伝送路特性測定器
【課題】本発明では、任意の複数のチャンネルのスペクトルに基づいて、高い分解能の伝送路特性を測定する伝送路特性測定器の測定方式を提案する。
【解決手段】伝送路特性を測定する伝送路特性測定器であって、離散フーリエ変換手段と、平均値算出手段と、スペクトル補正手段と、逆離散フーリエ変換手段からなり、放送される１つまたはそれ以上のチャンネルのスペクトルを用いて高い分解能の伝送路特性を測定できることを特徴とする伝送路特性測定器。
【解決手段】伝送路特性を測定する伝送路特性測定器であって、離散フーリエ変換手段と、平均値算出手段と、スペクトル補正手段と、逆離散フーリエ変換手段からなり、放送される１つまたはそれ以上のチャンネルのスペクトルを用いて高い分解能の伝送路特性を測定できることを特徴とする伝送路特性測定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信した直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ)信号を用いて、親局から中継局もしくは受信局への直接波（希望波）と、親局から中継局もしくは受信局の間にある建築物や山などの反射などにより生じた遅延波や、他の中継局から送信された同一信号の飛び込み波（以降遅延波に含める）や、単一周波数ネットワーク（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＳＦＮ）中継局において自局で再送信した信号が直接、あるいは周りの建築物や山などに反射して再び受信される回り込み波の関係を示す伝送路特性の測定に係り、特に複数チャンネル分、もしくは任意の周波数帯域幅のスペクトルを用いて伝送路特性を測定する伝送路特性測定装置に関するものである。
【０００２】
また、本発明はＯＦＤＭ信号から測定した伝送路特性を用いて、親局から中継局もしくは受信局の間にある建築物や山などの反射などにより生じた遅延波や、他の中継局から送信された同一信号の飛び込み波（以降遅延波に含める）や、ＳＦＮ中継局において自局で再送信した信号が直接、あるいは周りの建築物や山などに反射して再び受信される回り込み波をキャンセルする回り込みキャンセラに係り、特に複数チャンネル分、もしくは任意の周波数帯域幅の回り込み波や遅延波の一括した消去を実現する回り込みキャンセラに関するものである。
【背景技術】
【０００３】
近年、例えば地上波デジタル放送において、ＯＦＤＭ伝送方式が用いられている。ＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタルデータによって互いに直交する多数のキャリアを変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。
【０００４】
ＯＦＤＭ伝送方式においては、周波数帯域幅を一定として、使用するキャリアの数を多くするとシンボル時間が長くなることに加え、ガードインターバル信号の付加により遅延波の影響を受けにくいという特徴を有している。そしてこの特徴により、単一周波数による放送ネットワーク、すなわちＳＦＮを構築できる可能性があることから、上述したように、ＯＦＤＭ伝送方式は地上デジタル放送の伝送方式として日本のＩｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ（ＩＳＤＢ−Ｔ）や欧州のＤｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ（ＤＶＢ−Ｔ）に採用されている。
【０００５】
しかしながら、遅延波の影響を受けにくいことを特徴とするＯＦＤＭ伝送においても遅延波が存在する場合には信号品質の劣化は避けられないことから、伝搬路状況の解析手段として伝送路特性の正確な測定法が望まれている。また、中継段にあっては可能な限り信号品質の劣化を抑える目的から、回り込み波や遅延波を消去することが望まれている。
【０００６】
ここで図１を用いて遅延波と回り込み波について説明する。中継局１１１は本来ＯＦＤＭ波１０１のみを必要とするが、他の中継局からの到来波１０３や、障害物などにより反射して到来する遅延波１０７が到来する。また、ＳＦＮにおいては、遅延波に加え中継局１１１自身の送信波の回り込み波１０５が中継局１１１の受信アンテナに到来する。ユーザー世帯への再送信波１０９を正常にするには、他の中継局からの到来波１０３、遅延波１０７や回り込み波１０５の希望波１０１に対する特性を測定し、１０１以外を消去することが望ましい。本発明は希望波、他の中継局からの到来波、遅延波や回り込み波の伝送路特性を正確に測定、およびその測定結果に基づき不要なＯＦＤＭ波を効率的に消去するためのものである。
【０００７】
他の中継局からの到来波、遅延波、および回り込み波の伝送路特性を測定する方法として、例えば次の２つの方法が考えられ、これらの方法により伝送路特性（伝送路の伝達関数や遅延プロファイル（複素インパルス応答））を測定する。また、回り込みキャンセラでは、これら２つのいずれかの方法で測定した遅延プロファイルに基づいてタップ係数を算出することで回り込み波や遅延波を消去する。
【０００８】
（１）ＯＦＤＭ信号に挿入されたパイロットキャリアから伝達関数を求め、この伝達関数を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）して遅延プロファイルつまり複素インパルス応答を求める。ここでパイロットキャリアとは、変調された信号を復調する際に用いられる、位相と振幅がわかっている基準信号のことである。詳しくは、非特許文献１参照。
【０００９】
（２）ＯＦＤＭ信号帯域のスペクトルを算出し、スペクトルをＩＤＦＴして遅延プロファイルを求める。詳しくは、非特許文献２参照。
【００１０】
しかし、これら従来の伝送路特性測定器では、１つのチャンネルの信号帯域内のキャリアもしくはスペクトルからその１つのチャンネルの信号帯域内の遅延波や回り込み波の伝送路特性を測定するので遅延プロファイルの時間分解能が制限されていた。また、これらの伝送路特性の測定法に基づいた従来の回り込みキャンセラでは、１つのチャンネルの信号帯域内のキャリアもしくはスペクトルからその１つのチャンネルの信号帯域内の遅延波や回り込み伝送路特性を測定するので、消去できる回り込み波や遅延波は１つのチャンネルの信号帯域についてのみであり、１つのチャンネル帯域内であっても信号帯域外の周波数や、複数チャンネルに対応する周波数帯域、あるいは任意の周波数帯域の回り込み波や遅延波は消去できなかった。
【００１１】
従来の伝送路特性測定器では、より詳細な遅延プロファイルを測定する場合は、複数チャンネルの信号を用いることが考えられるが、信号帯域以外の周波数ではパイロット、および信号スペクトルが存在しないので、遅延プロファイルが図１１（ｂ）のようになり遅延波や回り込み波の識別が困難となる問題があった。また、従来の回り込みキャンセラでは、複数チャンネルに対応する周波数帯域の回り込み波や遅延波を消去する場合は、複数個の回り込みキャンセラを用意することになり、中継局における中継装置、および、中継装置類を接続するケーブル、さらに中継装置の設置空間を増加させることになり、高コストになるばかりか設置費用がさらに必要になるという問題があった。
【００１２】
以上述べたように、より高い時間分解能で遅延プロファイルを算出する伝送路特性測定器が強く要求されている。また、１つのチャンネルの信号帯域に加え信号帯域外の回り込み波や遅延波を消去する回り込みキャンセラや、複数チャンネルに対応する周波数帯域の回り込み波や遅延波を消去する回り込みキャンセラ、あるいは任意の周波数帯域の回り込み波や遅延波を消去する回り込みキャンセラが強く要求されている。
【００１３】
複数チャンネルの回り込み波や遅延波を１台の回り込みキャンセラで正確に消去するためには、複数のチャンネルの相対的な周波数配置を維持し、伝送路特性を同時に測定し、中継局における複数チャンネル分の伝送路特性を測定するとともに、有限長インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓ：ＦＩＲ）フィルタにタップ係数を反映させる必要がある。
【００１４】
複数チャンネル分の伝送路特性を同時に測定するには次の２つの方法が考えられる。１つはチャンネル毎に伝送路特性を測定する方法であり、もう１つは複数チャンネルの伝送路特性を一括して測定する方法である。
【００１５】
しかるに、この１つめの方法では、図２に示すように一般にＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングはチャンネル毎に揃っているわけではないため、伝送路特性を調べるタイミング、つまり復調のタイミングがチャンネル毎に違うことになる。従って、伝送路特性が時間変動するような場合には、キャンセラの動作が不安定になり、発振する可能性も高くなる。また、ＯＦＤＭ復調器が複数必要になるので、コストも高くなる問題がある。
【００１６】
また、２つめの方法では、複数チャンネルのＯＦＤＭ信号を一括して復調する必要があるが、図２に示すようにＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングがチャンネル毎に違うのでＯＦＤＭ信号の復調の際に全てのチャンネルに対して最適な時間窓（ＦＦＴ窓）をかけることは現実的には不可能であり、チャンネルによってはＯＦＤＭ復調できなくなるような状況もありえる。つまり、伝送路特性の測定ができなくなる場合がある。
【００１７】
このように、シンボルタイミングを元にＯＦＤＭ復調をする手法では、複数チャンネルの伝送路特性を測定することが困難であった。また同様に回り込みキャンセラの設計も困難であった。
【００１８】
更に、２つめの方法で複数チャンネルのスペクトルを利用する場合にはスペクトルの形状さえ得られれば良いのでＦＦＴ窓の位置は任意で良い。しかし、複数チャンネル存在下では遅延波や回り込み波が存在しない状態でもスペクトル形状が平坦ではなくなるので伝送路特性の測定、すなわち遅延プロファイルを測定しても図１１（ｂ）のように希望波との有意的な差が小さく、遅延波の識別が困難になる問題が残る。
【非特許文献１】Ｍｉｃｈａｅｌ Ｓｐｅｔｈ、Ｓｔｅｆａｎ Ｆｅｃｈｔｅｌ、Ｇｕｎｎａｒ Ｆｏｃｋ、ａｎｄ Ｈｅｉｎｒｉｃｈ Ｍｅｙｒ、“Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ−Ｂａｓｅｄ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ―Ｐａｒｔ２：Ａ Ｃａｓｅ Ｓｔｕｄｙ”、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、ｖｏｌ．４９、Ｎｏ．４、Ａｐｒｉｌ ２００１、ｐｐ．５７１−５７８．
【非特許文献２】Ｓ．スタイン、Ｊ．Ｊ．ジョーンズ（著）、関英男（訳）、「現代の通信回線理論」、森北出版、１９７０年１０月、ｐｐ．１２１−１３０．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
遅延波や回り込み波が存在する伝送路では、その遅延波や回り込み波の遅延時間や振幅、および位相に対応して、受信ＯＦＤＭ信号の周波数特性の振幅、および位相が変化する。従来の伝送路特性測定器では、１つのチャンネルの信号帯域内のスペクトルから伝達関数や遅延プロファイルなどの伝送路特性を測定していた。
【００２０】
また、従来の回り込みキャンセラでは、１つのチャンネルの信号帯域内のスペクトルから測定した伝送路特性を用いてＦＩＲフィルタのタップ係数を算出し、このＦＩＲフィルタによって遅延波や回り込み波を除去するための信号を生成していた。
【００２１】
従って、伝送路特性測定器では、チャンネルの帯域幅の逆数で決まる時間分解能でしか遅延プロファイルを測定できなかった。
【００２２】
また、回り込みキャンセラでは、測定したチャンネル帯域内の遅延波や回り込み波については、ＦＩＲフィルタによって除去することは可能であったが、そのチャンネル帯域外については遅延波や回り込み波を除去することはできなかった。
【００２３】
更に、回り込みキャンセラでは、中継局毎に中継すべきチャンネルの数やチャンネル間の周波数関係が異なること、および、チャンネル数の増加や減少などなどに留意し、これまでは中継局ごとに遅延波や回り込み波のキャンセラの構成を適宜変えておかねばならなかった。
【００２４】
そこで本発明では、複数のチャンネルにわたる帯域幅の逆数で決まる時間分解能を持つ伝送路特性測定器の測定法を提案する。
【００２５】
また、同一周波数による中継（ＳＦＮ）を行う中継局において、中継を行わねばならない複数のチャンネルの遅延波や回り込み波を１台のキャンセラで消去することを可能にし、さらにそのことによって各地の中継局における遅延波や回り込み波のキャンセラを同一に設計することを可能にする回り込みキャンセラの方式を提案する。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の伝送路特性を測定する伝送路特性測定器において、
信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げることを特徴とする伝送路特性測定器とする。
【００２７】
所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の回り込み成分や遅延波成分を消去する回り込みキャンセラにおいて、
信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げることを特徴とする回り込みキャンセラとする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、複数のチャンネルの信号を用いて従来の伝送路特性測定器よりも高精度で周波数特性や遅延プロファイル等の伝送路特性の測定が可能となる。
【００２９】
更に、本発明によれば、複数チャンネルの信号を中継する中継放送局で生じる遅延波、および回り込み波を、１台の回り込みキャンセラで消去できる。従って、複数チャンネル向けの中継装置の低コスト化が可能となる。
【実施例】
【００３０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００３１】
図４は本発明の第一の実施形態にかかる伝送路特性測定器である。本実施形態にかかる伝送路特性測定器は，デジタル化された受信信号（ＯＦＤＭ信号）を離散フーリエ変換処理して受信スペクトルを算出する離散フーリエ変換部と、算出された受信スペクトルを複数用いて周波数毎の平均値を算出する平均値算出部と，算出された受信スペクトルから参照スペクトルを算出し、算出した参照スペクトルを用いて受信スペクトルを補正するスペクトル補正部と，補正した受信スペクトルに対して複素インパルス応答値（遅延プロファイル）を算出する逆離散フーリエ変換処理する逆離散フーリエ変換部と，を備える。
【００３２】
このうち離散フーリエ変換部は、受信信号に対してシンボルタイミングを気にせず、任意の開始タイミングでサンプリングを開始し離散フーリエ変換により時間信号である受信信号の離散的な周波数毎の信号強度｜Ｒi（ｋ）｜（または｜Ｒi（ｋ）｜２）を取得する。このＲi（ｋ）はスペクトルに相当する。ただし、iは離散フーリエ変換部による測定開始後からの通算のＮ点離散フーリエ変換回数であり、０≦ｋ＜Ｎ（Ｎ：離散フーリエ変換のポイント数）である。なお、Ｒi（ｋ）の取得点（すなわちｋ）は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア信号の周波数に必ずしも整合させる必要はなく、ｋの取得点数ＮはＯＦＤＭ信号の周波数帯域に整合させる必要も無く、必要な精度を確保できる程度に適宜選択すればよい。
【００３３】
平均値算出部は、複数のスペクトル｜Ｒi（ｋ）｜（または｜Ｒi（ｋ）｜２）を周波数毎に平均値を算出し、｜Ｒ（ｋ）｜＝Ｅ［｜Ｒi（ｋ）｜］（または｜Ｒ（ｋ）｜２＝Ｅ［｜Ｒi（ｋ）｜２］）を得る。
（数１）
｜Ｒ（ｋ）｜
＝Ｅ［｜Ｒi（ｋ）｜］
＝（｜ＲｊＭ＋１（ｋ）｜＋｜ＲｊＭ＋２（ｋ）｜＋
…＋｜ＲｊＭ＋Ｍ（ｋ）｜）／Ｍ （０≦ｋ＜Ｎ）
（または、
（数２）
｜Ｒ（ｋ）｜２
＝Ｅ［｜Ｒi（ｋ）｜２］
＝（｜ＲｊＭ＋１（ｋ）｜２＋｜ＲｊＭ＋２（ｋ）｜２＋
…＋｜ＲｊＭ＋Ｍ（ｋ）｜２）／Ｍ （０≦ｋ＜Ｎ）
）
ただし、ｊは平均値算出部による、測定を開始してからの通算の平均値を求めた回数でありｊ≧０を満たす、Ｍは平均値を求める際に用いるスペクトルの個数でありＭ≧１を満たす。
【００３４】
次に、スペクトル補正部では、送信スペクトルの平均値Ｘ（ｋ）と伝送路の伝達関数Ｓ（ｋ）により、受信スペクトルの平均値Ｒ（ｋ）が
（数３）
｜Ｒ（ｋ）｜＝｜Ｓ（ｋ）｜・｜Ｘ（ｋ）｜ （０≦ｋ＜Ｎ）
（または、
（数４）
｜Ｒ（ｋ）｜２＝｜Ｓ（ｋ）｜２・｜Ｘ（ｋ）｜２ （０≦ｋ＜Ｎ）
）
と表される（詳しくは、高畑文雄、「ディジタル無線通信」、培風館、2002年6月、pp.127-129、および、斉藤洋一、「ディジタル無線通信の変復調」、電子情報通信学会、1996年2月、pp.164-166、および、桑原守二、「ディジタルマイクロ波通信」、企画センター、1984、p.196に詳述されている。）ことから、後述する参照スペクトル｜Ｘ（ｋ）｜（または｜Ｘ（ｋ）｜２）で平均値算出部より入力されたスペクトル｜Ｒ（ｋ）｜（または｜Ｒ（ｋ）｜２）を割り、｜Ｓ（ｋ）｜（または｜Ｓ（ｋ）｜２）を得る。
（数３）
｜Ｓ（ｋ）｜＝｜Ｒ（ｋ）｜／｜Ｘ（ｋ）｜ （０≦ｋ＜Ｎ）
（または、
（数４）
｜Ｓ（ｋ）｜２＝｜Ｒ（ｋ）｜２／｜Ｘ（ｋ）｜２ （０≦ｋ＜Ｎ）
）
【００３５】
但し、ここでの参照スペクトル｜Ｘ（ｋ）｜（または｜Ｘ（ｋ）｜２）は、受信スペクトルの平均値｜Ｒ（ｋ）｜（または｜Ｒ（ｋ）｜２）において、信号帯域（以降、信号領域と呼ぶ）、信号領域と信号帯域外の周波数帯域の境界領域（以降、境界領域と呼ぶ）、および信号帯域外の周波数帯域（以降、信号外領域と呼ぶ）の３つの領域に分けて参照スペクトルを算出する。まず、信号領域、および信号外領域それぞれの周波数方向の平均値ＴとＵを算出し、境界領域のスペクトルは信号領域の平均値Ｔと信号外領域の平均値Ｕを変数とする関数Ｆｋ（Ｔ，Ｕ）により算出する。関数Ｆｋ（Ｔ，Ｕ）は、サンプリング周波数と信号が存在する周波数の関係、および離散フーリエ変換のポイント数に基づいて、次の三つのいずれかの形式
１．各々の正規化周波数（以降、周波数と呼ぶ）ｋで異なる関数
２．信号領域より低い周波数側（以降、下境界領域と呼ぶ）の幾つかのｋで異なり、かつ信号領域より高い周波数側（以降、上境界領域と呼ぶ）の幾つかのｋで異なる関数
３．全ての周波数ｋで同一の関数
に予め決定できる。
【００３６】
ここで図５と図６を参照しながら参照スペクトルの算出手順の一例を示す。図５は希望波の他に遅延波が存在する場合の受信スペクトルである。同図では受信スペクトルが信号外領域１、下境界領域１、信号領域１、上境界領域１、信号外領域２、下境界領域２、信号領域２、上境界領域２、信号外領域３、下境界領域３、信号領域３、上境界領域３、…、信号領域５、上境界領域５、信号外領域６に分割できる。まず、｜Ｒ（ｋ）｜（または｜Ｒ（ｋ）｜２）の信号領域１から５の全ての周波数ｋの受信スペクトルの周波数方向の平均値Ｔ、および信号外領域１から６の全ての周波数方向の平均値Ｕを算出して、それぞれを信号領域の全ての周波数のスペクトル、信号外領域の全ての周波数のスペクトルとする。次に、算出した平均値ＴとＵを予め決定しておいた関数Ｆｋ（Ｔ，Ｕ）に代入し、境界領域の各周波数ｋのスペクトルを算出する。以上の手順により図５の受信スペクトルより求めた参照スペクトル｜Ｘ（ｋ）｜（または｜Ｘ（ｋ）｜２）の一例が図６である。図５と図６をまとめたのが図７である。図７では、図７（ａ）が遅延波も回り込み波も存在しない場合の正常なＯＦＤＭ信号のスペクトルである。この図７（ａ）では５つのチャンネルが連続した周波数に存在せず、点在している場合のスペクトルの一例を示している。また、図７（ｂ）は図５と同じスペクトルであり、図７（ｃ）は図６と同じ参照スペクトルであり、図７（ｄ）はスペクトル補正部が図５の受信スペクトルを補正した後の受信スペクトル｜Ｓ（ｋ）｜（または｜Ｓ（ｋ）｜２）である。この｜Ｓ（ｋ）｜（または｜Ｓ（ｋ）｜２）は、厳密にはスペクトルではなく伝送路の伝達関数（または、電力伝達関数）と呼ばれるが、本明細書では補正した後の（受信）スペクトルと呼ぶこととする。
【００３７】
図８、図９は図７と異なるチャンネル配置とした場合の通常のスペクトル（図８（ａ）、図９（ａ））、遅延波が存在する場合の受信スペクトル（図８（ｂ）、図９（ｂ））、参照スペクトル（図８（ｃ）、図９（ｃ））、および補正した後の受信スペクトル（図８（ｄ）、図９（ｄ））である。また、図１０は１チャンネルのみ受信した場合の通常のスペクトル（図１０（ａ））、遅延波が存在する場合の受信スペクトル（図１０（ｂ））、参照スペクトル（図１０（ｃ））、および補正した後の受信スペクトル（図１０（ｄ））である。
【００３８】
次に逆フーリエ変換部では、スペクトル補正部より入力されたスペクトル｜Ｓ（ｋ）｜（または｜Ｓ（ｋ）｜２）を逆フーリエ変換し遅延プロファイルつまり複素インパルス応答を計算する。図１１（ａ）は図７（ｄ）のスペクトル（補正後の受信スペクトル）から算出した遅延プロファイルである。比較のため、図７（ｂ）の受信スペクトル（補正前の受信スペクトル）から算出した遅延プロファイルを図１１（ｂ）に示す。図１１（ａ）では希望波と遅延波の区別が容易であるのに対し、図１１（ｂ）では、希望波と遅延波の区別が困難である。従って、本発明の第一の実施形態では、従来の伝送路特性測定器と比較して伝送路特性が高精度に測定できることがわかる。
【００３９】
次に本発明の第二の実施形態にかかる回り込みキャンセラについて図１２を参照して説明する。
【００４０】
回り込みキャンセラを含む中継装置は、上位側装置から所定の搬送周波数の複数チャンネル分の信号を受信する受信アンテナと、下位側装置に向けて同じ搬送周波数の複数チャンネル分の信号を送信する送信アンテナと複数のチャンネル分の信号を増幅処理する中継処理を行う中継処理部と、を備える。そして回り込みキャンセラは、受信アンテナと送信アンテナとの間（本実施形態では、受信アンテナと中継処理部との間）に設けられる。この回り込みキャンセラは、回り込み波や遅延波を消去する遅延波消去部（加算器とフィルタで構成）と、回り込み波や遅延波の特性を検出し、遅延波消去部の制御パラメータを算出する制御パラメータ算出部とを備える。
【００４１】
このうち、制御パラメータ算出部（図１３）は、上記第一の実施形態にかかる伝送路特性測定器のスペクトル補正部と逆離散フーリエ変換部との間に逆数算出部を挿入し、逆離散フーリエ変換部の後にタップ係数値算出部を備え、逆離散フーリエ変換の算出結果より取得した複素数値または各回り込み波や遅延波の特性値（振幅比、遅延時間、および位相）に基づいて制御パラメータを算出する。
【００４２】
ここで、単一周波数ネットワーク向け中継装置における回り込みキャンセラのスペクトル補正部の動作について図１４を使って説明する。中継装置が中継動作を開始し、回り込み波が存在した場合の受信スペクトルが図１４（ａ）であるとする。このとき、スペクトル補正部では図１４（ａ）に基づいて図１４（ｂ）を参照スペクトルとして算出する。更に、スペクトル補正部では図１４（ａ）の受信スペクトルから図１４（ｂ）の参照スペクトルを割って図１４（ｃ）のスペクトルを算出する。
【００４３】
次に、逆数算出部の動作について説明する。逆数算出部では、スペクトル補正部から出力されたスペクトル（図１４（ｃ））のスペクトルの逆数（図１４（ｄ））を算出する。
【００４４】
また、図１３の制御パラメータ算出部におけるスペクトル補正部と逆数算出部の機能は、図１５のスペクトル逆補正部として一つにまとめることが可能である。すなわち、スペクトル補正部における受信スペクトルから参照スペクトルを割るスペクトルの補正、および逆数算出部におけるスペクトル補正部より出力されたスペクトルの逆数の算出は、参照スペクトルから受信スペクトルを割ることで実現できる。従って、図１３の制御パラメータ算出部におけるスペクトル補正部と逆数算出部の機能は、図１５のスペクトル逆補正部として一つにまとめることで計算量の削減が可能である。
【００４５】
図１４とは異なるチャンネル配置におけるスペクトル補正部と逆数算出部の動作の例を図１６から１８に示す。特に図１８は１つのチャンネルのみ中継する場合である。図１６（ａ）、図１７（ａ）、および図１８（ａ）は、中継動作を開始し、回り込み波が存在した場合の受信スペクトル、図１６（ｂ）、図１７（ｂ）、および図１８（ｂ）は参照スペクトル、図１６（ｃ）、図１７（ｃ）、図１８（ｃ）は補正した後の受信スペクトル、並びに図１６（ｄ）、図１７（ｄ）、および図１８（ｄ）は補正後のスペクトルを逆数化したスペクトルを示す。
【００４６】
次に、逆離散フーリエ変換部について説明する。逆離散フーリエ変換部では、逆数算出部が出力したスペクトルを逆離散フーリエ変換し、遅延プロファイル（複素インパルス応答値）を得る。例えば、図１４（ｄ）を逆離散フーリエ変換部に入力した際には、図１９（ａ）の遅延プロファイルが得られる。
【００４７】
ここで、逆数算出部が無い場合は逆離散フーリエ変換部に図１４（ｃ）が入力され、図１９（ｂ）の遅延プロファイルが得られる。この図１９（ｂ）では、回り込み波を消去する際にＦＩＲフィルタのタップ係数値として必要な１次成分の他に、不要な２次成分以上のインパルス応答値が算出される。この不要な２次成分以上のインパルス応答値は回り込みキャンセラによって回り込み波を消去する能力を劣化させる要因となる。
【００４８】
また、遅延波消去部は、加算器とフィルタ（例えば複素ＦＩＲフィルタ）とを含む。加算器は、受信アンテナで受信した受信信号とフィルタより出力される（回り込み波や遅延波と逆位相の）信号を加算することで、受信信号に含まれる回り込み波や遅延波を消去する。また、フィルタは、加算器から出力された信号の特性を制御パラメータに基づいて変化させ、これをフィルタの出力信号とする。このような構成において、制御パラメータ算出部は、直接波（希望波）を含まず、回り込み波や遅延波をフィルタから出力させるように係数（例えば、ＦＩＲフィルタのタップ係数）を算出する。尚、係数更新の際には良く知られた更新係数などを導入することもできる。
【００４９】
以上のように、本発明によれば複数チャンネル分の回り込み波を正確に測定でき、かつ消去が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】ＯＦＤＭ伝送の一例として地上波デジタル放送の送信、受信を示した図である。直接波（希望波）、反射による遅延波や回り込み波などが存在する。
【図２】複数チャンネルが存在する場合の周波数配置と、複数チャンネルを含むＯＦＤＭ波の復調タイミングを示す図である。
【図３】信号帯域とチャンネル帯域の関係を示す図である。
【図４】伝送路特性測定器の構成を示す図である。
【図５】希望波の他に遅延波が存在する場合の複数チャンネル受信時の受信スペクトルを示す図である。
【図６】図５から算出した参照スペクトルを示す図である。
【図７】図７は複数のチャンネルがまばらに配置されている場合の受信スペクトルを示す図であり、図７（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、通常時（遅延波や回り込み波が無い時）の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ｂ）の受信スペクトルから（ｃ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトルを示す図である。
【図８】図８は複数のチャンネルが連続して配置されている場合の受信スペクトルを示す図であり、図８（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、通常時（遅延波や回り込み波が無い時）の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ｂ）の受信スペクトルから（ｃ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトルを示す図である。
【図９】図９は複数チャンネルが存在し測定帯域に比べ信号帯域が狭い場合の受信スペクトルを示す図であり、図９（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、通常時（遅延波や回り込み波が無い時）の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ｂ）の受信スペクトルから（ｃ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトルを示す図である。
【図１０】図１０は１チャンネルのみ存在し測定帯域に比べ信号帯域が狭い場合の受信スペクトルを示す図であり、図１０（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、通常時（遅延波や回り込み波が無い時）の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ｂ）の受信スペクトルから（ｃ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトルを示す図である。
【図１１】図１１は遅延プロファイル（インパルス応答値）を示す図であり、図１１（ａ）は図７（ｄ）を逆離散フーリエ変換して求めた遅延プロファイルであり、図１１（ｂ）は図７（ｂ）を逆離散フーリエ変換して求めた遅延プロファイルを示す図である。
【図１２】回り込みキャンセラの構成を示す図である。
【図１３】図４の伝送路特性測定器の原理を回り込みキャンセラの制御パラメータ算出部に用いた場合の構成を示す図であり、図１２における制御パラメータ算出部である。
【図１４】図１４は複数のチャンネルがまばらに配置されている場合の受信スペクトルを示す図であり、図１４（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、回り込み波が存在する時の受信スペクトル、回り込み波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ａ）の受信スペクトルから（ｂ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトル、（ｃ）の受信スペクトルを逆数化して求めた受信スペクトルを示す図である。
【図１５】図１３の回り込みキャンセラの制御パラメータ算出部の構成を変形し計算量を減らした構成の一例を示す図である。
【図１６】図１６は複数のチャンネルが連続して配置されている場合の受信スペクトルを示す図であり、図１６（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、回り込み波が存在する時の受信スペクトル、回り込み波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ａ）の受信スペクトルから（ｂ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトル、（ｃ）の受信スペクトルを逆数化して求めた受信スペクトルを示す図である。
【図１７】図１７は複数チャンネルが存在し測定帯域に比べ信号帯域が狭い場合の受信スペクトルを示す図であり、図１７（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、回り込み波が存在する時の受信スペクトル、回り込み波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ａ）の受信スペクトルから（ｂ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトル、（ｃ）の受信スペクトルを逆数化して求めた受信スペクトルを示す図である。
【図１８】図１８は１チャンネルのみ存在し測定帯域に比べ信号帯域が狭い場合の受信スペクトルを示す図であり、図１８（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、回り込み波が存在する時の受信スペクトル、回り込み波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ａ）の受信スペクトルから（ｂ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトル、（ｃ）の受信スペクトルを逆数化して求めた受信スペクトルを示す図である。
【図１９】図１９は遅延プロファイル（インパルス応答値）を示す図であり、図１９（ａ）は図１４（ｄ）を逆離散フーリエ変換して求めた遅延プロファイルであり、図１９（ｂ）は図１４（ｃ）を逆離散フーリエ変換して求めた遅延プロファイルを示す図である。
【符号の説明】
【００５１】
１０１…送信器から中継器への直接波
１０３…他の送信器からの到来波
１０５…中継器自身の出力の回り込み波
１０７…障害物からの反射波
１０９…中継器から受信アンテナへの送信波
１１１…中継器
６０１…信号領域の周波数方向の平均値
６０３…信号外領域の周波数方向の平均値
１２０１…受信アンテナ
１２０３…送信アンテナ
１２０５…回り込みキャンセラ
１２０７…中継処理部
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信した直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ)信号を用いて、親局から中継局もしくは受信局への直接波（希望波）と、親局から中継局もしくは受信局の間にある建築物や山などの反射などにより生じた遅延波や、他の中継局から送信された同一信号の飛び込み波（以降遅延波に含める）や、単一周波数ネットワーク（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＳＦＮ）中継局において自局で再送信した信号が直接、あるいは周りの建築物や山などに反射して再び受信される回り込み波の関係を示す伝送路特性の測定に係り、特に複数チャンネル分、もしくは任意の周波数帯域幅のスペクトルを用いて伝送路特性を測定する伝送路特性測定装置に関するものである。
【０００２】
また、本発明はＯＦＤＭ信号から測定した伝送路特性を用いて、親局から中継局もしくは受信局の間にある建築物や山などの反射などにより生じた遅延波や、他の中継局から送信された同一信号の飛び込み波（以降遅延波に含める）や、ＳＦＮ中継局において自局で再送信した信号が直接、あるいは周りの建築物や山などに反射して再び受信される回り込み波をキャンセルする回り込みキャンセラに係り、特に複数チャンネル分、もしくは任意の周波数帯域幅の回り込み波や遅延波の一括した消去を実現する回り込みキャンセラに関するものである。
【背景技術】
【０００３】
近年、例えば地上波デジタル放送において、ＯＦＤＭ伝送方式が用いられている。ＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタルデータによって互いに直交する多数のキャリアを変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。
【０００４】
ＯＦＤＭ伝送方式においては、周波数帯域幅を一定として、使用するキャリアの数を多くするとシンボル時間が長くなることに加え、ガードインターバル信号の付加により遅延波の影響を受けにくいという特徴を有している。そしてこの特徴により、単一周波数による放送ネットワーク、すなわちＳＦＮを構築できる可能性があることから、上述したように、ＯＦＤＭ伝送方式は地上デジタル放送の伝送方式として日本のＩｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ（ＩＳＤＢ−Ｔ）や欧州のＤｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ（ＤＶＢ−Ｔ）に採用されている。
【０００５】
しかしながら、遅延波の影響を受けにくいことを特徴とするＯＦＤＭ伝送においても遅延波が存在する場合には信号品質の劣化は避けられないことから、伝搬路状況の解析手段として伝送路特性の正確な測定法が望まれている。また、中継段にあっては可能な限り信号品質の劣化を抑える目的から、回り込み波や遅延波を消去することが望まれている。
【０００６】
ここで図１を用いて遅延波と回り込み波について説明する。中継局１１１は本来ＯＦＤＭ波１０１のみを必要とするが、他の中継局からの到来波１０３や、障害物などにより反射して到来する遅延波１０７が到来する。また、ＳＦＮにおいては、遅延波に加え中継局１１１自身の送信波の回り込み波１０５が中継局１１１の受信アンテナに到来する。ユーザー世帯への再送信波１０９を正常にするには、他の中継局からの到来波１０３、遅延波１０７や回り込み波１０５の希望波１０１に対する特性を測定し、１０１以外を消去することが望ましい。本発明は希望波、他の中継局からの到来波、遅延波や回り込み波の伝送路特性を正確に測定、およびその測定結果に基づき不要なＯＦＤＭ波を効率的に消去するためのものである。
【０００７】
他の中継局からの到来波、遅延波、および回り込み波の伝送路特性を測定する方法として、例えば次の２つの方法が考えられ、これらの方法により伝送路特性（伝送路の伝達関数や遅延プロファイル（複素インパルス応答））を測定する。また、回り込みキャンセラでは、これら２つのいずれかの方法で測定した遅延プロファイルに基づいてタップ係数を算出することで回り込み波や遅延波を消去する。
【０００８】
（１）ＯＦＤＭ信号に挿入されたパイロットキャリアから伝達関数を求め、この伝達関数を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）して遅延プロファイルつまり複素インパルス応答を求める。ここでパイロットキャリアとは、変調された信号を復調する際に用いられる、位相と振幅がわかっている基準信号のことである。詳しくは、非特許文献１参照。
【０００９】
（２）ＯＦＤＭ信号帯域のスペクトルを算出し、スペクトルをＩＤＦＴして遅延プロファイルを求める。詳しくは、非特許文献２参照。
【００１０】
しかし、これら従来の伝送路特性測定器では、１つのチャンネルの信号帯域内のキャリアもしくはスペクトルからその１つのチャンネルの信号帯域内の遅延波や回り込み波の伝送路特性を測定するので遅延プロファイルの時間分解能が制限されていた。また、これらの伝送路特性の測定法に基づいた従来の回り込みキャンセラでは、１つのチャンネルの信号帯域内のキャリアもしくはスペクトルからその１つのチャンネルの信号帯域内の遅延波や回り込み伝送路特性を測定するので、消去できる回り込み波や遅延波は１つのチャンネルの信号帯域についてのみであり、１つのチャンネル帯域内であっても信号帯域外の周波数や、複数チャンネルに対応する周波数帯域、あるいは任意の周波数帯域の回り込み波や遅延波は消去できなかった。
【００１１】
従来の伝送路特性測定器では、より詳細な遅延プロファイルを測定する場合は、複数チャンネルの信号を用いることが考えられるが、信号帯域以外の周波数ではパイロット、および信号スペクトルが存在しないので、遅延プロファイルが図１１（ｂ）のようになり遅延波や回り込み波の識別が困難となる問題があった。また、従来の回り込みキャンセラでは、複数チャンネルに対応する周波数帯域の回り込み波や遅延波を消去する場合は、複数個の回り込みキャンセラを用意することになり、中継局における中継装置、および、中継装置類を接続するケーブル、さらに中継装置の設置空間を増加させることになり、高コストになるばかりか設置費用がさらに必要になるという問題があった。
【００１２】
以上述べたように、より高い時間分解能で遅延プロファイルを算出する伝送路特性測定器が強く要求されている。また、１つのチャンネルの信号帯域に加え信号帯域外の回り込み波や遅延波を消去する回り込みキャンセラや、複数チャンネルに対応する周波数帯域の回り込み波や遅延波を消去する回り込みキャンセラ、あるいは任意の周波数帯域の回り込み波や遅延波を消去する回り込みキャンセラが強く要求されている。
【００１３】
複数チャンネルの回り込み波や遅延波を１台の回り込みキャンセラで正確に消去するためには、複数のチャンネルの相対的な周波数配置を維持し、伝送路特性を同時に測定し、中継局における複数チャンネル分の伝送路特性を測定するとともに、有限長インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓ：ＦＩＲ）フィルタにタップ係数を反映させる必要がある。
【００１４】
複数チャンネル分の伝送路特性を同時に測定するには次の２つの方法が考えられる。１つはチャンネル毎に伝送路特性を測定する方法であり、もう１つは複数チャンネルの伝送路特性を一括して測定する方法である。
【００１５】
しかるに、この１つめの方法では、図２に示すように一般にＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングはチャンネル毎に揃っているわけではないため、伝送路特性を調べるタイミング、つまり復調のタイミングがチャンネル毎に違うことになる。従って、伝送路特性が時間変動するような場合には、キャンセラの動作が不安定になり、発振する可能性も高くなる。また、ＯＦＤＭ復調器が複数必要になるので、コストも高くなる問題がある。
【００１６】
また、２つめの方法では、複数チャンネルのＯＦＤＭ信号を一括して復調する必要があるが、図２に示すようにＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングがチャンネル毎に違うのでＯＦＤＭ信号の復調の際に全てのチャンネルに対して最適な時間窓（ＦＦＴ窓）をかけることは現実的には不可能であり、チャンネルによってはＯＦＤＭ復調できなくなるような状況もありえる。つまり、伝送路特性の測定ができなくなる場合がある。
【００１７】
このように、シンボルタイミングを元にＯＦＤＭ復調をする手法では、複数チャンネルの伝送路特性を測定することが困難であった。また同様に回り込みキャンセラの設計も困難であった。
【００１８】
更に、２つめの方法で複数チャンネルのスペクトルを利用する場合にはスペクトルの形状さえ得られれば良いのでＦＦＴ窓の位置は任意で良い。しかし、複数チャンネル存在下では遅延波や回り込み波が存在しない状態でもスペクトル形状が平坦ではなくなるので伝送路特性の測定、すなわち遅延プロファイルを測定しても図１１（ｂ）のように希望波との有意的な差が小さく、遅延波の識別が困難になる問題が残る。
【非特許文献１】Ｍｉｃｈａｅｌ Ｓｐｅｔｈ、Ｓｔｅｆａｎ Ｆｅｃｈｔｅｌ、Ｇｕｎｎａｒ Ｆｏｃｋ、ａｎｄ Ｈｅｉｎｒｉｃｈ Ｍｅｙｒ、“Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ−Ｂａｓｅｄ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ―Ｐａｒｔ２：Ａ Ｃａｓｅ Ｓｔｕｄｙ”、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、ｖｏｌ．４９、Ｎｏ．４、Ａｐｒｉｌ ２００１、ｐｐ．５７１−５７８．
【非特許文献２】Ｓ．スタイン、Ｊ．Ｊ．ジョーンズ（著）、関英男（訳）、「現代の通信回線理論」、森北出版、１９７０年１０月、ｐｐ．１２１−１３０．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
遅延波や回り込み波が存在する伝送路では、その遅延波や回り込み波の遅延時間や振幅、および位相に対応して、受信ＯＦＤＭ信号の周波数特性の振幅、および位相が変化する。従来の伝送路特性測定器では、１つのチャンネルの信号帯域内のスペクトルから伝達関数や遅延プロファイルなどの伝送路特性を測定していた。
【００２０】
また、従来の回り込みキャンセラでは、１つのチャンネルの信号帯域内のスペクトルから測定した伝送路特性を用いてＦＩＲフィルタのタップ係数を算出し、このＦＩＲフィルタによって遅延波や回り込み波を除去するための信号を生成していた。
【００２１】
従って、伝送路特性測定器では、チャンネルの帯域幅の逆数で決まる時間分解能でしか遅延プロファイルを測定できなかった。
【００２２】
また、回り込みキャンセラでは、測定したチャンネル帯域内の遅延波や回り込み波については、ＦＩＲフィルタによって除去することは可能であったが、そのチャンネル帯域外については遅延波や回り込み波を除去することはできなかった。
【００２３】
更に、回り込みキャンセラでは、中継局毎に中継すべきチャンネルの数やチャンネル間の周波数関係が異なること、および、チャンネル数の増加や減少などなどに留意し、これまでは中継局ごとに遅延波や回り込み波のキャンセラの構成を適宜変えておかねばならなかった。
【００２４】
そこで本発明では、複数のチャンネルにわたる帯域幅の逆数で決まる時間分解能を持つ伝送路特性測定器の測定法を提案する。
【００２５】
また、同一周波数による中継（ＳＦＮ）を行う中継局において、中継を行わねばならない複数のチャンネルの遅延波や回り込み波を１台のキャンセラで消去することを可能にし、さらにそのことによって各地の中継局における遅延波や回り込み波のキャンセラを同一に設計することを可能にする回り込みキャンセラの方式を提案する。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の伝送路特性を測定する伝送路特性測定器において、
信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げることを特徴とする伝送路特性測定器とする。
【００２７】
所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の回り込み成分や遅延波成分を消去する回り込みキャンセラにおいて、
信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げることを特徴とする回り込みキャンセラとする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、複数のチャンネルの信号を用いて従来の伝送路特性測定器よりも高精度で周波数特性や遅延プロファイル等の伝送路特性の測定が可能となる。
【００２９】
更に、本発明によれば、複数チャンネルの信号を中継する中継放送局で生じる遅延波、および回り込み波を、１台の回り込みキャンセラで消去できる。従って、複数チャンネル向けの中継装置の低コスト化が可能となる。
【実施例】
【００３０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００３１】
図４は本発明の第一の実施形態にかかる伝送路特性測定器である。本実施形態にかかる伝送路特性測定器は，デジタル化された受信信号（ＯＦＤＭ信号）を離散フーリエ変換処理して受信スペクトルを算出する離散フーリエ変換部と、算出された受信スペクトルを複数用いて周波数毎の平均値を算出する平均値算出部と，算出された受信スペクトルから参照スペクトルを算出し、算出した参照スペクトルを用いて受信スペクトルを補正するスペクトル補正部と，補正した受信スペクトルに対して複素インパルス応答値（遅延プロファイル）を算出する逆離散フーリエ変換処理する逆離散フーリエ変換部と，を備える。
【００３２】
このうち離散フーリエ変換部は、受信信号に対してシンボルタイミングを気にせず、任意の開始タイミングでサンプリングを開始し離散フーリエ変換により時間信号である受信信号の離散的な周波数毎の信号強度｜Ｒi（ｋ）｜（または｜Ｒi（ｋ）｜２）を取得する。このＲi（ｋ）はスペクトルに相当する。ただし、iは離散フーリエ変換部による測定開始後からの通算のＮ点離散フーリエ変換回数であり、０≦ｋ＜Ｎ（Ｎ：離散フーリエ変換のポイント数）である。なお、Ｒi（ｋ）の取得点（すなわちｋ）は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア信号の周波数に必ずしも整合させる必要はなく、ｋの取得点数ＮはＯＦＤＭ信号の周波数帯域に整合させる必要も無く、必要な精度を確保できる程度に適宜選択すればよい。
【００３３】
平均値算出部は、複数のスペクトル｜Ｒi（ｋ）｜（または｜Ｒi（ｋ）｜２）を周波数毎に平均値を算出し、｜Ｒ（ｋ）｜＝Ｅ［｜Ｒi（ｋ）｜］（または｜Ｒ（ｋ）｜２＝Ｅ［｜Ｒi（ｋ）｜２］）を得る。
（数１）
｜Ｒ（ｋ）｜
＝Ｅ［｜Ｒi（ｋ）｜］
＝（｜ＲｊＭ＋１（ｋ）｜＋｜ＲｊＭ＋２（ｋ）｜＋
…＋｜ＲｊＭ＋Ｍ（ｋ）｜）／Ｍ （０≦ｋ＜Ｎ）
（または、
（数２）
｜Ｒ（ｋ）｜２
＝Ｅ［｜Ｒi（ｋ）｜２］
＝（｜ＲｊＭ＋１（ｋ）｜２＋｜ＲｊＭ＋２（ｋ）｜２＋
…＋｜ＲｊＭ＋Ｍ（ｋ）｜２）／Ｍ （０≦ｋ＜Ｎ）
）
ただし、ｊは平均値算出部による、測定を開始してからの通算の平均値を求めた回数でありｊ≧０を満たす、Ｍは平均値を求める際に用いるスペクトルの個数でありＭ≧１を満たす。
【００３４】
次に、スペクトル補正部では、送信スペクトルの平均値Ｘ（ｋ）と伝送路の伝達関数Ｓ（ｋ）により、受信スペクトルの平均値Ｒ（ｋ）が
（数３）
｜Ｒ（ｋ）｜＝｜Ｓ（ｋ）｜・｜Ｘ（ｋ）｜ （０≦ｋ＜Ｎ）
（または、
（数４）
｜Ｒ（ｋ）｜２＝｜Ｓ（ｋ）｜２・｜Ｘ（ｋ）｜２ （０≦ｋ＜Ｎ）
）
と表される（詳しくは、高畑文雄、「ディジタル無線通信」、培風館、2002年6月、pp.127-129、および、斉藤洋一、「ディジタル無線通信の変復調」、電子情報通信学会、1996年2月、pp.164-166、および、桑原守二、「ディジタルマイクロ波通信」、企画センター、1984、p.196に詳述されている。）ことから、後述する参照スペクトル｜Ｘ（ｋ）｜（または｜Ｘ（ｋ）｜２）で平均値算出部より入力されたスペクトル｜Ｒ（ｋ）｜（または｜Ｒ（ｋ）｜２）を割り、｜Ｓ（ｋ）｜（または｜Ｓ（ｋ）｜２）を得る。
（数３）
｜Ｓ（ｋ）｜＝｜Ｒ（ｋ）｜／｜Ｘ（ｋ）｜ （０≦ｋ＜Ｎ）
（または、
（数４）
｜Ｓ（ｋ）｜２＝｜Ｒ（ｋ）｜２／｜Ｘ（ｋ）｜２ （０≦ｋ＜Ｎ）
）
【００３５】
但し、ここでの参照スペクトル｜Ｘ（ｋ）｜（または｜Ｘ（ｋ）｜２）は、受信スペクトルの平均値｜Ｒ（ｋ）｜（または｜Ｒ（ｋ）｜２）において、信号帯域（以降、信号領域と呼ぶ）、信号領域と信号帯域外の周波数帯域の境界領域（以降、境界領域と呼ぶ）、および信号帯域外の周波数帯域（以降、信号外領域と呼ぶ）の３つの領域に分けて参照スペクトルを算出する。まず、信号領域、および信号外領域それぞれの周波数方向の平均値ＴとＵを算出し、境界領域のスペクトルは信号領域の平均値Ｔと信号外領域の平均値Ｕを変数とする関数Ｆｋ（Ｔ，Ｕ）により算出する。関数Ｆｋ（Ｔ，Ｕ）は、サンプリング周波数と信号が存在する周波数の関係、および離散フーリエ変換のポイント数に基づいて、次の三つのいずれかの形式
１．各々の正規化周波数（以降、周波数と呼ぶ）ｋで異なる関数
２．信号領域より低い周波数側（以降、下境界領域と呼ぶ）の幾つかのｋで異なり、かつ信号領域より高い周波数側（以降、上境界領域と呼ぶ）の幾つかのｋで異なる関数
３．全ての周波数ｋで同一の関数
に予め決定できる。
【００３６】
ここで図５と図６を参照しながら参照スペクトルの算出手順の一例を示す。図５は希望波の他に遅延波が存在する場合の受信スペクトルである。同図では受信スペクトルが信号外領域１、下境界領域１、信号領域１、上境界領域１、信号外領域２、下境界領域２、信号領域２、上境界領域２、信号外領域３、下境界領域３、信号領域３、上境界領域３、…、信号領域５、上境界領域５、信号外領域６に分割できる。まず、｜Ｒ（ｋ）｜（または｜Ｒ（ｋ）｜２）の信号領域１から５の全ての周波数ｋの受信スペクトルの周波数方向の平均値Ｔ、および信号外領域１から６の全ての周波数方向の平均値Ｕを算出して、それぞれを信号領域の全ての周波数のスペクトル、信号外領域の全ての周波数のスペクトルとする。次に、算出した平均値ＴとＵを予め決定しておいた関数Ｆｋ（Ｔ，Ｕ）に代入し、境界領域の各周波数ｋのスペクトルを算出する。以上の手順により図５の受信スペクトルより求めた参照スペクトル｜Ｘ（ｋ）｜（または｜Ｘ（ｋ）｜２）の一例が図６である。図５と図６をまとめたのが図７である。図７では、図７（ａ）が遅延波も回り込み波も存在しない場合の正常なＯＦＤＭ信号のスペクトルである。この図７（ａ）では５つのチャンネルが連続した周波数に存在せず、点在している場合のスペクトルの一例を示している。また、図７（ｂ）は図５と同じスペクトルであり、図７（ｃ）は図６と同じ参照スペクトルであり、図７（ｄ）はスペクトル補正部が図５の受信スペクトルを補正した後の受信スペクトル｜Ｓ（ｋ）｜（または｜Ｓ（ｋ）｜２）である。この｜Ｓ（ｋ）｜（または｜Ｓ（ｋ）｜２）は、厳密にはスペクトルではなく伝送路の伝達関数（または、電力伝達関数）と呼ばれるが、本明細書では補正した後の（受信）スペクトルと呼ぶこととする。
【００３７】
図８、図９は図７と異なるチャンネル配置とした場合の通常のスペクトル（図８（ａ）、図９（ａ））、遅延波が存在する場合の受信スペクトル（図８（ｂ）、図９（ｂ））、参照スペクトル（図８（ｃ）、図９（ｃ））、および補正した後の受信スペクトル（図８（ｄ）、図９（ｄ））である。また、図１０は１チャンネルのみ受信した場合の通常のスペクトル（図１０（ａ））、遅延波が存在する場合の受信スペクトル（図１０（ｂ））、参照スペクトル（図１０（ｃ））、および補正した後の受信スペクトル（図１０（ｄ））である。
【００３８】
次に逆フーリエ変換部では、スペクトル補正部より入力されたスペクトル｜Ｓ（ｋ）｜（または｜Ｓ（ｋ）｜２）を逆フーリエ変換し遅延プロファイルつまり複素インパルス応答を計算する。図１１（ａ）は図７（ｄ）のスペクトル（補正後の受信スペクトル）から算出した遅延プロファイルである。比較のため、図７（ｂ）の受信スペクトル（補正前の受信スペクトル）から算出した遅延プロファイルを図１１（ｂ）に示す。図１１（ａ）では希望波と遅延波の区別が容易であるのに対し、図１１（ｂ）では、希望波と遅延波の区別が困難である。従って、本発明の第一の実施形態では、従来の伝送路特性測定器と比較して伝送路特性が高精度に測定できることがわかる。
【００３９】
次に本発明の第二の実施形態にかかる回り込みキャンセラについて図１２を参照して説明する。
【００４０】
回り込みキャンセラを含む中継装置は、上位側装置から所定の搬送周波数の複数チャンネル分の信号を受信する受信アンテナと、下位側装置に向けて同じ搬送周波数の複数チャンネル分の信号を送信する送信アンテナと複数のチャンネル分の信号を増幅処理する中継処理を行う中継処理部と、を備える。そして回り込みキャンセラは、受信アンテナと送信アンテナとの間（本実施形態では、受信アンテナと中継処理部との間）に設けられる。この回り込みキャンセラは、回り込み波や遅延波を消去する遅延波消去部（加算器とフィルタで構成）と、回り込み波や遅延波の特性を検出し、遅延波消去部の制御パラメータを算出する制御パラメータ算出部とを備える。
【００４１】
このうち、制御パラメータ算出部（図１３）は、上記第一の実施形態にかかる伝送路特性測定器のスペクトル補正部と逆離散フーリエ変換部との間に逆数算出部を挿入し、逆離散フーリエ変換部の後にタップ係数値算出部を備え、逆離散フーリエ変換の算出結果より取得した複素数値または各回り込み波や遅延波の特性値（振幅比、遅延時間、および位相）に基づいて制御パラメータを算出する。
【００４２】
ここで、単一周波数ネットワーク向け中継装置における回り込みキャンセラのスペクトル補正部の動作について図１４を使って説明する。中継装置が中継動作を開始し、回り込み波が存在した場合の受信スペクトルが図１４（ａ）であるとする。このとき、スペクトル補正部では図１４（ａ）に基づいて図１４（ｂ）を参照スペクトルとして算出する。更に、スペクトル補正部では図１４（ａ）の受信スペクトルから図１４（ｂ）の参照スペクトルを割って図１４（ｃ）のスペクトルを算出する。
【００４３】
次に、逆数算出部の動作について説明する。逆数算出部では、スペクトル補正部から出力されたスペクトル（図１４（ｃ））のスペクトルの逆数（図１４（ｄ））を算出する。
【００４４】
また、図１３の制御パラメータ算出部におけるスペクトル補正部と逆数算出部の機能は、図１５のスペクトル逆補正部として一つにまとめることが可能である。すなわち、スペクトル補正部における受信スペクトルから参照スペクトルを割るスペクトルの補正、および逆数算出部におけるスペクトル補正部より出力されたスペクトルの逆数の算出は、参照スペクトルから受信スペクトルを割ることで実現できる。従って、図１３の制御パラメータ算出部におけるスペクトル補正部と逆数算出部の機能は、図１５のスペクトル逆補正部として一つにまとめることで計算量の削減が可能である。
【００４５】
図１４とは異なるチャンネル配置におけるスペクトル補正部と逆数算出部の動作の例を図１６から１８に示す。特に図１８は１つのチャンネルのみ中継する場合である。図１６（ａ）、図１７（ａ）、および図１８（ａ）は、中継動作を開始し、回り込み波が存在した場合の受信スペクトル、図１６（ｂ）、図１７（ｂ）、および図１８（ｂ）は参照スペクトル、図１６（ｃ）、図１７（ｃ）、図１８（ｃ）は補正した後の受信スペクトル、並びに図１６（ｄ）、図１７（ｄ）、および図１８（ｄ）は補正後のスペクトルを逆数化したスペクトルを示す。
【００４６】
次に、逆離散フーリエ変換部について説明する。逆離散フーリエ変換部では、逆数算出部が出力したスペクトルを逆離散フーリエ変換し、遅延プロファイル（複素インパルス応答値）を得る。例えば、図１４（ｄ）を逆離散フーリエ変換部に入力した際には、図１９（ａ）の遅延プロファイルが得られる。
【００４７】
ここで、逆数算出部が無い場合は逆離散フーリエ変換部に図１４（ｃ）が入力され、図１９（ｂ）の遅延プロファイルが得られる。この図１９（ｂ）では、回り込み波を消去する際にＦＩＲフィルタのタップ係数値として必要な１次成分の他に、不要な２次成分以上のインパルス応答値が算出される。この不要な２次成分以上のインパルス応答値は回り込みキャンセラによって回り込み波を消去する能力を劣化させる要因となる。
【００４８】
また、遅延波消去部は、加算器とフィルタ（例えば複素ＦＩＲフィルタ）とを含む。加算器は、受信アンテナで受信した受信信号とフィルタより出力される（回り込み波や遅延波と逆位相の）信号を加算することで、受信信号に含まれる回り込み波や遅延波を消去する。また、フィルタは、加算器から出力された信号の特性を制御パラメータに基づいて変化させ、これをフィルタの出力信号とする。このような構成において、制御パラメータ算出部は、直接波（希望波）を含まず、回り込み波や遅延波をフィルタから出力させるように係数（例えば、ＦＩＲフィルタのタップ係数）を算出する。尚、係数更新の際には良く知られた更新係数などを導入することもできる。
【００４９】
以上のように、本発明によれば複数チャンネル分の回り込み波を正確に測定でき、かつ消去が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】ＯＦＤＭ伝送の一例として地上波デジタル放送の送信、受信を示した図である。直接波（希望波）、反射による遅延波や回り込み波などが存在する。
【図２】複数チャンネルが存在する場合の周波数配置と、複数チャンネルを含むＯＦＤＭ波の復調タイミングを示す図である。
【図３】信号帯域とチャンネル帯域の関係を示す図である。
【図４】伝送路特性測定器の構成を示す図である。
【図５】希望波の他に遅延波が存在する場合の複数チャンネル受信時の受信スペクトルを示す図である。
【図６】図５から算出した参照スペクトルを示す図である。
【図７】図７は複数のチャンネルがまばらに配置されている場合の受信スペクトルを示す図であり、図７（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、通常時（遅延波や回り込み波が無い時）の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ｂ）の受信スペクトルから（ｃ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトルを示す図である。
【図８】図８は複数のチャンネルが連続して配置されている場合の受信スペクトルを示す図であり、図８（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、通常時（遅延波や回り込み波が無い時）の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ｂ）の受信スペクトルから（ｃ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトルを示す図である。
【図９】図９は複数チャンネルが存在し測定帯域に比べ信号帯域が狭い場合の受信スペクトルを示す図であり、図９（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、通常時（遅延波や回り込み波が無い時）の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ｂ）の受信スペクトルから（ｃ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトルを示す図である。
【図１０】図１０は１チャンネルのみ存在し測定帯域に比べ信号帯域が狭い場合の受信スペクトルを示す図であり、図１０（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、通常時（遅延波や回り込み波が無い時）の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトル、遅延波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ｂ）の受信スペクトルから（ｃ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトルを示す図である。
【図１１】図１１は遅延プロファイル（インパルス応答値）を示す図であり、図１１（ａ）は図７（ｄ）を逆離散フーリエ変換して求めた遅延プロファイルであり、図１１（ｂ）は図７（ｂ）を逆離散フーリエ変換して求めた遅延プロファイルを示す図である。
【図１２】回り込みキャンセラの構成を示す図である。
【図１３】図４の伝送路特性測定器の原理を回り込みキャンセラの制御パラメータ算出部に用いた場合の構成を示す図であり、図１２における制御パラメータ算出部である。
【図１４】図１４は複数のチャンネルがまばらに配置されている場合の受信スペクトルを示す図であり、図１４（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、回り込み波が存在する時の受信スペクトル、回り込み波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ａ）の受信スペクトルから（ｂ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトル、（ｃ）の受信スペクトルを逆数化して求めた受信スペクトルを示す図である。
【図１５】図１３の回り込みキャンセラの制御パラメータ算出部の構成を変形し計算量を減らした構成の一例を示す図である。
【図１６】図１６は複数のチャンネルが連続して配置されている場合の受信スペクトルを示す図であり、図１６（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、回り込み波が存在する時の受信スペクトル、回り込み波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ａ）の受信スペクトルから（ｂ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトル、（ｃ）の受信スペクトルを逆数化して求めた受信スペクトルを示す図である。
【図１７】図１７は複数チャンネルが存在し測定帯域に比べ信号帯域が狭い場合の受信スペクトルを示す図であり、図１７（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、回り込み波が存在する時の受信スペクトル、回り込み波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ａ）の受信スペクトルから（ｂ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトル、（ｃ）の受信スペクトルを逆数化して求めた受信スペクトルを示す図である。
【図１８】図１８は１チャンネルのみ存在し測定帯域に比べ信号帯域が狭い場合の受信スペクトルを示す図であり、図１８（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、回り込み波が存在する時の受信スペクトル、回り込み波が存在する時の受信スペクトルから算出した参照スペクトル、（ａ）の受信スペクトルから（ｂ）の参照スペクトルを割って補正した後の受信スペクトル、（ｃ）の受信スペクトルを逆数化して求めた受信スペクトルを示す図である。
【図１９】図１９は遅延プロファイル（インパルス応答値）を示す図であり、図１９（ａ）は図１４（ｄ）を逆離散フーリエ変換して求めた遅延プロファイルであり、図１９（ｂ）は図１４（ｃ）を逆離散フーリエ変換して求めた遅延プロファイルを示す図である。
【符号の説明】
【００５１】
１０１…送信器から中継器への直接波
１０３…他の送信器からの到来波
１０５…中継器自身の出力の回り込み波
１０７…障害物からの反射波
１０９…中継器から受信アンテナへの送信波
１１１…中継器
６０１…信号領域の周波数方向の平均値
６０３…信号外領域の周波数方向の平均値
１２０１…受信アンテナ
１２０３…送信アンテナ
１２０５…回り込みキャンセラ
１２０７…中継処理部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の伝送路特性を測定する伝送路特性測定器において、
信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げることを特徴とする伝送路特性測定器。
【請求項２】
所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の回り込み成分や遅延波成分を消去する回り込みキャンセラにおいて、
信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げることを特徴とする回り込みキャンセラ。
【請求項１】
所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の伝送路特性を測定する伝送路特性測定器において、
信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げることを特徴とする伝送路特性測定器。
【請求項２】
所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の回り込み成分や遅延波成分を消去する回り込みキャンセラにおいて、
信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げることを特徴とする回り込みキャンセラ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２００８−１７２３６（Ｐ２００８−１７２３６Ａ）
【公開日】平成２０年１月２４日（２００８．１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１８７２９３（Ｐ２００６−１８７２９３）
【出願日】平成１８年７月７日（２００６．７．７）
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１月２４日（２００８．１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年７月７日（２００６．７．７）
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【Ｆターム（参考）】
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