グリッドタイインバータ、システム及び方法
【課題】グリッドタイインバータの、極めて大きいサイズを有し高価である、という問題に対処する。
【解決手段】電力網に接続可能なグリッドタイインバータであって、ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成するよう動作可能なＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを具備し、前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流するグリッドタイインバータを提供する。
【解決手段】電力網に接続可能なグリッドタイインバータであって、ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成するよう動作可能なＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを具備し、前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流するグリッドタイインバータを提供する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、グリッドタイインバータ、方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力網に電力を供給することについて、国内の電力消費者の関心が大いに高まりつつある。これは、急増する電力使用量（とりわけ、ピーク需要量）を考えると、極めて重要な関心事である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許出願２００８／００６２７２４号公報
【特許文献２】米国特許出願２０１０／０１３３９０４号公報
【特許文献３】米国特許出願２００８／０２６６９２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
電力供給は、所謂「グリッドタイインバータ（Grid-Tied Inverter）」を用いて行うことが可能である。グリッドタイインバータは、蓄電池群（バッテリバンク）と電力網（グリッド）とを接続するＤＣ（Direct Current、直流）−ＤＣコンバータである。このようなインバータは、極めて大きいサイズを有するとともに、高価である場合が多い。
【０００５】
本発明の目的は、このような問題に対処することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の側面によれば、
電力網に接続可能なグリッドタイインバータであって、
ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成するよう動作可能なＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを具備し、
前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、
それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流する
グリッドタイインバータが提供される。
【０００７】
前記電圧クランプは、グラウンドに接続されたコンデンサと、前記コンデンサと直列に接続されたスイッチングトランジスタとを有してもよい。
【０００８】
前記変圧器の前記第１サイドは、第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタに接続された第１のコイルを有し、
前記第２のスイッチングトランジスタは、前記第１のコイルに接続されたボディダイオードの陽極を有する電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチングトランジスタは、グラウンドに接続され、
前記第２のスイッチングトランジスタは、第１のコンデンサに接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第２のスイッチングトランジスタ及びグラウンドの間に接続され、
前記第１のコイルに電流を流すため、前記第１のスイッチングトランジスタがオンされ、前記第２のスイッチングトランジスタがオフされるよう構成され、
所定期間電流が流れた後、前記第１のスイッチングトランジスタがオフされ、その後所定期間後に、前記第２のスイッチングトランジスタがオンされるよう構成されてもよい。
【０００９】
再び前記第１のスイッチングトランジスタがオンに切り替えられる前に、前記第２のスイッチングトランジスタがオフに切り替えられるよう構成されてもよい。
【００１０】
第２の側面によれば、
電力網に接続可能であり、ＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを有するグリッドタイインバータの動作方法であって、
ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成し、
前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、
それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流する
グリッドタイインバータの動作方法が提供される。
【００１１】
前記電圧クランプは、グラウンドに接続されたコンデンサと、前記コンデンサと直列に接続されたスイッチングトランジスタとを有してもよい。
【００１２】
前記変圧器の前記第１サイドは、第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタに接続された第１のコイルを有し、
前記第２のスイッチングトランジスタは、前記第１のコイルに接続されたボディダイオードの陽極を有する電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチングトランジスタは、グラウンドに接続され、
前記第２のスイッチングトランジスタは、第１のコンデンサに接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第２のスイッチングトランジスタ及びグラウンドの間に接続され、
前記第１のコイルに電流を流すため、前記第１のスイッチングトランジスタをオンし、前記第２のスイッチングトランジスタをオフし、
所定期間電流が流れた後、前記第１のスイッチングトランジスタをオフし、その後所定期間後に、前記第２のスイッチングトランジスタをオンしてもよい。
【００１３】
再び前記第１のスイッチングトランジスタをオンに切り替える前に、前記第２のスイッチングトランジスタをオフに切り替えてもよい。
【００１４】
別の側面によれば、ＤＣ電源及び前記電力網の間に接続された上記実施形態のいずれか１つに記載のグリッドタイインバータを具備するシステムが提供される。
【００１５】
別の側面によれば、コンピュータに読み込み可能な複数の命令であって、前記コンピュータにロードされて、前記コンピュータに上記実施形態のいずれか１つに記載の方法を実行させる複数の命令を含むコンピュータプログラムが提供される。
【発明の効果】
【００１６】
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流するので、変圧器の一次コイルの両端の電圧が突然変化する効果を抑制する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示すＤＣ−ＤＣ コンバータ及びアンフォールディング回路を説明する回路及びタイミング図である。
【図３】図２の回路図に関連するタイミング図である。
【図４】実施形態に係る変圧器の二次側である。
【図５】図２に示す回路のデューティサイクルを制御する制御ループである。
【図６Ａ】プラナートランスの第１の構成を示す。
【図６Ｂ】プラナートランスの第１の構成を示す。
【図６Ｃ】プラナートランスの第１の構成を示す。
【図７Ａ】プラナートランスの第２の構成を示す。
【図７Ｂ】プラナートランスの第２の構成を示す。
【図７Ｃ】プラナートランスの第２の構成を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明の上記及びその他の目的、特徴及び利点は、以下、添付図面を参照して例示的な実施形態を詳細に説明することにより明らかになる。
【００１９】
図１は、システム１００を示す。システム１００は、蓄電池１１０、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０及びアンフォールディング回路（フルブリッジ回路）１３０を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０及びアンフォールディング回路１３０により、本発明の実施形態に係るグリッドタイインバータが構成される。アンフォールディング回路１３０は、商用電力網（図示せず）から供給される商用電源に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、蓄電池１１０に接続される。
【００２０】
実施形態において、蓄電池１１０は、２ｋＷｈ（キロワット時）の蓄電池であり、典型的には多数の蓄電池セルで構成される。各蓄電池セルは、例えば、定格が３０Ａｈ（アンペア時）である。蓄電池１１０は、約１ｋＷの電力を常時出力することが可能なＤＣ電源である。しかしながら、本発明は上記に限定されるものではなく、実施形態においては如何なるサイズ及び如何なるタイプの蓄電池も使用可能である。
【００２１】
グリッドタイインバータは、蓄電池１１０に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、実施形態では、典型的には内蔵ヒューズユニット（図示せず）を有するＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）標準規格の電源インレットを用いて、蓄電池１１０に接続される。この電源インレットの一例として、４ピンＸＬＲタイプ雄ソケットが挙げられる。
【００２２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力波形を図１に示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力波形は、完全な整流信号に似た形状をもつ電流波形である。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力は、実際には、ＤＣ電流であり、ブリッジ回路を用いて生成されたものではない。それにも拘わらず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力は、完全な整流信号に似た形状をもつ。このことは、図２を参照して説明することで明らかになる。
【００２３】
アンフォールディング回路１３０は、この完全な整流信号を受信し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力の極性を１００Ｈｚで切り替え、電力網の瞬時電圧と略同一の瞬時電圧をもつＡＣ信号を生成する。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０により生成された電流波形の交流の「隆起」は、異極性に切り替えられる。従って、アンフォールディング回路１３０の出力は、およそ５０Ｈｚの周波数をもつＡＣ信号となり、電力網の周波数と一致する。このことは、図１に示される。
【００２４】
以上、システム１００が、蓄電池１１０に充電された電力を電力網に伝送する第１のモードに適合するものであるとして説明した。しかしながら、システム１００を逆に使用することもまた同様に可能である。すなわち、システム１００は、以下のような第２のモードにて動作可能である。すなわち、電力網から供給される電力を用いて蓄電池１１０を充電するモードである。これにより、一実施形態によれば、双方向電流形ＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。下流のアンフォールディング電気回路により、このＤＣ−ＤＣコンバータの出力から、ＡＣ波形が生成される。
【００２５】
図２を参照し、蓄電池１１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の構成要素は、破線四角形により囲まれている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力は、アンフォールディング回路１３０に供給される。アンフォールディング回路１３０の構成要素は、破線四角形により囲まれている。
【００２６】
図３を参照し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の動作をより詳細に説明する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０及びアンフォールディング回路１３０の構成については、図２を参照して説明する。
【００２７】
図２を参照し、蓄電池１１０は、単セル装置であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に接続される。しかしながら、上述のように、実施形態では、蓄電池１１０は複数のセルを有してもよい。
【００２８】
蓄電池１１０は、バイパスコンデンサ（デカップリングコンデンサ）Ｃ６に並列に接続される。第１のスイッチングトランジスタＱ１の第１の端子は、蓄電池１１０に直列に接続される。第１のスイッチングトランジスタＱ１の第２の端子及びグラウンドの間には、第２のスイッチングトランジスタＱ２が接続される。第１のインダクタＬ１の第１の端子は、第１のスイッチングトランジスタＱ１の第２の端子に接続される。第１のスイッチングトランジスタＱ１、第２のスイッチングトランジスタＱ２及び第１のインダクタＬ１は、同期式バックコンバータとして設けられる。第１のインダクタＬ１の第２の端子は、変圧器の分割された一次コイルに接続される。実施形態では、第１のインダクタＬ１の第２の端子は、変圧器の第１の一次コイルの第１の端子及び変圧器の第２の一次コイルの第１の端子に接続される。
【００２９】
第３のスイッチングトランジスタＱ３の第１の端子は、第１の一次コイルの第２の端子に接続される。第３のスイッチングトランジスタＱ３の第２の端子は、グラウンドに接続される。第４のスイッチングトランジスタＱ４の第１の端子は、第２の一次コイルの第２の端子に接続される。第４のスイッチングトランジスタＱ４の第２の端子は、グラウンドに接続される。
【００３０】
第５のスイッチングトランジスタＱ５の第１の端子は、第１の一次コイルの第２の端子及び第３のスイッチングトランジスタＱ３の第１の端子の間に接続される。第１のコンデンサＣ１は、第５のスイッチングトランジスタＱ５の第２の端子及びグラウンドの間に接続される。第６のスイッチングトランジスタＱ６の第１の端子は、第２の一次コイルの第２の端子及び第４のスイッチングトランジスタの第１の端子の間に接続される。第２のコンデンサＣ２は、第６のスイッチングトランジスタＱ６の第２の端子及びグラウンドの間に接続される。
【００３１】
変圧器の二次コイルの第１の端子は、第３のコンデンサＣ３の第２の端子及び第４のコンデンサＣ４の第１の端子に接続される。第４のコンデンサＣ４の第２の端子は、ネガティブレールに接続される。第３のコンデンサＣ３の第１の端子は、ポジティブレールに接続される。第１のダイオードＤ１の陰極端子もまた、ポジティブレールに接続される。第１のダイオードＤ１の陽極端子は、変圧器の二次コイルの第２の端子に接続される。第２のダイオードＤ２の陰極端子もまた、変圧器の二次コイルの第２の端子に接続される。第２のダイオードＤ２の陽極端子は、ネガティブレールに接続される。
【００３２】
第２のダイオードＤ２の陰極端子は、第３のダイオードＤ３の陽極端子に接続される。第８のスイッチングトランジスタＱ８は、第３のダイオードＤ３の陰極端子及びネガティブレールの間に接続される。第７のスイッチングトランジスタＱ７の第２の端子は、変圧器の二次コイルの第２の端子に接続される。第７のスイッチングトランジスタＱ７の第１の端子は、第４のダイオードＤ４の陰極端子に接続される。第４のダイオードＤ４の第２の端子は、ポジティブレールに接続される。第５のコンデンサＣ５は、第４のダイオードＤ４の陰極端子及びネガティブレールの間に接続される。なお、第３及び第４のダイオードＤ３、Ｄ４は、ショットキーバリアダイオード（Shottky diode）である。ショットキーバリアダイオードは、高速なスイッチング効率をもつとともに、順電圧降下が小さい。
【００３３】
上述のように、アンフォールディング回路１３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に接続される。アンフォールディング回路１３０は、第５のコンデンサＣ５に並列に接続される。アンフォールディング回路１３０は、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２を有する。第９のスイッチングトランジスタＱ９の第１の端子はポジティブレールに接続され、第２の端子はネガティブ出力ラインに接続される。第１０のスイッチングトランジスタＱ１０は、ポジティブレール及びポジティブ出力ラインの間に接続される。第１１のスイッチングトランジスタＱ１１は、ネガティブ出力ライン及びネガティブレールの間に接続される。第１２のスイッチングトランジスタＱ１２は、ネガティブレール及びポジティブ出力ラインの間に接続される。ポジティブ及びネガティブ出力ラインは、電力網に接続される。実施形態では、フィルタ電気回路がポジティブ及びネガティブ出力ライン及び電力網の間に設けられる。
【００３４】
なお、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２は、電力ＭＯＳＦＥＴ （Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistors、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ、モス電界効果トランジスタ）トランジスタである。すなわち、ＭＯＳＦＥＴのドレイン（陰極）及びソース（陽極）の間に、ダイオードが存在する。これは、所謂「ボディダイオード」であり、種々の電界効果トランジスタに見られる。第９のスイッチングトランジスタＱ９のドレインは、ポジティブレールに接続される。第１０のスイッチングトランジスタＱ１０のドレインは、ポジティブレールに接続される。第１１のスイッチングトランジスタＱ１１のドレインは、ネガティブ出力レールに接続される。第１２のスイッチングトランジスタＱ１２のドレインは、ポジティブ出力レールに接続される。
【００３５】
すなわち、第１のモード（蓄電池から電力網へ）では、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２がスイッチされ、適切な出力波形を生成する。第２のモード（電力網から蓄電池へ）では、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２はスイッチされない。すなわち、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン及びソースの間のボディダイオードは、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２を、フルブリッジ整流回路として動作させる。このフルブリッジ整流回路は、第５のコンデンサＣ５と並列であり、完全な整流信号を生成する。これにより、第１及び第２のモード両方においてグリッドタイインバータが動作可能となり、従って、双方向性が保証される。これにより、グリッドタイインバータのサイズ及びコストが抑えられる。一方、従来は、第１のモードで動作する回路と、第２のモードで動作する回路とを並列的に設ける必要があった。
【００３６】
図３を参照し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の動作を説明する。
【００３７】
当業者には明らかなように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、電流形プッシュプルコンバータとして構成される。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力は、整流電流信号に類似する。これは、グリッドタイインバータに設けられた従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１２０と異なる。従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、電圧波形を生成した。しかしながら、グリッドタイインバータにより生成される電圧波形と電力が供給される電力網との差異が如何に些細なものであっても、大電流が生成されてしまうこととなる（これは、電力網及びフィルタの低抵抗に起因する。フィルタは、グリッドタイインバータ及び電力網の間に設けられる。）。従って、従来、設計者は、フィルタの抵抗特性を変更し、これにより、大電流値を低減してきた。しかしながら、これは極めて複雑であるとともに、電気回路も込み入ったものになる。
【００３８】
上記課題を解決するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力を電流波形とする。これにより、フィルタ抵抗を調整する必要性が低減され、従って、電気回路の複雑性が低減される。
【００３９】
電流波形を生成するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０のデューティサイクルが調整される。後で、図５を参照して、デューティサイクル生成の制御メカニズムを説明する。
【００４０】
図２に示すように、電流形プッシュプルコンバータとして構成されるＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に加えて、付加スイッチＱ１、Ｑ２が設けられる。スイッチＱ１、Ｑ２を設けることには利点がある。グリッドタイインバータ分野では従来から行われてきたことではないが、電流形プッシュプルコンバータを使用すると、ｎ．Ｖｂａｔより大きい出力ライン電圧のためにしか電流を生成することができなくなる（ｎは、変圧器の巻数比）。すなわち、ｎ．Ｖｂａｔから国内で供給されるピーク電圧までの出力電圧波形しか生成することができなくなる。これは、この値より低い出力ライン電圧では、Ｌ１の変圧器側での反射電圧がＶｂａｔと等しくなることから、インダクタＬ１の両端の電圧が０Ｖになるためである。
【００４１】
０Ｖからピークライン電圧（実施形態では、３２５Ｖ）の範囲に亘る出力ライン電圧を生成するため、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔまで低下すると、付加スイッチＱ１及びＱ２が付加される。これら２つのスイッチは、バックブースト回路を構成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、連続的にバックブーストモードで動作することが可能である。しかしながら、スイッチング損失を低減させるために、バックブーストスイッチは、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下のときのみ動作される。すなわち、バックブーストモードはライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下のときしか必要ではないので、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下のときのみバックブーストモードが動作される。
【００４２】
バックブーストモードをいつ動作させるかを決定するため、蓄電池の両端の電圧が測定される。蓄電池の両端の電圧及び変圧器の巻数比の積が算出される。この積は、瞬間出力ライン電圧と比較される。比較結果により、出力ライン電圧が、蓄電池の両端の電圧及び変圧器の巻数比の積未満である場合、バックブーストモードが起動される。なお、電圧測定及び算出メカニズムについての説明は、当業者にはよく理解されているため、以下省略する。例えば、その処理は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電気回路から取り出された電圧標本に基づき、デジタルシグナルプロセッサにより行うことができる。
【００４３】
なお、以下の説明では、Ｑ１及びＱ２が切り替えられる。すなわち、以下の説明では、バックブーストモードでの回路動作を説明する。
【００４４】
デューティサイクルの「オン」期間には、Ｑ１、Ｑ３及びＱ４がオンに切り替えられる（すなわち、スイッチが閉じられる）。「ショートスルー」（すなわち、グラウンドへの短経路）を防止するため、Ｑ２は「オフ」に切り替えられる（すなわち、スイッチが開かれる）。図３のグラフＡに示すように、「オン」期間のＱ２のドレイン電圧は、蓄電池電圧（Ｖｂａｔ）である。Ｑ３及びＱ４がオンに切り替えられると、第１及び第２の一次コイルの両端の電圧は、０Ｖになる。これにより、第１のインダクタＬ１の両端の電圧が、蓄電池の電圧と等しくなる。すなわち、電流（ＩＬ）は第１のインダクタＬ１を流れ、電流は変圧器の第１及び第２の一次コイルを流れる。実施形態では、電流ＩＬ／２は、第１及び第２の一次コイルそれぞれを流れる。当業者にとっては容易に理解できることであるが、第１及び第２の一次コイルの両端の電圧が０Ｖである場合、二次コイルの両端の電圧も０Ｖとなる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力電流が、第５のコンデンサＣ５に供給される。
【００４５】
デューティサイクルの「オフ」期間には、Ｑ１がオフに切り替えられ、Ｑ２がオンに切り替えられる。ショートスルー防止するため、これらの切り替えは、時間を僅かにずらして（僅かに遅らせて）行われる。第１の「オフ」期間には、Ｑ３をオンのままにし、Ｑ４はオフに切り替えられる。Ｑ１がオフに切り替えられると、第１のインダクタＬ１の両端の電圧が反転する。第６のスイッチングトランジスタＱ６は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタである。従って、第６のスイッチングトランジスタＱ６のドレインは、第２のコンデンサＣ２に接続される。これにより、第６のスイッチングトランジスタＱ６がオフに切り替えられても、第６のスイッチングトランジスタＱ６のダイオード効果は整流ダイオードとして機能し、変圧器の第２の一次コイルの両端の電圧が突然変化する効果を抑制する。整流ダイオードは、第４のスイッチングトランジスタＱ４の両端のピーク電圧を、２Ｖｌｉｎｅ／ｎにクランプする。ここで、Ｖｌｉｎｅは電力網の瞬時電圧であり、ｎは変圧器巻数比であり、実施形態では３である（すなわち、変圧器の二次側のコイルの数は、一次側全体に比較して３倍である）。
【００４６】
僅かに遅らせて（約２０ｎｓ（ナノ秒））、第６のスイッチングトランジスタＱ６がオンに切り替えられ、これにより、電流が反転する。すなわち、Ｑ６がオンに切り替えられると、電流が、Ｑ６を通って第２のコンデンサＣ２へと流れることができる。電流がＱ６及び第２のコンデンサＣ２を通って第２の一次コイルを流れると、電圧が二次コイルに誘導される。これにより、第１のダイオードＤ１が順方向バイアスされ、従って、アンフォールディング回路１３０にエネルギーが伝送される。このことは、図３のグラフＤに示される。
【００４７】
図３のグラフＥに示すように、第６のスイッチングトランジスタＱ６を通るドレイン電流は、デューティサイクルのオフ期間に亘り、＋Ｉｌ／２から−Ｉｌ／２に直線的に変化する。これは、クランプコンデンサＣ２のアンペア秒バランスを維持する必要があるためである。デューティサイクルの次の「オン」期間には、Ｑ４はオンに切り替えられる必要があり、Ｑ６はオフに切り替えられる必要がある。Ｑ６のオフ切り替えを、Ｑ４のオン切り替えよりも僅かに先に行うと有利である。これは、電流が反転すると、Ｑ４の両端の電圧が急降下し、これにより、０電圧状態下でＱ４がオンに切り替えられるためである。これにより、スイッチング損失が減少し、従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０効率が向上する。
【００４８】
デューティサイクルの次の「オン」期間が実行される。ここでのスイッチ及び動作は、前回の「オン」期間のスイッチ及び動作と同様であるため、ここでは繰り返し説明を行わない。
【００４９】
デューティサイクルの次の「オフ」期間は、上記説明した内容と同様である。しかしながら、この「オフ」期間においては、Ｑ４はオンのままであり、Ｑ３はオフに切り替えられる。これにより、Ｑ５（ＭＯＳＦＥＴスイッチ）は、ボディの両端でダイオード効果をもつ。これにより、変圧器の第１の一次コイルを通る電流が整流される。従って、Ｑ３の両端の電圧が、２Ｖｌｉｎｅ／ｎとなる。再び、僅かな時間だけ遅れてＱ５がオンに切り替えられ、電流が反転する。すなわち、変圧器の両端の電圧が、−Ｖｌｉｎｅ／２になる。図３のグラフＥに示すように、この第２の「オフ」期間において、Ｑ５を通るドレイン電流は、デューティサイクルのオフ期間に亘り、＋Ｉｌ／２から−Ｉｌ／２に直線的に変化する。従って、次の「オン」周期において、Ｑ３がオンに切り替えられる少し前に、Ｑ５はオフに切り替えられる。再び、Ｑ３の両端の電圧が急降下し、これにより、０電圧状態下でＱ３がオンに切り替えられる。
【００５０】
上述のように、バックブーストモードで動作する回路を説明した。すなわち、以上では、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下であるときのＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の動作を説明した。ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔより大きいとき、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ブーストモードで動作する。この状況では、Ｑ２が常時オフされることを除き、全てのトランジスタのスイッチングは上記と同様である。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０がブーストモードで動作している場合、オフ期間に、Ｌ１の両端の電圧は、Ｖｌｉｎｅ／ｎから（Ｖｌｉｎｅ／ｎ）−Ｖｂａｔへと低下する。
【００５１】
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０がブーストモードでの動作からバックブースト モードでの動作へと切り替えられるとき、インダクタＬ１を通る電流は、高速で変化する。この影響を抑えるため、バックブーストモードが僅かに早く起動される。すなわち、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下のとき、バックブーストモード動作を開始することは可能であるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、出力ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ＋δのとき、バックブーストモード動作を開始する（ここで、δは約１．５Ｖの小電圧である）。同様に、ライン電圧 がｎ．Ｖｂａｔより大きいとき、バックブーストモード動作を停止することは可能であるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、出力ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ＋δに達すると、バックブーストモード（及びブーストモード単独）動作を停止する。
【００５２】
上記では、出力ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ＋δに達するときを特定してバックブーストモードを早く起動する場合について説明したが、出力ラインの電位ノイズが、意図せずにモード切り替えを引き起こすことがある。このような事態が発生する可能性を減少させるため、実施形態では、切り替えのタイミングを変更する。すなわち、バックブーストモードが、通常予定される時間よりも早く引き起こされる（電圧をトリガとして用いる場合よりも）。これを達成するため、出力ライン電圧の位相が測定される。出力電圧の全周期の間、出力の位相は、０〜３６０度の間で変化する。切り替え位相として選択された位相は、出力ライン電圧対蓄電池電圧比に基づき、変化する。しかしながら、典型的な実施形態では、切り替え時の位相は、約３７度である。
【００５３】
上述のように、上記構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、完全に整流されたＡＣ電流波形に似た形状をもつ電流波形を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力として生成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０から出力される電流波形を電力網に適合させるため、アンフォールディング回路１３０は、電力網に適合する瞬時電圧を有する全波整流正弦波を生成する必要がある。これを達成するため、アンフォールディング回路１３０は、１００Ｈｚで整流を行う。すなわち、スイッチングトランジスタＱ１０、Ｑ１１を第１のペアとして整流し、スイッチングトランジスタＱ９、Ｑ１２を第２のペアとして整流する。このようにスイッチングトランジスタを整流することで、スイッチング損失が従来技術に比較して減少する。一方、従来技術では、２０〜５０ｋＨｚ等の高周波数で、典型的なブリッジ回路が整流されていた。
【００５４】
上述のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力電流は、Ｄ１及びＤ２を流れる。これら２つのダイオードは、整流ダイオードとして機能する。Ｑ７及びＱ８は、ＭＯＳＦＥＴであり、それ自体、ボディダイオードを有する。グリッドタイインバータが電力網−蓄電池モードで動作するときのみ、Ｑ７及びＱ８もまた動作する。これは、後で説明する。従って、蓄電池−電力網モード（すなわち、第１のモード）中、Ｑ７及びＱ８はオフのままとなる。しかしながら、Ｑ７及びＱ８がオフであっても、Ｑ７及びＱ８は電界効果トランジスタであるので、オフに切り替えられたとしても、ボディダイオード効果を有する。ボディダイオードの反転回復電流の効率が低下するのを防止するため、ショットキーバリアダイオードＤ３、Ｄ４は、電流がポジティブ及びネガティブラインに流れないようにする。すなわち、ショットキーバリアダイオードＤ３、Ｄ４は、ボディダイオードＱ７、Ｑ８の配向と逆に配向する。もし、ショットキーバリアダイオードＤ３、Ｄ４が無いとすると、これらボディダイオードの反転回復電流は、循環し、変圧器の一次側に出現する。実施形態では、「オン」期間中、反転回復電流は、Ｑ３及びＱ４を含むループ内に出現する。これにより、これらの装置の導通損失が増加する。なお、他の如何なるタイプのダイオードも十分使用することができる（すなわち、ショットキーバリアダイオードは必須ではない）。しかしながら、ショットキーバリアダイオードは、他の如何なるタイプのダイオードよりも好ましい。なぜなら、ショットキーバリアダイオードは、オン電圧が低く、これにより、回路効率が向上するからである。
【００５５】
第２のモード（すなわち、電力網−蓄電池モード）での回路の動作を説明する。第２のモードでは、トランジスタＱ９〜Ｑ１２（アンフォールディング電気回路）は、切り替えられず、静的状態を維持し、整流回路を構成する。第２のモードで動作するため、Ｑ７及びＱ８は切り替えられる。クロスコンダクションを防止するため、明らかに、Ｑ７及びＱ８は同時に「オン」に切り替えられることは無い。
【００５６】
電力網−蓄電池モード中、偶数「オン」期間にＱ７がオンに切り替えられる。これは、Ｑ８がオフ状態を維持することを意味する。電流は、電力網から、Ｄ４を通り、変圧器コイルへと流れる（Ｃ３を通る）。これにより、Ｃ３の両端の電圧がＶｌｉｎｅ／２となり、結果的に変圧器コイルへと誘導される。電力網−蓄電池モード中、バックブーストモードにおいて、Ｑ３及びＱ６がオンされ、Ｑ１がオフされ、Ｑ２がオンされる。これにより、ｎ．Ｖｌｉｎｅ／２の電圧がＬ１の両端に印加される。分割コイルにより、Ｑ４の両端の電圧がＶｌｉｎｅ／ｎとなる。
【００５７】
バックブースト「オフ」期間中、まず、Ｑ６はオフに切り替えられる。これにより、Ｑ４の両端の電圧が低下し０Ｖになる。その結果、次のバックブースト「オン」期間中にＱ４がオンに切り替えられると、０電圧状態下でＱ４がオンに切り替えられる。これにより、損失が著しく減少する。この現象は、蓄電池−電力網モードを参照して既に説明した。しかしながら、この「オフ」期間中、Ｑ４はオフされたままである。加えて、Ｑ７はオフに切り替えられる。このため、この「オフ」期間中、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８はオフされ、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４はオンされる。これにより、変圧器の電圧が０であるとともに、ＩＬ／２の電流が、一次コイルのそれぞれの脚を流れる。従って、Ｌ１の両端の電圧は、Ｖｂａｔとなる。
【００５８】
奇数「オン」期間中、Ｑ８はオンに切り替えられ、Ｑ７はオフされる。電流は、電力網から、Ｄ３を通り、変圧器コイルへと流れる（Ｃ４を通る）。これにより、Ｃ４の両端の電圧がＶｌｉｎｅ／２となり、従って、変圧器コイルの両端の電圧もＶｌｉｎｅ／２となる。従って、Ｌ１の両端の電圧がｎ．Ｖｌｉｎｅ／２となる。
【００５９】
なお、電圧がｎ．Ｖｌｉｎｅ／２となることから、それぞれの切り替え周期中、Ｃ３及びＣ４の両端の電圧が等しいことが分かる。大部分の場合これは正しいのだが、必ずしも当てはまらない可能性も僅かではあるが存在する。それぞれの切り替え周期中、Ｃ３及びＣ４の両端の電圧が等しくない場合、Ｌ１に不均衡が生じる。これは、それぞれの周期中に、Ｌ１を充電する変圧器の両端の電圧と、Ｃ３及びＣ４の両端の電圧との値が一致するためである。従って、多数の周期に亘ってＬ１が不均衡であるとき、Ｃ３の両端の電圧と、Ｃ４の両端の電圧との差が大きくなる。すなわち、Ｌ１が存在することにより、連続する「奇数」及び「偶数」期間中、変圧器の両端の電圧の差が増加する。このポジティブフィードバックにより、変圧器コアが飽和状態となる。容易に理解できることであるが、飽和中、変圧器は短絡回路として動作する。後で説明するように、この効果を軽減するため、回路にバランスコイルを設けることができる。
【００６０】
図４は、バランスコイルの回路構成例を概略的に示す。図４及び図２を比較して理解できるように、図４は、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の二次側電気回路部分を示す。同様の回路要素には、同様の参照符号を付す。図４において、Ｔ２は、二次側変圧器コイルである。加えて、図４に示される多数の付加的回路要素は、変圧器飽和が発生するのを防止する（あるいは、少なくとも減少させる）ためのものである。この付加的電気回路は、追加コイルＴＢを有する。追加コイルＴＢの一端は、コンデンサＣ３及びコンデンサＣ４の間の抵抗器Ｒ１に接続される。追加コイルＴＢの他端は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６の間に接続される。ダイオードＤ５、Ｄ６は、ポジティブ出力レール及びネガティブ出力レールの間に直列に接続され、いずれもダイオードＤ１及びダイオードＤ２と同じ方向に配向する（すなわち、ポジティブ出力レール及びネガティブ出力レールのいずれか一方を向く）。
【００６１】
容易に理解できることであるが、コンデンサＣ３、Ｃ４の間に位置する変圧器コイルＴ２の終端を安定化させるのがよい。理想的な回路では、Ｃ３の両端の電圧低下とＣ４の両端の電圧低下とが同一となるのがよい。しかしながら、現段階では、実際の回路では不均衡が生じ得る。これにより、変圧器飽和が生じる。この問題は、本発明では軽減されている。なぜなら、追加コイルＴＢが一方の分圧器として機能するとともに、変圧器コイルＴ２が他方の分圧器として機能するからである。当然のことながら、Ｔ２及びＴＢが略同量のエネルギーを充電するよう構成することにより、例えば、それぞれのコイルの変圧器巻数を同一又は略同一にすることにより、Ｔ２及びＴＢの中間点を安定化することができ、結果的に、コンデンサＣ３及びＣ４の中間点を安定化することができる。抵抗器Ｒ１は、コイルに生じるリップル電圧効果を低減し、如何なるリップル電圧も、抵抗器Ｒ１の両端に重畳される。抵抗器Ｒ１が存在しなければ、バランスコイルに大電流が流れることとなる。
【００６２】
追加コイルＴＢにより実現される分圧器に加えて、抵抗器Ｒ２をコンデンサＣ３の両端に接続するとともに抵抗器Ｒ３をコンデンサＣ４の両端に接続することにより、コンデンサＣ３、Ｃ４の中間点もまた安定化される。抵抗器Ｒ２、Ｒ３の抵抗は略同一であり、ポジティブ及びネガティブレールの間の追加的な分圧器を形成し、グリッドタイインバータが切り替えられていない期間に中間点を安定化させる。
【００６３】
電力網−蓄電池モードの説明に戻る。偶数「オン」期間、Ｑ１はオフされ、Ｑ２はオンされる。しかしながら、偶数「オン」期間と異なり、Ｑ４はオンに切り替えられ（上記０電圧状態下）、Ｑ５はオンに切り替えられる。Ｑ６はオフのままであり、Ｑ３はオフに切り替えられる。回路動作は、偶数「オン」期間の説明と同様である。しかしながら、次の「オフ」期間中、まず、Ｑ５はオフに切り替えられる。その結果、次のバックブースト「オン」期間中にＱ３がオンに切り替えられると、Ｑ５は、０電圧状態下で切り替えられる。
【００６４】
蓄電池−電力網モードと同様に、ブーストモードでは、Ｑ１は、全切り替え周期に亘りオンのままとされる。これにより、オン期間中、インダクタの両端の電圧を、Ｖｌｉｎｅ／ｎから（Ｖｌｉｎｅ／ｎ）−Ｖｂａｔへと減少させることができる。
【００６５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０のデューティサイクルの設定により、プッシュプルコンバータをある程度制御することができる。より具体的には、「オン」期間対「オフ」期間比を時間について変更させる。これにより、所望の電流波形が生成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力の所望の電流波形は、完全に整流されたＡＣ電流波形と類似する。一実施形態では、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ、Digital Signal Processor）により設定された基準電流と、内部及び外部制御ループとにより、これを達成することができる。図５は、このような制御回路２００と、この制御回路２００のＤＣ−ＤＣコンバータ１２０及びアンフォールディング電気回路１３０に対する接続とを概略的に示す。
【００６６】
制御回路２００は、外部ループコンパレータ１４０を有する。外部ループコンパレータ１４０は、アンフォールディング段１３０からライン電流出力Ｉｌｉｎｅを受信するとともに、ＤＳＰ（図示せず）からデジタル合成基準電流Ｉｒｅｆを受信する。外部ループコンパレータ１４０は、受信したライン電流Ｉｌｉｎｅ及び基準電流Ｉｒｅｆの差（Ｉｌｉｎｅ−Ｉｒｅｆ）をもとに外部ループエラー信号εｏｕｔｅｒを生成し、外部ループエラー信号εｏｕｔｅｒを外部ループエラー増幅器１４５に供給する。外部ループコンパレータ１４０及び外部ループエラー増幅器１４５は、外部制御ループとして機能する。外部ループエラー増幅器１４５は、外部ループコンパレータ１４０により生成された外部ループエラー信号εｏｕｔｅｒを増幅して増幅外部ループエラー信号Ｅｏｕｔｅｒを生成し、増幅外部ループエラー信号Ｅｏｕｔｅｒを制御回路２００の内部ループに供給する。具体的には、この内部ループは、内部ループコンパレータ１５０を有する。内部ループコンパレータ１５０は、外部ループから、増幅外部ループエラー信号Ｅｏｕｔｅｒを受信するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０から、測定されたインダクタ電流Ｉｉｎｄを受信する。内部ループコンパレータ１５０は、測定されたインダクタ電流Ｉｉｎｄ及び外部ループからの増幅エラー信号Ｅｏｕｔｅｒの差（Ｉｉｎｄ−Ｅｏｕｔｅｒ）をもとに、内部ループエラー信号εｉｎｎｅｒを生成する。続いて、内部ループエラー信号εｉｎｎｅｒは、内部ループエラー増幅器１５５に供給される。内部ループエラー増幅器１５５は、内部ループコンパレータ１５０により生成された内部ループエラー信号εｉｎｎｅｒを増幅し、増幅内部ループエラー信号をパルス幅変調器１６０に供給する。パルス幅変調器１６０は、増幅内部ループエラー信号を使用して鋸歯基準波形を変調し、デューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌを形成する。デューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌは、図２に記載の各種トランジスタの切り替えタイミングを制御する。当然のことながら、デューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌが全てのスイッチを直接制御するとは限らず、以下のような場合も考えられる。すなわち、特定のスイッチを駆動するためにデューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌのオフセット信号又は反転信号が用いられる。その結果、特定のスイッチの切り替えが、所望のタイミングだけ相対的に遅延することとなる。
【００６７】
当然のことながら、増幅外部ループエラー信号Ｅｏｕｔｅｒは、アンフォールディング段１３０の出力としての出力電流及びデジタル制御基準電流を示す。デジタル制御基準電流は、事実上、目標電流であり、ＤＣ−ＤＣコンバータのアナログ電気回路及びアンフォールディング段１３０が追従する。従って、この外部ループ処理は、所望の出力ライン電流を、比較的低速で変化させる。一方、内部制御ループは高速で変化し、インダクタ電流として機能する。インダクタ電流は、事実上、外部制御ループにより生成されたエラー信号により、特定の方向に変調される。これにより、デューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌを介して、ライン電流を所望の段階的に変化させることができる。
【００６８】
上述のように、ＤＣ−ＤＣコンバータは、バックブーストモード及びブーストモードの両方のモードで動作することが可能である。バックブーストモードの目的は、出力電圧を０Ｖにすることである。これは、所望の出力波形を生成するのに必要となる。しかしながら、付加的トランジスタを切り替えることにより、結果的に、トランジスタＱ２にスイッチング損失が発生する。これは、望ましくない現象である。このようなスイッチング損失の影響を抑えるため、電圧波形の下部が生成されている間のみ、バックブーストモードを駆動する。電圧波形の上部期間中、必要な電圧レベルを達成するのに、バックブーストトポロジーは必要ではない。このため、トランジスタＱ２がオンである期間中、ブーストモードが使用される。
【００６９】
以上、ＤＣソースは１以上の蓄電池であるとして説明したが、本発明はこれに限定されない。如何なるタイプのＤＣソースも、同様に使用することができる。
【００７０】
また、以上、複数の回路要素について説明したが、実施形態では、これら要素をコンピュータプログラムにより制御してもよい。このようなコンピュータプログラムとして、コンピュータに読み込み可能な複数の命令であって、コンピュータにロードされて、コンピュータに本実施形態の方法を実行させるプログラムが挙げられる。このプログラムは、記録媒体（例えば、光ディスク又はネットワーク上の配信サーバ等）に記録される。ソフトウェアは、グリッドタイインバータ内のメモリに記録すればよい。この場合、グリッドタイインバータは、例えばデジタルシグナルプロセッサを用いて、切り替えタイミングを供給する。
【００７１】
上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、変圧器を有する。各種変圧器を使用することができる。よく知られているものとして、プラナートランスがある。プラナートランスは、例えば、複数のプリント回路基板にコイルが実装されたものである。このような変圧器には、組み立て及び製造処理中、複数のプリント回路基板同士を構造的及び電気的に接続する必要がある、という問題がある。より具体的には、従来のプラナートランスでは、複数のコイルを個別にはんだ付け又は溶接し、一体化していた。プレス加工された複数の部品又は複数のＰＣＢ（Printed Circuit Board、プリント回路基板）部分から変圧器を作製し、メインＰＣＢを用いてこれら複数の構成要素を接続することで、直接作成するよりも、高性能を達成することができると考えられていた。これは、組み立て及び製造の観点に鑑みれば、良い方法である。
【００７２】
図６Ａ〜６Ｃを参照し、このようなプラナートランスの第１の構成（段階設計を使用）を、概略的に説明する。まず、図６Ａを参照し、一次コイルは、３つの基板１：１、１：２及び１：３に亘って形成される。３つの基板１：１、１：２及び１：３は、それぞれ、コア受け穴１１１２、１１１４、１１１６、一次側コイルトラック１１２２、１１２４、１１２６、二次側コイルトラック１１３２、１１３４、１１３６及びそれぞれの基板の端部に設けられた異なる端子位置１１４２、１１４４、１１４６を有する。それぞれの一次基板は、それぞれ参照符号の付されたスロット（図６Ｃ）に配置される。図６Ｂを参照し、二次コイルは、３つの基板２：１、２：２及び２：３に亘って形成される。３つの基板２：１、２：２及び２：３もまた、それぞれ、コア受け穴１２１２、１２１４、１２１６、一次側コイルトラック１２２２、１２２４、１２２６、二次側コイルトラック１２３２、１２３４、１２３６及びそれぞれの基板の端部に設けられた異なる端子位置１２４２、１２４４、１２４６を有する。それぞれの二次基板は、それぞれ参照符号の付されたスロット（図６Ｃ）に配置される。図６Ｃは、マザーボードの６つのスロットを示す。このマザーボードには、ＰＣＢ変圧器（図６Ａ〜６Ｂの６つの基板の形態をもつ）が実装される。６つの基板を互いに接続することにより、マザーボードの複数のスロットを接続することで、一次及び二次コイルの回路が完成する。基板１：１用スロット１：１には、インプット結線１３０１が設けられ、一次コイルの第１の端子として機能する。スロット１：１の他方の結線は、基板１：２用スロット１：２との結線に用いられる。同様に、スロット１：２はスロット１：３に接続される。スロット１：３は、出力結線１３０３を有し、一次コイルの第２の端子として機能する。基板２：１用スロット２：１には、インプット結線１３０５が設けられ、二次コイルの第１の端子として機能する。スロット２：１の他方の結線は、基板２：２用スロット２：２との結線に用いられる。同様に、スロット２：２は、スロット２：３に接続される。スロット２：３は、出力結線１３０７を有し、二次コイルの第２の端子として機能する。複数の基板のエッジ端子及び複数のスロットは、複数の基板間で段階的に配置され、これにより、複数のスロット同士が接続される。
【００７３】
図７Ａ〜７Ｃを参照し、プラナートランスの第２の構成（交互設計を使用）を、概略的に説明する。まず、図７Ａを参照し一次コイルは、３つの同一基板Ａに亘って形成される。３つの基板Ａは、それぞれ、コア受け穴２１１２、２１１４、２１１６、一次側コイルトラック２１２２、２１２４、２１２６、二次側コイルトラック２１３２、２１３４、２１３６及びそれぞれの基板の端部に設けられた同じ端子位置２１４２、２１４４、２１４６を有する。それぞれの一次基板は、それぞれ参照符号の付されたスロット（図７Ｃ）に配置される。図７Ｂを参照し、二次コイルは、３つの同一基板Ｂに亘って形成される。３つの基板Ｂもまた、それぞれ、コア受け穴２２１２、２２１４、２２１６、一次側コイルトラック２２２２、２２２４、２２２６、二次側コイルトラック２２３２、２２３４、２２３６及びそれぞれの基板の端部に設けられた同じ端子位置２２４２、２２４４、２２４６を有する。それぞれの二次基板は、それぞれ参照符号の付されたスロット（図７Ｃ）に配置される。図７Ｃは、マザーボードの６つのスロットを示す。このマザーボードには、ＰＣＢ変圧器（図７Ａ〜７Ｂの６つの基板の形態をもつ）が実装される。６つの基板を互いに接続することにより、マザーボードの複数のスロットを接続することで、一次及び二次コイルの回路が完成する。１つのＡ基板用スロットＡ１には、インプット結線２３１１が設けられ、一次コイルの第１の端子として機能する。スロットＡ１の他方の結線は、第２のＡ基板用スロットＡ２の結線に用いられる。同様に、スロットＡ２は、スロットＡ３に接続される。スロットＡ３は、出力結線２３１３を有し、一次コイルの第２の端子として機能する。１つのＢ基板用スロットＢ１には、インプット結線２３１５が設けられ、二次コイルの第１の端子として機能する。スロットＢ１の他方の結線は、第２のＢ基板用スロットＢ２との結線に用いられる。同様に、スロットＢ２は、スロットＢ３と接続される。スロットＢ３は、出力結線２３１７を有し、二次コイルの第２の端子として機能する。本実施形態では、複数の基板のエッジ端子は同一である。また、片方のコイルの連続するスロットに含まれる端子は、複数のスロット間の結線がうまくいくような配向で、交互に設けられる。この場合、電流の流れが毎回反転し、その結果、スロットの一端と他端との間で、スロット間の結線が交互になる。この構成の利点は、それぞれの一次基板（Ａ）が同一であり（端子位置を段階的に変化させる必要が無い）、それぞれの二次基板（Ｂ）が同一であるという点にある。
【００７４】
変圧器の製造方法は、以下のステップを含む。
【００７５】
一次コイルが部分的に設けられた複数の第１の基板と、二次コイルが部分的に設けられた複数の第２の基板とを準備する。それぞれの部分は、基板の一端に２つの端子を有する導電トラックを有する。
【００７６】
複数の第１の基板及び複数の第２の基板を受けるための複数のスロットを有する基板を準備する。複数のスロットは、互いに電気的に接続される。
【００７７】
複数の第１の基板及び複数の第２の基板を、複数のスロットに挿入する。
【００７８】
複数のスロットが電気的に接続することにより、複数の第１の基板からなる回路が完成し、これにより、一次コイルが形成される。また、複数の第２の基板からなる回路が完成し、これにより、二次コイルが形成される。
【００７９】
以上、添付図面参照して本発明の例示的な実施形態を詳細に説明したが、本発明は上記実施形態に厳密に限定されるのではなく、特許請求の範囲にて明らかになる本発明の範囲及び思想から逸脱しない範囲で、当業者は種々の変更及び改修を行うことができる。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、グリッドタイインバータ、方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力網に電力を供給することについて、国内の電力消費者の関心が大いに高まりつつある。これは、急増する電力使用量（とりわけ、ピーク需要量）を考えると、極めて重要な関心事である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許出願２００８／００６２７２４号公報
【特許文献２】米国特許出願２０１０／０１３３９０４号公報
【特許文献３】米国特許出願２００８／０２６６９２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
電力供給は、所謂「グリッドタイインバータ（Grid-Tied Inverter）」を用いて行うことが可能である。グリッドタイインバータは、蓄電池群（バッテリバンク）と電力網（グリッド）とを接続するＤＣ（Direct Current、直流）−ＤＣコンバータである。このようなインバータは、極めて大きいサイズを有するとともに、高価である場合が多い。
【０００５】
本発明の目的は、このような問題に対処することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の側面によれば、
電力網に接続可能なグリッドタイインバータであって、
ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成するよう動作可能なＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを具備し、
前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、
それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流する
グリッドタイインバータが提供される。
【０００７】
前記電圧クランプは、グラウンドに接続されたコンデンサと、前記コンデンサと直列に接続されたスイッチングトランジスタとを有してもよい。
【０００８】
前記変圧器の前記第１サイドは、第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタに接続された第１のコイルを有し、
前記第２のスイッチングトランジスタは、前記第１のコイルに接続されたボディダイオードの陽極を有する電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチングトランジスタは、グラウンドに接続され、
前記第２のスイッチングトランジスタは、第１のコンデンサに接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第２のスイッチングトランジスタ及びグラウンドの間に接続され、
前記第１のコイルに電流を流すため、前記第１のスイッチングトランジスタがオンされ、前記第２のスイッチングトランジスタがオフされるよう構成され、
所定期間電流が流れた後、前記第１のスイッチングトランジスタがオフされ、その後所定期間後に、前記第２のスイッチングトランジスタがオンされるよう構成されてもよい。
【０００９】
再び前記第１のスイッチングトランジスタがオンに切り替えられる前に、前記第２のスイッチングトランジスタがオフに切り替えられるよう構成されてもよい。
【００１０】
第２の側面によれば、
電力網に接続可能であり、ＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを有するグリッドタイインバータの動作方法であって、
ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成し、
前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、
それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流する
グリッドタイインバータの動作方法が提供される。
【００１１】
前記電圧クランプは、グラウンドに接続されたコンデンサと、前記コンデンサと直列に接続されたスイッチングトランジスタとを有してもよい。
【００１２】
前記変圧器の前記第１サイドは、第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタに接続された第１のコイルを有し、
前記第２のスイッチングトランジスタは、前記第１のコイルに接続されたボディダイオードの陽極を有する電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチングトランジスタは、グラウンドに接続され、
前記第２のスイッチングトランジスタは、第１のコンデンサに接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第２のスイッチングトランジスタ及びグラウンドの間に接続され、
前記第１のコイルに電流を流すため、前記第１のスイッチングトランジスタをオンし、前記第２のスイッチングトランジスタをオフし、
所定期間電流が流れた後、前記第１のスイッチングトランジスタをオフし、その後所定期間後に、前記第２のスイッチングトランジスタをオンしてもよい。
【００１３】
再び前記第１のスイッチングトランジスタをオンに切り替える前に、前記第２のスイッチングトランジスタをオフに切り替えてもよい。
【００１４】
別の側面によれば、ＤＣ電源及び前記電力網の間に接続された上記実施形態のいずれか１つに記載のグリッドタイインバータを具備するシステムが提供される。
【００１５】
別の側面によれば、コンピュータに読み込み可能な複数の命令であって、前記コンピュータにロードされて、前記コンピュータに上記実施形態のいずれか１つに記載の方法を実行させる複数の命令を含むコンピュータプログラムが提供される。
【発明の効果】
【００１６】
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流するので、変圧器の一次コイルの両端の電圧が突然変化する効果を抑制する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示すＤＣ−ＤＣ コンバータ及びアンフォールディング回路を説明する回路及びタイミング図である。
【図３】図２の回路図に関連するタイミング図である。
【図４】実施形態に係る変圧器の二次側である。
【図５】図２に示す回路のデューティサイクルを制御する制御ループである。
【図６Ａ】プラナートランスの第１の構成を示す。
【図６Ｂ】プラナートランスの第１の構成を示す。
【図６Ｃ】プラナートランスの第１の構成を示す。
【図７Ａ】プラナートランスの第２の構成を示す。
【図７Ｂ】プラナートランスの第２の構成を示す。
【図７Ｃ】プラナートランスの第２の構成を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明の上記及びその他の目的、特徴及び利点は、以下、添付図面を参照して例示的な実施形態を詳細に説明することにより明らかになる。
【００１９】
図１は、システム１００を示す。システム１００は、蓄電池１１０、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０及びアンフォールディング回路（フルブリッジ回路）１３０を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０及びアンフォールディング回路１３０により、本発明の実施形態に係るグリッドタイインバータが構成される。アンフォールディング回路１３０は、商用電力網（図示せず）から供給される商用電源に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、蓄電池１１０に接続される。
【００２０】
実施形態において、蓄電池１１０は、２ｋＷｈ（キロワット時）の蓄電池であり、典型的には多数の蓄電池セルで構成される。各蓄電池セルは、例えば、定格が３０Ａｈ（アンペア時）である。蓄電池１１０は、約１ｋＷの電力を常時出力することが可能なＤＣ電源である。しかしながら、本発明は上記に限定されるものではなく、実施形態においては如何なるサイズ及び如何なるタイプの蓄電池も使用可能である。
【００２１】
グリッドタイインバータは、蓄電池１１０に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、実施形態では、典型的には内蔵ヒューズユニット（図示せず）を有するＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）標準規格の電源インレットを用いて、蓄電池１１０に接続される。この電源インレットの一例として、４ピンＸＬＲタイプ雄ソケットが挙げられる。
【００２２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力波形を図１に示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力波形は、完全な整流信号に似た形状をもつ電流波形である。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力は、実際には、ＤＣ電流であり、ブリッジ回路を用いて生成されたものではない。それにも拘わらず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力は、完全な整流信号に似た形状をもつ。このことは、図２を参照して説明することで明らかになる。
【００２３】
アンフォールディング回路１３０は、この完全な整流信号を受信し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力の極性を１００Ｈｚで切り替え、電力網の瞬時電圧と略同一の瞬時電圧をもつＡＣ信号を生成する。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０により生成された電流波形の交流の「隆起」は、異極性に切り替えられる。従って、アンフォールディング回路１３０の出力は、およそ５０Ｈｚの周波数をもつＡＣ信号となり、電力網の周波数と一致する。このことは、図１に示される。
【００２４】
以上、システム１００が、蓄電池１１０に充電された電力を電力網に伝送する第１のモードに適合するものであるとして説明した。しかしながら、システム１００を逆に使用することもまた同様に可能である。すなわち、システム１００は、以下のような第２のモードにて動作可能である。すなわち、電力網から供給される電力を用いて蓄電池１１０を充電するモードである。これにより、一実施形態によれば、双方向電流形ＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。下流のアンフォールディング電気回路により、このＤＣ−ＤＣコンバータの出力から、ＡＣ波形が生成される。
【００２５】
図２を参照し、蓄電池１１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の構成要素は、破線四角形により囲まれている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力は、アンフォールディング回路１３０に供給される。アンフォールディング回路１３０の構成要素は、破線四角形により囲まれている。
【００２６】
図３を参照し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の動作をより詳細に説明する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０及びアンフォールディング回路１３０の構成については、図２を参照して説明する。
【００２７】
図２を参照し、蓄電池１１０は、単セル装置であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に接続される。しかしながら、上述のように、実施形態では、蓄電池１１０は複数のセルを有してもよい。
【００２８】
蓄電池１１０は、バイパスコンデンサ（デカップリングコンデンサ）Ｃ６に並列に接続される。第１のスイッチングトランジスタＱ１の第１の端子は、蓄電池１１０に直列に接続される。第１のスイッチングトランジスタＱ１の第２の端子及びグラウンドの間には、第２のスイッチングトランジスタＱ２が接続される。第１のインダクタＬ１の第１の端子は、第１のスイッチングトランジスタＱ１の第２の端子に接続される。第１のスイッチングトランジスタＱ１、第２のスイッチングトランジスタＱ２及び第１のインダクタＬ１は、同期式バックコンバータとして設けられる。第１のインダクタＬ１の第２の端子は、変圧器の分割された一次コイルに接続される。実施形態では、第１のインダクタＬ１の第２の端子は、変圧器の第１の一次コイルの第１の端子及び変圧器の第２の一次コイルの第１の端子に接続される。
【００２９】
第３のスイッチングトランジスタＱ３の第１の端子は、第１の一次コイルの第２の端子に接続される。第３のスイッチングトランジスタＱ３の第２の端子は、グラウンドに接続される。第４のスイッチングトランジスタＱ４の第１の端子は、第２の一次コイルの第２の端子に接続される。第４のスイッチングトランジスタＱ４の第２の端子は、グラウンドに接続される。
【００３０】
第５のスイッチングトランジスタＱ５の第１の端子は、第１の一次コイルの第２の端子及び第３のスイッチングトランジスタＱ３の第１の端子の間に接続される。第１のコンデンサＣ１は、第５のスイッチングトランジスタＱ５の第２の端子及びグラウンドの間に接続される。第６のスイッチングトランジスタＱ６の第１の端子は、第２の一次コイルの第２の端子及び第４のスイッチングトランジスタの第１の端子の間に接続される。第２のコンデンサＣ２は、第６のスイッチングトランジスタＱ６の第２の端子及びグラウンドの間に接続される。
【００３１】
変圧器の二次コイルの第１の端子は、第３のコンデンサＣ３の第２の端子及び第４のコンデンサＣ４の第１の端子に接続される。第４のコンデンサＣ４の第２の端子は、ネガティブレールに接続される。第３のコンデンサＣ３の第１の端子は、ポジティブレールに接続される。第１のダイオードＤ１の陰極端子もまた、ポジティブレールに接続される。第１のダイオードＤ１の陽極端子は、変圧器の二次コイルの第２の端子に接続される。第２のダイオードＤ２の陰極端子もまた、変圧器の二次コイルの第２の端子に接続される。第２のダイオードＤ２の陽極端子は、ネガティブレールに接続される。
【００３２】
第２のダイオードＤ２の陰極端子は、第３のダイオードＤ３の陽極端子に接続される。第８のスイッチングトランジスタＱ８は、第３のダイオードＤ３の陰極端子及びネガティブレールの間に接続される。第７のスイッチングトランジスタＱ７の第２の端子は、変圧器の二次コイルの第２の端子に接続される。第７のスイッチングトランジスタＱ７の第１の端子は、第４のダイオードＤ４の陰極端子に接続される。第４のダイオードＤ４の第２の端子は、ポジティブレールに接続される。第５のコンデンサＣ５は、第４のダイオードＤ４の陰極端子及びネガティブレールの間に接続される。なお、第３及び第４のダイオードＤ３、Ｄ４は、ショットキーバリアダイオード（Shottky diode）である。ショットキーバリアダイオードは、高速なスイッチング効率をもつとともに、順電圧降下が小さい。
【００３３】
上述のように、アンフォールディング回路１３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に接続される。アンフォールディング回路１３０は、第５のコンデンサＣ５に並列に接続される。アンフォールディング回路１３０は、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２を有する。第９のスイッチングトランジスタＱ９の第１の端子はポジティブレールに接続され、第２の端子はネガティブ出力ラインに接続される。第１０のスイッチングトランジスタＱ１０は、ポジティブレール及びポジティブ出力ラインの間に接続される。第１１のスイッチングトランジスタＱ１１は、ネガティブ出力ライン及びネガティブレールの間に接続される。第１２のスイッチングトランジスタＱ１２は、ネガティブレール及びポジティブ出力ラインの間に接続される。ポジティブ及びネガティブ出力ラインは、電力網に接続される。実施形態では、フィルタ電気回路がポジティブ及びネガティブ出力ライン及び電力網の間に設けられる。
【００３４】
なお、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２は、電力ＭＯＳＦＥＴ （Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistors、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ、モス電界効果トランジスタ）トランジスタである。すなわち、ＭＯＳＦＥＴのドレイン（陰極）及びソース（陽極）の間に、ダイオードが存在する。これは、所謂「ボディダイオード」であり、種々の電界効果トランジスタに見られる。第９のスイッチングトランジスタＱ９のドレインは、ポジティブレールに接続される。第１０のスイッチングトランジスタＱ１０のドレインは、ポジティブレールに接続される。第１１のスイッチングトランジスタＱ１１のドレインは、ネガティブ出力レールに接続される。第１２のスイッチングトランジスタＱ１２のドレインは、ポジティブ出力レールに接続される。
【００３５】
すなわち、第１のモード（蓄電池から電力網へ）では、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２がスイッチされ、適切な出力波形を生成する。第２のモード（電力網から蓄電池へ）では、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２はスイッチされない。すなわち、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン及びソースの間のボディダイオードは、第９〜第１２のスイッチングトランジスタＱ９〜Ｑ１２を、フルブリッジ整流回路として動作させる。このフルブリッジ整流回路は、第５のコンデンサＣ５と並列であり、完全な整流信号を生成する。これにより、第１及び第２のモード両方においてグリッドタイインバータが動作可能となり、従って、双方向性が保証される。これにより、グリッドタイインバータのサイズ及びコストが抑えられる。一方、従来は、第１のモードで動作する回路と、第２のモードで動作する回路とを並列的に設ける必要があった。
【００３６】
図３を参照し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の動作を説明する。
【００３７】
当業者には明らかなように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、電流形プッシュプルコンバータとして構成される。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力は、整流電流信号に類似する。これは、グリッドタイインバータに設けられた従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１２０と異なる。従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、電圧波形を生成した。しかしながら、グリッドタイインバータにより生成される電圧波形と電力が供給される電力網との差異が如何に些細なものであっても、大電流が生成されてしまうこととなる（これは、電力網及びフィルタの低抵抗に起因する。フィルタは、グリッドタイインバータ及び電力網の間に設けられる。）。従って、従来、設計者は、フィルタの抵抗特性を変更し、これにより、大電流値を低減してきた。しかしながら、これは極めて複雑であるとともに、電気回路も込み入ったものになる。
【００３８】
上記課題を解決するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力を電流波形とする。これにより、フィルタ抵抗を調整する必要性が低減され、従って、電気回路の複雑性が低減される。
【００３９】
電流波形を生成するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０のデューティサイクルが調整される。後で、図５を参照して、デューティサイクル生成の制御メカニズムを説明する。
【００４０】
図２に示すように、電流形プッシュプルコンバータとして構成されるＤＣ−ＤＣコンバータ１２０に加えて、付加スイッチＱ１、Ｑ２が設けられる。スイッチＱ１、Ｑ２を設けることには利点がある。グリッドタイインバータ分野では従来から行われてきたことではないが、電流形プッシュプルコンバータを使用すると、ｎ．Ｖｂａｔより大きい出力ライン電圧のためにしか電流を生成することができなくなる（ｎは、変圧器の巻数比）。すなわち、ｎ．Ｖｂａｔから国内で供給されるピーク電圧までの出力電圧波形しか生成することができなくなる。これは、この値より低い出力ライン電圧では、Ｌ１の変圧器側での反射電圧がＶｂａｔと等しくなることから、インダクタＬ１の両端の電圧が０Ｖになるためである。
【００４１】
０Ｖからピークライン電圧（実施形態では、３２５Ｖ）の範囲に亘る出力ライン電圧を生成するため、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔまで低下すると、付加スイッチＱ１及びＱ２が付加される。これら２つのスイッチは、バックブースト回路を構成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、連続的にバックブーストモードで動作することが可能である。しかしながら、スイッチング損失を低減させるために、バックブーストスイッチは、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下のときのみ動作される。すなわち、バックブーストモードはライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下のときしか必要ではないので、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下のときのみバックブーストモードが動作される。
【００４２】
バックブーストモードをいつ動作させるかを決定するため、蓄電池の両端の電圧が測定される。蓄電池の両端の電圧及び変圧器の巻数比の積が算出される。この積は、瞬間出力ライン電圧と比較される。比較結果により、出力ライン電圧が、蓄電池の両端の電圧及び変圧器の巻数比の積未満である場合、バックブーストモードが起動される。なお、電圧測定及び算出メカニズムについての説明は、当業者にはよく理解されているため、以下省略する。例えば、その処理は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電気回路から取り出された電圧標本に基づき、デジタルシグナルプロセッサにより行うことができる。
【００４３】
なお、以下の説明では、Ｑ１及びＱ２が切り替えられる。すなわち、以下の説明では、バックブーストモードでの回路動作を説明する。
【００４４】
デューティサイクルの「オン」期間には、Ｑ１、Ｑ３及びＱ４がオンに切り替えられる（すなわち、スイッチが閉じられる）。「ショートスルー」（すなわち、グラウンドへの短経路）を防止するため、Ｑ２は「オフ」に切り替えられる（すなわち、スイッチが開かれる）。図３のグラフＡに示すように、「オン」期間のＱ２のドレイン電圧は、蓄電池電圧（Ｖｂａｔ）である。Ｑ３及びＱ４がオンに切り替えられると、第１及び第２の一次コイルの両端の電圧は、０Ｖになる。これにより、第１のインダクタＬ１の両端の電圧が、蓄電池の電圧と等しくなる。すなわち、電流（ＩＬ）は第１のインダクタＬ１を流れ、電流は変圧器の第１及び第２の一次コイルを流れる。実施形態では、電流ＩＬ／２は、第１及び第２の一次コイルそれぞれを流れる。当業者にとっては容易に理解できることであるが、第１及び第２の一次コイルの両端の電圧が０Ｖである場合、二次コイルの両端の電圧も０Ｖとなる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力電流が、第５のコンデンサＣ５に供給される。
【００４５】
デューティサイクルの「オフ」期間には、Ｑ１がオフに切り替えられ、Ｑ２がオンに切り替えられる。ショートスルー防止するため、これらの切り替えは、時間を僅かにずらして（僅かに遅らせて）行われる。第１の「オフ」期間には、Ｑ３をオンのままにし、Ｑ４はオフに切り替えられる。Ｑ１がオフに切り替えられると、第１のインダクタＬ１の両端の電圧が反転する。第６のスイッチングトランジスタＱ６は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタである。従って、第６のスイッチングトランジスタＱ６のドレインは、第２のコンデンサＣ２に接続される。これにより、第６のスイッチングトランジスタＱ６がオフに切り替えられても、第６のスイッチングトランジスタＱ６のダイオード効果は整流ダイオードとして機能し、変圧器の第２の一次コイルの両端の電圧が突然変化する効果を抑制する。整流ダイオードは、第４のスイッチングトランジスタＱ４の両端のピーク電圧を、２Ｖｌｉｎｅ／ｎにクランプする。ここで、Ｖｌｉｎｅは電力網の瞬時電圧であり、ｎは変圧器巻数比であり、実施形態では３である（すなわち、変圧器の二次側のコイルの数は、一次側全体に比較して３倍である）。
【００４６】
僅かに遅らせて（約２０ｎｓ（ナノ秒））、第６のスイッチングトランジスタＱ６がオンに切り替えられ、これにより、電流が反転する。すなわち、Ｑ６がオンに切り替えられると、電流が、Ｑ６を通って第２のコンデンサＣ２へと流れることができる。電流がＱ６及び第２のコンデンサＣ２を通って第２の一次コイルを流れると、電圧が二次コイルに誘導される。これにより、第１のダイオードＤ１が順方向バイアスされ、従って、アンフォールディング回路１３０にエネルギーが伝送される。このことは、図３のグラフＤに示される。
【００４７】
図３のグラフＥに示すように、第６のスイッチングトランジスタＱ６を通るドレイン電流は、デューティサイクルのオフ期間に亘り、＋Ｉｌ／２から−Ｉｌ／２に直線的に変化する。これは、クランプコンデンサＣ２のアンペア秒バランスを維持する必要があるためである。デューティサイクルの次の「オン」期間には、Ｑ４はオンに切り替えられる必要があり、Ｑ６はオフに切り替えられる必要がある。Ｑ６のオフ切り替えを、Ｑ４のオン切り替えよりも僅かに先に行うと有利である。これは、電流が反転すると、Ｑ４の両端の電圧が急降下し、これにより、０電圧状態下でＱ４がオンに切り替えられるためである。これにより、スイッチング損失が減少し、従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０効率が向上する。
【００４８】
デューティサイクルの次の「オン」期間が実行される。ここでのスイッチ及び動作は、前回の「オン」期間のスイッチ及び動作と同様であるため、ここでは繰り返し説明を行わない。
【００４９】
デューティサイクルの次の「オフ」期間は、上記説明した内容と同様である。しかしながら、この「オフ」期間においては、Ｑ４はオンのままであり、Ｑ３はオフに切り替えられる。これにより、Ｑ５（ＭＯＳＦＥＴスイッチ）は、ボディの両端でダイオード効果をもつ。これにより、変圧器の第１の一次コイルを通る電流が整流される。従って、Ｑ３の両端の電圧が、２Ｖｌｉｎｅ／ｎとなる。再び、僅かな時間だけ遅れてＱ５がオンに切り替えられ、電流が反転する。すなわち、変圧器の両端の電圧が、−Ｖｌｉｎｅ／２になる。図３のグラフＥに示すように、この第２の「オフ」期間において、Ｑ５を通るドレイン電流は、デューティサイクルのオフ期間に亘り、＋Ｉｌ／２から−Ｉｌ／２に直線的に変化する。従って、次の「オン」周期において、Ｑ３がオンに切り替えられる少し前に、Ｑ５はオフに切り替えられる。再び、Ｑ３の両端の電圧が急降下し、これにより、０電圧状態下でＱ３がオンに切り替えられる。
【００５０】
上述のように、バックブーストモードで動作する回路を説明した。すなわち、以上では、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下であるときのＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の動作を説明した。ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔより大きいとき、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ブーストモードで動作する。この状況では、Ｑ２が常時オフされることを除き、全てのトランジスタのスイッチングは上記と同様である。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０がブーストモードで動作している場合、オフ期間に、Ｌ１の両端の電圧は、Ｖｌｉｎｅ／ｎから（Ｖｌｉｎｅ／ｎ）−Ｖｂａｔへと低下する。
【００５１】
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０がブーストモードでの動作からバックブースト モードでの動作へと切り替えられるとき、インダクタＬ１を通る電流は、高速で変化する。この影響を抑えるため、バックブーストモードが僅かに早く起動される。すなわち、ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ以下のとき、バックブーストモード動作を開始することは可能であるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、出力ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ＋δのとき、バックブーストモード動作を開始する（ここで、δは約１．５Ｖの小電圧である）。同様に、ライン電圧 がｎ．Ｖｂａｔより大きいとき、バックブーストモード動作を停止することは可能であるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、出力ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ＋δに達すると、バックブーストモード（及びブーストモード単独）動作を停止する。
【００５２】
上記では、出力ライン電圧がｎ．Ｖｂａｔ＋δに達するときを特定してバックブーストモードを早く起動する場合について説明したが、出力ラインの電位ノイズが、意図せずにモード切り替えを引き起こすことがある。このような事態が発生する可能性を減少させるため、実施形態では、切り替えのタイミングを変更する。すなわち、バックブーストモードが、通常予定される時間よりも早く引き起こされる（電圧をトリガとして用いる場合よりも）。これを達成するため、出力ライン電圧の位相が測定される。出力電圧の全周期の間、出力の位相は、０〜３６０度の間で変化する。切り替え位相として選択された位相は、出力ライン電圧対蓄電池電圧比に基づき、変化する。しかしながら、典型的な実施形態では、切り替え時の位相は、約３７度である。
【００５３】
上述のように、上記構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０は、完全に整流されたＡＣ電流波形に似た形状をもつ電流波形を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力として生成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０から出力される電流波形を電力網に適合させるため、アンフォールディング回路１３０は、電力網に適合する瞬時電圧を有する全波整流正弦波を生成する必要がある。これを達成するため、アンフォールディング回路１３０は、１００Ｈｚで整流を行う。すなわち、スイッチングトランジスタＱ１０、Ｑ１１を第１のペアとして整流し、スイッチングトランジスタＱ９、Ｑ１２を第２のペアとして整流する。このようにスイッチングトランジスタを整流することで、スイッチング損失が従来技術に比較して減少する。一方、従来技術では、２０〜５０ｋＨｚ等の高周波数で、典型的なブリッジ回路が整流されていた。
【００５４】
上述のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力電流は、Ｄ１及びＤ２を流れる。これら２つのダイオードは、整流ダイオードとして機能する。Ｑ７及びＱ８は、ＭＯＳＦＥＴであり、それ自体、ボディダイオードを有する。グリッドタイインバータが電力網−蓄電池モードで動作するときのみ、Ｑ７及びＱ８もまた動作する。これは、後で説明する。従って、蓄電池−電力網モード（すなわち、第１のモード）中、Ｑ７及びＱ８はオフのままとなる。しかしながら、Ｑ７及びＱ８がオフであっても、Ｑ７及びＱ８は電界効果トランジスタであるので、オフに切り替えられたとしても、ボディダイオード効果を有する。ボディダイオードの反転回復電流の効率が低下するのを防止するため、ショットキーバリアダイオードＤ３、Ｄ４は、電流がポジティブ及びネガティブラインに流れないようにする。すなわち、ショットキーバリアダイオードＤ３、Ｄ４は、ボディダイオードＱ７、Ｑ８の配向と逆に配向する。もし、ショットキーバリアダイオードＤ３、Ｄ４が無いとすると、これらボディダイオードの反転回復電流は、循環し、変圧器の一次側に出現する。実施形態では、「オン」期間中、反転回復電流は、Ｑ３及びＱ４を含むループ内に出現する。これにより、これらの装置の導通損失が増加する。なお、他の如何なるタイプのダイオードも十分使用することができる（すなわち、ショットキーバリアダイオードは必須ではない）。しかしながら、ショットキーバリアダイオードは、他の如何なるタイプのダイオードよりも好ましい。なぜなら、ショットキーバリアダイオードは、オン電圧が低く、これにより、回路効率が向上するからである。
【００５５】
第２のモード（すなわち、電力網−蓄電池モード）での回路の動作を説明する。第２のモードでは、トランジスタＱ９〜Ｑ１２（アンフォールディング電気回路）は、切り替えられず、静的状態を維持し、整流回路を構成する。第２のモードで動作するため、Ｑ７及びＱ８は切り替えられる。クロスコンダクションを防止するため、明らかに、Ｑ７及びＱ８は同時に「オン」に切り替えられることは無い。
【００５６】
電力網−蓄電池モード中、偶数「オン」期間にＱ７がオンに切り替えられる。これは、Ｑ８がオフ状態を維持することを意味する。電流は、電力網から、Ｄ４を通り、変圧器コイルへと流れる（Ｃ３を通る）。これにより、Ｃ３の両端の電圧がＶｌｉｎｅ／２となり、結果的に変圧器コイルへと誘導される。電力網−蓄電池モード中、バックブーストモードにおいて、Ｑ３及びＱ６がオンされ、Ｑ１がオフされ、Ｑ２がオンされる。これにより、ｎ．Ｖｌｉｎｅ／２の電圧がＬ１の両端に印加される。分割コイルにより、Ｑ４の両端の電圧がＶｌｉｎｅ／ｎとなる。
【００５７】
バックブースト「オフ」期間中、まず、Ｑ６はオフに切り替えられる。これにより、Ｑ４の両端の電圧が低下し０Ｖになる。その結果、次のバックブースト「オン」期間中にＱ４がオンに切り替えられると、０電圧状態下でＱ４がオンに切り替えられる。これにより、損失が著しく減少する。この現象は、蓄電池−電力網モードを参照して既に説明した。しかしながら、この「オフ」期間中、Ｑ４はオフされたままである。加えて、Ｑ７はオフに切り替えられる。このため、この「オフ」期間中、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８はオフされ、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４はオンされる。これにより、変圧器の電圧が０であるとともに、ＩＬ／２の電流が、一次コイルのそれぞれの脚を流れる。従って、Ｌ１の両端の電圧は、Ｖｂａｔとなる。
【００５８】
奇数「オン」期間中、Ｑ８はオンに切り替えられ、Ｑ７はオフされる。電流は、電力網から、Ｄ３を通り、変圧器コイルへと流れる（Ｃ４を通る）。これにより、Ｃ４の両端の電圧がＶｌｉｎｅ／２となり、従って、変圧器コイルの両端の電圧もＶｌｉｎｅ／２となる。従って、Ｌ１の両端の電圧がｎ．Ｖｌｉｎｅ／２となる。
【００５９】
なお、電圧がｎ．Ｖｌｉｎｅ／２となることから、それぞれの切り替え周期中、Ｃ３及びＣ４の両端の電圧が等しいことが分かる。大部分の場合これは正しいのだが、必ずしも当てはまらない可能性も僅かではあるが存在する。それぞれの切り替え周期中、Ｃ３及びＣ４の両端の電圧が等しくない場合、Ｌ１に不均衡が生じる。これは、それぞれの周期中に、Ｌ１を充電する変圧器の両端の電圧と、Ｃ３及びＣ４の両端の電圧との値が一致するためである。従って、多数の周期に亘ってＬ１が不均衡であるとき、Ｃ３の両端の電圧と、Ｃ４の両端の電圧との差が大きくなる。すなわち、Ｌ１が存在することにより、連続する「奇数」及び「偶数」期間中、変圧器の両端の電圧の差が増加する。このポジティブフィードバックにより、変圧器コアが飽和状態となる。容易に理解できることであるが、飽和中、変圧器は短絡回路として動作する。後で説明するように、この効果を軽減するため、回路にバランスコイルを設けることができる。
【００６０】
図４は、バランスコイルの回路構成例を概略的に示す。図４及び図２を比較して理解できるように、図４は、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の二次側電気回路部分を示す。同様の回路要素には、同様の参照符号を付す。図４において、Ｔ２は、二次側変圧器コイルである。加えて、図４に示される多数の付加的回路要素は、変圧器飽和が発生するのを防止する（あるいは、少なくとも減少させる）ためのものである。この付加的電気回路は、追加コイルＴＢを有する。追加コイルＴＢの一端は、コンデンサＣ３及びコンデンサＣ４の間の抵抗器Ｒ１に接続される。追加コイルＴＢの他端は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６の間に接続される。ダイオードＤ５、Ｄ６は、ポジティブ出力レール及びネガティブ出力レールの間に直列に接続され、いずれもダイオードＤ１及びダイオードＤ２と同じ方向に配向する（すなわち、ポジティブ出力レール及びネガティブ出力レールのいずれか一方を向く）。
【００６１】
容易に理解できることであるが、コンデンサＣ３、Ｃ４の間に位置する変圧器コイルＴ２の終端を安定化させるのがよい。理想的な回路では、Ｃ３の両端の電圧低下とＣ４の両端の電圧低下とが同一となるのがよい。しかしながら、現段階では、実際の回路では不均衡が生じ得る。これにより、変圧器飽和が生じる。この問題は、本発明では軽減されている。なぜなら、追加コイルＴＢが一方の分圧器として機能するとともに、変圧器コイルＴ２が他方の分圧器として機能するからである。当然のことながら、Ｔ２及びＴＢが略同量のエネルギーを充電するよう構成することにより、例えば、それぞれのコイルの変圧器巻数を同一又は略同一にすることにより、Ｔ２及びＴＢの中間点を安定化することができ、結果的に、コンデンサＣ３及びＣ４の中間点を安定化することができる。抵抗器Ｒ１は、コイルに生じるリップル電圧効果を低減し、如何なるリップル電圧も、抵抗器Ｒ１の両端に重畳される。抵抗器Ｒ１が存在しなければ、バランスコイルに大電流が流れることとなる。
【００６２】
追加コイルＴＢにより実現される分圧器に加えて、抵抗器Ｒ２をコンデンサＣ３の両端に接続するとともに抵抗器Ｒ３をコンデンサＣ４の両端に接続することにより、コンデンサＣ３、Ｃ４の中間点もまた安定化される。抵抗器Ｒ２、Ｒ３の抵抗は略同一であり、ポジティブ及びネガティブレールの間の追加的な分圧器を形成し、グリッドタイインバータが切り替えられていない期間に中間点を安定化させる。
【００６３】
電力網−蓄電池モードの説明に戻る。偶数「オン」期間、Ｑ１はオフされ、Ｑ２はオンされる。しかしながら、偶数「オン」期間と異なり、Ｑ４はオンに切り替えられ（上記０電圧状態下）、Ｑ５はオンに切り替えられる。Ｑ６はオフのままであり、Ｑ３はオフに切り替えられる。回路動作は、偶数「オン」期間の説明と同様である。しかしながら、次の「オフ」期間中、まず、Ｑ５はオフに切り替えられる。その結果、次のバックブースト「オン」期間中にＱ３がオンに切り替えられると、Ｑ５は、０電圧状態下で切り替えられる。
【００６４】
蓄電池−電力網モードと同様に、ブーストモードでは、Ｑ１は、全切り替え周期に亘りオンのままとされる。これにより、オン期間中、インダクタの両端の電圧を、Ｖｌｉｎｅ／ｎから（Ｖｌｉｎｅ／ｎ）−Ｖｂａｔへと減少させることができる。
【００６５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０のデューティサイクルの設定により、プッシュプルコンバータをある程度制御することができる。より具体的には、「オン」期間対「オフ」期間比を時間について変更させる。これにより、所望の電流波形が生成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０の出力の所望の電流波形は、完全に整流されたＡＣ電流波形と類似する。一実施形態では、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ、Digital Signal Processor）により設定された基準電流と、内部及び外部制御ループとにより、これを達成することができる。図５は、このような制御回路２００と、この制御回路２００のＤＣ−ＤＣコンバータ１２０及びアンフォールディング電気回路１３０に対する接続とを概略的に示す。
【００６６】
制御回路２００は、外部ループコンパレータ１４０を有する。外部ループコンパレータ１４０は、アンフォールディング段１３０からライン電流出力Ｉｌｉｎｅを受信するとともに、ＤＳＰ（図示せず）からデジタル合成基準電流Ｉｒｅｆを受信する。外部ループコンパレータ１４０は、受信したライン電流Ｉｌｉｎｅ及び基準電流Ｉｒｅｆの差（Ｉｌｉｎｅ−Ｉｒｅｆ）をもとに外部ループエラー信号εｏｕｔｅｒを生成し、外部ループエラー信号εｏｕｔｅｒを外部ループエラー増幅器１４５に供給する。外部ループコンパレータ１４０及び外部ループエラー増幅器１４５は、外部制御ループとして機能する。外部ループエラー増幅器１４５は、外部ループコンパレータ１４０により生成された外部ループエラー信号εｏｕｔｅｒを増幅して増幅外部ループエラー信号Ｅｏｕｔｅｒを生成し、増幅外部ループエラー信号Ｅｏｕｔｅｒを制御回路２００の内部ループに供給する。具体的には、この内部ループは、内部ループコンパレータ１５０を有する。内部ループコンパレータ１５０は、外部ループから、増幅外部ループエラー信号Ｅｏｕｔｅｒを受信するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０から、測定されたインダクタ電流Ｉｉｎｄを受信する。内部ループコンパレータ１５０は、測定されたインダクタ電流Ｉｉｎｄ及び外部ループからの増幅エラー信号Ｅｏｕｔｅｒの差（Ｉｉｎｄ−Ｅｏｕｔｅｒ）をもとに、内部ループエラー信号εｉｎｎｅｒを生成する。続いて、内部ループエラー信号εｉｎｎｅｒは、内部ループエラー増幅器１５５に供給される。内部ループエラー増幅器１５５は、内部ループコンパレータ１５０により生成された内部ループエラー信号εｉｎｎｅｒを増幅し、増幅内部ループエラー信号をパルス幅変調器１６０に供給する。パルス幅変調器１６０は、増幅内部ループエラー信号を使用して鋸歯基準波形を変調し、デューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌを形成する。デューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌは、図２に記載の各種トランジスタの切り替えタイミングを制御する。当然のことながら、デューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌが全てのスイッチを直接制御するとは限らず、以下のような場合も考えられる。すなわち、特定のスイッチを駆動するためにデューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌのオフセット信号又は反転信号が用いられる。その結果、特定のスイッチの切り替えが、所望のタイミングだけ相対的に遅延することとなる。
【００６７】
当然のことながら、増幅外部ループエラー信号Ｅｏｕｔｅｒは、アンフォールディング段１３０の出力としての出力電流及びデジタル制御基準電流を示す。デジタル制御基準電流は、事実上、目標電流であり、ＤＣ−ＤＣコンバータのアナログ電気回路及びアンフォールディング段１３０が追従する。従って、この外部ループ処理は、所望の出力ライン電流を、比較的低速で変化させる。一方、内部制御ループは高速で変化し、インダクタ電流として機能する。インダクタ電流は、事実上、外部制御ループにより生成されたエラー信号により、特定の方向に変調される。これにより、デューティサイクル制御信号Ｄｃｔｒｌを介して、ライン電流を所望の段階的に変化させることができる。
【００６８】
上述のように、ＤＣ−ＤＣコンバータは、バックブーストモード及びブーストモードの両方のモードで動作することが可能である。バックブーストモードの目的は、出力電圧を０Ｖにすることである。これは、所望の出力波形を生成するのに必要となる。しかしながら、付加的トランジスタを切り替えることにより、結果的に、トランジスタＱ２にスイッチング損失が発生する。これは、望ましくない現象である。このようなスイッチング損失の影響を抑えるため、電圧波形の下部が生成されている間のみ、バックブーストモードを駆動する。電圧波形の上部期間中、必要な電圧レベルを達成するのに、バックブーストトポロジーは必要ではない。このため、トランジスタＱ２がオンである期間中、ブーストモードが使用される。
【００６９】
以上、ＤＣソースは１以上の蓄電池であるとして説明したが、本発明はこれに限定されない。如何なるタイプのＤＣソースも、同様に使用することができる。
【００７０】
また、以上、複数の回路要素について説明したが、実施形態では、これら要素をコンピュータプログラムにより制御してもよい。このようなコンピュータプログラムとして、コンピュータに読み込み可能な複数の命令であって、コンピュータにロードされて、コンピュータに本実施形態の方法を実行させるプログラムが挙げられる。このプログラムは、記録媒体（例えば、光ディスク又はネットワーク上の配信サーバ等）に記録される。ソフトウェアは、グリッドタイインバータ内のメモリに記録すればよい。この場合、グリッドタイインバータは、例えばデジタルシグナルプロセッサを用いて、切り替えタイミングを供給する。
【００７１】
上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、変圧器を有する。各種変圧器を使用することができる。よく知られているものとして、プラナートランスがある。プラナートランスは、例えば、複数のプリント回路基板にコイルが実装されたものである。このような変圧器には、組み立て及び製造処理中、複数のプリント回路基板同士を構造的及び電気的に接続する必要がある、という問題がある。より具体的には、従来のプラナートランスでは、複数のコイルを個別にはんだ付け又は溶接し、一体化していた。プレス加工された複数の部品又は複数のＰＣＢ（Printed Circuit Board、プリント回路基板）部分から変圧器を作製し、メインＰＣＢを用いてこれら複数の構成要素を接続することで、直接作成するよりも、高性能を達成することができると考えられていた。これは、組み立て及び製造の観点に鑑みれば、良い方法である。
【００７２】
図６Ａ〜６Ｃを参照し、このようなプラナートランスの第１の構成（段階設計を使用）を、概略的に説明する。まず、図６Ａを参照し、一次コイルは、３つの基板１：１、１：２及び１：３に亘って形成される。３つの基板１：１、１：２及び１：３は、それぞれ、コア受け穴１１１２、１１１４、１１１６、一次側コイルトラック１１２２、１１２４、１１２６、二次側コイルトラック１１３２、１１３４、１１３６及びそれぞれの基板の端部に設けられた異なる端子位置１１４２、１１４４、１１４６を有する。それぞれの一次基板は、それぞれ参照符号の付されたスロット（図６Ｃ）に配置される。図６Ｂを参照し、二次コイルは、３つの基板２：１、２：２及び２：３に亘って形成される。３つの基板２：１、２：２及び２：３もまた、それぞれ、コア受け穴１２１２、１２１４、１２１６、一次側コイルトラック１２２２、１２２４、１２２６、二次側コイルトラック１２３２、１２３４、１２３６及びそれぞれの基板の端部に設けられた異なる端子位置１２４２、１２４４、１２４６を有する。それぞれの二次基板は、それぞれ参照符号の付されたスロット（図６Ｃ）に配置される。図６Ｃは、マザーボードの６つのスロットを示す。このマザーボードには、ＰＣＢ変圧器（図６Ａ〜６Ｂの６つの基板の形態をもつ）が実装される。６つの基板を互いに接続することにより、マザーボードの複数のスロットを接続することで、一次及び二次コイルの回路が完成する。基板１：１用スロット１：１には、インプット結線１３０１が設けられ、一次コイルの第１の端子として機能する。スロット１：１の他方の結線は、基板１：２用スロット１：２との結線に用いられる。同様に、スロット１：２はスロット１：３に接続される。スロット１：３は、出力結線１３０３を有し、一次コイルの第２の端子として機能する。基板２：１用スロット２：１には、インプット結線１３０５が設けられ、二次コイルの第１の端子として機能する。スロット２：１の他方の結線は、基板２：２用スロット２：２との結線に用いられる。同様に、スロット２：２は、スロット２：３に接続される。スロット２：３は、出力結線１３０７を有し、二次コイルの第２の端子として機能する。複数の基板のエッジ端子及び複数のスロットは、複数の基板間で段階的に配置され、これにより、複数のスロット同士が接続される。
【００７３】
図７Ａ〜７Ｃを参照し、プラナートランスの第２の構成（交互設計を使用）を、概略的に説明する。まず、図７Ａを参照し一次コイルは、３つの同一基板Ａに亘って形成される。３つの基板Ａは、それぞれ、コア受け穴２１１２、２１１４、２１１６、一次側コイルトラック２１２２、２１２４、２１２６、二次側コイルトラック２１３２、２１３４、２１３６及びそれぞれの基板の端部に設けられた同じ端子位置２１４２、２１４４、２１４６を有する。それぞれの一次基板は、それぞれ参照符号の付されたスロット（図７Ｃ）に配置される。図７Ｂを参照し、二次コイルは、３つの同一基板Ｂに亘って形成される。３つの基板Ｂもまた、それぞれ、コア受け穴２２１２、２２１４、２２１６、一次側コイルトラック２２２２、２２２４、２２２６、二次側コイルトラック２２３２、２２３４、２２３６及びそれぞれの基板の端部に設けられた同じ端子位置２２４２、２２４４、２２４６を有する。それぞれの二次基板は、それぞれ参照符号の付されたスロット（図７Ｃ）に配置される。図７Ｃは、マザーボードの６つのスロットを示す。このマザーボードには、ＰＣＢ変圧器（図７Ａ〜７Ｂの６つの基板の形態をもつ）が実装される。６つの基板を互いに接続することにより、マザーボードの複数のスロットを接続することで、一次及び二次コイルの回路が完成する。１つのＡ基板用スロットＡ１には、インプット結線２３１１が設けられ、一次コイルの第１の端子として機能する。スロットＡ１の他方の結線は、第２のＡ基板用スロットＡ２の結線に用いられる。同様に、スロットＡ２は、スロットＡ３に接続される。スロットＡ３は、出力結線２３１３を有し、一次コイルの第２の端子として機能する。１つのＢ基板用スロットＢ１には、インプット結線２３１５が設けられ、二次コイルの第１の端子として機能する。スロットＢ１の他方の結線は、第２のＢ基板用スロットＢ２との結線に用いられる。同様に、スロットＢ２は、スロットＢ３と接続される。スロットＢ３は、出力結線２３１７を有し、二次コイルの第２の端子として機能する。本実施形態では、複数の基板のエッジ端子は同一である。また、片方のコイルの連続するスロットに含まれる端子は、複数のスロット間の結線がうまくいくような配向で、交互に設けられる。この場合、電流の流れが毎回反転し、その結果、スロットの一端と他端との間で、スロット間の結線が交互になる。この構成の利点は、それぞれの一次基板（Ａ）が同一であり（端子位置を段階的に変化させる必要が無い）、それぞれの二次基板（Ｂ）が同一であるという点にある。
【００７４】
変圧器の製造方法は、以下のステップを含む。
【００７５】
一次コイルが部分的に設けられた複数の第１の基板と、二次コイルが部分的に設けられた複数の第２の基板とを準備する。それぞれの部分は、基板の一端に２つの端子を有する導電トラックを有する。
【００７６】
複数の第１の基板及び複数の第２の基板を受けるための複数のスロットを有する基板を準備する。複数のスロットは、互いに電気的に接続される。
【００７７】
複数の第１の基板及び複数の第２の基板を、複数のスロットに挿入する。
【００７８】
複数のスロットが電気的に接続することにより、複数の第１の基板からなる回路が完成し、これにより、一次コイルが形成される。また、複数の第２の基板からなる回路が完成し、これにより、二次コイルが形成される。
【００７９】
以上、添付図面参照して本発明の例示的な実施形態を詳細に説明したが、本発明は上記実施形態に厳密に限定されるのではなく、特許請求の範囲にて明らかになる本発明の範囲及び思想から逸脱しない範囲で、当業者は種々の変更及び改修を行うことができる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力網に接続可能なグリッドタイインバータであって、
ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成するよう動作可能なＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを具備し、
前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、
それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流する
グリッドタイインバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のグリッドタイインバータであって、
前記電圧クランプは、グラウンドに接続されたコンデンサと、前記コンデンサと直列に接続されたスイッチングトランジスタとを有する
グリッドタイインバータ。
【請求項３】
請求項１に記載のグリッドタイインバータであって、
前記変圧器の前記第１サイドは、第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタに接続された第１のコイルを有し、
前記第２のスイッチングトランジスタは、前記第１のコイルに接続されたボディダイオードの陽極を有する電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチングトランジスタは、グラウンドに接続され、
前記第２のスイッチングトランジスタは、第１のコンデンサに接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第２のスイッチングトランジスタ及びグラウンドの間に接続され、
前記第１のコイルに電流を流すため、前記第１のスイッチングトランジスタがオンされ、前記第２のスイッチングトランジスタがオフされるよう構成され、
所定期間電流が流れた後、前記第１のスイッチングトランジスタがオフされ、その後所定期間後に、前記第２のスイッチングトランジスタがオンされるよう構成される
グリッドタイインバータ。
【請求項４】
請求項３に記載のグリッドタイインバータであって、
再び前記第１のスイッチングトランジスタがオンに切り替えられる前に、前記第２のスイッチングトランジスタがオフに切り替えられるよう構成される
グリッドタイインバータ。
【請求項５】
電力網に接続可能であり、ＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを有するグリッドタイインバータの動作方法であって、
ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成し、
前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、
それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流する
グリッドタイインバータの動作方法。
【請求項６】
請求項４に記載のグリッドタイインバータの動作方法であって、
前記電圧クランプは、グラウンドに接続されたコンデンサと、前記コンデンサと直列に接続されたスイッチングトランジスタとを有する
グリッドタイインバータの動作方法。
【請求項７】
請求項４に記載のグリッドタイインバータの動作方法であって、
前記変圧器の前記第１サイドは、第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタに接続された第１のコイルを有し、
前記第２のスイッチングトランジスタは、前記第１のコイルに接続されたボディダイオードの陽極を有する電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチングトランジスタは、グラウンドに接続され、
前記第２のスイッチングトランジスタは、第１のコンデンサに接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第２のスイッチングトランジスタ及びグラウンドの間に接続され、
前記第１のコイルに電流を流すため、前記第１のスイッチングトランジスタをオンし、前記第２のスイッチングトランジスタをオフし、
所定期間電流が流れた後、前記第１のスイッチングトランジスタをオフし、その後所定期間後に、前記第２のスイッチングトランジスタをオンする
グリッドタイインバータの動作方法。
【請求項８】
請求項７に記載のグリッドタイインバータの動作方法であって、
再び前記第１のスイッチングトランジスタをオンに切り替える前に、前記第２のスイッチングトランジスタをオフに切り替える
グリッドタイインバータの動作方法。
【請求項９】
ＤＣ電源及び前記電力網の間に接続された請求項１に記載のグリッドタイインバータを具備するシステム。
【請求項１０】
コンピュータに読み込み可能な複数の命令であって、前記コンピュータにロードされて、前記コンピュータに請求項５に記載の方法を実行させる複数の命令を含むコンピュータプログラム。
【請求項１１】
請求項１０に記載のプログラムを記録する記録媒体。
【請求項１】
電力網に接続可能なグリッドタイインバータであって、
ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成するよう動作可能なＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを具備し、
前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、
それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流する
グリッドタイインバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のグリッドタイインバータであって、
前記電圧クランプは、グラウンドに接続されたコンデンサと、前記コンデンサと直列に接続されたスイッチングトランジスタとを有する
グリッドタイインバータ。
【請求項３】
請求項１に記載のグリッドタイインバータであって、
前記変圧器の前記第１サイドは、第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタに接続された第１のコイルを有し、
前記第２のスイッチングトランジスタは、前記第１のコイルに接続されたボディダイオードの陽極を有する電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチングトランジスタは、グラウンドに接続され、
前記第２のスイッチングトランジスタは、第１のコンデンサに接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第２のスイッチングトランジスタ及びグラウンドの間に接続され、
前記第１のコイルに電流を流すため、前記第１のスイッチングトランジスタがオンされ、前記第２のスイッチングトランジスタがオフされるよう構成され、
所定期間電流が流れた後、前記第１のスイッチングトランジスタがオフされ、その後所定期間後に、前記第２のスイッチングトランジスタがオンされるよう構成される
グリッドタイインバータ。
【請求項４】
請求項３に記載のグリッドタイインバータであって、
再び前記第１のスイッチングトランジスタがオンに切り替えられる前に、前記第２のスイッチングトランジスタがオフに切り替えられるよう構成される
グリッドタイインバータ。
【請求項５】
電力網に接続可能であり、ＤＣ−ＤＣ電流形プッシュプルコンバータを有するグリッドタイインバータの動作方法であって、
ＤＣ電源から、前記電力網と略同期する電流波形を生成し、
前記プッシュプルコンバータは、蓄電池と接続可能な第１サイドと、前記電力網と接続可能な第２サイドとを有する変圧器を有し、前記２つの一次サイドは、それぞれ、スイッチングトランジスタを介してグラウンドに接続され、
それぞれの電圧クランプは、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドと、それぞれの前記スイッチングトランジスタとの間に接続され、
前記電圧クランプは、前記スイッチングトランジスタがオフされるとき、前記変圧器のそれぞれの前記一次サイドからの前記電流を整流する
グリッドタイインバータの動作方法。
【請求項６】
請求項４に記載のグリッドタイインバータの動作方法であって、
前記電圧クランプは、グラウンドに接続されたコンデンサと、前記コンデンサと直列に接続されたスイッチングトランジスタとを有する
グリッドタイインバータの動作方法。
【請求項７】
請求項４に記載のグリッドタイインバータの動作方法であって、
前記変圧器の前記第１サイドは、第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタに接続された第１のコイルを有し、
前記第２のスイッチングトランジスタは、前記第１のコイルに接続されたボディダイオードの陽極を有する電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチングトランジスタは、グラウンドに接続され、
前記第２のスイッチングトランジスタは、第１のコンデンサに接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第２のスイッチングトランジスタ及びグラウンドの間に接続され、
前記第１のコイルに電流を流すため、前記第１のスイッチングトランジスタをオンし、前記第２のスイッチングトランジスタをオフし、
所定期間電流が流れた後、前記第１のスイッチングトランジスタをオフし、その後所定期間後に、前記第２のスイッチングトランジスタをオンする
グリッドタイインバータの動作方法。
【請求項８】
請求項７に記載のグリッドタイインバータの動作方法であって、
再び前記第１のスイッチングトランジスタをオンに切り替える前に、前記第２のスイッチングトランジスタをオフに切り替える
グリッドタイインバータの動作方法。
【請求項９】
ＤＣ電源及び前記電力網の間に接続された請求項１に記載のグリッドタイインバータを具備するシステム。
【請求項１０】
コンピュータに読み込み可能な複数の命令であって、前記コンピュータにロードされて、前記コンピュータに請求項５に記載の方法を実行させる複数の命令を含むコンピュータプログラム。
【請求項１１】
請求項１０に記載のプログラムを記録する記録媒体。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図７Ｃ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図７Ｃ】
【公開番号】特開２０１２−２１０１４３（Ｐ２０１２−２１０１４３Ａ）
【公開日】平成２４年１０月２５日（２０１２．１０．２５）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１２−５６８６０（Ｐ２０１２−５６８６０）
【出願日】平成２４年３月１４日（２０１２．３．１４）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月２５日（２０１２．１０．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−５６８６０（Ｐ２０１２−５６８６０）
【出願日】平成２４年３月１４日（２０１２．３．１４）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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