ＱＰＳＫ変調器
【課題】Ｉ相とＱ相の位相差をπ／２に保つＱＰＳＫ変調器を実現する。
【解決手段】ＱＰＳＫ変調器は、入力光を２分岐する手段と、分岐した一方の光を位相変調する第１の位相変調手段と、他方の光を位相変調する第２の位相変調手段と、第１／２の位相変調手段の前段／後段に設けられた位相シフト手段と、第１の位相変調手段と第２の位相変調手段を通過した光を結合し、光信号として出力する手段と、出力された光信号の一部を電気信号に変換する手段と、電気信号から光信号の振幅のピーク値を検出し、ピーク検出信号を出力する手段と、ディザ信号を生成する手段と、ピーク検出信号とディザ信号の位相を比較することにより、位相シフト手段での位相シフト量π／２からの偏差に応じた偏差信号を生成する位相比較手段と、偏差信号にディザ信号を重畳し、位相シフト量がπ／２となるよう位相シフト手段にフィードバック制御するフィードバック制御手段とを備える。
【解決手段】ＱＰＳＫ変調器は、入力光を２分岐する手段と、分岐した一方の光を位相変調する第１の位相変調手段と、他方の光を位相変調する第２の位相変調手段と、第１／２の位相変調手段の前段／後段に設けられた位相シフト手段と、第１の位相変調手段と第２の位相変調手段を通過した光を結合し、光信号として出力する手段と、出力された光信号の一部を電気信号に変換する手段と、電気信号から光信号の振幅のピーク値を検出し、ピーク検出信号を出力する手段と、ディザ信号を生成する手段と、ピーク検出信号とディザ信号の位相を比較することにより、位相シフト手段での位相シフト量π／２からの偏差に応じた偏差信号を生成する位相比較手段と、偏差信号にディザ信号を重畳し、位相シフト量がπ／２となるよう位相シフト手段にフィードバック制御するフィードバック制御手段とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ＱＰＳＫ変調器に関する。特に、本発明は、40Gb/sや100Gb/sなどの超高速光通信における光ＱＰＳＫ信号の変調に要するＱＰＳＫ信号の直交位相制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
情報通信網はブロードバンド・ユビキタスサービスの本格展開に向けて光ネットワーク／ＮＧＮ（Next Generation Network）や３Ｇ（3rd Generation）／スーパー３Ｇなどのネットワークサービスの追加や充実が進んでいる。これにより通信と放送、固定通信と移動通信などのさまざまな分野のサービスが融合していくことになる。このようなブロードバンド・ユビキタスサービス時代が到来するとき、サービス融合の基盤となるフルＩＰネットワーク基盤の構築が欠かせない。これまで光通信のブロードバンド化は波長多重により飛躍的に進展してきた。最近では時間軸上に情報を多重する時分割多重によってビットレート向上が著しく進んでいる。これまでの光通信技術は、ビットレート2.5Gb/sや10Gb/ｓによるＮＲＺ（Non Return-To-Zero）またはＲＺ（Return-To-Zero）フォーマットを用いた二値振幅シフトキーイング（OOK：On-Off Keying）を用い、波長多重により大容量化を図る方式が主流であった。近年、デュオバイナリ伝送方式、ＣＳＲＺ（Carrier-Suppressed Return-To-Zero）、光ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）、光ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）などの変復調技術が光通信に適応され始めており、ビットレートは10Gb/sから40Gb/sに高速化している。この中で、特に、ビットレート向上に有利なＤＱＰＳＫ変復調フォーマットが将来の40Gb/s光通信における有力候補と認められている。ＤＱＰＳＫ符号は、４つの位相変化（０、π／２、π、３π／２）にディジタル電気信号の（０、０）、（０、１）、（１、０）、（１、１）を割り当てる４値符号である。従って、同じシンボルレートを用いる場合、ＤＱＰＳＫはＮＲＺやＤＰＳＫに比べ２倍の情報量を割り当てることができ、スペクトル効率が２倍となることから、電気デバイスの速度に対する要求、光ファイバの分散の調整、及び偏波モード分散が緩和される。
【０００３】
さらに、最近、通信業界の世界的な標準団体であるＯＩＦ（Optical Internetworking Forum）は、次世代の超高速通信技術に関して活発な動きをしている。ＯＩＦでは次世代の100Gb/s光通信を実現する通信方式／デバイス技術の標準化に関して活発に議論が交わされている。具体的な通信方式としてＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying）方式がＯＩＦの標準化に向けて有望視されている。ＤＰ−ＱＰＳＫ方式は基本的にはＤＱＰＳＫと同様４値の位相変調方式を応用している。ＤＱＰＳＫでは前のビットとの位相変化にデータ信号が割り付けられているのに対し、ＱＰＳＫでは位相の絶対値そのものに０、１のデータ信号を割り付ける。従って、受信側において、ＤＱＰＳＫでは前のビットとの相関をとるために１ビット遅延干渉計を通して復調が行われ、一方、ＱＰＳＫでは位相の絶対基準となる局発信号光源を有し、９０°ハイブリッドカプラを用いて局発光と受信信号光との相関をとり復調が行われる。また、ＤＰ−ＱＰＳＫは２チャンネルのＱＰＳＫ信号を直交するふたつの偏波に偏波多重することで多重度を上げ、総伝送容量を拡大する。最終的には、ＤＰ−ＱＰＳＫは、シンボルレートを25Gb/s程度とした場合に、ＱＰＳＫの４値符号化により倍の伝送容量を確保し、偏波多重化によりさらに倍の伝送容量を確保することにより総伝送容量100Gb/s以上を実現する。
【０００４】
以上で述べたように、40Gb/sや100Gb/sなどの超高速光通信において４値の位相変調方式である光ＱＰＳＫ変調技術が重要な基本要素となる。一般的に、光信号をＱＰＳＫで変調するためにはリチウムナイオベイト（LiNbO3）を用いたＱＰＳＫ変調器が用いられる。ＤＱＰＳＫ変調は、２チャンネルの高速主信号に１ビット遅延に当たる処理をプリコードしてＩ相変調部及びＱ相変調部を高速変調するのに対し、ＱＰＳＫ変調は、２チャンネルの高速主信号でそのままＩ相変調部及びＱ相変調部を高速変調する。このように主信号の論理的な処理の有無の差異以外、ＤＱＰＳＫもＱＰＳＫもＱＰＳＫ変調器を駆動するハードウェア部分は同じである。２チャンネルの高速主信号を高速増幅器を用いてリチウムナイオベイト変調器の２Ｖπに対応する振幅に増幅してＩ相変調部及びＱ相変調部を駆動する。また、Ｉ相とＱ相間の位相関係が直交している必要性がある。ＱＰＳＫ変調器は、直交位相を制御する外部印加可能な電極をＩ相変調器とＱ相変調器間に具備し、適切なフィードバックによるバイアス制御を施すことでＩ相Ｑ相間の直交性を保っている。
【０００５】
ここで、リチウムナイオベイトには、駆動電圧が長時間にわたり広く変化していくというドリフト現象が知られている。このため、ドリフト現象を抑制するためのバイアス制御回路が必須となる。Ｉ相／Ｑ相変調部は、通常のＢＰＳＫ変調器と同様な構成である。Ｉ相／Ｑ相変調部は、位相変調部にディザ信号を重畳し、変調器信号光出力の一部をモニタし、ディザ信号の元となる発振器の信号位相と同期検波することで位相のずれを感知することができる。そのため、Ｉ相／Ｑ相変調部は、バイアス電圧のずれに応じたＤＣバイアスを印加するフィードバックループを構成することでドリフト現象を常時抑制することができる。一方、直交位相のドリフト現象に関しては、Ｉ相、Ｑ相の信号間に相関がないため、単純に直交位相部にディザ信号を重畳して変調器信号光出力の光パワーモニタに対して同期検波をかけたとしても誤差信号を生成できない。つまり、光パワーモニタによる検出結果は、直交位相部の位相に対して変化することがない。従って、通常のディザ（Dither）法と光パワーモニタ法では直交しているのか直交からずれているのか判別することができない。
【０００６】
ＱＰＳＫ変調器の直交位相制御に関して、直交位相制御用電極をＩ相側とＱ相側の二箇所に設け、それぞれの電極が互いに直交するディザ信号を重畳し光パワーモニタにより同期検波することが知られている（特許文献１）。図１に示すように、従来の光ＱＰＳＫ変調器には直交位相に関わる電極として電極１（６）と電極２（７）が設けられている。光ＱＰＳＫ変調器は、半導体レーザ１からの光を２分岐し、データ変調部５に入力する。分岐した光のうち一方は位相シフト部２を経る。なお、図１では位相シフト部２はデータ変調部５の前段に配置されているが、図２、４、５に示すように後段に配置する実施形態も可能である。また、光ＱＰＳＫ変調器は、ディザ信号用の発振器１４からの信号を二手に分岐し、一方を電極１（６）に、他方を移相器８を介して電極２（７）に印加し、変調器の光信号出力を低速のＰＤ（photo detector：受光器）１０で受信し、位相比較を行い（１２）、その結果を位相シフト部２にフィードバック制御する。移相器８によりディザ信号間の位相差が９０度の奇数倍に設定されることにより、Ｉ相とＱ相の相関をディザ信号を介して推定することができる。これにより、通常用いられる同期検波技術が適用でき、感度の高い直交制御を実現できる。なお、データ変調部５を通過したそれぞれの光は、強度変調器９において結合されて光信号として出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−０４３６３８号公報
【特許文献２】特開２００７−０８２０９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、直交移相制御部に直交したディザ信号を二系統印加する従来の制御方法では、ＱＰＳＫ変調器に直交位相を制御できる電極を二箇所設ける必要がある。これは、ＱＰＳＫ変調器を小型に構成するためには望ましいものではない。また、主なＱＰＳＫ変調器は直交位相制御に関する電極が一箇所のものが多く、この場合本制御法では本質的に直交制御をかけることが不可能となる。さらに、本制御法は、フィードバックループ中に追加の移相器を一台必要とする。しかも、この移相器は、ふたつのディザ信号間の位相が正確に９０度になるよう調整しなければならない。新たに追加の移相器を必要とし、しかもその調整を正確にする必要があることは、光ＱＰＳＫ変調器を実現する上で価格、サイズ、消費電力の点から本質的な問題となる。
【０００９】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、光ＱＰＳＫ変調器の直交位相制御において、特殊な電極構成や、コストアップ・大型化を招く移相器部品が必要になるという課題を解決することにある。また、本発明は、Ｉ相とＱ相の位相差をπ／２に保つことが可能なＱＰＳＫ変調器を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
このような目的を達成するために、本発明のＱＰＳＫ変調器は、入力された光を２分岐する分岐手段と、分岐した一方の光を位相変調する第１の位相変調手段と、分岐した他方の光を位相変調する第２の位相変調手段と、前記第１の位相変調手段と前記第２の位相変調手段のいずれかの前段若しくは後段に設けられた位相シフト手段と、前記第１の位相変調手段と前記第２の位相変調手段を通過した光を結合し、光信号として出力する結合手段と、前記結合手段から出力される前記光信号の一部を電気信号に変換する光検出手段と、前記電気信号から前記光信号の振幅のピーク値を検出し、ピーク検出信号を出力するピーク検出手段と、ディザ信号を生成するディザ信号生成手段と、前記ピーク検出信号と前記ディザ信号の位相を比較することにより、前記位相シフト手段での位相シフト量π／２からの偏差に応じた偏差信号を生成する位相比較手段と、前記偏差信号に前記ディザ信号を重畳して、前記位相シフト量がπ／２となるよう前記位相シフト手段にフィードバック制御するフィードバック制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、特殊な電極構造のＱＰＳＫ変調器を必要とせず、汎用なＱＰＳＫ変調器を用いて直交位相を制御することが可能となる。また、追加で必要となる移相器やその移相器の調整を省くことができ、安価、小型、低消費電力のＱＰＳＫ送信器を実現できる。
【００１２】
また、本発明の直交位相制御法は、一般に用いられる同期検波技術を適用することが可能であり、特殊な制御法を用いることなく安定かつ感度の高いフィードバックループを構成することができる。
【００１３】
本発明の位相制御法は、単独のＱＰＳＫ変調器の制御に適していることは自明であるが、さらに、ＱＰＳＫ変調器を構成要素とする信号フォーマット（例えば、ＮＲＺ−ＤＱＰＳＫやＲＺ−ＤＱＰＳＫ、さらには応用形としてのＱＰＳＫ符号を用いた８ＰＳＫや１６ＰＳＫなどの多値符号、その発展形となる多値ＱＡＭ符号、ＯＦＤＭ符号、また、ＤＰ−ＱＰＳＫなど）のコヒーレント通信などに使われるＱＰＳＫ変調器の直交位相制御に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来の光ＱＰＳＫ変調器バイアス制御の構成図である。
【図２】本発明の実施例１に示す光ＱＰＳＫ変調器直交位相バイアス制御の基本構成図である。
【図３】本発明の実施例１に示す光ＱＰＳＫ変調器直交位相バイアス制御の原理を示す図である。
【図４】本発明の実施例２に示す光ＱＰＳＫ変調器直交位相バイアス制御の基本構成図である。
【図５】本発明の実施例３に示す光ＱＰＳＫ変調器バイアス制御の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態について添付図面を用いて詳細に説明する。
【実施例１】
【００１６】
図２は、本発明の第１の実施例のＱＰＳＫ変調器１７の基本構成を示す。図２は、光分岐１８、光検出器１９、ピークホールド回路２０、位相比較２１、ディザ信号用発振器２２、駆動回路２３も含む。
【００１７】
まず、リチウムナイオベイトにより構成されるＱＰＳＫ変調器１７の出力部からの光信号が分岐され（１８）、光検出器１９が該光信号を電気信号に変換する。ピークホールド回路２０は、電気信号に変換されたモニタ電気信号に対して振幅の最大値（ピーク値）を維持する出力を生成する。このようにしてピーク検出された信号とディザ信号用発振器２２からの信号とが位相比較され（２１）、偏差成分が抽出される。位相比較により得られた偏差成分は適切な大きさと時定数をもつＤＣ信号として処理されており、フィードバックによりＱＰＳＫ変調器の直交位相制御部に与えられる。その際、ディザ信号用発振器２２からのディザ信号が該ＤＣ信号に重畳される。ＤＣ信号と重畳されたディザ信号は、駆動回路２３によってリチウムナイオベイトの位相を制御するのに適切な駆動電気信号に変換され、直交位相制御用電極にフィードバックされる。
【００１８】
図３は、本発明の第１の実施例のＱＰＳＫ変調器の直交位相制御の原理を示す。図３のグラフは、コンスタレーションを元に光信号のピーク値の様子をシミュレーションした結果を示す。グラフの横軸はＩＱ変調器間の位相差を表し、縦軸は相対的な光信号の振幅を表す。そして、図３に示される（０１）の振幅と（１１）の振幅のうち大きい方の振幅が振幅のピーク値となる。ＩＱ位相差が９０度で理想的な直交状態の場合、コンスタレーション（１）は正方形をなす。この場合、ＩＱ信号を合成した（００）、（０１）、（１０）、（１１）の４値の振幅は縮退して等しい値となり、それが振幅のピーク値となる。次に、ＩＱ位相差が９０度からずれる場合、コンスタレーション（２）は菱形をなす。コンスタレーション（１）の直交状態の対角成分（振幅ピーク値）と比較すると、コンスタレーション（２）では長軸成分は伸長し、短軸成分は短縮する。さらにＩＱ位相差がずれ、コンスタレーション（３）に示すように１８０度（または０度）に近くなると、短軸成分は消失し長軸成分だけが残る。この時の長軸成分は直交時の対角成分の√２倍となる。このシミュレーション結果より、ＱＰＳＫ変調器出力信号の振幅ピーク値は直交状態で最小となり（コンスタレーション（１））、変調器直交バイアスがずれて直交状態からずれた時振幅ピーク値は増大する（コンスタレーション（２）（３））。従って、ＱＰＳＫ変調器出力信号の振幅ピーク値を検出することにより直交位相の状態を推定することが可能となる。
【００１９】
さらに、図３のグラフを制御の観点から眺めると、直交状態で振幅ピーク値が最小になる特性を有することに留意されたい。つまり、これは、直交制御電極に低速なディザ信号を重畳し、変調器出力をモニタしてディザ信号成分の振幅ピーク値を検出し、元のディザ信号波形との位相比較を行うことによって、直交状態からのずれに応じた偏差信号を抽出することが可能となることを意味する。なお、直交位相制御バイアスが直交状態に合致した場合偏差信号はゼロとなる。この動作は一般に用いられるディザリングによる同期検波と同様である。
【００２０】
さらに特徴的かつ重要なことは、直交状態が鋭い傾きを持つ極値になることである。すなわち、直交状態からほんの少しでも位相がずれただけでも振幅ピーク値は敏感に反応し大きな値を示すことになる。このように鋭いボトム特性を有することは偏差検出の感度が高いことを意味し、制御をより安定に収束させる上で大きなメリットとなる。これは、他の高感度化手段、例えばＲＺ強度変調器との組み合わせによる強度周波数成分（シンボルレート周波数成分）の抽出を施す必要がないことを意味する。このため、本発明単独で高感度な直交位相制御を実現することができる。
【００２１】
上述のことを図２の回路構成の動作に対比させると、変調器出力のモニタ信号をピークホールド回路２０を通すことで、信号成分の振幅ピーク値を得られることが分かる。図３のグラフより、振幅ピーク値は直交状態で最小となることから、ピークホールド回路２０の出力結果をディザ信号波形と位相比較することで偏差信号を得ることができる。なお、位相比較は一般に用いられる手法であり、対象となる信号波形と参照信号波形の乗算で得られるものである。
【００２２】
重要なこととしては、光検出器の動作帯域とＩＱ相の信号周波数帯域が少なくとも一部重なっていることに留意されたい。図３のグラフに示すように、ＩＱ相はシンボル周波数により高速変調されており、その信号周波数成分の少なくとも一部が検出されない限り、振幅ピーク値を検出することができなくなり、そして、モニタ結果にピークホールドをかけたとしてもこのグラフどおりの挙動を示さない。具体的には、特許文献２に示されるように、43Gb/sのＤＱＰＳＫ変調を想定した場合、シンボル周波数は21.5GHzとなり、光検出器の動作帯域としては3dBのカットオフ周波数が100MHz以上であれば良いとされる。光検出器を100MHz程度で動作させることは通常の回路部品及び回路設計により十分対応可能である。また、ピークホールド回路の動作帯域もこのカットオフ周波数程度に設定されればより効率的に振幅ピーク値を検出することができる。さらに、ディザ信号周波数はピークホールド回路より十分低周波である方が良く、100MHz程度の動作帯域に対し数ＫＨｚ〜数ＭＨｚ程度であれば十分である。この周波数は一般にリチウムナイオベイトの強度変調器をディザ制御する周波数と同じである。
【００２３】
なお、変調器の出力をモニタするための光分岐部は変調器の外付けとして説明したが、一般にはＱＰＳＫ変調器の出力部にタップが内蔵されているものもあり、この場合そのタップを利用することは小型化を図る上で好適である。また、位相比較部２１において制御ループの安定化のため比例／積分／微分（ＰＩＤ）演算処理を施すことは非常に有効であり、フィードバックが安定に収束する限りその一部の演算処理やその組み合わせで実装できることは制御設計上自明である。
【００２４】
以上、本発明の直交位相制御法を用いれば通常の同期検波手段のみで制御回路を実現することが可能となり、従来の制御法（図１）で行っていたディザ信号間の位相差を９０°に設定する個別の位相調整工程が不要となる。制御ループの安定性を高めるためＰＩＤのパラメータ調整は従来どおり必要となるが、変調器や電子部品の動特性などの個体差は100MHz程度の周波数領域では小さいことから、一度ＰＩＤパラメータを最適化してしまえば、個別に調整する必要はない。また、制御感度を高めるためピーク検出回路の時定数（コンデンサの容量）も最適化する必要があるが、主信号のビットレートは20Gbps程度で一桁以上変わるようなものではないので、一度最適化してしまえば、個別に調整する必要はない。
【００２５】
従って、本発明の直交位相制御法は、一旦閉ループのパラメータを最適化してしまえば、以降個別に調整作業を行う必要がなくなる。つまり、設計が確定してしまえば、本質的に自律的に動作する制御法となっている。
【実施例２】
【００２６】
図４は、本発明の第２の実施例のＱＰＳＫ変調器２４の直交位相制御の具体的な回路構成を示す。図４の光検出器は、フォトディテクタ２６、電流検出用抵抗２７、アンプ２８により構成され、ピークホールド回路は、ダイオード３１、抵抗３２、容量３３から構成される。フォトディテクタ２６によりフォトカレントを抵抗検出した後、ＤＣ成分を除去するため容量結合２９でＡＣ信号を取り出し、バッファアンプ３０で増幅した後ピークホールド回路（３１、３２、３３）に入力する。ピークホールド回路の出力を適宜増幅し（３４）、ディザ信号成分のみをバンドパスフィルタ３５で抽出する。ピークホールド回路とバンドパスフィルタ３５で抽出された信号に、元のディザ信号波形を掛け合わせ（３７）、ローパスフィルタ３９でＤＣ成分に変換して偏差信号を生成する。この偏差信号に、フィードバック制御で一般に用いられる比例／積分／微分制御を施し（４０）、ＤＣバイアス信号を生成する。こうして生成された直交位相部の位相ずれに応じた振幅を有するＤＣバイアス信号にディザ信号波形を加算し（４１）、リチウムナイオベイトを駆動するドライバ４２により適切な電圧信号に変換し直交位相制御用電極に印加する。光検出器、ピークホールド回路、ディザ信号用発振器の動作帯域は第１の実施例と同様である。
【００２７】
これらの回路要素は全てアナログ回路で構成することも可能である。また、モニタ部以降の信号を適宜アナログディジタル変換し、ピークホールド回路、バンドパスフィルタ部、乗算回路、ローパスフィルタ、比例／積分／微分演算処理部、ディザ信号用発振器、加算回路の一部または全てをＣＰＵやＦＰＧＡなどのディジタル回路で構成しディジタルアナログ変換を実施してドライバに入力して変調器バイアス電極を駆動する構成は、小型化を図る上で好適である。
【００２８】
ここに示した実施例の各構成要素及び回路構成は最適設計の観点で導き出されたものであるが、小型化、低消費電力化など実装上の都合によりその一部を省略するか、または回路部間の順序を入れ替えるなどの変形は特に制限されるものではない。
【実施例３】
【００２９】
図５は、本発明の第３の実施例のＱＰＳＫ変調器全体のバイアス制御を行う具体的な回路構成を示す。直交バイアス制御回路は、第２の実施例に示した回路構成と同様であり、抵抗検出回路４６、４７、４８、容量結合４９、バッファアンプ５０、ダイオード５１と抵抗５２と容量５３から成るピークホールド回路、バンドパスフィルタ５５、アンプ５４、５６、乗算器５７、ローパスフィルタ５９、比例／積分／微分演算回路６０、ディザ信号用発振器５８、加算回路６１から構成される。これにより、第１の実施例で原理を説明したように直交位相は最適値に制御される。
【００３０】
直交バイアス制御回路とは独立にＩ変調用ＢＰＳＫ変調部及びＱ変調用ＢＰＳＫ変調部のバイアス制御が構成される。Ｉ変調器、Ｑ変調器のバイアス制御は、光パワーモニタによりディザ信号成分を検出し位相比較する一般的な構成である。ただし、変調器の出力をモニタする場合、Ｉ変調器、Ｑ変調器のモニタと、直交位相制御のモニタは独立していることが望ましい。この理由は、Ｉ変調器、Ｑ変調器のモニタ部の帯域がディザ周波数程度の低速であるのに対し、直交位相制御のモニタ部の帯域が第１の実施例で具体的に述べたようにシンボル周波数の一部を検出すべくある程度の広帯域特性が必要とされるからである。
【００３１】
Ｉ変調器のバイアス制御、Ｑ変調器のバイアス制御、直交位相バイアス制御はそれぞれの制御を同時に常時動作させる構成でも、また時分割で時系列的に各制御を繰り返す構成でも良い。同時制御の場合、各バイアス制御に用いるディザ周波数は変えておく必要がある。また、それぞれの制御にバンドパスフィルタを組み入れてクロストークを抑制することも好適である。一方、時分割制御の場合、ディザ周波数は同一でも構わない。また、ディザ信号用発振器、乗算器、ローパスフィルタ、比例／積分／微分演算処理回路、加算回路は共通化しておき、偏差信号入力と各電極を駆動するためのドライバへのアナログ出力をスイッチやディジタル回路の出力ポート選択により切り替える構成は、より小型化を図る上で好都合である。
【００３２】
第１〜第３の実施例ではＱＰＳＫ変調器としてリチウムナイオベイトによる変調器による構成例を示したが、変調器の材料はこれに限定されず、インジウムリン（InP）も適用可能である。さらに、本発明は、ＰＬＣ（Planar Lightwave Circuit：平面光波回路）によりチップ・チップ接続され、高速の変調部分にリチウムナイオベイトまたはインジウムリンを用い、干渉計の分岐部やバイアスを制御する部分を石英系光導波路で構成する変調器にも適用可能である。ただし、この場合、ドライバは電界効果を用いるリチウムナイオベイトのように電圧駆動するわけではなく、石英系光導波路の熱光学効果を用いるヒータへの電力駆動となる。さらにディザ周波数は石英系光導波路の熱光学効果の動作帯域が100Hz程度であることから、ディザ周波数は100Hz以下となる。
【００３３】
以上の実施例ではＱＰＳＫ変調器単体の構成を示したが、データ変調部にプリコード処理を施してＤＱＰＳＫ変調器として動作させたり、またデータ変調のクロック成分を利用してＲＺ変調器を駆動して本ＤＱＰＳＫ変調器の前段または後段に配置することでＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調に適用したりすることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明の光ＱＰＳＫ送信器の位相制御法とその構成は、光通信ネットワークなどに使用される光通信機器に使用することができる。
【符号の説明】
【００３５】
１ 半導体レーザ（ＬＤ：laser diode）
２ 位相シフト部
３ 第１のアーム
４ 第２のアーム
５ データ変調部
６ 第１の電極
７ 第２の電極
８ 移相器
９ 強度変調器
１０、１０´ 低速受光器（ＰＤ：photo detector）
１１ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：band-pass filter）
１２ 位相比較器
１３ 逓倍器
１４ 低周波信号発生器
１５ クロック信号発生部
１６ 駆動信号発生部
１７、２４、４３ ＱＰＳＫ変調器
１８、２５、４４、４５ 光分岐
１９ 光検出器
２０ ピークホールド回路
２１ 位相比較
２２、３８、５８、６７ ディザ信号用発振器
２３ 駆動回路
２６、４６ 中速域（〜100MHz）フォトディテクタ
２７、４７、６４ 抵抗
２８、３０、４８、５０ 中速域（〜100MHz）アンプ
２９、４９ 容量
３１、５１ ダイオード
３２、５２ 抵抗
３３、５３ 容量
３４、３６、５４、５６、６５ アンプ
３５、５５ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３７、５７、６６ 乗算器
３９、５９、６８ ローパスフィルタ（ＬＰＦ：low-pass filter）
４０、６０、６９ 比例／積分／微分（ＰＩＤ：Proportional Integral Derivative）演算処理回路
４１、６１、７０、７２ 加算器
４２、６２、７３ ドライバ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ＱＰＳＫ変調器に関する。特に、本発明は、40Gb/sや100Gb/sなどの超高速光通信における光ＱＰＳＫ信号の変調に要するＱＰＳＫ信号の直交位相制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
情報通信網はブロードバンド・ユビキタスサービスの本格展開に向けて光ネットワーク／ＮＧＮ（Next Generation Network）や３Ｇ（3rd Generation）／スーパー３Ｇなどのネットワークサービスの追加や充実が進んでいる。これにより通信と放送、固定通信と移動通信などのさまざまな分野のサービスが融合していくことになる。このようなブロードバンド・ユビキタスサービス時代が到来するとき、サービス融合の基盤となるフルＩＰネットワーク基盤の構築が欠かせない。これまで光通信のブロードバンド化は波長多重により飛躍的に進展してきた。最近では時間軸上に情報を多重する時分割多重によってビットレート向上が著しく進んでいる。これまでの光通信技術は、ビットレート2.5Gb/sや10Gb/ｓによるＮＲＺ（Non Return-To-Zero）またはＲＺ（Return-To-Zero）フォーマットを用いた二値振幅シフトキーイング（OOK：On-Off Keying）を用い、波長多重により大容量化を図る方式が主流であった。近年、デュオバイナリ伝送方式、ＣＳＲＺ（Carrier-Suppressed Return-To-Zero）、光ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）、光ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）などの変復調技術が光通信に適応され始めており、ビットレートは10Gb/sから40Gb/sに高速化している。この中で、特に、ビットレート向上に有利なＤＱＰＳＫ変復調フォーマットが将来の40Gb/s光通信における有力候補と認められている。ＤＱＰＳＫ符号は、４つの位相変化（０、π／２、π、３π／２）にディジタル電気信号の（０、０）、（０、１）、（１、０）、（１、１）を割り当てる４値符号である。従って、同じシンボルレートを用いる場合、ＤＱＰＳＫはＮＲＺやＤＰＳＫに比べ２倍の情報量を割り当てることができ、スペクトル効率が２倍となることから、電気デバイスの速度に対する要求、光ファイバの分散の調整、及び偏波モード分散が緩和される。
【０００３】
さらに、最近、通信業界の世界的な標準団体であるＯＩＦ（Optical Internetworking Forum）は、次世代の超高速通信技術に関して活発な動きをしている。ＯＩＦでは次世代の100Gb/s光通信を実現する通信方式／デバイス技術の標準化に関して活発に議論が交わされている。具体的な通信方式としてＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying）方式がＯＩＦの標準化に向けて有望視されている。ＤＰ−ＱＰＳＫ方式は基本的にはＤＱＰＳＫと同様４値の位相変調方式を応用している。ＤＱＰＳＫでは前のビットとの位相変化にデータ信号が割り付けられているのに対し、ＱＰＳＫでは位相の絶対値そのものに０、１のデータ信号を割り付ける。従って、受信側において、ＤＱＰＳＫでは前のビットとの相関をとるために１ビット遅延干渉計を通して復調が行われ、一方、ＱＰＳＫでは位相の絶対基準となる局発信号光源を有し、９０°ハイブリッドカプラを用いて局発光と受信信号光との相関をとり復調が行われる。また、ＤＰ−ＱＰＳＫは２チャンネルのＱＰＳＫ信号を直交するふたつの偏波に偏波多重することで多重度を上げ、総伝送容量を拡大する。最終的には、ＤＰ−ＱＰＳＫは、シンボルレートを25Gb/s程度とした場合に、ＱＰＳＫの４値符号化により倍の伝送容量を確保し、偏波多重化によりさらに倍の伝送容量を確保することにより総伝送容量100Gb/s以上を実現する。
【０００４】
以上で述べたように、40Gb/sや100Gb/sなどの超高速光通信において４値の位相変調方式である光ＱＰＳＫ変調技術が重要な基本要素となる。一般的に、光信号をＱＰＳＫで変調するためにはリチウムナイオベイト（LiNbO3）を用いたＱＰＳＫ変調器が用いられる。ＤＱＰＳＫ変調は、２チャンネルの高速主信号に１ビット遅延に当たる処理をプリコードしてＩ相変調部及びＱ相変調部を高速変調するのに対し、ＱＰＳＫ変調は、２チャンネルの高速主信号でそのままＩ相変調部及びＱ相変調部を高速変調する。このように主信号の論理的な処理の有無の差異以外、ＤＱＰＳＫもＱＰＳＫもＱＰＳＫ変調器を駆動するハードウェア部分は同じである。２チャンネルの高速主信号を高速増幅器を用いてリチウムナイオベイト変調器の２Ｖπに対応する振幅に増幅してＩ相変調部及びＱ相変調部を駆動する。また、Ｉ相とＱ相間の位相関係が直交している必要性がある。ＱＰＳＫ変調器は、直交位相を制御する外部印加可能な電極をＩ相変調器とＱ相変調器間に具備し、適切なフィードバックによるバイアス制御を施すことでＩ相Ｑ相間の直交性を保っている。
【０００５】
ここで、リチウムナイオベイトには、駆動電圧が長時間にわたり広く変化していくというドリフト現象が知られている。このため、ドリフト現象を抑制するためのバイアス制御回路が必須となる。Ｉ相／Ｑ相変調部は、通常のＢＰＳＫ変調器と同様な構成である。Ｉ相／Ｑ相変調部は、位相変調部にディザ信号を重畳し、変調器信号光出力の一部をモニタし、ディザ信号の元となる発振器の信号位相と同期検波することで位相のずれを感知することができる。そのため、Ｉ相／Ｑ相変調部は、バイアス電圧のずれに応じたＤＣバイアスを印加するフィードバックループを構成することでドリフト現象を常時抑制することができる。一方、直交位相のドリフト現象に関しては、Ｉ相、Ｑ相の信号間に相関がないため、単純に直交位相部にディザ信号を重畳して変調器信号光出力の光パワーモニタに対して同期検波をかけたとしても誤差信号を生成できない。つまり、光パワーモニタによる検出結果は、直交位相部の位相に対して変化することがない。従って、通常のディザ（Dither）法と光パワーモニタ法では直交しているのか直交からずれているのか判別することができない。
【０００６】
ＱＰＳＫ変調器の直交位相制御に関して、直交位相制御用電極をＩ相側とＱ相側の二箇所に設け、それぞれの電極が互いに直交するディザ信号を重畳し光パワーモニタにより同期検波することが知られている（特許文献１）。図１に示すように、従来の光ＱＰＳＫ変調器には直交位相に関わる電極として電極１（６）と電極２（７）が設けられている。光ＱＰＳＫ変調器は、半導体レーザ１からの光を２分岐し、データ変調部５に入力する。分岐した光のうち一方は位相シフト部２を経る。なお、図１では位相シフト部２はデータ変調部５の前段に配置されているが、図２、４、５に示すように後段に配置する実施形態も可能である。また、光ＱＰＳＫ変調器は、ディザ信号用の発振器１４からの信号を二手に分岐し、一方を電極１（６）に、他方を移相器８を介して電極２（７）に印加し、変調器の光信号出力を低速のＰＤ（photo detector：受光器）１０で受信し、位相比較を行い（１２）、その結果を位相シフト部２にフィードバック制御する。移相器８によりディザ信号間の位相差が９０度の奇数倍に設定されることにより、Ｉ相とＱ相の相関をディザ信号を介して推定することができる。これにより、通常用いられる同期検波技術が適用でき、感度の高い直交制御を実現できる。なお、データ変調部５を通過したそれぞれの光は、強度変調器９において結合されて光信号として出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−０４３６３８号公報
【特許文献２】特開２００７−０８２０９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、直交移相制御部に直交したディザ信号を二系統印加する従来の制御方法では、ＱＰＳＫ変調器に直交位相を制御できる電極を二箇所設ける必要がある。これは、ＱＰＳＫ変調器を小型に構成するためには望ましいものではない。また、主なＱＰＳＫ変調器は直交位相制御に関する電極が一箇所のものが多く、この場合本制御法では本質的に直交制御をかけることが不可能となる。さらに、本制御法は、フィードバックループ中に追加の移相器を一台必要とする。しかも、この移相器は、ふたつのディザ信号間の位相が正確に９０度になるよう調整しなければならない。新たに追加の移相器を必要とし、しかもその調整を正確にする必要があることは、光ＱＰＳＫ変調器を実現する上で価格、サイズ、消費電力の点から本質的な問題となる。
【０００９】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、光ＱＰＳＫ変調器の直交位相制御において、特殊な電極構成や、コストアップ・大型化を招く移相器部品が必要になるという課題を解決することにある。また、本発明は、Ｉ相とＱ相の位相差をπ／２に保つことが可能なＱＰＳＫ変調器を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
このような目的を達成するために、本発明のＱＰＳＫ変調器は、入力された光を２分岐する分岐手段と、分岐した一方の光を位相変調する第１の位相変調手段と、分岐した他方の光を位相変調する第２の位相変調手段と、前記第１の位相変調手段と前記第２の位相変調手段のいずれかの前段若しくは後段に設けられた位相シフト手段と、前記第１の位相変調手段と前記第２の位相変調手段を通過した光を結合し、光信号として出力する結合手段と、前記結合手段から出力される前記光信号の一部を電気信号に変換する光検出手段と、前記電気信号から前記光信号の振幅のピーク値を検出し、ピーク検出信号を出力するピーク検出手段と、ディザ信号を生成するディザ信号生成手段と、前記ピーク検出信号と前記ディザ信号の位相を比較することにより、前記位相シフト手段での位相シフト量π／２からの偏差に応じた偏差信号を生成する位相比較手段と、前記偏差信号に前記ディザ信号を重畳して、前記位相シフト量がπ／２となるよう前記位相シフト手段にフィードバック制御するフィードバック制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、特殊な電極構造のＱＰＳＫ変調器を必要とせず、汎用なＱＰＳＫ変調器を用いて直交位相を制御することが可能となる。また、追加で必要となる移相器やその移相器の調整を省くことができ、安価、小型、低消費電力のＱＰＳＫ送信器を実現できる。
【００１２】
また、本発明の直交位相制御法は、一般に用いられる同期検波技術を適用することが可能であり、特殊な制御法を用いることなく安定かつ感度の高いフィードバックループを構成することができる。
【００１３】
本発明の位相制御法は、単独のＱＰＳＫ変調器の制御に適していることは自明であるが、さらに、ＱＰＳＫ変調器を構成要素とする信号フォーマット（例えば、ＮＲＺ−ＤＱＰＳＫやＲＺ−ＤＱＰＳＫ、さらには応用形としてのＱＰＳＫ符号を用いた８ＰＳＫや１６ＰＳＫなどの多値符号、その発展形となる多値ＱＡＭ符号、ＯＦＤＭ符号、また、ＤＰ−ＱＰＳＫなど）のコヒーレント通信などに使われるＱＰＳＫ変調器の直交位相制御に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来の光ＱＰＳＫ変調器バイアス制御の構成図である。
【図２】本発明の実施例１に示す光ＱＰＳＫ変調器直交位相バイアス制御の基本構成図である。
【図３】本発明の実施例１に示す光ＱＰＳＫ変調器直交位相バイアス制御の原理を示す図である。
【図４】本発明の実施例２に示す光ＱＰＳＫ変調器直交位相バイアス制御の基本構成図である。
【図５】本発明の実施例３に示す光ＱＰＳＫ変調器バイアス制御の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態について添付図面を用いて詳細に説明する。
【実施例１】
【００１６】
図２は、本発明の第１の実施例のＱＰＳＫ変調器１７の基本構成を示す。図２は、光分岐１８、光検出器１９、ピークホールド回路２０、位相比較２１、ディザ信号用発振器２２、駆動回路２３も含む。
【００１７】
まず、リチウムナイオベイトにより構成されるＱＰＳＫ変調器１７の出力部からの光信号が分岐され（１８）、光検出器１９が該光信号を電気信号に変換する。ピークホールド回路２０は、電気信号に変換されたモニタ電気信号に対して振幅の最大値（ピーク値）を維持する出力を生成する。このようにしてピーク検出された信号とディザ信号用発振器２２からの信号とが位相比較され（２１）、偏差成分が抽出される。位相比較により得られた偏差成分は適切な大きさと時定数をもつＤＣ信号として処理されており、フィードバックによりＱＰＳＫ変調器の直交位相制御部に与えられる。その際、ディザ信号用発振器２２からのディザ信号が該ＤＣ信号に重畳される。ＤＣ信号と重畳されたディザ信号は、駆動回路２３によってリチウムナイオベイトの位相を制御するのに適切な駆動電気信号に変換され、直交位相制御用電極にフィードバックされる。
【００１８】
図３は、本発明の第１の実施例のＱＰＳＫ変調器の直交位相制御の原理を示す。図３のグラフは、コンスタレーションを元に光信号のピーク値の様子をシミュレーションした結果を示す。グラフの横軸はＩＱ変調器間の位相差を表し、縦軸は相対的な光信号の振幅を表す。そして、図３に示される（０１）の振幅と（１１）の振幅のうち大きい方の振幅が振幅のピーク値となる。ＩＱ位相差が９０度で理想的な直交状態の場合、コンスタレーション（１）は正方形をなす。この場合、ＩＱ信号を合成した（００）、（０１）、（１０）、（１１）の４値の振幅は縮退して等しい値となり、それが振幅のピーク値となる。次に、ＩＱ位相差が９０度からずれる場合、コンスタレーション（２）は菱形をなす。コンスタレーション（１）の直交状態の対角成分（振幅ピーク値）と比較すると、コンスタレーション（２）では長軸成分は伸長し、短軸成分は短縮する。さらにＩＱ位相差がずれ、コンスタレーション（３）に示すように１８０度（または０度）に近くなると、短軸成分は消失し長軸成分だけが残る。この時の長軸成分は直交時の対角成分の√２倍となる。このシミュレーション結果より、ＱＰＳＫ変調器出力信号の振幅ピーク値は直交状態で最小となり（コンスタレーション（１））、変調器直交バイアスがずれて直交状態からずれた時振幅ピーク値は増大する（コンスタレーション（２）（３））。従って、ＱＰＳＫ変調器出力信号の振幅ピーク値を検出することにより直交位相の状態を推定することが可能となる。
【００１９】
さらに、図３のグラフを制御の観点から眺めると、直交状態で振幅ピーク値が最小になる特性を有することに留意されたい。つまり、これは、直交制御電極に低速なディザ信号を重畳し、変調器出力をモニタしてディザ信号成分の振幅ピーク値を検出し、元のディザ信号波形との位相比較を行うことによって、直交状態からのずれに応じた偏差信号を抽出することが可能となることを意味する。なお、直交位相制御バイアスが直交状態に合致した場合偏差信号はゼロとなる。この動作は一般に用いられるディザリングによる同期検波と同様である。
【００２０】
さらに特徴的かつ重要なことは、直交状態が鋭い傾きを持つ極値になることである。すなわち、直交状態からほんの少しでも位相がずれただけでも振幅ピーク値は敏感に反応し大きな値を示すことになる。このように鋭いボトム特性を有することは偏差検出の感度が高いことを意味し、制御をより安定に収束させる上で大きなメリットとなる。これは、他の高感度化手段、例えばＲＺ強度変調器との組み合わせによる強度周波数成分（シンボルレート周波数成分）の抽出を施す必要がないことを意味する。このため、本発明単独で高感度な直交位相制御を実現することができる。
【００２１】
上述のことを図２の回路構成の動作に対比させると、変調器出力のモニタ信号をピークホールド回路２０を通すことで、信号成分の振幅ピーク値を得られることが分かる。図３のグラフより、振幅ピーク値は直交状態で最小となることから、ピークホールド回路２０の出力結果をディザ信号波形と位相比較することで偏差信号を得ることができる。なお、位相比較は一般に用いられる手法であり、対象となる信号波形と参照信号波形の乗算で得られるものである。
【００２２】
重要なこととしては、光検出器の動作帯域とＩＱ相の信号周波数帯域が少なくとも一部重なっていることに留意されたい。図３のグラフに示すように、ＩＱ相はシンボル周波数により高速変調されており、その信号周波数成分の少なくとも一部が検出されない限り、振幅ピーク値を検出することができなくなり、そして、モニタ結果にピークホールドをかけたとしてもこのグラフどおりの挙動を示さない。具体的には、特許文献２に示されるように、43Gb/sのＤＱＰＳＫ変調を想定した場合、シンボル周波数は21.5GHzとなり、光検出器の動作帯域としては3dBのカットオフ周波数が100MHz以上であれば良いとされる。光検出器を100MHz程度で動作させることは通常の回路部品及び回路設計により十分対応可能である。また、ピークホールド回路の動作帯域もこのカットオフ周波数程度に設定されればより効率的に振幅ピーク値を検出することができる。さらに、ディザ信号周波数はピークホールド回路より十分低周波である方が良く、100MHz程度の動作帯域に対し数ＫＨｚ〜数ＭＨｚ程度であれば十分である。この周波数は一般にリチウムナイオベイトの強度変調器をディザ制御する周波数と同じである。
【００２３】
なお、変調器の出力をモニタするための光分岐部は変調器の外付けとして説明したが、一般にはＱＰＳＫ変調器の出力部にタップが内蔵されているものもあり、この場合そのタップを利用することは小型化を図る上で好適である。また、位相比較部２１において制御ループの安定化のため比例／積分／微分（ＰＩＤ）演算処理を施すことは非常に有効であり、フィードバックが安定に収束する限りその一部の演算処理やその組み合わせで実装できることは制御設計上自明である。
【００２４】
以上、本発明の直交位相制御法を用いれば通常の同期検波手段のみで制御回路を実現することが可能となり、従来の制御法（図１）で行っていたディザ信号間の位相差を９０°に設定する個別の位相調整工程が不要となる。制御ループの安定性を高めるためＰＩＤのパラメータ調整は従来どおり必要となるが、変調器や電子部品の動特性などの個体差は100MHz程度の周波数領域では小さいことから、一度ＰＩＤパラメータを最適化してしまえば、個別に調整する必要はない。また、制御感度を高めるためピーク検出回路の時定数（コンデンサの容量）も最適化する必要があるが、主信号のビットレートは20Gbps程度で一桁以上変わるようなものではないので、一度最適化してしまえば、個別に調整する必要はない。
【００２５】
従って、本発明の直交位相制御法は、一旦閉ループのパラメータを最適化してしまえば、以降個別に調整作業を行う必要がなくなる。つまり、設計が確定してしまえば、本質的に自律的に動作する制御法となっている。
【実施例２】
【００２６】
図４は、本発明の第２の実施例のＱＰＳＫ変調器２４の直交位相制御の具体的な回路構成を示す。図４の光検出器は、フォトディテクタ２６、電流検出用抵抗２７、アンプ２８により構成され、ピークホールド回路は、ダイオード３１、抵抗３２、容量３３から構成される。フォトディテクタ２６によりフォトカレントを抵抗検出した後、ＤＣ成分を除去するため容量結合２９でＡＣ信号を取り出し、バッファアンプ３０で増幅した後ピークホールド回路（３１、３２、３３）に入力する。ピークホールド回路の出力を適宜増幅し（３４）、ディザ信号成分のみをバンドパスフィルタ３５で抽出する。ピークホールド回路とバンドパスフィルタ３５で抽出された信号に、元のディザ信号波形を掛け合わせ（３７）、ローパスフィルタ３９でＤＣ成分に変換して偏差信号を生成する。この偏差信号に、フィードバック制御で一般に用いられる比例／積分／微分制御を施し（４０）、ＤＣバイアス信号を生成する。こうして生成された直交位相部の位相ずれに応じた振幅を有するＤＣバイアス信号にディザ信号波形を加算し（４１）、リチウムナイオベイトを駆動するドライバ４２により適切な電圧信号に変換し直交位相制御用電極に印加する。光検出器、ピークホールド回路、ディザ信号用発振器の動作帯域は第１の実施例と同様である。
【００２７】
これらの回路要素は全てアナログ回路で構成することも可能である。また、モニタ部以降の信号を適宜アナログディジタル変換し、ピークホールド回路、バンドパスフィルタ部、乗算回路、ローパスフィルタ、比例／積分／微分演算処理部、ディザ信号用発振器、加算回路の一部または全てをＣＰＵやＦＰＧＡなどのディジタル回路で構成しディジタルアナログ変換を実施してドライバに入力して変調器バイアス電極を駆動する構成は、小型化を図る上で好適である。
【００２８】
ここに示した実施例の各構成要素及び回路構成は最適設計の観点で導き出されたものであるが、小型化、低消費電力化など実装上の都合によりその一部を省略するか、または回路部間の順序を入れ替えるなどの変形は特に制限されるものではない。
【実施例３】
【００２９】
図５は、本発明の第３の実施例のＱＰＳＫ変調器全体のバイアス制御を行う具体的な回路構成を示す。直交バイアス制御回路は、第２の実施例に示した回路構成と同様であり、抵抗検出回路４６、４７、４８、容量結合４９、バッファアンプ５０、ダイオード５１と抵抗５２と容量５３から成るピークホールド回路、バンドパスフィルタ５５、アンプ５４、５６、乗算器５７、ローパスフィルタ５９、比例／積分／微分演算回路６０、ディザ信号用発振器５８、加算回路６１から構成される。これにより、第１の実施例で原理を説明したように直交位相は最適値に制御される。
【００３０】
直交バイアス制御回路とは独立にＩ変調用ＢＰＳＫ変調部及びＱ変調用ＢＰＳＫ変調部のバイアス制御が構成される。Ｉ変調器、Ｑ変調器のバイアス制御は、光パワーモニタによりディザ信号成分を検出し位相比較する一般的な構成である。ただし、変調器の出力をモニタする場合、Ｉ変調器、Ｑ変調器のモニタと、直交位相制御のモニタは独立していることが望ましい。この理由は、Ｉ変調器、Ｑ変調器のモニタ部の帯域がディザ周波数程度の低速であるのに対し、直交位相制御のモニタ部の帯域が第１の実施例で具体的に述べたようにシンボル周波数の一部を検出すべくある程度の広帯域特性が必要とされるからである。
【００３１】
Ｉ変調器のバイアス制御、Ｑ変調器のバイアス制御、直交位相バイアス制御はそれぞれの制御を同時に常時動作させる構成でも、また時分割で時系列的に各制御を繰り返す構成でも良い。同時制御の場合、各バイアス制御に用いるディザ周波数は変えておく必要がある。また、それぞれの制御にバンドパスフィルタを組み入れてクロストークを抑制することも好適である。一方、時分割制御の場合、ディザ周波数は同一でも構わない。また、ディザ信号用発振器、乗算器、ローパスフィルタ、比例／積分／微分演算処理回路、加算回路は共通化しておき、偏差信号入力と各電極を駆動するためのドライバへのアナログ出力をスイッチやディジタル回路の出力ポート選択により切り替える構成は、より小型化を図る上で好都合である。
【００３２】
第１〜第３の実施例ではＱＰＳＫ変調器としてリチウムナイオベイトによる変調器による構成例を示したが、変調器の材料はこれに限定されず、インジウムリン（InP）も適用可能である。さらに、本発明は、ＰＬＣ（Planar Lightwave Circuit：平面光波回路）によりチップ・チップ接続され、高速の変調部分にリチウムナイオベイトまたはインジウムリンを用い、干渉計の分岐部やバイアスを制御する部分を石英系光導波路で構成する変調器にも適用可能である。ただし、この場合、ドライバは電界効果を用いるリチウムナイオベイトのように電圧駆動するわけではなく、石英系光導波路の熱光学効果を用いるヒータへの電力駆動となる。さらにディザ周波数は石英系光導波路の熱光学効果の動作帯域が100Hz程度であることから、ディザ周波数は100Hz以下となる。
【００３３】
以上の実施例ではＱＰＳＫ変調器単体の構成を示したが、データ変調部にプリコード処理を施してＤＱＰＳＫ変調器として動作させたり、またデータ変調のクロック成分を利用してＲＺ変調器を駆動して本ＤＱＰＳＫ変調器の前段または後段に配置することでＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調に適用したりすることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明の光ＱＰＳＫ送信器の位相制御法とその構成は、光通信ネットワークなどに使用される光通信機器に使用することができる。
【符号の説明】
【００３５】
１ 半導体レーザ（ＬＤ：laser diode）
２ 位相シフト部
３ 第１のアーム
４ 第２のアーム
５ データ変調部
６ 第１の電極
７ 第２の電極
８ 移相器
９ 強度変調器
１０、１０´ 低速受光器（ＰＤ：photo detector）
１１ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：band-pass filter）
１２ 位相比較器
１３ 逓倍器
１４ 低周波信号発生器
１５ クロック信号発生部
１６ 駆動信号発生部
１７、２４、４３ ＱＰＳＫ変調器
１８、２５、４４、４５ 光分岐
１９ 光検出器
２０ ピークホールド回路
２１ 位相比較
２２、３８、５８、６７ ディザ信号用発振器
２３ 駆動回路
２６、４６ 中速域（〜100MHz）フォトディテクタ
２７、４７、６４ 抵抗
２８、３０、４８、５０ 中速域（〜100MHz）アンプ
２９、４９ 容量
３１、５１ ダイオード
３２、５２ 抵抗
３３、５３ 容量
３４、３６、５４、５６、６５ アンプ
３５、５５ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３７、５７、６６ 乗算器
３９、５９、６８ ローパスフィルタ（ＬＰＦ：low-pass filter）
４０、６０、６９ 比例／積分／微分（ＰＩＤ：Proportional Integral Derivative）演算処理回路
４１、６１、７０、７２ 加算器
４２、６２、７３ ドライバ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された光を２分岐する分岐手段と、
分岐した一方の光を位相変調する第１の位相変調手段と、
分岐した他方の光を位相変調する第２の位相変調手段と、
前記第１の位相変調手段と前記第２の位相変調手段のいずれかの前段若しくは後段に設けられた位相シフト手段と、
前記第１の位相変調手段と前記第２の位相変調手段を通過した光を結合し、光信号として出力する結合手段と、
前記結合手段から出力される前記光信号の一部を電気信号に変換する光検出手段と、
前記電気信号から前記光信号の振幅のピーク値を検出し、ピーク検出信号を出力するピーク検出手段と、
ディザ信号を生成するディザ信号生成手段と、
前記ピーク検出信号と前記ディザ信号の位相を比較することにより、前記位相シフト手段での位相シフト量π／２からの偏差に応じた偏差信号を生成する位相比較手段と、
前記偏差信号に前記ディザ信号を重畳して、前記位相シフト量がπ／２となるよう前記位相シフト手段にフィードバック制御するフィードバック制御手段と
を備えたことを特徴とするＱＰＳＫ変調器。
【請求項２】
前記第１の位相変調手段及び前記第２の位相変調手段がリチウムナイオベイトからなることを特徴とする請求項１に記載のＱＰＳＫ変調器。
【請求項３】
前記第１の位相変調手段及び前記第２の位相変調手段がインジウムリンからなることを特徴とする請求項１に記載のＱＰＳＫ変調器。
【請求項１】
入力された光を２分岐する分岐手段と、
分岐した一方の光を位相変調する第１の位相変調手段と、
分岐した他方の光を位相変調する第２の位相変調手段と、
前記第１の位相変調手段と前記第２の位相変調手段のいずれかの前段若しくは後段に設けられた位相シフト手段と、
前記第１の位相変調手段と前記第２の位相変調手段を通過した光を結合し、光信号として出力する結合手段と、
前記結合手段から出力される前記光信号の一部を電気信号に変換する光検出手段と、
前記電気信号から前記光信号の振幅のピーク値を検出し、ピーク検出信号を出力するピーク検出手段と、
ディザ信号を生成するディザ信号生成手段と、
前記ピーク検出信号と前記ディザ信号の位相を比較することにより、前記位相シフト手段での位相シフト量π／２からの偏差に応じた偏差信号を生成する位相比較手段と、
前記偏差信号に前記ディザ信号を重畳して、前記位相シフト量がπ／２となるよう前記位相シフト手段にフィードバック制御するフィードバック制御手段と
を備えたことを特徴とするＱＰＳＫ変調器。
【請求項２】
前記第１の位相変調手段及び前記第２の位相変調手段がリチウムナイオベイトからなることを特徴とする請求項１に記載のＱＰＳＫ変調器。
【請求項３】
前記第１の位相変調手段及び前記第２の位相変調手段がインジウムリンからなることを特徴とする請求項１に記載のＱＰＳＫ変調器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１１−６９９２４（Ｐ２０１１−６９９２４Ａ）
【公開日】平成２３年４月７日（２０１１．４．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２１９６７９（Ｐ２００９−２１９６７９）
【出願日】平成２１年９月２４日（２００９．９．２４）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年４月７日（２０１１．４．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年９月２４日（２００９．９．２４）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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