高周波電気信号用伝送路
【課題】壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することが可能であり、しかも、さらなる小型化が可能で、また製造コストを低く抑えることが可能な高周波電気信号用伝送路を提供する。
【解決手段】本発明の高周波電気信号用伝送路１は、誘電体基板２の表面２ａに形成された高周波の電気信号を伝送するための信号ライン３と、信号ライン３の外側かつ表面２ａの端部近傍に形成されたＧＮＤ電極４と、誘電体基板２の裏面２ｂ全体に形成されビア５を介してＧＮＤ電極４と電気的に接続されるＧＮＤ電極６と、ＧＮＤ電極４の外側かつ表面２ａの端部に形成されＧＮＤ電極４と電気的に接続される帯状の抵抗体７とにより構成されている。
【解決手段】本発明の高周波電気信号用伝送路１は、誘電体基板２の表面２ａに形成された高周波の電気信号を伝送するための信号ライン３と、信号ライン３の外側かつ表面２ａの端部近傍に形成されたＧＮＤ電極４と、誘電体基板２の裏面２ｂ全体に形成されビア５を介してＧＮＤ電極４と電気的に接続されるＧＮＤ電極６と、ＧＮＤ電極４の外側かつ表面２ａの端部に形成されＧＮＤ電極４と電気的に接続される帯状の抵抗体７とにより構成されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電気信号用伝送路に関し、特に詳しくは、高周波の電気信号の使用周波数の範囲における壁面共振の発生を除去した高周波電気信号用伝送路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、２０ＧＨｚ以上の周波数帯域を用いる高周波電気信号の伝送路としては、誘電体基板の表面（一主面）に高周波の電気信号を伝送するための信号電極が設けられ、裏面（他の主面）にＧＮＤ電極（接地電極）が形成されたマイクロストリップラインと称されるマイクロストリップ（ＭＳＷ）型伝送路、あるいは誘電体基板の表面（一主面）に高周波の電気信号を伝送するための信号電極及びＧＮＤ電極（接地電極）が形成されたコプレーナラインと称されるコプレーナ（ＣＰＷ）型伝送路が一般的である（特許文献１、２等参照）。
しかしながら、このマイクロストリップ（ＭＳＷ）型伝送路は、基板の厚み及び誘電率によりＧＮＤ電極の幅及び厚みが制限され、また、他の電極パターンからＧＮＤ電極への接続を設計することが困難であるということから、他の部品との電気的接続が制限されるという問題点があった。
【０００３】
また、コプレーナ（ＣＰＷ）型伝送路は、基板の表面に信号電極とＧＮＤ電極とが形成されているので、他の部品との接続が容易であり、また、インピーダンスを信号電極とＧＮＤ電極との間のギャップ（間隔）で制御することができるので設計上の制限が少ないという利点がある。
このコプレーナ（ＣＰＷ）型伝送路では、実使用時には、電磁シールドあるいは保護のために基板を金属箱内に収容する必要がある。この場合、収容される基板の下面がグラウンド（接地）として作用し、グラウンデッドコプレーナラインと称されるグラウンデッドコプレーナ（ＧＣＰＷ）型伝送路となる。
このＧＣＰＷ型伝送路においては、金属壁面の影響が顕著となり、使用周波数内に共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失が増大するという劣化現象が発生する。そこで、この劣化が使用周波数範囲に発生しないようにするために、金属壁の位置の最適化を行ったもの（構造１）、あるいは、コプレーナ（ＧＣＰＷ）型伝送路のグラウンド面と基板の下面のグラウンド面を電気的に接続する多数のビアを設けたもの（構造２）等が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−７３２２５号公報
【特許文献２】特開２００５−２３６８２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、従来のＧＣＰＷ型伝送路（構造１、２）では、設計における自由度が大きく制限されるという問題点があった。
例えば、従来の壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去するために金属壁の位置を最適化させたもの（構造１）では、回路基板を金属箱に収納した高周波モジュールを小型化することが難しく、したがって、所望のサイズの高周波モジュールを実現することが困難になるという問題点があった。
また、多数のビアを設けたもの（構造２）では、ビアの間隔、及びビアとＧＮＤ電極端部との間隔を狭めて設計する必要があり、したがって、基板の強度の低下により破壊し易くなり、また、ビアの間隔、及びビアとＧＮＤ電極端部との間隔に下限値があり、さらなる小型化が難しいという問題点があった。
また、ビアの形成及びメッキの工数が増大し、製造コストが上昇するという問題点があった。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであって、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することが可能であり、しかも、さらなる小型化が可能で、また製造コストを低く抑えることが可能な高周波電気信号用伝送路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明者等は、上記課題を解決するために鋭意検討を行った結果、誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続してなることとすれば、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することが可能であり、しかも、製造コストを低く抑えることが可能であることを見出し、さらに、帯状の抵抗体の幅を信号ラインの幅以上とし、かつ帯状の抵抗体の面積抵抗を５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下とすれば、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することがさらに容易になり、しかも、製造コストを低く抑えることがさらに容易になることを見出し、本発明を完成するに至った。
【０００８】
すなわち、本発明の高周波電気信号用伝送路は、高周波の電気信号を伝送する伝送路であって、誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続してなることを特徴とする。
【０００９】
従来のＧＣＰＷ型伝送路においては、信号ラインを伝送方向に伝播する主たる電波のほかに信号ラインと垂直方向に両方の側壁へ向かって伝播する微弱な電波が発生する。この側壁へ向かう電波が、側壁面で反射し、この反射波が信号ラインへもどり、伝送方向への伝播する主たる電波と干渉し、ある周波数で共振が起こり、伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失が生じる。
【００１０】
本発明の高周波電気信号用伝送路では、誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続したことにより、この帯状の抵抗体が誘電体基板の信号ラインから側壁面方向に伝播する微弱な電波を吸収し、側面に達する電波が弱まる。また、側壁から反射し、信号ラインへ向かう反射電波も再び、この帯状の抵抗体によって吸収される。これにより、伝送方向への伝播する主たる電波と壁面からの反射電波との干渉が無視できるほどに小さくなり、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象が発生し難くなる。
【００１１】
本発明の高周波電気信号用伝送路は、前記帯状の抵抗体の幅を前記信号ラインの幅以上とし、かつ該帯状の抵抗体の面積抵抗を５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下としたことを特徴とする。
この高周波電気信号用伝送路では、帯状の抵抗体の幅及び面積抵抗を規定したことにより、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象が消失する。
【００１２】
本発明の高周波電気信号用伝送路は、前記第２の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、第２の帯状の抵抗体を接続してなることを特徴とする。
この高周波電気信号用伝送路では、第２の接地電極の外側かつ信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、第２の帯状の抵抗体を接続したことにより、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することがさらに可能になる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の高周波電気信号用伝送路によれば、誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続したので、伝送方向への伝播する主たる電波と壁面からの反射電波との干渉を無視できるほどに小さくすることができる。したがって、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象を発生し難くすることができる。
【００１４】
この高周波電気信号用伝送路では、帯状の抵抗体を第１の接地電極に接続するように形成する簡易な工程を加えるだけでよい。
また、誘電体基板の一主面に、第１の接地電極に接続するように帯状の抵抗体を形成したので、帯状の抵抗体の大きさに起因する小型化への制限も無く、誘電体基板の基板強度が低下する虞もない。
【００１５】
また、帯状の抵抗体を、第１の接地電極の外側かつ信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って接続した構成とすることにより、この帯状の抵抗体により誘電体基板の一主面に発生する定在波の電流を効率的に吸収することができる。
また、第２の接地電極の外側かつ信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、第２の帯状の抵抗体を接続した構成とすることにより、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失の除去をさらに容易にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路の断面図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路の断面図である。
【図３】従来型のＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路を示す斜視図である。
【図４】従来型のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース１の計算結果を示す図である。
【図５】従来型のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース２の計算結果を示す図である。
【図６】本発明の実施例のＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路を示す斜視図である。
【図７】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース１の計算結果を示す図である。
【図８】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース２の計算結果を示す図である。
【図９】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース３の計算結果を示す図である。
【図１０】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース４の計算結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース５の計算結果を示す図である。
【図１２】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路のＲｓｅ＝１００Ω／□とした場合の３次元電磁界シミュレーションによる計算結果を示す図である。
【図１３】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路のＲｓｅ＝２５Ω／□とした場合の３次元電磁界シミュレーションによる計算結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明の高周波電気信号用伝送路を実施するための形態について説明する。
なお、この形態は、発明の趣旨をより良く理解させるために具体的に説明するものであり、特に指定のない限り、本発明を限定するものではない。
【００１８】
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路の断面図であり、２０ＧＨｚ以上の周波数の高周波電気信号に対応可能な伝送路である。図において、符号１はＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路であり、誘電体基板２の表面（一主面）２ａに高周波の電気信号を伝送するための信号ライン３が形成され、この信号ライン３の外側かつ表面２ａの端部近傍にＧＮＤ電極（第１の接地電極）４が形成され、この誘電体基板２の裏面（他の主面）２ｂ全体に、ビア５を介してＧＮＤ電極４と電気的に接続されるＧＮＤ電極（第２の接地電極）６が形成されている。
そして、このＧＮＤ電極４の外側かつ表面２ａの端部には、このＧＮＤ電極４と電気的に接続される帯状の抵抗体７が形成されている。
【００１９】
ここで、誘電体基板２としては、高い熱伝導率、優れた電気的絶縁性を有するセラミック基板が好ましく、例えば、アルミナ（Ａｌ２Ｏ３）基板、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）基板、窒化ケイ素（Ｓｉ３Ｎ４）基板等を目的や用途に合わせて選択使用することができる。特に、高周波電気信号用伝送路の基板としては、アルミナ（Ａｌ２Ｏ３）基板が好適である。
【００２０】
信号ライン３は、導体材料を用いて形成され高周波電気信号用伝送路の一部を構成するもので、導体材料としては、金（Ａｕ）、クロム（Ｃｒ）、ニッケル（Ｎｉ）、パラジウム（Ｐｄ）、チタン（Ｔｉ）、アルミニウム（Ａｌ）、銅（Ｃｕ）等から選択される１種からなる金属または２種以上を含む合金が挙げられる。
合金としては、金−クロム（Ａｕ−Ｃｒ）、金−ニクロム（Ａｕ−ＮｉＣｒ）、金−ニクロム−パラジウム（Ａｕ−ＮｉＣｒ−Ｐｄ）、金−パラジウム−チタン（Ａｕ−Ｐｄ−Ｔｉ）等の合金が挙げられる。
【００２１】
ＧＮＤ電極４、６及びビア５は、信号ライン３と同様、通常の導体材料を用いて形成され高周波電気信号用伝送路の一部を構成するもので、導体材料としては、信号ライン３と同様の金属または合金が挙げられる。
【００２２】
帯状の抵抗体７は、ＧＮＤ電極４の電気信号の伝送方向（図１では紙面に垂直な方向）に沿って形成されている。これにより、誘電体基板２の表面２ａに発生する定在波の電流を効率的に吸収することが可能である。
【００２３】
この帯状の抵抗体７の幅は、信号ライン３の幅以上であり、かつ、この帯状の抵抗体７の面積抵抗（シート抵抗）は、５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下が好ましい。
この帯状の抵抗体７の幅及び面積抵抗（シート抵抗）を上記の範囲とすることにより、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象がより発生し難くなる。
この帯状の抵抗体材料としては、窒化タンタル（Ｔａ２Ｎ）、タンタル−ケイ素（Ｔａ−Ｓｉ）、タンタル−炭化ケイ素（Ｔａ−ＳｉＣ）、タンタル−アルミニウム−窒素（Ｔａ−Ａｌ−Ｎ）等のタンタル系材料、ニクロム（ＮｉＣｒ）、ニクロム−ケイ素（ＮｉＣｒ−Ｓｉ）等のニクロム系材料、酸化ルテニウム−ルテニウム（Ｒｕ−ＲｕＯ）等のルテニウム系材料等が挙げられる。
【００２４】
これらは、１種のみを単独で用いてもよく、２種以上を含むものを用いてもよい。特に、面積抵抗が異なる２種類の帯状の抵抗体材料を用いれば、所望の面積抵抗を容易に得ることができるので、好ましい。
特に、窒化タンタル（Ｔａ２Ｎ）は、面積抵抗（シート抵抗）が２０Ω／□〜１５０Ω／□程度の帯状の抵抗体材料であり、陽極酸化による保護膜により抵抗値の経時変化が極めて小さい等の理由により好ましい材料である。
【００２５】
この帯状の抵抗体７は、蒸着装置やスパッタ装置等の薄膜形成装置を用い、導体材料を用いて信号ライン３及びＧＮＤ電極４を形成した後、帯状の抵抗体７のパターンを有するマスク及び帯状の抵抗体材料を用いて形成することにより、形成することができる。この方法は、従来の製造工程を僅かに改良するのみでよいので、従来の製造工程を大幅に変更することなく、そのまま使用することが可能であり、製造コストの上昇も最小限に抑制することが可能である。
【００２６】
本実施形態の高周波電気信号用伝送路１によれば、誘電体基板２の表面２ａに高周波の電気信号を伝送するための信号ライン３が形成され、この信号ライン３の外側かつ表面２ａの端部近傍にＧＮＤ電極４が形成され、この誘電体基板２の裏面２ｂにビア５を介してＧＮＤ電極４と電気的に接続されるＧＮＤ電極６が形成され、このＧＮＤ電極４の外側かつ表面２ａの端部に、このＧＮＤ電極４と電気的に接続される帯状の抵抗体７を形成したので、この帯状の抵抗体７により誘電体基板２の表面２ａに発生する高周波の電気信号の使用周波数における定在波の電流を吸収することができる。したがって、伝送方向への伝播する主たる電波と壁面からの反射電波との干渉を無視できるほどに小さくすることができ、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象を発生させ難くすることができる。
【００２７】
また、誘電体基板２の表面２ａの端部かつＧＮＤ電極４の外側に、このＧＮＤ電極４に電気的に接続するように帯状の抵抗体７を形成したので、帯状の抵抗体７の形状及び大きさを誘電体基板２及びＧＮＤ電極４の形状及び大きさに合わせて設計することができ、帯状の抵抗体７の形状及び大きさにより高周波電気信号用伝送路１の形状及び大きさが制限されることは無い。
また、帯状の抵抗体７は、従来の製造工程を僅かに改良するのみで容易かつ安価に形成することができる。したがって、製造コストの上昇も最小限に抑制することができる。
【００２８】
［第２の実施の形態］
図２は、本発明の第２の実施の形態に係るＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路の断面図であり、本実施形態の高周波電気信号用伝送路１１が第１の実施形態の高周波電気信号用伝送路１と異なる点は、第１の実施形態の高周波電気信号用伝送路１では、誘電体基板２の裏面２ｂ全体にＧＮＤ電極６を形成したのに対し、本実施形態の高周波電気信号用伝送路１１では、誘電体基板２の裏面２ｂに、第１の実施形態のＧＮＤ電極６より面積が狭く、かつビア５を介してＧＮＤ電極４と電気的に接続するＧＮＤ電極（第２の接地電極）１２を形成し、このＧＮＤ電極１２の外側かつ裏面２ｂの端部に、このＧＮＤ電極１２と電気的に接続される（第２の）帯状の抵抗体１３を形成した点であり、その他の構成要素については第１の実施形態の高周波電気信号用伝送路１と全く同様である。
【００２９】
この帯状の抵抗体１３においても、帯状の抵抗体７と同様、この帯状の抵抗体１３の幅は、信号ライン３の幅以上であり、かつ、この帯状の抵抗体１３の面積抵抗は、５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下が好ましい。
この帯状の抵抗体１３の幅及び面積抵抗を上記の範囲とすることにより、帯状の抵抗体７と同様、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象がより発生し難くなる。
この帯状の抵抗体材料は、帯状の抵抗体７と同様であるので、説明を省略する。
【００３０】
この帯状の抵抗体１３においても、帯状の抵抗体７と同様、ＧＮＤ電極１２の電気信号の伝送方向（図２では紙面に垂直な方向）に沿って形成されている。
このように、本実施形態の高周波電気信号用伝送路１１では、帯状の抵抗体７により誘電体基板２の表面２ａに発生する定在波の電流を効率的に吸収するとともに、帯状の抵抗体１３により誘電体基板２の裏面２ｂに発生する定在波の電流を効率的に吸収するので、誘電体基板２に発生する定在波の電流を効率良く吸収することが可能である。
【００３１】
本実施形態の高周波電気信号用伝送路１１においても、第１の実施形態の高周波電気信号用伝送路１と同様の作用効果を奏することができる。
しかも、誘電体基板２の裏面２ｂにＧＮＤ電極１２を形成し、このＧＮＤ電極１２の外側かつ裏面２ｂの端部に、このＧＮＤ電極１２と電気的に接続される帯状の抵抗体１３を形成したので、帯状の抵抗体７及び帯状の抵抗体１３により誘電体基板２に発生する定在波の電流を効率的に吸収することができる。
したがって、
【実施例】
【００３２】
以下、実施例及び従来例により本発明を具体的に説明するが、本発明はこれらの実施例によって限定されるものではない。
【００３３】
（従来例）
図３は、空気で満たされた６面体の金属箱の中に形成された従来型のＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路（以下、ＧＣＰＷ型伝送路と略称する）を示す図であり、図中、２１は金属箱であり、金属壁２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、…を箱状に組み立てた６面体の構造である。
また、２２はＧＣＰＷ型伝送路であり、誘電体基板２３の表面２３ａに高周波の電気信号を伝送するための信号ライン２４が形成され、この信号ライン２４の外側にＧＮＤ電極（第１の接地電極）２５、２５が形成され、この誘電体基板２３の裏面２３ｂ全体にＧＮＤ電極２５、２５と電気的に接続されるＧＮＤ電極（第２の接地電極）２６が形成されている。
ここで、Ｐｏｒｔ１は高周波信号を印加する端子、Ｐｏｒｔ２は伝達される信号の大きさを観測する端子である。
【００３４】
この従来型のＧＣＰＷ型伝送路について、共振発生の現象の３次元電磁界シミュレーションを行った。ここでは、従来型のＧＣＰＷ型伝送路２２の形状パラメータについて、ＧＣＰＷ型伝送路２２及び金属箱２１の長さをＬ、ＧＣＰＷ型伝送路２２及び金属箱２１の幅をＷ０、金属薄膜からなる信号ライン２４の幅をＷ１、金属薄膜からなる第１のＧＮＤ電極２５、２５の幅をＷ２、信号ライン２４と第１のＧＮＤ電極２５、２５との距離をＳ、誘電体板２３の高さをＨ１、金属箱２１の高さをＨ２としたとき、Ｌ＝２．０ｍｍ、Ｗ０＝２．１ｍｍ、Ｗ１＝０．２ｍｍ、Ｗ２＝０．３ｍｍ、Ｓ＝０．１ｍｍ、Ｈ１＝０．５ｍｍ、Ｈ２＝２．５ｍｍとし、Ｐｏｒｔ１の信号源インピーダンス及びＰｏｒｔ２の負荷インピーダンスを５０Ωとし、誘電体板２３には比誘電率９．９、誘電損失０．０００１を有するアルミナ板（Ａｌ２Ｏ３：９９．８質量％）を用いた。なお、金属壁２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、…および信号ライン２４の抵抗率を０とした。
【００３５】
図４は、従来型のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース１の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｐｏｒｔ１からＰｏｒｔ２への伝達の程度を示す伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失及びＰｏｒｔ１へ反射の程度を示す伝送特性のディップ状（Ｓ１１）損失の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
図４によれば、２８ＧＨｚ付近にディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が認められた。
【００３６】
図５は、従来型のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース２の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｌ＝１．０ｍｍとし、他のパラメータは従来型のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
図５によれば、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化は認められなかった。
【００３７】
（実施例）
図６は、空気で満たされた６面体の金属箱の中に形成された本実施例のＧＣＰＷ型伝送路３１を示す図であり、図３の従来型のＧＣＰＷ型伝送路と異なる点は、第１のＧＮＤ電極２５、２５の外側に、伝送路方向に沿って金属薄膜からなる帯状の抵抗体３２、３２を接続した点である。
ここでは、帯状の抵抗体３２、３２の幅をＷ３、シート抵抗をＲｓｅ（Ω／□）とした。
【００３８】
図７は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース１の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝Ｗ１＝０．２ｍｍ、Ｒｓｅ＝５０Ω／□とし、他のパラメータは従来型のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
図７では、図４と比べて、２８ＧＨｚ付近にディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が消滅していることが認められた。
【００３９】
次に、Ｒｓｅ＝５０Ω／□とした場合のＷ３の臨界幅を調べた。
図８は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース２の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝０．０５ｍｍとし、他のパラメータは実施例のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
【００４０】
図９は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース３の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝０．１０ｍｍとし、他のパラメータは実施例のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
【００４１】
図１０は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース４の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝０．１５ｍｍとし、他のパラメータは実施例のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
【００４２】
図１１は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース５の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝０．２５ｍｍとし、他のパラメータは実施例のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
【００４３】
実施例のケース１〜５の計算結果（Ｓパラメータ）を比較してみると、以下のことが分かった。
図８では、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化現象が存在しているが、Ｗ３の値が大きくなるにしたがって、ディップの深さが減少し、Ｗ３が０．２ｍｍ、すなわちＷ３＝Ｗ１＝０．２ｍｍの場合にほぼ完全に近い程にディップ状（Ｓ２１）損失による劣化現象が消滅し、Ｗ３＞Ｗ１を満たす場合には、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が全く認められないことが分かった。
【００４４】
以上により、Ｒｓｅ＝５０Ω／□とした場合の、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が消滅するためのＷ３の臨界幅は、近似的にＷ３＝Ｗ１となることが分かった。したがって、Ｗ３＝Ｗ１となる領域においては、形状パラメータのいかんによらず、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化現象を発生させないようにすることができることが分かった。
【００４５】
次に、Ｒｓｅの値を変えた場合のＷ３の臨界幅を調べた。
３次元電磁界シミュレーションによる計算の結果、Ｗ３の臨界幅はＲｓｅのある範囲以内では、Ｒｓｅの値にかかわらず、Ｗ３＝Ｗ１となることが分かった。
図１２に、Ｒｓｅ＝１００Ω／□とした場合の、臨界幅Ｗ３＝Ｗ１＝０．２ｍｍの場合における３次元電磁界シミュレーションによる計算結果（Ｓパラメータ）を、図１３に、Ｒｓｅ＝２５Ω／□とした場合の、臨界幅Ｗ３＝Ｗ１＝０．２ｍｍの場合における３次元電磁界シミュレーションによる計算結果（Ｓパラメータ）を、それぞれ示す。
図１２及び図１３によれば、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が全く認められないことが分かった。
【００４６】
さらに、同様の３次元電磁界シミュレーションによる計算の結果、Ｒｓｅにおけるディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が消滅するための上限臨界値は２ｋΩ／□であり、下限臨界値は５Ω／□であることが分かった。
したがって、ＧＮＤ電極２５、２５の外側に、伝送路方向に沿って金属薄膜からなる帯状の抵抗体３２、３２を接続し、この帯状の抵抗体３２、３２の幅を信号ライン２４の幅以上とし、かつ、この帯状の抵抗体３２、３２の面積抵抗を５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下の間の値に設定することにより、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を消滅させることができる。
【符号の説明】
【００４７】
１ 高周波電気信号用伝送路
２ 誘電体基板
２ａ 表面（一主面）
２ｂ 裏面（他の主面）
３ 信号ライン
４ ＧＮＤ電極（第１の接地電極）
５ ビア
６ ＧＮＤ電極（第２の接地電極）
７ 帯状の抵抗体
１１ 高周波電気信号用伝送路
１２ ＧＮＤ電極（第２の接地電極）
１３ 帯状の抵抗体
２１ 金属箱
２１ａ、２１ｂ、２１ｃ 金属壁
２２ ＧＣＰＷ型伝送路
２３ 誘電体基板
２３ａ 表面
２３ｂ 裏面
２４ 信号ライン
２５ ＧＮＤ電極（第１の接地電極）
２６ ＧＮＤ電極（第２の接地電極）
３１ ＧＣＰＷ型伝送路
３２ 帯状の抵抗体
Ｐｏｒｔ１ 高周波信号を印加する端子
Ｐｏｒｔ２ 伝達される信号の大きさを観測する端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電気信号用伝送路に関し、特に詳しくは、高周波の電気信号の使用周波数の範囲における壁面共振の発生を除去した高周波電気信号用伝送路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、２０ＧＨｚ以上の周波数帯域を用いる高周波電気信号の伝送路としては、誘電体基板の表面（一主面）に高周波の電気信号を伝送するための信号電極が設けられ、裏面（他の主面）にＧＮＤ電極（接地電極）が形成されたマイクロストリップラインと称されるマイクロストリップ（ＭＳＷ）型伝送路、あるいは誘電体基板の表面（一主面）に高周波の電気信号を伝送するための信号電極及びＧＮＤ電極（接地電極）が形成されたコプレーナラインと称されるコプレーナ（ＣＰＷ）型伝送路が一般的である（特許文献１、２等参照）。
しかしながら、このマイクロストリップ（ＭＳＷ）型伝送路は、基板の厚み及び誘電率によりＧＮＤ電極の幅及び厚みが制限され、また、他の電極パターンからＧＮＤ電極への接続を設計することが困難であるということから、他の部品との電気的接続が制限されるという問題点があった。
【０００３】
また、コプレーナ（ＣＰＷ）型伝送路は、基板の表面に信号電極とＧＮＤ電極とが形成されているので、他の部品との接続が容易であり、また、インピーダンスを信号電極とＧＮＤ電極との間のギャップ（間隔）で制御することができるので設計上の制限が少ないという利点がある。
このコプレーナ（ＣＰＷ）型伝送路では、実使用時には、電磁シールドあるいは保護のために基板を金属箱内に収容する必要がある。この場合、収容される基板の下面がグラウンド（接地）として作用し、グラウンデッドコプレーナラインと称されるグラウンデッドコプレーナ（ＧＣＰＷ）型伝送路となる。
このＧＣＰＷ型伝送路においては、金属壁面の影響が顕著となり、使用周波数内に共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失が増大するという劣化現象が発生する。そこで、この劣化が使用周波数範囲に発生しないようにするために、金属壁の位置の最適化を行ったもの（構造１）、あるいは、コプレーナ（ＧＣＰＷ）型伝送路のグラウンド面と基板の下面のグラウンド面を電気的に接続する多数のビアを設けたもの（構造２）等が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−７３２２５号公報
【特許文献２】特開２００５−２３６８２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、従来のＧＣＰＷ型伝送路（構造１、２）では、設計における自由度が大きく制限されるという問題点があった。
例えば、従来の壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去するために金属壁の位置を最適化させたもの（構造１）では、回路基板を金属箱に収納した高周波モジュールを小型化することが難しく、したがって、所望のサイズの高周波モジュールを実現することが困難になるという問題点があった。
また、多数のビアを設けたもの（構造２）では、ビアの間隔、及びビアとＧＮＤ電極端部との間隔を狭めて設計する必要があり、したがって、基板の強度の低下により破壊し易くなり、また、ビアの間隔、及びビアとＧＮＤ電極端部との間隔に下限値があり、さらなる小型化が難しいという問題点があった。
また、ビアの形成及びメッキの工数が増大し、製造コストが上昇するという問題点があった。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであって、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することが可能であり、しかも、さらなる小型化が可能で、また製造コストを低く抑えることが可能な高周波電気信号用伝送路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明者等は、上記課題を解決するために鋭意検討を行った結果、誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続してなることとすれば、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することが可能であり、しかも、製造コストを低く抑えることが可能であることを見出し、さらに、帯状の抵抗体の幅を信号ラインの幅以上とし、かつ帯状の抵抗体の面積抵抗を５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下とすれば、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することがさらに容易になり、しかも、製造コストを低く抑えることがさらに容易になることを見出し、本発明を完成するに至った。
【０００８】
すなわち、本発明の高周波電気信号用伝送路は、高周波の電気信号を伝送する伝送路であって、誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続してなることを特徴とする。
【０００９】
従来のＧＣＰＷ型伝送路においては、信号ラインを伝送方向に伝播する主たる電波のほかに信号ラインと垂直方向に両方の側壁へ向かって伝播する微弱な電波が発生する。この側壁へ向かう電波が、側壁面で反射し、この反射波が信号ラインへもどり、伝送方向への伝播する主たる電波と干渉し、ある周波数で共振が起こり、伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失が生じる。
【００１０】
本発明の高周波電気信号用伝送路では、誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続したことにより、この帯状の抵抗体が誘電体基板の信号ラインから側壁面方向に伝播する微弱な電波を吸収し、側面に達する電波が弱まる。また、側壁から反射し、信号ラインへ向かう反射電波も再び、この帯状の抵抗体によって吸収される。これにより、伝送方向への伝播する主たる電波と壁面からの反射電波との干渉が無視できるほどに小さくなり、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象が発生し難くなる。
【００１１】
本発明の高周波電気信号用伝送路は、前記帯状の抵抗体の幅を前記信号ラインの幅以上とし、かつ該帯状の抵抗体の面積抵抗を５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下としたことを特徴とする。
この高周波電気信号用伝送路では、帯状の抵抗体の幅及び面積抵抗を規定したことにより、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象が消失する。
【００１２】
本発明の高周波電気信号用伝送路は、前記第２の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、第２の帯状の抵抗体を接続してなることを特徴とする。
この高周波電気信号用伝送路では、第２の接地電極の外側かつ信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、第２の帯状の抵抗体を接続したことにより、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を除去することがさらに可能になる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の高周波電気信号用伝送路によれば、誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続したので、伝送方向への伝播する主たる電波と壁面からの反射電波との干渉を無視できるほどに小さくすることができる。したがって、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象を発生し難くすることができる。
【００１４】
この高周波電気信号用伝送路では、帯状の抵抗体を第１の接地電極に接続するように形成する簡易な工程を加えるだけでよい。
また、誘電体基板の一主面に、第１の接地電極に接続するように帯状の抵抗体を形成したので、帯状の抵抗体の大きさに起因する小型化への制限も無く、誘電体基板の基板強度が低下する虞もない。
【００１５】
また、帯状の抵抗体を、第１の接地電極の外側かつ信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って接続した構成とすることにより、この帯状の抵抗体により誘電体基板の一主面に発生する定在波の電流を効率的に吸収することができる。
また、第２の接地電極の外側かつ信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、第２の帯状の抵抗体を接続した構成とすることにより、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失の除去をさらに容易にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路の断面図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路の断面図である。
【図３】従来型のＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路を示す斜視図である。
【図４】従来型のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース１の計算結果を示す図である。
【図５】従来型のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース２の計算結果を示す図である。
【図６】本発明の実施例のＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路を示す斜視図である。
【図７】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース１の計算結果を示す図である。
【図８】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース２の計算結果を示す図である。
【図９】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース３の計算結果を示す図である。
【図１０】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース４の計算結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース５の計算結果を示す図である。
【図１２】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路のＲｓｅ＝１００Ω／□とした場合の３次元電磁界シミュレーションによる計算結果を示す図である。
【図１３】本発明の実施例のＧＣＰＷ型伝送路のＲｓｅ＝２５Ω／□とした場合の３次元電磁界シミュレーションによる計算結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明の高周波電気信号用伝送路を実施するための形態について説明する。
なお、この形態は、発明の趣旨をより良く理解させるために具体的に説明するものであり、特に指定のない限り、本発明を限定するものではない。
【００１８】
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路の断面図であり、２０ＧＨｚ以上の周波数の高周波電気信号に対応可能な伝送路である。図において、符号１はＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路であり、誘電体基板２の表面（一主面）２ａに高周波の電気信号を伝送するための信号ライン３が形成され、この信号ライン３の外側かつ表面２ａの端部近傍にＧＮＤ電極（第１の接地電極）４が形成され、この誘電体基板２の裏面（他の主面）２ｂ全体に、ビア５を介してＧＮＤ電極４と電気的に接続されるＧＮＤ電極（第２の接地電極）６が形成されている。
そして、このＧＮＤ電極４の外側かつ表面２ａの端部には、このＧＮＤ電極４と電気的に接続される帯状の抵抗体７が形成されている。
【００１９】
ここで、誘電体基板２としては、高い熱伝導率、優れた電気的絶縁性を有するセラミック基板が好ましく、例えば、アルミナ（Ａｌ２Ｏ３）基板、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）基板、窒化ケイ素（Ｓｉ３Ｎ４）基板等を目的や用途に合わせて選択使用することができる。特に、高周波電気信号用伝送路の基板としては、アルミナ（Ａｌ２Ｏ３）基板が好適である。
【００２０】
信号ライン３は、導体材料を用いて形成され高周波電気信号用伝送路の一部を構成するもので、導体材料としては、金（Ａｕ）、クロム（Ｃｒ）、ニッケル（Ｎｉ）、パラジウム（Ｐｄ）、チタン（Ｔｉ）、アルミニウム（Ａｌ）、銅（Ｃｕ）等から選択される１種からなる金属または２種以上を含む合金が挙げられる。
合金としては、金−クロム（Ａｕ−Ｃｒ）、金−ニクロム（Ａｕ−ＮｉＣｒ）、金−ニクロム−パラジウム（Ａｕ−ＮｉＣｒ−Ｐｄ）、金−パラジウム−チタン（Ａｕ−Ｐｄ−Ｔｉ）等の合金が挙げられる。
【００２１】
ＧＮＤ電極４、６及びビア５は、信号ライン３と同様、通常の導体材料を用いて形成され高周波電気信号用伝送路の一部を構成するもので、導体材料としては、信号ライン３と同様の金属または合金が挙げられる。
【００２２】
帯状の抵抗体７は、ＧＮＤ電極４の電気信号の伝送方向（図１では紙面に垂直な方向）に沿って形成されている。これにより、誘電体基板２の表面２ａに発生する定在波の電流を効率的に吸収することが可能である。
【００２３】
この帯状の抵抗体７の幅は、信号ライン３の幅以上であり、かつ、この帯状の抵抗体７の面積抵抗（シート抵抗）は、５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下が好ましい。
この帯状の抵抗体７の幅及び面積抵抗（シート抵抗）を上記の範囲とすることにより、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象がより発生し難くなる。
この帯状の抵抗体材料としては、窒化タンタル（Ｔａ２Ｎ）、タンタル−ケイ素（Ｔａ−Ｓｉ）、タンタル−炭化ケイ素（Ｔａ−ＳｉＣ）、タンタル−アルミニウム−窒素（Ｔａ−Ａｌ−Ｎ）等のタンタル系材料、ニクロム（ＮｉＣｒ）、ニクロム−ケイ素（ＮｉＣｒ−Ｓｉ）等のニクロム系材料、酸化ルテニウム−ルテニウム（Ｒｕ−ＲｕＯ）等のルテニウム系材料等が挙げられる。
【００２４】
これらは、１種のみを単独で用いてもよく、２種以上を含むものを用いてもよい。特に、面積抵抗が異なる２種類の帯状の抵抗体材料を用いれば、所望の面積抵抗を容易に得ることができるので、好ましい。
特に、窒化タンタル（Ｔａ２Ｎ）は、面積抵抗（シート抵抗）が２０Ω／□〜１５０Ω／□程度の帯状の抵抗体材料であり、陽極酸化による保護膜により抵抗値の経時変化が極めて小さい等の理由により好ましい材料である。
【００２５】
この帯状の抵抗体７は、蒸着装置やスパッタ装置等の薄膜形成装置を用い、導体材料を用いて信号ライン３及びＧＮＤ電極４を形成した後、帯状の抵抗体７のパターンを有するマスク及び帯状の抵抗体材料を用いて形成することにより、形成することができる。この方法は、従来の製造工程を僅かに改良するのみでよいので、従来の製造工程を大幅に変更することなく、そのまま使用することが可能であり、製造コストの上昇も最小限に抑制することが可能である。
【００２６】
本実施形態の高周波電気信号用伝送路１によれば、誘電体基板２の表面２ａに高周波の電気信号を伝送するための信号ライン３が形成され、この信号ライン３の外側かつ表面２ａの端部近傍にＧＮＤ電極４が形成され、この誘電体基板２の裏面２ｂにビア５を介してＧＮＤ電極４と電気的に接続されるＧＮＤ電極６が形成され、このＧＮＤ電極４の外側かつ表面２ａの端部に、このＧＮＤ電極４と電気的に接続される帯状の抵抗体７を形成したので、この帯状の抵抗体７により誘電体基板２の表面２ａに発生する高周波の電気信号の使用周波数における定在波の電流を吸収することができる。したがって、伝送方向への伝播する主たる電波と壁面からの反射電波との干渉を無視できるほどに小さくすることができ、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象を発生させ難くすることができる。
【００２７】
また、誘電体基板２の表面２ａの端部かつＧＮＤ電極４の外側に、このＧＮＤ電極４に電気的に接続するように帯状の抵抗体７を形成したので、帯状の抵抗体７の形状及び大きさを誘電体基板２及びＧＮＤ電極４の形状及び大きさに合わせて設計することができ、帯状の抵抗体７の形状及び大きさにより高周波電気信号用伝送路１の形状及び大きさが制限されることは無い。
また、帯状の抵抗体７は、従来の製造工程を僅かに改良するのみで容易かつ安価に形成することができる。したがって、製造コストの上昇も最小限に抑制することができる。
【００２８】
［第２の実施の形態］
図２は、本発明の第２の実施の形態に係るＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路の断面図であり、本実施形態の高周波電気信号用伝送路１１が第１の実施形態の高周波電気信号用伝送路１と異なる点は、第１の実施形態の高周波電気信号用伝送路１では、誘電体基板２の裏面２ｂ全体にＧＮＤ電極６を形成したのに対し、本実施形態の高周波電気信号用伝送路１１では、誘電体基板２の裏面２ｂに、第１の実施形態のＧＮＤ電極６より面積が狭く、かつビア５を介してＧＮＤ電極４と電気的に接続するＧＮＤ電極（第２の接地電極）１２を形成し、このＧＮＤ電極１２の外側かつ裏面２ｂの端部に、このＧＮＤ電極１２と電気的に接続される（第２の）帯状の抵抗体１３を形成した点であり、その他の構成要素については第１の実施形態の高周波電気信号用伝送路１と全く同様である。
【００２９】
この帯状の抵抗体１３においても、帯状の抵抗体７と同様、この帯状の抵抗体１３の幅は、信号ライン３の幅以上であり、かつ、この帯状の抵抗体１３の面積抵抗は、５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下が好ましい。
この帯状の抵抗体１３の幅及び面積抵抗を上記の範囲とすることにより、帯状の抵抗体７と同様、共振によるディップ状（Ｓ２１）損失という劣化現象がより発生し難くなる。
この帯状の抵抗体材料は、帯状の抵抗体７と同様であるので、説明を省略する。
【００３０】
この帯状の抵抗体１３においても、帯状の抵抗体７と同様、ＧＮＤ電極１２の電気信号の伝送方向（図２では紙面に垂直な方向）に沿って形成されている。
このように、本実施形態の高周波電気信号用伝送路１１では、帯状の抵抗体７により誘電体基板２の表面２ａに発生する定在波の電流を効率的に吸収するとともに、帯状の抵抗体１３により誘電体基板２の裏面２ｂに発生する定在波の電流を効率的に吸収するので、誘電体基板２に発生する定在波の電流を効率良く吸収することが可能である。
【００３１】
本実施形態の高周波電気信号用伝送路１１においても、第１の実施形態の高周波電気信号用伝送路１と同様の作用効果を奏することができる。
しかも、誘電体基板２の裏面２ｂにＧＮＤ電極１２を形成し、このＧＮＤ電極１２の外側かつ裏面２ｂの端部に、このＧＮＤ電極１２と電気的に接続される帯状の抵抗体１３を形成したので、帯状の抵抗体７及び帯状の抵抗体１３により誘電体基板２に発生する定在波の電流を効率的に吸収することができる。
したがって、
【実施例】
【００３２】
以下、実施例及び従来例により本発明を具体的に説明するが、本発明はこれらの実施例によって限定されるものではない。
【００３３】
（従来例）
図３は、空気で満たされた６面体の金属箱の中に形成された従来型のＧＣＰＷ型高周波電気信号用伝送路（以下、ＧＣＰＷ型伝送路と略称する）を示す図であり、図中、２１は金属箱であり、金属壁２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、…を箱状に組み立てた６面体の構造である。
また、２２はＧＣＰＷ型伝送路であり、誘電体基板２３の表面２３ａに高周波の電気信号を伝送するための信号ライン２４が形成され、この信号ライン２４の外側にＧＮＤ電極（第１の接地電極）２５、２５が形成され、この誘電体基板２３の裏面２３ｂ全体にＧＮＤ電極２５、２５と電気的に接続されるＧＮＤ電極（第２の接地電極）２６が形成されている。
ここで、Ｐｏｒｔ１は高周波信号を印加する端子、Ｐｏｒｔ２は伝達される信号の大きさを観測する端子である。
【００３４】
この従来型のＧＣＰＷ型伝送路について、共振発生の現象の３次元電磁界シミュレーションを行った。ここでは、従来型のＧＣＰＷ型伝送路２２の形状パラメータについて、ＧＣＰＷ型伝送路２２及び金属箱２１の長さをＬ、ＧＣＰＷ型伝送路２２及び金属箱２１の幅をＷ０、金属薄膜からなる信号ライン２４の幅をＷ１、金属薄膜からなる第１のＧＮＤ電極２５、２５の幅をＷ２、信号ライン２４と第１のＧＮＤ電極２５、２５との距離をＳ、誘電体板２３の高さをＨ１、金属箱２１の高さをＨ２としたとき、Ｌ＝２．０ｍｍ、Ｗ０＝２．１ｍｍ、Ｗ１＝０．２ｍｍ、Ｗ２＝０．３ｍｍ、Ｓ＝０．１ｍｍ、Ｈ１＝０．５ｍｍ、Ｈ２＝２．５ｍｍとし、Ｐｏｒｔ１の信号源インピーダンス及びＰｏｒｔ２の負荷インピーダンスを５０Ωとし、誘電体板２３には比誘電率９．９、誘電損失０．０００１を有するアルミナ板（Ａｌ２Ｏ３：９９．８質量％）を用いた。なお、金属壁２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、…および信号ライン２４の抵抗率を０とした。
【００３５】
図４は、従来型のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース１の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｐｏｒｔ１からＰｏｒｔ２への伝達の程度を示す伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失及びＰｏｒｔ１へ反射の程度を示す伝送特性のディップ状（Ｓ１１）損失の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
図４によれば、２８ＧＨｚ付近にディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が認められた。
【００３６】
図５は、従来型のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース２の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｌ＝１．０ｍｍとし、他のパラメータは従来型のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
図５によれば、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化は認められなかった。
【００３７】
（実施例）
図６は、空気で満たされた６面体の金属箱の中に形成された本実施例のＧＣＰＷ型伝送路３１を示す図であり、図３の従来型のＧＣＰＷ型伝送路と異なる点は、第１のＧＮＤ電極２５、２５の外側に、伝送路方向に沿って金属薄膜からなる帯状の抵抗体３２、３２を接続した点である。
ここでは、帯状の抵抗体３２、３２の幅をＷ３、シート抵抗をＲｓｅ（Ω／□）とした。
【００３８】
図７は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース１の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝Ｗ１＝０．２ｍｍ、Ｒｓｅ＝５０Ω／□とし、他のパラメータは従来型のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
図７では、図４と比べて、２８ＧＨｚ付近にディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が消滅していることが認められた。
【００３９】
次に、Ｒｓｅ＝５０Ω／□とした場合のＷ３の臨界幅を調べた。
図８は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース２の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝０．０５ｍｍとし、他のパラメータは実施例のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
【００４０】
図９は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース３の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝０．１０ｍｍとし、他のパラメータは実施例のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
【００４１】
図１０は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース４の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝０．１５ｍｍとし、他のパラメータは実施例のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
【００４２】
図１１は、実施例のＧＣＰＷ型伝送路の３次元電磁界シミュレーションによるケース５の計算結果（Ｓパラメータ）を示す図であり、Ｗ３＝０．２５ｍｍとし、他のパラメータは実施例のケース１と同一とした場合の３次元電磁界シミュレータによる計算結果である。
【００４３】
実施例のケース１〜５の計算結果（Ｓパラメータ）を比較してみると、以下のことが分かった。
図８では、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化現象が存在しているが、Ｗ３の値が大きくなるにしたがって、ディップの深さが減少し、Ｗ３が０．２ｍｍ、すなわちＷ３＝Ｗ１＝０．２ｍｍの場合にほぼ完全に近い程にディップ状（Ｓ２１）損失による劣化現象が消滅し、Ｗ３＞Ｗ１を満たす場合には、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が全く認められないことが分かった。
【００４４】
以上により、Ｒｓｅ＝５０Ω／□とした場合の、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が消滅するためのＷ３の臨界幅は、近似的にＷ３＝Ｗ１となることが分かった。したがって、Ｗ３＝Ｗ１となる領域においては、形状パラメータのいかんによらず、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化現象を発生させないようにすることができることが分かった。
【００４５】
次に、Ｒｓｅの値を変えた場合のＷ３の臨界幅を調べた。
３次元電磁界シミュレーションによる計算の結果、Ｗ３の臨界幅はＲｓｅのある範囲以内では、Ｒｓｅの値にかかわらず、Ｗ３＝Ｗ１となることが分かった。
図１２に、Ｒｓｅ＝１００Ω／□とした場合の、臨界幅Ｗ３＝Ｗ１＝０．２ｍｍの場合における３次元電磁界シミュレーションによる計算結果（Ｓパラメータ）を、図１３に、Ｒｓｅ＝２５Ω／□とした場合の、臨界幅Ｗ３＝Ｗ１＝０．２ｍｍの場合における３次元電磁界シミュレーションによる計算結果（Ｓパラメータ）を、それぞれ示す。
図１２及び図１３によれば、ディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が全く認められないことが分かった。
【００４６】
さらに、同様の３次元電磁界シミュレーションによる計算の結果、Ｒｓｅにおけるディップ状（Ｓ２１）損失による劣化が消滅するための上限臨界値は２ｋΩ／□であり、下限臨界値は５Ω／□であることが分かった。
したがって、ＧＮＤ電極２５、２５の外側に、伝送路方向に沿って金属薄膜からなる帯状の抵抗体３２、３２を接続し、この帯状の抵抗体３２、３２の幅を信号ライン２４の幅以上とし、かつ、この帯状の抵抗体３２、３２の面積抵抗を５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下の間の値に設定することにより、壁面共振による伝送特性のディップ状（Ｓ２１）損失を消滅させることができる。
【符号の説明】
【００４７】
１ 高周波電気信号用伝送路
２ 誘電体基板
２ａ 表面（一主面）
２ｂ 裏面（他の主面）
３ 信号ライン
４ ＧＮＤ電極（第１の接地電極）
５ ビア
６ ＧＮＤ電極（第２の接地電極）
７ 帯状の抵抗体
１１ 高周波電気信号用伝送路
１２ ＧＮＤ電極（第２の接地電極）
１３ 帯状の抵抗体
２１ 金属箱
２１ａ、２１ｂ、２１ｃ 金属壁
２２ ＧＣＰＷ型伝送路
２３ 誘電体基板
２３ａ 表面
２３ｂ 裏面
２４ 信号ライン
２５ ＧＮＤ電極（第１の接地電極）
２６ ＧＮＤ電極（第２の接地電極）
３１ ＧＣＰＷ型伝送路
３２ 帯状の抵抗体
Ｐｏｒｔ１ 高周波信号を印加する端子
Ｐｏｒｔ２ 伝達される信号の大きさを観測する端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波の電気信号を伝送する伝送路であって、
誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、
前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続してなることを特徴とする高周波電気信号用伝送路。
【請求項２】
前記帯状の抵抗体の幅を前記信号ラインの幅以上とし、かつ該帯状の抵抗体の面積抵抗を５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下としたことを特徴とする請求項１記載の高周波電気信号用伝送路。
【請求項３】
前記第２の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、第２の帯状の抵抗体を接続してなることを特徴とする請求項１または２記載の高周波電気信号用伝送路。
【請求項１】
高周波の電気信号を伝送する伝送路であって、
誘電体基板の一主面に高周波の電気信号を伝送するための信号ライン及び第１の接地電極を形成するとともに、他の主面に前記第１の接地電極と電気的に接続する第２の接地電極を形成し、
前記第１の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、帯状の抵抗体を接続してなることを特徴とする高周波電気信号用伝送路。
【請求項２】
前記帯状の抵抗体の幅を前記信号ラインの幅以上とし、かつ該帯状の抵抗体の面積抵抗を５Ω／□以上かつ２ｋΩ／□以下としたことを特徴とする請求項１記載の高周波電気信号用伝送路。
【請求項３】
前記第２の接地電極の外側かつ前記信号ラインの電気信号の伝送方向に沿って、第２の帯状の抵抗体を接続してなることを特徴とする請求項１または２記載の高周波電気信号用伝送路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−２５３４３３（Ｐ２０１２−２５３４３３Ａ）
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１２２４３９（Ｐ２０１１−１２２４３９）
【出願日】平成２３年５月３１日（２０１１．５．３１）
【出願人】（０００１８３２６６）住友大阪セメント株式会社 (1,342)
【出願人】（５１１１３２３０６）
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月３１日（２０１１．５．３１）
【出願人】（０００１８３２６６）住友大阪セメント株式会社 (1,342)
【出願人】（５１１１３２３０６）
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]