チャージポンプ回路およびＰＬＬ回路
【課題】 広い範囲にわたって良好な特性のチャージポンプ電流の得られるチャージポンプ回路を提供する。
【解決手段】 第１のチャージポンプ部１４Ａに、定電流源Ｑ1から出力される定電流を、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の直列回路と、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の直列回路とに振り分ける制御信号が供給する。残るチャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃには、定電流源Ｑ1から出力される定電流を、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の直列回路と、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の直列回路とに振り分ける制御信号と、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4をオフにする電位とが、スイッチ回路ＳＷA〜ＳＷDを通じて供給される。必要とするチャージポンプ電流に大きさに対応して、スイッチ回路ＳＷ11BA〜ＳＷ14Cを制御するとともに、定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流の大きさを変更することにより、出力端子Ｔ3に、必要とする大きさのチャージポンプ電流を得る。
【解決手段】 第１のチャージポンプ部１４Ａに、定電流源Ｑ1から出力される定電流を、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の直列回路と、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の直列回路とに振り分ける制御信号が供給する。残るチャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃには、定電流源Ｑ1から出力される定電流を、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の直列回路と、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の直列回路とに振り分ける制御信号と、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4をオフにする電位とが、スイッチ回路ＳＷA〜ＳＷDを通じて供給される。必要とするチャージポンプ電流に大きさに対応して、スイッチ回路ＳＷ11BA〜ＳＷ14Cを制御するとともに、定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流の大きさを変更することにより、出力端子Ｔ3に、必要とする大きさのチャージポンプ電流を得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、チャージポンプ回路およびこれを使用したＰＬＬ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
スーパーヘテロダイン方式の受信機をシンセサイザ方式に構成した場合、その局部発振信号はＰＬＬ回路により形成されるが、そのＰＬＬ回路は、一般に図２に符号１０により示すように構成されている。すなわち、ＰＬＬ回路１０において、ＶＣＯ１１の発振信号ＳVCOが可変分周回路１２に供給されて１／Ｎ（Ｎは正の整数）の周波数の分周信号ＳDIVに分周され、この分周信号ＳDIVが位相比較回路１３に供給される。また、基準となる周波数ｆREFの基準信号ＳREFが位相比較回路１３に供給される。
【０００３】
そして、位相比較回路１３において、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFと位相比較され、その比較出力がチャージポンプ回路１４に供給されて分周信号ＳDIVと基準信号ＳREFとの位相差に対応してパルス幅の変化する位相比較出力が取り出される。そして、この比較出力がループフィルタ１５に供給され、分周信号ＳDIVと、基準信号ＳREFとの位相差に対応してレベルの変化する直流電圧ＶCが取り出され、この直流電圧ＶCがＶＣＯ１１に発振周波数ｆVCOの制御電圧として供給される。
【０００４】
したがって、定常状態では、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆVCOは、
ｆVCO＝Ｎ・ｆREF
となり、分周比Ｎを変更すれば、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆVCOを変更することができる。したがって、ＶＣＯ１１の発振信号ＳVCO（あるいはその分周信号）を局部発振信号として使用して受信信号の周波数変換を行うとともに、分周比Ｎを変更すれば、受信周波数を変更することができる。すなわち、シンセサイザ方式の受信を行うことができる。
【０００５】
この場合、上述のようなチャージポンプ型のＰＬＬ回路１０のループ特性は、そのＰＬＬ回路１０のオープンループ時の伝達関数Ｇ(ｓ)により決まる。すなわち、図２において、可変分周回路１２から位相比較回路１３に至る信号ラインをＸ点でカットしてＰＬＬ回路１０をオープンループとし、位相比較回路１３の基準信号ＳREFの入力端から可変分周回路３２の出力端（分周信号ＳDIVの出力端）までの伝達関数を求めると、これは図３に(1)式で示す伝達関数Ｇ(ｓ)となる。したがって、発振周波数ｆVCOを変更するために分周比Ｎを変更すると、伝達関数Ｇ(ｓ)が変化するので、結果として、ＰＬＬ回路１０の安定度が変化してしまう。
【０００６】
したがって、分周比Ｎを変更しても、伝達関数Ｇ(ｓ)が変化しないようにする必要があるが、そのためには、(1)式において、例えば分周比Ｎが２倍になったら、チャージポンプ電流ＩCPも２倍にすればよい。つまり、チャージポンプ電流ＩCPの大きさを分周比Ｎに対応して変更すれば、分周比Ｎを変更しても、ＰＬＬ回路１０のループ特性を一定に保持することができる。
【０００７】
また、ＶＣＯ１１の制御感度ＫVCOは、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆVCOにより変化するが、これもチャージポンプ電流ＩCPの大きさを変更することにより一定の感度に補正することができる。さらに、ＰＬＬ回路１０の帯域の変更は伝達関数Ｇ(ｓ)の変更により可能であるが、これもチャージポンプ電流ＩCPにより変更することができる。
【０００８】
そこで、チャージポンプ回路１４として、カレントステアリング型と呼ばれるチャージポンプ回路が一般に使用されている。このカレントステアリング型のチャージポンプ回路１４は、例えば図４に示すように構成されている。
【０００９】
すなわち、電源端子Ｔ1と、接地端子Ｔ2との間に、吐き出し型の定電流源Ｑ1と、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2と、吸い込み型の定電流源Ｑ2とが直列接続され、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の直列回路に、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の直列回路が並列接続される。また、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の接続点が、ボルテージフォロワ、すなわち、利得が１倍のアンプＧ1を通じてスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の接続点DNに接続されるとともに、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の接続点から出力端子Ｔ3が引き出され、これに次段のループフィルタ１５が接続される。
【００１０】
この場合、定電流源Ｑ1、Ｑ2は、チャージポンプ電流ＩCPの供給源であり、これら定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）の大きさは連動して制御されるものである。
【００１１】
また、位相比較回路１３から、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFよりも位相が進んでいるとき“Ｈ”レベルになり、遅れているとき“Ｌ”レベルになるパルスであって、そのパルス幅τが信号ＳDIVと信号ＳREFとの位相差に対応したパルスＰUPが取り出される。そして、このパルスＰUPがスイッチ回路ＳＷ1にその制御信号として供給され、ＰUP＝“Ｈ”のとき、スイッチ回路ＳＷ1はオンとされる。
【００１２】
同様に、位相比較回路１３から、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFよりも位相が遅れているとき“Ｈ”レベルになり、進んでいるとき“Ｌ”レベルになるパルスであって、そのパルス幅が信号ＳDIVと信号ＳREFとの位相差に対応したパルスＰDNが取り出される。そして、このパルスＰDNがスイッチ回路ＳＷ2にその制御信号として供給され、ＰDN＝“Ｈ”のとき、スイッチ回路ＳＷ2はオンとされる。
【００１３】
さらに、位相比較回路１３から、パルスＰUP、ＰDNのレベル反転したパルスＰUPB、ＰDNBが取り出され、これらパルスＰUPB、ＰDNBがスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4にそれらの制御信号として供給され、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4はパルスＰUPB、ＰDNBにより同様にオンオフ制御される。
【００１４】
したがって、ＰUP＝“Ｈ”、ＰDN＝“Ｌ”のときには、定電流源Ｑ1からスイッチ回路ＳＷ1を通じて端子Ｔ3にチャージポンプ電流ＩCPが流れ出し、ＰDN＝“Ｈ”、ＰUP＝“Ｌ”のときには、端子Ｔ3からスイッチ回路ＳＷ4を通じて定電流回路Ｑ2にチャージポンプ電流ＩCPが流れ込む。なお、このとき、パルスＰUP、ＰDNのパルス高が一定であれば、端子Ｔ3を流れるチャージポンプ電流ＩCPの大きさは、定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流の大きさにより決まる。
【００１５】
そして、パルスＰUPによりスイッチ回路ＳＷ1がオフのときには、パルスＰUPBによりスイッチ回路ＳＷ3はオンとなっているので、定電流源Ｑ1とスイッチ回路ＳＷ1との接続点の電位は、アンプＧ1により端子Ｔ3と等しい電位に保たれる。つまり、スイッチ回路ＳＷ1の両端は同電位となり、スイッチ回路ＳＷ1にリーク電流は流れない。
【００１６】
また、パルスＰDNによりスイッチ回路ＳＷ2がオフのときには、同様の理由により、スイッチ回路ＳＷ2と定電流源Ｑ2との接続点の電位は、端子Ｔ3と等しい電位に保たれ、スイッチ回路ＳＷ2にリーク電流は流れない。
【００１７】
したがって、このチャージポンプ回路１４によれば、安定なチャージポンプ電流ＩCPを得ることができるとともに、そのチャージポンプＩCPの大きさを定電流源Ｑ1、Ｑ2により変更することができる。
【００１８】
また、出力端子Ｔ3と接続点DNとはアンプＧ1により同電位に保持されるので、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4が切り換わっても、端子Ｔ3および接続点DNの電位が変化することがなく、したがって、いわゆるチャージ・シェアリング効果がなく、定電流源Ｑ1の定電流と定電流源Ｑ2の定電流とのマッチング特性がよくなる。さらに、定電流源Ｑ1、Ｑ2自身がオンオフ動作をすることがないので、チャージポンプ回路として高速で動作をさせることができる。
【００１９】
図５は、図４に示したチャージポンプ回路１４をＭＯＳ−ＦＥＴにより実現した場合の例を示す。なお、以下においては、簡単のため、「ＭＯＳ−ＦＥＴ」を単に「ＦＥＴ」と記載する。
【００２０】
すなわち、ＮチャンネルのＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4）のドレイン・ソース間と、ＰチャンネルのＦＥＴ（Ｐ1〜Ｐ4）のソース・ドレイン間との並列回路によりスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4がそれぞれ構成される。
【００２１】
また、電源端子Ｔ1と、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ3との間に、ＰチャンネルのＦＥＴ（Ｐ12）のソース・ドレイン間が接続され、スイッチ回路ＳＷ2、ＳＷ4と接地端子Ｔ2との間に、ＮチャンネルのＦＥＴ（Ｎ22）のドレイン・ソース間が接続される。
【００２２】
この場合、ＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）は、定電流源Ｑ1、Ｑ2として動作するものである。このため、ＦＥＴ（Ｐ11、Ｐ12）により、電源端子Ｔ1を基準電位点とし、ＦＥＴ（Ｐ11）を入力側としてカレントミラー回路ＣＭ1が構成される。また、ＦＥＴ（Ｎ21〜Ｎ23）により、接地端子Ｔ2を基準電位点とし、ＦＥＴ（Ｎ21）を入力側としてカレントミラー回路ＣＭ2が構成される。
【００２３】
また、ＦＥＴ（Ｎ23）のドレインがＦＥＴ（Ｐ11）のドレインに接続され、可変定電流源ＱCPからＦＥＴ（Ｎ21）に定電流ＩCPが供給される。さらに、スイッチ回路ＳＷ1とスイッチ回路ＳＷ2との接続点が、出力端子Ｔ3に接続されるとともに、ボルテージフォロワ用のアンプＧ1を通じてスイッチ回路ＳＷ3とスイッチ回路ＳＷ4との接続点DNに接続される。
【００２４】
そして、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ3のＦＥＴ（Ｎ1、Ｐ3）のゲートに、位相比較回路１３から出力パルスＰUPが供給され、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ3のＦＥＴ（Ｐ1、Ｎ3）のゲートに、位相比較回路１３から出力パルスＰUPBが供給される。さらに、スイッチ回路ＳＷ2、ＳＷ4のＦＥＴ（Ｎ2、Ｐ4）のゲートに、位相比較回路１３から出力パルスＰDNが供給され、スイッチ回路ＳＷ2、ＳＷ4のＦＥＴ（Ｐ2、Ｎ4）のゲートに、位相比較回路１３から出力パルスＰDNBが供給される。
【００２５】
したがって、可変定電流源ＱCPからＦＥＴ（Ｎ21）に電流ＩCPが供給されるので、ＦＥＴ（Ｐ12）のドレインからはチャージポンプＩCPが流し出され、ＦＥＴ（Ｎ22）のドレインにはチャージポンプ電流ＩCPが流れ込む。そして、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4は、パルスＰUP〜ＰDNBに対応してオンオフ制御されるので、この回路は図４において説明したチャージポンプ回路１４として動作する。
【００２６】
また、可変定電流源ＱCPの出力定電流ＩCPの大きさを変更すれば、ＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）を流れるチャージポンプ電流ＩCPの大きさを同時に変更することができる。
【００２７】
さらに、このチャージポンプ回路１４によれば、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4が、それぞれＮチャンネルのＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4）と、ＰチャンネルのＦＥＴ（Ｐ1〜Ｐ4）とのペアにより構成されているので、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4の切り換え時に発生するゲート・ドレイン間の寄生容量（オーバーラップ容量）を通じて流れる電流のピーク値を抑えることができる。
【００２８】
この寄生容量に起因する電流は、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4がオンからオフになるとき、およびオフからオンになるときの両方で発生する。この寄生容量による電流がチャージポンプ電流ＩCPに比べて無視できない大きさの場合には、チャージポンプ回路１４の線形性やマッチング特性を悪化させる。したがって、ＰＬＬ１０をＩＣ化する場合、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4は、チャージポンプ電流ＩCPの大きさに応じて必要最小限のサイズとされる。
【００２９】
ところが、図５に示すカレントステアリング型のチャージポンプ回路１４においては、定電流源となるＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）のサイズおよびスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4を構成するＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4、Ｐ1〜Ｐ4）のサイズにより、チャージポンプ電流ＩCPの最大値が決定され、大きなチャージポンプ電流ＩCPを必要とする場合には、それらＦＥＴのサイズを大きくする必要がある。
【００３０】
また、チャージポンプ電流ＩCPが最大値のときでも、十分な出力電圧範囲を確保するためには、やはりＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）のサイズおよびスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4を構成するＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4、Ｐ1〜Ｐ4）のサイズを大きくする必要がある。
【００３１】
しかし、ＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4、Ｐ1〜Ｐ4）のサイズを大きくすると、それらのゲート・ドレイン間の寄生容量が大きくなり、この寄生容量による電流がチャージポンプ電流ＩCPに比べて無視できない大きさのとき、すなわち、チャージポンプ電流ＩCPの可変範囲が広くい場合に、最小電流付近にしたとき、ゲート・ドレイン間の寄生容量を流れる電流が本来のチャージポンプ電流ＩCPよりも大きくなり、チャージポンプ回路１４としての性能が悪化してしまう。
【００３２】
そこで、例えば図６に示すように、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2のサイズを電気的に変更することが考えられている。すなわち、スイッチ回路ＳＷ5、ＳＷ6が、ＮチャンネルのＦＥＴ（Ｎ5、Ｎ6）とＰチャンネルのＦＥＴ（Ｐ5、Ｐ6）とによりスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4と同様に構成される。なお、このとき、ＦＥＴ（Ｎ5、Ｎ6、Ｐ5、Ｐ6）は、チャージポンプ電流ＩCPの最大値に対応して十分な大きさとされる。
【００３３】
そして、スイッチ回路ＳＷA〜ＳＷDを図６とは逆の状態に接続した場合には、スイッチ回路ＳＷ5、ＳＷ6はスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4などに接続されないので、チャージポンプ回路１４は図５の場合と等しくなり、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4により構成される。したがって、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4におけるＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4、Ｐ1〜Ｐ4）を、それらの寄生容量を無視できるサイズとしておくことができ、チャージポンプ電流ＩCPが小さくても対応できる。
【００３４】
一方、スイッチ回路ＳＷA〜ＳＷDを図６の状態に接続した場合には、スイッチ回路ＳＷ5、ＳＷ6はスイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2に並列接続されるので、チャージポンプ回路１４は電気的には図５の場合と等しくなるが、より大きなチャージポンプ電流ＩCPを扱うことができるようになる。
【００３５】
したがって、チャージポンプ電流ＩCPの大きさに対応してスイッチ回路ＳＷ11〜ＳＷ14を切り換えることにより最適な特性のチャージポンプ回路１４とすることができる。
【００３６】
なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
【特許文献１】特開２００４−２０８１４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
上述のように、図５のチャージポンプ回路１４は、チャージポンプ電流ＩCPの変化範囲が広いとき、これに対応することができない。その点、図６のチャージポンプ回路１４は、スイッチ回路ＳＷA〜ＳＷDを切り換えることによりチャージポンプ電流ＩCPの変化範囲が広くても、対応することができる。
【００３８】
しかし、図６のチャージポンプ回路１４においては、チャージポンプ電流ＩCPが小さい場合、すなわち、スイッチ回路ＳＷ11〜ＳＷ14が図６とは逆の状態に接続されている場合、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ3の接続点Ａと電源端子Ｔ1との間に、スイッチ回路ＳＷ5のＦＥＴ（Ｐ5）のゲート・ソース間の寄生容量が接続される。また、スイッチ回路ＳＷ2、ＳＷ4の接続点Ｂと接地端子Ｔ2との間に、スイッチ回路ＳＷ6のＦＥＴ（Ｎ6）のゲート・ソース間の寄生容量が接続される。
【００３９】
また、ＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）は定電流源Ｑ1、Ｑ2として動作しているが、このＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）からチャージポンプ電流ＩCPが流れるので、大きなチャージポンプ電流ＩCPを扱うためには、ＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）のサイズが大きくなければならず、それらのゲート・ドレイン間の寄生容量も大きくなる。
【００４０】
そこで、このとき、アンプＧ1のオフセット電圧により、端子Ｔ3と接続点NDとの間に電位差を生じていると、接続点Ａ、Ｂの電位は、チャージポンプ電流ＩCPの出力時には、端子Ｔ3と等しくなり（ＳＷ回路の抵抗を無視する）、チャージポンプ電流ＩCPの停止時には、接続点DNと等しい電位になる。
【００４１】
このため、その電位差×寄生容量の電荷をＳＷ回路のオンオフ時に充放電する（チャージ・シェアリング効果）ことになるので、チャージポンプ電流ＩCPの小さい電流域では特性を悪くなってしまう。
【００４２】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
この発明においては、
複数のチャージポンプ部のそれぞれが、
ブリッジ接続された第１〜第４のスイッチ回路と、
上記第１および上記第３のスイッチ回路の接続点に接続された吐き出し型の定電流源と、
上記第２および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続された吸い込み型の定電流源と
を有するとともに、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点から上記第３および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続されたボルテージフォロワと、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点に接続された出力端子と
を有し、
上記複数のチャージポンプ部のうち、第１のチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号が供給され、
上記複数のチャージポンプ部のうち、残るチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号と、上記第１〜第４のスイッチ回路をオフにする電位とが、第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を通じて供給され、
必要とするチャージポンプ電流に大きさに対応して、上記第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を制御するとともに、上記吐き出し型の定電流源および上記吸い込み型定電流の出力電流の大きさを変更することにより、上記出力端子に、上記必要とする大きさのチャージポンプ電流を得る
ようにしたチャージポンプ回路
とするものである。
【発明の効果】
【００４４】
この発明によれば、広い範囲にわたって変化するチャージポンプ電流に対して、良好な特性を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
図１において、符号１４は、この発明によるカレントステアリング型のチャージポンプ回路の一例を示す。この例においては、チャージポンプ電流ＩCPの大きさを、10μＡ、300μＡ、１mＡの３段階に分け、これに対応してチャージポンプ回路１４を、３つのチャージポンプ部、すなわち、メインのチャージポンプ部１４Ａと、サブのチャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃとに分けた場合である。
【００４６】
すなわち、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4がブリッジ接続されるとともに、電源端子Ｔ1と、スイッチ回路ＳＷ1およびスイッチ回路ＳＷ3の接続点との間に、吐き出し型の定電流源Ｑ1が接続され、スイッチ回路ＳＷ2およびスイッチ回路ＳＷ4の接続点と、接地端子Ｔ2との間に、吸い込み型の定電流源Ｑ2が接続される。また、スイッチ回路ＳＷ1およびスイッチ回路ＳＷ2の接続点が、ボルテージフォロワとして動作する利得が１倍のアンプＧ1を通じてスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の接続点DNに接続されるとともに、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の接続点が出力端子Ｔ3に接続される。
【００４７】
この場合、定電流源Ｑ1、Ｑ2は、チャージポンプ電流ＩCPの供給源であり、これら定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）の大きさは連動して制御されるものである。以上により、メインのチャージポンプ回路となる第１のチャージポンプ部１４Ａが構成される。
【００４８】
また、位相比較回路１３から、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFよりも位相が進んでいるとき“Ｈ”レベルになり、遅れているとき“Ｌ”レベルになるパルスであって、そのパルス幅τが信号ＳDIVと信号ＳREFとの位相差に対応したパルスＰUPが取り出される。そして、このパルスＰUPが、チャージポンプ部１４Ａのスイッチ回路ＳＷ1にその制御信号として供給され、ＰUP＝“Ｈ”のとき、スイッチ回路ＳＷ1はオンとされる。
【００４９】
同様に、位相比較回路１３から、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFよりも位相が遅れているとき“Ｈ”レベルになり、進んでいるとき“Ｌ”レベルになるパルスであって、そのパルス幅が信号ＳDIVと信号ＳREFとの位相差に対応したパルスＰDNが取り出される。このパルスＰDNが、チャージポンプ１４Ａのスイッチ回路ＳＷ2にその制御信号として供給され、ＰDN＝“Ｈ”のとき、スイッチ回路ＳＷ2はオンとされる。
【００５０】
さらに、位相比較回路１３から、パルスＰUP、ＰDNのレベル反転したパルスＰUPB、ＰDNBが取り出され、これらパルスＰUPB、ＰDNBがチャージポンプ部１４Ａのスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4にそれらの制御信号として供給され、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4は同様にオンオフ制御される。
【００５１】
また、サブのチャージポンプ回路となる第２のチャージポンプ部１４Ｂが、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4および定電流源Ｑ1、Ｑ2により第１のチャージポンプ部１４Ａと同様に構成され、第３のチャージポンプ部１４Ｃも同様に構成される。
【００５２】
ただし、この場合、第１のチャージポンプ部１４Ａ〜第３のチャージポンプ部１４Ｃにおいて、アンプＧ1および出力端子Ｔ3は共通とされる。また、チャージポンプ電流ＩCPは、第１のチャージポンプ部１４Ａにおいては、最小電流付近に対応した大きさとされ、第２のチャージポンプ部１４Ｂにいては、中域の電流付近に対応した大きさとされ、第３のチャージポンプ部１４Ｃにおいては、最大電流付近に対応した大きさとされる。
【００５３】
例えば、
第１のチャージポンプ回路１４Ａの定電流源Ｑ1、Ｑ2の定電流ＩCP＝10μＡ
第２のチャージポンプ回路１４Ｂの定電流源Ｑ1、Ｑ2の定電流ＩCP＝300μＡ
第１のチャージポンプ回路１４Ｃの定電流源Ｑ1、Ｑ2の定電流ＩCP＝１mＡ
とされる。
【００５４】
したがって、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4をＦＥＴにより構成するとき、そのサイズは、第１のチャージポンプ部１４Ａでは小さく、第３のチャージポンプ部１４Ｃでは大きく、第２のチャージポンプ部１４Ｂでは中間の大きさとされる。
【００５５】
さらに、パルスＰUPと、端子Ｔ2の“Ｌ”レベルとが、スイッチ回路ＳＷ11Bにより選択され、その選択出力が、チャージポンプ部１４Ｂのスイッチ回路ＳＷ1にその制御信号として供給される。また、パルスＰDNと、端子Ｔ2の“Ｌ”レベルとが、スイッチ回路ＳＷ12Bにより選択され、その選択出力が、チャージポンプ部１４Ｂのスイッチ回路ＳＷ2にその制御信号として供給される。
【００５６】
また、パルスＰUPB、ＰDNBと、端子Ｔ2の“Ｌ”レベルとが、スイッチ回路ＳＷ13B、ＳＷ14Bによりそれぞれ選択され、チャージポンプ部１３Ｂのスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4にそれらの制御信号として供給される。さらに、第３のチャージポンプ回路１４Ｃについても、スイッチ回路ＳＷ11C〜ＳＷ14Cを通じて同様に制御信号が供給される。
【００５７】
このような構成において、チャージポンプ電流ＩCPが小さくてもよい場合（ＩCP≦10μＡの場合）には、スイッチ回路ＳＷ11B〜ＳＷ14B、ＳＷ11C〜ＳＷ14Cは、すべて図に示すように、端子Ｔ2側に接続され、“Ｌ”レベルが出力される。したがって、チャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃにおけるスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4はすべてオフであり、チャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃからは出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）は取り出されない。
【００５８】
しかし、この場合、チャージポンプ部１４Ａは有効に動作している。そして、ＰUP＝“Ｈ”、ＰDN＝“Ｌ”のときには、定電流源Ｑ1からスイッチ回路ＳＷ1を通じて端子Ｔ3にチャージポンプ電流ＩCPが流れ出し、ＰDN＝“Ｈ”、ＰUP＝“Ｌ”のときには、端子Ｔ3からスイッチ回路ＳＷ4を通じて定電流回路Ｑ2にチャージポンプ電流ＩCPが流れ込む。
【００５９】
なお、このとき、パルスＰUP、ＰDNのパルス高が一定であれば、端子Ｔ3を流れるチャージポンプ電流ＩCPの大きさは、定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流の大きさにより決まる。
【００６０】
また、チャージポンプ電流ＩCPとして中くらいの大きさを必要とする場合（10μＡ＜ＩCP≦310μＡ）には、スイッチ回路ＳＷ11B〜ＳＷ14Bは、すべて図１とは逆の状態に接続され、パルスＰUP〜ＰDNBがそれぞれ出力され、第２のチャージポンプ部１４Ｂに供給される。
【００６１】
したがって、第２のチャージポンプ部１４Ｂにおいても、第１のチャージポンプ部１４Ａと同様の動作が行われ、第２のチャージポンプ部１４Ｂの出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）が出力端子Ｔ3に出力される。なお、このとき、出力端子Ｔ3には、第１のチャージポンプ部１４Ａの出力電流も出力されているので、両方の出力電流が加算されることになる。
【００６２】
さらに、チャージポンプ電流ＩCPとして大きい電流を必要とする場合（310μＡ＜ＩCP≦1310μＡの場合）には、スイッチ回路ＳＷ11B〜ＳＷ14Bに加えてスイッチ回路ＳＷ11C〜ＳＷ14Cも、すべて図１とは逆の状態に接続され、パルスＰUP〜ＰDNBが第３のチャージポンプ部１４Ｃにも供給される。
【００６３】
したがって、第３のチャージポンプ部１４Ｃにおいても、第１のチャージポンプ部１４Ａと同様の動作が行われ、第３のチャージポンプ部１４Ｃの出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）が出力端子Ｔ3に出力される。なお、このとき、出力端子Ｔ3には、第１のチャージポンプ部１４Ａおよび第２のチャージポンプ部１４Ｂの出力電流も出力されているので、これらの出力電流が加算されて出力されることになる。
【００６４】
こうして、図１に示すチャージポンプ回路１４によれば、必要とするチャージポンプ電ＩCPの大きさに対応してチャージポンプ部１４Ａ〜１４Ｃを選択している。例えば、必要とするチャージポンプ電流ＩCPが小さいときには、チャージポンプ回路１４Ａから他のチャージポンプ回路１４Ｂ、１４Ｃを切り離している。
【００６５】
そして、チャージポンプ部１４Ａ〜１４Ｃは、それらが扱うチャージポンプ電流ＩCPの大きさに対応してスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4を構成するＦＥＴのサイズ、および定電流源Ｑ1、Ｑ2を構成するＦＥＴのサイズを設定できる。したがって、チャージポンプ電流ＩCPが小さくても大きくてもスイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の寄生容量に起因する電流誤差などに影響されることがなく、最適な特性を得ることができる。
【００６６】
また、チャージポンプ電流ＩCPの可変範囲を広くすることができるので、ＰＬＬ回路１０におけるループフィルタ１５の特性を切り換えなくても、ＰＬＬ回路１０の帯域や基準周波数ｆREFの選択範囲を広くすることができる。
【００６７】
なお、図１スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4は、図４および図５の場合と同様、ＮチャンネルのＦＥＴと、ＰチャンネルのＦＥＴとを並列接続して構成することができ、チャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃにおいて、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4を定常的にオフにする場合には、ＮチャンネルのＦＥＴには“Ｌ”レベルの電位を供給し、ＰチャンネルのＦＥＴには“Ｈ”レベルの電位を供給すればよい。
【００６８】
また、定電流源Ｑ1、Ｑ2も、図４および図５の場合と同様、カレントミラー回路により構成することができる。さらに、上述においては、チャージポンプ回路１４を、３つのチャージポンプ部１４Ａ〜１４Ｃにより構成した場合であるが、２つ以上であればよい。
【００６９】
〔略語の一覧〕
ＦＥＴ：Field Effect Transistor
ＭＯＳ：Metal Oxide Semiconductor
ＰＬＬ：Phase Locked Loop
ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】この発明の一形態を示す接続図である。
【図２】この発明を説明するための系統図である。
【図３】ＰＬＬの特性を説明するための数式を示す図である。
【図４】この発明を説明するための接続図である。
【図５】この発明を説明するための接続図である。
【図６】この発明を説明するための接続図である。
【符号の説明】
【００７１】
１０…ＰＬＬ回路、１１…ＶＣＯ、１２…可変分周回路、１３…位相比較回路、１４…チャージポンプ回路、１４Ａ〜１４Ｃ…チャージポンプ部、１５…ループフィルタ、Ｇ1…アンプ、Ｑ1、Ｑ2…定電流源、ＳＷ1〜ＳＷ4…スイッチ回路、ＳＷ11B〜ＳＷ14C…スイッチ回路
【技術分野】
【０００１】
この発明は、チャージポンプ回路およびこれを使用したＰＬＬ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
スーパーヘテロダイン方式の受信機をシンセサイザ方式に構成した場合、その局部発振信号はＰＬＬ回路により形成されるが、そのＰＬＬ回路は、一般に図２に符号１０により示すように構成されている。すなわち、ＰＬＬ回路１０において、ＶＣＯ１１の発振信号ＳVCOが可変分周回路１２に供給されて１／Ｎ（Ｎは正の整数）の周波数の分周信号ＳDIVに分周され、この分周信号ＳDIVが位相比較回路１３に供給される。また、基準となる周波数ｆREFの基準信号ＳREFが位相比較回路１３に供給される。
【０００３】
そして、位相比較回路１３において、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFと位相比較され、その比較出力がチャージポンプ回路１４に供給されて分周信号ＳDIVと基準信号ＳREFとの位相差に対応してパルス幅の変化する位相比較出力が取り出される。そして、この比較出力がループフィルタ１５に供給され、分周信号ＳDIVと、基準信号ＳREFとの位相差に対応してレベルの変化する直流電圧ＶCが取り出され、この直流電圧ＶCがＶＣＯ１１に発振周波数ｆVCOの制御電圧として供給される。
【０００４】
したがって、定常状態では、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆVCOは、
ｆVCO＝Ｎ・ｆREF
となり、分周比Ｎを変更すれば、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆVCOを変更することができる。したがって、ＶＣＯ１１の発振信号ＳVCO（あるいはその分周信号）を局部発振信号として使用して受信信号の周波数変換を行うとともに、分周比Ｎを変更すれば、受信周波数を変更することができる。すなわち、シンセサイザ方式の受信を行うことができる。
【０００５】
この場合、上述のようなチャージポンプ型のＰＬＬ回路１０のループ特性は、そのＰＬＬ回路１０のオープンループ時の伝達関数Ｇ(ｓ)により決まる。すなわち、図２において、可変分周回路１２から位相比較回路１３に至る信号ラインをＸ点でカットしてＰＬＬ回路１０をオープンループとし、位相比較回路１３の基準信号ＳREFの入力端から可変分周回路３２の出力端（分周信号ＳDIVの出力端）までの伝達関数を求めると、これは図３に(1)式で示す伝達関数Ｇ(ｓ)となる。したがって、発振周波数ｆVCOを変更するために分周比Ｎを変更すると、伝達関数Ｇ(ｓ)が変化するので、結果として、ＰＬＬ回路１０の安定度が変化してしまう。
【０００６】
したがって、分周比Ｎを変更しても、伝達関数Ｇ(ｓ)が変化しないようにする必要があるが、そのためには、(1)式において、例えば分周比Ｎが２倍になったら、チャージポンプ電流ＩCPも２倍にすればよい。つまり、チャージポンプ電流ＩCPの大きさを分周比Ｎに対応して変更すれば、分周比Ｎを変更しても、ＰＬＬ回路１０のループ特性を一定に保持することができる。
【０００７】
また、ＶＣＯ１１の制御感度ＫVCOは、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆVCOにより変化するが、これもチャージポンプ電流ＩCPの大きさを変更することにより一定の感度に補正することができる。さらに、ＰＬＬ回路１０の帯域の変更は伝達関数Ｇ(ｓ)の変更により可能であるが、これもチャージポンプ電流ＩCPにより変更することができる。
【０００８】
そこで、チャージポンプ回路１４として、カレントステアリング型と呼ばれるチャージポンプ回路が一般に使用されている。このカレントステアリング型のチャージポンプ回路１４は、例えば図４に示すように構成されている。
【０００９】
すなわち、電源端子Ｔ1と、接地端子Ｔ2との間に、吐き出し型の定電流源Ｑ1と、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2と、吸い込み型の定電流源Ｑ2とが直列接続され、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の直列回路に、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の直列回路が並列接続される。また、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の接続点が、ボルテージフォロワ、すなわち、利得が１倍のアンプＧ1を通じてスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の接続点DNに接続されるとともに、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の接続点から出力端子Ｔ3が引き出され、これに次段のループフィルタ１５が接続される。
【００１０】
この場合、定電流源Ｑ1、Ｑ2は、チャージポンプ電流ＩCPの供給源であり、これら定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）の大きさは連動して制御されるものである。
【００１１】
また、位相比較回路１３から、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFよりも位相が進んでいるとき“Ｈ”レベルになり、遅れているとき“Ｌ”レベルになるパルスであって、そのパルス幅τが信号ＳDIVと信号ＳREFとの位相差に対応したパルスＰUPが取り出される。そして、このパルスＰUPがスイッチ回路ＳＷ1にその制御信号として供給され、ＰUP＝“Ｈ”のとき、スイッチ回路ＳＷ1はオンとされる。
【００１２】
同様に、位相比較回路１３から、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFよりも位相が遅れているとき“Ｈ”レベルになり、進んでいるとき“Ｌ”レベルになるパルスであって、そのパルス幅が信号ＳDIVと信号ＳREFとの位相差に対応したパルスＰDNが取り出される。そして、このパルスＰDNがスイッチ回路ＳＷ2にその制御信号として供給され、ＰDN＝“Ｈ”のとき、スイッチ回路ＳＷ2はオンとされる。
【００１３】
さらに、位相比較回路１３から、パルスＰUP、ＰDNのレベル反転したパルスＰUPB、ＰDNBが取り出され、これらパルスＰUPB、ＰDNBがスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4にそれらの制御信号として供給され、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4はパルスＰUPB、ＰDNBにより同様にオンオフ制御される。
【００１４】
したがって、ＰUP＝“Ｈ”、ＰDN＝“Ｌ”のときには、定電流源Ｑ1からスイッチ回路ＳＷ1を通じて端子Ｔ3にチャージポンプ電流ＩCPが流れ出し、ＰDN＝“Ｈ”、ＰUP＝“Ｌ”のときには、端子Ｔ3からスイッチ回路ＳＷ4を通じて定電流回路Ｑ2にチャージポンプ電流ＩCPが流れ込む。なお、このとき、パルスＰUP、ＰDNのパルス高が一定であれば、端子Ｔ3を流れるチャージポンプ電流ＩCPの大きさは、定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流の大きさにより決まる。
【００１５】
そして、パルスＰUPによりスイッチ回路ＳＷ1がオフのときには、パルスＰUPBによりスイッチ回路ＳＷ3はオンとなっているので、定電流源Ｑ1とスイッチ回路ＳＷ1との接続点の電位は、アンプＧ1により端子Ｔ3と等しい電位に保たれる。つまり、スイッチ回路ＳＷ1の両端は同電位となり、スイッチ回路ＳＷ1にリーク電流は流れない。
【００１６】
また、パルスＰDNによりスイッチ回路ＳＷ2がオフのときには、同様の理由により、スイッチ回路ＳＷ2と定電流源Ｑ2との接続点の電位は、端子Ｔ3と等しい電位に保たれ、スイッチ回路ＳＷ2にリーク電流は流れない。
【００１７】
したがって、このチャージポンプ回路１４によれば、安定なチャージポンプ電流ＩCPを得ることができるとともに、そのチャージポンプＩCPの大きさを定電流源Ｑ1、Ｑ2により変更することができる。
【００１８】
また、出力端子Ｔ3と接続点DNとはアンプＧ1により同電位に保持されるので、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4が切り換わっても、端子Ｔ3および接続点DNの電位が変化することがなく、したがって、いわゆるチャージ・シェアリング効果がなく、定電流源Ｑ1の定電流と定電流源Ｑ2の定電流とのマッチング特性がよくなる。さらに、定電流源Ｑ1、Ｑ2自身がオンオフ動作をすることがないので、チャージポンプ回路として高速で動作をさせることができる。
【００１９】
図５は、図４に示したチャージポンプ回路１４をＭＯＳ−ＦＥＴにより実現した場合の例を示す。なお、以下においては、簡単のため、「ＭＯＳ−ＦＥＴ」を単に「ＦＥＴ」と記載する。
【００２０】
すなわち、ＮチャンネルのＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4）のドレイン・ソース間と、ＰチャンネルのＦＥＴ（Ｐ1〜Ｐ4）のソース・ドレイン間との並列回路によりスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4がそれぞれ構成される。
【００２１】
また、電源端子Ｔ1と、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ3との間に、ＰチャンネルのＦＥＴ（Ｐ12）のソース・ドレイン間が接続され、スイッチ回路ＳＷ2、ＳＷ4と接地端子Ｔ2との間に、ＮチャンネルのＦＥＴ（Ｎ22）のドレイン・ソース間が接続される。
【００２２】
この場合、ＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）は、定電流源Ｑ1、Ｑ2として動作するものである。このため、ＦＥＴ（Ｐ11、Ｐ12）により、電源端子Ｔ1を基準電位点とし、ＦＥＴ（Ｐ11）を入力側としてカレントミラー回路ＣＭ1が構成される。また、ＦＥＴ（Ｎ21〜Ｎ23）により、接地端子Ｔ2を基準電位点とし、ＦＥＴ（Ｎ21）を入力側としてカレントミラー回路ＣＭ2が構成される。
【００２３】
また、ＦＥＴ（Ｎ23）のドレインがＦＥＴ（Ｐ11）のドレインに接続され、可変定電流源ＱCPからＦＥＴ（Ｎ21）に定電流ＩCPが供給される。さらに、スイッチ回路ＳＷ1とスイッチ回路ＳＷ2との接続点が、出力端子Ｔ3に接続されるとともに、ボルテージフォロワ用のアンプＧ1を通じてスイッチ回路ＳＷ3とスイッチ回路ＳＷ4との接続点DNに接続される。
【００２４】
そして、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ3のＦＥＴ（Ｎ1、Ｐ3）のゲートに、位相比較回路１３から出力パルスＰUPが供給され、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ3のＦＥＴ（Ｐ1、Ｎ3）のゲートに、位相比較回路１３から出力パルスＰUPBが供給される。さらに、スイッチ回路ＳＷ2、ＳＷ4のＦＥＴ（Ｎ2、Ｐ4）のゲートに、位相比較回路１３から出力パルスＰDNが供給され、スイッチ回路ＳＷ2、ＳＷ4のＦＥＴ（Ｐ2、Ｎ4）のゲートに、位相比較回路１３から出力パルスＰDNBが供給される。
【００２５】
したがって、可変定電流源ＱCPからＦＥＴ（Ｎ21）に電流ＩCPが供給されるので、ＦＥＴ（Ｐ12）のドレインからはチャージポンプＩCPが流し出され、ＦＥＴ（Ｎ22）のドレインにはチャージポンプ電流ＩCPが流れ込む。そして、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4は、パルスＰUP〜ＰDNBに対応してオンオフ制御されるので、この回路は図４において説明したチャージポンプ回路１４として動作する。
【００２６】
また、可変定電流源ＱCPの出力定電流ＩCPの大きさを変更すれば、ＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）を流れるチャージポンプ電流ＩCPの大きさを同時に変更することができる。
【００２７】
さらに、このチャージポンプ回路１４によれば、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4が、それぞれＮチャンネルのＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4）と、ＰチャンネルのＦＥＴ（Ｐ1〜Ｐ4）とのペアにより構成されているので、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4の切り換え時に発生するゲート・ドレイン間の寄生容量（オーバーラップ容量）を通じて流れる電流のピーク値を抑えることができる。
【００２８】
この寄生容量に起因する電流は、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4がオンからオフになるとき、およびオフからオンになるときの両方で発生する。この寄生容量による電流がチャージポンプ電流ＩCPに比べて無視できない大きさの場合には、チャージポンプ回路１４の線形性やマッチング特性を悪化させる。したがって、ＰＬＬ１０をＩＣ化する場合、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4は、チャージポンプ電流ＩCPの大きさに応じて必要最小限のサイズとされる。
【００２９】
ところが、図５に示すカレントステアリング型のチャージポンプ回路１４においては、定電流源となるＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）のサイズおよびスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4を構成するＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4、Ｐ1〜Ｐ4）のサイズにより、チャージポンプ電流ＩCPの最大値が決定され、大きなチャージポンプ電流ＩCPを必要とする場合には、それらＦＥＴのサイズを大きくする必要がある。
【００３０】
また、チャージポンプ電流ＩCPが最大値のときでも、十分な出力電圧範囲を確保するためには、やはりＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）のサイズおよびスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4を構成するＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4、Ｐ1〜Ｐ4）のサイズを大きくする必要がある。
【００３１】
しかし、ＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4、Ｐ1〜Ｐ4）のサイズを大きくすると、それらのゲート・ドレイン間の寄生容量が大きくなり、この寄生容量による電流がチャージポンプ電流ＩCPに比べて無視できない大きさのとき、すなわち、チャージポンプ電流ＩCPの可変範囲が広くい場合に、最小電流付近にしたとき、ゲート・ドレイン間の寄生容量を流れる電流が本来のチャージポンプ電流ＩCPよりも大きくなり、チャージポンプ回路１４としての性能が悪化してしまう。
【００３２】
そこで、例えば図６に示すように、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2のサイズを電気的に変更することが考えられている。すなわち、スイッチ回路ＳＷ5、ＳＷ6が、ＮチャンネルのＦＥＴ（Ｎ5、Ｎ6）とＰチャンネルのＦＥＴ（Ｐ5、Ｐ6）とによりスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4と同様に構成される。なお、このとき、ＦＥＴ（Ｎ5、Ｎ6、Ｐ5、Ｐ6）は、チャージポンプ電流ＩCPの最大値に対応して十分な大きさとされる。
【００３３】
そして、スイッチ回路ＳＷA〜ＳＷDを図６とは逆の状態に接続した場合には、スイッチ回路ＳＷ5、ＳＷ6はスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4などに接続されないので、チャージポンプ回路１４は図５の場合と等しくなり、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4により構成される。したがって、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4におけるＦＥＴ（Ｎ1〜Ｎ4、Ｐ1〜Ｐ4）を、それらの寄生容量を無視できるサイズとしておくことができ、チャージポンプ電流ＩCPが小さくても対応できる。
【００３４】
一方、スイッチ回路ＳＷA〜ＳＷDを図６の状態に接続した場合には、スイッチ回路ＳＷ5、ＳＷ6はスイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2に並列接続されるので、チャージポンプ回路１４は電気的には図５の場合と等しくなるが、より大きなチャージポンプ電流ＩCPを扱うことができるようになる。
【００３５】
したがって、チャージポンプ電流ＩCPの大きさに対応してスイッチ回路ＳＷ11〜ＳＷ14を切り換えることにより最適な特性のチャージポンプ回路１４とすることができる。
【００３６】
なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
【特許文献１】特開２００４−２０８１４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
上述のように、図５のチャージポンプ回路１４は、チャージポンプ電流ＩCPの変化範囲が広いとき、これに対応することができない。その点、図６のチャージポンプ回路１４は、スイッチ回路ＳＷA〜ＳＷDを切り換えることによりチャージポンプ電流ＩCPの変化範囲が広くても、対応することができる。
【００３８】
しかし、図６のチャージポンプ回路１４においては、チャージポンプ電流ＩCPが小さい場合、すなわち、スイッチ回路ＳＷ11〜ＳＷ14が図６とは逆の状態に接続されている場合、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ3の接続点Ａと電源端子Ｔ1との間に、スイッチ回路ＳＷ5のＦＥＴ（Ｐ5）のゲート・ソース間の寄生容量が接続される。また、スイッチ回路ＳＷ2、ＳＷ4の接続点Ｂと接地端子Ｔ2との間に、スイッチ回路ＳＷ6のＦＥＴ（Ｎ6）のゲート・ソース間の寄生容量が接続される。
【００３９】
また、ＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）は定電流源Ｑ1、Ｑ2として動作しているが、このＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）からチャージポンプ電流ＩCPが流れるので、大きなチャージポンプ電流ＩCPを扱うためには、ＦＥＴ（Ｐ12、Ｎ22）のサイズが大きくなければならず、それらのゲート・ドレイン間の寄生容量も大きくなる。
【００４０】
そこで、このとき、アンプＧ1のオフセット電圧により、端子Ｔ3と接続点NDとの間に電位差を生じていると、接続点Ａ、Ｂの電位は、チャージポンプ電流ＩCPの出力時には、端子Ｔ3と等しくなり（ＳＷ回路の抵抗を無視する）、チャージポンプ電流ＩCPの停止時には、接続点DNと等しい電位になる。
【００４１】
このため、その電位差×寄生容量の電荷をＳＷ回路のオンオフ時に充放電する（チャージ・シェアリング効果）ことになるので、チャージポンプ電流ＩCPの小さい電流域では特性を悪くなってしまう。
【００４２】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
この発明においては、
複数のチャージポンプ部のそれぞれが、
ブリッジ接続された第１〜第４のスイッチ回路と、
上記第１および上記第３のスイッチ回路の接続点に接続された吐き出し型の定電流源と、
上記第２および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続された吸い込み型の定電流源と
を有するとともに、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点から上記第３および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続されたボルテージフォロワと、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点に接続された出力端子と
を有し、
上記複数のチャージポンプ部のうち、第１のチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号が供給され、
上記複数のチャージポンプ部のうち、残るチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号と、上記第１〜第４のスイッチ回路をオフにする電位とが、第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を通じて供給され、
必要とするチャージポンプ電流に大きさに対応して、上記第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を制御するとともに、上記吐き出し型の定電流源および上記吸い込み型定電流の出力電流の大きさを変更することにより、上記出力端子に、上記必要とする大きさのチャージポンプ電流を得る
ようにしたチャージポンプ回路
とするものである。
【発明の効果】
【００４４】
この発明によれば、広い範囲にわたって変化するチャージポンプ電流に対して、良好な特性を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
図１において、符号１４は、この発明によるカレントステアリング型のチャージポンプ回路の一例を示す。この例においては、チャージポンプ電流ＩCPの大きさを、10μＡ、300μＡ、１mＡの３段階に分け、これに対応してチャージポンプ回路１４を、３つのチャージポンプ部、すなわち、メインのチャージポンプ部１４Ａと、サブのチャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃとに分けた場合である。
【００４６】
すなわち、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4がブリッジ接続されるとともに、電源端子Ｔ1と、スイッチ回路ＳＷ1およびスイッチ回路ＳＷ3の接続点との間に、吐き出し型の定電流源Ｑ1が接続され、スイッチ回路ＳＷ2およびスイッチ回路ＳＷ4の接続点と、接地端子Ｔ2との間に、吸い込み型の定電流源Ｑ2が接続される。また、スイッチ回路ＳＷ1およびスイッチ回路ＳＷ2の接続点が、ボルテージフォロワとして動作する利得が１倍のアンプＧ1を通じてスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4の接続点DNに接続されるとともに、スイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の接続点が出力端子Ｔ3に接続される。
【００４７】
この場合、定電流源Ｑ1、Ｑ2は、チャージポンプ電流ＩCPの供給源であり、これら定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）の大きさは連動して制御されるものである。以上により、メインのチャージポンプ回路となる第１のチャージポンプ部１４Ａが構成される。
【００４８】
また、位相比較回路１３から、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFよりも位相が進んでいるとき“Ｈ”レベルになり、遅れているとき“Ｌ”レベルになるパルスであって、そのパルス幅τが信号ＳDIVと信号ＳREFとの位相差に対応したパルスＰUPが取り出される。そして、このパルスＰUPが、チャージポンプ部１４Ａのスイッチ回路ＳＷ1にその制御信号として供給され、ＰUP＝“Ｈ”のとき、スイッチ回路ＳＷ1はオンとされる。
【００４９】
同様に、位相比較回路１３から、分周信号ＳDIVが基準信号ＳREFよりも位相が遅れているとき“Ｈ”レベルになり、進んでいるとき“Ｌ”レベルになるパルスであって、そのパルス幅が信号ＳDIVと信号ＳREFとの位相差に対応したパルスＰDNが取り出される。このパルスＰDNが、チャージポンプ１４Ａのスイッチ回路ＳＷ2にその制御信号として供給され、ＰDN＝“Ｈ”のとき、スイッチ回路ＳＷ2はオンとされる。
【００５０】
さらに、位相比較回路１３から、パルスＰUP、ＰDNのレベル反転したパルスＰUPB、ＰDNBが取り出され、これらパルスＰUPB、ＰDNBがチャージポンプ部１４Ａのスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4にそれらの制御信号として供給され、スイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4は同様にオンオフ制御される。
【００５１】
また、サブのチャージポンプ回路となる第２のチャージポンプ部１４Ｂが、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4および定電流源Ｑ1、Ｑ2により第１のチャージポンプ部１４Ａと同様に構成され、第３のチャージポンプ部１４Ｃも同様に構成される。
【００５２】
ただし、この場合、第１のチャージポンプ部１４Ａ〜第３のチャージポンプ部１４Ｃにおいて、アンプＧ1および出力端子Ｔ3は共通とされる。また、チャージポンプ電流ＩCPは、第１のチャージポンプ部１４Ａにおいては、最小電流付近に対応した大きさとされ、第２のチャージポンプ部１４Ｂにいては、中域の電流付近に対応した大きさとされ、第３のチャージポンプ部１４Ｃにおいては、最大電流付近に対応した大きさとされる。
【００５３】
例えば、
第１のチャージポンプ回路１４Ａの定電流源Ｑ1、Ｑ2の定電流ＩCP＝10μＡ
第２のチャージポンプ回路１４Ｂの定電流源Ｑ1、Ｑ2の定電流ＩCP＝300μＡ
第１のチャージポンプ回路１４Ｃの定電流源Ｑ1、Ｑ2の定電流ＩCP＝１mＡ
とされる。
【００５４】
したがって、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4をＦＥＴにより構成するとき、そのサイズは、第１のチャージポンプ部１４Ａでは小さく、第３のチャージポンプ部１４Ｃでは大きく、第２のチャージポンプ部１４Ｂでは中間の大きさとされる。
【００５５】
さらに、パルスＰUPと、端子Ｔ2の“Ｌ”レベルとが、スイッチ回路ＳＷ11Bにより選択され、その選択出力が、チャージポンプ部１４Ｂのスイッチ回路ＳＷ1にその制御信号として供給される。また、パルスＰDNと、端子Ｔ2の“Ｌ”レベルとが、スイッチ回路ＳＷ12Bにより選択され、その選択出力が、チャージポンプ部１４Ｂのスイッチ回路ＳＷ2にその制御信号として供給される。
【００５６】
また、パルスＰUPB、ＰDNBと、端子Ｔ2の“Ｌ”レベルとが、スイッチ回路ＳＷ13B、ＳＷ14Bによりそれぞれ選択され、チャージポンプ部１３Ｂのスイッチ回路ＳＷ3、ＳＷ4にそれらの制御信号として供給される。さらに、第３のチャージポンプ回路１４Ｃについても、スイッチ回路ＳＷ11C〜ＳＷ14Cを通じて同様に制御信号が供給される。
【００５７】
このような構成において、チャージポンプ電流ＩCPが小さくてもよい場合（ＩCP≦10μＡの場合）には、スイッチ回路ＳＷ11B〜ＳＷ14B、ＳＷ11C〜ＳＷ14Cは、すべて図に示すように、端子Ｔ2側に接続され、“Ｌ”レベルが出力される。したがって、チャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃにおけるスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4はすべてオフであり、チャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃからは出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）は取り出されない。
【００５８】
しかし、この場合、チャージポンプ部１４Ａは有効に動作している。そして、ＰUP＝“Ｈ”、ＰDN＝“Ｌ”のときには、定電流源Ｑ1からスイッチ回路ＳＷ1を通じて端子Ｔ3にチャージポンプ電流ＩCPが流れ出し、ＰDN＝“Ｈ”、ＰUP＝“Ｌ”のときには、端子Ｔ3からスイッチ回路ＳＷ4を通じて定電流回路Ｑ2にチャージポンプ電流ＩCPが流れ込む。
【００５９】
なお、このとき、パルスＰUP、ＰDNのパルス高が一定であれば、端子Ｔ3を流れるチャージポンプ電流ＩCPの大きさは、定電流源Ｑ1、Ｑ2の出力電流の大きさにより決まる。
【００６０】
また、チャージポンプ電流ＩCPとして中くらいの大きさを必要とする場合（10μＡ＜ＩCP≦310μＡ）には、スイッチ回路ＳＷ11B〜ＳＷ14Bは、すべて図１とは逆の状態に接続され、パルスＰUP〜ＰDNBがそれぞれ出力され、第２のチャージポンプ部１４Ｂに供給される。
【００６１】
したがって、第２のチャージポンプ部１４Ｂにおいても、第１のチャージポンプ部１４Ａと同様の動作が行われ、第２のチャージポンプ部１４Ｂの出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）が出力端子Ｔ3に出力される。なお、このとき、出力端子Ｔ3には、第１のチャージポンプ部１４Ａの出力電流も出力されているので、両方の出力電流が加算されることになる。
【００６２】
さらに、チャージポンプ電流ＩCPとして大きい電流を必要とする場合（310μＡ＜ＩCP≦1310μＡの場合）には、スイッチ回路ＳＷ11B〜ＳＷ14Bに加えてスイッチ回路ＳＷ11C〜ＳＷ14Cも、すべて図１とは逆の状態に接続され、パルスＰUP〜ＰDNBが第３のチャージポンプ部１４Ｃにも供給される。
【００６３】
したがって、第３のチャージポンプ部１４Ｃにおいても、第１のチャージポンプ部１４Ａと同様の動作が行われ、第３のチャージポンプ部１４Ｃの出力電流（チャージポンプ電流ＩCP）が出力端子Ｔ3に出力される。なお、このとき、出力端子Ｔ3には、第１のチャージポンプ部１４Ａおよび第２のチャージポンプ部１４Ｂの出力電流も出力されているので、これらの出力電流が加算されて出力されることになる。
【００６４】
こうして、図１に示すチャージポンプ回路１４によれば、必要とするチャージポンプ電ＩCPの大きさに対応してチャージポンプ部１４Ａ〜１４Ｃを選択している。例えば、必要とするチャージポンプ電流ＩCPが小さいときには、チャージポンプ回路１４Ａから他のチャージポンプ回路１４Ｂ、１４Ｃを切り離している。
【００６５】
そして、チャージポンプ部１４Ａ〜１４Ｃは、それらが扱うチャージポンプ電流ＩCPの大きさに対応してスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4を構成するＦＥＴのサイズ、および定電流源Ｑ1、Ｑ2を構成するＦＥＴのサイズを設定できる。したがって、チャージポンプ電流ＩCPが小さくても大きくてもスイッチ回路ＳＷ1、ＳＷ2の寄生容量に起因する電流誤差などに影響されることがなく、最適な特性を得ることができる。
【００６６】
また、チャージポンプ電流ＩCPの可変範囲を広くすることができるので、ＰＬＬ回路１０におけるループフィルタ１５の特性を切り換えなくても、ＰＬＬ回路１０の帯域や基準周波数ｆREFの選択範囲を広くすることができる。
【００６７】
なお、図１スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4は、図４および図５の場合と同様、ＮチャンネルのＦＥＴと、ＰチャンネルのＦＥＴとを並列接続して構成することができ、チャージポンプ部１４Ｂ、１４Ｃにおいて、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4を定常的にオフにする場合には、ＮチャンネルのＦＥＴには“Ｌ”レベルの電位を供給し、ＰチャンネルのＦＥＴには“Ｈ”レベルの電位を供給すればよい。
【００６８】
また、定電流源Ｑ1、Ｑ2も、図４および図５の場合と同様、カレントミラー回路により構成することができる。さらに、上述においては、チャージポンプ回路１４を、３つのチャージポンプ部１４Ａ〜１４Ｃにより構成した場合であるが、２つ以上であればよい。
【００６９】
〔略語の一覧〕
ＦＥＴ：Field Effect Transistor
ＭＯＳ：Metal Oxide Semiconductor
ＰＬＬ：Phase Locked Loop
ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】この発明の一形態を示す接続図である。
【図２】この発明を説明するための系統図である。
【図３】ＰＬＬの特性を説明するための数式を示す図である。
【図４】この発明を説明するための接続図である。
【図５】この発明を説明するための接続図である。
【図６】この発明を説明するための接続図である。
【符号の説明】
【００７１】
１０…ＰＬＬ回路、１１…ＶＣＯ、１２…可変分周回路、１３…位相比較回路、１４…チャージポンプ回路、１４Ａ〜１４Ｃ…チャージポンプ部、１５…ループフィルタ、Ｇ1…アンプ、Ｑ1、Ｑ2…定電流源、ＳＷ1〜ＳＷ4…スイッチ回路、ＳＷ11B〜ＳＷ14C…スイッチ回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のチャージポンプ部のそれぞれが、
ブリッジ接続された第１〜第４のスイッチ回路と、
上記第１および上記第３のスイッチ回路の接続点に接続された吐き出し型の定電流源と、
上記第２および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続された吸い込み型の定電流源と
を有するとともに、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点から上記第３および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続されたボルテージフォロワと、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点に接続された出力端子と
を有し、
上記複数のチャージポンプ部のうち、第１のチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号が供給され、
上記複数のチャージポンプ部のうち、残るチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号と、上記第１〜第４のスイッチ回路をオフにする電位とが、第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を通じて供給され、
必要とするチャージポンプ電流に大きさに対応して、上記第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を制御するとともに、上記吐き出し型の定電流源および上記吸い込み型定電流の出力電流の大きさを変更することにより、上記出力端子に、上記必要とする大きさのチャージポンプ電流を得る
ようにしたチャージポンプ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のチャージポンプ回路において、
上記第１〜第４のスイッチ回路、上記吐き出し型の定電流源および上記吸い込み型の定電流源をそれぞれＦＥＴにより構成するとともに、
上記ＦＥＴを、上記チャージポンプ部が扱うチャージポンプ電流の大きさに対応した必要最小限のサイズとする
ようにしたチャージポンプ回路。
【請求項３】
ＶＣＯと、
このＶＣＯの発振信号を１／Ｎ（Ｎは整数）の周波数の分周信号に分周する可変分周回路と、
上記分周信号を、基準となる周波数の信号と位相比較する位相比較回路と、
この位相比較回路の比較出力が供給されるチャージポンプ回路と、
このチャージポンプ回路の出力が供給されるとともに、上記分周信号と上記基準となる周波数の信号との位相差に対応してレベルの変化する直流電圧を出力して上記ＶＣＯの上記発振周波数を制御するループフィルタと
を有するＰＬＬ回路であって、
上記チャージポンプ回路が複数のチャージポンプ部を有し、
このチャージポンプ部のそれぞれが、
ブリッジ接続された第１〜第４のスイッチ回路と、
上記第１および上記第３のスイッチ回路の接続点に接続された吐き出し型の定電流源と、
上記第２および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続された吸い込み型の定電流源と
を有するとともに、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点から上記第３および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続されたボルテージフォロワと、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点に接続された出力端子と
を有し、
上記複数のチャージポンプ部のうち、第１のチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号が、上記位相比較回路から供給され、
上記複数のチャージポンプ部のうち、残るチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号と、上記第１〜第４のスイッチ回路をオフにする電位とが、第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を通じて供給され、
必要とするチャージポンプ電流に大きさに対応して、上記第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を制御するとともに、上記吐き出し型の定電流源および上記吸い込み型定電流の出力電流の大きさを変更することにより、上記出力端子に、上記必要とする大きさのチャージポンプ電流を得る
ようにしたＰＬＬ回路。
【請求項１】
複数のチャージポンプ部のそれぞれが、
ブリッジ接続された第１〜第４のスイッチ回路と、
上記第１および上記第３のスイッチ回路の接続点に接続された吐き出し型の定電流源と、
上記第２および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続された吸い込み型の定電流源と
を有するとともに、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点から上記第３および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続されたボルテージフォロワと、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点に接続された出力端子と
を有し、
上記複数のチャージポンプ部のうち、第１のチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号が供給され、
上記複数のチャージポンプ部のうち、残るチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号と、上記第１〜第４のスイッチ回路をオフにする電位とが、第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を通じて供給され、
必要とするチャージポンプ電流に大きさに対応して、上記第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を制御するとともに、上記吐き出し型の定電流源および上記吸い込み型定電流の出力電流の大きさを変更することにより、上記出力端子に、上記必要とする大きさのチャージポンプ電流を得る
ようにしたチャージポンプ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のチャージポンプ回路において、
上記第１〜第４のスイッチ回路、上記吐き出し型の定電流源および上記吸い込み型の定電流源をそれぞれＦＥＴにより構成するとともに、
上記ＦＥＴを、上記チャージポンプ部が扱うチャージポンプ電流の大きさに対応した必要最小限のサイズとする
ようにしたチャージポンプ回路。
【請求項３】
ＶＣＯと、
このＶＣＯの発振信号を１／Ｎ（Ｎは整数）の周波数の分周信号に分周する可変分周回路と、
上記分周信号を、基準となる周波数の信号と位相比較する位相比較回路と、
この位相比較回路の比較出力が供給されるチャージポンプ回路と、
このチャージポンプ回路の出力が供給されるとともに、上記分周信号と上記基準となる周波数の信号との位相差に対応してレベルの変化する直流電圧を出力して上記ＶＣＯの上記発振周波数を制御するループフィルタと
を有するＰＬＬ回路であって、
上記チャージポンプ回路が複数のチャージポンプ部を有し、
このチャージポンプ部のそれぞれが、
ブリッジ接続された第１〜第４のスイッチ回路と、
上記第１および上記第３のスイッチ回路の接続点に接続された吐き出し型の定電流源と、
上記第２および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続された吸い込み型の定電流源と
を有するとともに、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点から上記第３および上記第４のスイッチ回路の接続点に接続されたボルテージフォロワと、
上記複数のチャージポンプ部のすべてに対して共通であって、上記第１および上記第２のスイッチ回路の接続点に接続された出力端子と
を有し、
上記複数のチャージポンプ部のうち、第１のチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号が、上記位相比較回路から供給され、
上記複数のチャージポンプ部のうち、残るチャージポンプ部には、上記吐き出し型の定電流源から出力される定電流を、上記第１および上記第２のスイッチ回路の直列回路と、上記第３および上記第４のスイッチ回路の直列回路とに振り分ける制御信号と、上記第１〜第４のスイッチ回路をオフにする電位とが、第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を通じて供給され、
必要とするチャージポンプ電流に大きさに対応して、上記第１〜第４の切り換え用のスイッチ回路を制御するとともに、上記吐き出し型の定電流源および上記吸い込み型定電流の出力電流の大きさを変更することにより、上記出力端子に、上記必要とする大きさのチャージポンプ電流を得る
ようにしたＰＬＬ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００９−２４６６０６（Ｐ２００９−２４６６０６Ａ）
【公開日】平成２１年１０月２２日（２００９．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−８９３７２（Ｐ２００８−８９３７２）
【出願日】平成２０年３月３１日（２００８．３．３１）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１０月２２日（２００９．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月３１日（２００８．３．３１）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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