伝搬遅延時間測定装置及びレーダ装置
【課題】受信信号の周波数オフセットが発生している場合でも、アレーアンテナを構成することなく、高い推定精度で伝搬遅延時間及び周波数オフセットを測定することができるようにする。
【解決手段】フーリエ変換部６のフーリエ変換結果をフーリエ変換部８のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算部９を設け、２次元高分解能部１０がフーリエ変換結果除算部９の除算結果である２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出する。
【解決手段】フーリエ変換部６のフーリエ変換結果をフーリエ変換部８のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算部９を設け、２次元高分解能部１０がフーリエ変換結果除算部９の除算結果である２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号（例えば、電波、音波、光）を受信し、その変調信号の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置及びレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電波の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置は、例えば、レーダ、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）受信機、携帯端末等の電波発信機の位置を推定するなど、様々な用途に用いられている。
レーダでは、受信機から送信された送信信号が電波反射源に反射されて、再び受信機で受信された受信信号の遅延時間を測定することで、目標までの距離を推定するようにしている。
また、ＧＰＳ受信機では、ＧＰＳ衛星から発信された送信信号とＧＰＳ受信端末で受信された受信信号との遅延時間を測定し、この遅延時間の測定を最低限４つのＧＰＳ衛星について繰り返すことで、ＧＰＳ受信端末の位置を推定するようにしている。
また、携帯端末等の電波発信機では、携帯端末から発信された送信信号を複数の受信機で受信し、受信機間の遅延時間差を測定することで、携帯端末の位置を推定するようにしている。
【０００３】
このような電波の伝搬遅延時間推定方式として、受信信号と参照信号、あるいは、複数の受信機で受信された受信信号同士の相互相関関数（以後、「ＣＣＦ」と称する。ＣＣＦ：Ｃｒｏｓｓ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）により相関ピークを検出し、ピーク位置から遅延時間を推定する方式が一般的に用いられている。
【０００４】
しかし、電波反射源（あるいは、送信機）と受信機とが相対運動を行っている場合、受信信号が発生したドップラー周波数分だけ周波数シフトし、上述したＣＣＦでは、相関ピークが検出されない。
電波送信機と受信機のローカル発振周波数がずれている場合には、ローカル発振周波数のずれの分だけ周波数シフト（以後、ドップラー周波数シフトとローカル発振周波数のずれを纏めて周波数オフセットと称する）が起こる。
周波数オフセットしている受信信号と送信信号との遅延時間を推定するために、送信信号の周波数をシフトさせてＣＣＦを計算する手法（以後、２次元ＣＣＦと称する）が存在する。
この手法では、２次元ＣＣＦのピーク位置から、遅延時間と周波数オフセットを推定することが可能である。
【０００５】
ところで、上記の伝搬遅延時間測定装置では、測定精度を劣化させる大きな要因としてマルチパス波が上げられる。
送信機（あるいは、電波反射源）と受信機を直線で結ぶ伝搬経路を伝搬して、受信機で受信された受信信号の波形は直接波と呼ばれ、他の経路を伝搬して、受信機で受信された受信信号の波形はマルチパス波と呼ばれている。
例えば、ＧＰＳ受信機において、直接波のみを受信している場合、受信信号と参照信号の２次元ＣＣＦのピーク位置から伝搬遅延を求めることにより、その伝搬遅延からＧＰＳ衛星とＧＰＳ受信機間の距離を正確に推定することができるが、ＧＰＳ衛星から発信された信号が他の反射源に反射されて、ＧＰＳ受信機で受信された場合、２次元ＣＣＦのピーク位置から求められる伝搬遅延は、ＧＰＳ衛星とＧＰＳ受信機間の距離を示していない。
【０００６】
マルチパス波は直接波と比較して、遅れて受信機に到達するため、直接波とマルチパス波の遅延時間差がある程度あれば、２波を分離して推定することができる。
また、直接波とマルチパス波の周波数オフセットがある程度あれば、２波を分離して推定することができる。
分離推定可能な２波間の遅延時間差は時間分解能と呼ばれ、分離推定可能な２波間の周波数オフセット差は周波数分解能と呼ばれる。
一般に、２次元ＣＣＦの時間分解能は、送信信号の帯域幅の逆数で決定され、周波数分解能は、受信信号の観測時間長の逆数で決定される。
したがって、遅延時間が信号帯域幅の逆数以下に近接し、周波数オフセットが観測時間長の逆数以下に近接しているマルチパス波は、分離推定できず、遅延時間の推定精度や、周波数オフセットの推定精度が劣化することになる。
【０００７】
遅延時間の推定精度を改善する手法として、ＭＵＳＩＣ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）やＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）などの高分解能アルゴリズムを応用することで、ＣＣＦより高い時間分解能を得る方式が、以下の非特許文献１，２に開示されている。
この高分解能アルゴリズムを用いる遅延時間推定方式では、受信機がＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）符号により変調された電波を受信すると、その電波をフーリエ変換した信号を、変調された符号と同じＰＮ符号（ここでは、参照信号と称する）をフーリエ変換した信号で除算し、その除算結果である周波数伝達関数に対して、ＭＵＳＩＣアルゴリズムを適用することで高精度に遅延時間を推定することができる。
ただし、上記の高分解能アルゴリズムでは、受信信号の周波数オフセットが考慮されておらず、周波数オフセットが発生している場合には、推定遅延時間の精度が劣化することになる。
【０００８】
また、以下の非特許文献３には、遅延時間と周波数オフセットを同時に高い分解能で求める手法が開示されている。
ただし、非特許文献３では、受信機を複数用意してアレーアンテナを構成し、そのアレーアンテナで信号を受信することを前提としており、１つの受信機で取得した受信信号の遅延時間と周波数オフセットを同時に高い分解能で推定する手法については開示していない。
【０００９】
【非特許文献１】菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（１９９８年刊）
【非特許文献２】中原、小川、菊間、稲垣、Ｂ−１０、‘ＦＦＴ−ＭＵＳＩＣ法とＦＦＴ演算型相関法の多重波伝搬遅延時間分解能の比較検討’、１９９５年 電子情報通信学総合大会
【非特許文献３】Jakobsson, A. Lee Swindlehurst, and P. Stoica,‘Subspace-Based Estimation of Time Delays and Doppler Shifts,’IEEE Trans., vol.46, no.9, Sep 1998.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来の伝搬遅延時間測定装置は以上のように構成されているので、ＭＵＳＩＣなどの高分解能アルゴリズムを応用することで、遅延時間の推定精度を改善することができる。しかし、受信信号の周波数オフセットが発生している場合には、推定遅延時間の精度が劣化することがある課題があった。
【００１１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、受信信号の周波数オフセットが発生している場合でも、アレーアンテナを構成することなく、高い推定精度で伝搬遅延時間及び周波数オフセットを測定することができる伝搬遅延時間測定装置及びレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係る伝搬遅延時間測定装置は、搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号を受信し、その変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得手段と、デジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割手段と、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、参照信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段とを設け、高分解能処理手段がフーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号を受信し、その変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得手段と、デジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割手段と、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、参照信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段とを設け、高分解能処理手段がフーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出するように構成したので、受信信号の周波数オフセットが発生している場合でも、アレーアンテナを構成することなく、高い推定精度で伝搬遅延時間及び周波数オフセットを測定することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
図１の伝搬遅延時間測定装置は、レーダ装置、ＧＰＳ測位装置、携帯等の無線端末に使用することが可能なものであり、この実施の形態１では、ＧＰＳ測位装置に適用する例を説明する。
また、ＧＰＳ測位装置には、別途サーバーを通して、衛星の概略位置やＧＰＳ時刻等の情報を受信する構成のものがあるが（アシスト型ＧＰＳ受信機）、この実施の形態１では、それらのアシストを必要としない自立型のＧＰＳ受信機に適用する例を説明する。
【００１５】
図１において、デジタル信号取得手段を構成しているデジタル信号取得部１は搬送波が既知の参照信号により変調されている電波（変調信号）を受信し、その変調信号の周波数を変換することにより、その変調信号をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波）信号に変換し、また、そのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換することにより、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する処理を実施する。
デジタル信号取得部１の受信アンテナ２はＧＰＳ衛星から発信された電波（搬送波が既知の参照信号により変調されている電波）であるＧＰＳ信号を受信する。
デジタル信号取得部１の受信部３は受信アンテナ２により受信されたＧＰＳ信号に対する増幅処理や周波数変換処理等を実施して、そのＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換する処理を実施する。
デジタル信号取得部１のＡ／Ｄ変換部４は受信部３により変換されたＩＦ信号をデジタル信号に変換する処理を実施する。
【００１６】
ブロック分割部５はデジタル信号取得部１から出力されたデジタルのＩＦ信号をブロック毎に分割する処理を実施する。なお、ブロック分割部５はブロック分割手段を構成している。
フーリエ変換部６はブロック分割部５により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する処理を実施する。なお、フーリエ変換部６は第１のフーリエ変換手段を構成している。
【００１７】
参照信号生成部７はＧＰＳ衛星が搬送波を変調する際に使用する参照信号を生成する処理を実施する。
フーリエ変換部８は参照信号生成部７により生成された参照信号をフーリエ変換する処理を実施する。
なお、参照信号生成部７及びフーリエ変換部８から第２のフーリエ変換手段が構成されている。
【００１８】
フーリエ変換結果除算部９はフーリエ変換部６のフーリエ変換結果をフーリエ変換部８のフーリエ変換結果で除算し、その除算結果であるアレーデータを２次元高分解能部１０に出力する処理を実施する。なお、フーリエ変換結果除算部９はフーリエ変換結果除算手段を構成している。
２次元高分解能部１０はフーリエ変換結果除算部９より出力されたアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出する処理を実施する。なお、２次元高分解能部１０は高分解能処理手段を構成している。
【００１９】
この実施の形態１で扱う参照信号は、ＧＰＳ信号を生成するためのＣ／Ａコード（Ｃｌｅａｒ／Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ Ｃｏｄｅ）と呼ばれる拡散符号が相当する。
図２はＣ／Ａコードの構成を示す説明図である。
図２において、横軸は時刻を表しており、ＧＰＳ衛星から発信される電波であるＧＰＳ信号は、搬送波周波数Ｌ１（ＬＩＮＫ１：１５７５．４２ＭＨｚ）の信号が、ＢＰＳＫ変調（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：二値位相変調）された信号であり、その変調の基本となるのが、Ｃ／Ａコードである。
【００２０】
実際のＧＰＳ信号は、搬送波周波数Ｌ１がＰコード（Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ Ｃｏｄｅ）で変調された後に、Ｃ／Ａコードで変調された信号であるが、Ｐコードの説明については省略する。
Ｃ／Ａコードの継続時間（周期）は１ミリ秒であり、その間に１，０２３ビット（１．０２３Ｍｂｐｓ）を有する。
したがって、Ｃ／Ａコードの１ビットは約１μｓｅｃであり、一般的にＣ／Ａコードの１ビットは１チップと呼ばれる。
Ｃ／Ａコードの２０回の繰り返しが一つの単位となり、このＣ／Ａコードの２０回の繰り返し信号が、航法データの１ビットに対応し、Ｃ／Ａコードの２０回の繰り返し信号、または、その極性反転である信号（変調されたＧＰＳ信号でいえば、位相が１８０°異なる）によって、航法データが表される。したがって、航法データの１ビットは２０ミリ秒である。
【００２１】
次に動作について説明する。
ＧＰＳ衛星は、既知の参照信号であるＣ／Ａコードで搬送波を変調することによりＧＰＳ信号を生成し、そのＧＰＳ信号を発信する。
デジタル信号取得部１は、ＧＰＳ衛星から発信された電波であるＧＰＳ信号を受信すると、そのＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
以下、デジタル信号取得部１の処理内容を具体的に説明する。
【００２２】
デジタル信号取得部１の受信アンテナ２は、ＧＰＳ衛星から発信されたＧＰＳ信号を受信し、そのＧＰＳ信号を受信部３に出力する。
デジタル信号取得部１の受信部３は、受信アンテナ２からＧＰＳ信号を受けると、そのＧＰＳ信号に対する増幅処理や周波数変換処理等を実施して、そのＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換する。
受信部３は、例えば、バンドパスフィルタを用いて、ＧＰＳ信号から搬送波周波数Ｌ１（１５７５．４２ＭＨｚ）の前後約２〜２０ＭＨｚ帯域以外の信号を除去する。その後、搬送波周波数Ｌ１より低い周波数（搬送波周波数−ＩＦ周波数）の正弦波を乗じて、ローパスフィルタで高調波成分を除去することにより、中心周波数がＩＦ周波数ｆIFに変換されたＩＦ信号を取得する。
【００２３】
受信部３は、位相が９０度異なる２つの正弦波を用いて、ＧＰＳ信号の実部と虚部を取り出すようにする。この２つの信号は、位相が９０度異なるので、以下、これを実部および虚部の絶対値を持つ複素数として捉え、位相と振幅の情報を持つ１つの信号（以下、複素信号と称する）として扱う。以下の説明において、取り出した信号は複素数であるとしている。
なお、実部のみを取り出して、Ａ／Ｄ変換部４がデジタル信号に変換した後に、位相が９０度異なる２つの正弦波を用いて、実部と虚部を取り出すという構成も考えられるが、ここでは、Ａ／Ｄ変換前に実部および虚部を取り出し、複素信号として扱う構成について説明する。
【００２４】
受信部３で得られるＩＦ信号に対して、ＩＦ周波数ｆIFの正弦波信号を乗算することによりベースバンド信号に変換することができるが、実際には、以下の理由により、変換されたベースバンド信号は周波数シフトしている。
ＧＰＳ衛星と図１の伝搬遅延時間測定装置との相対速度に起因して、受信アンテナ２により受信されたＧＰＳ信号の搬送波周波数は、ＧＰＳ衛星が送信した周波数（１５７５．４２ＭＨｚ）とは一致していない。
また、受信部３が実装している発振器の発振周波数にも誤差があるので、ＧＰＳ信号に乗じる正弦波も、（１５７５．４２ＭＨｚ−ｆIF）とは異なる周波数である。
この周波数の差が周波数オフセットであり、この周波数オフセットの影響で、受信部３で変換した信号の位相は変化する。
即ち、変換した信号の位相は、上記周波数の差を周波数として回転する。受信部３では、このことを考慮し、後で周波数の差を補正することができるようにするため、位相と振幅の情報を持つ複素信号を出力する。
【００２５】
デジタル信号取得部１のＡ／Ｄ変換部４は、受信部３がＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換すると、所定のサンプリング周波数でＩＦ信号をサンプリングして、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
即ち、Ａ／Ｄ変換部４は、受信部３から出力される複素信号における実部及び虚部のそれぞれをＡ／Ｄ変換し、実部及び虚部のペアによって表される複素数を出力する。
なお、Ａ／Ｄ変換部４は、Ｃ／Ａコードの一周期が１．０２３ビットで構成されており、Ｃ／Ａコードの一周期は１ミリ秒であるから、２．０４６ＭＨｚ以上の周波数でサンプリングを行う必要がある。
【００２６】
参照信号生成部７は、ＧＰＳ衛星が搬送波を変調する際に使用する参照信号を生成する。
即ち、参照信号生成部７は、デジタル信号取得部１により受信されたＧＰＳ信号に含まれているＧＰＳ衛星の番号を参照して、そのＧＰＳ衛星が用いているＣ／Ａコードと一致する拡散信号を参照信号として生成する（“１”または“−１”の二値のコード）。
このとき、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリング周波数と同期するように、参照信号のデータ数を調整する。例えば、サンプリング周波数が２．０４６ＭＨｚであれば、Ｃ／Ａコードの１ビットに対してデータを２つ生成する。
【００２７】
ブロック分割部５は、デジタル信号取得部１からデジタルのＩＦ信号であるデジタル信号を受けると、そのデジタル信号に対して、ＩＦ周波数ｆIFの複素正弦波信号であるｅｘｐ（−ｊ２πｆIFｔ）を乗算する。
ここで、ｔは時間であり、ｅｘｐは自然対数の底、ｊは虚数単位、πは円周率である。
この操作により、ＩＦ信号は周波数オフセットｆDを中心周波数とする信号に変換される。
次に、ブロック分割部５は、変換したデジタル信号をブロック周期Ｔ毎に分割する。このブロック周期は、ＧＰＳ信号の場合、Ｃ／Ａコードの１周期である１ｍｓに相当する。
【００２８】
ブロック分割部５により分割されたデジタル信号には、上述した理由により、ＧＰＳ衛星と伝搬遅延時間測定装置との相対運動及び受信部３の発振周波数がもつ誤差に起因して、周波数オフセットｆDが発生している。
また、参照信号生成部７により生成された参照符号の開始タイミングの差である伝搬遅延時間τだけ時間シフトしている。
実際は、τには伝搬遅延時間だけでなく、ＧＰＳ衛星と伝搬遅延時間測定装置との間で生じる時刻同期誤差が含まる。
通常のＧＰＳ測位装置では、複数の衛星の遅延時間τを計測した後に、ＧＰＳ測位装置の三次元座標と時刻同期誤差を未知数として、上記時刻誤差を推定するが、ここでは、τには伝搬遅延時間だけが含まれることを考える。
【００２９】
ブロック分割部５により得られたｐ（ｐ＝１，・・・，Ｐ）番目のブロックのデジタル信号ｙp（ｎ）は、式（１）で表される。
【数１】
ただし、ｓ（ｎ）は参照信号であるＣ／Ａコードをサンプリング周期Δｔでサンプリングした信号である。
ｎ（ｎ＝０，・・・，Ｎ−１）はブロック毎にデジタル信号を分割したときのサンプル番号であり、Ｎは１ｍｓに含まれるサンプル数である。また、ブロック周期Ｔ＝ＮΔt＝１ｍｓである。
また、ａ1は直接波の振幅や位相を表す複素定数、τ1は直接波の伝搬遅延時間、ｆD1は直接波の参照信号との周波数オフセットである。
【００３０】
フーリエ変換部６は、ブロック分割部５がデジタル信号をブロック毎に分割すると、その分割されたデジタル信号をブロック毎に離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）する。
下記の式（２）は、式（１）のデジタル信号ｙp（ｎ）がＤＦＴされた周波数スペクトルＹp（ｋ）を示している。ただし、ｋは周波数スペクトルのインデックスである。
【数２】
【００３１】
フーリエ変換部８は、参照信号生成部７が参照信号を生成すると、その参照信号の離散信号ｓ（ｎ）のＤＦＴを実施し、以下の式（３）に示すような参照信号の周波数スペクトルＳ（ｋ）を得る。
【数３】
【００３２】
ここで、式（２）で表される周波数スペクトルＹp（ｋ）は、参照信号の周波数スペクトルＳ（ｋ）とフーリエ変換の性質を用いて、下記の式（４）のように記述することができる。
【数４】
ただし、ａ~1はａ1に遅延時間τ1と周波数オフセットｆD1に伴う位相回転ｅｘｐ（ｊ２πτ1ｆD1）が乗算された複素定数を表している。
また、Δｆは周波数ステップであり、１／Ｔである。
【００３３】
上式（４）の変形においては、フーリエ変換の時間・周波数推移則を用いている。
即ち、ａ1ｓ（ｔ−τ）ｅｘｐ（ｊ２πｆDｔ）のフーリエ変換は、ａ~1Ｓ（ｆ−ｆD）ｅｘｐ（−ｊ２πτｆ）であることを用いている。
ここで、Ｓ（ｆ）はｓ（ｔ）の周波数スペクトルである。
しかし、実際には、上記の式（４）は、式（２）（３）に示すように、有限の時間サンプルＮ（区間Ｔ）を用いた離散フーリエ変換で計算される。
したがって、式（４）のスペクトルに対して、区間Ｔの時間窓ｗ（ｔ）のスペクトルＷ（ｆ）が畳み込まれることになる。Ｗ（ｆ）のスペクトルのメインローブ幅は窓形状にもよるが、おおよそ１／Ｔ＝Δｆである。
したがって、窓の離散周波数スペクトルＷ（ｋ）のメインローブ幅は、おおよそ１となり、Ｗ（ｋ）が畳み込まれることにより、１より小さい幅の変化はつぶされてしまうことになる。よって、ｆD1／Δｆ＜＜１であれば、式（４）は、下記の式（５）のように近似することができる。
【数５】
【００３４】
フーリエ変換結果除算部９は、フーリエ変換部６が周波数スペクトルＹp（ｋ）を算出し、フーリエ変換部８が周波数スペクトルＳ（ｋ）を算出すると、その周波数スペクトルＹp（ｋ）を周波数スペクトルＳ（ｋ）で除算し、その除算結果である２次元アレーデータを２次元高分解能部１０に出力する。
式（５）の近似式を用いると、フーリエ変換結果除算部９から出力される２次元アレーデータｘ（ｋ，ｐ）は、下記の式（６）のように記述することができる。
【数６】
【００３５】
ただし、除算を行う周波数スペクトルのインデックスの範囲は信号成分が存在する範囲である。
例えば、受信部３におけるバンドパスフィルタの帯域幅が１ＭＨｚである場合、ＫΔｆ＝１ＭＨｚとなるように、周波数スペクトルのインデックスの総数Ｋを定める。
また、信号受信時の信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）によっては、Ｋを増加あるいは減少させる構成としてもよい。
【００３６】
２次元高分解能部１０は、フーリエ変換結果除算部９から２次元アレーデータを受けると、２次元アレーデータに対して、ＭＵＳＩＣ法やＥＳＰＲＩＴ法等の高分解能法を適用することにより、２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出する。
２次元高分解能法については、上記の非特許文献１で詳細に記述されているので、ここでは、ＭＵＳＩＣ法を適用する場合の概略について記述する。ただし、ＥＳＰＲＩＴ法や最尤推定法、ＭＯＤＥ（Ｍｅｔｈｏｄ Ｏｆ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）法等の他の高分解能アルゴリズムを適用することも可能である。
【００３７】
直接波と複数のマルチパス波（合計Ｌ波）が到来し、受信機雑音が含まれる場合の２次元アレーデータは、下記の式（７）のように記述することができる。
【数７】
ただし、ＮはＫ×Ｐの雑音行列であり、ａ~lは第ｌ波（ｌ＝１が直接波、それ以外がマルチパス波）の複素係数、τlは第ｌ波の遅延時間、ｆDlは第ｌ波の周波数オフセットである。
また、ｖk（τl）ｖp（ｆD1）Tはモードベクトル行列と呼ばれるＫ×Ｐの行列であり、Ｔは行列及びベクトルの転置を表している。
【００３８】
次に、行列の列ベクトルを行方向に並べて、行列を列ベクトル化する演算子ｖｅｃ（・）を用いて、式（９）を変形すると、以下のようになる。
【数８】
【００３９】
次に、式（１０）の相関行列Ｒxxを以下のように計算する。
【数９】
ただし、Ｅ[・]は期待値演算であり、雑音は周波数インデックス間及びブロック間で無相関であり、信号と雑音も互いに無相関であると仮定している。
Ａ＝Ｅ[ａHａ]とおき、σ2は雑音電力を表している。
【００４０】
式（１４）はアレーアンテナにおける高分解能処理に適用する相関行列と同型であり、複素定数ａ~lが互いに無相関であれば、式（１４）を固有値展開したときの雑音固有ベクトルを並べた行列ＥNとモードベクトル行列をベクトル化したｄ（τ，ｆ）に直交性が成立する。
よって、ＭＵＳＩＣ法を用いた推定では、以下の評価関数がピークとなるＬ個の遅延時間τ及び周波数オフセットｆDを求めることで、直接波及びマルチパス波の遅延時間τ及び周波数オフセットｆDを高い分解能で推定することができる。
【数１０】
なお、式（１４）では、ａ~lが互いに無相関であると仮定しているが、そうでない場合にも、２次元アレーデータの移動平均処理を施すことにより推定が可能になる。移動平均処理の詳細は、上記の非特許文献１に記載されている。
【００４１】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、デジタル信号取得部１より出力されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割部５と、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換するフーリエ変換部６と、参照信号をフーリエ変換するフーリエ変換部８と、フーリエ変換部６のフーリエ変換結果をフーリエ変換部８のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算部９とを設け、２次元高分解能部１０がフーリエ変換結果除算部９の除算結果である２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出するように構成したので、受信信号の周波数オフセットが発生している場合でも、アレーアンテナを構成することなく、高い推定精度で直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を測定することができる効果を奏する。
【００４２】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、ブロック周期Ｔの逆数に対して、推定すべき周波数オフセットｆDが小さいという仮定を行っており、周波数オフセットｆDがブロック周期Ｔに対して大きい場合には推定精度が劣化する。
また、参照信号ｓ（ｎ）の周波数スペクトルが拡散変調符号のように周波数軸上で激しく変動している場合、式（６）の除算操作により、低ＳＮＲ時に雑音成分が増幅されて精度が劣化する。
さらに、参照信号ｓ（ｎ）のブロック周期Ｔ内に含まれるサンプル数Ｎが大きい場合、式（１４）の相関行列の次元が大きくなり、演算量が膨大になる問題がある。
そこで、この実施の形態２では、直接波とマルチパス波の遅延時間及び周波数オフセットが近接しているという状況下において、上記の問題を解決する構成について記述する。
【００４３】
受信部３から出力されるＡ／Ｄ変換前のアナログＩＦ信号を用いて説明する。
アナログのＩＦ信号に対して中間周波数ｆIFの正弦波信号を乗算した後に、ブロック周期Ｔ毎に分割したｙp（ｔ）を用いて、この実施の形態２の効果について説明する。
直接波及びマルチパス波における概略の遅延時間及び周波数オフセットを得るために、受信信号ｙp（ｔ）の周波数オフセットを補償して、以下のように２次元ＣＣＦを算出する。
【数１１】
ただし、ｍは周波数補償インデックスであり、Δｆcは周波数補償ステップである。また、＊は複素共役を表している。
上記の式（１６）をτ方向にフーリエ変換を行うことで、次の式（１７）を得る。
【００４４】
【数１２】
【００４５】
ここで、周波数補償ステップΔｆc＝１／（ＰＴ）とすると、式（１８）はｐ方向の正弦波信号に対して、ＤＦＴを行うことと等価である。
したがって、ｙp（ｔ）をＡ／Ｄ変換した離散受信信号ｙp（ｎ）から式(１６)を計算して、ｆD1−ｍΔｆc＜＜１／Ｔとすると、式(１７)をｍ方向に逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ ＤＦＴ）したものを参照信号のパワースペクトル（Ｓ（ｋ）の絶対値の二乗）で除算することにより、式(５)と同様の２次元アレーデータを得ることができる。
【００４６】
なお、式(１７)におけるτ方向のフーリエ変換は、下記の非特許文献４及び特許文献１に開示されている手法を応用し、２次元ＣＣＦのピーク周辺に所望の遅延時間とドップラー周波数が含まれるとして、ピーク近傍に窓関数を乗算した後にフーリエ変換することに置き換えられる。
これにより、演算量の低減と低ＳＮＲ環境下の精度向上が可能である。また、ピーク周辺に時間窓を乗算してＤＦＴを行うことで、ＤＦＴ後の周波数分解能はほぼ１／Ｔwとなり、上記実施の形態１で述べたように、ｆD1−ｍΔｆｃの影響を軽減することができることが考えられる。ここでＴwは、ピーク周辺に乗算する時間窓長である。
・非特許文献４
大島、岡村、千葉、‘エンハンスト周波数領域MUSIC法を用いた高精度遅延時間推定’、信学技法、SANE２００６−１３０、２００７年
・特許文献１
特開２００７−２９８５０３号公報
【００４７】
図３はこの発明の実施の形態２による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
２次元相互相関関数算出部１１は参照信号生成部７により生成された参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する処理を実施する。
ピーク近傍抽出部１２は２次元相互相関関数算出部１１により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出する処理を実施する。
２次元フーリエ変換部１３はピーク近傍抽出部１２により抽出された２次元相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、その２次元相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する処理を実施する。
なお、２次元相互相関関数算出部１１、ピーク近傍抽出部１２及び２次元フーリエ変換部１３から第１のフーリエ変換手段が構成されている。
【００４８】
自己相関関数算出部１４は参照信号生成部７により生成された参照信号の自己相関関数を算出する処理を実施する。
ピーク近傍抽出部１５は自己相関関数算出部１４により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出する処理を実施する。
フーリエ変換部１６はピーク近傍抽出部１５により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換する処理を実施する。
なお、自己相関関数算出部１４、ピーク近傍抽出部１５及びフーリエ変換部１６から第２のフーリエ変換手段が構成されている。
【００４９】
次に動作について説明する。
２次元相互相関関数算出部１１は、上記実施の形態１と同様にして、ブロック分割部５がデジタル信号をブロック毎に分割すると、参照信号生成部７により生成された参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する。
即ち、２次元相互相関関数算出部１１は、参照信号の周波数オフセットを周波数ステップΔｆで変化させて、２次元相互相関関数である２次元ＣＣＦを以下のように計算する。
【００５０】
なお、式（１６）では、受信信号を連続信号として記述しているが、ｔ→ｎΔｔとすることで、Ａ／Ｄ変換部４の出力信号であるデジタル信号を模擬することができる。また、それに伴って、式（１６）において、τ→ｉΔｔと変換する。
【数１３】
ただし、ｉはＣＣＦの相関ラグである。
ｍ（＝１，・・・，Ｍ）は周波数補償のインデックスであり、Δｆcは観測時間長１／（ＰＴ）以下とするのが望ましい。直接波と近接波の遅延時間τ、周波数オフセットｆDがともに近接している場合、式（２０）の２次元ＣＣＦのピーク近傍に直接波及びマルチパス波が含まれる。
【００５１】
ピーク近傍抽出部１２は、２次元相互相関関数算出部１１が２次元相互相関関数である２次元ＣＣＦを算出すると、２次元ＣＣＦのピーク近傍に２次元窓関数ｗ（ｉ，ｍ）を乗算することにより、２次元ＣＣＦのピーク近傍を抽出する。
ｗ（ｉ，ｍ）はｉｐ、ｍｐがピークであり、それらに対して対称な窓関数とする。ただし、ｉ方向とｍ方向の形状が異なっても構わない。
また、ｗ（ｉ，ｍ）がピークとなるｉｐ、ｍｐはCｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値が最大となるｉ、ｍとしてもよいし、Cｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値に対して、ある閾値（２次元相互相関関数から計算される雑音レベルで定まる閾値）を設けて、その閾値を超えたインデックスｉ、ｍにCｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値の重みを乗算して重み平均を計算することで、ｉｐ、ｍｐを推定してもよい。
【００５２】
２次元フーリエ変換部１３は、ピーク近傍抽出部１２が２次元ＣＣＦのピーク近傍を抽出すると、２次元ＣＣＦのピーク近傍を相関ラグ方向にＤＦＴし、その２次元ＣＣＦのピーク近傍を周波数補償のインデックス方向にＩＤＦＴする。
【数１４】
ただし、ｍpはピーク近傍抽出部１２により推定された２次元ＣＣＦピーク近傍の周波数インデックスのサンプル、２Ｍwは周波数補償インデックス方向の抽出サンプル数、２Ｉwはピーク近傍抽出部１２により推定された２次元ＣＣＦピーク近傍の相関ラグ方向の抽出サンプル数である。ｈはブロックインデックスに相当する。
仮に、Δｆ＝１／（ＰＴ）、かつ、２次元窓関数ｗ（ｉ，ｍ）のｍ方向の抽出サンプル数２Ｍw＝Ｐ、つまり、ブロック数に等しい場合、ｈとブロックインデックスｐは完全に一致する。
【００５３】
自己相関関数算出部１４は、参照信号生成部７が参照信号を生成すると、その参照信号の自己相関関数（ＡＣＦ：Ａｕｔｏ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を算出する。
【数１５】
なお、式（２２）は、フーリエ変換と畳み込み積分の性質を用いて、周波数スペクトルＳ（ｋ）の絶対値の二乗を計算した後に、ＩＤＦＴを行って求めてもよい。
【００５４】
ピーク近傍抽出部１５は、自己相関関数算出部１４が自己相関関数ＡＣＦを算出すると、ピーク近傍抽出部１２が使用している２次元窓関数ｗ（ｉ，ｍ）を自己相関関数ＡＣＦのピーク近傍に乗算することにより、自己相関関数ＡＣＦのピーク近傍を抽出する。
ただし、ｗ（ｉ，ｍ）の周波数インデックス方向のピークにおける１次元窓関数ｗ（ｉ，ｍｐ）を乗算する必要がある。
【００５５】
フーリエ変換部１６は、ピーク近傍抽出部１５が自己相関関数ＡＣＦのピーク近傍を抽出すると、下記の式（２３）に示すように、自己相関関数ＡＣＦに１次元窓関数ｗ（ｉ，ｍｐ）を乗算した後にＤＦＴする。
【数１６】
【００５６】
フーリエ変換結果除算部９は、２次元フーリエ変換部１３における式（２１）のフーリエ変換結果をフーリエ変換部１６における式（２３）のフーリエ変換結果で除算し、その除算結果である２次元アレーデータを２次元高分解能部１０に出力する。
２次元高分解能部１０は、フーリエ変換結果除算部９から２次元アレーデータを受けると、上記実施の形態１と同様に、式（１５）の評価関数のＬ個のピークを検出することで、２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出する。
ただし、この実施の形態２では、式（１５）の評価関数を探索するτとｆDの範囲を、それぞれ−Ｔｗ／２＋τ~≦τ≦＋Ｔｗ／２＋τ~、−ＭｗΔｆc＋ｆD~≦ｆD≦＋ＭｗΔｆc＋ｆD~、とすればよい。なぜなら、式（２１）の窓関数を乗算することにより観測する時間範囲がτ~を中心とするＴｗ内に、周波数範囲がｆD~を中心とする２ＭｗΔｆc内に限られているためである。
【００５７】
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、参照信号の周波数オフセットを変化させて２次元ＣＣＦを算出することで、直接波とマルチパス波の大まかな遅延時間及び周波数オフセットを推定し、その遅延時間及び周波数オフセットの近傍を窓関数で抽出してＤＦＴを行うようにしているので、２次元高分解能部１０で算出する相関行列の次元数を減少させることができる効果を奏する。
また、時間窓を乗算して相関ラグ方向にＤＦＴを行うことで、周波数スペクトルの平滑化が行われているので、フーリエ変換結果除算部９における除算操作のＳＮＲの劣化を防ぐことができると効果を奏する。
【００５８】
実施の形態３．
上記実施の形態２では、周波数補償方向（ｍ方向）のＩＤＦＴの際に周波数補償が十分に実施されていないスペクトルが加算されることにより、性能の劣化が懸念される。
具体的には、式（１７）における周波数スペクトルＳ（ｆ−ｆD1＋ｍΔｆc）がｍに依存するために、ＩＤＦＴの際にそれらが加算される。
そこで、この実施の形態３では、２次元相互相関関数算出部１１で得られた直接波、マルチパス波の遅延時間及び周波数オフセットの概略値を用いて、受信信号を補償することで上記の問題を解決するようにする。
【００５９】
受信信号をブロック毎に分割した連続信号ｙp（ｔ）を用いて、この実施の形態３の効果について説明する。
２次元相互相関関数算出部１１で得られたピーク周辺から遅延時間及び周波数オフセットの概略値であるτ~及びｆD~を推定する。推定した周波数オフセットｆD~を用いて、次の式（２４）のように受信信号を補償して、ブロック毎の相互相関関数を計算する。
【数１７】
【００６０】
次に、式（２４）を遅延方向にフーリエ変換することで、次の式（２５）を得る。
【数１８】
【００６１】
したがって、ｆD1−ｆD~＜＜１／Ｔであれば、式（２５）を参照信号のパワースペクトルＳ（ｆ）の絶対値の二乗で除算することにより、式（５）と同様の２次元アレーデータを得ることができる。また、式（２４）のフーリエ変換は、上記実施の形態２と同様に、遅延時間τ~の周辺に時間窓を乗算した後にフーリエ変換することに置き換えられる。
よって、乗算した時間窓長Ｔwに応じて、中間周波数ｆD1に対する制約がｆD1−ｆD~＜＜１／Ｔwとなり、条件を緩和することができることが考えられる。
【００６２】
図４はこの発明の実施の形態３による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図１及び図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相互相関関数算出部５１は２次元相互相関関数算出部１１により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、その２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間τ~及び周波数オフセットｆD~を推定するとともに、その周波数オフセットｆD~を用いて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の１次元相互相関関数を算出する処理を実施する。
【００６３】
ピーク近傍抽出部５２は相互相関関数算出部５１により算出されたブロック毎の１次元相互相関関数から遅延時間τ~の周辺部分の１次元相互相関関数を抽出する処理を実施する。
遅延方向フーリエ変換部５３はピーク近傍抽出部５２により抽出された１次元相互相関関数を遅延時間方向にフーリエ変換する処理を実施する。
なお、２次元相互相関関数算出部１１、相互相関関数算出部５１、ピーク近傍抽出部５２及び遅延方向フーリエ変換部５３から第１のフーリエ変換手段が構成されている。
【００６４】
次に動作について説明する。
相互相関関数算出部５１は、２次元相互相関関数算出部１１が式（２０）の２次元相互相関関数を算出すると、その２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、その２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間τ~及び周波数オフセットｆD~を推定する。
ここで、遅延時間τ~及び周波数オフセットｆD~は、図３のピーク近傍抽出部１２と同様に、Cｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値が最大となるｉ、ｍから求めてもよい。
また、Cｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値に対して、ある閾値（２次元相互相関関数から計算される雑音レベルで定まる閾値）を設けて、その閾値を超えたインデックスｉ、ｍにCｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値の重みを乗算して重み平均を計算することで、ｉｐ、ｍｐを推定してもよい。
上記により推定されたｉｐ、ｍｐから、τ~＝ｉｐΔｔ、ｆD~＝ｍｐΔｆｃとして、遅延時間及び周波数オフセットの概略値が推定される。
【００６５】
相互相関関数算出部５１は、上記のようにして、周波数オフセットｆD~を推定すると、その周波数オフセットｆD~を用いて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、式（２４）にしたがって、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の１次元相互相関関数を算出する。
なお、式（２４）では、受信信号を連続信号として記述しているが、ｔ→ｎΔｔとすることで離散信号に変換することができる。また、それに伴って、τ→ｉΔｔと変換する。
【数１９】
【００６６】
ピーク近傍抽出部５２は、相互相関関数算出部５１がブロック毎の１次元相互相関関数を算出すると、その１次元相互相関関数における遅延時間τ~（相関ラグはｉｐ）の周辺部分に対して時間窓ｗ（ｉ）を乗算することにより、その遅延時間τ~の周辺部分の１次元相互相関関数を抽出する。
ここで、ｗ（ｉ）はｉｐにて最大値を取り、ｉｐに対して対称な窓とする。
ブロック毎に受信信号ＳＮＲが変化しないのであれば、時間窓ｗ（ｉ）として、ブロック方向に一定な窓を乗算する。ブロック毎に受信信号ＳＮＲが変動するようであれば、それに応じてブロック毎に重みを変化させてｗ（ｉ）を乗算する構成としてもよい。
【００６７】
遅延方向フーリエ変換部５３は、ピーク近傍抽出部５２が１次元相互相関関数を抽出すると、その１次元相互相関関数を相関ラグ方向（ｉ方向）にＤＦＴを行う。
なお、この動作は、フーリエ変換部１６と同様の動作であるので、詳細な記述は省略する。
【００６８】
フーリエ変換結果除算部９は、遅延方向フーリエ変換部５３におけるＤＦＴ結果をフーリエ変換部１６における式（２３）のＤＦＴ結果で除算し、その除算結果である２次元アレーデータを２次元高分解能部１０に出力する。
２次元高分解能部１０は、フーリエ変換結果除算部９から２次元アレーデータを受けると、上記実施の形態１，２と同様にして、式（１５）の評価関数のＬ個のピークを検出することで、２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出する。
ただし、式（１５）の評価関数を探索するτとｆDの範囲は、それぞれ、−Ｔｗ／２＋τ~≦τ≦＋Ｔｗ／２＋τ~、−ＭｗΔｆc≦ｆD≦＋ＭｗΔｆc、とすればよい。遅延時間範囲はＴｗ、周波数範囲は２ＭｗΔｆc以内に限定され、かつ、受信信号はｆD~で補償されているためである。
【００６９】
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、２次元ＣＣＦで推定された直接波とマルチパス波の大まかな遅延時間及び周波数オフセットを推定し、その周波数オフセットを用いて受信信号を補償して相互相関関数を算出することで、精度良く補償された周波数スペクトルを得て、フーリエ変換結果除算部９で算出する２次元アレーデータを高精度に得ることが可能となる効果を奏する。
また、時間窓を乗算して相関ラグ方向にＤＦＴを行うことで、周波数スペクトルの平滑化が行われているので、フーリエ変換結果除算部９における除算操作のＳＮＲの劣化を防ぐことができる効果を奏する。
【００７０】
実施の形態４．
上記実施の形態３では、ブロック数が多くなるにしたがって２次元高分解能部１０に入力される相関行列の次元が増大することになり、演算量が増加する問題がある。
そこで、この実施の形態４では、周波数補償を行った後のブロック毎の１次元相互相関関数をブロック方向にフーリエ変換し、ピーク周辺を２次元窓関数により抽出することで上記の問題を解決するようにする。
【００７１】
図５はこの発明の実施の形態４による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図１、図３及び図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ブロック方向フーリエ変換部５４は相互相関関数算出部５１により算出されたブロック毎の１次元相互相関関数をブロック方向にＤＦＴを実施する。
なお、２次元相互相関関数算出部１１、相互相関関数算出部５１、ブロック方向フーリエ変換部５４、ピーク近傍抽出部１２及び２次元フーリエ変換部１３から第１のフーリエ変換手段が構成されている。
【００７２】
次に動作について説明する。
ブロック方向フーリエ変換部５４は、上記実施の形態３と同様にして、相互相関関数算出部５１がブロック毎の１次元相互相関関数を算出すると、ブロック毎の１次元相互相関関数をブロック方向にＤＦＴを行う。
ピーク近傍抽出部１２は、ブロック方向フーリエ変換部５４がブロック毎の１次元相互相関関数をブロック方向にＤＦＴを行うと、ブロック方向にＤＦＴされた１次元相互相関関数のピーク近傍を抽出する。
２次元フーリエ変換部１３は、ピーク近傍抽出部１２が１次元相互相関関数のピーク近傍を抽出すると、上記実施の形態２と同様に、そのピーク近傍を相関ラグ方向にＤＦＴし、そのピーク近傍を周波数補償のインデックス方向にＩＤＦＴする。
【００７３】
この実施の形態４によれば、ピーク近傍抽出部１２において、ブロック方向にＤＦＴされた１次元相互相関関数のピーク周辺を２次元窓関数で抽出することにより、２次元高分解能部１０に入力される２次元アレーデータの次元を削減して、演算量を減少させることができる効果を奏する。
【００７４】
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では、伝搬遅延時間測定装置をＧＰＳ測位装置に適用する例を示したが、以降の実施の形態５〜８では、携帯電話等の無線端末の位置測定に適用する例について説明する。
なお、携帯電話等の無線端末だけではなく、電波を放射する電波放射源の位置測定にも適用することができる。
【００７５】
図６はこの発明の実施の形態５による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ただし、この発明の実施の形態５では、デジタル信号取得部１は第１のデジタル信号取得手段を構成し、ブロック分割部５は第１のブロック分割手段を構成している。
【００７６】
デジタル信号取得部２１は電波放射源から発信された電波（変調信号）を受信し、その電波をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する処理を実施する。なお、デジタル信号取得部２１は第２のデジタル信号取得手段を構成している。
デジタル信号取得部２１の受信アンテナ２２は電波放射源から発信された電波（搬送波が未知の参照信号により変調されている電波）である変調信号を受信する。
デジタル信号取得部２１の受信部２３は受信アンテナ２２により受信された変調信号に対する増幅処理や周波数変換処理等を実施して、その変調信号をＩＦ信号に変換する処理を実施する。
デジタル信号取得部２１のＡ／Ｄ変換部２４は受信部２３により変換されたＩＦ信号をデジタル信号に変換する処理を実施する。
【００７７】
ブロック分割部２５はデジタル信号取得部２１から出力されたデジタル信号をブロック毎に分割する処理を実施する。なお、ブロック分割部２５は第２のブロック分割手段を構成している。
フーリエ変換部２６はブロック分割部２５により分割されたデジタル信号をブロック毎にＤＦＴする処理を実施する。なお、フーリエ変換部２６は第２のフーリエ変換手段を構成している。
【００７８】
次に動作について説明する。
この実施の形態５では、携帯電話等の電波放射源から送信された電波は搬送波に対して未知のデジタル信号で変調されていることを想定する。
電波放射源から放射された電波は、受信アンテナ２及び受信アンテナ２２で受信される。
なお、受信アンテナ２２は電波放射源からの見通しが比較的良い場所に設置することを想定して、受信アンテナ２２には電波放射源からの直接波のみが到来し、受信アンテナ２には電波放射源からの直接波とマルチパス波が到来することを想定する。
【００７９】
デジタル信号取得部１は、上記実施の形態１と同様に、電波放射源から発信された電波である変調信号を受信すると、その変調信号をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
ブロック分割部５は、デジタル信号取得部１からデジタル信号を受けると、上記実施の形態１と同様に、そのデジタル信号に対して中間周波数ｆIFの正弦波を乗算した後に、ブロック周期Ｔ毎に分割する。
【００８０】
デジタル信号取得部２１は、デジタル信号取得部１と同様に、電波放射源から発信された電波である変調信号を受信すると、その変調信号をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
ブロック分割部２５は、デジタル信号取得部２１からデジタル信号を受けると、そのデジタル信号をブロック周期Ｔ毎に分割する。
ブロック分割部２５により得られたｐ（ｐ＝１，・・・，Ｐ）番目のブロックのデジタル信号をｖp（ｎ）とする。
【００８１】
ここで、受信アンテナ２２では電波放射源からの直接波のみが受信され、受信アンテナ２では直接波と複数のマルチパス波が混入して受信されることを想定し、デジタル信号取得部２１で得られた離散信号をｖp（ｎ）として、雑音の影響を無視すると、ブロック分割部２５で得られる離散信号ｙp（ｎ）は、下記の式（２８）のように記述することができる。
【数２０】
ただし、ｌ＝１が直接波、ｌ＝２，・・・Ｌがマルチパス波を表している。
Δτlはブロック周期Ｔ内におけるｖp（ｎ）に対する遅延時間である。即ち、電波放射源から受信アンテナ２までの伝搬遅延から、電波放射源から受信アンテナ２２までの伝搬遅延を引いた遅延時間差（ＴＤＯＡ：Ｔｉｍｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）である。
また、ΔｆDlはｖp（ｎ）に対する周波数シフトである。即ち、電波放射源と受信アンテナ２との相対運動に起因して発生するドップラー周波数から、電波放射源と受信アンテナ２２との相対運動に起因して発生するドップラー周波数を引いたドップラー周波数差（ＦＤＯＡ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）である。したがって、ブロック周期ＴはΔτlより大きく取る必要がある。
【００８２】
上記実施の形態１と相違している点は、参照信号の離散信号ｓ（ｎ）に代わってデジタル信号ｖp（ｎ）、遅延時間τlに代わって遅延時間差Δτl、周波数オフセットｆDlに代わってドップラー周波数差ΔｆDlとなっているだけであり、フーリエ変換部６，２６、フーリエ変換結果除算部９及び２次元高分解能部１０の動作は、上記実施の形態１と同様である。
【００８３】
この実施の形態５では、２つの受信アンテナ２，２２で受信した信号をブロック毎に分割して、上記実施の形態１と同様の２次元高分解能処理を施すことで、１つの受信アンテナに混入した直接波とマルチパス波を分離して、高精度に遅延時間差Δτl及びドップラー周波数差ΔｆDlを測定することができる。
【００８４】
実施の形態６．
上記実施の形態５では、ブロック周期Ｔの逆数に対して、推定すべきドップラー周波数差ΔｆDlが小さいという仮定を行っており、ドップラー周波数差ΔｆDlがブロック周期Ｔに対して大きい場合には推定精度が劣化する。
また、ｖ（ｎ）の周波数スペクトルが拡散変調符号のように周波数軸上で激しく変動している場合、フーリエ変換結果除算部９の除算操作により、低ＳＮＲ時に雑音成分が増幅されて精度が劣化する。さらに、ｖ（ｎ）のブロック周期Ｔ内に含まれるサンプル数Ｎが大きい場合、２次元高分解能部１０の相関行列の次元が大きくなり、演算量が膨大になる問題がある。
そこで、この実施の形態６では、直接波とマルチパス波の遅延時間差及びドップラー周波数差が近接しているという状況下において、上記の問題を解決する構成について記述する。
【００８５】
図７はこの発明の実施の形態６による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図３及び図６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
２次元相互相関関数算出部３１はブロック分割部２５により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する処理を実施する。
なお、２次元相互相関関数算出部３１、ピーク近傍抽出部１２及び２次元フーリエ変換部１３から第１のフーリエ変換手段が構成されている。
【００８６】
自己相関関数算出部３２はブロック分割部２５により分割されたデジタル信号の自己相関関数を算出する処理を実施する。
なお、自己相関関数算出部３２、ピーク近傍抽出部１５及びフーリエ変換部１６から第２のフーリエ変換手段が構成されている。
【００８７】
この実施の形態６によれば、ブロック分割部２５により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、２次元ＣＣＦを算出することで、直接波とマルチパス波の大まかな遅延時間及びドップラー周波数差を推定し、その遅延時間差及びドップラー周波数差の近傍を窓関数で抽出してＤＦＴを行うようにしているので、２次元高分解能部１０で算出する相関行列の次元数を減少させることができる効果を奏する。
また、周波数スペクトルの平滑化が行われているので、フーリエ変換結果除算部９における除算操作のＳＮＲの劣化を防ぐことができると効果を奏する。
【００８８】
実施の形態７．
上記実施の形態６では、２次元フーリエ変換部１３における周波数補償インデックス方向のＩＤＦＴの際に、周波数補償が十分でないスペクトルが含まれることによる性能劣化が懸念される。
そこで、この実施の形態７では、上記の問題を解決するようにしている。
図８はこの発明の実施の形態７による伝播遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図４及び図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００８９】
この実施の形態７によれば、２次元相互相関関数算出部３１で推定された直接波とマルチパス波の大まかな遅延時間及び周波数オフセットを推定し、その周波数オフセットを用いて、受信信号を補償して相互相関関数を算出することで、精度良く補償された周波数スペクトルを得て、フーリエ変換結果除算部９で算出する２次元アレーデータを高精度に得ることが可能となる効果を奏する。
また、時間窓を乗算して相関ラグ方向にＤＦＴを行うことで、周波数スペクトルの平滑化が行われているので、フーリエ変換結果除算部９における除算操作のＳＮＲ劣化を防ぐことができる効果を奏する。
【００９０】
実施の形態８．
上記実施の形態７では、ブロック数が多くなるにしたがって２次元高分解能部１０に入力される２次元アレーデータの次元が増大することになり、演算量が増加する問題がある。
そこで、この実施の形態８では、周波数補償を行った後のブロック毎の相互相関関数をブロック方向にＤＦＴし、ピーク周辺を２次元窓関数により抽出することで、上記の問題を解決するようにしている。
図９はこの発明の実施の形態８による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図５及び図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００９１】
この実施の形態８では、ピーク近傍抽出部１２において、ブロック方向にＤＦＴを行われた相互相関関数のピーク周辺を２次元窓関数により抽出することで、２次元高分解能部１０に入力される２次元アレーデータの次元を削減して、演算量を減少させることができる効果を奏する。
【００９２】
実施の形態９．
図１０はこの発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
参照信号生成部４１は無変調パルス信号や周波数変調パルス、あるいは、擬似雑音符号パルスを参照信号として生成する処理を実施する。なお、参照信号生成部４１は参照信号生成手段を構成している。
結合器４２は参照信号生成部４１により生成された参照信号を送受信部４４に出力する処理を実施する。
【００９３】
送受信アンテナ４３は送受信部４４から出力された変調信号を目標に向けて送信する一方、目標に反射された上記変調信号を受信して、その変調信号を送受信部４４に出力する。
送受信部４４は結合器４２から出力された参照信号により搬送波を変調して変調信号を送受信アンテナ４３に出力する一方、送受信アンテナ４３より出力された変調信号をＩＦ信号に変換する処理を実施する。
なお、送受信アンテナ４３、送受信部４４及びＡ／Ｄ変換部４からデジタル信号抽出手段が構成されている。
【００９４】
次に動作について説明する。
上記実施の形態１では、ＧＰＳ衛星から発信された電波を受信して、その電波の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置について示したが、電波を目標に向けて送信し、目標に反射された受信して、その電波の伝搬遅延時間を測定するようにしてもよい。
【００９５】
参照信号生成部４１は、無変調パルス信号や周波数変調パルス、あるいは、擬似雑音符号パルスを参照信号として生成する。
結合器４２は、参照信号生成部４１が参照信号を生成すると、その参照信号を送受信部４４に出力する。
【００９６】
送受信部４４は、結合器４２から参照信号を受けると、その参照信号により搬送波を変調して、その変調信号を電力増幅し、電力増幅後の変調信号を送受切替器（図示せず）を介して送受信アンテナ４３に出力する。
送受信アンテナ４３は、送受信部４４から出力された変調信号を電波にして、その電波を空間に放射する。
また、送受信アンテナ４３は、目標に反射されて戻ってきた電波を受信し、その電波を電気信号である変調信号に変換し、その変調信号を送受切替器（図示せず）を介して送受信部４４に出力する。
送受信部４４は、送受信アンテナ４３から変調信号を受けると、図１の送受信部３と同様にして、その変調信号をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部４に出力する。
以降は、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【００９７】
以上で明らかなように、この実施の形態９によれば、高い推定精度で直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を測定することができるレーダ装置を構築することができる効果を奏する。
【００９８】
なお、この実施の形態９では、上記実施の形態１の構成をレーダ装置に適用するものについて示したが、図１１に示すように、上記実施の形態２の構成をレーダ装置に適用するようにしてもよく、この場合、上記実施の形態２と同様の効果を奏することができる。
また、図１２に示すように、上記実施の形態３の構成をレーダ装置に適用するようにしてもよく、この場合、上記実施の形態３と同様の効果を奏することができる。
さらに、図１３に示すように、上記実施の形態４の構成をレーダ装置に適用するようにしてもよく、この場合、上記実施の形態４と同様の効果を奏することができる。
【００９９】
実施の形態１〜９では、電波を受信するものについて示したが、電波の代わりに光を受信するようにしてもよく、この場合には、同様の効果を有する光波レーダを得ることができる。
また、電波の代わりに音波を受信するようにしてもよく、この場合には、同様の効果を有するソナーを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】この発明の実施の形態１による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図２】Ｃ／Ａコードの構成を示す説明図である。
【図３】この発明の実施の形態２による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図４】この発明の実施の形態３による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図５】この発明の実施の形態４による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図６】この発明の実施の形態５による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図７】この発明の実施の形態６による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図８】この発明の実施の形態７による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図９】この発明の実施の形態８による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図である。
【符号の説明】
【０１０１】
１ デジタル信号取得部（第１のデジタル信号取得手段）、２，２２ 受信アンテナ、３，２３ 受信部、４，２４ Ａ／Ｄ変換部、５ ブロック分割部（ブロック分割手段、第１のブロック分割手段）、６ フーリエ変換部（第１のフーリエ変換手段）、７ 参照信号生成部（第２のフーリエ変換手段）、８，１６，２６ フーリエ変換部（第２のフーリエ変換手段）、９ フーリエ変換結果除算部（フーリエ変換結果除算手段）、１０ ２次元高分解能部（高分解能処理手段）、１１，３１ ２次元相互相関関数算出部（第１のフーリエ変換手段）、１２ ピーク近傍抽出部（第１のフーリエ変換手段）、１３ ２次元フーリエ変換部（第１のフーリエ変換手段）、１４，３２ 自己相関関数算出部（第２のフーリエ変換手段）、１５ ピーク近傍抽出部（第２のフーリエ変換手段）、２１ デジタル信号取得部（第２のデジタル信号抽出手段）、２５ ブロック分割部（第２のブロック分割手段）、４１ 参照信号生成部（参照信号生成手段）、４２ 結合器、４３ 送受信アンテナ（デジタル信号抽出手段）、４４ 送受信部（デジタル信号抽出手段）、５１ 相互相関関数算出部（第１のフーリエ変換手段）、５２ ピーク近傍抽出部（第１のフーリエ変換手段）、５３ 遅延方向フーリエ変換部（第１のフーリエ変換手段）、５４ ブロック方向フーリエ変換部（第１のフーリエ変換手段）。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号（例えば、電波、音波、光）を受信し、その変調信号の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置及びレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電波の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置は、例えば、レーダ、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）受信機、携帯端末等の電波発信機の位置を推定するなど、様々な用途に用いられている。
レーダでは、受信機から送信された送信信号が電波反射源に反射されて、再び受信機で受信された受信信号の遅延時間を測定することで、目標までの距離を推定するようにしている。
また、ＧＰＳ受信機では、ＧＰＳ衛星から発信された送信信号とＧＰＳ受信端末で受信された受信信号との遅延時間を測定し、この遅延時間の測定を最低限４つのＧＰＳ衛星について繰り返すことで、ＧＰＳ受信端末の位置を推定するようにしている。
また、携帯端末等の電波発信機では、携帯端末から発信された送信信号を複数の受信機で受信し、受信機間の遅延時間差を測定することで、携帯端末の位置を推定するようにしている。
【０００３】
このような電波の伝搬遅延時間推定方式として、受信信号と参照信号、あるいは、複数の受信機で受信された受信信号同士の相互相関関数（以後、「ＣＣＦ」と称する。ＣＣＦ：Ｃｒｏｓｓ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）により相関ピークを検出し、ピーク位置から遅延時間を推定する方式が一般的に用いられている。
【０００４】
しかし、電波反射源（あるいは、送信機）と受信機とが相対運動を行っている場合、受信信号が発生したドップラー周波数分だけ周波数シフトし、上述したＣＣＦでは、相関ピークが検出されない。
電波送信機と受信機のローカル発振周波数がずれている場合には、ローカル発振周波数のずれの分だけ周波数シフト（以後、ドップラー周波数シフトとローカル発振周波数のずれを纏めて周波数オフセットと称する）が起こる。
周波数オフセットしている受信信号と送信信号との遅延時間を推定するために、送信信号の周波数をシフトさせてＣＣＦを計算する手法（以後、２次元ＣＣＦと称する）が存在する。
この手法では、２次元ＣＣＦのピーク位置から、遅延時間と周波数オフセットを推定することが可能である。
【０００５】
ところで、上記の伝搬遅延時間測定装置では、測定精度を劣化させる大きな要因としてマルチパス波が上げられる。
送信機（あるいは、電波反射源）と受信機を直線で結ぶ伝搬経路を伝搬して、受信機で受信された受信信号の波形は直接波と呼ばれ、他の経路を伝搬して、受信機で受信された受信信号の波形はマルチパス波と呼ばれている。
例えば、ＧＰＳ受信機において、直接波のみを受信している場合、受信信号と参照信号の２次元ＣＣＦのピーク位置から伝搬遅延を求めることにより、その伝搬遅延からＧＰＳ衛星とＧＰＳ受信機間の距離を正確に推定することができるが、ＧＰＳ衛星から発信された信号が他の反射源に反射されて、ＧＰＳ受信機で受信された場合、２次元ＣＣＦのピーク位置から求められる伝搬遅延は、ＧＰＳ衛星とＧＰＳ受信機間の距離を示していない。
【０００６】
マルチパス波は直接波と比較して、遅れて受信機に到達するため、直接波とマルチパス波の遅延時間差がある程度あれば、２波を分離して推定することができる。
また、直接波とマルチパス波の周波数オフセットがある程度あれば、２波を分離して推定することができる。
分離推定可能な２波間の遅延時間差は時間分解能と呼ばれ、分離推定可能な２波間の周波数オフセット差は周波数分解能と呼ばれる。
一般に、２次元ＣＣＦの時間分解能は、送信信号の帯域幅の逆数で決定され、周波数分解能は、受信信号の観測時間長の逆数で決定される。
したがって、遅延時間が信号帯域幅の逆数以下に近接し、周波数オフセットが観測時間長の逆数以下に近接しているマルチパス波は、分離推定できず、遅延時間の推定精度や、周波数オフセットの推定精度が劣化することになる。
【０００７】
遅延時間の推定精度を改善する手法として、ＭＵＳＩＣ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）やＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）などの高分解能アルゴリズムを応用することで、ＣＣＦより高い時間分解能を得る方式が、以下の非特許文献１，２に開示されている。
この高分解能アルゴリズムを用いる遅延時間推定方式では、受信機がＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）符号により変調された電波を受信すると、その電波をフーリエ変換した信号を、変調された符号と同じＰＮ符号（ここでは、参照信号と称する）をフーリエ変換した信号で除算し、その除算結果である周波数伝達関数に対して、ＭＵＳＩＣアルゴリズムを適用することで高精度に遅延時間を推定することができる。
ただし、上記の高分解能アルゴリズムでは、受信信号の周波数オフセットが考慮されておらず、周波数オフセットが発生している場合には、推定遅延時間の精度が劣化することになる。
【０００８】
また、以下の非特許文献３には、遅延時間と周波数オフセットを同時に高い分解能で求める手法が開示されている。
ただし、非特許文献３では、受信機を複数用意してアレーアンテナを構成し、そのアレーアンテナで信号を受信することを前提としており、１つの受信機で取得した受信信号の遅延時間と周波数オフセットを同時に高い分解能で推定する手法については開示していない。
【０００９】
【非特許文献１】菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（１９９８年刊）
【非特許文献２】中原、小川、菊間、稲垣、Ｂ−１０、‘ＦＦＴ−ＭＵＳＩＣ法とＦＦＴ演算型相関法の多重波伝搬遅延時間分解能の比較検討’、１９９５年 電子情報通信学総合大会
【非特許文献３】Jakobsson, A. Lee Swindlehurst, and P. Stoica,‘Subspace-Based Estimation of Time Delays and Doppler Shifts,’IEEE Trans., vol.46, no.9, Sep 1998.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来の伝搬遅延時間測定装置は以上のように構成されているので、ＭＵＳＩＣなどの高分解能アルゴリズムを応用することで、遅延時間の推定精度を改善することができる。しかし、受信信号の周波数オフセットが発生している場合には、推定遅延時間の精度が劣化することがある課題があった。
【００１１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、受信信号の周波数オフセットが発生している場合でも、アレーアンテナを構成することなく、高い推定精度で伝搬遅延時間及び周波数オフセットを測定することができる伝搬遅延時間測定装置及びレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係る伝搬遅延時間測定装置は、搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号を受信し、その変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得手段と、デジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割手段と、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、参照信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段とを設け、高分解能処理手段がフーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号を受信し、その変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得手段と、デジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割手段と、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、参照信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段とを設け、高分解能処理手段がフーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出するように構成したので、受信信号の周波数オフセットが発生している場合でも、アレーアンテナを構成することなく、高い推定精度で伝搬遅延時間及び周波数オフセットを測定することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
図１の伝搬遅延時間測定装置は、レーダ装置、ＧＰＳ測位装置、携帯等の無線端末に使用することが可能なものであり、この実施の形態１では、ＧＰＳ測位装置に適用する例を説明する。
また、ＧＰＳ測位装置には、別途サーバーを通して、衛星の概略位置やＧＰＳ時刻等の情報を受信する構成のものがあるが（アシスト型ＧＰＳ受信機）、この実施の形態１では、それらのアシストを必要としない自立型のＧＰＳ受信機に適用する例を説明する。
【００１５】
図１において、デジタル信号取得手段を構成しているデジタル信号取得部１は搬送波が既知の参照信号により変調されている電波（変調信号）を受信し、その変調信号の周波数を変換することにより、その変調信号をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波）信号に変換し、また、そのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換することにより、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する処理を実施する。
デジタル信号取得部１の受信アンテナ２はＧＰＳ衛星から発信された電波（搬送波が既知の参照信号により変調されている電波）であるＧＰＳ信号を受信する。
デジタル信号取得部１の受信部３は受信アンテナ２により受信されたＧＰＳ信号に対する増幅処理や周波数変換処理等を実施して、そのＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換する処理を実施する。
デジタル信号取得部１のＡ／Ｄ変換部４は受信部３により変換されたＩＦ信号をデジタル信号に変換する処理を実施する。
【００１６】
ブロック分割部５はデジタル信号取得部１から出力されたデジタルのＩＦ信号をブロック毎に分割する処理を実施する。なお、ブロック分割部５はブロック分割手段を構成している。
フーリエ変換部６はブロック分割部５により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する処理を実施する。なお、フーリエ変換部６は第１のフーリエ変換手段を構成している。
【００１７】
参照信号生成部７はＧＰＳ衛星が搬送波を変調する際に使用する参照信号を生成する処理を実施する。
フーリエ変換部８は参照信号生成部７により生成された参照信号をフーリエ変換する処理を実施する。
なお、参照信号生成部７及びフーリエ変換部８から第２のフーリエ変換手段が構成されている。
【００１８】
フーリエ変換結果除算部９はフーリエ変換部６のフーリエ変換結果をフーリエ変換部８のフーリエ変換結果で除算し、その除算結果であるアレーデータを２次元高分解能部１０に出力する処理を実施する。なお、フーリエ変換結果除算部９はフーリエ変換結果除算手段を構成している。
２次元高分解能部１０はフーリエ変換結果除算部９より出力されたアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出する処理を実施する。なお、２次元高分解能部１０は高分解能処理手段を構成している。
【００１９】
この実施の形態１で扱う参照信号は、ＧＰＳ信号を生成するためのＣ／Ａコード（Ｃｌｅａｒ／Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ Ｃｏｄｅ）と呼ばれる拡散符号が相当する。
図２はＣ／Ａコードの構成を示す説明図である。
図２において、横軸は時刻を表しており、ＧＰＳ衛星から発信される電波であるＧＰＳ信号は、搬送波周波数Ｌ１（ＬＩＮＫ１：１５７５．４２ＭＨｚ）の信号が、ＢＰＳＫ変調（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：二値位相変調）された信号であり、その変調の基本となるのが、Ｃ／Ａコードである。
【００２０】
実際のＧＰＳ信号は、搬送波周波数Ｌ１がＰコード（Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ Ｃｏｄｅ）で変調された後に、Ｃ／Ａコードで変調された信号であるが、Ｐコードの説明については省略する。
Ｃ／Ａコードの継続時間（周期）は１ミリ秒であり、その間に１，０２３ビット（１．０２３Ｍｂｐｓ）を有する。
したがって、Ｃ／Ａコードの１ビットは約１μｓｅｃであり、一般的にＣ／Ａコードの１ビットは１チップと呼ばれる。
Ｃ／Ａコードの２０回の繰り返しが一つの単位となり、このＣ／Ａコードの２０回の繰り返し信号が、航法データの１ビットに対応し、Ｃ／Ａコードの２０回の繰り返し信号、または、その極性反転である信号（変調されたＧＰＳ信号でいえば、位相が１８０°異なる）によって、航法データが表される。したがって、航法データの１ビットは２０ミリ秒である。
【００２１】
次に動作について説明する。
ＧＰＳ衛星は、既知の参照信号であるＣ／Ａコードで搬送波を変調することによりＧＰＳ信号を生成し、そのＧＰＳ信号を発信する。
デジタル信号取得部１は、ＧＰＳ衛星から発信された電波であるＧＰＳ信号を受信すると、そのＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
以下、デジタル信号取得部１の処理内容を具体的に説明する。
【００２２】
デジタル信号取得部１の受信アンテナ２は、ＧＰＳ衛星から発信されたＧＰＳ信号を受信し、そのＧＰＳ信号を受信部３に出力する。
デジタル信号取得部１の受信部３は、受信アンテナ２からＧＰＳ信号を受けると、そのＧＰＳ信号に対する増幅処理や周波数変換処理等を実施して、そのＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換する。
受信部３は、例えば、バンドパスフィルタを用いて、ＧＰＳ信号から搬送波周波数Ｌ１（１５７５．４２ＭＨｚ）の前後約２〜２０ＭＨｚ帯域以外の信号を除去する。その後、搬送波周波数Ｌ１より低い周波数（搬送波周波数−ＩＦ周波数）の正弦波を乗じて、ローパスフィルタで高調波成分を除去することにより、中心周波数がＩＦ周波数ｆIFに変換されたＩＦ信号を取得する。
【００２３】
受信部３は、位相が９０度異なる２つの正弦波を用いて、ＧＰＳ信号の実部と虚部を取り出すようにする。この２つの信号は、位相が９０度異なるので、以下、これを実部および虚部の絶対値を持つ複素数として捉え、位相と振幅の情報を持つ１つの信号（以下、複素信号と称する）として扱う。以下の説明において、取り出した信号は複素数であるとしている。
なお、実部のみを取り出して、Ａ／Ｄ変換部４がデジタル信号に変換した後に、位相が９０度異なる２つの正弦波を用いて、実部と虚部を取り出すという構成も考えられるが、ここでは、Ａ／Ｄ変換前に実部および虚部を取り出し、複素信号として扱う構成について説明する。
【００２４】
受信部３で得られるＩＦ信号に対して、ＩＦ周波数ｆIFの正弦波信号を乗算することによりベースバンド信号に変換することができるが、実際には、以下の理由により、変換されたベースバンド信号は周波数シフトしている。
ＧＰＳ衛星と図１の伝搬遅延時間測定装置との相対速度に起因して、受信アンテナ２により受信されたＧＰＳ信号の搬送波周波数は、ＧＰＳ衛星が送信した周波数（１５７５．４２ＭＨｚ）とは一致していない。
また、受信部３が実装している発振器の発振周波数にも誤差があるので、ＧＰＳ信号に乗じる正弦波も、（１５７５．４２ＭＨｚ−ｆIF）とは異なる周波数である。
この周波数の差が周波数オフセットであり、この周波数オフセットの影響で、受信部３で変換した信号の位相は変化する。
即ち、変換した信号の位相は、上記周波数の差を周波数として回転する。受信部３では、このことを考慮し、後で周波数の差を補正することができるようにするため、位相と振幅の情報を持つ複素信号を出力する。
【００２５】
デジタル信号取得部１のＡ／Ｄ変換部４は、受信部３がＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換すると、所定のサンプリング周波数でＩＦ信号をサンプリングして、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
即ち、Ａ／Ｄ変換部４は、受信部３から出力される複素信号における実部及び虚部のそれぞれをＡ／Ｄ変換し、実部及び虚部のペアによって表される複素数を出力する。
なお、Ａ／Ｄ変換部４は、Ｃ／Ａコードの一周期が１．０２３ビットで構成されており、Ｃ／Ａコードの一周期は１ミリ秒であるから、２．０４６ＭＨｚ以上の周波数でサンプリングを行う必要がある。
【００２６】
参照信号生成部７は、ＧＰＳ衛星が搬送波を変調する際に使用する参照信号を生成する。
即ち、参照信号生成部７は、デジタル信号取得部１により受信されたＧＰＳ信号に含まれているＧＰＳ衛星の番号を参照して、そのＧＰＳ衛星が用いているＣ／Ａコードと一致する拡散信号を参照信号として生成する（“１”または“−１”の二値のコード）。
このとき、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリング周波数と同期するように、参照信号のデータ数を調整する。例えば、サンプリング周波数が２．０４６ＭＨｚであれば、Ｃ／Ａコードの１ビットに対してデータを２つ生成する。
【００２７】
ブロック分割部５は、デジタル信号取得部１からデジタルのＩＦ信号であるデジタル信号を受けると、そのデジタル信号に対して、ＩＦ周波数ｆIFの複素正弦波信号であるｅｘｐ（−ｊ２πｆIFｔ）を乗算する。
ここで、ｔは時間であり、ｅｘｐは自然対数の底、ｊは虚数単位、πは円周率である。
この操作により、ＩＦ信号は周波数オフセットｆDを中心周波数とする信号に変換される。
次に、ブロック分割部５は、変換したデジタル信号をブロック周期Ｔ毎に分割する。このブロック周期は、ＧＰＳ信号の場合、Ｃ／Ａコードの１周期である１ｍｓに相当する。
【００２８】
ブロック分割部５により分割されたデジタル信号には、上述した理由により、ＧＰＳ衛星と伝搬遅延時間測定装置との相対運動及び受信部３の発振周波数がもつ誤差に起因して、周波数オフセットｆDが発生している。
また、参照信号生成部７により生成された参照符号の開始タイミングの差である伝搬遅延時間τだけ時間シフトしている。
実際は、τには伝搬遅延時間だけでなく、ＧＰＳ衛星と伝搬遅延時間測定装置との間で生じる時刻同期誤差が含まる。
通常のＧＰＳ測位装置では、複数の衛星の遅延時間τを計測した後に、ＧＰＳ測位装置の三次元座標と時刻同期誤差を未知数として、上記時刻誤差を推定するが、ここでは、τには伝搬遅延時間だけが含まれることを考える。
【００２９】
ブロック分割部５により得られたｐ（ｐ＝１，・・・，Ｐ）番目のブロックのデジタル信号ｙp（ｎ）は、式（１）で表される。
【数１】
ただし、ｓ（ｎ）は参照信号であるＣ／Ａコードをサンプリング周期Δｔでサンプリングした信号である。
ｎ（ｎ＝０，・・・，Ｎ−１）はブロック毎にデジタル信号を分割したときのサンプル番号であり、Ｎは１ｍｓに含まれるサンプル数である。また、ブロック周期Ｔ＝ＮΔt＝１ｍｓである。
また、ａ1は直接波の振幅や位相を表す複素定数、τ1は直接波の伝搬遅延時間、ｆD1は直接波の参照信号との周波数オフセットである。
【００３０】
フーリエ変換部６は、ブロック分割部５がデジタル信号をブロック毎に分割すると、その分割されたデジタル信号をブロック毎に離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）する。
下記の式（２）は、式（１）のデジタル信号ｙp（ｎ）がＤＦＴされた周波数スペクトルＹp（ｋ）を示している。ただし、ｋは周波数スペクトルのインデックスである。
【数２】
【００３１】
フーリエ変換部８は、参照信号生成部７が参照信号を生成すると、その参照信号の離散信号ｓ（ｎ）のＤＦＴを実施し、以下の式（３）に示すような参照信号の周波数スペクトルＳ（ｋ）を得る。
【数３】
【００３２】
ここで、式（２）で表される周波数スペクトルＹp（ｋ）は、参照信号の周波数スペクトルＳ（ｋ）とフーリエ変換の性質を用いて、下記の式（４）のように記述することができる。
【数４】
ただし、ａ~1はａ1に遅延時間τ1と周波数オフセットｆD1に伴う位相回転ｅｘｐ（ｊ２πτ1ｆD1）が乗算された複素定数を表している。
また、Δｆは周波数ステップであり、１／Ｔである。
【００３３】
上式（４）の変形においては、フーリエ変換の時間・周波数推移則を用いている。
即ち、ａ1ｓ（ｔ−τ）ｅｘｐ（ｊ２πｆDｔ）のフーリエ変換は、ａ~1Ｓ（ｆ−ｆD）ｅｘｐ（−ｊ２πτｆ）であることを用いている。
ここで、Ｓ（ｆ）はｓ（ｔ）の周波数スペクトルである。
しかし、実際には、上記の式（４）は、式（２）（３）に示すように、有限の時間サンプルＮ（区間Ｔ）を用いた離散フーリエ変換で計算される。
したがって、式（４）のスペクトルに対して、区間Ｔの時間窓ｗ（ｔ）のスペクトルＷ（ｆ）が畳み込まれることになる。Ｗ（ｆ）のスペクトルのメインローブ幅は窓形状にもよるが、おおよそ１／Ｔ＝Δｆである。
したがって、窓の離散周波数スペクトルＷ（ｋ）のメインローブ幅は、おおよそ１となり、Ｗ（ｋ）が畳み込まれることにより、１より小さい幅の変化はつぶされてしまうことになる。よって、ｆD1／Δｆ＜＜１であれば、式（４）は、下記の式（５）のように近似することができる。
【数５】
【００３４】
フーリエ変換結果除算部９は、フーリエ変換部６が周波数スペクトルＹp（ｋ）を算出し、フーリエ変換部８が周波数スペクトルＳ（ｋ）を算出すると、その周波数スペクトルＹp（ｋ）を周波数スペクトルＳ（ｋ）で除算し、その除算結果である２次元アレーデータを２次元高分解能部１０に出力する。
式（５）の近似式を用いると、フーリエ変換結果除算部９から出力される２次元アレーデータｘ（ｋ，ｐ）は、下記の式（６）のように記述することができる。
【数６】
【００３５】
ただし、除算を行う周波数スペクトルのインデックスの範囲は信号成分が存在する範囲である。
例えば、受信部３におけるバンドパスフィルタの帯域幅が１ＭＨｚである場合、ＫΔｆ＝１ＭＨｚとなるように、周波数スペクトルのインデックスの総数Ｋを定める。
また、信号受信時の信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）によっては、Ｋを増加あるいは減少させる構成としてもよい。
【００３６】
２次元高分解能部１０は、フーリエ変換結果除算部９から２次元アレーデータを受けると、２次元アレーデータに対して、ＭＵＳＩＣ法やＥＳＰＲＩＴ法等の高分解能法を適用することにより、２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出する。
２次元高分解能法については、上記の非特許文献１で詳細に記述されているので、ここでは、ＭＵＳＩＣ法を適用する場合の概略について記述する。ただし、ＥＳＰＲＩＴ法や最尤推定法、ＭＯＤＥ（Ｍｅｔｈｏｄ Ｏｆ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）法等の他の高分解能アルゴリズムを適用することも可能である。
【００３７】
直接波と複数のマルチパス波（合計Ｌ波）が到来し、受信機雑音が含まれる場合の２次元アレーデータは、下記の式（７）のように記述することができる。
【数７】
ただし、ＮはＫ×Ｐの雑音行列であり、ａ~lは第ｌ波（ｌ＝１が直接波、それ以外がマルチパス波）の複素係数、τlは第ｌ波の遅延時間、ｆDlは第ｌ波の周波数オフセットである。
また、ｖk（τl）ｖp（ｆD1）Tはモードベクトル行列と呼ばれるＫ×Ｐの行列であり、Ｔは行列及びベクトルの転置を表している。
【００３８】
次に、行列の列ベクトルを行方向に並べて、行列を列ベクトル化する演算子ｖｅｃ（・）を用いて、式（９）を変形すると、以下のようになる。
【数８】
【００３９】
次に、式（１０）の相関行列Ｒxxを以下のように計算する。
【数９】
ただし、Ｅ[・]は期待値演算であり、雑音は周波数インデックス間及びブロック間で無相関であり、信号と雑音も互いに無相関であると仮定している。
Ａ＝Ｅ[ａHａ]とおき、σ2は雑音電力を表している。
【００４０】
式（１４）はアレーアンテナにおける高分解能処理に適用する相関行列と同型であり、複素定数ａ~lが互いに無相関であれば、式（１４）を固有値展開したときの雑音固有ベクトルを並べた行列ＥNとモードベクトル行列をベクトル化したｄ（τ，ｆ）に直交性が成立する。
よって、ＭＵＳＩＣ法を用いた推定では、以下の評価関数がピークとなるＬ個の遅延時間τ及び周波数オフセットｆDを求めることで、直接波及びマルチパス波の遅延時間τ及び周波数オフセットｆDを高い分解能で推定することができる。
【数１０】
なお、式（１４）では、ａ~lが互いに無相関であると仮定しているが、そうでない場合にも、２次元アレーデータの移動平均処理を施すことにより推定が可能になる。移動平均処理の詳細は、上記の非特許文献１に記載されている。
【００４１】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、デジタル信号取得部１より出力されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割部５と、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換するフーリエ変換部６と、参照信号をフーリエ変換するフーリエ変換部８と、フーリエ変換部６のフーリエ変換結果をフーリエ変換部８のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算部９とを設け、２次元高分解能部１０がフーリエ変換結果除算部９の除算結果である２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出するように構成したので、受信信号の周波数オフセットが発生している場合でも、アレーアンテナを構成することなく、高い推定精度で直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を測定することができる効果を奏する。
【００４２】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、ブロック周期Ｔの逆数に対して、推定すべき周波数オフセットｆDが小さいという仮定を行っており、周波数オフセットｆDがブロック周期Ｔに対して大きい場合には推定精度が劣化する。
また、参照信号ｓ（ｎ）の周波数スペクトルが拡散変調符号のように周波数軸上で激しく変動している場合、式（６）の除算操作により、低ＳＮＲ時に雑音成分が増幅されて精度が劣化する。
さらに、参照信号ｓ（ｎ）のブロック周期Ｔ内に含まれるサンプル数Ｎが大きい場合、式（１４）の相関行列の次元が大きくなり、演算量が膨大になる問題がある。
そこで、この実施の形態２では、直接波とマルチパス波の遅延時間及び周波数オフセットが近接しているという状況下において、上記の問題を解決する構成について記述する。
【００４３】
受信部３から出力されるＡ／Ｄ変換前のアナログＩＦ信号を用いて説明する。
アナログのＩＦ信号に対して中間周波数ｆIFの正弦波信号を乗算した後に、ブロック周期Ｔ毎に分割したｙp（ｔ）を用いて、この実施の形態２の効果について説明する。
直接波及びマルチパス波における概略の遅延時間及び周波数オフセットを得るために、受信信号ｙp（ｔ）の周波数オフセットを補償して、以下のように２次元ＣＣＦを算出する。
【数１１】
ただし、ｍは周波数補償インデックスであり、Δｆcは周波数補償ステップである。また、＊は複素共役を表している。
上記の式（１６）をτ方向にフーリエ変換を行うことで、次の式（１７）を得る。
【００４４】
【数１２】
【００４５】
ここで、周波数補償ステップΔｆc＝１／（ＰＴ）とすると、式（１８）はｐ方向の正弦波信号に対して、ＤＦＴを行うことと等価である。
したがって、ｙp（ｔ）をＡ／Ｄ変換した離散受信信号ｙp（ｎ）から式(１６)を計算して、ｆD1−ｍΔｆc＜＜１／Ｔとすると、式(１７)をｍ方向に逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ ＤＦＴ）したものを参照信号のパワースペクトル（Ｓ（ｋ）の絶対値の二乗）で除算することにより、式(５)と同様の２次元アレーデータを得ることができる。
【００４６】
なお、式(１７)におけるτ方向のフーリエ変換は、下記の非特許文献４及び特許文献１に開示されている手法を応用し、２次元ＣＣＦのピーク周辺に所望の遅延時間とドップラー周波数が含まれるとして、ピーク近傍に窓関数を乗算した後にフーリエ変換することに置き換えられる。
これにより、演算量の低減と低ＳＮＲ環境下の精度向上が可能である。また、ピーク周辺に時間窓を乗算してＤＦＴを行うことで、ＤＦＴ後の周波数分解能はほぼ１／Ｔwとなり、上記実施の形態１で述べたように、ｆD1−ｍΔｆｃの影響を軽減することができることが考えられる。ここでＴwは、ピーク周辺に乗算する時間窓長である。
・非特許文献４
大島、岡村、千葉、‘エンハンスト周波数領域MUSIC法を用いた高精度遅延時間推定’、信学技法、SANE２００６−１３０、２００７年
・特許文献１
特開２００７−２９８５０３号公報
【００４７】
図３はこの発明の実施の形態２による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
２次元相互相関関数算出部１１は参照信号生成部７により生成された参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する処理を実施する。
ピーク近傍抽出部１２は２次元相互相関関数算出部１１により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出する処理を実施する。
２次元フーリエ変換部１３はピーク近傍抽出部１２により抽出された２次元相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、その２次元相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する処理を実施する。
なお、２次元相互相関関数算出部１１、ピーク近傍抽出部１２及び２次元フーリエ変換部１３から第１のフーリエ変換手段が構成されている。
【００４８】
自己相関関数算出部１４は参照信号生成部７により生成された参照信号の自己相関関数を算出する処理を実施する。
ピーク近傍抽出部１５は自己相関関数算出部１４により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出する処理を実施する。
フーリエ変換部１６はピーク近傍抽出部１５により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換する処理を実施する。
なお、自己相関関数算出部１４、ピーク近傍抽出部１５及びフーリエ変換部１６から第２のフーリエ変換手段が構成されている。
【００４９】
次に動作について説明する。
２次元相互相関関数算出部１１は、上記実施の形態１と同様にして、ブロック分割部５がデジタル信号をブロック毎に分割すると、参照信号生成部７により生成された参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する。
即ち、２次元相互相関関数算出部１１は、参照信号の周波数オフセットを周波数ステップΔｆで変化させて、２次元相互相関関数である２次元ＣＣＦを以下のように計算する。
【００５０】
なお、式（１６）では、受信信号を連続信号として記述しているが、ｔ→ｎΔｔとすることで、Ａ／Ｄ変換部４の出力信号であるデジタル信号を模擬することができる。また、それに伴って、式（１６）において、τ→ｉΔｔと変換する。
【数１３】
ただし、ｉはＣＣＦの相関ラグである。
ｍ（＝１，・・・，Ｍ）は周波数補償のインデックスであり、Δｆcは観測時間長１／（ＰＴ）以下とするのが望ましい。直接波と近接波の遅延時間τ、周波数オフセットｆDがともに近接している場合、式（２０）の２次元ＣＣＦのピーク近傍に直接波及びマルチパス波が含まれる。
【００５１】
ピーク近傍抽出部１２は、２次元相互相関関数算出部１１が２次元相互相関関数である２次元ＣＣＦを算出すると、２次元ＣＣＦのピーク近傍に２次元窓関数ｗ（ｉ，ｍ）を乗算することにより、２次元ＣＣＦのピーク近傍を抽出する。
ｗ（ｉ，ｍ）はｉｐ、ｍｐがピークであり、それらに対して対称な窓関数とする。ただし、ｉ方向とｍ方向の形状が異なっても構わない。
また、ｗ（ｉ，ｍ）がピークとなるｉｐ、ｍｐはCｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値が最大となるｉ、ｍとしてもよいし、Cｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値に対して、ある閾値（２次元相互相関関数から計算される雑音レベルで定まる閾値）を設けて、その閾値を超えたインデックスｉ、ｍにCｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値の重みを乗算して重み平均を計算することで、ｉｐ、ｍｐを推定してもよい。
【００５２】
２次元フーリエ変換部１３は、ピーク近傍抽出部１２が２次元ＣＣＦのピーク近傍を抽出すると、２次元ＣＣＦのピーク近傍を相関ラグ方向にＤＦＴし、その２次元ＣＣＦのピーク近傍を周波数補償のインデックス方向にＩＤＦＴする。
【数１４】
ただし、ｍpはピーク近傍抽出部１２により推定された２次元ＣＣＦピーク近傍の周波数インデックスのサンプル、２Ｍwは周波数補償インデックス方向の抽出サンプル数、２Ｉwはピーク近傍抽出部１２により推定された２次元ＣＣＦピーク近傍の相関ラグ方向の抽出サンプル数である。ｈはブロックインデックスに相当する。
仮に、Δｆ＝１／（ＰＴ）、かつ、２次元窓関数ｗ（ｉ，ｍ）のｍ方向の抽出サンプル数２Ｍw＝Ｐ、つまり、ブロック数に等しい場合、ｈとブロックインデックスｐは完全に一致する。
【００５３】
自己相関関数算出部１４は、参照信号生成部７が参照信号を生成すると、その参照信号の自己相関関数（ＡＣＦ：Ａｕｔｏ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を算出する。
【数１５】
なお、式（２２）は、フーリエ変換と畳み込み積分の性質を用いて、周波数スペクトルＳ（ｋ）の絶対値の二乗を計算した後に、ＩＤＦＴを行って求めてもよい。
【００５４】
ピーク近傍抽出部１５は、自己相関関数算出部１４が自己相関関数ＡＣＦを算出すると、ピーク近傍抽出部１２が使用している２次元窓関数ｗ（ｉ，ｍ）を自己相関関数ＡＣＦのピーク近傍に乗算することにより、自己相関関数ＡＣＦのピーク近傍を抽出する。
ただし、ｗ（ｉ，ｍ）の周波数インデックス方向のピークにおける１次元窓関数ｗ（ｉ，ｍｐ）を乗算する必要がある。
【００５５】
フーリエ変換部１６は、ピーク近傍抽出部１５が自己相関関数ＡＣＦのピーク近傍を抽出すると、下記の式（２３）に示すように、自己相関関数ＡＣＦに１次元窓関数ｗ（ｉ，ｍｐ）を乗算した後にＤＦＴする。
【数１６】
【００５６】
フーリエ変換結果除算部９は、２次元フーリエ変換部１３における式（２１）のフーリエ変換結果をフーリエ変換部１６における式（２３）のフーリエ変換結果で除算し、その除算結果である２次元アレーデータを２次元高分解能部１０に出力する。
２次元高分解能部１０は、フーリエ変換結果除算部９から２次元アレーデータを受けると、上記実施の形態１と同様に、式（１５）の評価関数のＬ個のピークを検出することで、２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出する。
ただし、この実施の形態２では、式（１５）の評価関数を探索するτとｆDの範囲を、それぞれ−Ｔｗ／２＋τ~≦τ≦＋Ｔｗ／２＋τ~、−ＭｗΔｆc＋ｆD~≦ｆD≦＋ＭｗΔｆc＋ｆD~、とすればよい。なぜなら、式（２１）の窓関数を乗算することにより観測する時間範囲がτ~を中心とするＴｗ内に、周波数範囲がｆD~を中心とする２ＭｗΔｆc内に限られているためである。
【００５７】
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、参照信号の周波数オフセットを変化させて２次元ＣＣＦを算出することで、直接波とマルチパス波の大まかな遅延時間及び周波数オフセットを推定し、その遅延時間及び周波数オフセットの近傍を窓関数で抽出してＤＦＴを行うようにしているので、２次元高分解能部１０で算出する相関行列の次元数を減少させることができる効果を奏する。
また、時間窓を乗算して相関ラグ方向にＤＦＴを行うことで、周波数スペクトルの平滑化が行われているので、フーリエ変換結果除算部９における除算操作のＳＮＲの劣化を防ぐことができると効果を奏する。
【００５８】
実施の形態３．
上記実施の形態２では、周波数補償方向（ｍ方向）のＩＤＦＴの際に周波数補償が十分に実施されていないスペクトルが加算されることにより、性能の劣化が懸念される。
具体的には、式（１７）における周波数スペクトルＳ（ｆ−ｆD1＋ｍΔｆc）がｍに依存するために、ＩＤＦＴの際にそれらが加算される。
そこで、この実施の形態３では、２次元相互相関関数算出部１１で得られた直接波、マルチパス波の遅延時間及び周波数オフセットの概略値を用いて、受信信号を補償することで上記の問題を解決するようにする。
【００５９】
受信信号をブロック毎に分割した連続信号ｙp（ｔ）を用いて、この実施の形態３の効果について説明する。
２次元相互相関関数算出部１１で得られたピーク周辺から遅延時間及び周波数オフセットの概略値であるτ~及びｆD~を推定する。推定した周波数オフセットｆD~を用いて、次の式（２４）のように受信信号を補償して、ブロック毎の相互相関関数を計算する。
【数１７】
【００６０】
次に、式（２４）を遅延方向にフーリエ変換することで、次の式（２５）を得る。
【数１８】
【００６１】
したがって、ｆD1−ｆD~＜＜１／Ｔであれば、式（２５）を参照信号のパワースペクトルＳ（ｆ）の絶対値の二乗で除算することにより、式（５）と同様の２次元アレーデータを得ることができる。また、式（２４）のフーリエ変換は、上記実施の形態２と同様に、遅延時間τ~の周辺に時間窓を乗算した後にフーリエ変換することに置き換えられる。
よって、乗算した時間窓長Ｔwに応じて、中間周波数ｆD1に対する制約がｆD1−ｆD~＜＜１／Ｔwとなり、条件を緩和することができることが考えられる。
【００６２】
図４はこの発明の実施の形態３による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図１及び図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相互相関関数算出部５１は２次元相互相関関数算出部１１により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、その２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間τ~及び周波数オフセットｆD~を推定するとともに、その周波数オフセットｆD~を用いて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の１次元相互相関関数を算出する処理を実施する。
【００６３】
ピーク近傍抽出部５２は相互相関関数算出部５１により算出されたブロック毎の１次元相互相関関数から遅延時間τ~の周辺部分の１次元相互相関関数を抽出する処理を実施する。
遅延方向フーリエ変換部５３はピーク近傍抽出部５２により抽出された１次元相互相関関数を遅延時間方向にフーリエ変換する処理を実施する。
なお、２次元相互相関関数算出部１１、相互相関関数算出部５１、ピーク近傍抽出部５２及び遅延方向フーリエ変換部５３から第１のフーリエ変換手段が構成されている。
【００６４】
次に動作について説明する。
相互相関関数算出部５１は、２次元相互相関関数算出部１１が式（２０）の２次元相互相関関数を算出すると、その２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、その２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間τ~及び周波数オフセットｆD~を推定する。
ここで、遅延時間τ~及び周波数オフセットｆD~は、図３のピーク近傍抽出部１２と同様に、Cｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値が最大となるｉ、ｍから求めてもよい。
また、Cｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値に対して、ある閾値（２次元相互相関関数から計算される雑音レベルで定まる閾値）を設けて、その閾値を超えたインデックスｉ、ｍにCｙｓ（ｉ、ｍ）の絶対値の重みを乗算して重み平均を計算することで、ｉｐ、ｍｐを推定してもよい。
上記により推定されたｉｐ、ｍｐから、τ~＝ｉｐΔｔ、ｆD~＝ｍｐΔｆｃとして、遅延時間及び周波数オフセットの概略値が推定される。
【００６５】
相互相関関数算出部５１は、上記のようにして、周波数オフセットｆD~を推定すると、その周波数オフセットｆD~を用いて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、式（２４）にしたがって、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の１次元相互相関関数を算出する。
なお、式（２４）では、受信信号を連続信号として記述しているが、ｔ→ｎΔｔとすることで離散信号に変換することができる。また、それに伴って、τ→ｉΔｔと変換する。
【数１９】
【００６６】
ピーク近傍抽出部５２は、相互相関関数算出部５１がブロック毎の１次元相互相関関数を算出すると、その１次元相互相関関数における遅延時間τ~（相関ラグはｉｐ）の周辺部分に対して時間窓ｗ（ｉ）を乗算することにより、その遅延時間τ~の周辺部分の１次元相互相関関数を抽出する。
ここで、ｗ（ｉ）はｉｐにて最大値を取り、ｉｐに対して対称な窓とする。
ブロック毎に受信信号ＳＮＲが変化しないのであれば、時間窓ｗ（ｉ）として、ブロック方向に一定な窓を乗算する。ブロック毎に受信信号ＳＮＲが変動するようであれば、それに応じてブロック毎に重みを変化させてｗ（ｉ）を乗算する構成としてもよい。
【００６７】
遅延方向フーリエ変換部５３は、ピーク近傍抽出部５２が１次元相互相関関数を抽出すると、その１次元相互相関関数を相関ラグ方向（ｉ方向）にＤＦＴを行う。
なお、この動作は、フーリエ変換部１６と同様の動作であるので、詳細な記述は省略する。
【００６８】
フーリエ変換結果除算部９は、遅延方向フーリエ変換部５３におけるＤＦＴ結果をフーリエ変換部１６における式（２３）のＤＦＴ結果で除算し、その除算結果である２次元アレーデータを２次元高分解能部１０に出力する。
２次元高分解能部１０は、フーリエ変換結果除算部９から２次元アレーデータを受けると、上記実施の形態１，２と同様にして、式（１５）の評価関数のＬ個のピークを検出することで、２次元アレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を算出する。
ただし、式（１５）の評価関数を探索するτとｆDの範囲は、それぞれ、−Ｔｗ／２＋τ~≦τ≦＋Ｔｗ／２＋τ~、−ＭｗΔｆc≦ｆD≦＋ＭｗΔｆc、とすればよい。遅延時間範囲はＴｗ、周波数範囲は２ＭｗΔｆc以内に限定され、かつ、受信信号はｆD~で補償されているためである。
【００６９】
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、２次元ＣＣＦで推定された直接波とマルチパス波の大まかな遅延時間及び周波数オフセットを推定し、その周波数オフセットを用いて受信信号を補償して相互相関関数を算出することで、精度良く補償された周波数スペクトルを得て、フーリエ変換結果除算部９で算出する２次元アレーデータを高精度に得ることが可能となる効果を奏する。
また、時間窓を乗算して相関ラグ方向にＤＦＴを行うことで、周波数スペクトルの平滑化が行われているので、フーリエ変換結果除算部９における除算操作のＳＮＲの劣化を防ぐことができる効果を奏する。
【００７０】
実施の形態４．
上記実施の形態３では、ブロック数が多くなるにしたがって２次元高分解能部１０に入力される相関行列の次元が増大することになり、演算量が増加する問題がある。
そこで、この実施の形態４では、周波数補償を行った後のブロック毎の１次元相互相関関数をブロック方向にフーリエ変換し、ピーク周辺を２次元窓関数により抽出することで上記の問題を解決するようにする。
【００７１】
図５はこの発明の実施の形態４による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図１、図３及び図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ブロック方向フーリエ変換部５４は相互相関関数算出部５１により算出されたブロック毎の１次元相互相関関数をブロック方向にＤＦＴを実施する。
なお、２次元相互相関関数算出部１１、相互相関関数算出部５１、ブロック方向フーリエ変換部５４、ピーク近傍抽出部１２及び２次元フーリエ変換部１３から第１のフーリエ変換手段が構成されている。
【００７２】
次に動作について説明する。
ブロック方向フーリエ変換部５４は、上記実施の形態３と同様にして、相互相関関数算出部５１がブロック毎の１次元相互相関関数を算出すると、ブロック毎の１次元相互相関関数をブロック方向にＤＦＴを行う。
ピーク近傍抽出部１２は、ブロック方向フーリエ変換部５４がブロック毎の１次元相互相関関数をブロック方向にＤＦＴを行うと、ブロック方向にＤＦＴされた１次元相互相関関数のピーク近傍を抽出する。
２次元フーリエ変換部１３は、ピーク近傍抽出部１２が１次元相互相関関数のピーク近傍を抽出すると、上記実施の形態２と同様に、そのピーク近傍を相関ラグ方向にＤＦＴし、そのピーク近傍を周波数補償のインデックス方向にＩＤＦＴする。
【００７３】
この実施の形態４によれば、ピーク近傍抽出部１２において、ブロック方向にＤＦＴされた１次元相互相関関数のピーク周辺を２次元窓関数で抽出することにより、２次元高分解能部１０に入力される２次元アレーデータの次元を削減して、演算量を減少させることができる効果を奏する。
【００７４】
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では、伝搬遅延時間測定装置をＧＰＳ測位装置に適用する例を示したが、以降の実施の形態５〜８では、携帯電話等の無線端末の位置測定に適用する例について説明する。
なお、携帯電話等の無線端末だけではなく、電波を放射する電波放射源の位置測定にも適用することができる。
【００７５】
図６はこの発明の実施の形態５による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ただし、この発明の実施の形態５では、デジタル信号取得部１は第１のデジタル信号取得手段を構成し、ブロック分割部５は第１のブロック分割手段を構成している。
【００７６】
デジタル信号取得部２１は電波放射源から発信された電波（変調信号）を受信し、その電波をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する処理を実施する。なお、デジタル信号取得部２１は第２のデジタル信号取得手段を構成している。
デジタル信号取得部２１の受信アンテナ２２は電波放射源から発信された電波（搬送波が未知の参照信号により変調されている電波）である変調信号を受信する。
デジタル信号取得部２１の受信部２３は受信アンテナ２２により受信された変調信号に対する増幅処理や周波数変換処理等を実施して、その変調信号をＩＦ信号に変換する処理を実施する。
デジタル信号取得部２１のＡ／Ｄ変換部２４は受信部２３により変換されたＩＦ信号をデジタル信号に変換する処理を実施する。
【００７７】
ブロック分割部２５はデジタル信号取得部２１から出力されたデジタル信号をブロック毎に分割する処理を実施する。なお、ブロック分割部２５は第２のブロック分割手段を構成している。
フーリエ変換部２６はブロック分割部２５により分割されたデジタル信号をブロック毎にＤＦＴする処理を実施する。なお、フーリエ変換部２６は第２のフーリエ変換手段を構成している。
【００７８】
次に動作について説明する。
この実施の形態５では、携帯電話等の電波放射源から送信された電波は搬送波に対して未知のデジタル信号で変調されていることを想定する。
電波放射源から放射された電波は、受信アンテナ２及び受信アンテナ２２で受信される。
なお、受信アンテナ２２は電波放射源からの見通しが比較的良い場所に設置することを想定して、受信アンテナ２２には電波放射源からの直接波のみが到来し、受信アンテナ２には電波放射源からの直接波とマルチパス波が到来することを想定する。
【００７９】
デジタル信号取得部１は、上記実施の形態１と同様に、電波放射源から発信された電波である変調信号を受信すると、その変調信号をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
ブロック分割部５は、デジタル信号取得部１からデジタル信号を受けると、上記実施の形態１と同様に、そのデジタル信号に対して中間周波数ｆIFの正弦波を乗算した後に、ブロック周期Ｔ毎に分割する。
【００８０】
デジタル信号取得部２１は、デジタル信号取得部１と同様に、電波放射源から発信された電波である変調信号を受信すると、その変調信号をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
ブロック分割部２５は、デジタル信号取得部２１からデジタル信号を受けると、そのデジタル信号をブロック周期Ｔ毎に分割する。
ブロック分割部２５により得られたｐ（ｐ＝１，・・・，Ｐ）番目のブロックのデジタル信号をｖp（ｎ）とする。
【００８１】
ここで、受信アンテナ２２では電波放射源からの直接波のみが受信され、受信アンテナ２では直接波と複数のマルチパス波が混入して受信されることを想定し、デジタル信号取得部２１で得られた離散信号をｖp（ｎ）として、雑音の影響を無視すると、ブロック分割部２５で得られる離散信号ｙp（ｎ）は、下記の式（２８）のように記述することができる。
【数２０】
ただし、ｌ＝１が直接波、ｌ＝２，・・・Ｌがマルチパス波を表している。
Δτlはブロック周期Ｔ内におけるｖp（ｎ）に対する遅延時間である。即ち、電波放射源から受信アンテナ２までの伝搬遅延から、電波放射源から受信アンテナ２２までの伝搬遅延を引いた遅延時間差（ＴＤＯＡ：Ｔｉｍｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）である。
また、ΔｆDlはｖp（ｎ）に対する周波数シフトである。即ち、電波放射源と受信アンテナ２との相対運動に起因して発生するドップラー周波数から、電波放射源と受信アンテナ２２との相対運動に起因して発生するドップラー周波数を引いたドップラー周波数差（ＦＤＯＡ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）である。したがって、ブロック周期ＴはΔτlより大きく取る必要がある。
【００８２】
上記実施の形態１と相違している点は、参照信号の離散信号ｓ（ｎ）に代わってデジタル信号ｖp（ｎ）、遅延時間τlに代わって遅延時間差Δτl、周波数オフセットｆDlに代わってドップラー周波数差ΔｆDlとなっているだけであり、フーリエ変換部６，２６、フーリエ変換結果除算部９及び２次元高分解能部１０の動作は、上記実施の形態１と同様である。
【００８３】
この実施の形態５では、２つの受信アンテナ２，２２で受信した信号をブロック毎に分割して、上記実施の形態１と同様の２次元高分解能処理を施すことで、１つの受信アンテナに混入した直接波とマルチパス波を分離して、高精度に遅延時間差Δτl及びドップラー周波数差ΔｆDlを測定することができる。
【００８４】
実施の形態６．
上記実施の形態５では、ブロック周期Ｔの逆数に対して、推定すべきドップラー周波数差ΔｆDlが小さいという仮定を行っており、ドップラー周波数差ΔｆDlがブロック周期Ｔに対して大きい場合には推定精度が劣化する。
また、ｖ（ｎ）の周波数スペクトルが拡散変調符号のように周波数軸上で激しく変動している場合、フーリエ変換結果除算部９の除算操作により、低ＳＮＲ時に雑音成分が増幅されて精度が劣化する。さらに、ｖ（ｎ）のブロック周期Ｔ内に含まれるサンプル数Ｎが大きい場合、２次元高分解能部１０の相関行列の次元が大きくなり、演算量が膨大になる問題がある。
そこで、この実施の形態６では、直接波とマルチパス波の遅延時間差及びドップラー周波数差が近接しているという状況下において、上記の問題を解決する構成について記述する。
【００８５】
図７はこの発明の実施の形態６による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図３及び図６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
２次元相互相関関数算出部３１はブロック分割部２５により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割部５により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する処理を実施する。
なお、２次元相互相関関数算出部３１、ピーク近傍抽出部１２及び２次元フーリエ変換部１３から第１のフーリエ変換手段が構成されている。
【００８６】
自己相関関数算出部３２はブロック分割部２５により分割されたデジタル信号の自己相関関数を算出する処理を実施する。
なお、自己相関関数算出部３２、ピーク近傍抽出部１５及びフーリエ変換部１６から第２のフーリエ変換手段が構成されている。
【００８７】
この実施の形態６によれば、ブロック分割部２５により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、２次元ＣＣＦを算出することで、直接波とマルチパス波の大まかな遅延時間及びドップラー周波数差を推定し、その遅延時間差及びドップラー周波数差の近傍を窓関数で抽出してＤＦＴを行うようにしているので、２次元高分解能部１０で算出する相関行列の次元数を減少させることができる効果を奏する。
また、周波数スペクトルの平滑化が行われているので、フーリエ変換結果除算部９における除算操作のＳＮＲの劣化を防ぐことができると効果を奏する。
【００８８】
実施の形態７．
上記実施の形態６では、２次元フーリエ変換部１３における周波数補償インデックス方向のＩＤＦＴの際に、周波数補償が十分でないスペクトルが含まれることによる性能劣化が懸念される。
そこで、この実施の形態７では、上記の問題を解決するようにしている。
図８はこの発明の実施の形態７による伝播遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図４及び図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００８９】
この実施の形態７によれば、２次元相互相関関数算出部３１で推定された直接波とマルチパス波の大まかな遅延時間及び周波数オフセットを推定し、その周波数オフセットを用いて、受信信号を補償して相互相関関数を算出することで、精度良く補償された周波数スペクトルを得て、フーリエ変換結果除算部９で算出する２次元アレーデータを高精度に得ることが可能となる効果を奏する。
また、時間窓を乗算して相関ラグ方向にＤＦＴを行うことで、周波数スペクトルの平滑化が行われているので、フーリエ変換結果除算部９における除算操作のＳＮＲ劣化を防ぐことができる効果を奏する。
【００９０】
実施の形態８．
上記実施の形態７では、ブロック数が多くなるにしたがって２次元高分解能部１０に入力される２次元アレーデータの次元が増大することになり、演算量が増加する問題がある。
そこで、この実施の形態８では、周波数補償を行った後のブロック毎の相互相関関数をブロック方向にＤＦＴし、ピーク周辺を２次元窓関数により抽出することで、上記の問題を解決するようにしている。
図９はこの発明の実施の形態８による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図であり、図において、図５及び図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００９１】
この実施の形態８では、ピーク近傍抽出部１２において、ブロック方向にＤＦＴを行われた相互相関関数のピーク周辺を２次元窓関数により抽出することで、２次元高分解能部１０に入力される２次元アレーデータの次元を削減して、演算量を減少させることができる効果を奏する。
【００９２】
実施の形態９．
図１０はこの発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
参照信号生成部４１は無変調パルス信号や周波数変調パルス、あるいは、擬似雑音符号パルスを参照信号として生成する処理を実施する。なお、参照信号生成部４１は参照信号生成手段を構成している。
結合器４２は参照信号生成部４１により生成された参照信号を送受信部４４に出力する処理を実施する。
【００９３】
送受信アンテナ４３は送受信部４４から出力された変調信号を目標に向けて送信する一方、目標に反射された上記変調信号を受信して、その変調信号を送受信部４４に出力する。
送受信部４４は結合器４２から出力された参照信号により搬送波を変調して変調信号を送受信アンテナ４３に出力する一方、送受信アンテナ４３より出力された変調信号をＩＦ信号に変換する処理を実施する。
なお、送受信アンテナ４３、送受信部４４及びＡ／Ｄ変換部４からデジタル信号抽出手段が構成されている。
【００９４】
次に動作について説明する。
上記実施の形態１では、ＧＰＳ衛星から発信された電波を受信して、その電波の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置について示したが、電波を目標に向けて送信し、目標に反射された受信して、その電波の伝搬遅延時間を測定するようにしてもよい。
【００９５】
参照信号生成部４１は、無変調パルス信号や周波数変調パルス、あるいは、擬似雑音符号パルスを参照信号として生成する。
結合器４２は、参照信号生成部４１が参照信号を生成すると、その参照信号を送受信部４４に出力する。
【００９６】
送受信部４４は、結合器４２から参照信号を受けると、その参照信号により搬送波を変調して、その変調信号を電力増幅し、電力増幅後の変調信号を送受切替器（図示せず）を介して送受信アンテナ４３に出力する。
送受信アンテナ４３は、送受信部４４から出力された変調信号を電波にして、その電波を空間に放射する。
また、送受信アンテナ４３は、目標に反射されて戻ってきた電波を受信し、その電波を電気信号である変調信号に変換し、その変調信号を送受切替器（図示せず）を介して送受信部４４に出力する。
送受信部４４は、送受信アンテナ４３から変調信号を受けると、図１の送受信部３と同様にして、その変調信号をＩＦ信号に変換して、そのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部４に出力する。
以降は、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【００９７】
以上で明らかなように、この実施の形態９によれば、高い推定精度で直接波の遅延時間τ1及び周波数オフセットｆD1を測定することができるレーダ装置を構築することができる効果を奏する。
【００９８】
なお、この実施の形態９では、上記実施の形態１の構成をレーダ装置に適用するものについて示したが、図１１に示すように、上記実施の形態２の構成をレーダ装置に適用するようにしてもよく、この場合、上記実施の形態２と同様の効果を奏することができる。
また、図１２に示すように、上記実施の形態３の構成をレーダ装置に適用するようにしてもよく、この場合、上記実施の形態３と同様の効果を奏することができる。
さらに、図１３に示すように、上記実施の形態４の構成をレーダ装置に適用するようにしてもよく、この場合、上記実施の形態４と同様の効果を奏することができる。
【００９９】
実施の形態１〜９では、電波を受信するものについて示したが、電波の代わりに光を受信するようにしてもよく、この場合には、同様の効果を有する光波レーダを得ることができる。
また、電波の代わりに音波を受信するようにしてもよく、この場合には、同様の効果を有するソナーを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】この発明の実施の形態１による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図２】Ｃ／Ａコードの構成を示す説明図である。
【図３】この発明の実施の形態２による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図４】この発明の実施の形態３による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図５】この発明の実施の形態４による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図６】この発明の実施の形態５による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図７】この発明の実施の形態６による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図８】この発明の実施の形態７による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図９】この発明の実施の形態８による伝搬遅延時間測定装置を示す構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態９によるレーダ装置を示す構成図である。
【符号の説明】
【０１０１】
１ デジタル信号取得部（第１のデジタル信号取得手段）、２，２２ 受信アンテナ、３，２３ 受信部、４，２４ Ａ／Ｄ変換部、５ ブロック分割部（ブロック分割手段、第１のブロック分割手段）、６ フーリエ変換部（第１のフーリエ変換手段）、７ 参照信号生成部（第２のフーリエ変換手段）、８，１６，２６ フーリエ変換部（第２のフーリエ変換手段）、９ フーリエ変換結果除算部（フーリエ変換結果除算手段）、１０ ２次元高分解能部（高分解能処理手段）、１１，３１ ２次元相互相関関数算出部（第１のフーリエ変換手段）、１２ ピーク近傍抽出部（第１のフーリエ変換手段）、１３ ２次元フーリエ変換部（第１のフーリエ変換手段）、１４，３２ 自己相関関数算出部（第２のフーリエ変換手段）、１５ ピーク近傍抽出部（第２のフーリエ変換手段）、２１ デジタル信号取得部（第２のデジタル信号抽出手段）、２５ ブロック分割部（第２のブロック分割手段）、４１ 参照信号生成部（参照信号生成手段）、４２ 結合器、４３ 送受信アンテナ（デジタル信号抽出手段）、４４ 送受信部（デジタル信号抽出手段）、５１ 相互相関関数算出部（第１のフーリエ変換手段）、５２ ピーク近傍抽出部（第１のフーリエ変換手段）、５３ 遅延方向フーリエ変換部（第１のフーリエ変換手段）、５４ ブロック方向フーリエ変換部（第１のフーリエ変換手段）。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号を受信し、上記変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得手段と、上記デジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割手段と、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、上記参照信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、上記第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を上記第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段と、上記フーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出する高分解能処理手段とを備えた伝搬遅延時間測定装置。
【請求項２】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された２次元相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記２次元相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項３】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数から上記遅延時間の周辺部分の相互相関関数を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数を遅延時間方向にフーリエ変換する遅延方向フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項４】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数をブロック方向にフーリエ変換するブロック方向フーリエ変換部と、上記ブロック方向フーリエ変換部によりフーリエ変換された相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項５】
搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号を受信し、上記変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換する第１のデジタル信号取得手段と、上記第１のデジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割する第１のブロック分割手段と、上記第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、上記変調信号を受信し、上記変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換する第２のデジタル信号取得手段と、上記第２のデジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割する第２のブロック分割手段と、上記第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、上記第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を上記第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段と、上記フーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出する高分解能処理手段とを備えた伝搬遅延時間測定装置。
【請求項６】
第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された２次元相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記２次元相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項５記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項７】
第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数から上記遅延時間の周辺部分の相互相関関数を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数を遅延時間方向にフーリエ変換する遅延方向フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項５記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項８】
第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数をブロック方向にフーリエ変換するブロック方向フーリエ変換部と、上記ブロック方向フーリエ変換部によりフーリエ変換された相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項５記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項９】
第１のフーリエ変換手段のピーク近傍抽出部は、２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍として、上記２次元相互相関関数の絶対値が最大となる遅延時間及び周波数オフセットを中心とする対称な範囲を抽出することを特徴とする請求項２または請求項６記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項１０】
第１のフーリエ変換手段のピーク近傍抽出部は、２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍として、上記２次元相互相関関数の絶対値のうち、雑音レベルで定まる閾値を超える絶対値となる遅延時間及び周波数オフセットであって、上記２次元相互相関関数の絶対値で重み付け平均された遅延時間及び周波数オフセットを中心とする対称な範囲を抽出することを特徴とする請求項２または請求項６記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項１１】
相互相関関数算出部は、２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数の絶対値が最大となる周波数オフセットを用いて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償することを特徴とする請求項３、請求項４、請求項７または請求項８記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項１２】
相互相関関数算出部は、２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数の絶対値のうち、雑音レベルで定まる閾値を超える絶対値となる周波数オフセットであって、上記２次元相互相関関数の絶対値で重み付け平均された周波数オフセットを用いて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償することを特徴とする請求項３、請求項４、請求項７または請求項８記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項１３】
参照信号を生成する参照信号生成手段と、上記参照信号生成手段により生成された参照信号により搬送波を変調して変調信号を送信する一方、目標に反射された上記変調信号を受信し、上記変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得手段と、上記デジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割手段と、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、上記参照信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、上記第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を上記第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段と、上記フーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出する高分解能処理手段とを備えたレーダ装置。
【請求項１４】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された２次元相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記２次元相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１３記載のレーダ装置。
【請求項１５】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数から上記遅延時間の周辺部分の相互相関関数を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数を遅延時間方向にフーリエ変換する遅延方向フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１３記載のレーダ装置。
【請求項１６】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数をブロック方向にフーリエ変換するブロック方向フーリエ変換部と、上記ブロック方向フーリエ変換部によりフーリエ変換された相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１３記載のレーダ装置。
【請求項１】
搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号を受信し、上記変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得手段と、上記デジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割手段と、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、上記参照信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、上記第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を上記第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段と、上記フーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出する高分解能処理手段とを備えた伝搬遅延時間測定装置。
【請求項２】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された２次元相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記２次元相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項３】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数から上記遅延時間の周辺部分の相互相関関数を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数を遅延時間方向にフーリエ変換する遅延方向フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項４】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数をブロック方向にフーリエ変換するブロック方向フーリエ変換部と、上記ブロック方向フーリエ変換部によりフーリエ変換された相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項５】
搬送波が既知の参照信号により変調されている変調信号を受信し、上記変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換する第１のデジタル信号取得手段と、上記第１のデジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割する第１のブロック分割手段と、上記第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、上記変調信号を受信し、上記変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換する第２のデジタル信号取得手段と、上記第２のデジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割する第２のブロック分割手段と、上記第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、上記第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を上記第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段と、上記フーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出する高分解能処理手段とを備えた伝搬遅延時間測定装置。
【請求項６】
第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された２次元相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記２次元相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項５記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項７】
第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数から上記遅延時間の周辺部分の相互相関関数を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数を遅延時間方向にフーリエ変換する遅延方向フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項５記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項８】
第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数オフセットを変化させて、第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記第１のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数をブロック方向にフーリエ変換するブロック方向フーリエ変換部と、上記ブロック方向フーリエ変換部によりフーリエ変換された相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記第２のブロック分割手段により分割されたデジタル信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項５記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項９】
第１のフーリエ変換手段のピーク近傍抽出部は、２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍として、上記２次元相互相関関数の絶対値が最大となる遅延時間及び周波数オフセットを中心とする対称な範囲を抽出することを特徴とする請求項２または請求項６記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項１０】
第１のフーリエ変換手段のピーク近傍抽出部は、２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍として、上記２次元相互相関関数の絶対値のうち、雑音レベルで定まる閾値を超える絶対値となる遅延時間及び周波数オフセットであって、上記２次元相互相関関数の絶対値で重み付け平均された遅延時間及び周波数オフセットを中心とする対称な範囲を抽出することを特徴とする請求項２または請求項６記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項１１】
相互相関関数算出部は、２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数の絶対値が最大となる周波数オフセットを用いて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償することを特徴とする請求項３、請求項４、請求項７または請求項８記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項１２】
相互相関関数算出部は、２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数の絶対値のうち、雑音レベルで定まる閾値を超える絶対値となる周波数オフセットであって、上記２次元相互相関関数の絶対値で重み付け平均された周波数オフセットを用いて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償することを特徴とする請求項３、請求項４、請求項７または請求項８記載の伝搬遅延時間測定装置。
【請求項１３】
参照信号を生成する参照信号生成手段と、上記参照信号生成手段により生成された参照信号により搬送波を変調して変調信号を送信する一方、目標に反射された上記変調信号を受信し、上記変調信号の周波数を変換して、周波数変換後の変調信号をデジタル信号に変換するデジタル信号取得手段と、上記デジタル信号取得手段により変換されたデジタル信号をブロック毎に分割するブロック分割手段と、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号をブロック毎にフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、上記参照信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、上記第１のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を上記第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果で除算するフーリエ変換結果除算手段と、上記フーリエ変換結果除算手段の除算結果であるアレーデータから所望の直接波に近接しているマルチパス波を分離して、所望の直接波の遅延時間及び周波数オフセットを算出する高分解能処理手段とを備えたレーダ装置。
【請求項１４】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された２次元相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記２次元相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１３記載のレーダ装置。
【請求項１５】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数から上記遅延時間の周辺部分の相互相関関数を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数を遅延時間方向にフーリエ変換する遅延方向フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１３記載のレーダ装置。
【請求項１６】
参照信号の周波数オフセットを変化させて、ブロック分割手段により分割されたデジタル信号との２次元相互相関関数を算出する２次元相互相関関数算出部と、上記２次元相互相関関数算出部により算出された２次元相互相関関数のピーク近傍を抽出して、上記２次元相互相関関数のピーク近傍から遅延時間及び周波数オフセットを推定するとともに、上記周波数オフセットを用いて、上記ブロック分割手段により分割されたデジタル信号の周波数を補償し、周波数補償後のデジタル信号と参照信号におけるブロック毎の相互相関関数を算出する相互相関関数算出部と、上記相互相関関数算出部により算出されたブロック毎の相互相関関数をブロック方向にフーリエ変換するブロック方向フーリエ変換部と、上記ブロック方向フーリエ変換部によりフーリエ変換された相互相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された相互相関関数のピーク近傍を時間方向にフーリエ変換するとともに、上記相互相関関数のピーク近傍を周波数方向に逆フーリエ変換する２次元フーリエ変換部とから第１のフーリエ変換手段を構成し、上記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、上記自己相関関数算出部により算出された自己相関関数のピーク近傍を抽出するピーク近傍抽出部と、上記ピーク近傍抽出部により抽出された自己相関関数のピーク近傍をフーリエ変換するフーリエ変換部とから第２のフーリエ変換手段を構成することを特徴とする請求項１３記載のレーダ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２００９−１９２５１６（Ｐ２００９−１９２５１６Ａ）
【公開日】平成２１年８月２７日（２００９．８．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−９１２５９（Ｐ２００８−９１２５９）
【出願日】平成２０年３月３１日（２００８．３．３１）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年８月２７日（２００９．８．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月３１日（２００８．３．３１）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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