測距方法及び装置
【課題】送信波の占有周波数帯域幅が電波法で規定する７６ＭＨｚ以内となる条件でも、最小探知距離と距離分離分解能を短くできるようにする。
【解決手段】掃引回路１８から、２４．０５ＧＨｚ〜２４．２５ＧＨｚの振り幅２００ＭＨｚの掃引信号を出力し、スイッチ回路２０ではこの掃引信号を切取り信号を用いて周波数分割して占有周波数帯域幅５０ＭＨｚの４つの信号を形成し、これを送信信号として出力する。一方、受信側では、幅５０ＭＨｚの送信信号で得られた４つの受信信号を入力した位相検波器２３にて、送信信号と同期した周波数帯域幅２００ＭＨｚの局部発振信号で検波することで、４つのビート信号を取得する。これらのビート信号は、合成するとそれぞれの波形が連続した状態となり、占有周波数帯域幅２００ＭＨｚの送信信号を用いて得られるものと同等となり、近距離の測距が可能となる。
【解決手段】掃引回路１８から、２４．０５ＧＨｚ〜２４．２５ＧＨｚの振り幅２００ＭＨｚの掃引信号を出力し、スイッチ回路２０ではこの掃引信号を切取り信号を用いて周波数分割して占有周波数帯域幅５０ＭＨｚの４つの信号を形成し、これを送信信号として出力する。一方、受信側では、幅５０ＭＨｚの送信信号で得られた４つの受信信号を入力した位相検波器２３にて、送信信号と同期した周波数帯域幅２００ＭＨｚの局部発振信号で検波することで、４つのビート信号を取得する。これらのビート信号は、合成するとそれぞれの波形が連続した状態となり、占有周波数帯域幅２００ＭＨｚの送信信号を用いて得られるものと同等となり、近距離の測距が可能となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は測距方法及び装置、特にＦＭ−ＣＷ方式のレーダや各種センサに採用される近距離測距が可能な測距装置の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３には、２４ＧＨｚ帯を利用したＦＭ−ＣＷ（Frequency-Modulated Continuous Wave）方式により距離計測を実行するレーダ（特定小電力）の回路構成が示されており、この回路では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１、分配器２、ＶＣＯ１を含んでＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成するＰＬＬ回路３、増幅器（ＡＭＰ）５、分配器６、増幅器７、送信アンテナ８が設けられ、この送信アンテナ８から、７６ＭＨｚ以内の占有周波数帯域幅で、２４．０５〜２４．２５ＧＨｚの周波数帯域の送信信号が出力される。
【０００３】
また、目標物９からの反射波を受信する受信アンテナ１０、増幅器１１，１２、この増幅器１１から入力される送信信号（ＲＦ）と増幅器１２から入力される局部発振信号（ＬＯ）を混合して位相を検波する位相検波器（ＭＩＸ）１３、この位相検波器１３から出力されるビート信号を増幅するビート信号増幅器１４及びアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１５を含むＣＰＵ１６が設けられる。
【０００４】
このようなＦＭ−ＣＷレーダでは、周波数２４ＧＨｚ帯の送信波が送信アンテナ８から出力され、目標物９から反射して得られる受信波が受信アンテナ１０、増幅器１１を介して位相検波器１３に入力される。この位相検波器１３では、入力受信波に対し局部発振波を与えることにより、送信波と受信波の位相差がビート信号として出力される。このビート信号は、目標物９の距離に応じて周波数が変化しており、この周波数から距離情報を得ることができる。即ち、上記位相検波器１３から出力されるビート信号は、低い周波数の信号であり、演算のためにＡＤＣ１５によりデジタル信号に変換され、従来から知られているように、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）等を行いた周波数成分の解析から、距離が算出される。
【０００５】
なお、上記送信波は、周波数変調（ＦＭ変調）が行なわれ、単位時間当りの周波数を連続変化させており、この周波数変化量が送信波の占有周波数帯域幅となる。現在の電波法では、特定小電力の２４ＧＨｚ帯のＦＭーＣＷレーダにおいて、１つの送信波の占有周波数帯域幅は、最大７６ＭＨｚと規定されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−２８４０４７号公報
【特許文献２】ＷＯ２００７／０２６７９２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来の測距方法及び装置では、最小探知距離及び距離分離分解能に限界があり、近距離の測距を正確に行えないという問題がある。
【０００８】
即ち、上記位相検波器１３から出力されるビート信号の周波数ｆｂは、以下の式から求められる。
ｆｂ＝｛（２×Δｆ）／（ＳＴ×ｃ）｝×ｒ
ここで、Δｆ：占有周波数帯域幅、ＳＴ：掃引時間、ｃ：光速、ｒ：距離（ｍ）である。
【０００９】
そして、ビート信号において、その周波数ｆｂから距離ｒを得る場合、掃引時間ＳＴ内に１回以上の周期を得ることで、その周波数を求めることができ、占有周波数帯域幅Δｆと光速ｃの関係で掃引時間ＳＴに１周期が最小探知距離となる。例えば、電波法規定における占有周波数帯域幅Δｆ＝７５ＭＨｚの場合、最大でも約２ｍ以下の距離において、掃引時間内で1周期以上得られることはなく、２ｍ以下の距離を正確に得ることは困難となる。しかし、例えば占有周波数帯域幅Δｆを２倍にすると、掃引時間ＳＴと等しい周波数になる距離は半分となり、最小（最短）探知距離が短くなる。
【００１０】
一方、占有周波数帯域幅７６ＭＨｚにおける測距能力を考えると、
距離分離分解能＝光速／占有周波数帯域幅＝３×１０８／７６ＭＨｚ≒３．９ｍ
となり、計測される目標物が複数ある場合は、約３．９ｍ以上離れないと分離計測ができないこととなる。従って、比較的近距離を計測するレーダやセンサにおいては、最大探知距離に対する距離分離分解能の割合が大きいことが分る。
【００１１】
また、最小探知距離においても、距離分離分解能以下の計測は困難となる。即ち、０ｍ点を直流ＤＣと標記した場合、高速フーリエ変換で分解できる能力が３．９ｍ（約４ｍ）以上でなければならない。但し、単一目標物の場合は、これら距離分離分解能は問題とならない。また、最小探知距離もＤＣ成分の除去が行われている場合、その距離算出における演算方法等により異なるが、近距離の計測値誤差が増加する傾向にある。
【００１２】
以上のように、最小探知距離と距離分離分解能は、占有周波数帯域幅に依存し、その幅が電波法で規定されているため、レーダやセンサ等の性能は原理的に制約を受け、最小探知距離を約２ｍ、距離分離分解能を約３．９ｍよりも短くすることが困難であった。
【００１３】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信波の占有周波数帯域幅が電波法で規定する７６ＭＨｚ以内となる条件でも、最小探知距離と距離分離分解能を短くすることができる測距方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、請求項１に係る測距方法は、掃引出力された所定の周波数帯域幅の信号を分割することにより、異なる周波数帯域幅の複数の送信信号を形成し、この複数の送信信号を送信し、受信した目標物からの受信信号に、上記所定の周波数帯域幅の局部発振信号を与えて検波することにより、異なる周波数帯域幅の複数の受信信号が連結した連続波形のビート信号を取得し、このビート信号に基づいて測距処理を実行することを特徴とする。
請求項２に係る測距装置は、所定帯域幅の周波数の掃引信号を形成する掃引回路と、この掃引回路から出力された所定の周波数帯域の掃引信号を分割し、異なる周波数帯域幅の複数の送信信号を形成するスイッチ回路と、このスイッチ回路から出力された信号を送受信する送受信回路と、この送受信回路から入力した受信信号に上記所定の周波数帯域幅の局部発振信号を与えることにより、異なる周波数帯域幅の複数の受信信号が連結した連続波形のビート信号を形成する位相検波器と、この位相検波器の出力に対し測距処理を実行し、距離情報を演算する測距処理回路と、からなることを特徴とする。
請求項３の測距装置は、異なる周波数帯域幅の複数の信号からなる上記送信信号及び受信信号の周波数を変換するための周波数変換回路を設け、上記送受信回路から出力される送信信号の周波数帯域幅を一定とし、上記局部発振信号の周波数帯域幅を任意に設定可能としたことを特徴とする。
【００１５】
本発明の構成によれば、掃引回路によって、例えば２４．０５ＧＨｚ〜２４．２５ＧＨｚの２００ＭＨｚの周波数帯域幅（振り幅）の信号が得られ、この信号はスイッチ回路で時分割（周波数分割）され、例えば５０ＭＨｚの幅で順にずれた異なる周波数帯域幅の４つの信号が形成され、この信号が送信信号として送信回路から送信される。そして、受信側では目標物からの複数の受信信号を位相検波器に入力すると共に、この位相検波器に２００ＭＨｚの周波数帯域幅からなる局部発振信号を与えることで、複数の受信信号を連結（波形合成）した形の連続波形のビート信号が形成される。このビート信号は、２００ＭＨｚの周波数幅の送信信号を送受信したときと同等の信号となり、このビート信号の測距処理により、従来よりも短い距離の探知が可能となり、また距離分離分解能も高くすることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、送信波の占有周波数帯域幅が電波法で規定する７６ＭＨｚ以内となる条件でも、擬似的に占有周波数帯域幅を広くすることと等しくなり、最小探知距離と距離分離分解能を従来よりも短くすることができるという効果ある。例えば、分割前の所定の周波数帯域幅を２００ＭＨｚとした場合は、０．７５ｍ程度（２ｍ以下）までの近距離の探知が可能となり、また１．５ｍ程度（３．９ｍ以下）の距離分離分解能を得ることができる。また、従来困難とされていた狭い空間での静止物体の測距、至近距離の測距、或いは複数のターゲットのそれぞれの分離測定等を容易に行うことが可能になる。
【００１７】
請求項３の発明によれば、電波法で規定する送信全体の２００ＭＨｚの周波数帯域幅を維持したまま、局部発振周波数に２００ＭＨｚ以上の周波数を設定でき、最小探知距離と距離分離分解能を更に短くすることが可能になるという効果がある。また、局部発振信号の周波数を任意に設定でき、電波干渉を避けるために送信信号の周波数帯域幅を固定する際の設計の幅が広がるという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１実施例に係る近距離測距が可能な測距装置（送受分離型）の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】第１実施例において送受一体型の測距装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図３】第１実施例の掃引周波数及び局部発振周波数を示す波形図である。
【図４】第１実施例において異なる周波数幅の複数の送信信号を形成する動作を示す各部の波形図である。
【図５】第１実施例で得られるビート信号の全体を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図６】第１実施例の第１送信信号で得られる第１ビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図７】第１実施例の第２送信信号で得られる第２ビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図８】第１実施例の第３送信信号で得られる第３ビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図９】第１実施例の第４送信信号で得られる第４ビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図１０】第１実施例の４つの送信信号で得られる連続ビート信号を示す波形図である。
【図１１】第１実施例と同様の占有周波数帯域幅とした場合の従来の測距装置で得られるビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図１２】第２実施例の測距装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】従来の測距装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１，図２には、本発明の第１実施例の近距離測距が可能な測距装置の構成が示されており、この図１は送受分離型の装置、図２は送受一体型の装置である。図１において、掃引回路１８として、従来と同様に、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１、分配器２、ＰＬＬ（位相同期ループ）を構成するＰＬＬ回路３、増幅器（ＡＭＰ）５が設けられ、この掃引回路１８の後段に、分配器６を介して、所定の周波数帯域幅の信号を時分割するためのオンオフ可能なスイッチ（信号分割）回路（増幅器で構成されたもの等）２０が設けられ、この後段に、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２１を介して送信アンテナ８が配置される。この送信アンテナ８からは、例えば２４．０５〜２４．２５ＧＨｚの周波数帯域の中で、占有周波数帯域幅５０ＭＨｚ毎に順に分割した４つの送信信号（送信波）が送信される。
【００２０】
一方、目標物からの反射波を受信する受信アンテナ１０、増幅器１１，１２、位相検波器（ＭＩＸ）２３が設けられ、この位相検波器２３では、この増幅器１１から入力される送信信号（ＲＦ）と増幅器１２から入力される局部発振信号（ＬＯ）の混合により位相差情報を含むビート信号が得られる。この位相検波器２３の後段に、ビート信号を増幅するビート信号増幅器１４及びアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）２４を含むＣＰＵ２５が設けられる。
【００２１】
図２の送受一体型の場合は、図２に示されるように、低域通過フィルタ２１の後段に、分配器２７を介して送受信アンテナ２８が配置され、この送受信アンテナ２８で受信された信号が増幅器１１へ入力される。
【００２２】
第１実施例は以上の構成からなり、図３に示されるように、上記掃引回路１８は、電波法に規定される全ての周波数帯域、即ち２４．０５ＧＨｚから２４．２５ＧＨｚの２００ＭＨｚを例えば１０２４μｓの時間で掃引しており、この掃引信号はスイッチ回路２０に供給されると共に、振り幅２００ＭＨｚの局部発振信号（Ｆlo）として増幅器１２を介して位相検波器２３へ供給される。上記掃引信号は、ＰＬＬにより高安定な周波数となっており、掃引時間と周波数の関係は相関関係があり、時間的に分割することで、正確な周波数分割ができる。
【００２３】
図４に示されるように、上記ＣＰＵ２５は、図４（Ａ）の掃引トリガによって、図４（Ｂ）のチャンネル１〜４のように時間的に連続した切取り（分割）信号（TX CNT：２５６μｓ）を形成し、この切取り信号を上記スイッチ回路２０へ供給しており、このスイッチ回路２０では、切取り信号によって掃引信号を４つの信号に時分割（周波数分割）する。即ち、図４（Ｃ）に示されるように、２００ＭＨｚの振り幅の掃引信号が時間的に順に切り取られ、例えばチャンネル１の信号は、２４．２５〜２４．２０ＧＨｚの５０ＭＨｚの幅（１／４の幅）を持つ信号となり、５０ＭＨｚ毎に周波数分割した４つの信号が形成される。そして、この４つの信号が占有周波数帯域幅５０ＭＨｚの第１〜第４送信信号（Ｆtx）として低域通過フィルタ２１を介して送信アンテナ８（又は送受信アンテナ２８）から出力される。
【００２４】
上記送信アンテナ８から放射された４つの送信信号（Ｆtx）は、目標物に当って反射し、反射信号が受信アンテナ１０（又は送受信アンテナ２８）にて受信され、この受信信号（Ｆrx）は、増幅器１１を介して位相検波器２３へ入力される。この位相検波器２３では、受信信号（Ｆrx）に対し送信信号と同期した局部発振信号（Ｆlo）を与えることにより、送信波と受信波の位相差情報を持つビート信号が得られる。
【００２５】
第１実施例では、占有周波数帯域幅５０ＭＨｚの４つの受信信号を、送信信号（送信波）と同期した周波数帯域幅２００ＭＨｚの局部発振信号で検波することで、位相検波器２３から出力される４つのビート信号は、それらを繋げるとそれぞれの波形が連続した状態となり、占有周波数帯域幅２００ＭＨｚの送信信号を用いた場合と同等のビート信号が得られる。
【００２６】
図５には、占有周波数帯域幅２００ＭＨｚをフル掃引した送信信号に基づいて得られるビート信号が示され、図６乃至図９には、１／４毎に時（周波数）分割した送信信号で得られた第１〜第４ビート信号が示されている。
これら図６乃至図９に示される第１〜第４ビート信号は、周波数分割しない場合の信号と同じ位相状態で出力される。即ち、周波数分割前と同一の局部発振信号（Ｆlo）を用いて検波したときの各々のビート信号の位相状態は、連続して掃引した図５の位相状態と同じになる。従って、図１０に示されるように、第１ビート信号〜第４ビート信号を繋げて合成すると、２００ＭＨｚを連続掃引したときに等しい信号となる。
【００２７】
その後、ＣＰＵ２５において、第１ビート信号〜第４ビート信号を合成した信号を用いて、高速フーリエ変換を行うことで、距離値を得ることができる。即ち、占有周波数帯域幅２００ＭＨｚの送信信号を使用したときと同等の測距ができ、この場合は、０．７５ｍ程度までの近距離の探知が可能となり、また１．５ｍ程度の距離分離分解能が得られる。従って、従来困難とされていた狭い空間での静止物体の測距、至近距離の測距、或いは複数のターゲットのそれぞれの分離測定等を容易に行うことができる。
【００２８】
なお、上記測距処理においては、近距離の測定をする場合、第１乃至第４ビート信号の全てを用いてもよいが、これらの中の連続する２つ又は３つのビート信号で測距演算を行ってもよく、また近距離でない場合は、従来と同様に一つのビート信号で測距を行うことができる。
【００２９】
実施例では、上述した方法により、１区間の占有周波数帯域幅では１周期に満たない信号波形でも、合成することで１周期以上の波形を作成でき、近距離測距が可能となる（即ち、周期又は周波数を特定できる）。
【００３０】
図１１には、仮に位相検波器２３の局部発振信号（ＬＯ）と送信信号（ＲＦ）を従来と同様に切り取らないで用い、占有周波数帯域幅を５０ＭＨｚとした場合に得られるビート信号が示されている。この場合は、図１１（Ａ）のように、ビート信号は１周期に満たない信号となる。送信周波数帯域を変えても、各々同じ波形を示すことになる。
【００３１】
これは、占有周波数帯域幅５０ＭＨｚの送信信号と位相検波器の局部発振信号の位相が掃引毎に元に戻り、掃引毎に元に戻る局部発振信号で受信信号が検波されているからである。そして、このような１周期に満たない信号からビート信号の周波数を特定することは困難とされる。この場合に得られるビート信号周波数は、占有周波数帯域幅に関係する周波数で出力される。
【００３２】
図１２には、第２実施例の構成が示されており、この第２実施例は、周波数変換回路を設け、２００ＭＨｚ以上の占有周波数帯域幅の送信信号を用いた場合と同等になるようにしたものである。
【００３３】
図１２に示されるように、基準信号源３０及びＣＰＵ３１が設けられると共に、掃引回路３２は、第１実施例の構成に増幅器３２ａ、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）３２ｂを加えたものとし、送信側では、スイッチ回路２０とＬＰＦ（低域通過フィルタ）２１との間に、周波数変換回路の一部を構成するミキサ３３、ＢＰＦ３４及び増幅器３５が設けられ、受信側では、受信アンテナ１０と位相検波器２３との間に、増幅器３８、周波数変換回路の一部を構成するミキサ３９、ＢＰＦ４０及び増幅器４１が設けられ、また位相検波器２３と測距演算部との間に、ＨＰＦ（高域通過フィルタ）４３、増幅器４４、アッテネータ（ＡＴＴ）４５及び増幅器４６が設けられる。
【００３４】
そして、周波数変換のために必要となる周波数を生成するために、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４７ａ、分配器４７ｂ、ＰＬＬ回路４７ｃ、増幅器４７ｄからなる周波数発生部４７が設けられ、この周波数発生部４７には分配器４８を介して増幅器４９，５０が接続されており、周波数発生部４７から出力される周波数信号は、増幅器４９からミキサ３３、増幅器５０からミキサ３９へ与えられる。これらの回路は、周波数変換回路として配置される。
【００３５】
このような第２実施例の構成によれば、掃引回路３２にて２００ＭＨｚ以上の例えば４００ＭＨｚの振り幅（周波数帯域幅）の掃引信号を形成し、この振り幅４００ＭＨｚの信号を局部発振信号として用いる一方、送受信においては、周波数変換回路によって電波法の２００ＭＨｚ以内の周波数帯域幅を維持した信号とすることができる。
【００３６】
例えば、掃引回路３２にて、２２．００〜２２．４０ＧＨｚの振り幅の掃引信号が形成され、この掃引信号がスイッチ回路２０へ供給されると共に、この掃引信号は局部発振信号として位相検波器２３へ供給されており、上記スイッチ回路２０では、８つの切取り信号に基づいて周波数帯域幅５０ＭＨｚで順に周波数分割した８つの信号が得られる。
【００３７】
また、周波数発生部４７では、２．０５〜１．８５ＧＨｚの間の８つの周波数が生成され、これらの周波数信号がミキサ３３を介して周波数分割した８つの信号に与えられ（加算され）、第１〜第８の送信信号が得られる。即ち、第１送信信号となる２２．４０〜２２．３５ＧＨｚ（占有周波数帯域幅５０ＭＨｚ）の信号に対して、１．８５ＧＨｚの信号が加算され、第２送信信号となる２２．３５〜２２．３０ＧＨｚの信号に対して、１．８２５ＧＨｚの信号が加算され、…、第８送信信号となる２２．０５〜２２．００ＧＨｚの信号に対して、２．０５ＧＨｚの信号が加算されるというようにして、０．０２５ＧＨｚの間隔の信号が加算されることで、２４．０５〜２４．２５ＧＨｚの周波数帯域幅の送信信号が送信アンテナ８から出力される。
【００３８】
一方、受信信号についても、ミキサ３９によって、２．０５〜１．８５ＧＨｚの間の８つの周波数信号が与えられ、引き算する形で元の周波数に変換される。即ち、８つの受信信号の周波数が２２．００〜２２．４０ＧＨｚの間の周波数に変換され、これらの受信信号は、位相検波器２３にて２２．００〜２２．４０ＧＨｚの振り幅の局部発振信号（ＬＯ）と比較・検波されることになり、この位相検波器２３から出力された８つのビート信号に基づいて、距離値を得ることができる。
【００３９】
即ち、第１実施例の場合と同様に、周波数分割前と同一の局部発振信号（Ｆlo）を用いて検波したときの各々のビート信号の位相は、４００ＭＨｚを連続して掃引した位相状態と同じになり、第１〜第８のビート信号を合成すると、４００ＭＨｚを連続掃引したときに等しい信号となる。これによって、第１実施例に比べて更に近距離の測距が可能となる。
【００４０】
この第２実施例によれば、擬似的に占有周波数帯域幅が２００ＭＨｚ以上となる送信信号に基づいた測距が可能となり、最小探知距離と距離分離分解能を更に短くすることができ、また局部発振信号の周波数を任意に設定でき、電波干渉を避けるために送信信号の周波数帯域幅を固定する際の設計の幅が広がるという利点もある。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
測距センサ、近距離レーダ、侵入警戒用センサ、人体感知センサ、車載近距離バックセンサ、レベル計等に適用することができる。
【符号の説明】
【００４２】
１，４７ａ…電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２，６，２７，４７ｂ，４８…分配器、
３，４７ｃ…ＰＬＬ（位相同期発振ループ）回路、
４…周波数逓倍器、 １３，２３…位相検波器、
１６，２５，３１…ＣＰＵ、 １８，３２…掃引回路、
２０…スイッチ回路、 ３３，３９…ミキサ、
４７…周波数発生部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は測距方法及び装置、特にＦＭ−ＣＷ方式のレーダや各種センサに採用される近距離測距が可能な測距装置の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３には、２４ＧＨｚ帯を利用したＦＭ−ＣＷ（Frequency-Modulated Continuous Wave）方式により距離計測を実行するレーダ（特定小電力）の回路構成が示されており、この回路では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１、分配器２、ＶＣＯ１を含んでＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成するＰＬＬ回路３、増幅器（ＡＭＰ）５、分配器６、増幅器７、送信アンテナ８が設けられ、この送信アンテナ８から、７６ＭＨｚ以内の占有周波数帯域幅で、２４．０５〜２４．２５ＧＨｚの周波数帯域の送信信号が出力される。
【０００３】
また、目標物９からの反射波を受信する受信アンテナ１０、増幅器１１，１２、この増幅器１１から入力される送信信号（ＲＦ）と増幅器１２から入力される局部発振信号（ＬＯ）を混合して位相を検波する位相検波器（ＭＩＸ）１３、この位相検波器１３から出力されるビート信号を増幅するビート信号増幅器１４及びアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１５を含むＣＰＵ１６が設けられる。
【０００４】
このようなＦＭ−ＣＷレーダでは、周波数２４ＧＨｚ帯の送信波が送信アンテナ８から出力され、目標物９から反射して得られる受信波が受信アンテナ１０、増幅器１１を介して位相検波器１３に入力される。この位相検波器１３では、入力受信波に対し局部発振波を与えることにより、送信波と受信波の位相差がビート信号として出力される。このビート信号は、目標物９の距離に応じて周波数が変化しており、この周波数から距離情報を得ることができる。即ち、上記位相検波器１３から出力されるビート信号は、低い周波数の信号であり、演算のためにＡＤＣ１５によりデジタル信号に変換され、従来から知られているように、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）等を行いた周波数成分の解析から、距離が算出される。
【０００５】
なお、上記送信波は、周波数変調（ＦＭ変調）が行なわれ、単位時間当りの周波数を連続変化させており、この周波数変化量が送信波の占有周波数帯域幅となる。現在の電波法では、特定小電力の２４ＧＨｚ帯のＦＭーＣＷレーダにおいて、１つの送信波の占有周波数帯域幅は、最大７６ＭＨｚと規定されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−２８４０４７号公報
【特許文献２】ＷＯ２００７／０２６７９２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来の測距方法及び装置では、最小探知距離及び距離分離分解能に限界があり、近距離の測距を正確に行えないという問題がある。
【０００８】
即ち、上記位相検波器１３から出力されるビート信号の周波数ｆｂは、以下の式から求められる。
ｆｂ＝｛（２×Δｆ）／（ＳＴ×ｃ）｝×ｒ
ここで、Δｆ：占有周波数帯域幅、ＳＴ：掃引時間、ｃ：光速、ｒ：距離（ｍ）である。
【０００９】
そして、ビート信号において、その周波数ｆｂから距離ｒを得る場合、掃引時間ＳＴ内に１回以上の周期を得ることで、その周波数を求めることができ、占有周波数帯域幅Δｆと光速ｃの関係で掃引時間ＳＴに１周期が最小探知距離となる。例えば、電波法規定における占有周波数帯域幅Δｆ＝７５ＭＨｚの場合、最大でも約２ｍ以下の距離において、掃引時間内で1周期以上得られることはなく、２ｍ以下の距離を正確に得ることは困難となる。しかし、例えば占有周波数帯域幅Δｆを２倍にすると、掃引時間ＳＴと等しい周波数になる距離は半分となり、最小（最短）探知距離が短くなる。
【００１０】
一方、占有周波数帯域幅７６ＭＨｚにおける測距能力を考えると、
距離分離分解能＝光速／占有周波数帯域幅＝３×１０８／７６ＭＨｚ≒３．９ｍ
となり、計測される目標物が複数ある場合は、約３．９ｍ以上離れないと分離計測ができないこととなる。従って、比較的近距離を計測するレーダやセンサにおいては、最大探知距離に対する距離分離分解能の割合が大きいことが分る。
【００１１】
また、最小探知距離においても、距離分離分解能以下の計測は困難となる。即ち、０ｍ点を直流ＤＣと標記した場合、高速フーリエ変換で分解できる能力が３．９ｍ（約４ｍ）以上でなければならない。但し、単一目標物の場合は、これら距離分離分解能は問題とならない。また、最小探知距離もＤＣ成分の除去が行われている場合、その距離算出における演算方法等により異なるが、近距離の計測値誤差が増加する傾向にある。
【００１２】
以上のように、最小探知距離と距離分離分解能は、占有周波数帯域幅に依存し、その幅が電波法で規定されているため、レーダやセンサ等の性能は原理的に制約を受け、最小探知距離を約２ｍ、距離分離分解能を約３．９ｍよりも短くすることが困難であった。
【００１３】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信波の占有周波数帯域幅が電波法で規定する７６ＭＨｚ以内となる条件でも、最小探知距離と距離分離分解能を短くすることができる測距方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、請求項１に係る測距方法は、掃引出力された所定の周波数帯域幅の信号を分割することにより、異なる周波数帯域幅の複数の送信信号を形成し、この複数の送信信号を送信し、受信した目標物からの受信信号に、上記所定の周波数帯域幅の局部発振信号を与えて検波することにより、異なる周波数帯域幅の複数の受信信号が連結した連続波形のビート信号を取得し、このビート信号に基づいて測距処理を実行することを特徴とする。
請求項２に係る測距装置は、所定帯域幅の周波数の掃引信号を形成する掃引回路と、この掃引回路から出力された所定の周波数帯域の掃引信号を分割し、異なる周波数帯域幅の複数の送信信号を形成するスイッチ回路と、このスイッチ回路から出力された信号を送受信する送受信回路と、この送受信回路から入力した受信信号に上記所定の周波数帯域幅の局部発振信号を与えることにより、異なる周波数帯域幅の複数の受信信号が連結した連続波形のビート信号を形成する位相検波器と、この位相検波器の出力に対し測距処理を実行し、距離情報を演算する測距処理回路と、からなることを特徴とする。
請求項３の測距装置は、異なる周波数帯域幅の複数の信号からなる上記送信信号及び受信信号の周波数を変換するための周波数変換回路を設け、上記送受信回路から出力される送信信号の周波数帯域幅を一定とし、上記局部発振信号の周波数帯域幅を任意に設定可能としたことを特徴とする。
【００１５】
本発明の構成によれば、掃引回路によって、例えば２４．０５ＧＨｚ〜２４．２５ＧＨｚの２００ＭＨｚの周波数帯域幅（振り幅）の信号が得られ、この信号はスイッチ回路で時分割（周波数分割）され、例えば５０ＭＨｚの幅で順にずれた異なる周波数帯域幅の４つの信号が形成され、この信号が送信信号として送信回路から送信される。そして、受信側では目標物からの複数の受信信号を位相検波器に入力すると共に、この位相検波器に２００ＭＨｚの周波数帯域幅からなる局部発振信号を与えることで、複数の受信信号を連結（波形合成）した形の連続波形のビート信号が形成される。このビート信号は、２００ＭＨｚの周波数幅の送信信号を送受信したときと同等の信号となり、このビート信号の測距処理により、従来よりも短い距離の探知が可能となり、また距離分離分解能も高くすることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、送信波の占有周波数帯域幅が電波法で規定する７６ＭＨｚ以内となる条件でも、擬似的に占有周波数帯域幅を広くすることと等しくなり、最小探知距離と距離分離分解能を従来よりも短くすることができるという効果ある。例えば、分割前の所定の周波数帯域幅を２００ＭＨｚとした場合は、０．７５ｍ程度（２ｍ以下）までの近距離の探知が可能となり、また１．５ｍ程度（３．９ｍ以下）の距離分離分解能を得ることができる。また、従来困難とされていた狭い空間での静止物体の測距、至近距離の測距、或いは複数のターゲットのそれぞれの分離測定等を容易に行うことが可能になる。
【００１７】
請求項３の発明によれば、電波法で規定する送信全体の２００ＭＨｚの周波数帯域幅を維持したまま、局部発振周波数に２００ＭＨｚ以上の周波数を設定でき、最小探知距離と距離分離分解能を更に短くすることが可能になるという効果がある。また、局部発振信号の周波数を任意に設定でき、電波干渉を避けるために送信信号の周波数帯域幅を固定する際の設計の幅が広がるという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１実施例に係る近距離測距が可能な測距装置（送受分離型）の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】第１実施例において送受一体型の測距装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図３】第１実施例の掃引周波数及び局部発振周波数を示す波形図である。
【図４】第１実施例において異なる周波数幅の複数の送信信号を形成する動作を示す各部の波形図である。
【図５】第１実施例で得られるビート信号の全体を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図６】第１実施例の第１送信信号で得られる第１ビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図７】第１実施例の第２送信信号で得られる第２ビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図８】第１実施例の第３送信信号で得られる第３ビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図９】第１実施例の第４送信信号で得られる第４ビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図１０】第１実施例の４つの送信信号で得られる連続ビート信号を示す波形図である。
【図１１】第１実施例と同様の占有周波数帯域幅とした場合の従来の測距装置で得られるビート信号を示し、図（Ａ）はビート信号の波形図、図（Ｂ）は掃引周波数の遷移図である。
【図１２】第２実施例の測距装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】従来の測距装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１，図２には、本発明の第１実施例の近距離測距が可能な測距装置の構成が示されており、この図１は送受分離型の装置、図２は送受一体型の装置である。図１において、掃引回路１８として、従来と同様に、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１、分配器２、ＰＬＬ（位相同期ループ）を構成するＰＬＬ回路３、増幅器（ＡＭＰ）５が設けられ、この掃引回路１８の後段に、分配器６を介して、所定の周波数帯域幅の信号を時分割するためのオンオフ可能なスイッチ（信号分割）回路（増幅器で構成されたもの等）２０が設けられ、この後段に、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２１を介して送信アンテナ８が配置される。この送信アンテナ８からは、例えば２４．０５〜２４．２５ＧＨｚの周波数帯域の中で、占有周波数帯域幅５０ＭＨｚ毎に順に分割した４つの送信信号（送信波）が送信される。
【００２０】
一方、目標物からの反射波を受信する受信アンテナ１０、増幅器１１，１２、位相検波器（ＭＩＸ）２３が設けられ、この位相検波器２３では、この増幅器１１から入力される送信信号（ＲＦ）と増幅器１２から入力される局部発振信号（ＬＯ）の混合により位相差情報を含むビート信号が得られる。この位相検波器２３の後段に、ビート信号を増幅するビート信号増幅器１４及びアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）２４を含むＣＰＵ２５が設けられる。
【００２１】
図２の送受一体型の場合は、図２に示されるように、低域通過フィルタ２１の後段に、分配器２７を介して送受信アンテナ２８が配置され、この送受信アンテナ２８で受信された信号が増幅器１１へ入力される。
【００２２】
第１実施例は以上の構成からなり、図３に示されるように、上記掃引回路１８は、電波法に規定される全ての周波数帯域、即ち２４．０５ＧＨｚから２４．２５ＧＨｚの２００ＭＨｚを例えば１０２４μｓの時間で掃引しており、この掃引信号はスイッチ回路２０に供給されると共に、振り幅２００ＭＨｚの局部発振信号（Ｆlo）として増幅器１２を介して位相検波器２３へ供給される。上記掃引信号は、ＰＬＬにより高安定な周波数となっており、掃引時間と周波数の関係は相関関係があり、時間的に分割することで、正確な周波数分割ができる。
【００２３】
図４に示されるように、上記ＣＰＵ２５は、図４（Ａ）の掃引トリガによって、図４（Ｂ）のチャンネル１〜４のように時間的に連続した切取り（分割）信号（TX CNT：２５６μｓ）を形成し、この切取り信号を上記スイッチ回路２０へ供給しており、このスイッチ回路２０では、切取り信号によって掃引信号を４つの信号に時分割（周波数分割）する。即ち、図４（Ｃ）に示されるように、２００ＭＨｚの振り幅の掃引信号が時間的に順に切り取られ、例えばチャンネル１の信号は、２４．２５〜２４．２０ＧＨｚの５０ＭＨｚの幅（１／４の幅）を持つ信号となり、５０ＭＨｚ毎に周波数分割した４つの信号が形成される。そして、この４つの信号が占有周波数帯域幅５０ＭＨｚの第１〜第４送信信号（Ｆtx）として低域通過フィルタ２１を介して送信アンテナ８（又は送受信アンテナ２８）から出力される。
【００２４】
上記送信アンテナ８から放射された４つの送信信号（Ｆtx）は、目標物に当って反射し、反射信号が受信アンテナ１０（又は送受信アンテナ２８）にて受信され、この受信信号（Ｆrx）は、増幅器１１を介して位相検波器２３へ入力される。この位相検波器２３では、受信信号（Ｆrx）に対し送信信号と同期した局部発振信号（Ｆlo）を与えることにより、送信波と受信波の位相差情報を持つビート信号が得られる。
【００２５】
第１実施例では、占有周波数帯域幅５０ＭＨｚの４つの受信信号を、送信信号（送信波）と同期した周波数帯域幅２００ＭＨｚの局部発振信号で検波することで、位相検波器２３から出力される４つのビート信号は、それらを繋げるとそれぞれの波形が連続した状態となり、占有周波数帯域幅２００ＭＨｚの送信信号を用いた場合と同等のビート信号が得られる。
【００２６】
図５には、占有周波数帯域幅２００ＭＨｚをフル掃引した送信信号に基づいて得られるビート信号が示され、図６乃至図９には、１／４毎に時（周波数）分割した送信信号で得られた第１〜第４ビート信号が示されている。
これら図６乃至図９に示される第１〜第４ビート信号は、周波数分割しない場合の信号と同じ位相状態で出力される。即ち、周波数分割前と同一の局部発振信号（Ｆlo）を用いて検波したときの各々のビート信号の位相状態は、連続して掃引した図５の位相状態と同じになる。従って、図１０に示されるように、第１ビート信号〜第４ビート信号を繋げて合成すると、２００ＭＨｚを連続掃引したときに等しい信号となる。
【００２７】
その後、ＣＰＵ２５において、第１ビート信号〜第４ビート信号を合成した信号を用いて、高速フーリエ変換を行うことで、距離値を得ることができる。即ち、占有周波数帯域幅２００ＭＨｚの送信信号を使用したときと同等の測距ができ、この場合は、０．７５ｍ程度までの近距離の探知が可能となり、また１．５ｍ程度の距離分離分解能が得られる。従って、従来困難とされていた狭い空間での静止物体の測距、至近距離の測距、或いは複数のターゲットのそれぞれの分離測定等を容易に行うことができる。
【００２８】
なお、上記測距処理においては、近距離の測定をする場合、第１乃至第４ビート信号の全てを用いてもよいが、これらの中の連続する２つ又は３つのビート信号で測距演算を行ってもよく、また近距離でない場合は、従来と同様に一つのビート信号で測距を行うことができる。
【００２９】
実施例では、上述した方法により、１区間の占有周波数帯域幅では１周期に満たない信号波形でも、合成することで１周期以上の波形を作成でき、近距離測距が可能となる（即ち、周期又は周波数を特定できる）。
【００３０】
図１１には、仮に位相検波器２３の局部発振信号（ＬＯ）と送信信号（ＲＦ）を従来と同様に切り取らないで用い、占有周波数帯域幅を５０ＭＨｚとした場合に得られるビート信号が示されている。この場合は、図１１（Ａ）のように、ビート信号は１周期に満たない信号となる。送信周波数帯域を変えても、各々同じ波形を示すことになる。
【００３１】
これは、占有周波数帯域幅５０ＭＨｚの送信信号と位相検波器の局部発振信号の位相が掃引毎に元に戻り、掃引毎に元に戻る局部発振信号で受信信号が検波されているからである。そして、このような１周期に満たない信号からビート信号の周波数を特定することは困難とされる。この場合に得られるビート信号周波数は、占有周波数帯域幅に関係する周波数で出力される。
【００３２】
図１２には、第２実施例の構成が示されており、この第２実施例は、周波数変換回路を設け、２００ＭＨｚ以上の占有周波数帯域幅の送信信号を用いた場合と同等になるようにしたものである。
【００３３】
図１２に示されるように、基準信号源３０及びＣＰＵ３１が設けられると共に、掃引回路３２は、第１実施例の構成に増幅器３２ａ、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）３２ｂを加えたものとし、送信側では、スイッチ回路２０とＬＰＦ（低域通過フィルタ）２１との間に、周波数変換回路の一部を構成するミキサ３３、ＢＰＦ３４及び増幅器３５が設けられ、受信側では、受信アンテナ１０と位相検波器２３との間に、増幅器３８、周波数変換回路の一部を構成するミキサ３９、ＢＰＦ４０及び増幅器４１が設けられ、また位相検波器２３と測距演算部との間に、ＨＰＦ（高域通過フィルタ）４３、増幅器４４、アッテネータ（ＡＴＴ）４５及び増幅器４６が設けられる。
【００３４】
そして、周波数変換のために必要となる周波数を生成するために、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４７ａ、分配器４７ｂ、ＰＬＬ回路４７ｃ、増幅器４７ｄからなる周波数発生部４７が設けられ、この周波数発生部４７には分配器４８を介して増幅器４９，５０が接続されており、周波数発生部４７から出力される周波数信号は、増幅器４９からミキサ３３、増幅器５０からミキサ３９へ与えられる。これらの回路は、周波数変換回路として配置される。
【００３５】
このような第２実施例の構成によれば、掃引回路３２にて２００ＭＨｚ以上の例えば４００ＭＨｚの振り幅（周波数帯域幅）の掃引信号を形成し、この振り幅４００ＭＨｚの信号を局部発振信号として用いる一方、送受信においては、周波数変換回路によって電波法の２００ＭＨｚ以内の周波数帯域幅を維持した信号とすることができる。
【００３６】
例えば、掃引回路３２にて、２２．００〜２２．４０ＧＨｚの振り幅の掃引信号が形成され、この掃引信号がスイッチ回路２０へ供給されると共に、この掃引信号は局部発振信号として位相検波器２３へ供給されており、上記スイッチ回路２０では、８つの切取り信号に基づいて周波数帯域幅５０ＭＨｚで順に周波数分割した８つの信号が得られる。
【００３７】
また、周波数発生部４７では、２．０５〜１．８５ＧＨｚの間の８つの周波数が生成され、これらの周波数信号がミキサ３３を介して周波数分割した８つの信号に与えられ（加算され）、第１〜第８の送信信号が得られる。即ち、第１送信信号となる２２．４０〜２２．３５ＧＨｚ（占有周波数帯域幅５０ＭＨｚ）の信号に対して、１．８５ＧＨｚの信号が加算され、第２送信信号となる２２．３５〜２２．３０ＧＨｚの信号に対して、１．８２５ＧＨｚの信号が加算され、…、第８送信信号となる２２．０５〜２２．００ＧＨｚの信号に対して、２．０５ＧＨｚの信号が加算されるというようにして、０．０２５ＧＨｚの間隔の信号が加算されることで、２４．０５〜２４．２５ＧＨｚの周波数帯域幅の送信信号が送信アンテナ８から出力される。
【００３８】
一方、受信信号についても、ミキサ３９によって、２．０５〜１．８５ＧＨｚの間の８つの周波数信号が与えられ、引き算する形で元の周波数に変換される。即ち、８つの受信信号の周波数が２２．００〜２２．４０ＧＨｚの間の周波数に変換され、これらの受信信号は、位相検波器２３にて２２．００〜２２．４０ＧＨｚの振り幅の局部発振信号（ＬＯ）と比較・検波されることになり、この位相検波器２３から出力された８つのビート信号に基づいて、距離値を得ることができる。
【００３９】
即ち、第１実施例の場合と同様に、周波数分割前と同一の局部発振信号（Ｆlo）を用いて検波したときの各々のビート信号の位相は、４００ＭＨｚを連続して掃引した位相状態と同じになり、第１〜第８のビート信号を合成すると、４００ＭＨｚを連続掃引したときに等しい信号となる。これによって、第１実施例に比べて更に近距離の測距が可能となる。
【００４０】
この第２実施例によれば、擬似的に占有周波数帯域幅が２００ＭＨｚ以上となる送信信号に基づいた測距が可能となり、最小探知距離と距離分離分解能を更に短くすることができ、また局部発振信号の周波数を任意に設定でき、電波干渉を避けるために送信信号の周波数帯域幅を固定する際の設計の幅が広がるという利点もある。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
測距センサ、近距離レーダ、侵入警戒用センサ、人体感知センサ、車載近距離バックセンサ、レベル計等に適用することができる。
【符号の説明】
【００４２】
１，４７ａ…電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２，６，２７，４７ｂ，４８…分配器、
３，４７ｃ…ＰＬＬ（位相同期発振ループ）回路、
４…周波数逓倍器、 １３，２３…位相検波器、
１６，２５，３１…ＣＰＵ、 １８，３２…掃引回路、
２０…スイッチ回路、 ３３，３９…ミキサ、
４７…周波数発生部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
掃引出力された所定の周波数帯域幅の信号を分割することにより、異なる周波数帯域幅の複数の送信信号を形成し、
この複数の送信信号を送信し、
受信した目標物からの受信信号に、上記所定の周波数帯域幅の局部発振信号を与えて検波することにより、異なる周波数帯域幅の複数の受信信号が連結した連続波形のビート信号を取得し、このビート信号に基づいて測距処理を実行する測距方法。
【請求項２】
所定帯域幅の周波数の掃引信号を形成する掃引回路と、
この掃引回路から出力された所定の周波数帯域の掃引信号を分割し、異なる周波数帯域幅の複数の送信信号を形成するスイッチ回路と、
このスイッチ回路から出力された信号を送受信する送受信回路と、
この送受信回路から入力した受信信号に上記所定の周波数帯域幅の局部発振信号を与えることにより、異なる周波数帯域幅の複数の受信信号が連結した連続波形のビート信号を形成する位相検波器と、
この位相検波器の出力に対し測距処理を実行し、距離情報を演算する測距処理回路と、からなる測距装置。
【請求項３】
異なる周波数帯域幅の複数の信号からなる上記送信信号及び受信信号の周波数を変換するための周波数変換回路を設け、
上記送受信回路から出力される送信信号の周波数帯域幅を一定とし、上記局部発振信号の周波数帯域幅を任意に設定可能としたことを特徴とする請求項２記載の測距装置。
【請求項１】
掃引出力された所定の周波数帯域幅の信号を分割することにより、異なる周波数帯域幅の複数の送信信号を形成し、
この複数の送信信号を送信し、
受信した目標物からの受信信号に、上記所定の周波数帯域幅の局部発振信号を与えて検波することにより、異なる周波数帯域幅の複数の受信信号が連結した連続波形のビート信号を取得し、このビート信号に基づいて測距処理を実行する測距方法。
【請求項２】
所定帯域幅の周波数の掃引信号を形成する掃引回路と、
この掃引回路から出力された所定の周波数帯域の掃引信号を分割し、異なる周波数帯域幅の複数の送信信号を形成するスイッチ回路と、
このスイッチ回路から出力された信号を送受信する送受信回路と、
この送受信回路から入力した受信信号に上記所定の周波数帯域幅の局部発振信号を与えることにより、異なる周波数帯域幅の複数の受信信号が連結した連続波形のビート信号を形成する位相検波器と、
この位相検波器の出力に対し測距処理を実行し、距離情報を演算する測距処理回路と、からなる測距装置。
【請求項３】
異なる周波数帯域幅の複数の信号からなる上記送信信号及び受信信号の周波数を変換するための周波数変換回路を設け、
上記送受信回路から出力される送信信号の周波数帯域幅を一定とし、上記局部発振信号の周波数帯域幅を任意に設定可能としたことを特徴とする請求項２記載の測距装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１１−１２９６０（Ｐ２０１１−１２９６０Ａ）
【公開日】平成２３年１月２０日（２０１１．１．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１５４４８１（Ｐ２００９−１５４４８１）
【出願日】平成２１年６月３０日（２００９．６．３０）
【出願人】（０００１９１２３８）新日本無線株式会社 (569)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１月２０日（２０１１．１．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年６月３０日（２００９．６．３０）
【出願人】（０００１９１２３８）新日本無線株式会社 (569)
【Ｆターム（参考）】
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