電力変換装置
【課題】 発生損失を低減して、サージ電圧を抑制することのできる電力変換装置を提供することにある。
【解決手段】 直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置１０であって、出力された交流電力の電流値ＩＵ，ＩＶの実効値が、閾値よりも大きい場合、小さい抵抗値ｒ１を選択し、閾値よりも小さい場合、大きい抵抗値ｒ１＋ｒ２を選択し、選択された抵抗値のゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２により、電力変換用半導体素子２１Ａ〜２１Ｄを駆動する。
【解決手段】 直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置１０であって、出力された交流電力の電流値ＩＵ，ＩＶの実効値が、閾値よりも大きい場合、小さい抵抗値ｒ１を選択し、閾値よりも小さい場合、大きい抵抗値ｒ１＋ｒ２を選択し、選択された抵抗値のゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２により、電力変換用半導体素子２１Ａ〜２１Ｄを駆動する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、３レベルインバータは、直流電源とインバータとの間に、直流電圧の変動を抑制するためのコンデンサが接続されている。このような構成においては、コンデンサとインバータとの間に、浮遊インピーダンスがある。この浮遊インピーダンスが大きい場合、サージ電圧が大きくなる。サージ電圧は、過負荷などにより定格電流を超過する過電流が電力変換回路を流れているときに、電力変換用半導体素子をスイッチングすると発生する。
【０００３】
このサージ電圧を抑制するために、スナバ回路を設けたり、又は電力変換用半導体素子を駆動する駆動回路のゲート抵抗の値を大きい値に選定したりすることが考えられる。
【０００４】
しかし、スナバ回路を構成すると、電力変換用半導体素子のスイッチングを行うたびに、スナバ回路によって損失が発生する。よって、電力変換装置の発生損失は、スイッチング回数に比例し、増大することになる。また、スナバ回路を設けると、電力変換装置を構成する部品数が増えるため、電力変換装置を小型化できない。一方、ゲート抵抗の値を大きい値で選定した場合、通常電流（定格電流など）でのスイッチングにおいても、電力変換用半導体素子により発生する損失が増大することになる。
【０００５】
そこで、発生損失を低減して、サージ電圧を抑制する構成として、構造を最適化することにより浮遊インピーダンスを低減する電力変換装置（例えば、特許文献１参照）、及び電力変換用半導体素子に流れる過電流を検出して電力変換用半導体素子のゲートを遮断し、過電流保護を行う電力変換装置（例えば、特許文献２参照）が開示されている。
【特許文献１】特開２００７−６５８４号公報
【特許文献２】特開２００７−３１２５０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述の電力変換装置には、次のような問題がある。
【０００７】
構造の最適化により浮遊インピーダンスを低減するような方式では、電力変換装置は、構造上の制約を受けることになる。また、電力変換用半導体素子に流れる過電流を検出してゲートを遮断するには、過電流状態の間に、電力変換用半導体素子の短いスイッチング時間内に、かつスイッチングをする度に、様々な制御を必要とする。このため、現実的には、電力変換装置の制御が非常に困難である。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、発生損失を低減して、サージ電圧を抑制することのできる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の観点に従った３レベルインバータ装置は、電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置であって、前記交流電力の電流の実効値を測定する電流測定手段と、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が第１の電流の閾値よりも大きい場合、第１の抵抗値を選択し、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が前記第１の電流の閾値以下である第２の電流の閾値よりも小さい場合、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択する抵抗値選択手段と、前記抵抗値選択手段により選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動する駆動手段とを備えている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、発生損失を低減して、サージ電圧を抑制することのできる電力変換装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
【００１２】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置１０の構成を示す構成図である。なお、以降の図における同一部分には、同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。以降の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。
【００１３】
ここでは、Ｕ相の構成について主に説明する。また、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの構成については、同様に構成されているものとして、詳しい説明を省略する。以降の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。
【００１４】
電力変換装置１０は、直流側に直流電源を、交流側に交流負荷を接続する。電力変換装置１０は、直流電源から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、交流負荷に供給する。
【００１５】
電力変換装置１０は、電力変換部１と、制御基盤部９とを備えている。
【００１６】
電力変換部１は、Ｕ相アーム２Ｕと、Ｖ相アーム２Ｖと、Ｗ相アーム２Ｗと、２つのコンデンサ群３と、Ｕ相電流センサ６Ｕと、Ｖ相電流センサ６Ｖとを備えている。
【００１７】
２つのコンデンサ群３は、直流電圧の正極Ｐと負極Ｎとの間に、直列に接続されている。２つのコンデンサ群３を互いに接続する接続点は、直流電圧の中性点Ｃとなる。
【００１８】
Ｕ相アーム２Ｕは、４つの電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄと、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのそれぞれに逆並列に接続された４つの逆並列ダイオード２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ，２３Ｄと、２つのクランプダイオード２２Ａ，２２Ｂとを備えている。Ｕ相アーム２Ｕは、直流電源と接続されている。Ｕ相アーム２Ｕは、直流電源から供給された直流電力を変換し、三相交流電力のＵ相として出力する。
【００１９】
同様にして、Ｖ相アーム２Ｖは、直流電力を変換し、三相交流電力のＶ相として出力する。Ｗ相アーム２Ｗは、直流電力を変換し、三相交流電力のＷ相として出力する。
【００２０】
４つの電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄは、直流電圧の正極Ｐと負極Ｎとの間に、直列に接続されている。各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄは、コレクタを正極側に、エミッタを負極側に接続している。直列に接続された４つの電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのうち内側に接続された２つの電力変換用半導体素子２１Ｂ，２１Ｃを互いに接続する接続点が電力変換装置１０から出力される三相交流電力のＵ相の出力となる。
【００２１】
２つのクランプダイオード２２Ａ，２２Ｂは、正極Ｐ側から近い順に位置する２つの電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂを互いに接続する接続点と、負極Ｎ側から近い順に位置する２つの電力変換用半導体素子２１Ｃ，２１Ｄを互いに接続する接続点とを接続するように、直列に接続されている。各クランプダイオード２２Ａ，２２Ｂは、カソードを正極側に、アノードを負極側に接続している。２つのクランプダイオード２２Ａ，２２Ｂを互いに接続する接続点は、直流電圧の中性点Ｃ（２つのコンデンサ群３を互いに接続する接続点）と短絡されている。
【００２２】
Ｕ相電流センサ６Ｕは、電力変換装置１０から出力されるＵ相電流ＩＵを検出する。検出されたＵ相電流ＩＵは、制御基盤部９に入力される。
【００２３】
Ｖ相電流センサ６Ｖは、電力変換装置１０から出力されるＶ相電流ＩＶを検出する。検出されたＶ相電流ＩＶは、制御基盤部９に入力される。
【００２４】
なお、Ｗ相電流は、制御基盤部９により、Ｕ相電流ＩＵ及びＶ相電流ＩＶに基づいて、算出される。
【００２５】
制御基盤部９は、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート端子と接続されている。制御基盤部９は、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのそれぞれにゲート信号ＳＧを出力する。これにより、制御基盤部９は、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄをそれぞれスイッチング制御する。
【００２６】
制御基盤部９は、Ｕ相電流センサ６Ｕにより検出されたＵ相電流ＩＵ及びＶ相電流センサ６Ｖにより検出されたＶ相電流ＩＶに基づいて、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート抵抗の抵抗値を切り換える。
【００２７】
図２は、本発明の第１の実施形態に係る制御基盤部９の構成を示す構成図である。図２は、Ｕ相アーム２Ｕの電力変換用半導体素子２１Ａに関する構成を示している。なお、他の電力変換用半導体素子２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄについても同様の構成である。また、Ｖ相アーム２Ｖ及びＷ相アーム２Ｗについても同様である。
【００２８】
制御基盤部９は、出力電流検出部９１と、ゲート切換制御部９２と、ゲート駆動制御回路９３とを備えている。
【００２９】
出力電流検出部９１は、Ｕ相電流センサ６Ｕにより検出されたＵ相電流ＩＵ及びＶ相電流センサ６Ｖにより検出されたＶ相電流ＩＶが入力される。出力電流検出部９１は、Ｕ相電流ＩＵ及びＶ相電流ＩＶのそれぞれの相電流の実効値を演算する。出力電流検出部９１は、Ｕ相電流ＩＵ及びＶ相電流ＩＶに基づいて、Ｗ相電流の実効値を演算する。出力電流検出部９１は、演算した各相電流の実効値に基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を切り換えるための測定量となる電圧値ＶＳを演算する。電圧値ＶＳは、演算された相電流の実効値に比例する値である。電圧値ＶＳは、例えば、各相電流の実効値の平均又は総和などに相当する電圧値である。出力電流検出部９１は、変換した電圧値ＶＳをゲート切換制御部９２に出力する。
【００３０】
ゲート切換制御部９２は、出力電流検出部９１から電圧値ＶＳが入力される。ゲート切換制御部９２には、閾値となる電圧値ＶＨ，ＶＬがそれぞれ設定されている。電圧値ＶＨは、ゲート抵抗を大きい抵抗値に切り換える場合に、比較する基準となる閾値である。電圧値ＶＬは、ゲート抵抗を小さい抵抗値に切り換える場合に、比較する基準となる閾値である。
【００３１】
ゲート切換制御部９２は、電圧値ＶＳと電圧値ＶＨを比較する。電圧値ＶＳが電圧値ＶＨよりも高い場合、ゲート切換制御部９２は、Ｌレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２は、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００３２】
電圧値ＶＳが電圧値ＶＨよりも高くない場合、ゲート切換制御部９２は、電圧値ＶＳと電圧値ＶＬを比較する。電圧値ＶＳが電圧値ＶＬよりも低い場合、ゲート切換制御部９２は、Ｈレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２は、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００３３】
ゲート切換制御部９２は、Ｕ相アーム２Ｕ、Ｖ相アーム２Ｖ及びＷ相アーム２Ｗのそれぞれの電力変換用半導体素子２１Ａに対して、同一の検出信号ＳＣを出力する。従って、各相アーム２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのそれぞれの電力変換用半導体素子２１Ａは、ゲート抵抗値が同一となるように切り換わる。同様にして、ゲート切換制御部９２は、Ｕ相アーム２Ｕ、Ｖ相アーム２Ｖ及びＷ相アーム２Ｗの電力変換用半導体素子２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄに対しても、それぞれに他の相アームと同一の検出信号ＳＣを出力する。
【００３４】
ゲート駆動制御回路９３は、ゲート切換用半導体ＧＣと、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えている。ゲート抵抗Ｒ１は、Ｕ相アーム２Ｕの電力変換用半導体素子２１Ａのゲート端子ＧＴとゲート抵抗Ｒ２との間に接続されている。ゲート抵抗Ｒ２は、ゲート切換用半導体ＧＣのドレイン・ソース間に接続されている。ゲート抵抗Ｒ２は、ゲート抵抗Ｒ１に接続されていない側の端子を負極ＮＡに接続している。
【００３５】
ゲート切換用半導体ＧＣは、ゲート切換制御部９２から入力される検出信号ＳＣに応じて、オンとオフを切り換える。
【００３６】
検出信号ＳＣがＬレベルの場合、ゲート切換用半導体ＧＣは、オンからオフに切り換わる。これにより、ゲート駆動制御回路９３により構成されたゲート抵抗の抵抗値は、大きくなる。具体的には、Ｌレベルの検出信号ＳＣの受信により、ゲート切換用半導体ＧＣがオフされる。これにより、ゲート抵抗Ｒ１の抵抗値をｒ１とし、ゲート抵抗Ｒ２の抵抗値をｒ２とすると、電力変換用半導体素子２１Ｕのゲート抵抗の抵抗値は、ゲート抵抗Ｒ１の抵抗値であるｒ１とゲート抵抗Ｒ２の抵抗値であるｒ２との和になる。
【００３７】
検出信号ＳＣがＨレベルの場合、ゲート切換用半導体ＧＣは、オフからオンに切り換わる。これにより、ゲート駆動制御回路９３により構成されたゲート抵抗の抵抗値は、小さくなる。具体的には、Ｈレベルの検出信号ＳＣの受信により、ゲート切換用半導体ＧＣがオンされる。これにより、ゲート抵抗Ｒ２の両端の端子は、短絡された状態となる。よって、電力変換用半導体素子２１Ｕのゲート抵抗の抵抗値は、ゲート抵抗Ｒ１の抵抗値であるｒ１となる。
【００３８】
本実施形態によれば、電力変換装置１０の出力電流の実効値が、所定の閾値電流を超えると、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなる。これにより、スイッチングによるサージ電圧を抑制することができる。また、電力変換装置１０の出力電流の実効値が、所定の閾値電流を下回ると、ゲート抵抗の抵抗値が小さくなる。これにより、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの発生損失を低減することができる。
【００３９】
また、制御基盤部９は、電力変換部１から出力された交流電流の実効値を測定する。この測定結果に基づいて、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの駆動をする。このため、電力変換装置１０は、ゲート抵抗の抵抗値の変更を不必要に増加させずに動作することができる。これに対して、瞬時値に基づいて制御した場合、ゲート抵抗の抵抗値の変更が頻繁になる。従って、制御基盤部９は、実効値に基づいて制御することで、電力変換装置１０は、安定した動作をすることができる。
【００４０】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置１０Ａの構成を示す構成図である。
【００４１】
電力変換装置１０Ａは、電力変換部１Ａと制御基盤部９Ａとを備えている。
【００４２】
電力変換部１Ａは、図１に示す第１の実施形態に係る電力変換部１において、各相アーム２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの代わりに、各相アーム２ＵＡ，２ＶＡ，２ＷＡを設けている。
【００４３】
Ｕ相アーム２ＵＡは、Ｕ相アーム２Ｕの各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄに、それぞれ温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤを設けた構成である。その他の構成は、電力変換部１と同様の構成である。Ｖ相アーム２ＶＡ及びＷ相アーム２ＷＡについても同様である。
【００４４】
温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤは、自己が設けられている電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの温度を測定する。温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤは、測定した温度を温度信号ＳＴとして、制御基盤部９Ａに出力する。
【００４５】
制御基盤部９Ａは、図２に示す第１の実施形態に係る制御基盤部９において、温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤから出力された温度信号ＳＴを追加して入力している。
【００４６】
図４は、本発明の第２の実施形態に係る制御基盤部９Ａの構成を示す構成図である。
【００４７】
制御基盤部９Ａは、図２に示す第１の実施形態に係る制御基盤部９において、ゲート切換制御部９２の代わりに、ゲート切換制御部９２Ａを設けている。制御基盤部９Ａは、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件として、温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤにより検出された温度信号ＳＴを要素に加えている。その他の構成は、制御基盤部９と同様の構成である。
【００４８】
ゲート切換制御部９２Ａは、出力電流検出部９１から電圧値ＶＳが入力される。ゲート切換制御部９２は、閾値となる電圧値ＶＨ，ＶＬ，ＶＭ及び閾値となる温度ＴＭがそれぞれ設定されている。
【００４９】
電圧値ＶＭ及び温度ＴＭは、ゲート抵抗の抵抗値を切り換える閾値である。電圧値ＶＭは、電圧値ＶＨと電圧値ＶＬとの中間にある値である。
【００５０】
ゲート切換制御部９２Ａは、電圧値ＶＳと電圧値ＶＨを比較する。電圧値ＶＳが電圧値ＶＨよりも高い場合、ゲート切換制御部９２Ａは、Ｌレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２Ａは、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００５１】
電圧値ＶＳが電圧値ＶＨよりも高くない場合、ゲート切換制御部９２Ａは、電圧値ＶＳと電圧値ＶＬを比較する。電圧値ＶＳが電圧値ＶＬよりも低い場合、ゲート切換制御部９２Ａは、Ｈレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２Ａは、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００５２】
電圧値ＶＳが電圧値ＶＨと電圧値ＶＬとの間の値である場合、ゲート切換制御部９２Ａは、電圧値ＶＳと電圧値ＶＭを比較する。一方、ゲート切換制御部９２Ａは、温度信号ＳＴの示す温度と温度ＴＭを比較する。
【００５３】
上述の２つの比較結果が、温度信号ＳＴの示す温度が温度ＴＭよりも高く、かつ電圧値ＶＳが電圧値ＶＭよりも低い場合、ゲート切換制御部９２Ａは、Ｌレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２Ａは、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００５４】
上述の２つの比較結果が、温度信号ＳＴの示す温度が温度ＴＭよりも低く、かつ電圧値ＶＳが電圧値ＶＭよりも高い場合、ゲート切換制御部９２Ａは、Ｈレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２Ａは、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００５５】
本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。
【００５６】
電力変換装置１０Ａは、全ての電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄを、温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤにより温度を個別に測定し、ゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件に用いる。これにより、電力変換装置１０Ａは、ゲート抵抗の抵抗値を切り換えることにより、発熱を抑制することができる。
【００５７】
（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置１０Ｂの構成を示す構成図である。
【００５８】
電力変換装置１０Ｂは、電力変換部１Ｂと制御基盤部９Ｂとを備えている。
【００５９】
電力変換部１Ｂは、図１に示す第１の実施形態に係る電力変換部１において、Ｕ相電流センサ６Ｕ及びＶ相電流センサ６Ｖの代わりに、直流電圧センサＤＰを設けている。
【００６０】
制御基盤部９Ｂは、図１に示す第１の実施形態に係る制御基盤部９の構成において、三相交流電流の電流センサ６Ｕ，６Ｖにより検出された三相交流電流ＩＵ，ＩＶを入力する代わりに、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤを入力する。
【００６１】
直流電圧センサＤＰは、電力変換部１Ｂの入力側に印加される直流電圧ＶＤを検出する。具体的には、直流電圧センサＤＰが検出する直流電圧ＶＤは、電力変換部１Ｂの正極Ｐと負極Ｎとの間に印加される電圧である。直流電圧センサＤＰは、検出した直流電圧ＶＤを制御基盤部９Ｂに出力する。
【００６２】
図６は、本発明の第３の実施形態に係る制御基盤部９Ｂの構成を示す構成図である。
【００６３】
制御基盤部９Ｂは、図２に示す第１の実施形態に係る制御基盤部９において、出力電流検出部９１の代わりに、出力電圧検出部９１Ｂを設けている。制御基盤部９Ｂは、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件として、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤを要素に用いる。その他の構成は、制御基盤部９と同様の構成である。
【００６４】
出力電圧検出部９１Ｂは、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤが入力される。出力電圧検出部９１Ｂは、入力された直流電圧ＶＤを、ゲート抵抗の抵抗値を切り換えるための測定量となる電圧値ＶＳに変換するための演算をする。電圧値ＶＳは、入力された直流電圧に比例する値である。出力電圧検出部９１Ｂは、変換された電圧値ＶＳをゲート切換制御部９２に出力する。
【００６５】
ゲート切換制御部９２は、入力された電圧値ＶＳに基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を切り換える。
【００６６】
本実施形態によれば、電力変換部１Ｂに供給される直流電圧ＶＤが、所定の閾値電圧を超えると、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなる。これにより、スイッチングによるサージ電圧を抑制することができる。また、直流電圧ＶＤが、所定の閾値電圧を下回ると、ゲート抵抗の抵抗値が小さくなる。これにより、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの発生損失を低減することができる。
【００６７】
従って、電力変換装置１０Ｂは、電力変換部１Ｂに供給される直流電圧ＶＤを測定し、この測定結果に基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を変えている。これにより、電力変換装置１０Ｂは、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００６８】
（第４の実施形態）
図７は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置１０Ｃの構成を示す構成図である。
【００６９】
電力変換装置１０Ｃは、電力変換部１Ｃと制御基盤部９Ｃとを備えている。
【００７０】
電力変換部１Ｃは、図３に示す第２の実施形態に係る電力変換部１Ａにおいて、Ｕ相電流センサ６Ｕ及びＶ相電流センサ６Ｖの代わりに、直流電圧センサＤＰを設けている。
【００７１】
制御基盤部９Ｂは、図３に示す第２の実施形態に係る制御基盤部９Ａの構成において、三相交流電流の電流センサ６Ｕ，６Ｖにより検出された三相交流電流ＩＵ，ＩＶを入力する代わりに、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤを入力する。
【００７２】
直流電圧センサＤＰは、電力変換部１Ｃの入力側に印加される直流電圧ＶＤを検出する。具体的には、直流電圧センサＤＰが検出する直流電圧ＶＤは、電力変換部１Ｃの正極Ｐと負極Ｎとの間に印加される電圧である。直流電圧センサＤＰは、検出した直流電圧ＶＤを制御基盤部９Ｃに出力する。
【００７３】
図８は、本発明の第４の実施形態に係る制御基盤部９Ｃの構成を示す構成図である。
【００７４】
制御基盤部９Ｃは、図４に示す第２の実施形態に係る制御基盤部９Ａにおいて、出力電流検出部９１の代わりに、図６に示す第３の実施形態に係る出力電圧検出部９１Ｂを設けている。制御基盤部９Ｃは、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件として、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤを要素に用いる。その他の構成は、制御基盤部９Ａと同様の構成である。
【００７５】
本実施形態によれば、第２の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。
【００７６】
電力変換装置１０Ｃは、全ての電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄを、温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤにより温度を個別に測定し、ゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件に用いる。これにより、電力変換装置１０Ｃは、ゲート抵抗の抵抗値を切り換えることにより、発熱を抑制することができる。
【００７７】
従って、電力変換装置１０Ｃは、電力変換部１Ｃに供給される直流電圧ＶＤに基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を変えることで、第３の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。また、全ての電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄを測定した温度に基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を変えることで、さらに第２の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００７８】
なお、各実施形態は、以下のように変形して、実施することができる。
【００７９】
各実施形態において、ゲート駆動制御回路９３は、１つのゲート切換用半導体ＧＣと、２つのゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２により構成したが、この構成に限らない。ゲート駆動制御回路９３は、２つ以上のゲート切換用半導体を備えていてもよいし、３つ以上のゲート抵抗を備えていてもよい。また、ゲート駆動制御回路９３は、３つ以上のゲート抵抗値を選択できるように構成してもよい。
【００８０】
第２の実施形態において、閾値となる温度ＴＭを１つとしたが、２つ以上に細分化して制御してもよい。例えば、ゲート抵抗の抵抗値を小さくする切り換えをするための閾値と、ゲート抵抗の抵抗値を大きくする切り換えをするための閾値とを異なる温度としてもよい。同様に、電圧値ＶＭも、ゲート抵抗の抵抗値を大きくする場合と、ゲート抵抗の抵抗値を小さくする場合とで、２つの異なる閾値に分けてもよい。
【００８１】
第３の実施形態及び第４の実施形態において、制御基盤部９Ｂ，９Ｃで測定する直流電圧ＶＤを電力変換部１Ｂの正極Ｐと負極Ｎとの間に印加される電圧としたが、これに限らない。例えば、直流電圧ＶＤは、電力変換部１Ｂの中性点Ｃと正極Ｐ（又は、負極Ｎ）との間に印加される直流電圧としてもよい。
【００８２】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。
【図２】第１の実施形態に係る制御基盤部の構成を示す構成図。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。
【図４】第２の実施形態に係る制御基盤部の構成を示す構成図。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。
【図６】第３の実施形態に係る制御基盤部の構成を示す構成図。
【図７】本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。
【図８】第４の実施形態に係る制御基盤部の構成を示す構成図。
【符号の説明】
【００８４】
１…電力変換部、２Ｕ…Ｕ相アーム、２Ｖ…Ｖ相アーム、２Ｗ…Ｗ相アーム、３…コンデンサ群、６Ｕ…Ｕ相電流センサ、６Ｖ…Ｖ相電流センサ、９…制御基盤部、１０…電力変換装置、２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ…電力変換用半導体素子、２２Ａ，２２Ｂ…クランプダイオード、２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ，２３Ｄ…逆並列ダイオード。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、３レベルインバータは、直流電源とインバータとの間に、直流電圧の変動を抑制するためのコンデンサが接続されている。このような構成においては、コンデンサとインバータとの間に、浮遊インピーダンスがある。この浮遊インピーダンスが大きい場合、サージ電圧が大きくなる。サージ電圧は、過負荷などにより定格電流を超過する過電流が電力変換回路を流れているときに、電力変換用半導体素子をスイッチングすると発生する。
【０００３】
このサージ電圧を抑制するために、スナバ回路を設けたり、又は電力変換用半導体素子を駆動する駆動回路のゲート抵抗の値を大きい値に選定したりすることが考えられる。
【０００４】
しかし、スナバ回路を構成すると、電力変換用半導体素子のスイッチングを行うたびに、スナバ回路によって損失が発生する。よって、電力変換装置の発生損失は、スイッチング回数に比例し、増大することになる。また、スナバ回路を設けると、電力変換装置を構成する部品数が増えるため、電力変換装置を小型化できない。一方、ゲート抵抗の値を大きい値で選定した場合、通常電流（定格電流など）でのスイッチングにおいても、電力変換用半導体素子により発生する損失が増大することになる。
【０００５】
そこで、発生損失を低減して、サージ電圧を抑制する構成として、構造を最適化することにより浮遊インピーダンスを低減する電力変換装置（例えば、特許文献１参照）、及び電力変換用半導体素子に流れる過電流を検出して電力変換用半導体素子のゲートを遮断し、過電流保護を行う電力変換装置（例えば、特許文献２参照）が開示されている。
【特許文献１】特開２００７−６５８４号公報
【特許文献２】特開２００７−３１２５０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述の電力変換装置には、次のような問題がある。
【０００７】
構造の最適化により浮遊インピーダンスを低減するような方式では、電力変換装置は、構造上の制約を受けることになる。また、電力変換用半導体素子に流れる過電流を検出してゲートを遮断するには、過電流状態の間に、電力変換用半導体素子の短いスイッチング時間内に、かつスイッチングをする度に、様々な制御を必要とする。このため、現実的には、電力変換装置の制御が非常に困難である。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、発生損失を低減して、サージ電圧を抑制することのできる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の観点に従った３レベルインバータ装置は、電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置であって、前記交流電力の電流の実効値を測定する電流測定手段と、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が第１の電流の閾値よりも大きい場合、第１の抵抗値を選択し、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が前記第１の電流の閾値以下である第２の電流の閾値よりも小さい場合、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択する抵抗値選択手段と、前記抵抗値選択手段により選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動する駆動手段とを備えている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、発生損失を低減して、サージ電圧を抑制することのできる電力変換装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
【００１２】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置１０の構成を示す構成図である。なお、以降の図における同一部分には、同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。以降の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。
【００１３】
ここでは、Ｕ相の構成について主に説明する。また、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの構成については、同様に構成されているものとして、詳しい説明を省略する。以降の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。
【００１４】
電力変換装置１０は、直流側に直流電源を、交流側に交流負荷を接続する。電力変換装置１０は、直流電源から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、交流負荷に供給する。
【００１５】
電力変換装置１０は、電力変換部１と、制御基盤部９とを備えている。
【００１６】
電力変換部１は、Ｕ相アーム２Ｕと、Ｖ相アーム２Ｖと、Ｗ相アーム２Ｗと、２つのコンデンサ群３と、Ｕ相電流センサ６Ｕと、Ｖ相電流センサ６Ｖとを備えている。
【００１７】
２つのコンデンサ群３は、直流電圧の正極Ｐと負極Ｎとの間に、直列に接続されている。２つのコンデンサ群３を互いに接続する接続点は、直流電圧の中性点Ｃとなる。
【００１８】
Ｕ相アーム２Ｕは、４つの電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄと、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのそれぞれに逆並列に接続された４つの逆並列ダイオード２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ，２３Ｄと、２つのクランプダイオード２２Ａ，２２Ｂとを備えている。Ｕ相アーム２Ｕは、直流電源と接続されている。Ｕ相アーム２Ｕは、直流電源から供給された直流電力を変換し、三相交流電力のＵ相として出力する。
【００１９】
同様にして、Ｖ相アーム２Ｖは、直流電力を変換し、三相交流電力のＶ相として出力する。Ｗ相アーム２Ｗは、直流電力を変換し、三相交流電力のＷ相として出力する。
【００２０】
４つの電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄは、直流電圧の正極Ｐと負極Ｎとの間に、直列に接続されている。各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄは、コレクタを正極側に、エミッタを負極側に接続している。直列に接続された４つの電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのうち内側に接続された２つの電力変換用半導体素子２１Ｂ，２１Ｃを互いに接続する接続点が電力変換装置１０から出力される三相交流電力のＵ相の出力となる。
【００２１】
２つのクランプダイオード２２Ａ，２２Ｂは、正極Ｐ側から近い順に位置する２つの電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂを互いに接続する接続点と、負極Ｎ側から近い順に位置する２つの電力変換用半導体素子２１Ｃ，２１Ｄを互いに接続する接続点とを接続するように、直列に接続されている。各クランプダイオード２２Ａ，２２Ｂは、カソードを正極側に、アノードを負極側に接続している。２つのクランプダイオード２２Ａ，２２Ｂを互いに接続する接続点は、直流電圧の中性点Ｃ（２つのコンデンサ群３を互いに接続する接続点）と短絡されている。
【００２２】
Ｕ相電流センサ６Ｕは、電力変換装置１０から出力されるＵ相電流ＩＵを検出する。検出されたＵ相電流ＩＵは、制御基盤部９に入力される。
【００２３】
Ｖ相電流センサ６Ｖは、電力変換装置１０から出力されるＶ相電流ＩＶを検出する。検出されたＶ相電流ＩＶは、制御基盤部９に入力される。
【００２４】
なお、Ｗ相電流は、制御基盤部９により、Ｕ相電流ＩＵ及びＶ相電流ＩＶに基づいて、算出される。
【００２５】
制御基盤部９は、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート端子と接続されている。制御基盤部９は、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのそれぞれにゲート信号ＳＧを出力する。これにより、制御基盤部９は、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄをそれぞれスイッチング制御する。
【００２６】
制御基盤部９は、Ｕ相電流センサ６Ｕにより検出されたＵ相電流ＩＵ及びＶ相電流センサ６Ｖにより検出されたＶ相電流ＩＶに基づいて、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート抵抗の抵抗値を切り換える。
【００２７】
図２は、本発明の第１の実施形態に係る制御基盤部９の構成を示す構成図である。図２は、Ｕ相アーム２Ｕの電力変換用半導体素子２１Ａに関する構成を示している。なお、他の電力変換用半導体素子２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄについても同様の構成である。また、Ｖ相アーム２Ｖ及びＷ相アーム２Ｗについても同様である。
【００２８】
制御基盤部９は、出力電流検出部９１と、ゲート切換制御部９２と、ゲート駆動制御回路９３とを備えている。
【００２９】
出力電流検出部９１は、Ｕ相電流センサ６Ｕにより検出されたＵ相電流ＩＵ及びＶ相電流センサ６Ｖにより検出されたＶ相電流ＩＶが入力される。出力電流検出部９１は、Ｕ相電流ＩＵ及びＶ相電流ＩＶのそれぞれの相電流の実効値を演算する。出力電流検出部９１は、Ｕ相電流ＩＵ及びＶ相電流ＩＶに基づいて、Ｗ相電流の実効値を演算する。出力電流検出部９１は、演算した各相電流の実効値に基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を切り換えるための測定量となる電圧値ＶＳを演算する。電圧値ＶＳは、演算された相電流の実効値に比例する値である。電圧値ＶＳは、例えば、各相電流の実効値の平均又は総和などに相当する電圧値である。出力電流検出部９１は、変換した電圧値ＶＳをゲート切換制御部９２に出力する。
【００３０】
ゲート切換制御部９２は、出力電流検出部９１から電圧値ＶＳが入力される。ゲート切換制御部９２には、閾値となる電圧値ＶＨ，ＶＬがそれぞれ設定されている。電圧値ＶＨは、ゲート抵抗を大きい抵抗値に切り換える場合に、比較する基準となる閾値である。電圧値ＶＬは、ゲート抵抗を小さい抵抗値に切り換える場合に、比較する基準となる閾値である。
【００３１】
ゲート切換制御部９２は、電圧値ＶＳと電圧値ＶＨを比較する。電圧値ＶＳが電圧値ＶＨよりも高い場合、ゲート切換制御部９２は、Ｌレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２は、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００３２】
電圧値ＶＳが電圧値ＶＨよりも高くない場合、ゲート切換制御部９２は、電圧値ＶＳと電圧値ＶＬを比較する。電圧値ＶＳが電圧値ＶＬよりも低い場合、ゲート切換制御部９２は、Ｈレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２は、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００３３】
ゲート切換制御部９２は、Ｕ相アーム２Ｕ、Ｖ相アーム２Ｖ及びＷ相アーム２Ｗのそれぞれの電力変換用半導体素子２１Ａに対して、同一の検出信号ＳＣを出力する。従って、各相アーム２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのそれぞれの電力変換用半導体素子２１Ａは、ゲート抵抗値が同一となるように切り換わる。同様にして、ゲート切換制御部９２は、Ｕ相アーム２Ｕ、Ｖ相アーム２Ｖ及びＷ相アーム２Ｗの電力変換用半導体素子２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄに対しても、それぞれに他の相アームと同一の検出信号ＳＣを出力する。
【００３４】
ゲート駆動制御回路９３は、ゲート切換用半導体ＧＣと、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えている。ゲート抵抗Ｒ１は、Ｕ相アーム２Ｕの電力変換用半導体素子２１Ａのゲート端子ＧＴとゲート抵抗Ｒ２との間に接続されている。ゲート抵抗Ｒ２は、ゲート切換用半導体ＧＣのドレイン・ソース間に接続されている。ゲート抵抗Ｒ２は、ゲート抵抗Ｒ１に接続されていない側の端子を負極ＮＡに接続している。
【００３５】
ゲート切換用半導体ＧＣは、ゲート切換制御部９２から入力される検出信号ＳＣに応じて、オンとオフを切り換える。
【００３６】
検出信号ＳＣがＬレベルの場合、ゲート切換用半導体ＧＣは、オンからオフに切り換わる。これにより、ゲート駆動制御回路９３により構成されたゲート抵抗の抵抗値は、大きくなる。具体的には、Ｌレベルの検出信号ＳＣの受信により、ゲート切換用半導体ＧＣがオフされる。これにより、ゲート抵抗Ｒ１の抵抗値をｒ１とし、ゲート抵抗Ｒ２の抵抗値をｒ２とすると、電力変換用半導体素子２１Ｕのゲート抵抗の抵抗値は、ゲート抵抗Ｒ１の抵抗値であるｒ１とゲート抵抗Ｒ２の抵抗値であるｒ２との和になる。
【００３７】
検出信号ＳＣがＨレベルの場合、ゲート切換用半導体ＧＣは、オフからオンに切り換わる。これにより、ゲート駆動制御回路９３により構成されたゲート抵抗の抵抗値は、小さくなる。具体的には、Ｈレベルの検出信号ＳＣの受信により、ゲート切換用半導体ＧＣがオンされる。これにより、ゲート抵抗Ｒ２の両端の端子は、短絡された状態となる。よって、電力変換用半導体素子２１Ｕのゲート抵抗の抵抗値は、ゲート抵抗Ｒ１の抵抗値であるｒ１となる。
【００３８】
本実施形態によれば、電力変換装置１０の出力電流の実効値が、所定の閾値電流を超えると、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなる。これにより、スイッチングによるサージ電圧を抑制することができる。また、電力変換装置１０の出力電流の実効値が、所定の閾値電流を下回ると、ゲート抵抗の抵抗値が小さくなる。これにより、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの発生損失を低減することができる。
【００３９】
また、制御基盤部９は、電力変換部１から出力された交流電流の実効値を測定する。この測定結果に基づいて、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの駆動をする。このため、電力変換装置１０は、ゲート抵抗の抵抗値の変更を不必要に増加させずに動作することができる。これに対して、瞬時値に基づいて制御した場合、ゲート抵抗の抵抗値の変更が頻繁になる。従って、制御基盤部９は、実効値に基づいて制御することで、電力変換装置１０は、安定した動作をすることができる。
【００４０】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置１０Ａの構成を示す構成図である。
【００４１】
電力変換装置１０Ａは、電力変換部１Ａと制御基盤部９Ａとを備えている。
【００４２】
電力変換部１Ａは、図１に示す第１の実施形態に係る電力変換部１において、各相アーム２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの代わりに、各相アーム２ＵＡ，２ＶＡ，２ＷＡを設けている。
【００４３】
Ｕ相アーム２ＵＡは、Ｕ相アーム２Ｕの各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄに、それぞれ温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤを設けた構成である。その他の構成は、電力変換部１と同様の構成である。Ｖ相アーム２ＶＡ及びＷ相アーム２ＷＡについても同様である。
【００４４】
温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤは、自己が設けられている電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの温度を測定する。温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤは、測定した温度を温度信号ＳＴとして、制御基盤部９Ａに出力する。
【００４５】
制御基盤部９Ａは、図２に示す第１の実施形態に係る制御基盤部９において、温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤから出力された温度信号ＳＴを追加して入力している。
【００４６】
図４は、本発明の第２の実施形態に係る制御基盤部９Ａの構成を示す構成図である。
【００４７】
制御基盤部９Ａは、図２に示す第１の実施形態に係る制御基盤部９において、ゲート切換制御部９２の代わりに、ゲート切換制御部９２Ａを設けている。制御基盤部９Ａは、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件として、温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤにより検出された温度信号ＳＴを要素に加えている。その他の構成は、制御基盤部９と同様の構成である。
【００４８】
ゲート切換制御部９２Ａは、出力電流検出部９１から電圧値ＶＳが入力される。ゲート切換制御部９２は、閾値となる電圧値ＶＨ，ＶＬ，ＶＭ及び閾値となる温度ＴＭがそれぞれ設定されている。
【００４９】
電圧値ＶＭ及び温度ＴＭは、ゲート抵抗の抵抗値を切り換える閾値である。電圧値ＶＭは、電圧値ＶＨと電圧値ＶＬとの中間にある値である。
【００５０】
ゲート切換制御部９２Ａは、電圧値ＶＳと電圧値ＶＨを比較する。電圧値ＶＳが電圧値ＶＨよりも高い場合、ゲート切換制御部９２Ａは、Ｌレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２Ａは、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００５１】
電圧値ＶＳが電圧値ＶＨよりも高くない場合、ゲート切換制御部９２Ａは、電圧値ＶＳと電圧値ＶＬを比較する。電圧値ＶＳが電圧値ＶＬよりも低い場合、ゲート切換制御部９２Ａは、Ｈレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２Ａは、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００５２】
電圧値ＶＳが電圧値ＶＨと電圧値ＶＬとの間の値である場合、ゲート切換制御部９２Ａは、電圧値ＶＳと電圧値ＶＭを比較する。一方、ゲート切換制御部９２Ａは、温度信号ＳＴの示す温度と温度ＴＭを比較する。
【００５３】
上述の２つの比較結果が、温度信号ＳＴの示す温度が温度ＴＭよりも高く、かつ電圧値ＶＳが電圧値ＶＭよりも低い場合、ゲート切換制御部９２Ａは、Ｌレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２Ａは、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００５４】
上述の２つの比較結果が、温度信号ＳＴの示す温度が温度ＴＭよりも低く、かつ電圧値ＶＳが電圧値ＶＭよりも高い場合、ゲート切換制御部９２Ａは、Ｈレベルの検出信号ＳＣを生成する。ゲート切換制御部９２Ａは、生成した検出信号ＳＣをゲート駆動制御回路９３に出力する。
【００５５】
本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。
【００５６】
電力変換装置１０Ａは、全ての電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄを、温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤにより温度を個別に測定し、ゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件に用いる。これにより、電力変換装置１０Ａは、ゲート抵抗の抵抗値を切り換えることにより、発熱を抑制することができる。
【００５７】
（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置１０Ｂの構成を示す構成図である。
【００５８】
電力変換装置１０Ｂは、電力変換部１Ｂと制御基盤部９Ｂとを備えている。
【００５９】
電力変換部１Ｂは、図１に示す第１の実施形態に係る電力変換部１において、Ｕ相電流センサ６Ｕ及びＶ相電流センサ６Ｖの代わりに、直流電圧センサＤＰを設けている。
【００６０】
制御基盤部９Ｂは、図１に示す第１の実施形態に係る制御基盤部９の構成において、三相交流電流の電流センサ６Ｕ，６Ｖにより検出された三相交流電流ＩＵ，ＩＶを入力する代わりに、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤを入力する。
【００６１】
直流電圧センサＤＰは、電力変換部１Ｂの入力側に印加される直流電圧ＶＤを検出する。具体的には、直流電圧センサＤＰが検出する直流電圧ＶＤは、電力変換部１Ｂの正極Ｐと負極Ｎとの間に印加される電圧である。直流電圧センサＤＰは、検出した直流電圧ＶＤを制御基盤部９Ｂに出力する。
【００６２】
図６は、本発明の第３の実施形態に係る制御基盤部９Ｂの構成を示す構成図である。
【００６３】
制御基盤部９Ｂは、図２に示す第１の実施形態に係る制御基盤部９において、出力電流検出部９１の代わりに、出力電圧検出部９１Ｂを設けている。制御基盤部９Ｂは、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件として、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤを要素に用いる。その他の構成は、制御基盤部９と同様の構成である。
【００６４】
出力電圧検出部９１Ｂは、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤが入力される。出力電圧検出部９１Ｂは、入力された直流電圧ＶＤを、ゲート抵抗の抵抗値を切り換えるための測定量となる電圧値ＶＳに変換するための演算をする。電圧値ＶＳは、入力された直流電圧に比例する値である。出力電圧検出部９１Ｂは、変換された電圧値ＶＳをゲート切換制御部９２に出力する。
【００６５】
ゲート切換制御部９２は、入力された電圧値ＶＳに基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を切り換える。
【００６６】
本実施形態によれば、電力変換部１Ｂに供給される直流電圧ＶＤが、所定の閾値電圧を超えると、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなる。これにより、スイッチングによるサージ電圧を抑制することができる。また、直流電圧ＶＤが、所定の閾値電圧を下回ると、ゲート抵抗の抵抗値が小さくなる。これにより、電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの発生損失を低減することができる。
【００６７】
従って、電力変換装置１０Ｂは、電力変換部１Ｂに供給される直流電圧ＶＤを測定し、この測定結果に基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を変えている。これにより、電力変換装置１０Ｂは、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００６８】
（第４の実施形態）
図７は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置１０Ｃの構成を示す構成図である。
【００６９】
電力変換装置１０Ｃは、電力変換部１Ｃと制御基盤部９Ｃとを備えている。
【００７０】
電力変換部１Ｃは、図３に示す第２の実施形態に係る電力変換部１Ａにおいて、Ｕ相電流センサ６Ｕ及びＶ相電流センサ６Ｖの代わりに、直流電圧センサＤＰを設けている。
【００７１】
制御基盤部９Ｂは、図３に示す第２の実施形態に係る制御基盤部９Ａの構成において、三相交流電流の電流センサ６Ｕ，６Ｖにより検出された三相交流電流ＩＵ，ＩＶを入力する代わりに、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤを入力する。
【００７２】
直流電圧センサＤＰは、電力変換部１Ｃの入力側に印加される直流電圧ＶＤを検出する。具体的には、直流電圧センサＤＰが検出する直流電圧ＶＤは、電力変換部１Ｃの正極Ｐと負極Ｎとの間に印加される電圧である。直流電圧センサＤＰは、検出した直流電圧ＶＤを制御基盤部９Ｃに出力する。
【００７３】
図８は、本発明の第４の実施形態に係る制御基盤部９Ｃの構成を示す構成図である。
【００７４】
制御基盤部９Ｃは、図４に示す第２の実施形態に係る制御基盤部９Ａにおいて、出力電流検出部９１の代わりに、図６に示す第３の実施形態に係る出力電圧検出部９１Ｂを設けている。制御基盤部９Ｃは、各電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄのゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件として、直流電圧センサＤＰにより検出された直流電圧ＶＤを要素に用いる。その他の構成は、制御基盤部９Ａと同様の構成である。
【００７５】
本実施形態によれば、第２の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。
【００７６】
電力変換装置１０Ｃは、全ての電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄを、温度センサＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤにより温度を個別に測定し、ゲート抵抗の抵抗値を切り換える条件に用いる。これにより、電力変換装置１０Ｃは、ゲート抵抗の抵抗値を切り換えることにより、発熱を抑制することができる。
【００７７】
従って、電力変換装置１０Ｃは、電力変換部１Ｃに供給される直流電圧ＶＤに基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を変えることで、第３の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。また、全ての電力変換用半導体素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄを測定した温度に基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を変えることで、さらに第２の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００７８】
なお、各実施形態は、以下のように変形して、実施することができる。
【００７９】
各実施形態において、ゲート駆動制御回路９３は、１つのゲート切換用半導体ＧＣと、２つのゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２により構成したが、この構成に限らない。ゲート駆動制御回路９３は、２つ以上のゲート切換用半導体を備えていてもよいし、３つ以上のゲート抵抗を備えていてもよい。また、ゲート駆動制御回路９３は、３つ以上のゲート抵抗値を選択できるように構成してもよい。
【００８０】
第２の実施形態において、閾値となる温度ＴＭを１つとしたが、２つ以上に細分化して制御してもよい。例えば、ゲート抵抗の抵抗値を小さくする切り換えをするための閾値と、ゲート抵抗の抵抗値を大きくする切り換えをするための閾値とを異なる温度としてもよい。同様に、電圧値ＶＭも、ゲート抵抗の抵抗値を大きくする場合と、ゲート抵抗の抵抗値を小さくする場合とで、２つの異なる閾値に分けてもよい。
【００８１】
第３の実施形態及び第４の実施形態において、制御基盤部９Ｂ，９Ｃで測定する直流電圧ＶＤを電力変換部１Ｂの正極Ｐと負極Ｎとの間に印加される電圧としたが、これに限らない。例えば、直流電圧ＶＤは、電力変換部１Ｂの中性点Ｃと正極Ｐ（又は、負極Ｎ）との間に印加される直流電圧としてもよい。
【００８２】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。
【図２】第１の実施形態に係る制御基盤部の構成を示す構成図。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。
【図４】第２の実施形態に係る制御基盤部の構成を示す構成図。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。
【図６】第３の実施形態に係る制御基盤部の構成を示す構成図。
【図７】本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。
【図８】第４の実施形態に係る制御基盤部の構成を示す構成図。
【符号の説明】
【００８４】
１…電力変換部、２Ｕ…Ｕ相アーム、２Ｖ…Ｖ相アーム、２Ｗ…Ｗ相アーム、３…コンデンサ群、６Ｕ…Ｕ相電流センサ、６Ｖ…Ｖ相電流センサ、９…制御基盤部、１０…電力変換装置、２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ…電力変換用半導体素子、２２Ａ，２２Ｂ…クランプダイオード、２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ，２３Ｄ…逆並列ダイオード。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置であって、
前記交流電力の電流の実効値を測定する電流測定手段と、
前記電流測定手段により測定された電流の実効値が第１の電流の閾値よりも大きい場合、第１の抵抗値を選択し、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が前記第１の電流の閾値以下である第２の電流の閾値よりも小さい場合、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択する抵抗値選択手段と、
前記抵抗値選択手段により選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動する駆動手段と
を備えたことを特徴とする３レベルインバータ装置。
【請求項２】
前記電力変換用半導体素子の温度を測定する温度測定手段を備え、
前記抵抗値選択手段は、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が前記第１の電流の閾値と前記第２の電流の閾値との間にある第３の電流の閾値よりも大きく、かつ前記温度測定手段により測定された温度が第１の温度の閾値よりも低い場合、前記第１の抵抗値を選択し、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が前記第１の電流の閾値と前記第２の電流の閾値との間にある第４の電流の閾値よりも小さく、かつ前記温度測定手段により測定された温度が第１の温度の閾値以上の第２の温度の閾値よりも高い場合、前記第２の抵抗値を選択すること
を特徴とする請求項１に記載の３レベルインバータ装置。
【請求項３】
電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置であって、
前記直流電力の電圧を測定する電圧測定手段と、
前記電圧測定手段により測定された電圧が第１の電圧の閾値よりも高い場合、第１の抵抗値を選択し、前記電圧測定手段により測定された電圧が前記第１の電圧の閾値以下である第２の電圧の閾値よりも低い場合、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択する抵抗値選択手段と、
前記抵抗値選択手段により選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動する駆動手段と
を備えたことを特徴とする３レベルインバータ装置。
【請求項４】
前記電力変換用半導体素子の温度を測定する温度測定手段を備え、
前記抵抗値選択手段は、前記電圧測定手段により測定された電圧が前記第１の電圧の閾値と前記第２の電圧の閾値との間にある第３の電圧の閾値よりも高く、かつ前記温度測定手段により測定された温度が第１の温度の閾値よりも低い場合、前記第１の抵抗値を選択し、前記電圧測定手段により測定された電圧が前記第１の電圧の閾値と前記第２の電圧の閾値との間にある第４の電圧の閾値よりも低く、かつ前記温度測定手段により測定された温度が前記第１の温度の閾値以上の第２の温度の閾値よりも高い場合、前記第２の抵抗値を選択すること
を特徴とする請求項３に記載の３レベルインバータ装置。
【請求項５】
前記電圧測定手段は、前記直流電力の正極と負極との間の電圧を測定すること
を特徴とする請求項３又は請求項４に記載の３レベルインバータ装置。
【請求項６】
前記電圧測定手段は、前記直流電力の正極と負極との間にある中性点の電圧を測定すること
を特徴とする請求項３又は請求項４に記載の３レベルインバータ装置。
【請求項７】
電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置を制御する制御方法であって、
前記交流電力の電流の実効値を測定するステップと、
測定された前記交流電力の電流の実効値が第１の電流の閾値よりも大きい場合、第１の抵抗値を選択し、測定された前記交流電力の電流の実効値が前記第１の電流の閾値以下である第２の電流の閾値よりも小さい場合、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択するステップと、
選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動するステップと
を含むことを特徴とする３レベルインバータ装置の制御方法。
【請求項８】
電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置を制御する制御方法であって、
前記直流電力の電圧を測定するステップと、
測定された前記直流電力の電圧が第１の電圧の閾値よりも高い場合、第１の抵抗値を選択し、測定された前記直流電力の電圧が前記第１の電圧の閾値以下である第２の電圧の閾値よりも低い場合、前記ゲート抵抗の抵抗値として、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択するステップと、
選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動するステップと
を含むことを特徴とする３レベルインバータ装置の制御方法。
【請求項１】
電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置であって、
前記交流電力の電流の実効値を測定する電流測定手段と、
前記電流測定手段により測定された電流の実効値が第１の電流の閾値よりも大きい場合、第１の抵抗値を選択し、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が前記第１の電流の閾値以下である第２の電流の閾値よりも小さい場合、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択する抵抗値選択手段と、
前記抵抗値選択手段により選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動する駆動手段と
を備えたことを特徴とする３レベルインバータ装置。
【請求項２】
前記電力変換用半導体素子の温度を測定する温度測定手段を備え、
前記抵抗値選択手段は、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が前記第１の電流の閾値と前記第２の電流の閾値との間にある第３の電流の閾値よりも大きく、かつ前記温度測定手段により測定された温度が第１の温度の閾値よりも低い場合、前記第１の抵抗値を選択し、前記電流測定手段により測定された電流の実効値が前記第１の電流の閾値と前記第２の電流の閾値との間にある第４の電流の閾値よりも小さく、かつ前記温度測定手段により測定された温度が第１の温度の閾値以上の第２の温度の閾値よりも高い場合、前記第２の抵抗値を選択すること
を特徴とする請求項１に記載の３レベルインバータ装置。
【請求項３】
電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置であって、
前記直流電力の電圧を測定する電圧測定手段と、
前記電圧測定手段により測定された電圧が第１の電圧の閾値よりも高い場合、第１の抵抗値を選択し、前記電圧測定手段により測定された電圧が前記第１の電圧の閾値以下である第２の電圧の閾値よりも低い場合、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択する抵抗値選択手段と、
前記抵抗値選択手段により選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動する駆動手段と
を備えたことを特徴とする３レベルインバータ装置。
【請求項４】
前記電力変換用半導体素子の温度を測定する温度測定手段を備え、
前記抵抗値選択手段は、前記電圧測定手段により測定された電圧が前記第１の電圧の閾値と前記第２の電圧の閾値との間にある第３の電圧の閾値よりも高く、かつ前記温度測定手段により測定された温度が第１の温度の閾値よりも低い場合、前記第１の抵抗値を選択し、前記電圧測定手段により測定された電圧が前記第１の電圧の閾値と前記第２の電圧の閾値との間にある第４の電圧の閾値よりも低く、かつ前記温度測定手段により測定された温度が前記第１の温度の閾値以上の第２の温度の閾値よりも高い場合、前記第２の抵抗値を選択すること
を特徴とする請求項３に記載の３レベルインバータ装置。
【請求項５】
前記電圧測定手段は、前記直流電力の正極と負極との間の電圧を測定すること
を特徴とする請求項３又は請求項４に記載の３レベルインバータ装置。
【請求項６】
前記電圧測定手段は、前記直流電力の正極と負極との間にある中性点の電圧を測定すること
を特徴とする請求項３又は請求項４に記載の３レベルインバータ装置。
【請求項７】
電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置を制御する制御方法であって、
前記交流電力の電流の実効値を測定するステップと、
測定された前記交流電力の電流の実効値が第１の電流の閾値よりも大きい場合、第１の抵抗値を選択し、測定された前記交流電力の電流の実効値が前記第１の電流の閾値以下である第２の電流の閾値よりも小さい場合、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択するステップと、
選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動するステップと
を含むことを特徴とする３レベルインバータ装置の制御方法。
【請求項８】
電力変換用半導体素子を駆動し、直流電力を交流電力に変換する３レベルインバータ装置を制御する制御方法であって、
前記直流電力の電圧を測定するステップと、
測定された前記直流電力の電圧が第１の電圧の閾値よりも高い場合、第１の抵抗値を選択し、測定された前記直流電力の電圧が前記第１の電圧の閾値以下である第２の電圧の閾値よりも低い場合、前記ゲート抵抗の抵抗値として、前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値を選択するステップと、
選択された抵抗値としたゲート抵抗により、前記電力変換用半導体素子を駆動するステップと
を含むことを特徴とする３レベルインバータ装置の制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１０−９８８２０（Ｐ２０１０−９８８２０Ａ）
【公開日】平成２２年４月３０日（２０１０．４．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２６６５１３（Ｐ２００８−２６６５１３）
【出願日】平成２０年１０月１５日（２００８．１０．１５）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月３０日（２０１０．４．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１０月１５日（２００８．１０．１５）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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