補正係数取得方法およびインピーダンス測定装置
【課題】ベクトル比を検出するためにアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、従来よりも高い精度で測定する。
【解決手段】被測定物への印加電圧を表す信号および被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するためのアナログ・ディジタル変換器（４３０）を備えるインピーダンス測定装置（１０）において、補正係数Ｇを格納する記憶手段（５２０）と、記憶手段に格納された補正係数Ｇを用いてアナログ・ディジタル変換器の出力データを補正する手段（５１０）を備える。補正係数Ｇは、インピーダンス測定装置（１０）を用いて、測定の事前に取得される。
【解決手段】被測定物への印加電圧を表す信号および被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するためのアナログ・ディジタル変換器（４３０）を備えるインピーダンス測定装置（１０）において、補正係数Ｇを格納する記憶手段（５２０）と、記憶手段に格納された補正係数Ｇを用いてアナログ・ディジタル変換器の出力データを補正する手段（５１０）を備える。補正係数Ｇは、インピーダンス測定装置（１０）を用いて、測定の事前に取得される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インピーダンス測定装置の測定誤差を補正するための技術に係り、特に、アナログ・ディジタル変換器の直線性に起因して生じる測定誤差を補正するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
最近の測定器には、アナログ・ディジタル変換器が多用されている。例えば、インピーダンス測定装置は、測定信号を被測定物に印加し、被測定物を流れる電流と被測定物に印加される電圧を測定し、それらの測定結果に基づいて被測定物のインピーダンスを求めることにより、被測定物のインピーダンスを測定する。インピーダンス測定装置において、電圧は、ベクトル比検出器（ＶＲＤ；Vector Ratio Detector）内のアナログ・ディジタル変換器によってディジタル化され、電流は、電流電圧変換器によって電圧に変換された後に同アナログ・ディジタル変換器によってディジタル化される。
【０００３】
【特許文献１】特開平成１０−１０８０４１号公報（第２〜４頁、図１）
【特許文献２】特開平成１１−３４６１５３号公報（第２〜４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
アナログ・ディジタル変換器が有する直線性誤差は、測定誤差の要因の１つである。例えば、１４ビット・アナログ・ディジタル変換器は、性能が良いものでも、そのＳＦＤＲ（スプリアス−フリー・ダイナミック・レンジ）が９０〜１００ｄＢ程度である。仮に、そのようなアナログ・ディジタル変換器にフル・スケールの１／５の信号が入力される場合、５０〜１５０ｐｐｍ程度の誤差を生じる。この値は、現在のインピーダンス測定装置では、許容できない値である。この誤差を軽減するためには、より高分解能で直線性特性が優れたアナログ・ディジタル変換器を用いる必要がある。一般に、アナログ・ディジタル変換器の分解能が高くなるにつれて、アナログ・ディジタル変換器の変換速度は遅くなる。そのような低速のアナログ・ディジタル変換器で、より高速すなわち高周波の信号を測定する場合、周波数変換（ダウン・コンバージョン）のためのミキサや局部信号源を要する。これらの追加の部品は、回路規模やコストの増大を招く。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上記の課題を解決するために、周波数に応じてインピーダンスが変化する素子に、インピーダンス測定装置が生成する被測定信号を素子に印加し、素子に印加される電圧または素子を流れる電流または素子のインピーダンスをインピーダンス測定装置で測定する。これらの測定値は、素子のインピーダンスに応じて変化する。素子のインピーダンスは、上記測定中に、測定信号の周波数を変更することにより、制御される。インピーダンス測定装置に具備されるアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数は、電圧もしくは電流もしくはインピーダンスの測定値および真値から求められる。そして、補正係数Ｇは、インピーダンス測定装置で利用可能なように、記憶手段に格納される。一方、インピーダンス測定装置は、その格納された補正係数Ｇを用いて、インピーダンス測定装置内のアナログ・ディジタル変換器の出力データを補正する。
【０００６】
要するに本第一の発明は、インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子を流れる電流を、前記素子に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、前記第一のステップにおける測定値、ならびに、前記素子のインピーダンスの真値または前記素子を流れる電流の真値を用いて、前記補正係数を求める第二のステップと、を含むことを特徴とするものである。
【０００７】
また、本第二の発明は、インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子を流れる電流を、前記素子に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、抵抗値が既知であり且つ前記測定装置に被測定物として接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される抵抗器のインピーダンスまたは前記抵抗器を流れる電流を、前記抵抗器に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第二のステップと、前記第一および前記第二のステップにおける測定値、ならびに、前記素子および前記抵抗器のインピーダンスの真値もしくは前記素子および前記抵抗器を流れる電流の真値を用いて、前記補正係数を求める第三のステップと、を含むことを特徴とするものである。
【０００８】
さらに、本第三の発明は、インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子に印加される電圧を、前記素子を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、前記第一のステップにおける測定値、ならびに、前記素子のインピーダンスの真値または前記素子に印加される電圧の真値を用いて、前記補正係数を導出する第二のステップと、を含むことを特徴とするものである。
【０００９】
またさらに、本第四の発明は、インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子に印加される電圧を、前記素子を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、抵抗値が既知であり且つ前記測定装置に被測定物として接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される抵抗器のインピーダンスまたは前記抵抗器に印加される電圧を、前記抵抗器を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第二のステップと、前記第一および前記第二のステップにおける測定値、ならびに、前記素子および前記抵抗器のインピーダンスの真値または前記素子および前記抵抗器に印加される電圧の真値を用いて、前記補正係数を求める第三のステップと、を含むことを特徴とするものである。
【００１０】
また、本第五の発明は、本第一乃至本第四のいずれかの発明方法において、前記素子が、キャパシタまたはインダクタであることを特徴とするものである。
【００１１】
さらに、本第六の発明は、本第一乃至本第五のいずれかの発明方法において、前記補正係数が、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに対する乗数または除数であることを特徴とするものである。
【００１２】
またさらに、本第七の発明は、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、本第一乃至本第六のいずれかの方法により得られる補正係数が格納された記憶手段と、前記記憶手段に格納された補正係数を用いて、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データを補正する演算手段と、を備えることを特徴とするものである。
【００１３】
また、本八の発明は、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、前記アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数であって、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに対する乗数または除数である補正係数が格納された記憶手段と、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに前記補正係数を乗ずる演算手段と、を備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、高精度電圧源を別に用意することなく、アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を得ることができる。また、その補正係数Ｇは、測定信号の周波数の制御精度に依存した精度で取得される。そして、インピーダンス測定装置は、その補正係数Ｇを利用することにより、アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正することができる。これにより、インピーダンス測定装置において、測定精度を損なうことなく、より高速なアナログ・ディジタル変換器が利用できるようになる。
【００１５】
なお、本発明には、アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差のみならず、アナログ・ディジタル変換器の前置回路の直線性誤差を低減する効果もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明を添付の図面に示す好適実施形態に基づいて説明する。本発明の第一の実施形態は、インピーダンス測定装置１０である。まず、インピーダンス測定装置１０の構成と動作について説明する。そして、その後に、インピーダンス測定装置１０で用いられる補正係数の取得について説明する。
【００１７】
（インピーダンス測定装置１０の構成）
ここで、図１を参照する。図１は、インピーダンス測定装置１０の構成を示す図である。図１において、インピーダンス測定装置１０は、自動平衡ブリッジ法により、被測定物１００のインピーダンスを測定する装置である。インピーダンス測定装置１０は、信号源２００と、電流電圧変換器３００と、ベクトル比検出器４００と、補正装置５００とを備える。
【００１８】
被測定物１００は、少なくとも２つの端子を有する被測定物である。被測定物１００が３以上の端子を有する場合、それらの端子のうち２つが測定に用いられる。被測定物１００は、４つの端子（Ｈｐｏｔ、Ｈｃｕｒ、Ｌｐｏｔ、Ｌｃｕｒ）を介して、インピーダンス測定装置１０と接続されている。
【００１９】
信号源２００は、被測定物１００に印加するための測定信号Ｓを発生する信号発生器である。測定信号Ｓは、正弦波信号である。測定信号Ｓの周波数ｆは、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）技術またはＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）技術により可変である。従って、周波数ｆは、５０ｐｐｍの絶対精度もしくは１０ｐｐｍの相対精度で制御される。以下、測定信号Ｓの周波数ｆは、測定周波数ｆと称する。信号源２００は、Ｈｃｕｒ端子を介して被測定物１００に接続される。また、信号源２００は、Ｈｃｕｒ端子およびＨｐｏｔ端子を介して、ベクトル比検出器４００にも接続される。素子２１０は、信号源２００の出力インピーダンスを表し、周波数に依らずほぼ一定の５０オームのインピーダンスＺｏを呈する。
【００２０】
電流電圧変換器３００は、被測定物１００を流れる電流を電圧に変換する装置である。従って、電流電圧変換器３００の出力端には、被測定物１００を流れる電流を表す電圧信号が現れる。電流電圧変換器３００は、ヌルアンプ３１０と、レンジ抵抗器３２０とを備える。ヌルアンプ３１０およびレンジ抵抗器３２０は、帰還ループ３３０を形成している。帰還ループ３３０は、ヌルループとも称される。
【００２１】
ヌルアンプ３１０は、レンジ抵抗器３２０を流れる電流と被測定物１００を流れる電流とを平衡させることにより、ヌルアンプ３１０の入力端に流れ込む電流を零にするような信号を出力する装置である。レンジ抵抗器３２０を流れる電流と被測定物１００を流れる電流とが平衡する時、Ｌｐｏｔ端子は仮想接地される。ヌルアンプ３１０は、図示しないが、一般に、零位検出器、ベクトル検波器、狭帯域増幅器、および、ベクトル変調器で構成される。
【００２２】
レンジ抵抗器３２０は、図中に詳しく示していないが、１つの抵抗器、または、抵抗値が異なる複数の抵抗器から構成されている。それら複数の抵抗器は、測定するインピーダンスに応じて選択される。
【００２３】
ベクトル比検出器４００は、バッファ４１０と、バッファ４１１と、スイッチ４２０と、アナログ・ディジタル変換器４３０とを備える。バッファ４１０には、Ｈｐｏｔ端子における信号、すなわち、被測定物１００に印加される信号が入力される。バッファ４１１には、電流電圧変換器３００の出力信号が入力される。スイッチ４２０は、バッファ４１０の出力端、または、バッファ４１１の出力端のいずれか一方を、アナログ・ディジタル変換器４３０の入力端に、選択的に接続する。なお、図において、Ｅｄｕｔは、被測定物１００に印加される信号の電圧を表す。また、Ｅｒｒは、電流電圧変換器３００の出力信号の電圧を表す。アナログ・ディジタル変換器４３０から出力されるデータは、補正装置５００へ供給される。なお、アナログ・ディジタル変換器４３０がホールド回路を要する場合には、サンプル・アンド・ホールド回路（不図示）などがアナログ・ディジタル変換器４３０の前段に適宜備えられるものとする。
【００２４】
補正装置５００は、アナログ・ディジタル変換器４３０から出力されるデータを補正する装置である。補正装置５００は、プロセッサ５１０と、記憶装置５２０とを備える。プロセッサ５１０は、データ処理機能を有する装置である。プロセッサ５１０は、例えば、ＣＰＵ、ＭＰＵ、ＤＳＰ、ＲＩＳＣ、または、それらの少なくとも１つを含むＦＰＧＡもしくはＡＳＩＣである。本実施形態において、プロセッサ５１０は、インピーダンス測定装置１０内の他の構成要素を制御する。なお、プロセッサ５１０は、インピーダンス測定装置１０内の他の構成要素を制御する装置と別々であっても良い。また、プロセッサ５１０または補正装置５００は、インピーダンス測定装置１０の内部に備えられるコンピュータ、または、有線通信手段または無線通信手段によりインピーダンス測定装置１０に接続される外部コンピュータと置き換えることができる。記憶装置５２０は、少なくとも１つの補正係数Ｇが格納される記憶装置である。補正係数Ｇとは、アナログ・ディジタル変換器４３０から出力されるデータを補正するために必要な値（データ）である。また、補正係数Ｇは、加数、減数、乗数、除数、または、多項式の各項の係数などである。記憶装置５２０は、補正係数Ｇを格納する機能を有する装置であれば良く、例えば、フラッシュメモリなどで構成される。
【００２５】
（インピーダンス測定装置１０の動作）
次に、インピーダンス測定装置１０の測定動作を、以下に説明する。ここで、図１に加えて図２を参照する。図２は、インピーダンス測定装置１０を用いて、被測定物のインピーダンスを測定する手順を示すフローチャートである。
【００２６】
まず、ステップＳ１０において、被測定物１００がインピーダンス測定装置１０に接続される。被測定物１００の一端がＨｐｏｔ端子およびＨｃｕｒ端子に、被測定物１００の他の一端がＬｐｏｔ端子およびＬｃｕｒ端子に、それぞれ接続される。
【００２７】
次に、ステップＳ１１において、信号源２００から測定信号Ｓが出力され、被測定物１００に印加される電圧が測定され、被測定物１００を流れる電流が測定される。スイッチ４２０が端子ａを選択しているとき、アナログ・ディジタル変換器４３０は、被測定物１００に印加される電圧を表す信号をディジタル変換する。また、スイッチ４２０が端子ｂを選択しているとき、アナログ・ディジタル変換器４３０は、被測定物１００を流れる電流を表す信号をディジタル変換する。スイッチ４２０の選択状態は、一回の電流または電圧の測定毎、所定回数の電流または電圧の測定毎、あるいは、所定時間毎に切り替わる。
【００２８】
次に、ステップＳ１２において、アナログ・ディジタル変換器４３０から出力される変換結果を補正する。プロセッサ５１０が、記憶装置５２０に格納される補正係数Ｇを用いて補正を実施する。ここで、アナログ・ディジタル変換器４３０の出力データをＸとする。また、補正係数Ｇは、データに対する乗数の配列Ｇ（ｉ）とする。なお、ｉは、要素番号である。さて、例えば、アナログ・ディジタル変換器４３０の出力データＸ１に対応する補正係数Ｇ（１）が記憶装置５２０に存在する場合、Ｘ１は次式のように補正され、補正後のデータＹ１が得られる。
【００２９】
Ｙ１＝Ｘ１・Ｇ（１）
【００３０】
また、対応する補正係数Ｇが存在しない場合、記憶装置５２０に存在する補正係数Ｇを用いて線形補間により、対応する補正係数Ｇが算出される。例えば、アナログ・ディジタル変換器４３０の出力データＸ６に対応する補正係数Ｇが存在せず、その代わりに、出力データＸ４に対応する補正係数Ｇ（２）、および、出力データＸ８に対応する補正係数Ｇ（３）が存在し、出力データＸ６がＸ４とＸ８との間の値である場合、Ｘ６は次式のように補正され、補正後のデータＹ６が得られる。
【００３１】
Ｙ６＝Ｘ６・（Ｇ（２）・（Ｘ８−Ｘ６）＋Ｇ（３）・（Ｘ６−Ｘ４））／（Ｘ８−Ｘ４）
【００３２】
最後に、ステップＳ１３において、被測定物１００のインピーダンスが求められる。具体的には、ステップＳ１２において得られる補正後の電流測定データおよび電圧測定データから、インピーダンスが計算により求められる。言うまでもないが、インピーダンスは、電圧測定値（データ）を電流測定値（データ）で除することにより導出される。なお、詳細には述べないが、本ステップにおいて、予め校正により得られた校正係数による補正も実施される。また、本ステップにおいて得られたインピーダンスは、被測定物１００のインピーダンス測定値として、図示しない表示装置、通信装置または記憶装置などの出力装置に出力される。
【００３３】
（補正係数Ｇの取得方法と手順）
さて、記憶装置５２０に格納されている補正係数Ｇは、インピーダンス測定装置１０により、被測定物１００を測定する前に取得される。補正係数Ｇの取得は、周波数に応じてインピーダンスが変化する素子をインピーダンス測定装置１０で測定することにより実施される。以下、周波数に応じてインピーダンスが変化する素子を、リアクタンス性素子とも称する。まず、測定周波数ｆを制御して、リアクタンス性素子のインピーダンスを変えることにより、同素子に印加される電圧または同素子を流れる電流を変化させる。そして、その変化する電圧もしくは電流の測定値、または、そのリアクタンス性素子のインピーダンス測定値と、その電圧または電流またはインピーダンスの真値とに基づいて、補正係数Ｇが求められる。
【００３４】
なお、測定中は、リアクタンス性素子に印加される電圧または同素子を流れる電流が実質的に一定に保たれる。より詳しく言えば、リアクタンス性素子に印加される電圧の変動に起因して、その電圧の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差の変動が所定値よりも小さくなるように、その電圧が維持される。または、リアクタンス性素子を流れる電流の変動に起因して、その電流の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差の変動が所定値よりも小さくなるように、その電流が維持される。これは、電圧Ｅｄｕｔの測定に起因する生じるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差と、電圧Ｅｒｒの測定に起因して生じるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差とを分離して扱えるようにするためである。なお、所定値は、アナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差を補正するための係数を求める精度に応じて決定される。
【００３５】
また、上記の方法によれば、補正係数に周波数依存性が含まれる場合がある。この周波数依存性は、アナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差とは関係ない。補正係数から周波数依存性を除去するために、上記リアクタンス性素子に代えて、さらに抵抗器を測定する。そして、リアクタンス性素子および抵抗器についての、電圧または電流またはインピーダンスの測定値および真値に基づき、周波数依存性が除去された補正係数Ｇが求められる。
【００３６】
補正係数Ｇを求める方法は、大きく分けて４種類ある。すなわち、（１）リアクタンス性素子に印加される電圧を実質的に一定にしたときの同素子のインピーダンス測定値とそのインピーダンスの真値を用いる方法、または、（２）同素子を流れる電流を実質的に一定にしたときの同素子のインピーダンス測定値とそのインピーダンスの真値を用いる方法、（３）同素子を流れる電流の測定値とその電流の真値を用いる方法、もしくは、（４）同素子に印加される電圧の測定値とその電圧の真値を用いる方法、がある。
【００３７】
＜方法１＞
まず、方法（１）により補正係数Ｇを取得する具体的態様について、以下に説明する。以下、図１と図３を参照する。図３は、インピーダンス測定装置１０を用いて、補正係数Ｇを取得する手順を示すフローチャートである。
【００３８】
まず、ステップＳ２０において、周波数に応じてインピーダンスが変化する素子１１０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。本実施形態では、素子１１０を、アジレント社製品の標準コンデンサ（製品型番：１６３８６Ａ）とする。キャパシタ標準の周波数−インピーダンス特性は、仕様として提供される既知の容量値Ｃ（＝１００ピコファラッド）を用いて計算により導出でき、すなわち、既知である。
【００３９】
次に、ステップＳ２１において、素子１１０に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、素子１１０のインピーダンスを測定する。素子１１０に印加される電圧の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差の変化量を所定値よりも小さくするためである。所定値は、素子１１０を流れる電流の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差を所望の精度で検出できる程度に、小さく設定される。
【００４０】
さて、本ステップＳ２１では、素子１１０に印加される電圧を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、素子１１０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスよりも十分に大きくなるように、測定周波数ｆの可変範囲が選択される。信号源２００の出力電圧を、ほとんど減衰させることなく、素子１１０に印加させるためである。例えば、本実施形態において、素子１１０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスの２００倍以上にする場合、測定周波数ｆは約１５９ｋＨｚ以下に設定される。また、信号源２００の出力電圧レベルの設定値、素子１１０の特性、または、測定周波数ｆの可変範囲は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００４１】
次に、ステップＳ２２において、抵抗器１２０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。抵抗器１２０の抵抗値は既知である。本実施形態では、抵抗器１２０を、アジレント社製品の標準抵抗器（製品型番：４２０３８Ａ）とする。この標準抵抗器は、１０キロオームの抵抗値Ｒを有する。
【００４２】
次に、ステップＳ２３において、抵抗器１２０に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、抵抗器１２０のインピーダンスを測定する。なお、本ステップにおける測定周波数ｆは、ステップＳ２１における測定周波数ｆと同様に変化する。抵抗器１２０に印加される電圧を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、出力電圧レベルの設定値、または、抵抗器１２０の特性は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００４３】
次に、ステップＳ２４において、補正係数Ｇを求める。補正係数Ｇは、ステップＳ２１およびステップＳ２３において得られる測定値と、素子１１０および抵抗器１２０の各インピーダンスの真値とを用いて求められる。具体的には、測定点ｉにおける補正係数Ｇ（ｉ）は、次式により求められる。
【００４４】
Ｇ（ｉ）＝Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ
Ｇｋ（ｉ）＝（Ｚｃ（ｉ）／Ｚｃｔ（ｉ））／（Ｚｒ（ｉ）／Ｚｒｔ（ｉ））
Ｚｃｔ（ｉ）＝−ｊ／（２π・ｆ（ｉ）・Ｃ）
Ｚｒｔ（ｉ）＝Ｒ／（１＋２π・ｆ（ｉ）・Ｃｐ・Ｒ）
【００４５】
なお、ｉは、各測定点を区別するための番号であり、また、各測定点に対応する数値配列の各要素を区別するための要素番号である。ｆ（ｉ）は、測定点ｉにおける測定周波数ｆである。Ｚｃ（ｉ）は、測定点ｉにおける素子１１０のインピーダンス測定値である。Ｚｒ（ｉ）は、測定点ｉにおける抵抗器１２０のインピーダンス測定値である。Ｚｃｔ（ｉ）は、Ｚｃ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおける素子１１０のインピーダンスの真値である。Ｚｒｔ（ｉ）は、Ｚｒ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおける抵抗器１２０のインピーダンスの真値である。Ｃｐは、抵抗器１２０の既知の寄生容量である。Ｇｎは、最大測定周波数におけるＧｋ（ｉ）である。
【００４６】
念のため、上式の導出過程を以下に示す。まず、インピーダンスの測定値Ｚａは、以下の一般式で表現することができる。
【００４７】
Ｚａ＝Ｖａ／Ｉａ
Ｖａ＝Ｖｏ・（１＋ｅｆｖ）（１＋ｅａｖ）
Ｉａ＝Ｉｏ・（１＋ｅｆｉ）（１＋ｅａｉ）
【００４８】
ただし、Ｖａは、被測定物に印加される電圧の測定値である。Ｉａは、被測定物を流れる電流の測定値である。Ｖｏは、被測定物に印加される電圧である。Ｉｏは、被測定物を流れる電流である。ｅｆｖは、被測定物に印加される電圧を測定する際に生じる周波数誤差である。ｅｆｉは、被測定物を流れる電流を測定する際に生じる周波数誤差である。ｅａｖは、被測定物に印加される電圧を測定する際に生じる直線性誤差である。ｅａｉは、被測定物を流れる電流を測定する際に生じる直線性誤差である。
【００４９】
被測定物のインピーダンスＺｏは、Ｚｏ＝Ｖｏ／Ｉｏ、である。また、素子１１０および抵抗器１２０に印加される電圧がそれぞれ実質的に一定に保たれているので、周波数誤差ｅｆｖおよびｅｆｉならびに直線性誤差ｅａｖは、測定信号Ｓの周波数に依らず、変化しない。従って、ＺｃとＺｃｔとの関係、および、ＺｒとＺｒｔとの関係は、次式のように表される。
【００５０】
Ｚｃ＝Ｚｃｔ・（（１＋ｅ１）／（１＋ｅ２））・（（１＋ｅ３）／（１＋ｅａｉｃ））
Ｚｒ＝Ｚｒｔ・（（１＋ｅ１）／（１＋ｅ２））・（（１＋ｅ３）／（１＋ｅａｉｒ））
【００５１】
ただし、ｅ１は、測定周波数ｆ（ｉ）における周波数誤差ｅｆｖである。ｅ２は、測定周波数ｆ（ｉ）における周波数誤差ｅｆｉである。ｅ３は、測定周波数ｆ（ｉ）における直線性誤差ｅａｖである。ｅａｉｃは、測定周波数ｆ（ｉ）において素子１１０を流れる電流を測定する際に生じる直線性誤差ｅａｉである。ｅａｉｒは、測定周波数ｆ（ｉ）において抵抗器１２０を流れる電流を測定する際に生じる直線性誤差ｅａｉである。
【００５２】
上記２式のうち一方を、もう一方に代入して、さらに変形すると、以下の式が得られる。そして、その式をＧｋとする。
【００５３】
（１＋ｅａｉｒ）／（１＋ｅａｉｃ）
＝（Ｚｃ／Ｚｃｔ）／（Ｚｒ／Ｚｒｔ）
＝Ｇｋ
【００５４】
Ｇｋには、直線性誤差ｅａｉｒが含まれている。しかし、抵抗器１２０に印加される電圧がそれぞれ実質的に一定に保たれているので、直線性誤差ｅａｉｒもまた一定である。ここで、測定点ｉにおけるＧｋをＧｋ（ｉ）とする。そして、全てのＧｋ（ｉ）の中から１つを選択してＧｎとし、そのＧｎによって全てのＧｋ（ｉ）を正規化する。そして、その正規化されたＧｋ（ｉ）を補正係数Ｇ（ｉ）とする。
【００５５】
Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ＝Ｇ（ｉ）
【００５６】
Ｇ（ｉ）は、直線性誤差ｅａｉｃの相対的変化を表している。この正規化により、直線性誤差ｅａｉｒを無視できるようになる。また、被測定物の定義値（既知の特性値）の誤差、すなわち、容量値Ｃや抵抗値Ｒの誤差をも無視できるようになる。そして、補正係数Ｇ（ｉ）は、インピーダンス測定装置１０が利用可能なように保存される。例えば、補正係数Ｇ（ｉ）は、記憶装置５２０に格納される。
【００５７】
さて、方法１による補正係数の取得において、Ｇｋを求める式中のインピーダンスの真値Ｚｃｔ（ｉ）およびＺｒｔ（ｉ）は、素子１１０および抵抗器１２０のそれぞれを流れる電流の真値に置き換えることもできる。
【００５８】
＜方法２＞
次に、方法（２）により補正係数Ｇを取得する具体的態様について、以下に説明する。以下、図１と図４を参照する。図４は、インピーダンス測定装置１０を用いて、補正係数Ｇを取得する手順を示すフローチャートである。
【００５９】
次に、ステップＳ３０において、素子１３０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。本実施形態では、素子１３０を、インダクタとする。インダクタの周波数−インピーダンス特性は、既知のインダクタンス値Ｌ（＝１００ミリヘンリー）を用いて計算により導出でき、すなわち、既知である。
【００６０】
次に、ステップＳ３１において、素子１３０を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、素子１３０のインピーダンスを測定する。素子１３０を流れる電流の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差の変化量を所定値よりも小さくするためである。所定値は、素子１３０に印加される電圧の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差を所望の精度で検出できる程度に、小さく設定される。
【００６１】
さて、本ステップＳ３１では、素子１３０を流れる電流を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、素子１３０のインピーダンスが素子２１０のインピーダンスよりも十分に小さくなるように、測定周波数ｆの可変範囲が選択される。信号源２００の出力電流が、測定周波数ｆに依らずほとんど変化しないようにするためである。例えば、本実施形態において、素子１３０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスの１／２００以下にする場合、測定周波数ｆは約１５．９ｋＨｚ以下に設定される。また、信号源２００の出力電圧レベルの設定値、素子１３０の特性、または、測定周波数ｆの可変範囲は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００６２】
次に、ステップＳ３２において、抵抗器１２０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００６３】
次に、ステップＳ３３において、抵抗器１２０を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、抵抗器１２０のインピーダンスを測定する。なお、本ステップにおける測定周波数ｆは、ステップＳ３１における測定周波数ｆと同様に変化する。抵抗器１２０を流れる電流を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、出力電圧レベルの設定値、または、抵抗器１２０の特性は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００６４】
次に、ステップＳ３４において、補正係数Ｇを求める。補正係数Ｇは、ステップＳ３１およびステップＳ３３において得られる測定値と、素子１３０および抵抗器１２０の各インピーダンスの真値とを用いて求められる。具体的には、測定点ｉにおける補正係数Ｇ（ｉ）は、次式により求められる。
【００６５】
Ｇ（ｉ）＝Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ
Ｇｋ（ｉ）＝（Ｚｒ（ｉ）／Ｚｒｔ（ｉ））／（Ｚｄ（ｉ）／Ｚｄｔ（ｉ））
Ｚｄｔ（ｉ）＝ｊ・２π・ｆ（ｉ）・Ｌ
【００６６】
なお、Ｚｄ（ｉ）は、測定点ｉにおける素子１３０のインピーダンス測定値である。Ｚｄｔ（ｉ）は、Ｚｄ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおける素子１３０のインピーダンスの真値である。
【００６７】
Ｇ（ｉ）は、直線性誤差ｅａｖｃの相対的変化を表している。この正規化により、直線性誤差ｅａｖｒを無視できるようになる。また、被測定物の定義値の誤差をも無視できるようになる。そして、補正係数Ｇ（ｉ）は、インピーダンス測定装置１０が利用可能なように保存される。例えば、補正係数Ｇ（ｉ）は、記憶装置５２０に格納される。
【００６８】
さて、方法２による補正係数の取得において、Ｇｋを求める式中のインピーダンスの真値Ｚｄｔ（ｉ）およびＺｒｔ（ｉ）は、素子１１０および抵抗器１２０のそれぞれに印加される電圧の真値Ｖｄｔ（ｉ）およびＶｒｔ（ｉ）に置き換えることもできる。
【００６９】
＜方法３＞
次に、方法（３）により補正係数Ｇを取得する具体的態様について、以下に説明する。以下、図１と図５を参照する。図５は、インピーダンス測定装置１０を用いて、補正係数Ｇを取得する手順を示すフローチャートである。
【００７０】
まず、ステップＳ４０において、素子１１０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００７１】
次に、ステップＳ４１において、素子１１０に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、素子１１０を流れる電流を測定する。
【００７２】
さて、本ステップＳ４１では、素子１１０に印加される電圧を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、素子１１０のインピーダンスが素子２１０のインピーダンスよりも十分に大きくなるように、測定周波数ｆの可変範囲が選択される。信号源２００の出力電圧を、ほとんど減衰することなく、素子１１０に印加させるためである。例えば、本実施形態において、素子１１０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスの２００倍以上にする場合、測定周波数ｆは約１５９ｋＨｚ以下に設定される。また、信号源２００の出力電圧レベルの設定値、素子１１０の特性、または、測定周波数ｆの可変範囲は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００７３】
次に、ステップＳ４２において、抵抗器１２０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００７４】
次に、ステップＳ４３において、抵抗器１２０に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、抵抗器１２０を流れる電流を測定する。なお、本ステップにおける測定周波数ｆは、ステップＳ４１における測定周波数ｆと同様に変化する。また、抵抗器１２０に印加される電圧を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。
【００７５】
次に、ステップＳ４４において、補正係数Ｇを求める。補正係数Ｇは、ステップＳ４１およびステップＳ４３において得られる測定値と、素子１１０および抵抗器１２０のそれぞれを流れる電流の真値とを用いて求められる。具体的には、測定点ｉにおける補正係数Ｇ（ｉ）は、次式により求められる。
【００７６】
Ｇ（ｉ）＝Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ
Ｇｋ（ｉ）＝（Ｉｒ（ｉ）／Ｉｒｔ（ｉ））／（Ｉｃ（ｉ）／Ｉｃｔ（ｉ））
Ｉｃｔ（ｉ）＝Ｅ／（Ｚｏ＋Ｚｃｔ（ｉ））≒Ｅ／Ｚｃｔ（ｉ）
Ｉｒｔ（ｉ）＝Ｅ／（Ｚｏ＋Ｚｒｔ（ｉ））≒Ｅ／Ｚｒｔ（ｉ）
【００７７】
ここで、Ｉｃ（ｉ）は、測定点ｉにおいて素子１１０を流れる電流の測定値である。Ｉｃｔ（ｉ）は、Ｉｃ（ｉ）に対する理論的真値である。Ｉｒ（ｉ）は、測定点ｉにおいて抵抗器１２０を流れる電流の測定値である。Ｉｒｔ（ｉ）は、Ｉｒ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおいて抵抗器１２０を流れる電流の真値である。Ｅは、信号源２００の出力電圧レベルである。Ｚｏは、素子２１０の既知のインピーダンス値（５０オーム）である。
【００７８】
Ｇ（ｉ）は、直線性誤差ｅａｉｃの相対的変化を表している。この正規化により、被測定物の定義値の誤差を無視できるようになる。そして、補正係数Ｇ（ｉ）は、インピーダンス測定装置１０が利用可能なように保存される。例えば、補正係数Ｇ（ｉ）は、記憶装置５２０に格納される。
【００７９】
さて、方法３による補正係数の取得において、Ｇｋを求める式中の電流の真値Ｉｃｔ（ｉ）およびＩｒｔ（ｉ）は、素子１１０および抵抗器１２０の各インピーダンスの真値Ｚｃｔ（ｉ）およびＺｒｔ（ｉ）に置き換えることもできる。
【００８０】
＜方法４＞
次に、方法（４）により補正係数Ｇを取得する具体的態様について、以下に説明する。以下、図１と図６を参照する。図６は、インピーダンス測定装置１０を用いて、補正係数Ｇを取得する手順を示すフローチャートである。
【００８１】
まず、ステップＳ５０において、素子１３０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００８２】
次に、ステップＳ５１において、素子１３０を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、素子１３０に印加される電圧を測定する。
【００８３】
さて、本ステップでは、素子１３０を流れる電流を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、素子１３０のインピーダンスが素子２１０のインピーダンスよりも十分に小さくなるように、測定周波数ｆの可変範囲が選択される。信号源２００の出力電流が、測定周波数ｆに依らず、ほとんど変化しないようにするためである。例えば、本実施形態において、素子１３０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスの１／２００以下にする場合、測定周波数ｆは約１５．９ｋＨｚ以下に設定される。また、信号源２００の出力電圧レベルの設定値、素子１３０の特性、または、測定周波数ｆの可変範囲は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００８４】
次に、ステップＳ５２において、抵抗器１２０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００８５】
次に、ステップＳ５３において、抵抗器１２０を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、抵抗器１２０に印加される電圧を測定する。なお、本ステップにおける測定周波数ｆは、ステップＳ５１における測定周波数ｆと同様に変化する。また、抵抗器１２０を流れる電流を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。
【００８６】
次に、ステップＳ５４において、補正係数Ｇを求める。補正係数Ｇは、ステップＳ５１およびステップＳ５３において得られる測定値と、素子１３０および抵抗器１２０のそれぞれに印加される電圧の真値とを用いて求められる。具体的には、測定点ｉにおける補正係数Ｇ（ｉ）は、次式により求められる。
【００８７】
Ｇ（ｉ）＝Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ
Ｇｋ（ｉ）＝（Ｖｒ（ｉ）／Ｖｒｔ（ｉ））／（Ｖｄ（ｉ）／Ｖｄｔ（ｉ））
Ｖｄｔ（ｉ）＝Ｅ・Ｚｄｔ（ｉ）／（Ｚｏ＋Ｚｄｔ（ｉ））
≒Ｅ・Ｚｄｔ（ｉ）／Ｚｏ
Ｖｒｔ（ｉ）＝Ｅ・Ｚｒｔ（ｉ）／（Ｚｏ＋Ｚｒｔ（ｉ））
≒Ｅ・Ｚｒｔ（ｉ）／Ｚｏ
【００８８】
ここで、Ｖｄ（ｉ）は、測定点ｉにおいて素子１３０に印加される電圧の測定値である。Ｖｄｔ（ｉ）は、Ｖｄ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおいて素子１３０に印加される電圧の真値である。
【００８９】
Ｇ（ｉ）は、直線性誤差ｅａｖｃの相対的変化を表している。この正規化により、被測定物の定義値の誤差を無視できるようになる。そして、補正係数Ｇ（ｉ）は、インピーダンス測定装置１０が利用可能なように保存される。例えば、補正係数Ｇ（ｉ）は、記憶装置５２０に格納される。
【００９０】
さて、方法４による補正係数の取得において、Ｇｋを求める式中の電圧の真値Ｖｄｔ（ｉ）およびＶｒｔ（ｉ）は、素子１１０および抵抗器１２０の各インピーダンスの真値Ｚｄｔ（ｉ）およびＺｒｔ（ｉ）に置き換えることもできる。
【００９１】
なお、補正係数がアナログ・ディジタル変換器４３０の出力データに対する除数として与えられる場合には、上記の方法で求められるＧ（ｉ）の逆数Ｇｄ（ｉ）を求めれば良い。そして、ステップＳ１２における補正は、Ｙ１＝Ｘ１／Ｇｄ（１）、に従う。補正係数が、アナログ・ディジタル変換器４３０の出力データに対する加数や減数である場合にも、Ｇ（ｉ）から求めることができるであろう。
【００９２】
また、図３〜図６のそれぞれにおける各ステップは、インピーダンス測定装置１０に内蔵されるプロセッサなどの制御装置が、予め用意されたプログラムを実行することにより、インピーダンス測定装置１０を制御して為されるものである。または、インピーダンス測定装置１０に外部接続されるコンピュータなどの制御装置が、予め用意されたプログラムを実行することにより、インピーダンス測定装置１０を制御して為されるものである。
【００９３】
また、本実施形態において、素子１１０は素子１３０に置き換えることができる。また、その逆に、素子１３０は素子１１０に置き換えることができる。それらの置き換えが施された場合、測定周波数ｆの可変範囲が変わるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明のインピーダンス測定装置１０の構成を示す図である。
【図２】インピーダンス測定装置１０の動作を示すフローチャートである。
【図３】補正係数を取得するための手順を示すフローチャートである。
【図４】補正係数を取得するための手順を示すフローチャートである。
【図５】補正係数を取得するための手順を示すフローチャートである。
【図６】補正係数を取得するための手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００９５】
１０ インピーダンス測定装置
１００ 被測定物
１１０，１３０，２１０ 素子
１２０ 抵抗器
２００ 信号源
３００ 電流電圧変換器
３１０ ヌルアンプ
３２０ レンジ抵抗器
３３０ 帰還ループ
４００ ベクトル比検出器
４１０，４１１ バッファ
４２０ スイッチ
４３０ アナログ・ディジタル変換器
５００ 補正装置
５１０ プロセッサ
５２０ 記憶装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インピーダンス測定装置の測定誤差を補正するための技術に係り、特に、アナログ・ディジタル変換器の直線性に起因して生じる測定誤差を補正するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
最近の測定器には、アナログ・ディジタル変換器が多用されている。例えば、インピーダンス測定装置は、測定信号を被測定物に印加し、被測定物を流れる電流と被測定物に印加される電圧を測定し、それらの測定結果に基づいて被測定物のインピーダンスを求めることにより、被測定物のインピーダンスを測定する。インピーダンス測定装置において、電圧は、ベクトル比検出器（ＶＲＤ；Vector Ratio Detector）内のアナログ・ディジタル変換器によってディジタル化され、電流は、電流電圧変換器によって電圧に変換された後に同アナログ・ディジタル変換器によってディジタル化される。
【０００３】
【特許文献１】特開平成１０−１０８０４１号公報（第２〜４頁、図１）
【特許文献２】特開平成１１−３４６１５３号公報（第２〜４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
アナログ・ディジタル変換器が有する直線性誤差は、測定誤差の要因の１つである。例えば、１４ビット・アナログ・ディジタル変換器は、性能が良いものでも、そのＳＦＤＲ（スプリアス−フリー・ダイナミック・レンジ）が９０〜１００ｄＢ程度である。仮に、そのようなアナログ・ディジタル変換器にフル・スケールの１／５の信号が入力される場合、５０〜１５０ｐｐｍ程度の誤差を生じる。この値は、現在のインピーダンス測定装置では、許容できない値である。この誤差を軽減するためには、より高分解能で直線性特性が優れたアナログ・ディジタル変換器を用いる必要がある。一般に、アナログ・ディジタル変換器の分解能が高くなるにつれて、アナログ・ディジタル変換器の変換速度は遅くなる。そのような低速のアナログ・ディジタル変換器で、より高速すなわち高周波の信号を測定する場合、周波数変換（ダウン・コンバージョン）のためのミキサや局部信号源を要する。これらの追加の部品は、回路規模やコストの増大を招く。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上記の課題を解決するために、周波数に応じてインピーダンスが変化する素子に、インピーダンス測定装置が生成する被測定信号を素子に印加し、素子に印加される電圧または素子を流れる電流または素子のインピーダンスをインピーダンス測定装置で測定する。これらの測定値は、素子のインピーダンスに応じて変化する。素子のインピーダンスは、上記測定中に、測定信号の周波数を変更することにより、制御される。インピーダンス測定装置に具備されるアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数は、電圧もしくは電流もしくはインピーダンスの測定値および真値から求められる。そして、補正係数Ｇは、インピーダンス測定装置で利用可能なように、記憶手段に格納される。一方、インピーダンス測定装置は、その格納された補正係数Ｇを用いて、インピーダンス測定装置内のアナログ・ディジタル変換器の出力データを補正する。
【０００６】
要するに本第一の発明は、インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子を流れる電流を、前記素子に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、前記第一のステップにおける測定値、ならびに、前記素子のインピーダンスの真値または前記素子を流れる電流の真値を用いて、前記補正係数を求める第二のステップと、を含むことを特徴とするものである。
【０００７】
また、本第二の発明は、インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子を流れる電流を、前記素子に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、抵抗値が既知であり且つ前記測定装置に被測定物として接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される抵抗器のインピーダンスまたは前記抵抗器を流れる電流を、前記抵抗器に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第二のステップと、前記第一および前記第二のステップにおける測定値、ならびに、前記素子および前記抵抗器のインピーダンスの真値もしくは前記素子および前記抵抗器を流れる電流の真値を用いて、前記補正係数を求める第三のステップと、を含むことを特徴とするものである。
【０００８】
さらに、本第三の発明は、インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子に印加される電圧を、前記素子を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、前記第一のステップにおける測定値、ならびに、前記素子のインピーダンスの真値または前記素子に印加される電圧の真値を用いて、前記補正係数を導出する第二のステップと、を含むことを特徴とするものである。
【０００９】
またさらに、本第四の発明は、インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子に印加される電圧を、前記素子を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、抵抗値が既知であり且つ前記測定装置に被測定物として接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される抵抗器のインピーダンスまたは前記抵抗器に印加される電圧を、前記抵抗器を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第二のステップと、前記第一および前記第二のステップにおける測定値、ならびに、前記素子および前記抵抗器のインピーダンスの真値または前記素子および前記抵抗器に印加される電圧の真値を用いて、前記補正係数を求める第三のステップと、を含むことを特徴とするものである。
【００１０】
また、本第五の発明は、本第一乃至本第四のいずれかの発明方法において、前記素子が、キャパシタまたはインダクタであることを特徴とするものである。
【００１１】
さらに、本第六の発明は、本第一乃至本第五のいずれかの発明方法において、前記補正係数が、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに対する乗数または除数であることを特徴とするものである。
【００１２】
またさらに、本第七の発明は、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、本第一乃至本第六のいずれかの方法により得られる補正係数が格納された記憶手段と、前記記憶手段に格納された補正係数を用いて、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データを補正する演算手段と、を備えることを特徴とするものである。
【００１３】
また、本八の発明は、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、前記アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数であって、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに対する乗数または除数である補正係数が格納された記憶手段と、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに前記補正係数を乗ずる演算手段と、を備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、高精度電圧源を別に用意することなく、アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を得ることができる。また、その補正係数Ｇは、測定信号の周波数の制御精度に依存した精度で取得される。そして、インピーダンス測定装置は、その補正係数Ｇを利用することにより、アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正することができる。これにより、インピーダンス測定装置において、測定精度を損なうことなく、より高速なアナログ・ディジタル変換器が利用できるようになる。
【００１５】
なお、本発明には、アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差のみならず、アナログ・ディジタル変換器の前置回路の直線性誤差を低減する効果もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明を添付の図面に示す好適実施形態に基づいて説明する。本発明の第一の実施形態は、インピーダンス測定装置１０である。まず、インピーダンス測定装置１０の構成と動作について説明する。そして、その後に、インピーダンス測定装置１０で用いられる補正係数の取得について説明する。
【００１７】
（インピーダンス測定装置１０の構成）
ここで、図１を参照する。図１は、インピーダンス測定装置１０の構成を示す図である。図１において、インピーダンス測定装置１０は、自動平衡ブリッジ法により、被測定物１００のインピーダンスを測定する装置である。インピーダンス測定装置１０は、信号源２００と、電流電圧変換器３００と、ベクトル比検出器４００と、補正装置５００とを備える。
【００１８】
被測定物１００は、少なくとも２つの端子を有する被測定物である。被測定物１００が３以上の端子を有する場合、それらの端子のうち２つが測定に用いられる。被測定物１００は、４つの端子（Ｈｐｏｔ、Ｈｃｕｒ、Ｌｐｏｔ、Ｌｃｕｒ）を介して、インピーダンス測定装置１０と接続されている。
【００１９】
信号源２００は、被測定物１００に印加するための測定信号Ｓを発生する信号発生器である。測定信号Ｓは、正弦波信号である。測定信号Ｓの周波数ｆは、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）技術またはＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）技術により可変である。従って、周波数ｆは、５０ｐｐｍの絶対精度もしくは１０ｐｐｍの相対精度で制御される。以下、測定信号Ｓの周波数ｆは、測定周波数ｆと称する。信号源２００は、Ｈｃｕｒ端子を介して被測定物１００に接続される。また、信号源２００は、Ｈｃｕｒ端子およびＨｐｏｔ端子を介して、ベクトル比検出器４００にも接続される。素子２１０は、信号源２００の出力インピーダンスを表し、周波数に依らずほぼ一定の５０オームのインピーダンスＺｏを呈する。
【００２０】
電流電圧変換器３００は、被測定物１００を流れる電流を電圧に変換する装置である。従って、電流電圧変換器３００の出力端には、被測定物１００を流れる電流を表す電圧信号が現れる。電流電圧変換器３００は、ヌルアンプ３１０と、レンジ抵抗器３２０とを備える。ヌルアンプ３１０およびレンジ抵抗器３２０は、帰還ループ３３０を形成している。帰還ループ３３０は、ヌルループとも称される。
【００２１】
ヌルアンプ３１０は、レンジ抵抗器３２０を流れる電流と被測定物１００を流れる電流とを平衡させることにより、ヌルアンプ３１０の入力端に流れ込む電流を零にするような信号を出力する装置である。レンジ抵抗器３２０を流れる電流と被測定物１００を流れる電流とが平衡する時、Ｌｐｏｔ端子は仮想接地される。ヌルアンプ３１０は、図示しないが、一般に、零位検出器、ベクトル検波器、狭帯域増幅器、および、ベクトル変調器で構成される。
【００２２】
レンジ抵抗器３２０は、図中に詳しく示していないが、１つの抵抗器、または、抵抗値が異なる複数の抵抗器から構成されている。それら複数の抵抗器は、測定するインピーダンスに応じて選択される。
【００２３】
ベクトル比検出器４００は、バッファ４１０と、バッファ４１１と、スイッチ４２０と、アナログ・ディジタル変換器４３０とを備える。バッファ４１０には、Ｈｐｏｔ端子における信号、すなわち、被測定物１００に印加される信号が入力される。バッファ４１１には、電流電圧変換器３００の出力信号が入力される。スイッチ４２０は、バッファ４１０の出力端、または、バッファ４１１の出力端のいずれか一方を、アナログ・ディジタル変換器４３０の入力端に、選択的に接続する。なお、図において、Ｅｄｕｔは、被測定物１００に印加される信号の電圧を表す。また、Ｅｒｒは、電流電圧変換器３００の出力信号の電圧を表す。アナログ・ディジタル変換器４３０から出力されるデータは、補正装置５００へ供給される。なお、アナログ・ディジタル変換器４３０がホールド回路を要する場合には、サンプル・アンド・ホールド回路（不図示）などがアナログ・ディジタル変換器４３０の前段に適宜備えられるものとする。
【００２４】
補正装置５００は、アナログ・ディジタル変換器４３０から出力されるデータを補正する装置である。補正装置５００は、プロセッサ５１０と、記憶装置５２０とを備える。プロセッサ５１０は、データ処理機能を有する装置である。プロセッサ５１０は、例えば、ＣＰＵ、ＭＰＵ、ＤＳＰ、ＲＩＳＣ、または、それらの少なくとも１つを含むＦＰＧＡもしくはＡＳＩＣである。本実施形態において、プロセッサ５１０は、インピーダンス測定装置１０内の他の構成要素を制御する。なお、プロセッサ５１０は、インピーダンス測定装置１０内の他の構成要素を制御する装置と別々であっても良い。また、プロセッサ５１０または補正装置５００は、インピーダンス測定装置１０の内部に備えられるコンピュータ、または、有線通信手段または無線通信手段によりインピーダンス測定装置１０に接続される外部コンピュータと置き換えることができる。記憶装置５２０は、少なくとも１つの補正係数Ｇが格納される記憶装置である。補正係数Ｇとは、アナログ・ディジタル変換器４３０から出力されるデータを補正するために必要な値（データ）である。また、補正係数Ｇは、加数、減数、乗数、除数、または、多項式の各項の係数などである。記憶装置５２０は、補正係数Ｇを格納する機能を有する装置であれば良く、例えば、フラッシュメモリなどで構成される。
【００２５】
（インピーダンス測定装置１０の動作）
次に、インピーダンス測定装置１０の測定動作を、以下に説明する。ここで、図１に加えて図２を参照する。図２は、インピーダンス測定装置１０を用いて、被測定物のインピーダンスを測定する手順を示すフローチャートである。
【００２６】
まず、ステップＳ１０において、被測定物１００がインピーダンス測定装置１０に接続される。被測定物１００の一端がＨｐｏｔ端子およびＨｃｕｒ端子に、被測定物１００の他の一端がＬｐｏｔ端子およびＬｃｕｒ端子に、それぞれ接続される。
【００２７】
次に、ステップＳ１１において、信号源２００から測定信号Ｓが出力され、被測定物１００に印加される電圧が測定され、被測定物１００を流れる電流が測定される。スイッチ４２０が端子ａを選択しているとき、アナログ・ディジタル変換器４３０は、被測定物１００に印加される電圧を表す信号をディジタル変換する。また、スイッチ４２０が端子ｂを選択しているとき、アナログ・ディジタル変換器４３０は、被測定物１００を流れる電流を表す信号をディジタル変換する。スイッチ４２０の選択状態は、一回の電流または電圧の測定毎、所定回数の電流または電圧の測定毎、あるいは、所定時間毎に切り替わる。
【００２８】
次に、ステップＳ１２において、アナログ・ディジタル変換器４３０から出力される変換結果を補正する。プロセッサ５１０が、記憶装置５２０に格納される補正係数Ｇを用いて補正を実施する。ここで、アナログ・ディジタル変換器４３０の出力データをＸとする。また、補正係数Ｇは、データに対する乗数の配列Ｇ（ｉ）とする。なお、ｉは、要素番号である。さて、例えば、アナログ・ディジタル変換器４３０の出力データＸ１に対応する補正係数Ｇ（１）が記憶装置５２０に存在する場合、Ｘ１は次式のように補正され、補正後のデータＹ１が得られる。
【００２９】
Ｙ１＝Ｘ１・Ｇ（１）
【００３０】
また、対応する補正係数Ｇが存在しない場合、記憶装置５２０に存在する補正係数Ｇを用いて線形補間により、対応する補正係数Ｇが算出される。例えば、アナログ・ディジタル変換器４３０の出力データＸ６に対応する補正係数Ｇが存在せず、その代わりに、出力データＸ４に対応する補正係数Ｇ（２）、および、出力データＸ８に対応する補正係数Ｇ（３）が存在し、出力データＸ６がＸ４とＸ８との間の値である場合、Ｘ６は次式のように補正され、補正後のデータＹ６が得られる。
【００３１】
Ｙ６＝Ｘ６・（Ｇ（２）・（Ｘ８−Ｘ６）＋Ｇ（３）・（Ｘ６−Ｘ４））／（Ｘ８−Ｘ４）
【００３２】
最後に、ステップＳ１３において、被測定物１００のインピーダンスが求められる。具体的には、ステップＳ１２において得られる補正後の電流測定データおよび電圧測定データから、インピーダンスが計算により求められる。言うまでもないが、インピーダンスは、電圧測定値（データ）を電流測定値（データ）で除することにより導出される。なお、詳細には述べないが、本ステップにおいて、予め校正により得られた校正係数による補正も実施される。また、本ステップにおいて得られたインピーダンスは、被測定物１００のインピーダンス測定値として、図示しない表示装置、通信装置または記憶装置などの出力装置に出力される。
【００３３】
（補正係数Ｇの取得方法と手順）
さて、記憶装置５２０に格納されている補正係数Ｇは、インピーダンス測定装置１０により、被測定物１００を測定する前に取得される。補正係数Ｇの取得は、周波数に応じてインピーダンスが変化する素子をインピーダンス測定装置１０で測定することにより実施される。以下、周波数に応じてインピーダンスが変化する素子を、リアクタンス性素子とも称する。まず、測定周波数ｆを制御して、リアクタンス性素子のインピーダンスを変えることにより、同素子に印加される電圧または同素子を流れる電流を変化させる。そして、その変化する電圧もしくは電流の測定値、または、そのリアクタンス性素子のインピーダンス測定値と、その電圧または電流またはインピーダンスの真値とに基づいて、補正係数Ｇが求められる。
【００３４】
なお、測定中は、リアクタンス性素子に印加される電圧または同素子を流れる電流が実質的に一定に保たれる。より詳しく言えば、リアクタンス性素子に印加される電圧の変動に起因して、その電圧の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差の変動が所定値よりも小さくなるように、その電圧が維持される。または、リアクタンス性素子を流れる電流の変動に起因して、その電流の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差の変動が所定値よりも小さくなるように、その電流が維持される。これは、電圧Ｅｄｕｔの測定に起因する生じるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差と、電圧Ｅｒｒの測定に起因して生じるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差とを分離して扱えるようにするためである。なお、所定値は、アナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差を補正するための係数を求める精度に応じて決定される。
【００３５】
また、上記の方法によれば、補正係数に周波数依存性が含まれる場合がある。この周波数依存性は、アナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差とは関係ない。補正係数から周波数依存性を除去するために、上記リアクタンス性素子に代えて、さらに抵抗器を測定する。そして、リアクタンス性素子および抵抗器についての、電圧または電流またはインピーダンスの測定値および真値に基づき、周波数依存性が除去された補正係数Ｇが求められる。
【００３６】
補正係数Ｇを求める方法は、大きく分けて４種類ある。すなわち、（１）リアクタンス性素子に印加される電圧を実質的に一定にしたときの同素子のインピーダンス測定値とそのインピーダンスの真値を用いる方法、または、（２）同素子を流れる電流を実質的に一定にしたときの同素子のインピーダンス測定値とそのインピーダンスの真値を用いる方法、（３）同素子を流れる電流の測定値とその電流の真値を用いる方法、もしくは、（４）同素子に印加される電圧の測定値とその電圧の真値を用いる方法、がある。
【００３７】
＜方法１＞
まず、方法（１）により補正係数Ｇを取得する具体的態様について、以下に説明する。以下、図１と図３を参照する。図３は、インピーダンス測定装置１０を用いて、補正係数Ｇを取得する手順を示すフローチャートである。
【００３８】
まず、ステップＳ２０において、周波数に応じてインピーダンスが変化する素子１１０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。本実施形態では、素子１１０を、アジレント社製品の標準コンデンサ（製品型番：１６３８６Ａ）とする。キャパシタ標準の周波数−インピーダンス特性は、仕様として提供される既知の容量値Ｃ（＝１００ピコファラッド）を用いて計算により導出でき、すなわち、既知である。
【００３９】
次に、ステップＳ２１において、素子１１０に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、素子１１０のインピーダンスを測定する。素子１１０に印加される電圧の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差の変化量を所定値よりも小さくするためである。所定値は、素子１１０を流れる電流の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差を所望の精度で検出できる程度に、小さく設定される。
【００４０】
さて、本ステップＳ２１では、素子１１０に印加される電圧を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、素子１１０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスよりも十分に大きくなるように、測定周波数ｆの可変範囲が選択される。信号源２００の出力電圧を、ほとんど減衰させることなく、素子１１０に印加させるためである。例えば、本実施形態において、素子１１０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスの２００倍以上にする場合、測定周波数ｆは約１５９ｋＨｚ以下に設定される。また、信号源２００の出力電圧レベルの設定値、素子１１０の特性、または、測定周波数ｆの可変範囲は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００４１】
次に、ステップＳ２２において、抵抗器１２０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。抵抗器１２０の抵抗値は既知である。本実施形態では、抵抗器１２０を、アジレント社製品の標準抵抗器（製品型番：４２０３８Ａ）とする。この標準抵抗器は、１０キロオームの抵抗値Ｒを有する。
【００４２】
次に、ステップＳ２３において、抵抗器１２０に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、抵抗器１２０のインピーダンスを測定する。なお、本ステップにおける測定周波数ｆは、ステップＳ２１における測定周波数ｆと同様に変化する。抵抗器１２０に印加される電圧を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、出力電圧レベルの設定値、または、抵抗器１２０の特性は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００４３】
次に、ステップＳ２４において、補正係数Ｇを求める。補正係数Ｇは、ステップＳ２１およびステップＳ２３において得られる測定値と、素子１１０および抵抗器１２０の各インピーダンスの真値とを用いて求められる。具体的には、測定点ｉにおける補正係数Ｇ（ｉ）は、次式により求められる。
【００４４】
Ｇ（ｉ）＝Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ
Ｇｋ（ｉ）＝（Ｚｃ（ｉ）／Ｚｃｔ（ｉ））／（Ｚｒ（ｉ）／Ｚｒｔ（ｉ））
Ｚｃｔ（ｉ）＝−ｊ／（２π・ｆ（ｉ）・Ｃ）
Ｚｒｔ（ｉ）＝Ｒ／（１＋２π・ｆ（ｉ）・Ｃｐ・Ｒ）
【００４５】
なお、ｉは、各測定点を区別するための番号であり、また、各測定点に対応する数値配列の各要素を区別するための要素番号である。ｆ（ｉ）は、測定点ｉにおける測定周波数ｆである。Ｚｃ（ｉ）は、測定点ｉにおける素子１１０のインピーダンス測定値である。Ｚｒ（ｉ）は、測定点ｉにおける抵抗器１２０のインピーダンス測定値である。Ｚｃｔ（ｉ）は、Ｚｃ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおける素子１１０のインピーダンスの真値である。Ｚｒｔ（ｉ）は、Ｚｒ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおける抵抗器１２０のインピーダンスの真値である。Ｃｐは、抵抗器１２０の既知の寄生容量である。Ｇｎは、最大測定周波数におけるＧｋ（ｉ）である。
【００４６】
念のため、上式の導出過程を以下に示す。まず、インピーダンスの測定値Ｚａは、以下の一般式で表現することができる。
【００４７】
Ｚａ＝Ｖａ／Ｉａ
Ｖａ＝Ｖｏ・（１＋ｅｆｖ）（１＋ｅａｖ）
Ｉａ＝Ｉｏ・（１＋ｅｆｉ）（１＋ｅａｉ）
【００４８】
ただし、Ｖａは、被測定物に印加される電圧の測定値である。Ｉａは、被測定物を流れる電流の測定値である。Ｖｏは、被測定物に印加される電圧である。Ｉｏは、被測定物を流れる電流である。ｅｆｖは、被測定物に印加される電圧を測定する際に生じる周波数誤差である。ｅｆｉは、被測定物を流れる電流を測定する際に生じる周波数誤差である。ｅａｖは、被測定物に印加される電圧を測定する際に生じる直線性誤差である。ｅａｉは、被測定物を流れる電流を測定する際に生じる直線性誤差である。
【００４９】
被測定物のインピーダンスＺｏは、Ｚｏ＝Ｖｏ／Ｉｏ、である。また、素子１１０および抵抗器１２０に印加される電圧がそれぞれ実質的に一定に保たれているので、周波数誤差ｅｆｖおよびｅｆｉならびに直線性誤差ｅａｖは、測定信号Ｓの周波数に依らず、変化しない。従って、ＺｃとＺｃｔとの関係、および、ＺｒとＺｒｔとの関係は、次式のように表される。
【００５０】
Ｚｃ＝Ｚｃｔ・（（１＋ｅ１）／（１＋ｅ２））・（（１＋ｅ３）／（１＋ｅａｉｃ））
Ｚｒ＝Ｚｒｔ・（（１＋ｅ１）／（１＋ｅ２））・（（１＋ｅ３）／（１＋ｅａｉｒ））
【００５１】
ただし、ｅ１は、測定周波数ｆ（ｉ）における周波数誤差ｅｆｖである。ｅ２は、測定周波数ｆ（ｉ）における周波数誤差ｅｆｉである。ｅ３は、測定周波数ｆ（ｉ）における直線性誤差ｅａｖである。ｅａｉｃは、測定周波数ｆ（ｉ）において素子１１０を流れる電流を測定する際に生じる直線性誤差ｅａｉである。ｅａｉｒは、測定周波数ｆ（ｉ）において抵抗器１２０を流れる電流を測定する際に生じる直線性誤差ｅａｉである。
【００５２】
上記２式のうち一方を、もう一方に代入して、さらに変形すると、以下の式が得られる。そして、その式をＧｋとする。
【００５３】
（１＋ｅａｉｒ）／（１＋ｅａｉｃ）
＝（Ｚｃ／Ｚｃｔ）／（Ｚｒ／Ｚｒｔ）
＝Ｇｋ
【００５４】
Ｇｋには、直線性誤差ｅａｉｒが含まれている。しかし、抵抗器１２０に印加される電圧がそれぞれ実質的に一定に保たれているので、直線性誤差ｅａｉｒもまた一定である。ここで、測定点ｉにおけるＧｋをＧｋ（ｉ）とする。そして、全てのＧｋ（ｉ）の中から１つを選択してＧｎとし、そのＧｎによって全てのＧｋ（ｉ）を正規化する。そして、その正規化されたＧｋ（ｉ）を補正係数Ｇ（ｉ）とする。
【００５５】
Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ＝Ｇ（ｉ）
【００５６】
Ｇ（ｉ）は、直線性誤差ｅａｉｃの相対的変化を表している。この正規化により、直線性誤差ｅａｉｒを無視できるようになる。また、被測定物の定義値（既知の特性値）の誤差、すなわち、容量値Ｃや抵抗値Ｒの誤差をも無視できるようになる。そして、補正係数Ｇ（ｉ）は、インピーダンス測定装置１０が利用可能なように保存される。例えば、補正係数Ｇ（ｉ）は、記憶装置５２０に格納される。
【００５７】
さて、方法１による補正係数の取得において、Ｇｋを求める式中のインピーダンスの真値Ｚｃｔ（ｉ）およびＺｒｔ（ｉ）は、素子１１０および抵抗器１２０のそれぞれを流れる電流の真値に置き換えることもできる。
【００５８】
＜方法２＞
次に、方法（２）により補正係数Ｇを取得する具体的態様について、以下に説明する。以下、図１と図４を参照する。図４は、インピーダンス測定装置１０を用いて、補正係数Ｇを取得する手順を示すフローチャートである。
【００５９】
次に、ステップＳ３０において、素子１３０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。本実施形態では、素子１３０を、インダクタとする。インダクタの周波数−インピーダンス特性は、既知のインダクタンス値Ｌ（＝１００ミリヘンリー）を用いて計算により導出でき、すなわち、既知である。
【００６０】
次に、ステップＳ３１において、素子１３０を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、素子１３０のインピーダンスを測定する。素子１３０を流れる電流の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差の変化量を所定値よりも小さくするためである。所定値は、素子１３０に印加される電圧の測定値に含まれるアナログ・ディジタル変換器４３０の直線性誤差を所望の精度で検出できる程度に、小さく設定される。
【００６１】
さて、本ステップＳ３１では、素子１３０を流れる電流を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、素子１３０のインピーダンスが素子２１０のインピーダンスよりも十分に小さくなるように、測定周波数ｆの可変範囲が選択される。信号源２００の出力電流が、測定周波数ｆに依らずほとんど変化しないようにするためである。例えば、本実施形態において、素子１３０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスの１／２００以下にする場合、測定周波数ｆは約１５．９ｋＨｚ以下に設定される。また、信号源２００の出力電圧レベルの設定値、素子１３０の特性、または、測定周波数ｆの可変範囲は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００６２】
次に、ステップＳ３２において、抵抗器１２０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００６３】
次に、ステップＳ３３において、抵抗器１２０を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、抵抗器１２０のインピーダンスを測定する。なお、本ステップにおける測定周波数ｆは、ステップＳ３１における測定周波数ｆと同様に変化する。抵抗器１２０を流れる電流を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、出力電圧レベルの設定値、または、抵抗器１２０の特性は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００６４】
次に、ステップＳ３４において、補正係数Ｇを求める。補正係数Ｇは、ステップＳ３１およびステップＳ３３において得られる測定値と、素子１３０および抵抗器１２０の各インピーダンスの真値とを用いて求められる。具体的には、測定点ｉにおける補正係数Ｇ（ｉ）は、次式により求められる。
【００６５】
Ｇ（ｉ）＝Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ
Ｇｋ（ｉ）＝（Ｚｒ（ｉ）／Ｚｒｔ（ｉ））／（Ｚｄ（ｉ）／Ｚｄｔ（ｉ））
Ｚｄｔ（ｉ）＝ｊ・２π・ｆ（ｉ）・Ｌ
【００６６】
なお、Ｚｄ（ｉ）は、測定点ｉにおける素子１３０のインピーダンス測定値である。Ｚｄｔ（ｉ）は、Ｚｄ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおける素子１３０のインピーダンスの真値である。
【００６７】
Ｇ（ｉ）は、直線性誤差ｅａｖｃの相対的変化を表している。この正規化により、直線性誤差ｅａｖｒを無視できるようになる。また、被測定物の定義値の誤差をも無視できるようになる。そして、補正係数Ｇ（ｉ）は、インピーダンス測定装置１０が利用可能なように保存される。例えば、補正係数Ｇ（ｉ）は、記憶装置５２０に格納される。
【００６８】
さて、方法２による補正係数の取得において、Ｇｋを求める式中のインピーダンスの真値Ｚｄｔ（ｉ）およびＺｒｔ（ｉ）は、素子１１０および抵抗器１２０のそれぞれに印加される電圧の真値Ｖｄｔ（ｉ）およびＶｒｔ（ｉ）に置き換えることもできる。
【００６９】
＜方法３＞
次に、方法（３）により補正係数Ｇを取得する具体的態様について、以下に説明する。以下、図１と図５を参照する。図５は、インピーダンス測定装置１０を用いて、補正係数Ｇを取得する手順を示すフローチャートである。
【００７０】
まず、ステップＳ４０において、素子１１０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００７１】
次に、ステップＳ４１において、素子１１０に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、素子１１０を流れる電流を測定する。
【００７２】
さて、本ステップＳ４１では、素子１１０に印加される電圧を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、素子１１０のインピーダンスが素子２１０のインピーダンスよりも十分に大きくなるように、測定周波数ｆの可変範囲が選択される。信号源２００の出力電圧を、ほとんど減衰することなく、素子１１０に印加させるためである。例えば、本実施形態において、素子１１０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスの２００倍以上にする場合、測定周波数ｆは約１５９ｋＨｚ以下に設定される。また、信号源２００の出力電圧レベルの設定値、素子１１０の特性、または、測定周波数ｆの可変範囲は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００７３】
次に、ステップＳ４２において、抵抗器１２０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００７４】
次に、ステップＳ４３において、抵抗器１２０に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、抵抗器１２０を流れる電流を測定する。なお、本ステップにおける測定周波数ｆは、ステップＳ４１における測定周波数ｆと同様に変化する。また、抵抗器１２０に印加される電圧を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。
【００７５】
次に、ステップＳ４４において、補正係数Ｇを求める。補正係数Ｇは、ステップＳ４１およびステップＳ４３において得られる測定値と、素子１１０および抵抗器１２０のそれぞれを流れる電流の真値とを用いて求められる。具体的には、測定点ｉにおける補正係数Ｇ（ｉ）は、次式により求められる。
【００７６】
Ｇ（ｉ）＝Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ
Ｇｋ（ｉ）＝（Ｉｒ（ｉ）／Ｉｒｔ（ｉ））／（Ｉｃ（ｉ）／Ｉｃｔ（ｉ））
Ｉｃｔ（ｉ）＝Ｅ／（Ｚｏ＋Ｚｃｔ（ｉ））≒Ｅ／Ｚｃｔ（ｉ）
Ｉｒｔ（ｉ）＝Ｅ／（Ｚｏ＋Ｚｒｔ（ｉ））≒Ｅ／Ｚｒｔ（ｉ）
【００７７】
ここで、Ｉｃ（ｉ）は、測定点ｉにおいて素子１１０を流れる電流の測定値である。Ｉｃｔ（ｉ）は、Ｉｃ（ｉ）に対する理論的真値である。Ｉｒ（ｉ）は、測定点ｉにおいて抵抗器１２０を流れる電流の測定値である。Ｉｒｔ（ｉ）は、Ｉｒ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおいて抵抗器１２０を流れる電流の真値である。Ｅは、信号源２００の出力電圧レベルである。Ｚｏは、素子２１０の既知のインピーダンス値（５０オーム）である。
【００７８】
Ｇ（ｉ）は、直線性誤差ｅａｉｃの相対的変化を表している。この正規化により、被測定物の定義値の誤差を無視できるようになる。そして、補正係数Ｇ（ｉ）は、インピーダンス測定装置１０が利用可能なように保存される。例えば、補正係数Ｇ（ｉ）は、記憶装置５２０に格納される。
【００７９】
さて、方法３による補正係数の取得において、Ｇｋを求める式中の電流の真値Ｉｃｔ（ｉ）およびＩｒｔ（ｉ）は、素子１１０および抵抗器１２０の各インピーダンスの真値Ｚｃｔ（ｉ）およびＺｒｔ（ｉ）に置き換えることもできる。
【００８０】
＜方法４＞
次に、方法（４）により補正係数Ｇを取得する具体的態様について、以下に説明する。以下、図１と図６を参照する。図６は、インピーダンス測定装置１０を用いて、補正係数Ｇを取得する手順を示すフローチャートである。
【００８１】
まず、ステップＳ５０において、素子１３０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００８２】
次に、ステップＳ５１において、素子１３０を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、素子１３０に印加される電圧を測定する。
【００８３】
さて、本ステップでは、素子１３０を流れる電流を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。また、素子１３０のインピーダンスが素子２１０のインピーダンスよりも十分に小さくなるように、測定周波数ｆの可変範囲が選択される。信号源２００の出力電流が、測定周波数ｆに依らず、ほとんど変化しないようにするためである。例えば、本実施形態において、素子１３０のインピーダンスを素子２１０のインピーダンスの１／２００以下にする場合、測定周波数ｆは約１５．９ｋＨｚ以下に設定される。また、信号源２００の出力電圧レベルの設定値、素子１３０の特性、または、測定周波数ｆの可変範囲は、アナログ・ディジタル変換器４３０に入力される信号の電圧の最大値がアナログ・ディジタル変換器４３０のフル・スケール近傍になるように設定される。
【００８４】
次に、ステップＳ５２において、抵抗器１２０を、被測定物として、インピーダンス測定装置１０に接続する。
【００８５】
次に、ステップＳ５３において、抵抗器１２０を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、測定周波数ｆを変化させながら、抵抗器１２０に印加される電圧を測定する。なお、本ステップにおける測定周波数ｆは、ステップＳ５１における測定周波数ｆと同様に変化する。また、抵抗器１２０を流れる電流を実質的に一定に保つため、信号源２００の出力電圧レベルの設定値が固定される。
【００８６】
次に、ステップＳ５４において、補正係数Ｇを求める。補正係数Ｇは、ステップＳ５１およびステップＳ５３において得られる測定値と、素子１３０および抵抗器１２０のそれぞれに印加される電圧の真値とを用いて求められる。具体的には、測定点ｉにおける補正係数Ｇ（ｉ）は、次式により求められる。
【００８７】
Ｇ（ｉ）＝Ｇｋ（ｉ）／Ｇｎ
Ｇｋ（ｉ）＝（Ｖｒ（ｉ）／Ｖｒｔ（ｉ））／（Ｖｄ（ｉ）／Ｖｄｔ（ｉ））
Ｖｄｔ（ｉ）＝Ｅ・Ｚｄｔ（ｉ）／（Ｚｏ＋Ｚｄｔ（ｉ））
≒Ｅ・Ｚｄｔ（ｉ）／Ｚｏ
Ｖｒｔ（ｉ）＝Ｅ・Ｚｒｔ（ｉ）／（Ｚｏ＋Ｚｒｔ（ｉ））
≒Ｅ・Ｚｒｔ（ｉ）／Ｚｏ
【００８８】
ここで、Ｖｄ（ｉ）は、測定点ｉにおいて素子１３０に印加される電圧の測定値である。Ｖｄｔ（ｉ）は、Ｖｄ（ｉ）に対する理論的真値であり、測定点ｉにおいて素子１３０に印加される電圧の真値である。
【００８９】
Ｇ（ｉ）は、直線性誤差ｅａｖｃの相対的変化を表している。この正規化により、被測定物の定義値の誤差を無視できるようになる。そして、補正係数Ｇ（ｉ）は、インピーダンス測定装置１０が利用可能なように保存される。例えば、補正係数Ｇ（ｉ）は、記憶装置５２０に格納される。
【００９０】
さて、方法４による補正係数の取得において、Ｇｋを求める式中の電圧の真値Ｖｄｔ（ｉ）およびＶｒｔ（ｉ）は、素子１１０および抵抗器１２０の各インピーダンスの真値Ｚｄｔ（ｉ）およびＺｒｔ（ｉ）に置き換えることもできる。
【００９１】
なお、補正係数がアナログ・ディジタル変換器４３０の出力データに対する除数として与えられる場合には、上記の方法で求められるＧ（ｉ）の逆数Ｇｄ（ｉ）を求めれば良い。そして、ステップＳ１２における補正は、Ｙ１＝Ｘ１／Ｇｄ（１）、に従う。補正係数が、アナログ・ディジタル変換器４３０の出力データに対する加数や減数である場合にも、Ｇ（ｉ）から求めることができるであろう。
【００９２】
また、図３〜図６のそれぞれにおける各ステップは、インピーダンス測定装置１０に内蔵されるプロセッサなどの制御装置が、予め用意されたプログラムを実行することにより、インピーダンス測定装置１０を制御して為されるものである。または、インピーダンス測定装置１０に外部接続されるコンピュータなどの制御装置が、予め用意されたプログラムを実行することにより、インピーダンス測定装置１０を制御して為されるものである。
【００９３】
また、本実施形態において、素子１１０は素子１３０に置き換えることができる。また、その逆に、素子１３０は素子１１０に置き換えることができる。それらの置き換えが施された場合、測定周波数ｆの可変範囲が変わるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明のインピーダンス測定装置１０の構成を示す図である。
【図２】インピーダンス測定装置１０の動作を示すフローチャートである。
【図３】補正係数を取得するための手順を示すフローチャートである。
【図４】補正係数を取得するための手順を示すフローチャートである。
【図５】補正係数を取得するための手順を示すフローチャートである。
【図６】補正係数を取得するための手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００９５】
１０ インピーダンス測定装置
１００ 被測定物
１１０，１３０，２１０ 素子
１２０ 抵抗器
２００ 信号源
３００ 電流電圧変換器
３１０ ヌルアンプ
３２０ レンジ抵抗器
３３０ 帰還ループ
４００ ベクトル比検出器
４１０，４１１ バッファ
４２０ スイッチ
４３０ アナログ・ディジタル変換器
５００ 補正装置
５１０ プロセッサ
５２０ 記憶装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、
インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子を流れる電流を、前記素子に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、
前記第一のステップにおける測定値、ならびに、前記素子のインピーダンスの真値または前記素子を流れる電流の真値を用いて、前記補正係数を求める第二のステップと、
を含むことを特徴とする補正係数取得方法。
【請求項２】
インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、
インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子を流れる電流を、前記素子に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、
抵抗値が既知であり且つ前記測定装置に被測定物として接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される抵抗器のインピーダンスまたは前記抵抗器を流れる電流を、前記抵抗器に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第二のステップと、
前記第一および前記第二のステップにおける測定値、ならびに、前記素子および前記抵抗器のインピーダンスの真値もしくは前記素子および前記抵抗器を流れる電流の真値を用いて、前記補正係数を求める第三のステップと、
を含むことを特徴とする補正係数取得方法。
【請求項３】
インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、
インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子に印加される電圧を、前記素子を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、
前記第一のステップにおける測定値、ならびに、前記素子のインピーダンスの真値または前記素子に印加される電圧の真値を用いて、前記補正係数を導出する第二のステップと、
を含むことを特徴とする補正係数取得方法。
【請求項４】
インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、
インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子に印加される電圧を、前記素子を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、
抵抗値が既知であり且つ前記測定装置に被測定物として接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される抵抗器のインピーダンスまたは前記抵抗器に印加される電圧を、前記抵抗器を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第二のステップと、
前記第一および前記第二のステップにおける測定値、ならびに、前記素子および前記抵抗器のインピーダンスの真値または前記素子および前記抵抗器に印加される電圧の真値を用いて、前記補正係数を求める第三のステップと、
を含むことを特徴とする補正係数取得方法。
【請求項５】
前記素子が、キャパシタまたはインダクタであることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の補正係数取得方法。
【請求項６】
前記補正係数が、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに対する乗数または除数であることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の補正係数取得方法。
【請求項７】
被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の方法により得られる補正係数が格納された記憶手段と、
前記記憶手段に格納された補正係数を用いて、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データを補正する演算手段と、
を備えることを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項８】
被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、
前記アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数であって、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに対する乗数または除数である補正係数が格納された記憶手段と、
前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに前記補正係数を乗ずる演算手段と、
を備えることを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項１】
インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、
インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子を流れる電流を、前記素子に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、
前記第一のステップにおける測定値、ならびに、前記素子のインピーダンスの真値または前記素子を流れる電流の真値を用いて、前記補正係数を求める第二のステップと、
を含むことを特徴とする補正係数取得方法。
【請求項２】
インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、
インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子を流れる電流を、前記素子に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、
抵抗値が既知であり且つ前記測定装置に被測定物として接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される抵抗器のインピーダンスまたは前記抵抗器を流れる電流を、前記抵抗器に印加される電圧を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第二のステップと、
前記第一および前記第二のステップにおける測定値、ならびに、前記素子および前記抵抗器のインピーダンスの真値もしくは前記素子および前記抵抗器を流れる電流の真値を用いて、前記補正係数を求める第三のステップと、
を含むことを特徴とする補正係数取得方法。
【請求項３】
インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、
インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子に印加される電圧を、前記素子を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、
前記第一のステップにおける測定値、ならびに、前記素子のインピーダンスの真値または前記素子に印加される電圧の真値を用いて、前記補正係数を導出する第二のステップと、
を含むことを特徴とする補正係数取得方法。
【請求項４】
インピーダンス測定装置に備えられるアナログ・ディジタル変換器であって、被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数を取得する方法であって、
インピーダンスが周波数に応じて変化し且つ周波数−インピーダンス特性が既知であり且つ被測定物として前記測定装置に接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される素子のインピーダンスまたは前記素子に印加される電圧を、前記素子を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第一のステップと、
抵抗値が既知であり且つ前記測定装置に被測定物として接続され且つ前記測定装置が生成する測定信号が印加される抵抗器のインピーダンスまたは前記抵抗器に印加される電圧を、前記抵抗器を流れる電流を実質的に一定に保ちつつ、前記測定信号の周波数を変化させながら、前記測定装置で測定する第二のステップと、
前記第一および前記第二のステップにおける測定値、ならびに、前記素子および前記抵抗器のインピーダンスの真値または前記素子および前記抵抗器に印加される電圧の真値を用いて、前記補正係数を求める第三のステップと、
を含むことを特徴とする補正係数取得方法。
【請求項５】
前記素子が、キャパシタまたはインダクタであることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の補正係数取得方法。
【請求項６】
前記補正係数が、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに対する乗数または除数であることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の補正係数取得方法。
【請求項７】
被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の方法により得られる補正係数が格納された記憶手段と、
前記記憶手段に格納された補正係数を用いて、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データを補正する演算手段と、
を備えることを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項８】
被測定物に印加される電圧を表す信号および前記被測定物を流れる電流を表す信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル変換器を備えるインピーダンス測定装置において、
前記アナログ・ディジタル変換器の直線性誤差を補正するための係数であって、前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに対する乗数または除数である補正係数が格納された記憶手段と、
前記アナログ・ディジタル変換器の出力データに前記補正係数を乗ずる演算手段と、
を備えることを特徴とするインピーダンス測定装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００８−８５７４５（Ｐ２００８−８５７４５Ａ）
【公開日】平成２０年４月１０日（２００８．４．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２６４１８７（Ｐ２００６−２６４１８７）
【出願日】平成１８年９月２８日（２００６．９．２８）
【出願人】（３９９１１７１２１）アジレント・テクノロジーズ・インク (710)
【氏名又は名称原語表記】ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年４月１０日（２００８．４．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年９月２８日（２００６．９．２８）
【出願人】（３９９１１７１２１）アジレント・テクノロジーズ・インク (710)
【氏名又は名称原語表記】ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．
【Ｆターム（参考）】
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