電源回路
【課題】不要電磁波を低減する。
【解決手段】インバータは、ブリッジダイオードＤ１及びコンデンサＣ５からなる整流平滑回路と、インダクタンス素子Ｌ５、トランジスタＱ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ６及び制御回路ＣＴＬからなるレギュレータと、制御回路ＣＴＬ及びトランジスタＱ２，Ｑ３からなるスイッチング回路とを有する。２個のラインバイパスコンデンサＣ３，Ｃ４の各々に対して直列にインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を接続することにより、インバータから放射される不要電磁波を低減する。
【解決手段】インバータは、ブリッジダイオードＤ１及びコンデンサＣ５からなる整流平滑回路と、インダクタンス素子Ｌ５、トランジスタＱ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ６及び制御回路ＣＴＬからなるレギュレータと、制御回路ＣＴＬ及びトランジスタＱ２，Ｑ３からなるスイッチング回路とを有する。２個のラインバイパスコンデンサＣ３，Ｃ４の各々に対して直列にインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を接続することにより、インバータから放射される不要電磁波を低減する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用周波数の入力交流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するインバータ等の電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、蛍光灯や冷蔵庫では、５０Ｈｚ乃至６０Ｈｚの商用周波数の入力交流電圧を別の周波数の交流電圧に変換するインバータが使用されている。図７は非特許文献１に開示された従来のインバータの回路図である。図７において、Ｃ１１，Ｃ１２はアクロスザラインコンデンサ（以下、Ｘコンとする）、Ｃ１３，Ｃ１４はラインバイパスコンデンサ（以下、Ｙコンとする）、Ｌ１１はコモンモードチョークコイル、ＳＷはスイッチング回路、ＦＬは蛍光灯などの負荷である。
【０００３】
スイッチング回路ＳＷは、商用周波数の入力交流電圧Ｖｉｎをいったん直流に変換した後にスイッチングすることにより、高周波の交流電圧に変換し、変換後の交流電圧を負荷ＦＬに供給する。図７のようなインバータにおいては、変換後の高周波が元となってノイズ電流が発生し、このノイズ電流が流れる経路をアンテナとして空間に不要電磁波が放射される。
【０００４】
そこで、このような不要電磁波を低減するノイズ対策として、コンデンサ又はインダクタンス素子を用いてノイズ電流をグラウンドにバイパスするか、ノイズ電流の経路に高インピーダンスを付加する方法が採られている。図７に示した非特許文献１の例では、ＸコンＣ１１，Ｃ１２を設けることにより、信号ラインとグラウンドラインを逆向きに流れるノーマルモードノイズを減らし、またＹコンＣ１３，Ｃ１４及びコモンモードチョークコイルＬ１１を設けることにより、信号ラインやグラウンドラインなどのラインの種類に関係なく全てのラインを同じ向きに流れるコモンモードノイズを減らしている。
【０００５】
【非特許文献１】「エミフィル（登録商標）によるノイズ対策」，村田製作所，１９９７年９月，ｐ．３０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
以上のように、従来のインバータでは、ＸコンＣ１１，Ｃ１２、ＹコンＣ１３，Ｃ１４及びコモンモードチョークコイルＬ１１を用いたノイズ対策が実施されてきた。しかしながら、実際にはインバータの回路導体とシャーシ及び大地との間の寄生容量を介した意図しない経路をノイズ電流が流れるため、ノイズを低減できず、不要電磁波の低減効果が十分に得られない場合があった。なお、以上のような不要電磁波の問題は、インバータに限らず、高周波のノイズ源を負荷とする電源回路であれば同様に発生する。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、不要電磁波を従来よりも低減することができる電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する電源回路において、入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、この２個のラインバイパスコンデンサの各々に対して直列に接続された２個のインダクタンス素子とを有するものである。
また、本発明の電源回路は、入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、この２個のラインバイパスコンデンサの接続点とグラウンドとの間に直列に接続されたインダクタンス素子とを有するものである。
また、本発明の電源回路の１構成例は、さらに、前記入力交流電圧を直流電圧に変換する整流平滑回路と、前記直流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するスイッチング回路とを有し、前記入力交流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するインバータであることを特徴とするものである。
前記インダクタンス素子としては、フェライトビーズを用いてもよい。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、２個のラインバイパスコンデンサの各々に対して直列に接続された２個のインダクタンス素子、又は２個のラインバイパスコンデンサの接続点とグラウンドとの間に直列に接続されたインダクタンス素子を設けることにより、電源回路から放射される不要電磁波を従来に比べて低減することができ、周囲の他の電子機器への干渉を防止することができる。また、本発明では、小型の部品追加のみで不要電磁波の低減を安価に実現することができる。
【００１０】
また、本発明では、追加するインダクタンス素子としてフェライトビーズを用いることにより、電源回路のプリント配線板を変更することなく、インダクタンス素子を実装することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るインバータの回路図である。図１において、Ｃ１〜Ｃ８はコンデンサ、Ｌ１はコモンモードチョークコイル、Ｌ２〜Ｌ６はインダクタンス素子（フェライトビーズ）、Ｄ１，Ｄ２はダイオード、Ｑ１〜Ｑ３はトランジスタ、ＣＴＬは制御回路、ＦＬは蛍光灯などの負荷である。
【００１２】
図７の場合と同様に、入力交流電圧Ｖｉｎの２本の供給ラインＰＳＬ１とＰＳＬ２の間に設けられたＸコンとなるコンデンサＣ１，Ｃ２、及び供給ラインＰＳＬ１に直列に接続されたインダクタンス素子Ｌ２は、ノーマルモードノイズを減らす機能を有している。
また、２本の供給ラインＰＳＬ１，ＰＳＬ２の各々とグラウンドとの間に設けられたＹコンとなるコンデンサＣ３，Ｃ４、及びコモンモードチョークコイルＬ１は、コモンモードノイズを減らす機能を有している。
【００１３】
ブリッジダイオードＤ１及びコンデンサＣ５は、整流平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、商用周波数の入力交流電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換する。
インダクタンス素子Ｌ５、トランジスタＱ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ６及び制御回路ＣＴＬは、チョッパ方式のレギュレータを構成している。制御回路ＣＴＬの制御によってトランジスタＱ１をスイッチングさせることにより、レギュレータは整流平滑後の直流電圧を昇圧する。
【００１４】
制御回路ＣＴＬ及びトランジスタＱ２，Ｑ３は、スイッチング回路を構成している。トランジスタＱ２，Ｑ３は、制御回路ＣＴＬによって制御され、交互にスイッチングすることにより、昇圧後の直流電圧を高周波の交流電圧に変換する。スイッチング周波数は本実施の形態の場合、約４８ｋＨｚである。こうして、高周波の交流電圧が負荷ＦＬに供給されるので、負荷ＦＬが蛍光灯の場合には蛍光灯が点灯する。
【００１５】
本実施の形態は、以上のようなインバータにおいてＹコンＣ３，Ｃ４の各々に対して直列にインダクタンス素子（フェライトビーズ）Ｌ３，Ｌ４を接続することを特徴としている。このようなインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を設けることにより、インバータから放射される不要電磁波を従来よりも低減することができる。
【００１６】
図２は本実施の形態による不要電磁波の低減原理を説明するための図である。図２において、ＳＧはシャーシグラウンド、ＥＧは基準グラウンド（大地）、Ｃｓ１，Ｃｓ２は交流電圧Ｖｉｎの入力ラインと基準グラウンドＥＧとの間の寄生容量、Ｃｓ３，Ｃｓ４はシャーシグラウンドＳＧと基準グラウンドＥＧとの間の寄生容量、Ｃｓ５はインバータの出力と基準グラウンドＥＧとの間の寄生容量である。図２では、インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を短絡した構成、すなわち図７に示した従来のインバータに相当する構成の場合のコモンモードノイズ電流を白矢印で示し、本実施の形態の場合のコモンモードノイズ電流を黒矢印で示している。
【００１７】
従来のインバータでは、ＹコンＣ３，Ｃ４が、負荷側回路を発生源とするコモンモードノイズ電流をシャーシグラウンドＳＧに流し、シャーシグラウンドＳＧから寄生容量Ｃｓ５を介してノイズ源のスイッチング回路に戻すようにしている。しかし、ＹコンＣ３，Ｃ４のリード線やＹコンＣ３，Ｃ４からシャーシグラウンドＳＧに至る配線がインピーダンスを有するために、コモンモードノイズ電流をシャーシグラウンドＳＧに十分に流すことができず、実際にはコモンモードノイズ電流の一部が図２の白矢印で示すように交流電圧Ｖｉｎの供給ライン→基準グラウンドＥＧ→寄生容量Ｃｓ４→シャーシグラウンドＳＧ→寄生容量Ｃｓ５→ノイズ源のスイッチング回路という大きなループで流れる。この結果、高強度の不要電磁波が放射される。
【００１８】
これに対して、本実施の形態では、ＹコンＣ３，Ｃ４の各々に対して直列にインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を挿入することにより、ＹコンＣ３とインダクタンス素子Ｌ３が直列共振回路を構成すると共に、ＹコンＣ４とインダクタンス素子Ｌ４が直列共振回路を構成し、共振周波数において当該直列共振回路のインピーダンスが極小となるので、当該共振周波数及びその近傍の周波数においてコモンモードノイズ電流のほとんどをＹコンＣ３，Ｃ４→インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４→シャーシグラウンドＳＧ→寄生容量Ｃｓ５→ノイズ源のスイッチング回路という経路で流すことができる。この結果、コモンモードノイズ電流が流れるループの面積を従来よりも大幅に縮小することができるので、不要電磁波の強度を従来よりも低減することができる。
【００１９】
図３、図４は本実施の形態の効果を説明するための図であり、インバータから放射される不要電磁波の強度を示す図である。図３は不要電磁波のうちの垂直偏波の強度を示す図であり、図４は水平偏波の強度を示す図である。この不要電磁波の強度は、電波暗室（電波半無響室）においてインバータから３ｍ離れた受信アンテナで測定したものである。検波方式としては尖頭値検波方式を用いている。図３、図４において、ＣＩＳＰＲ１５は国際無線障害特別委員会で定められた不要電磁波の国際規格であり、Ｖ０はインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を短絡した構成、すなわち図７に示した従来のインバータに相当する構成から放射される垂直偏波の強度、Ｖ１は本実施の形態のインバータから放射される垂直偏波の強度、Ｈ０は従来のインバータに相当する構成から放射される水平偏波の強度、Ｈ１は本実施の形態のインバータから放射される水平偏波の強度である。
【００２０】
図３、図４から明らかなように、本実施の形態によれば、従来に比べて不要電磁波を低減できることが分かる。特に、従来のインバータでは垂直偏波の３０ＭＨｚ近傍における不要電磁波の強度を準尖頭値に換算した値が４０．４ｄＢとなっており、準尖頭値で規定されたＣＩＳＰＲ１５の許容値４０ｄＢを超過しているが、本実施の形態のインバータでは不要電磁波の強度が許容値を十分に下回る結果となっている。また、本実施の形態のインバータでは、水平偏波の８０ＭＨｚ近傍においても不要電磁波の強度が低下していることが分かる。
【００２１】
本実施の形態では、ＹコンＣ３，Ｃ４として容量３３００ｐＦのコンデンサを用いている。インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４のインダクタンスは、各々約０．０３μＨである。したがって、直列共振回路の共振周波数は約１６ＭＨｚとなる。インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４での損失があることから、共振の鋭さは比較的鈍く、このため３０ＭＨｚから８０ＭＨｚ近傍に至る周波数帯域で不要電磁波の低減効果が発揮されていると考えられる。
【００２２】
以上のように、本実施の形態では、小型の部品追加のみで不要電磁波の低減を実現することができる。特に、インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４としてフェライトビーズを使用すれば、図５に示すようにプリント配線板ＰＷＢに搭載されるコンデンサＣ３のグラウンド側のリードをフェライトビーズの貫通孔に通すだけで、フェライトビーズ（インダクタンス素子Ｌ３）を実装できるので、プリント配線板自体を変更する必要がなくなる。インダクタンス素子Ｌ４についても同様にして実装することができる。
【００２３】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、インダクタンス素子を２個追加したが、１個の追加で不要電磁波を低減することもできる。図６は本発明の第２の実施の形態に係るインバータの要部構成を示す回路図である。図６では、図１と同一構成の要素を省略し、異なる要素についてのみ記載している。
【００２４】
本実施の形態では、インダクタンス素子（フェライトビーズ）Ｌ７をＹコンＣ３，Ｃ４の中点（接続点）とシャーシグラウンドＳＧとの間に直列に接続している。これにより、本実施の形態では、１個のインダクタンス素子の追加で第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００２５】
なお、第１、第２の実施の形態では、電源回路の１例としてインバータ（スイッチング電源）を例に挙げて説明しているが、これに限るものではなく、入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する他の電源回路に本発明を適用することもできる。特に、高周波のノイズ源を負荷とする電源回路に本発明を適用することは有効である。
【産業上の利用可能性】
【００２６】
本発明は、インバータ等の電源回路に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るインバータの回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態による不要電磁波の低減原理を説明するための図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するための図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するための図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態のインバータにおけるインダクタンス素子の実装方法を示す側面図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係るインバータの要部構成を示す回路図である。
【図７】従来のインバータの回路図である。
【符号の説明】
【００２８】
Ｃ１〜Ｃ８…コンデンサ、Ｌ１…コモンモードチョークコイル、Ｌ２〜Ｌ７…インダクタンス素子、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｑ１〜Ｑ３…トランジスタ、ＣＴＬ…制御回路、ＦＬ…負荷。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用周波数の入力交流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するインバータ等の電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、蛍光灯や冷蔵庫では、５０Ｈｚ乃至６０Ｈｚの商用周波数の入力交流電圧を別の周波数の交流電圧に変換するインバータが使用されている。図７は非特許文献１に開示された従来のインバータの回路図である。図７において、Ｃ１１，Ｃ１２はアクロスザラインコンデンサ（以下、Ｘコンとする）、Ｃ１３，Ｃ１４はラインバイパスコンデンサ（以下、Ｙコンとする）、Ｌ１１はコモンモードチョークコイル、ＳＷはスイッチング回路、ＦＬは蛍光灯などの負荷である。
【０００３】
スイッチング回路ＳＷは、商用周波数の入力交流電圧Ｖｉｎをいったん直流に変換した後にスイッチングすることにより、高周波の交流電圧に変換し、変換後の交流電圧を負荷ＦＬに供給する。図７のようなインバータにおいては、変換後の高周波が元となってノイズ電流が発生し、このノイズ電流が流れる経路をアンテナとして空間に不要電磁波が放射される。
【０００４】
そこで、このような不要電磁波を低減するノイズ対策として、コンデンサ又はインダクタンス素子を用いてノイズ電流をグラウンドにバイパスするか、ノイズ電流の経路に高インピーダンスを付加する方法が採られている。図７に示した非特許文献１の例では、ＸコンＣ１１，Ｃ１２を設けることにより、信号ラインとグラウンドラインを逆向きに流れるノーマルモードノイズを減らし、またＹコンＣ１３，Ｃ１４及びコモンモードチョークコイルＬ１１を設けることにより、信号ラインやグラウンドラインなどのラインの種類に関係なく全てのラインを同じ向きに流れるコモンモードノイズを減らしている。
【０００５】
【非特許文献１】「エミフィル（登録商標）によるノイズ対策」，村田製作所，１９９７年９月，ｐ．３０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
以上のように、従来のインバータでは、ＸコンＣ１１，Ｃ１２、ＹコンＣ１３，Ｃ１４及びコモンモードチョークコイルＬ１１を用いたノイズ対策が実施されてきた。しかしながら、実際にはインバータの回路導体とシャーシ及び大地との間の寄生容量を介した意図しない経路をノイズ電流が流れるため、ノイズを低減できず、不要電磁波の低減効果が十分に得られない場合があった。なお、以上のような不要電磁波の問題は、インバータに限らず、高周波のノイズ源を負荷とする電源回路であれば同様に発生する。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、不要電磁波を従来よりも低減することができる電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する電源回路において、入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、この２個のラインバイパスコンデンサの各々に対して直列に接続された２個のインダクタンス素子とを有するものである。
また、本発明の電源回路は、入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、この２個のラインバイパスコンデンサの接続点とグラウンドとの間に直列に接続されたインダクタンス素子とを有するものである。
また、本発明の電源回路の１構成例は、さらに、前記入力交流電圧を直流電圧に変換する整流平滑回路と、前記直流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するスイッチング回路とを有し、前記入力交流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するインバータであることを特徴とするものである。
前記インダクタンス素子としては、フェライトビーズを用いてもよい。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、２個のラインバイパスコンデンサの各々に対して直列に接続された２個のインダクタンス素子、又は２個のラインバイパスコンデンサの接続点とグラウンドとの間に直列に接続されたインダクタンス素子を設けることにより、電源回路から放射される不要電磁波を従来に比べて低減することができ、周囲の他の電子機器への干渉を防止することができる。また、本発明では、小型の部品追加のみで不要電磁波の低減を安価に実現することができる。
【００１０】
また、本発明では、追加するインダクタンス素子としてフェライトビーズを用いることにより、電源回路のプリント配線板を変更することなく、インダクタンス素子を実装することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るインバータの回路図である。図１において、Ｃ１〜Ｃ８はコンデンサ、Ｌ１はコモンモードチョークコイル、Ｌ２〜Ｌ６はインダクタンス素子（フェライトビーズ）、Ｄ１，Ｄ２はダイオード、Ｑ１〜Ｑ３はトランジスタ、ＣＴＬは制御回路、ＦＬは蛍光灯などの負荷である。
【００１２】
図７の場合と同様に、入力交流電圧Ｖｉｎの２本の供給ラインＰＳＬ１とＰＳＬ２の間に設けられたＸコンとなるコンデンサＣ１，Ｃ２、及び供給ラインＰＳＬ１に直列に接続されたインダクタンス素子Ｌ２は、ノーマルモードノイズを減らす機能を有している。
また、２本の供給ラインＰＳＬ１，ＰＳＬ２の各々とグラウンドとの間に設けられたＹコンとなるコンデンサＣ３，Ｃ４、及びコモンモードチョークコイルＬ１は、コモンモードノイズを減らす機能を有している。
【００１３】
ブリッジダイオードＤ１及びコンデンサＣ５は、整流平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、商用周波数の入力交流電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換する。
インダクタンス素子Ｌ５、トランジスタＱ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ６及び制御回路ＣＴＬは、チョッパ方式のレギュレータを構成している。制御回路ＣＴＬの制御によってトランジスタＱ１をスイッチングさせることにより、レギュレータは整流平滑後の直流電圧を昇圧する。
【００１４】
制御回路ＣＴＬ及びトランジスタＱ２，Ｑ３は、スイッチング回路を構成している。トランジスタＱ２，Ｑ３は、制御回路ＣＴＬによって制御され、交互にスイッチングすることにより、昇圧後の直流電圧を高周波の交流電圧に変換する。スイッチング周波数は本実施の形態の場合、約４８ｋＨｚである。こうして、高周波の交流電圧が負荷ＦＬに供給されるので、負荷ＦＬが蛍光灯の場合には蛍光灯が点灯する。
【００１５】
本実施の形態は、以上のようなインバータにおいてＹコンＣ３，Ｃ４の各々に対して直列にインダクタンス素子（フェライトビーズ）Ｌ３，Ｌ４を接続することを特徴としている。このようなインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を設けることにより、インバータから放射される不要電磁波を従来よりも低減することができる。
【００１６】
図２は本実施の形態による不要電磁波の低減原理を説明するための図である。図２において、ＳＧはシャーシグラウンド、ＥＧは基準グラウンド（大地）、Ｃｓ１，Ｃｓ２は交流電圧Ｖｉｎの入力ラインと基準グラウンドＥＧとの間の寄生容量、Ｃｓ３，Ｃｓ４はシャーシグラウンドＳＧと基準グラウンドＥＧとの間の寄生容量、Ｃｓ５はインバータの出力と基準グラウンドＥＧとの間の寄生容量である。図２では、インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を短絡した構成、すなわち図７に示した従来のインバータに相当する構成の場合のコモンモードノイズ電流を白矢印で示し、本実施の形態の場合のコモンモードノイズ電流を黒矢印で示している。
【００１７】
従来のインバータでは、ＹコンＣ３，Ｃ４が、負荷側回路を発生源とするコモンモードノイズ電流をシャーシグラウンドＳＧに流し、シャーシグラウンドＳＧから寄生容量Ｃｓ５を介してノイズ源のスイッチング回路に戻すようにしている。しかし、ＹコンＣ３，Ｃ４のリード線やＹコンＣ３，Ｃ４からシャーシグラウンドＳＧに至る配線がインピーダンスを有するために、コモンモードノイズ電流をシャーシグラウンドＳＧに十分に流すことができず、実際にはコモンモードノイズ電流の一部が図２の白矢印で示すように交流電圧Ｖｉｎの供給ライン→基準グラウンドＥＧ→寄生容量Ｃｓ４→シャーシグラウンドＳＧ→寄生容量Ｃｓ５→ノイズ源のスイッチング回路という大きなループで流れる。この結果、高強度の不要電磁波が放射される。
【００１８】
これに対して、本実施の形態では、ＹコンＣ３，Ｃ４の各々に対して直列にインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を挿入することにより、ＹコンＣ３とインダクタンス素子Ｌ３が直列共振回路を構成すると共に、ＹコンＣ４とインダクタンス素子Ｌ４が直列共振回路を構成し、共振周波数において当該直列共振回路のインピーダンスが極小となるので、当該共振周波数及びその近傍の周波数においてコモンモードノイズ電流のほとんどをＹコンＣ３，Ｃ４→インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４→シャーシグラウンドＳＧ→寄生容量Ｃｓ５→ノイズ源のスイッチング回路という経路で流すことができる。この結果、コモンモードノイズ電流が流れるループの面積を従来よりも大幅に縮小することができるので、不要電磁波の強度を従来よりも低減することができる。
【００１９】
図３、図４は本実施の形態の効果を説明するための図であり、インバータから放射される不要電磁波の強度を示す図である。図３は不要電磁波のうちの垂直偏波の強度を示す図であり、図４は水平偏波の強度を示す図である。この不要電磁波の強度は、電波暗室（電波半無響室）においてインバータから３ｍ離れた受信アンテナで測定したものである。検波方式としては尖頭値検波方式を用いている。図３、図４において、ＣＩＳＰＲ１５は国際無線障害特別委員会で定められた不要電磁波の国際規格であり、Ｖ０はインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を短絡した構成、すなわち図７に示した従来のインバータに相当する構成から放射される垂直偏波の強度、Ｖ１は本実施の形態のインバータから放射される垂直偏波の強度、Ｈ０は従来のインバータに相当する構成から放射される水平偏波の強度、Ｈ１は本実施の形態のインバータから放射される水平偏波の強度である。
【００２０】
図３、図４から明らかなように、本実施の形態によれば、従来に比べて不要電磁波を低減できることが分かる。特に、従来のインバータでは垂直偏波の３０ＭＨｚ近傍における不要電磁波の強度を準尖頭値に換算した値が４０．４ｄＢとなっており、準尖頭値で規定されたＣＩＳＰＲ１５の許容値４０ｄＢを超過しているが、本実施の形態のインバータでは不要電磁波の強度が許容値を十分に下回る結果となっている。また、本実施の形態のインバータでは、水平偏波の８０ＭＨｚ近傍においても不要電磁波の強度が低下していることが分かる。
【００２１】
本実施の形態では、ＹコンＣ３，Ｃ４として容量３３００ｐＦのコンデンサを用いている。インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４のインダクタンスは、各々約０．０３μＨである。したがって、直列共振回路の共振周波数は約１６ＭＨｚとなる。インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４での損失があることから、共振の鋭さは比較的鈍く、このため３０ＭＨｚから８０ＭＨｚ近傍に至る周波数帯域で不要電磁波の低減効果が発揮されていると考えられる。
【００２２】
以上のように、本実施の形態では、小型の部品追加のみで不要電磁波の低減を実現することができる。特に、インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４としてフェライトビーズを使用すれば、図５に示すようにプリント配線板ＰＷＢに搭載されるコンデンサＣ３のグラウンド側のリードをフェライトビーズの貫通孔に通すだけで、フェライトビーズ（インダクタンス素子Ｌ３）を実装できるので、プリント配線板自体を変更する必要がなくなる。インダクタンス素子Ｌ４についても同様にして実装することができる。
【００２３】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、インダクタンス素子を２個追加したが、１個の追加で不要電磁波を低減することもできる。図６は本発明の第２の実施の形態に係るインバータの要部構成を示す回路図である。図６では、図１と同一構成の要素を省略し、異なる要素についてのみ記載している。
【００２４】
本実施の形態では、インダクタンス素子（フェライトビーズ）Ｌ７をＹコンＣ３，Ｃ４の中点（接続点）とシャーシグラウンドＳＧとの間に直列に接続している。これにより、本実施の形態では、１個のインダクタンス素子の追加で第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００２５】
なお、第１、第２の実施の形態では、電源回路の１例としてインバータ（スイッチング電源）を例に挙げて説明しているが、これに限るものではなく、入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する他の電源回路に本発明を適用することもできる。特に、高周波のノイズ源を負荷とする電源回路に本発明を適用することは有効である。
【産業上の利用可能性】
【００２６】
本発明は、インバータ等の電源回路に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るインバータの回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態による不要電磁波の低減原理を説明するための図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するための図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するための図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態のインバータにおけるインダクタンス素子の実装方法を示す側面図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係るインバータの要部構成を示す回路図である。
【図７】従来のインバータの回路図である。
【符号の説明】
【００２８】
Ｃ１〜Ｃ８…コンデンサ、Ｌ１…コモンモードチョークコイル、Ｌ２〜Ｌ７…インダクタンス素子、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｑ１〜Ｑ３…トランジスタ、ＣＴＬ…制御回路、ＦＬ…負荷。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する電源回路において、
入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、
この２個のラインバイパスコンデンサの各々に対して直列に接続された２個のインダクタンス素子とを有することを特徴とする電源回路。
【請求項２】
入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する電源回路において、
入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、
この２個のラインバイパスコンデンサの接続点とグラウンドとの間に直列に接続されたインダクタンス素子とを有することを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項１又は２記載の電源回路において、
さらに、前記入力交流電圧を直流電圧に変換する整流平滑回路と、
前記直流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するスイッチング回路とを有し、
前記入力交流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するインバータであることを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源回路において、
前記インダクタンス素子は、フェライトビーズであることを特徴とする電源回路。
【請求項１】
入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する電源回路において、
入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、
この２個のラインバイパスコンデンサの各々に対して直列に接続された２個のインダクタンス素子とを有することを特徴とする電源回路。
【請求項２】
入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する電源回路において、
入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、
この２個のラインバイパスコンデンサの接続点とグラウンドとの間に直列に接続されたインダクタンス素子とを有することを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項１又は２記載の電源回路において、
さらに、前記入力交流電圧を直流電圧に変換する整流平滑回路と、
前記直流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するスイッチング回路とを有し、
前記入力交流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するインバータであることを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源回路において、
前記インダクタンス素子は、フェライトビーズであることを特徴とする電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００８−１８２７８４（Ｐ２００８−１８２７８４Ａ）
【公開日】平成２０年８月７日（２００８．８．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１２４６３（Ｐ２００７−１２４６３）
【出願日】平成１９年１月２３日（２００７．１．２３）
【出願人】（０００１０２７３９）エヌ・ティ・ティ・アドバンステクノロジ株式会社 (265)
【出願人】（５９０００４６４８）株式会社共進電機製作所 (7)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年８月７日（２００８．８．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１月２３日（２００７．１．２３）
【出願人】（０００１０２７３９）エヌ・ティ・ティ・アドバンステクノロジ株式会社 (265)
【出願人】（５９０００４６４８）株式会社共進電機製作所 (7)
【Ｆターム（参考）】
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