キャリア位相同期回路およびキャリア位相同期方法
【課題】 キャリア位相スリップの影響を低減する。
【解決手段】 キャリア位相変動成分を補償する１次ループと、初期位相推定回路と、１次ループの周波数引き込み終了後に、初期推定位相に第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を加算回路で加算して可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループとを備えたキャリア位相同期回路において、初期位相推定回路は、位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均する移動平均回路と、移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングする抽出回路と、抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を所定の制御タイミングで平均化し、初期推定位相として出力する選択制御手段とを備える。
【解決手段】 キャリア位相変動成分を補償する１次ループと、初期位相推定回路と、１次ループの周波数引き込み終了後に、初期推定位相に第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を加算回路で加算して可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループとを備えたキャリア位相同期回路において、初期位相推定回路は、位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均する移動平均回路と、移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングする抽出回路と、抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を所定の制御タイミングで平均化し、初期推定位相として出力する選択制御手段とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信全般で使用されるバーストモデムのキャリア再生に用いられるキャリア位相同期回路およびキャリア位相同期方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、従来のキャリア位相同期回路の構成例を示す（特許文献１）。図において、受信信号は、可変発振回路５９の出力信号と乗算回路５１で乗じられ、以下に示す位相同期ループ構成による周波数制御を行って出力される。位相検出回路５２は乗算回路５１の出力信号を入力し、入力シンボル位相と送信基準シンボル位相の位相差をシンボル位相量として、平均回路５３、乗算回路５４、乗算回路５５にそれぞれ出力する。この回路における位相検出はコスタス演算等で実現できる。平均回路５３は、入力するシンボル位相量を平均して雑音を平滑化した結果をスイッチ回路６０に出力する。スイッチ回路６０は、タイミング制御回路６１から出力される制御タイミングＴ1 で平均回路５３の出力をサンプリングし、初期推定位相として乗算回路５６および加算回路５７に出力する。乗算回路５６は、入力する初期推定位相と第１の係数を乗算し、その乗算結果を制御タイミングＴ1 でループフィルタ５８の初期値に設定する。また、乗算回路５４は、位相検出回路５２で検出されたシンボル位相量と第１の係数を乗算し、その乗算結果を加算回路５７に出力する。
【０００３】
一方、乗算回路５５は、位相検出回路５２で検出されたシンボル位相量と第２の係数を乗算し、その乗算結果をループフィルタ５８に出力する。ループフィルタ５８は、制御タイミングＴ1 で初期位相が設定された後に積分回路として起動し、乗算回路５５の出力を積分する。したがって、ループフィルタ５８は、制御タイミングＴ1 以前はゼロを出力する。加算回路５７は、スイッチ回路６０から出力される初期推定位相と、乗算回路５４の出力と、ループフィルタ５８で積分された結果を入力し、それらを加算した結果を可変発振回路５９に出力する。可変発振回路５９は、入力に応じて正弦波信号を出力する数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerical Controlled Oscillator)である。可変発振回路５９から出力される正弦波信号は、乗算回路５１で受信信号と乗じられ、受信信号の周波数制御が行われる。
【０００４】
一般に、位相検出回路５２の検出位相と第１の係数の乗算値で可変発振回路５９の出力周波数を制御するループを１次ループという。この１次ループの出力と、位相検出回路５２の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタ５８で積分した結果を加算し、その加算値で可変発振回路５９の出力周波数を制御するループを２次ループという。
【０００５】
このような従来のキャリア位相同期回路において、第１の係数を比較的大きな値に設定することにより、キャリア位相の変動成分を１次ループで高速に除去することが可能となる。しかし、１次ループで除去できるのは受信キャリア位相の変動成分であるため、最終的に位相検出回路５２から定常位相オフセットが残留成分として出力される。この定常位相オフセットは理想的には一定値に収束する。したがって、平均回路５３で変動成分を除去し、スイッチ回路６０において制御タイミングＴ1 で抽出された値を初期推定位相として加算回路５７に供給することにより、瞬間的に位相オフセットを補正できる。さらに、乗算回路５６で初期推定位相と第１の係数を乗算し、その乗算結果をループフィルタ５８の初期値として設定し、２次ループに切り替える。このように、１次ループの結果を元に２次ループの初期値を設定することにより、周波数引き込み状態はループ切り替え後も維持される。
【０００６】
以上示した従来のキャリア位相同期回路の特徴は次のようになる。制御タイミングＴ1 までに１次ループでキャリア位相変動成分を高速に補償し、制御タイミングＴ1 で残留する定常位相オフセットを推定する。この推定結果を平均化してスイッチ回路６０でサンプリングし、このサンプリング結果を初期推定位相として加算回路５７に入力し、１次ループの制御値に加算することにより、瞬間的に定常位相オフセットを補償する。かつ、この瞬間に初期推定位相（定常位相オフセット）と第１の係数の乗算結果を２次ループのループフィルタの初期値に設定し、１次ループからループゲインの小さい２次ループに切り替えることにより、低Ｃ／Ｎ環境および周波数オフセットが大きい劣悪な環境でも、安定的にキャリア位相変動に追従したキャリア位相同期が可能となる。
【０００７】
図６は、従来のキャリア位相同期回路の１次ループにおける位相と周波数の関係を示す。ここでは、簡単のために雑音がなく、送信キャリアに対する受信キャリアの周波数オフセットをΔｆ、送信キャリアで送信シンボル位相がπ／４となる無変調ＣＲパタンを送信した場合を想定し、定常状態を示す。
【０００８】
図６に示すように、受信信号の周波数オフセットΔｆを補償するために、定常状態では可変発振回路５９にΔｆが入力される。したがって、第１の係数をＫとすると、位相検出回路５２の出力はΔｆ／Ｋに収束する。従来構成では、このΔｆ／Ｋを平均回路５３で平均した値を１次ループにおける初期推定位相としている。雑音がない理想状況における位相検出回路５２の出力を図７(a) に示し、その平均の出力である初期推定位相を図７(b) に示す。図に示すように、いずれにおいても受信開始当初の出力はゼロであるが、徐々に変化し、やがてΔｆ／Ｋに収束して定常状態となる。理想的にはΔｆ／Ｋが初期推定位相として出力され、各回路に供給されることになる。
【特許文献１】特許第２５４０７９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
一般に、低Ｃ／Ｎや大きな周波数オフセットが存在する環境ではキャリア位相スリップが発生しやすい。そのため、大きな雑音が付加されたときにキャリアが位相スリップすることを防ぐために、通常は第１の係数Ｋを小さな値に設定し、位相検出を誤った場合でも誤判定の影響がなくべく小さくなる手法が採用される。
【００１０】
しかし、第１の係数Ｋを小さな値に設定すると、１次ループにおけるキャリア位相変動成分の除去に要する時間を増やすためにプリアンブル長を長くする必要がある。そのため、フレーム効率が低下し、従来回路の特徴であった１次ループによる高速引き込み性能が損なわれる。さらに、第１の係数Ｋを小さな値に設定すると、受信信号が大きな周波数変動を受けた場合に、受信キャリア位相の変動にキャリア再生回路内のフィードバック制御が追従できず、プリアンブル内で定常位相オフセット状態に至らない場合もある。この場合は、雑音ではなく周波数変動によるキャリア位相スリップが生じるため、やはり位相同期を実現できない。したがって、従来回路の特徴を活かすためには、第１の係数Ｋをある程度大きな値に設定することが求められる。
【００１１】
ところが、第１の係数Ｋを大きな値にすると、上記のように雑音によるキャリア位相スリップが発生しやすくなる。ここで、キャリア位相スリップが存在する場合の位相検出回路出力を図８(a) に示し、対応する平均回路出力を図８(b) に示す。従来の平均回路５３およびスイッチ回路６０の構成では、キャリア位相スリップの有無に拘らず制御タイミングＴ1 における値（図８(b) のｚ）を初期推定位相とし、その値を２次ループのループフィルタ５８や可変発振回路５９に供給していた。
【００１２】
ここで、キャリア位相スリップが生じると、図８(b) に示すように「ｚ」は本来出力すべきΔｆ／Ｋとは大きく異なり、ループフィルタ５８や可変発振回路５９に誤った値を初期値設定することになる。このような誤った初期値が設定されたキャリア位相同期回路は、推定期間に生じたキャリア位相スリップを十分に回復することなくデータ部の復調を開始することになる。このように、雑音や周波数オフセットでキャリア位相スリップが起こった場合、推定精度が劣化した初期推定位相を用いてループフィルタの初期値設定や瞬時位相補正を行うと、データ部の復調中に再びキャリア位相スリップが生じ、バースト不検出率を高める問題があった。
【００１３】
本発明は、受信信号が大きな周波数オフセットを受ける場合や低Ｃ／Ｎのような大きな雑音の影響を受ける環境において、キャリア位相スリップの影響を低減し、バースト同期検出確率を高めるキャリア位相同期回路およびキャリア位相同期方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
第１の発明は、可変発振回路の出力に応じて受信信号の周波数を制御して出力するとともに、その出力を位相検出回路に入力し、その検出位相に第１の係数を乗じた制御信号で可変発振回路の出力周波数を制御してキャリア位相変動成分を補償する１次ループと、位相検出回路の検出位相を平均化し、その平均値を所定の制御タイミングでサンプリングして初期推定位相として出力する初期位相推定回路と、１次ループの可変発振回路に入力する制御信号と初期推定位相を加算回路で加算して受信信号の定常位相オフセットを補償するとともに、１次ループの周波数引き込み終了後に、初期推定位相に第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を加算回路で加算して可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループとを備えたキャリア位相同期回路において、初期位相推定回路は、位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均する移動平均回路と、移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングする抽出回路と、抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を所定の制御タイミングで平均化し、初期推定位相として出力する選択制御手段とを備える。
【００１５】
ここで、初期位相推定回路の選択制御手段は、所定の制御タイミングで、異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値の中央値を選択する構成としてもよい。また、初期位相推定回路の選択制御手段は、異なる抽出タイミングにおける複数Ｎの移動平均位相サンプリング値の中央値近傍の複数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の移動平均位相サンプリング値を選択し、所定の制御タイミングで、複数Ｍの移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力する構成としてもよい。
【００１６】
第２の発明は、可変発振回路の出力に応じて受信信号の周波数を制御して出力するとともに、その出力を位相検出回路に入力し、その検出位相に第１の係数を乗じた制御信号で可変発振回路の出力周波数を制御してキャリア位相変動成分を補償する１次ループと、位相検出回路の検出位相を平均化し、その平均値を所定の制御タイミングでサンプリングして初期推定位相として出力する初期位相推定回路と、１次ループの可変発振回路に入力する制御信号と初期推定位相を加算回路で加算して受信信号の定常位相オフセットを補償するとともに、１次ループの周波数引き込み終了後に、初期推定位相に第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を加算回路で加算して可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループとを備え、受信信号のキャリア位相同期をとるキャリア位相同期方法において、初期位相推定回路は、移動平均回路で位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均し、抽出回路で移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングし、選択制御手段で、抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を所定の制御タイミングで平均化し、初期推定位相として出力する。
【００１７】
ここで、初期位相推定回路の選択制御手段は、所定の制御タイミングで、異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値の中央値を選択してもよい。また、初期位相推定回路の選択制御手段は、異なる抽出タイミングにおける複数Ｎの移動平均位相サンプリング値の中央値近傍の複数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の移動平均位相サンプリング値を選択し、所定の制御タイミングで、複数Ｍの移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力してもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明は、受信信号が大きな周波数オフセットを受ける場合や低Ｃ／Ｎのような大きな雑音の影響を受ける環境において、初期位相推定回路で検出位相の移動平均およびその平均化処理を行うことにより、１次ループにおけるキャリア位相スリップの影響を回避し、初期位相推定精度を高めることができる。これにより、バースト同期検出確率を高め、通信回線品質を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
（第１の実施形態）
図１は、本発明のキャリア位相同期回路の第１の実施形態を示す。図において、受信信号は、可変発振回路２２の出力信号と乗算回路１１で乗じられ、以下に示す位相同期ループ構成による周波数制御を行って出力される。位相検出回路１２は乗算回路１１の出力信号を入力し、入力シンボル位相と送信基準シンボル位相の位相差を検出し、移動平均回路１３、乗算回路１８、乗算回路１９にそれぞれ出力する。この回路における位相検出はコスタス演算等で実現できる。
【００２０】
移動平均回路１３は、位相検出回路１２から入力する検出位相を所定の時間間隔で平均し、雑音を平滑化した移動平均位相を抽出回路１５に出力する。抽出回路１５は、タイミング制御回路１４から一定間隔で出力される抽出タイミングで移動平均位相をサンプリングし、各抽出タイミングのサンプリング結果をタイミングをずらして複数系列で出力する。選択回路１６は、複数系列の移動平均位相サンプリング値を各抽出タイミングごとに比較し、１つの移動平均位相サンプリング値を選択して出力する。スイッチ回路２３は、タイミング制御回路１４から出力される制御タイミングＴ1 で選択回路１６の出力をサンプリングし、初期推定位相として乗算回路１７および加算回路２０に出力する。なお、スイッチ回路２３は、制御タイミングＴ1 以外ではゼロを出力する。乗算回路１７は、入力する初期推定位相と第１の係数を乗算し、その乗算結果を制御タイミングＴ1 でループフィルタ２１の初期値に設定する。また、乗算回路１８は、位相検出回路１２で検出されたシンボル位相量と第１の係数を乗算し、その乗算結果を加算回路２０に出力する。
【００２１】
一方、乗算回路１９は、位相検出回路１２で検出されたシンボル位相量と第２の係数を乗算し、その乗算結果をループフィルタ２１に出力する。ループフィルタ２１は、制御タイミングＴ1 で初期位相が設定された後に積分回路として起動し、乗算回路１７の出力を積分する。したがって、ループフィルタ２１は、制御タイミングＴ1 以前はゼロを出力する。加算回路２０は、スイッチ回路２３から出力される初期推定位相と、乗算回路１８の出力と、ループフィルタ２１で積分された結果を入力し、それらを加算した結果を可変発振回路２２に出力する。可変発振回路２２は、入力に応じて正弦波信号を出力する数値制御発振器（ＮＣＯ）である。可変発振回路２２から出力される正弦波信号は、乗算回路１１で受信信号と乗じられ、受信信号の周波数制御が行われる。
【００２２】
本発明の特徴とするところは、移動平均回路１３、タイミング制御回路１４、抽出回路１５、選択回路１６およびスイッチ回路２３で構成される初期位相推定回路において、キャリア位相の初期位相推定を行うところにある。以下、本発明の特徴とする初期位相推定回路の機能について詳細に説明する。
【００２３】
ここで、位相検出回路１２の出力（制御タイミングＴ1 の検出位相が初期推定位相）を図２(a) に示し、移動平均回路１３の出力を図２(b) に示す。図２(a) に示すように、キャリア位相スリップが初期位相推定値に及ぼす影響は局所的であり、時間が経過するればΔｆ／Ｋに漸近することが知られている。抽出回路１５は、移動平均回路１３から出力される移動平均位相を一定間隔の抽出タイミングでサンプリングし、各抽出タイミングのサンプリング結果をタイミングをずらして複数系列で出力する構成である。抽出回路１５から出力される系列数を３とした場合の移動平均位相サンプリング値Ａ，Ｂ，Ｃを図３(a),(b),(c) に示す。なお、移動平均位相サンプリング値の包絡線は図２(b) に示す移動平均回路１３の出力波形となるが、キャリア位相スリップの影響が大きい区間は移動平均位相サンプリング値Ａ，Ｂ，Ｃで順次ずれることになる。
【００２４】
選択回路１６は、ここでは３系列の移動平均位相サンプリング値の１つを抽出タイミングごとに選択して出力するが、例えば３系列の中央値を出力する構成とした場合の選択回路出力を図３(d) に示す。図中太線は、選択される移動平均位相サンプリング値を示す。図２および図３に示すように、移動平均回路１３から出力される移動平均位相は抽出タイミングで離散的にサンプリングされ、抽出回路１５から平均する時間区間が異なる複数の移動平均位相サンプリング値が出力され、選択回路１６で１つの移動平均位相サンプリング値が順次選択される。したがって、スイッチ回路２３でサンプリングする制御タイミングＴ1 では、移動平均位相サンプリング値Ｂにキャリア位相スリップの影響が現れていても、タイミングのずれた移動平均位相サンプリング値Ａ，Ｃではその影響は緩和されており、キャリア位相スリップの影響が小さい移動平均位相サンプリング値が選択されることになる。このように、キャリア位相スリップの局所的な影響が小さいほぼ正しい移動平均位相サンプリング値が選択回路１６から出力されており、スイッチ回路２３に与える制御タイミングＴ1 で最適な初期位相推定値を出力することができる。
【００２５】
なお、図２および図３に示す例は、キャリア位相スリップが制御タイミングＴ1 の直前で発生した場合であるが、それより早い時間に発生していても同様である。キャリア位相スリップが制御タイミングＴ1 よりも早い時間に発生した場合には、移動平均回路１３の出力を制御タイミングＴ1 で直接サンプリングして初期位相推定値としてもよいが、本実施形態の構成はキャリア位相スリップの発生タイミングに拘らず、キャリア位相スリップの影響のない初期位相推定値を出力することができる特徴がある。
【００２６】
また、本実施形態では、抽出回路１５から３系列の移動平均位相サンプリング値を出力し、選択回路１６でその中央値を選択する例を示したが、移動平均位相サンプリング値の系列数は任意であり、またその中の１つを選択する基準も中央値に限らず、任意に設定することができる。
【００２７】
（第２の実施形態）
図４は、本発明のキャリア位相同期回路の第２の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図１に示す構成における初期位相推定回路であるので、当該回路の構成のみを示す。
【００２８】
図において、移動平均回路４１は、位相検出回路（図１：１２）から入力する検出位相を所定の時間間隔で平均し、雑音を平滑化した移動平均位相を抽出回路４２に出力する。抽出回路４２は、タイミング制御回路４６から一定間隔で出力される抽出タイミングで移動平均位相をサンプリングし、各抽出タイミングのサンプリング結果をタイミングをずらして複数系列で出力する。本実施形態における抽出タイミングの間隔は任意でよいが、ここでは第１の実施形態の抽出タイミングよりも狭い間隔とし、抽出回路４２が出力する移動平均位相サンプリング値の系列数をＮとする。
【００２９】
選択回路４３は、Ｎ系列の移動平均位相サンプリング値を入力し、その中央値近傍のＭ系列の移動平均位相サンプリング値を選択して出力する。図４(b),(c) にはＮ＝８、Ｍ＝３の場合の抽出回路出力および選択回路出力を示す。平均回路４４は、選択回路４３から出力されるＭ系列の移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力する。スイッチ回路４５は、タイミング制御回路４６から出力される制御タイミングＴ1 で平均回路４４の出力をサンプリングし、初期推定位相として出力する。なお、スイッチ回路４５は、制御タイミングＴ1 以外ではゼロを出力する。
【００３０】
なお、本実施形態で示した抽出回路４２の抽出系列数Ｎ、選択回路４３の選択系列数Ｍは、それぞれ任意に設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明のキャリア位相同期回路の第１の実施形態を示す図。
【図２】第１の実施形態における位相検出回路出力および移動平均回路出力の一例を示す図。
【図３】第１の実施形態における抽出回路出力および選択回路出力の一例を示す図。
【図４】本発明のキャリア位相同期回路の第２の実施形態を示す図。
【図５】従来のキャリア位相同期回路の構成例を示す図。
【図６】従来のキャリア位相同期回路の１次ループにおける位相と周波数の関係を説明する図。
【図７】従来構成における位相検出回路出力および平均回路出力の一例を示す図。
【図８】従来構成におけるキャリア位相スリップ時の出力例を示す図。
【符号の説明】
【００３２】
１１，１７，１８，１９ 乗算回路
１２ 位相検出回路
１３ 移動平均回路
１４ タイミング制御回路
１５ 抽出回路
１６ 選択回路
２０ 加算回路
２１ ループフィルタ
２２ 可変発振回路
２３ スイッチ回路
４１ 移動平均回路
４２ 抽出回路
４３ 選択回路
４４ 平均回路
４５ スイッチ回路
４６ タイミング制御回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信全般で使用されるバーストモデムのキャリア再生に用いられるキャリア位相同期回路およびキャリア位相同期方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、従来のキャリア位相同期回路の構成例を示す（特許文献１）。図において、受信信号は、可変発振回路５９の出力信号と乗算回路５１で乗じられ、以下に示す位相同期ループ構成による周波数制御を行って出力される。位相検出回路５２は乗算回路５１の出力信号を入力し、入力シンボル位相と送信基準シンボル位相の位相差をシンボル位相量として、平均回路５３、乗算回路５４、乗算回路５５にそれぞれ出力する。この回路における位相検出はコスタス演算等で実現できる。平均回路５３は、入力するシンボル位相量を平均して雑音を平滑化した結果をスイッチ回路６０に出力する。スイッチ回路６０は、タイミング制御回路６１から出力される制御タイミングＴ1 で平均回路５３の出力をサンプリングし、初期推定位相として乗算回路５６および加算回路５７に出力する。乗算回路５６は、入力する初期推定位相と第１の係数を乗算し、その乗算結果を制御タイミングＴ1 でループフィルタ５８の初期値に設定する。また、乗算回路５４は、位相検出回路５２で検出されたシンボル位相量と第１の係数を乗算し、その乗算結果を加算回路５７に出力する。
【０００３】
一方、乗算回路５５は、位相検出回路５２で検出されたシンボル位相量と第２の係数を乗算し、その乗算結果をループフィルタ５８に出力する。ループフィルタ５８は、制御タイミングＴ1 で初期位相が設定された後に積分回路として起動し、乗算回路５５の出力を積分する。したがって、ループフィルタ５８は、制御タイミングＴ1 以前はゼロを出力する。加算回路５７は、スイッチ回路６０から出力される初期推定位相と、乗算回路５４の出力と、ループフィルタ５８で積分された結果を入力し、それらを加算した結果を可変発振回路５９に出力する。可変発振回路５９は、入力に応じて正弦波信号を出力する数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerical Controlled Oscillator)である。可変発振回路５９から出力される正弦波信号は、乗算回路５１で受信信号と乗じられ、受信信号の周波数制御が行われる。
【０００４】
一般に、位相検出回路５２の検出位相と第１の係数の乗算値で可変発振回路５９の出力周波数を制御するループを１次ループという。この１次ループの出力と、位相検出回路５２の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタ５８で積分した結果を加算し、その加算値で可変発振回路５９の出力周波数を制御するループを２次ループという。
【０００５】
このような従来のキャリア位相同期回路において、第１の係数を比較的大きな値に設定することにより、キャリア位相の変動成分を１次ループで高速に除去することが可能となる。しかし、１次ループで除去できるのは受信キャリア位相の変動成分であるため、最終的に位相検出回路５２から定常位相オフセットが残留成分として出力される。この定常位相オフセットは理想的には一定値に収束する。したがって、平均回路５３で変動成分を除去し、スイッチ回路６０において制御タイミングＴ1 で抽出された値を初期推定位相として加算回路５７に供給することにより、瞬間的に位相オフセットを補正できる。さらに、乗算回路５６で初期推定位相と第１の係数を乗算し、その乗算結果をループフィルタ５８の初期値として設定し、２次ループに切り替える。このように、１次ループの結果を元に２次ループの初期値を設定することにより、周波数引き込み状態はループ切り替え後も維持される。
【０００６】
以上示した従来のキャリア位相同期回路の特徴は次のようになる。制御タイミングＴ1 までに１次ループでキャリア位相変動成分を高速に補償し、制御タイミングＴ1 で残留する定常位相オフセットを推定する。この推定結果を平均化してスイッチ回路６０でサンプリングし、このサンプリング結果を初期推定位相として加算回路５７に入力し、１次ループの制御値に加算することにより、瞬間的に定常位相オフセットを補償する。かつ、この瞬間に初期推定位相（定常位相オフセット）と第１の係数の乗算結果を２次ループのループフィルタの初期値に設定し、１次ループからループゲインの小さい２次ループに切り替えることにより、低Ｃ／Ｎ環境および周波数オフセットが大きい劣悪な環境でも、安定的にキャリア位相変動に追従したキャリア位相同期が可能となる。
【０００７】
図６は、従来のキャリア位相同期回路の１次ループにおける位相と周波数の関係を示す。ここでは、簡単のために雑音がなく、送信キャリアに対する受信キャリアの周波数オフセットをΔｆ、送信キャリアで送信シンボル位相がπ／４となる無変調ＣＲパタンを送信した場合を想定し、定常状態を示す。
【０００８】
図６に示すように、受信信号の周波数オフセットΔｆを補償するために、定常状態では可変発振回路５９にΔｆが入力される。したがって、第１の係数をＫとすると、位相検出回路５２の出力はΔｆ／Ｋに収束する。従来構成では、このΔｆ／Ｋを平均回路５３で平均した値を１次ループにおける初期推定位相としている。雑音がない理想状況における位相検出回路５２の出力を図７(a) に示し、その平均の出力である初期推定位相を図７(b) に示す。図に示すように、いずれにおいても受信開始当初の出力はゼロであるが、徐々に変化し、やがてΔｆ／Ｋに収束して定常状態となる。理想的にはΔｆ／Ｋが初期推定位相として出力され、各回路に供給されることになる。
【特許文献１】特許第２５４０７９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
一般に、低Ｃ／Ｎや大きな周波数オフセットが存在する環境ではキャリア位相スリップが発生しやすい。そのため、大きな雑音が付加されたときにキャリアが位相スリップすることを防ぐために、通常は第１の係数Ｋを小さな値に設定し、位相検出を誤った場合でも誤判定の影響がなくべく小さくなる手法が採用される。
【００１０】
しかし、第１の係数Ｋを小さな値に設定すると、１次ループにおけるキャリア位相変動成分の除去に要する時間を増やすためにプリアンブル長を長くする必要がある。そのため、フレーム効率が低下し、従来回路の特徴であった１次ループによる高速引き込み性能が損なわれる。さらに、第１の係数Ｋを小さな値に設定すると、受信信号が大きな周波数変動を受けた場合に、受信キャリア位相の変動にキャリア再生回路内のフィードバック制御が追従できず、プリアンブル内で定常位相オフセット状態に至らない場合もある。この場合は、雑音ではなく周波数変動によるキャリア位相スリップが生じるため、やはり位相同期を実現できない。したがって、従来回路の特徴を活かすためには、第１の係数Ｋをある程度大きな値に設定することが求められる。
【００１１】
ところが、第１の係数Ｋを大きな値にすると、上記のように雑音によるキャリア位相スリップが発生しやすくなる。ここで、キャリア位相スリップが存在する場合の位相検出回路出力を図８(a) に示し、対応する平均回路出力を図８(b) に示す。従来の平均回路５３およびスイッチ回路６０の構成では、キャリア位相スリップの有無に拘らず制御タイミングＴ1 における値（図８(b) のｚ）を初期推定位相とし、その値を２次ループのループフィルタ５８や可変発振回路５９に供給していた。
【００１２】
ここで、キャリア位相スリップが生じると、図８(b) に示すように「ｚ」は本来出力すべきΔｆ／Ｋとは大きく異なり、ループフィルタ５８や可変発振回路５９に誤った値を初期値設定することになる。このような誤った初期値が設定されたキャリア位相同期回路は、推定期間に生じたキャリア位相スリップを十分に回復することなくデータ部の復調を開始することになる。このように、雑音や周波数オフセットでキャリア位相スリップが起こった場合、推定精度が劣化した初期推定位相を用いてループフィルタの初期値設定や瞬時位相補正を行うと、データ部の復調中に再びキャリア位相スリップが生じ、バースト不検出率を高める問題があった。
【００１３】
本発明は、受信信号が大きな周波数オフセットを受ける場合や低Ｃ／Ｎのような大きな雑音の影響を受ける環境において、キャリア位相スリップの影響を低減し、バースト同期検出確率を高めるキャリア位相同期回路およびキャリア位相同期方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
第１の発明は、可変発振回路の出力に応じて受信信号の周波数を制御して出力するとともに、その出力を位相検出回路に入力し、その検出位相に第１の係数を乗じた制御信号で可変発振回路の出力周波数を制御してキャリア位相変動成分を補償する１次ループと、位相検出回路の検出位相を平均化し、その平均値を所定の制御タイミングでサンプリングして初期推定位相として出力する初期位相推定回路と、１次ループの可変発振回路に入力する制御信号と初期推定位相を加算回路で加算して受信信号の定常位相オフセットを補償するとともに、１次ループの周波数引き込み終了後に、初期推定位相に第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を加算回路で加算して可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループとを備えたキャリア位相同期回路において、初期位相推定回路は、位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均する移動平均回路と、移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングする抽出回路と、抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を所定の制御タイミングで平均化し、初期推定位相として出力する選択制御手段とを備える。
【００１５】
ここで、初期位相推定回路の選択制御手段は、所定の制御タイミングで、異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値の中央値を選択する構成としてもよい。また、初期位相推定回路の選択制御手段は、異なる抽出タイミングにおける複数Ｎの移動平均位相サンプリング値の中央値近傍の複数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の移動平均位相サンプリング値を選択し、所定の制御タイミングで、複数Ｍの移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力する構成としてもよい。
【００１６】
第２の発明は、可変発振回路の出力に応じて受信信号の周波数を制御して出力するとともに、その出力を位相検出回路に入力し、その検出位相に第１の係数を乗じた制御信号で可変発振回路の出力周波数を制御してキャリア位相変動成分を補償する１次ループと、位相検出回路の検出位相を平均化し、その平均値を所定の制御タイミングでサンプリングして初期推定位相として出力する初期位相推定回路と、１次ループの可変発振回路に入力する制御信号と初期推定位相を加算回路で加算して受信信号の定常位相オフセットを補償するとともに、１次ループの周波数引き込み終了後に、初期推定位相に第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を加算回路で加算して可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループとを備え、受信信号のキャリア位相同期をとるキャリア位相同期方法において、初期位相推定回路は、移動平均回路で位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均し、抽出回路で移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングし、選択制御手段で、抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を所定の制御タイミングで平均化し、初期推定位相として出力する。
【００１７】
ここで、初期位相推定回路の選択制御手段は、所定の制御タイミングで、異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値の中央値を選択してもよい。また、初期位相推定回路の選択制御手段は、異なる抽出タイミングにおける複数Ｎの移動平均位相サンプリング値の中央値近傍の複数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の移動平均位相サンプリング値を選択し、所定の制御タイミングで、複数Ｍの移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力してもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明は、受信信号が大きな周波数オフセットを受ける場合や低Ｃ／Ｎのような大きな雑音の影響を受ける環境において、初期位相推定回路で検出位相の移動平均およびその平均化処理を行うことにより、１次ループにおけるキャリア位相スリップの影響を回避し、初期位相推定精度を高めることができる。これにより、バースト同期検出確率を高め、通信回線品質を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
（第１の実施形態）
図１は、本発明のキャリア位相同期回路の第１の実施形態を示す。図において、受信信号は、可変発振回路２２の出力信号と乗算回路１１で乗じられ、以下に示す位相同期ループ構成による周波数制御を行って出力される。位相検出回路１２は乗算回路１１の出力信号を入力し、入力シンボル位相と送信基準シンボル位相の位相差を検出し、移動平均回路１３、乗算回路１８、乗算回路１９にそれぞれ出力する。この回路における位相検出はコスタス演算等で実現できる。
【００２０】
移動平均回路１３は、位相検出回路１２から入力する検出位相を所定の時間間隔で平均し、雑音を平滑化した移動平均位相を抽出回路１５に出力する。抽出回路１５は、タイミング制御回路１４から一定間隔で出力される抽出タイミングで移動平均位相をサンプリングし、各抽出タイミングのサンプリング結果をタイミングをずらして複数系列で出力する。選択回路１６は、複数系列の移動平均位相サンプリング値を各抽出タイミングごとに比較し、１つの移動平均位相サンプリング値を選択して出力する。スイッチ回路２３は、タイミング制御回路１４から出力される制御タイミングＴ1 で選択回路１６の出力をサンプリングし、初期推定位相として乗算回路１７および加算回路２０に出力する。なお、スイッチ回路２３は、制御タイミングＴ1 以外ではゼロを出力する。乗算回路１７は、入力する初期推定位相と第１の係数を乗算し、その乗算結果を制御タイミングＴ1 でループフィルタ２１の初期値に設定する。また、乗算回路１８は、位相検出回路１２で検出されたシンボル位相量と第１の係数を乗算し、その乗算結果を加算回路２０に出力する。
【００２１】
一方、乗算回路１９は、位相検出回路１２で検出されたシンボル位相量と第２の係数を乗算し、その乗算結果をループフィルタ２１に出力する。ループフィルタ２１は、制御タイミングＴ1 で初期位相が設定された後に積分回路として起動し、乗算回路１７の出力を積分する。したがって、ループフィルタ２１は、制御タイミングＴ1 以前はゼロを出力する。加算回路２０は、スイッチ回路２３から出力される初期推定位相と、乗算回路１８の出力と、ループフィルタ２１で積分された結果を入力し、それらを加算した結果を可変発振回路２２に出力する。可変発振回路２２は、入力に応じて正弦波信号を出力する数値制御発振器（ＮＣＯ）である。可変発振回路２２から出力される正弦波信号は、乗算回路１１で受信信号と乗じられ、受信信号の周波数制御が行われる。
【００２２】
本発明の特徴とするところは、移動平均回路１３、タイミング制御回路１４、抽出回路１５、選択回路１６およびスイッチ回路２３で構成される初期位相推定回路において、キャリア位相の初期位相推定を行うところにある。以下、本発明の特徴とする初期位相推定回路の機能について詳細に説明する。
【００２３】
ここで、位相検出回路１２の出力（制御タイミングＴ1 の検出位相が初期推定位相）を図２(a) に示し、移動平均回路１３の出力を図２(b) に示す。図２(a) に示すように、キャリア位相スリップが初期位相推定値に及ぼす影響は局所的であり、時間が経過するればΔｆ／Ｋに漸近することが知られている。抽出回路１５は、移動平均回路１３から出力される移動平均位相を一定間隔の抽出タイミングでサンプリングし、各抽出タイミングのサンプリング結果をタイミングをずらして複数系列で出力する構成である。抽出回路１５から出力される系列数を３とした場合の移動平均位相サンプリング値Ａ，Ｂ，Ｃを図３(a),(b),(c) に示す。なお、移動平均位相サンプリング値の包絡線は図２(b) に示す移動平均回路１３の出力波形となるが、キャリア位相スリップの影響が大きい区間は移動平均位相サンプリング値Ａ，Ｂ，Ｃで順次ずれることになる。
【００２４】
選択回路１６は、ここでは３系列の移動平均位相サンプリング値の１つを抽出タイミングごとに選択して出力するが、例えば３系列の中央値を出力する構成とした場合の選択回路出力を図３(d) に示す。図中太線は、選択される移動平均位相サンプリング値を示す。図２および図３に示すように、移動平均回路１３から出力される移動平均位相は抽出タイミングで離散的にサンプリングされ、抽出回路１５から平均する時間区間が異なる複数の移動平均位相サンプリング値が出力され、選択回路１６で１つの移動平均位相サンプリング値が順次選択される。したがって、スイッチ回路２３でサンプリングする制御タイミングＴ1 では、移動平均位相サンプリング値Ｂにキャリア位相スリップの影響が現れていても、タイミングのずれた移動平均位相サンプリング値Ａ，Ｃではその影響は緩和されており、キャリア位相スリップの影響が小さい移動平均位相サンプリング値が選択されることになる。このように、キャリア位相スリップの局所的な影響が小さいほぼ正しい移動平均位相サンプリング値が選択回路１６から出力されており、スイッチ回路２３に与える制御タイミングＴ1 で最適な初期位相推定値を出力することができる。
【００２５】
なお、図２および図３に示す例は、キャリア位相スリップが制御タイミングＴ1 の直前で発生した場合であるが、それより早い時間に発生していても同様である。キャリア位相スリップが制御タイミングＴ1 よりも早い時間に発生した場合には、移動平均回路１３の出力を制御タイミングＴ1 で直接サンプリングして初期位相推定値としてもよいが、本実施形態の構成はキャリア位相スリップの発生タイミングに拘らず、キャリア位相スリップの影響のない初期位相推定値を出力することができる特徴がある。
【００２６】
また、本実施形態では、抽出回路１５から３系列の移動平均位相サンプリング値を出力し、選択回路１６でその中央値を選択する例を示したが、移動平均位相サンプリング値の系列数は任意であり、またその中の１つを選択する基準も中央値に限らず、任意に設定することができる。
【００２７】
（第２の実施形態）
図４は、本発明のキャリア位相同期回路の第２の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図１に示す構成における初期位相推定回路であるので、当該回路の構成のみを示す。
【００２８】
図において、移動平均回路４１は、位相検出回路（図１：１２）から入力する検出位相を所定の時間間隔で平均し、雑音を平滑化した移動平均位相を抽出回路４２に出力する。抽出回路４２は、タイミング制御回路４６から一定間隔で出力される抽出タイミングで移動平均位相をサンプリングし、各抽出タイミングのサンプリング結果をタイミングをずらして複数系列で出力する。本実施形態における抽出タイミングの間隔は任意でよいが、ここでは第１の実施形態の抽出タイミングよりも狭い間隔とし、抽出回路４２が出力する移動平均位相サンプリング値の系列数をＮとする。
【００２９】
選択回路４３は、Ｎ系列の移動平均位相サンプリング値を入力し、その中央値近傍のＭ系列の移動平均位相サンプリング値を選択して出力する。図４(b),(c) にはＮ＝８、Ｍ＝３の場合の抽出回路出力および選択回路出力を示す。平均回路４４は、選択回路４３から出力されるＭ系列の移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力する。スイッチ回路４５は、タイミング制御回路４６から出力される制御タイミングＴ1 で平均回路４４の出力をサンプリングし、初期推定位相として出力する。なお、スイッチ回路４５は、制御タイミングＴ1 以外ではゼロを出力する。
【００３０】
なお、本実施形態で示した抽出回路４２の抽出系列数Ｎ、選択回路４３の選択系列数Ｍは、それぞれ任意に設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明のキャリア位相同期回路の第１の実施形態を示す図。
【図２】第１の実施形態における位相検出回路出力および移動平均回路出力の一例を示す図。
【図３】第１の実施形態における抽出回路出力および選択回路出力の一例を示す図。
【図４】本発明のキャリア位相同期回路の第２の実施形態を示す図。
【図５】従来のキャリア位相同期回路の構成例を示す図。
【図６】従来のキャリア位相同期回路の１次ループにおける位相と周波数の関係を説明する図。
【図７】従来構成における位相検出回路出力および平均回路出力の一例を示す図。
【図８】従来構成におけるキャリア位相スリップ時の出力例を示す図。
【符号の説明】
【００３２】
１１，１７，１８，１９ 乗算回路
１２ 位相検出回路
１３ 移動平均回路
１４ タイミング制御回路
１５ 抽出回路
１６ 選択回路
２０ 加算回路
２１ ループフィルタ
２２ 可変発振回路
２３ スイッチ回路
４１ 移動平均回路
４２ 抽出回路
４３ 選択回路
４４ 平均回路
４５ スイッチ回路
４６ タイミング制御回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変発振回路の出力に応じて受信信号の周波数を制御して出力するとともに、その出力を位相検出回路に入力し、その検出位相に第１の係数を乗じた制御信号で前記可変発振回路の出力周波数を制御してキャリア位相変動成分を補償する１次ループと、
前記位相検出回路の検出位相を平均化し、その平均値を所定の制御タイミングでサンプリングして初期推定位相として出力する初期位相推定回路と、
前記１次ループの前記可変発振回路に入力する制御信号と前記初期推定位相を加算回路で加算して前記受信信号の定常位相オフセットを補償するとともに、前記１次ループの周波数引き込み終了後に、前記初期推定位相に前記第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、前記位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を前記加算回路で加算して前記可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループと
を備えたキャリア位相同期回路において、
前記初期位相推定回路は、
前記位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均する移動平均回路と、
前記移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングする抽出回路と、
前記抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を前記所定の制御タイミングで平均化し、前記初期推定位相として出力する選択制御手段と
を備えたことを特徴とするキャリア位相同期回路。
【請求項２】
請求項１に記載のキャリア位相同期回路において、
前記初期位相推定回路の選択制御手段は、前記所定の制御タイミングで、前記異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値の中央値を選択する構成であることを特徴とするキャリア位相同期回路。
【請求項３】
請求項１に記載のキャリア位相同期回路において、
前記初期位相推定回路の選択制御手段は、前記異なる抽出タイミングにおける複数Ｎの移動平均位相サンプリング値の中央値近傍の複数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の移動平均位相サンプリング値を選択し、前記所定の制御タイミングで、複数Ｍの移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力する構成であることを特徴とするキャリア位相同期回路。
【請求項４】
可変発振回路の出力に応じて受信信号の周波数を制御して出力するとともに、その出力を位相検出回路に入力し、その検出位相に第１の係数を乗じた制御信号で前記可変発振回路の出力周波数を制御してキャリア位相変動成分を補償する１次ループと、
前記位相検出回路の検出位相を平均化し、その平均値を所定の制御タイミングでサンプリングして初期推定位相として出力する初期位相推定回路と、
前記１次ループの前記可変発振回路に入力する制御信号と前記初期推定位相を加算回路で加算して前記受信信号の定常位相オフセットを補償するとともに、前記１次ループの周波数引き込み終了後に、前記初期推定位相に前記第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、前記位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を前記加算回路で加算して前記可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループとを備え、
前記受信信号のキャリア位相同期をとるキャリア位相同期方法において、
前記初期位相推定回路は、移動平均回路で前記位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均し、抽出回路で前記移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングし、選択制御手段で、前記抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を前記所定の制御タイミングで平均化し、前記初期推定位相として出力する
ことを特徴とするキャリア位相同期方法。
【請求項５】
請求項４に記載のキャリア位相同期方法において、
前記初期位相推定回路の選択制御手段は、前記所定の制御タイミングで、前記異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値の中央値を選択することを特徴とするキャリア位相同期方法。
【請求項６】
請求項４に記載のキャリア位相同期方法において、
前記初期位相推定回路の選択制御手段は、前記異なる抽出タイミングにおける複数Ｎの移動平均位相サンプリング値の中央値近傍の複数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の移動平均位相サンプリング値を選択し、前記所定の制御タイミングで、複数Ｍの移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力することを特徴とするキャリア位相同期方法。
【請求項１】
可変発振回路の出力に応じて受信信号の周波数を制御して出力するとともに、その出力を位相検出回路に入力し、その検出位相に第１の係数を乗じた制御信号で前記可変発振回路の出力周波数を制御してキャリア位相変動成分を補償する１次ループと、
前記位相検出回路の検出位相を平均化し、その平均値を所定の制御タイミングでサンプリングして初期推定位相として出力する初期位相推定回路と、
前記１次ループの前記可変発振回路に入力する制御信号と前記初期推定位相を加算回路で加算して前記受信信号の定常位相オフセットを補償するとともに、前記１次ループの周波数引き込み終了後に、前記初期推定位相に前記第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、前記位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を前記加算回路で加算して前記可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループと
を備えたキャリア位相同期回路において、
前記初期位相推定回路は、
前記位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均する移動平均回路と、
前記移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングする抽出回路と、
前記抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を前記所定の制御タイミングで平均化し、前記初期推定位相として出力する選択制御手段と
を備えたことを特徴とするキャリア位相同期回路。
【請求項２】
請求項１に記載のキャリア位相同期回路において、
前記初期位相推定回路の選択制御手段は、前記所定の制御タイミングで、前記異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値の中央値を選択する構成であることを特徴とするキャリア位相同期回路。
【請求項３】
請求項１に記載のキャリア位相同期回路において、
前記初期位相推定回路の選択制御手段は、前記異なる抽出タイミングにおける複数Ｎの移動平均位相サンプリング値の中央値近傍の複数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の移動平均位相サンプリング値を選択し、前記所定の制御タイミングで、複数Ｍの移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力する構成であることを特徴とするキャリア位相同期回路。
【請求項４】
可変発振回路の出力に応じて受信信号の周波数を制御して出力するとともに、その出力を位相検出回路に入力し、その検出位相に第１の係数を乗じた制御信号で前記可変発振回路の出力周波数を制御してキャリア位相変動成分を補償する１次ループと、
前記位相検出回路の検出位相を平均化し、その平均値を所定の制御タイミングでサンプリングして初期推定位相として出力する初期位相推定回路と、
前記１次ループの前記可変発振回路に入力する制御信号と前記初期推定位相を加算回路で加算して前記受信信号の定常位相オフセットを補償するとともに、前記１次ループの周波数引き込み終了後に、前記初期推定位相に前記第１の係数を乗じた値をループフィルタの初期値として設定し、前記位相検出回路の検出位相と第２の係数の乗算値をループフィルタで積分した結果を前記加算回路で加算して前記可変発振回路に入力する制御信号とする２次ループとを備え、
前記受信信号のキャリア位相同期をとるキャリア位相同期方法において、
前記初期位相推定回路は、移動平均回路で前記位相検出回路の検出位相を所定の時間間隔で平均し、抽出回路で前記移動平均回路から出力される移動平均位相を所定の抽出タイミングでサンプリングし、選択制御手段で、前記抽出回路で得られる異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値を前記所定の制御タイミングで平均化し、前記初期推定位相として出力する
ことを特徴とするキャリア位相同期方法。
【請求項５】
請求項４に記載のキャリア位相同期方法において、
前記初期位相推定回路の選択制御手段は、前記所定の制御タイミングで、前記異なる抽出タイミングにおける複数の移動平均位相サンプリング値の中央値を選択することを特徴とするキャリア位相同期方法。
【請求項６】
請求項４に記載のキャリア位相同期方法において、
前記初期位相推定回路の選択制御手段は、前記異なる抽出タイミングにおける複数Ｎの移動平均位相サンプリング値の中央値近傍の複数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の移動平均位相サンプリング値を選択し、前記所定の制御タイミングで、複数Ｍの移動平均位相サンプリング値の平均をとって出力することを特徴とするキャリア位相同期方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００７−１４３０１２（Ｐ２００７−１４３０１２Ａ）
【公開日】平成１９年６月７日（２００７．６．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−３３６８５９（Ｐ２００５−３３６８５９）
【出願日】平成１７年１１月２２日（２００５．１１．２２）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年６月７日（２００７．６．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１１月２２日（２００５．１１．２２）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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