従って、ＬＰＦ１２３の抵抗器Ｒ１１の抵抗値（Ｒ１１）とキャパシタＣ１１の静電容量（Ｃ１１）は、所望波の角周波数ω１に対して、ω１＞１／（Ｃ１１・Ｒ１１）が成立するように設定すればよい。これにより、インピーダンス回路１２０で所望波を遮断することができる。
【００９６】
また、ＬＰＦ１２４の抵抗器Ｒ１２の抵抗値（Ｒ１２）とキャパシタＣ１２の静電容量（Ｃ１２）は、二次歪み成分の角周波数（ω１−ω２）に対して、（ω１−ω２）＜１／（Ｃ１２・Ｒ１２）が成立するように設定すればよい。これにより、インピーダンス回路１２０に二次歪み成分を引き込むことができる。
【００９７】
以上のような構成のインピーダンス回路１２０は、所望波を遮断するとともに、二次歪み成分を引き込むことができる。
【００９８】
図６に示すインピーダンス回路１２０は、実際には図５に示すようにインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂとして、伝送路１３Ａ、１３Ｂの間に接続されており、それぞれの入力端子１２１は、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに接続されている。
【００９９】
従って、実施の形態１の電力増幅器１００によれば、二次歪み成分はインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂに引き込まれ、所望波はインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂには引き込まれずに増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに入力されることになる。すなわち、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに二次歪み成分が入力されることを抑制することができる。
【０１００】
次に、実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０に含まれるＯＴＡ１３０Ａ、１３０Ｂの回路構成について説明する。ＯＴＡ１３０Ａ、１３０Ｂは、コンダクタンスが異なるが、回路構成は同様である。従って、ここでは、ＯＴＡ１３０Ａ、１３０Ｂを区別せずにＯＴＡ１３０と称して説明を行う。
【０１０１】
図８は、実施の形態１の電力増幅器１００に含まれるＯＴＡ１３０の回路構成を示す図である。
【０１０２】
ＯＴＡ１３０は、ＰＭＯＳトランジスタ１３１、１３２、１３３、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５、及び、出力端子１３６を有する。
【０１０３】
ＰＭＯＳトランジスタ１３１は、ドレインが電源ライン１４０に接続され、ゲートに電源から電圧Ｖｘが入力され、ソースがＰＭＯＳトランジスタ１３２、１３３のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ１３１は、電圧Ｖｘが入力されることにより、ドレインーソース間に電流２Ｉ２が流れるサイズを有することとする。
【０１０４】
ＰＭＯＳトランジスタ１３２とＰＭＯＳトランジスタ１３３は、並列に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ１３２のサイズとＰＭＯＳトランジスタ１３３のサイズは同一である。ＰＭＯＳトランジスタ１３２のドレインは、ＰＭＯＳトランジスタ１３１のソースとＰＭＯＳトランジスタ１３３のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ１３２のゲートは、ＯＴＡ１３０の非反転入力端子（ＩＮ＋）に接続され、ＰＭＯＳトランジスタ１３２のソースはＮＭＯＳトランジスタ１３４のドレインに接続されている。
【０１０５】
ＰＭＯＳトランジスタ１３３は、ＰＭＯＳトランジスタ１３２と並列に接続されており、ドレインがＰＭＯＳトランジスタ１３１のソースとＰＭＯＳトランジスタ１３２のドレインに接続され、ゲートがＯＴＡ１３０の反転入力端子（ＩＮ−）に接続され、ソースがＮＭＯＳトランジスタ１３５のドレインに接続されている。
【０１０６】
ＰＭＯＳトランジスタ１３２とＰＭＯＳトランジスタ１３３は、サイズが等しいため、ＰＭＯＳトランジスタ１３１に流れる電流２Ｉ２は、ＰＭＯＳトランジスタ１３２とＰＭＯＳトランジスタ１３３で等分される。このため、ＰＭＯＳトランジスタ１３２、１３３のドレインーソース間には、それぞれ、Ｉ２の電流が流れる。
【０１０７】
ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５は、カレントミラー回路を構築している。ＮＭＯＳトランジスタ１３４のドレインは、自己のゲート、ＮＭＯＳトランジスタ１３５のゲート、及び、ＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１３４のゲートは、自己のドレインとＮＭＯＳトランジスタ１３５のゲートに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１３４のソースは、電源ライン１４１に接続されている。電源ライン１４１は接地されている。
【０１０８】
ＮＭＯＳトランジスタ１３５のドレインは、ＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１３５のゲートは、ＮＭＯＳトランジスタ１３４のゲートと、ＮＭＯＳトランジスタ１３４のドレインに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１３５のソースは、電源ライン１４１に接続されている。
【０１０９】
カレントミラー回路を構築するＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５のドレイン電圧はともにＶｂ２であり、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５には、それぞれ、ＰＭＯＳトランジスタ１３２、１３３から流入する電流Ｉ２が流れることになる。
【０１１０】
出力端子１３６は、ＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースと、ＮＭＯＳトランジスタ１３５のドレインとの間に接続されている。ＯＴＡ１３０がＯＴＡ１３０Ａの場合は、出力端子１３６は、ＬＰＦ１２４の入力端子に接続される。また、ＯＴＡ１３０がＯＴＡ１３０Ｂである場合は、出力端子１３６は、インピーダンス回路１２０の入力端子１２１に接続される。
【０１１１】
すなわち、ＯＴＡ１３０がＯＴＡ１３０Ｂである場合には（図５に示すインピーダンス回路１２０Ａ、１２０ＢのＯＴＡ１３０Ｂである場合には）、出力端子１３６は、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに接続されることになる。
【０１１２】
ここで、図８に示すＯＴＡ１３０の動作を図６に示すＯＴＡ１３０Ａ、１３０Ｂのそれぞれに当てはめた場合の動作について簡単に説明する。
【０１１３】
ＯＴＡ１３０Ａは、非反転入力端子（ＩＮ＋）に入力されるバイアス電圧Ｖｘと、反転入力端子（ＩＮ−）にＬＰＦ１２３から入力される電圧との位相に基づき、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５で構築されるカレントミラー回路から電流Ｉ２を出力する。出力端子１３６からは出力される出力電圧は、ＬＰＦ１２４に入力される。
【０１１４】
ＯＴＡ１３０Ｂは、非反転入力端子（ＩＮ＋）にＬＰＦ１２４から入力される電圧と、反転入力端子（ＩＮ−）に入力されるバイアス電圧Ｖｘとの位相に基づき、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５で構築されるカレントミラー回路から電流Ｉ２を出力する。出力端子１３６から出力される出力電圧は、インピーダンス回路１２０の入力端子１２１の電圧として、増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに入力される。
【０１１５】
このように動作するＯＴＡ１３０Ａ及びＯＴＡ１３０Ｂを含むインピーダンス回路１２０は、二次歪み成分を引き込み、所望波を遮断するため、増幅部１６Ａ、１６Ｂには、所望波が入力される。
【０１１６】
以上のように、インピーダンス回路１２０は、角周波数がω１の所望波に対しては高いインピーダンスを示し、角周波数が（ω１−ω２）の二次歪み成分に対しては低いインピーダンスを示すことにより、所望波を遮断し、二次歪み成分を引き込む。
【０１１７】
すなわち、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂ（図５参照）が、所望波の二次歪み成分を通過させる（引き込む）とともに、所望波を遮断するため、フィルタ回路１１０は、所望波を増幅部１６Ａ、１６Ｂに通過させるとともに、所望波の二次歪み成分を遮断することになる。
【０１１８】
従って、増幅部１６Ａ、１６Ｂへの二次歪み成分の入力が抑制され、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力に三次歪み成分が生じることを抑制できる。
【０１１９】
このため、実施の形態１によれば、出力の線形性を改善した電力増幅器１００と、電力増幅器１００を含む電子装置を提供することができる。
【０１２０】
ここで、ＯＴＡ１３０Ｂのサイズを調整すれば、比較例のバイアス回路１５の出力電圧と等しい電圧を増幅部１６Ａ、１６Ｂに供給できるため、ＯＴＡ１３０Ｂを含むインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂは、比較例のバイアス回路１５と同様にバイアス回路としても機能することになる。
【０１２１】
図３に示した比較例のバイアス回路１５のＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂのサイズをβ１、閾値電圧をＶｔｈ、ＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂに流れる電流をＩ１とすると、バイアス回路１５の出力電圧Ｖｂ１は、（５）式で表される。
【０１２２】
【数５】
【０１２３】
また、ＯＴＡ１３０Ｂのカレントミラー回路を構築するＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５のサイズをβ２、閾値電圧をＶｔｈ、出力端子１３６の出力電圧をＶｂ２とすると、ＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５には電流Ｉ２が流れることから、ＯＴＡ１３０Ｂの出力電圧Ｖｂ２は、（６）式で表される。
【０１２４】
【数６】
【０１２５】
ここで、（７）式が成立する場合、（８）式が成立する。
【０１２６】
【数７】
【０１２７】
【数８】
【０１２８】
従って、バイアス回路１５のＮＭＯＳトランジスタ１５Ｂと、ＯＴＡ１３０ＢのＮＭＯＳトランジスタ１３４、１３５との間に（７）式が成立するようにＯＴＡ１３０Ｂを設計すれば、実施の形態１の電力増幅器１００において、比較例の電力増幅器１０と等しいバイアス電圧を増幅部１６Ａ、１６Ｂのゲートに印加できる。
【０１２９】
この結果、実施の形態１の電力増幅器１００においても、比較例の電力増幅器１０と同様に、増幅部１６Ａ、１６Ｂの安定的なＢ級動作を実現することができる。
【０１３０】
図９は、実施の形態１の電力増幅器１００と比較例の電力増幅器１０の増幅部１６Ａ、１６Ｂにおける入力電力に対する出力電力の特性を示す図である。図９に示す特性は、回路シミュレータによるシミュレーションによって得られたものである。
【０１３１】
図９に示すように、実施の形態１の電力増幅器１００の増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力電力は、比較例の電力増幅器１０の増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力電力に比べて約１０（ｄＢｍ）程度改善されている。
【０１３２】
これは、実施の形態１の電力増幅器１００において、増幅部１６Ａ、１６Ｂに入力する所望波を減衰させることなく二次歪み成分を低減し、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力における三次歪み成分を低減できたことを表している。
【０１３３】
以上のように、実施の形態１によれば、出力の線形性を改善した電力増幅器１００を提供することができる。
【０１３４】
なお、以上では、フィルタ回路１１０がインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂを含む形態について説明した。しかしながら、フィルタ回路１１０は、上述の回路構成に限定されるものではなく、所望波を増幅部１６Ａ、１６Ｂに通過させるとともに、所望波の二次歪み成分を遮断することができれば、他の回路構成であってもよい。
【０１３５】
また、以上では、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂが２次フィルタ型の回路構成を有する形態について説明したが、インピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂは、ＯＴＡ１３０ＢとＬＰＦ１２４を含まない１次フィルタ型の回路構成であってもよい。
【０１３６】
＜実施の形態２＞
図１０は、実施の形態２の電力増幅器のインピーダンス回路を示す図である。
【０１３７】
実施の形態２の電力増幅器は、インピーダンス回路の構成が実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂと異なる。その他の構成は実施の形態１の電力増幅器１００と同様であるため、同一又は同等の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１３８】
図１０に示すインピーダンス回路２２０は、実施の形態１の電力増幅器１００のインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂの代わりに組み込む回路である。ここでは、実施の形態１のインピーダンス回路１２０Ａ、１２０Ｂが同一の回路構成を有していたのと同様に、実施の形態２の電力増幅器の伝送路１３Ａ、１３Ｂの間に含まれる２つのインピーダンス回路も同一の回路構成を有する。このため、ここでは、２つのインピーダンス回路を区別せずに、図１０に示すインピーダンス回路２２０について説明する。
【０１３９】
実施の形態２のインピーダンス回路２２０は、実施の形態１のインピーダンス回路１２０（図６参照）に、ＯＴＡ１３０ＣとＬＰＦ１２５を追加して、３次フィルタにしたものである。
【０１４０】
ＬＰＦ１２５は、入力端子がＯＴＡ１３０Ｂの出力端子に接続され、出力端子がＯＴＡ１３０Ｃの非反転入力端子に接続されている。ＬＰＦ１２５は、抵抗器Ｒ１３とキャパシタＣ１３を有する。抵抗器Ｒ１３は、一端（図１０中の上側の端子）がＯＴＡ１３０Ｂの出力端子とＯＴＡ１３０Ｃの非反転入力端子とに接続され、他端（図１０中の下側の端子）が接地される。キャパシタＣ１３は、一端（図１０中の上側の端子）がＯＴＡ１３０Ｂの出力端子とＯＴＡ１３０Ｃの非反転入力端子とに接続され、他端（図１０中の下側の端子）が接地される。
【０１４１】
ＬＰＦ１２５は、角周波数ω１の所望波を遮断し、角周波数（ω１−ω２）の二次歪み成分を透過する帯域特性を有する。
【０１４２】
フィルタ１２５の抵抗器Ｒ１３の抵抗値（Ｒ１３）とキャパシタＣ１３の静電容量（Ｃ１３）は、実施の形態１で説明した（７）式及び（８）式のＲ１２とＣ１２の代わりに、（７）式及び（８）式を満たすように設定される。
【０１４３】
ＯＴＡ１３０Ｃは、反転入力端子がバイアス電圧入力端子１２２に接続され、非反転入力端子がＬＰＦ１２５の出力端子に接続され、出力端子が入力端子１２１に接続されている。
【０１４４】
ＯＴＡ１３０Ｃは、ＬＰＦ１２５を通過した二次歪み成分が非反転入力端子に入力されると、非反転入力端子に入力される電圧の位相に応じた電流を出力する。
【０１４５】
上述のように、実施の形態２の電力増幅器は、インピーダンス回路２２０が３次フィルタにされている。３次フィルタ型のインピーダンス回路２２０は、２次フィルタ型のインピーダンス回路１２０よりも、二次歪み成分をより効果的に除去することができる。
【０１４６】
このため、実施の形態２の電力増幅器は、実施の形態１の電力増幅器１００と同様に、増幅部１６Ａ、１６Ｂへの二次歪み成分の入力が抑制され、増幅部１６Ａ、１６Ｂの出力に三次歪み成分が生じることを抑制できる。
【０１４７】
また、実施の形態２によれば、出力の線形性を改善した電力増幅器１００を提供することができる。
【０１４８】
以上、本発明の例示的な実施の形態の電力増幅器、及び、電子装置について説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。
以上の実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
所望波が差動入力される一対の第１増幅部と、
前記第１増幅部の出力側に接続される一対の第２増幅部と、
前記第２増幅部の出力側に接続されるトランスと、
電源から前記第１増幅部に電力を供給するとともに、前記トランスを介して前記第２増幅部に電力を供給する電力供給線と、
前記第１増幅部と前記第２増幅部との間に接続され、前記所望波を前記第２増幅部に通過させるとともに、前記所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路と
を含む電力増幅器。
（付記２）
前記遮断回路は、前記一対の第１増幅部の一方の出力を前記一対の第２増幅部の一方に伝送する第１伝送線と、前記一対の第１増幅部の他方の出力を前記一対の第２増幅部の他方に伝送する第２伝送線との間に接続される一対のインピーダンス回路を有し、
前記一対のインピーダンス回路は、それぞれ、前記所望波の二次歪み成分を通過させる低インピーダンスを示すとともに、前記所望波を遮断する高インピーダンスを示す、付記１記載の電力増幅器。
（付記３）
前記一対のインピーダンス回路は、それぞれ、
前記所望波の二次歪み成分を通過させ、前記所望波を遮断する低帯域通過フィルタと、
前記低帯域通過フィルタの出力側に接続されるトランスコンダクタンスアンプと
を有する、付記２記載の電力増幅器。
（付記４）
前記一対の第２増幅部は、Ｂ級動作を行う一対のトランジスタであり、
前記トランスは、
前記一対のトランジスタの一方の出力側に接続される第１の一次巻線と、
前記一対のトランジスタの他方の出力側に接続される第２の一次巻線と、
前記第１の一次巻線及び前記第２の一次巻線と結合される二次巻線と
を有し、前記第１の一次巻線と前記二次巻線は同一極性で巻回され、前記第２の一次巻線と前記二次巻線とは逆極性で巻回される、付記１乃至３のいずれか一項記載の電力増幅器。
（付記５）
前記第１増幅部及び前記第２増幅部は、ＭＯＳトランジスタである、付記１乃至４のいずれか一項記載の電力増幅器。
（付記６）
付記１乃至５のいずれか一項に記載の電力増幅器と、
前記電力増幅器の出力端子に接続され、前記出力端子から電力供給を受ける素子と
を含む、電子装置。
【符号の説明】
【０１４９】
１１Ａ、１１Ｂ 入力端子
１２Ａ、１２Ｂ 増幅部
１３Ａ、１３Ｂ 伝送線
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
１４Ａ、１４Ｂ キャパシタ
１５ バイアス回路
１６Ａ、１６Ｂ 増幅部
１７ トランス
１８ 出力端子
１９ 電力入力端子
１９Ａ 電力供給線
２１Ａ、２１Ｂ 一次巻線
２２ 二次巻線
３０ 負荷回路
１００ 電力増幅器
１１０ フィルタ回路
１２０ インピーダンス回路
１２１ 入力端子
１２２ バイアス電圧入力端子
１２３、１２４ ＬＰＦ
１３０、１３０Ａ、１３０Ｂ ＯＴＡ
１３１、１３２、１３３ ＰＭＯＳトランジスタ
１３４、１３５ ＮＭＯＳトランジスタ
１３６ 出力端子
２２０ インピーダンス回路
５００ 携帯電話端末機
５１１ アンテナ
５１２ ＲＦ通信部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所望波が差動入力される一対の第１増幅部と、
前記第１増幅部の出力側に接続される一対の第２増幅部と、
前記第２増幅部の出力側に接続されるトランスと、
電源から前記第１増幅部に電力を供給するとともに、前記トランスを介して前記第２増幅部に電力を供給する電力供給線と、
前記第１増幅部と前記第２増幅部との間に接続され、前記所望波を前記第２増幅部に通過させるとともに、前記所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路と
を含む電力増幅器。
【請求項２】
前記遮断回路は、前記一対の第１増幅部の一方の出力を前記一対の第２増幅部の一方に伝送する第１伝送線と、前記一対の第１増幅部の他方の出力を前記一対の第２増幅部の他方に伝送する第２伝送線との間に接続される一対のインピーダンス回路を有し、
前記一対のインピーダンス回路は、それぞれ、前記所望波の二次歪み成分を通過させる低インピーダンスを示すとともに、前記所望波を遮断する高インピーダンスを示す、請求項１記載の電力増幅器。
【請求項３】
前記一対のインピーダンス回路は、それぞれ、
前記所望波の二次歪み成分を通過させ、前記所望波を遮断する低帯域通過フィルタと、
前記低帯域通過フィルタの出力側に接続されるトランスコンダクタンスアンプと
を有する、請求項２記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記一対の第２増幅部は、Ｂ級動作を行う一対のトランジスタであり、
前記トランスは、
前記一対のトランジスタの一方の出力側に接続される第１の一次巻線と、
前記一対のトランジスタの他方の出力側に接続される第２の一次巻線と、
前記第１の一次巻線及び前記第２の一次巻線と結合される二次巻線と
を有し、前記第１の一次巻線と前記二次巻線は同一極性で巻回され、前記第２の一次巻線と前記二次巻線とは逆極性で巻回される、請求項１乃至３のいずれか一項記載の電力増幅器。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力増幅器と、
前記電力増幅器の出力端子に接続され、前記出力端子から電力供給を受ける素子と
を含む、電子装置。
【請求項１】
所望波が差動入力される一対の第１増幅部と、
前記第１増幅部の出力側に接続される一対の第２増幅部と、
前記第２増幅部の出力側に接続されるトランスと、
電源から前記第１増幅部に電力を供給するとともに、前記トランスを介して前記第２増幅部に電力を供給する電力供給線と、
前記第１増幅部と前記第２増幅部との間に接続され、前記所望波を前記第２増幅部に通過させるとともに、前記所望波の二次歪み成分を遮断する遮断回路と
を含む電力増幅器。
【請求項２】
前記遮断回路は、前記一対の第１増幅部の一方の出力を前記一対の第２増幅部の一方に伝送する第１伝送線と、前記一対の第１増幅部の他方の出力を前記一対の第２増幅部の他方に伝送する第２伝送線との間に接続される一対のインピーダンス回路を有し、
前記一対のインピーダンス回路は、それぞれ、前記所望波の二次歪み成分を通過させる低インピーダンスを示すとともに、前記所望波を遮断する高インピーダンスを示す、請求項１記載の電力増幅器。
【請求項３】
前記一対のインピーダンス回路は、それぞれ、
前記所望波の二次歪み成分を通過させ、前記所望波を遮断する低帯域通過フィルタと、
前記低帯域通過フィルタの出力側に接続されるトランスコンダクタンスアンプと
を有する、請求項２記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記一対の第２増幅部は、Ｂ級動作を行う一対のトランジスタであり、
前記トランスは、
前記一対のトランジスタの一方の出力側に接続される第１の一次巻線と、
前記一対のトランジスタの他方の出力側に接続される第２の一次巻線と、
前記第１の一次巻線及び前記第２の一次巻線と結合される二次巻線と
を有し、前記第１の一次巻線と前記二次巻線は同一極性で巻回され、前記第２の一次巻線と前記二次巻線とは逆極性で巻回される、請求項１乃至３のいずれか一項記載の電力増幅器。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力増幅器と、
前記電力増幅器の出力端子に接続され、前記出力端子から電力供給を受ける素子と
を含む、電子装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１３−９２０３（Ｐ２０１３−９２０３Ａ）
【公開日】平成２５年１月１０日（２０１３．１．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１４１１３８（Ｐ２０１１−１４１１３８）
【出願日】平成２３年６月２４日（２０１１．６．２４）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月１０日（２０１３．１．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月２４日（２０１１．６．２４）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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