送信回路及び通信機器
【課題】ＡＭ／ＰＭ歪みを補償し、低歪みかつ高効率に動作する送信回路を提供する。
【解決手段】補償部２２は、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさを示す振幅信号Ｍを算出することで、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。補償部２２は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、位相補償量θｃｏｍｐを算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。
【解決手段】補償部２２は、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさを示す振幅信号Ｍを算出することで、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。補償部２２は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、位相補償量θｃｏｍｐを算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる送信回路、及び通信機器に関し、より特定的には、低歪みかつ高効率に動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器は、出力信号の精度を確保しつつ、かつ低消費電力で動作することが求められている。このような通信機器には、低歪みかつ高効率に動作する送信回路が求められる。
【０００３】
図１２は、特許文献１に開示された従来の送信回路に用いられる信号生成部５００の構成を示すブロック図である。図１２において、従来の信号生成部５００は、信号出力部５０１、デジタルフィルタ５０２，０５３、及びＡＳＩＣ（application specific integrated circuits）５０４を備える。信号出力部５０１は、Ｉ信号（in-phase signal），及びＱ信号（quadrature phase signal）を出力する。Ｉ，Ｑ信号は、デジタルフィルタ５０２，５０３に入力される。デジタルフィルタ５０２，５０３は、Ｉ，Ｑ信号から不要な成分を除去し、Ｉｔ，Ｑｔ信号として出力する。Ｉｔ，Ｑｔ信号は、ＡＳＩＣ５０４に入力される。
【０００４】
ＡＳＩＣ５０４は、Ｉｔ，Ｑｔ信号に基づいて、振幅信号ＡＭを算出する。また、ＡＳＩＣ５０４は、Ｉｔ，Ｑｔ信号を振幅信号ＡＭで割り算することで、規格化されたＩｐ，Ｑｐ信号を生成する。ＡＳＩＣ５０４は、（式１）で表される振幅信号ＡＭ、及び（式２）で表されるＩｐ，Ｑｐ信号を出力する。
【０００５】
【数１】
【数２】
【０００６】
特許文献１には、信号生成部５００をポーラ変調回路に適用した例は開示されていないが、上述した信号生成部５００をポーラ変調回路に適用することも想定される。以下、信号生成部５００を適用したポーラ変調回路を従来の送信回路５１０と記す。従来の送信回路５１０は、図１３のように構成することが想定される。図１３において、従来の送信回路５１０は、信号生成部５００、ＬＰＦ５１１〜５１３、直交変調器５１４、及び振幅変調器５１５を備える。
【０００７】
信号生成部５００は、上述したように、振幅信号ＡＭ、及び規格化されたＩP，ＱP信号を出力する。振幅信号ＡＭは、ＬＰＦ５１１に入力される。ＬＰＦ５１１は、振幅信号ＡＭから不要な成分を除去する。振幅信号ＡＭは、ＬＰＦ５１１で不要な成分が除去された後、振幅変調器５１５に入力される。
【０００８】
ＩP，ＱP信号は、ＬＰＦ５１２，５１３に入力される。ＬＰＦ５１２，５１３は、ＩP，ＱP信号から不要な成分を除去する。具体的には、ＬＰＦ５１２，５１３は、ＩP，ＱP信号がデジタル信号であれば、ＩP，ＱP信号から量子化雑音を除去し、ＩP，ＱP信号がアナログ信号であれば、ＩP，ＱP信号からイメージ信号を除去する。
【０００９】
ＩP，ＱP信号は、ＬＰＦ５１２，５１３で不要な成分が除去された後、直交変調器５１４に入力される。直交変調器５１４は、ＬＰＦ５１２，５１３を介して入力されたＩP，ＱP信号を直交変調し、高周波信号Ｐｉを出力する。高周波信号Ｐｉは、振幅変調器５１５に入力される。振幅変調器５１５は、高周波信号Ｐｉを振幅信号ＡＭで振幅変調し、送信信号Ｐｏを出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】米国特許第６０７８６２８号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上述した送信回路５１０では、ＩP、ＱP信号がＬＰＦ５１２，５１３を通過していた。そのため、ＬＰＦ５１２，５１３のカットオフ周波数によっては、ＩP、ＱP信号の高周波成分が失われ、ＬＰＦ５１２，５１３の後ろでは、ＩP，ＱP信号で構成されるベクトルの大きさが変動していた。これにより、図１４に示すように、直交変調器５１４が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線が変動し、振幅変調器５１４の相対通過位相が変化していた。ここで、相対通過位相は、線形領域での位相変化がない領域を０と規格化したときに、非線形領域での０からの変化量によって定義される。
【００１２】
すなわち、従来の送信回路５１０では、図１４に示すように、振幅変調器５１４のＡＭ／ＡＭ特性の飽和領域を使用するが、ＡＭ／ＡＭ特性の飽和領域ではＡＭ／ＰＭ特性も飽和しており、高周波信号Ｐｉの包絡線が変動することで、振幅変調器５１４でＡＭ／ＰＭ歪みが発生することになる。このように、従来の送信回路５１０には、振幅変調器５１５でＡＭ／ＰＭ歪みが発生するという問題点があった。
【００１３】
それ故に、本発明の目的は、上記従来の問題点を解消し、ＡＭ／ＰＭ歪みを補償し、低歪みかつ高効率に動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の目的は、送信信号を出力する送信回路に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の送信回路は、入力信号に所定の信号変換処理を施し、第１のＩ、Ｑ信号と、入力信号の位相成分を示す位相信号と、入力信号の大きさを示す第１の振幅信号とを生成する信号生成部と、位相信号を第２のＩ，Ｑ信号に変換するＩＱマッピング部と、第２のＩ，Ｑ信号の不要成分を除去する第１のＬＰＦと、第１のＬＰＦを介して入力された第２のＩ，Ｑ信号を直交変調し、高周波信号を出力する直交変調器と、高周波信号を第１の振幅信号で振幅変調し、送信信号として出力する振幅変調器と、第１のＩ，Ｑ信号に基づいて、送信信号に含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する補償部とを備える。補償部は、第１のＬＰＦと同様の特性を有する第２のＬＰＦと、第２のＬＰＦを介して入力された第１のＩ，Ｑ信号の大きさを示す第２の振幅信号を算出する振幅演算部と、第２の振幅信号の大きさに対応した係数が予め格納されているＬＵＴと、第２の振幅信号の大きさに対応した係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する制御部と、第１の位相信号に、位相補償量を加算する加算器とを備える。
【００１５】
また、制御部は、第２の振幅信号の大きさ近傍の係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出してもよい。
【００１６】
ＬＵＴには、振幅変調器の相対通過位相と逆特性の関係を有する係数が格納される。
【００１７】
また、ＬＵＴには、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさに対応した係数が格納されてもよい。この場合、制御部は、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさに対応した係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、第１の振幅信号及び第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する。
【００１８】
また、制御部は、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさ近傍の係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、第１の振幅信号及び第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出してもよい。
【００１９】
信号生成部は、入力信号を位相信号と、第１の振幅信号とに変換する第１の信号変換部と、位相信号を第１のＩ，Ｑ信号に変換する第２の信号変換部とを備える。入力信号をＩ，Ｑで表し、位相信号をθで表し、第１のＩ，Ｑ信号をＩP，ＱPで表し、第１の振幅信号をｍで表すと、Ｉ，Ｐ、θ、ＩP，ＱP、ｍの間には、下記式の関係が成立する。
【数９】
【００２０】
好ましくは、送信回路は、直交変調器と、振幅変調器との間に、高周波信号の包絡線の変動を抑えるリミッタをさらに備える。
【００２１】
また、本発明は、上述した送信回路を備える通信機器にも向けられている。通信機器は、送信信号を生成する送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える。また、通信機器は、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えてもよい。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の送信回路によれば、補償部は、第２のＬＰＦを通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、第１のＬＰＦによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、振幅変調器の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（−Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。。このようにして、送信回路は、補償部が送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償するので、低歪みかつ高効率に動作することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図
【図２】信号生成部１０の詳細な構成の一例を示すブロック図
【図３Ａ】振幅変調器１７の相対通過位相Φの一例を示す図
【図３Ｂ】ＬＵＴ２０の格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図
【図４】本発明の第１の実施形態に係る送信回路１ａの構成の一例を示すブロック図
【図５】本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図
【図６Ａ】振幅変調器１７ａの相対通過位相Φの一例を示す図
【図６Ｂ】ＬＵＴ２０ａの格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図
【図７】本発明の第１の実施形態に係る送信回路２ａの構成の一例を示すブロック図
【図８】本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図
【図９】本発明の第３の実施形態に係る送信回路３ａの構成の一例を示すブロック図
【図１０】振幅演算部１８で算出される振幅信号Ｍの時間波形の一例を示す図
【図１１】本発明の第４の実施形態に係る通信機器２００の構成の一例を示すブロック図
【図１２】従来の送信回路に用いられる信号生成部５００の構成を示すブロック図
【図１３】従来の送信回路５１０の構成を示すブロック図
【図１４】従来の送信回路５１０の特性を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２４】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図である。図１において、送信回路１は、信号生成部１０、ＩＱマッピング部１１、ＬＰＦ（low-pass filter）１２〜１５、直交変調器１６、振幅変調器１７、振幅演算部１８、制御部１９、ＬＵＴ（look-up table）２０、及び加算器２１を備える。ここで、ＬＰＦ１４，１５、振幅演算部１８、制御部１９、ＬＵＴ２０、及び加算器２１は、ＡＭ／ＰＭ歪みを補償するための構成であるので、補償部２２と記すことができる。
【００２５】
信号生成部１０は、入力信号に基づいて、振幅信号ｍ、ＩP，ＱP信号、及び位相信号θを生成する。ここで、入力信号は、Ｉ成分（in-phase component）からなるＩ信号（in-phase signal）、及びＱ成分（quadrature phase component）からなるＱ信号（quadrature phase signal）である。振幅信号ｍは、（式３）を用いて表すことができる。ＩP，ＱP信号は、（式４）を用いて表すことができる。位相信号θは、（式５）を用いて表すことができる。
【００２６】
【数３】
【数４】
【数５】
【００２７】
図２は、信号生成部１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。図２において、信号生成部１０は、信号変換部１０１、１０２から構成される。信号変換部１０１は、Ｉ，Ｑ信号を、極座標系の信号であり、Ｉ，Ｑ信号の大きさを示す振幅信号ｍ、及びＩ，Ｑ信号の位相成分を示す位相信号θに変換する。振幅信号ｍは、上述した（式３）で表すことができる。位相信号θは、上述した（式５）で表すことができる。信号変換部１０２は、位相信号θをＩ成分、及びＱ成分からなる信号である、ＩP、ＱP信号に変換する。ＩP、ＱP信号は、上述した（式４）を用いて表すことができる。
【００２８】
信号生成部１０から出力された位相信号θは、加算器２１に入力される。加算器２１は、位相信号θと、制御部１９の出力信号θｃｏｍｐとを加算して、位相信号θ'を出力する。位相信号θ'は、（式６）で表すことができる。制御部１９の動作の詳細については後述する。
【００２９】
【数６】
【００３０】
ＩＱマッピング部１１は、位相信号θ'をＩ成分からなるＩP'信号、及びＱ成分からなるＱP'信号に変換する。ＩP'，ＱP'信号は、（式７）を用いて表すことができる。
【数７】
【００３１】
ＩP'，ＱP'信号は、ＬＰＦ１２，１３に入力される。ＬＰＦ１２，１３は、ＩP'，ＱP'信号を所定のカットオフ周波数で帯域制限し、ＩP'，ＱP'信号から不要な成分を除去する。具体的には、ＬＰＦ１２，１３は、ＩP'，ＱP'信号がデジタル信号であれば、ＩP'，ＱP'信号から量子化雑音を除去し、ＩP'，ＱP'信号がＤＡ変換したあとのアナログ信号であれば、ＩP'，ＱP'信号からＤＡ変換による高調波であるイメージ信号を除去する。ここで、ＬＰＦ１２，１３は、互いに同様の特性を備えるものとする。ＩP'，ＱP'信号が互いに直交するだけで同様の性質の信号であるからである。そのため、ＬＰＦ１２，１３は、１つのフィルタによって構成されてもよい。
【００３２】
ＩP'，ＱP'信号は、ＬＰＦ１２，１３で不要な成分が除去された後、直交変調器１６に入力される。直交変調器１６は、ＬＰＦ１２，１３を介して入力されたＩP'，ＱP'信号を直交変調し、高周波信号Ｐｉを出力する。高周波信号Ｐｉは、振幅変調器１７に入力される。振幅変調器１７は、高周波信号Ｐｉを振幅信号ｍで振幅変調し、送信信号Ｐｏを出力する。
【００３３】
ここで、直交変調器１６に入力されるＩP'，ＱP'信号は、ＬＰＦ１２，１３を通過しているため、ＩP'，ＱP'信号の高周波成分が失われ、ＬＰＦ１２，１３の後ろでは、ＩP'，ＱP'信号で構成されるベクトルの大きさが変動することになる。このため、図１４で示したように、直交変調器１６が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線が変動し、振幅変調器１７の相対通過位相が変化することになる。ここで、相対通過位相は、線形領域での位相変化がない領域を０と規格化したときに、非線形領域での０からの変化量で定義される。この相対通過位相をΦとすると、補償部２２が動作しなければ、振幅変調器１７が出力する送信信号ＰｏにはΦのＡＭ／ＰＭ歪みが含まれることになる。
【００３４】
補償部２２は、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測し、当該予測した包絡線の変動に基づいて、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。以下、補償部２２の動作について説明する。
【００３５】
補償部２２において、ＬＰＦ１４，１５は、ＬＰＦ１２，１３と同様の特性を有する。これは、ＬＰＦ１４，１５を用いて、ＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測するためである。ＬＰＦ１４，１５には、信号生成部１０からＩP，ＱP信号が入力される。ＬＰＦ１４，１５は、ＩP，ＱP信号を所定のカットオフ周波数で帯域制限し、ＩPL、ＱPL信号を出力する。
【００３６】
また、ＬＰＦ１４，１５は、互いに同様の特性を備えるものとする。これは、ＩP，ＱP信号が互いに直交するだけで同様の性質の信号であるからである。そのため、ＬＰＦ１４，１５は、１つのフィルタによって構成されてもよい。
【００３７】
ＩP，ＱP信号は、ＬＰＦ１４，１５を介して、ＩPL、ＱPL信号として、振幅演算部１８に入力される。振幅演算部１８は、ＩPL，ＱPL信号から振幅信号Ｍを算出する。振幅信号Ｍは、（式８）を用いて表すことができる。
【数８】
【００３８】
制御部１９には、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力する位相信号θとが入力される。制御部１９は、振幅信号Ｍの大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０から読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０に基づいて、振幅信号Ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出する。また、制御部１９は、振幅信号Ｍの大きさ近傍の係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０から読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０を補間することにより、振幅信号Ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出してもよい。ここで、ＬＵＴ２０に格納された係数θｃｏｍｐ０について説明する。
【００３９】
図３Ａは、振幅変調器１７の相対通過位相Φの一例を示す図である。図３Ａに示すように、振幅変調器１７に入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさが、Ｐｉ１〜Ｐｉｎと変化するに従って、相対通過位相ΦもΦ１〜Φｎと変化する。ただし、ｎは任意の自然数を表す。
【００４０】
図３Ｂは、ＬＵＴ２０の格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図である。図３Ｂに示すように、ＬＵＴ２０には、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍの大きさ（Ｐｉ１〜Ｐｉｎ）に対応した係数θｃｏｍｐ０（−Φ１〜−Φｎ）が予め格納されているものとする。すなわち、ＬＵＴ２０には、上述した振幅変調器１７の相対通過位相Φと逆特性の関係を示す係数θｃｏｍｐ０が格納される。
【００４１】
加算器２１は、位相信号θと、制御部１９の出力信号（すなわち、位相補償量θｃｏｍｐ）とを加算して、位相信号θ'を出力する。位相信号θ'は、（式６）を用いて表したとおりである。
【００４２】
このように、補償部２２は、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、振幅変調器１７の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（−Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２は、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。
【００４３】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１によれば、補償部２２が送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することで、低歪みかつ高効率に動作することができる。
【００４４】
なお、送信回路１は、図４に示す送信回路１ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３〜２５、及びＬＰＦ２６をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩP'，ＱP'信号をデジタル−アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル−アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。
【００４５】
また、補償部２２は、ＬＵＴ２０を必ずしも備える必要はなく、制御部１９が所定の演算によって、位相補償量θｃｏｍｐを算出するものであってもよい。
【００４６】
（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図である。図５において、第２の実施形態では、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φが、振幅変調器１７ａに入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさに加えて、信号生成部１０が出力する振幅信号ｍの大きさによっても変化することを想定する。第２の実施形態に係る送信回路２は、補償部２２ａの動作が、第１の実施形態と異なる。以下、補償部２２ａの動作について説明する。
【００４７】
図６Ａは、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φの一例を示す図である。図６Ａに示すように、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φは、振幅変調器１７ａに入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさ、及び振幅信号ｍの大きさによっても変化する。例えば、振幅信号ｍの大きさがｍ１であるとき、高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさがＰｉ１〜Ｐｉｎと変化するのに従って、相対通過位相ΦもΦ１１〜Φｎ１と変化する。また、振幅信号ｍの大きさがｍｓであるとき、高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさがＰｉ１〜Ｐｉｎと変化するのに従って、相対通過位相ΦもΦ１ｓ〜Φｎｓと変化する。ただし、ｎ，ｓは、任意の自然数である。
【００４８】
図６Ｂは、ＬＵＴ２０ａの格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図である。図６Ｂに示すように、ＬＵＴ２０ａには、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍの大きさ（Ｐｉ１〜Ｐｉｎ）、及び振幅信号ｍ（ｍ１〜ｍｓ）の大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０（−Φ１１〜−Φｎｓ）が予め格納されているものとする。すなわち、ＬＵＴ２０ａには、上述した振幅変調器１７ａの相対通過位相Φと逆特性の関係を有する係数θｃｏｍｐ０が格納される。
【００４９】
制御部１９ａには、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力する位相信号θに加えて、信号生成部１０が出力する振幅信号ｍが入力される。制御部１９ａは、振幅信号Ｍの大きさ、及び振幅信号ｍの大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０ａから読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０に基づいて、振幅信号Ｍ及び振幅信号ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出する。また、制御部１９ａは、振幅信号Ｍの大きさ、及び振幅信号ｍの大きさ近傍の係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０ａから読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０を補間することにより、振幅信号Ｍ及び振幅信号ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出してもよい。この他の動作は、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５０】
このように、補償部２２ａは、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２ａは、算出した振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍとに基づいて、振幅変調器１７の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（−Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２ａは、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。
【００５１】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２によれば、補償部２２ａが送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することで、低歪みかつ高効率に動作することができる。また、送信回路２は、第１の実施形態と比較して、振幅信号ｍの変動が大きい場合にも、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを精度よく補償することができる。
【００５２】
なお、送信回路２は、図７に示す送信回路２ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３〜２５、及びＬＰＦ２６、２７をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩP'，ＱP'信号をデジタル−アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル−アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。ＬＰＦ２７は、デジタル信号である振幅信号ｍから量子化雑音を除去する。
【００５３】
（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図である。図８において、第３の実施形態に係る送信回路３は、第１の実施形態に係る送信回路１と比較して、直交変調器１６と振幅変調器１７との間にリミッタ（limiter）２７をさらに備える。リミッタ２８は、直交変調器１６が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動抑える働きをする。
【００５４】
補償部２２ｂは、振幅変調器１７で発生するＡＭ／ＰＭ歪みを補償する代わりに、リミッタ２８でのＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。具体的には、補償部２２ｂは、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２ｂは、算出した振幅信号Ｍに基づいて、リミッタ２８でのＡＭ／ＰＭ歪みを補書するための位相補償量θｃｏｍｐ（−Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２ｂは、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することができる。他の動作は、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５５】
以上のように、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３によれば、リミッタ２８には、振幅信号ｍが入力されないので、ＡＭ／ＰＭ特性が安定しており、良好な歪み補償が可能となる。
【００５６】
なお、送信回路３は、図９に示す送信回路３ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３〜２５、及びＬＰＦ２６をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩP'，ＱP'信号をデジタル−アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル−アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。
【００５７】
なお、第１の実施形態に係る送信回路１は、振幅信号ｍ（すなわち、送信信号Ｐｏの包絡線）の変動が比較的小さい変調方式に適用するのに有用である。振幅信号ｍの変動が小さい変調方式としては、例えば、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）やＥＤＧＥ（Enhanced Data GSM Environment）等の通信方式がある。
【００５８】
また、第２の実施形態に係る送信回路２は、振幅信号ｍ（すなわち、送信信号Ｐｏの包絡線）の変動が比較的大きい変調方式に適用するのに有用である。これは、振幅信号ｍの変動が大きいほど、ＡＭ／ＰＭ歪みも大きくなるからである。振幅信号ｍの変動が大きい変調方式としては、例えば、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）や、３ＧＬＴＥ／ＷｉＭＡＸ（3rd Generation Long Term Evolution / Worldwide Interoperability for Microwave Access）等の方式が挙げられる。
【００５９】
次に、第１〜３の実施形態に係る送信回路におけるＬＵＴ２０、２１ａに格納される係数θｃｏｍｐ０の設定方法について説明する。図１０は、振幅演算部１８で算出される振幅信号Ｍの時間波形の一例を示す図である。第１の方法は、図１０に示すように、振幅信号Ｍの大きさが変動する全範囲（すなわち、Ａ１の範囲）に渡って、ＬＵＴ２０，２１ａに係数θｃｏｍｐ０を設定する方法である。第１の方法では、ＬＵＴ２０，２０ａのメモリサイズが大きくなるが、細かな制御が可能となる。
【００６０】
第２の方法は、所定の存在確率以上の振幅信号Ｍの大きさの範囲（すなわち、Ａ２の範囲）にだけ、係数θｃｏｍｐ０を設定する方法である。なお、振幅信号Ｍの大きさがＡ２の範囲をはみ出した場合には、はみ出した振幅信号Ｍに最も近い係数θｃｏｍｐ０を使えばよい。第２の方法では、ＬＵＴ２０，２０ａのメモリサイズを小さくすることができる。
【００６１】
（第４の実施形態）
図１１は、本発明の第４の実施形態に係る通信機器２００の構成の一例を示すブロック図である。図９を参照して、第４の実施形態に係る通信機器２００は、送信回路２１０、受信回路２２０、アンテナ共用部２３０、及びアンテナ２４０を備える。送信回路２１０には、上述した第１〜３の実施形態に記載の送信回路が用いられる。アンテナ共用部２３０は、送信回路２１０から出力された送信信号をアンテナ２４０に伝達し、受信回路２２０に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用部２３０は、アンテナ２４０から入力された受信信号を受信回路２２０に伝達し、受信信号が送信回路２１０に漏れるのを防ぐ。
【００６２】
従って、送信信号は、送信回路２１０から出力され、アンテナ共用部２３０を介してアンテナ２４０から空間に放出される。受信信号は、アンテナ２４０で受信され、アンテナ共用部２３０を介して受信回路２２０で受信される。第４の実施形態に係る通信機器２００は、第１〜３の実施形態に係る送信回路を用いることで、送信信号の線形性を確保しつつ、かつ無線装置としての低歪みを実現することができる。また、送信回路２１０の出力に方向性結合器などの分岐がないため、送信回路２１０からアンテナ２４０までの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として、長時間の使用が可能となる。また、通信機器２００は、送信回路２１０が受信帯域と重なる帯域に含まれる雑音を低減することで、送信回路２１０で発生した雑音が、受信回路２２０の受信品質に悪影響を与えることを防止することができる。なお、通信機器２００は、送信回路２１０とアンテナ２４０とのみを備えた構成であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明に係る送信回路は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器等に適用することができる。
【符号の説明】
【００６４】
１〜３ 送信回路
１０ 信号生成部
１１ ＩＱマッピング部
１２〜１５、２６、２７ ＬＰＦ
１６ 直交変調器
１７ 振幅変調器
１８ 振幅演算部
１９、１９ａ 制御部
２０、２０ａ ＬＵＴ
２１ 加算器
２２、２２ａ、２２ｂ 補償部
２３〜２５ ＤＡＣ
２８ リミッタ
１０１、１０２ 信号変換部
２００ 通信機器
２１０ 送信回路
２２０ 受信回路
２３０ アンテナ共振器
２４０ アンテナ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる送信回路、及び通信機器に関し、より特定的には、低歪みかつ高効率に動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器は、出力信号の精度を確保しつつ、かつ低消費電力で動作することが求められている。このような通信機器には、低歪みかつ高効率に動作する送信回路が求められる。
【０００３】
図１２は、特許文献１に開示された従来の送信回路に用いられる信号生成部５００の構成を示すブロック図である。図１２において、従来の信号生成部５００は、信号出力部５０１、デジタルフィルタ５０２，０５３、及びＡＳＩＣ（application specific integrated circuits）５０４を備える。信号出力部５０１は、Ｉ信号（in-phase signal），及びＱ信号（quadrature phase signal）を出力する。Ｉ，Ｑ信号は、デジタルフィルタ５０２，５０３に入力される。デジタルフィルタ５０２，５０３は、Ｉ，Ｑ信号から不要な成分を除去し、Ｉｔ，Ｑｔ信号として出力する。Ｉｔ，Ｑｔ信号は、ＡＳＩＣ５０４に入力される。
【０００４】
ＡＳＩＣ５０４は、Ｉｔ，Ｑｔ信号に基づいて、振幅信号ＡＭを算出する。また、ＡＳＩＣ５０４は、Ｉｔ，Ｑｔ信号を振幅信号ＡＭで割り算することで、規格化されたＩｐ，Ｑｐ信号を生成する。ＡＳＩＣ５０４は、（式１）で表される振幅信号ＡＭ、及び（式２）で表されるＩｐ，Ｑｐ信号を出力する。
【０００５】
【数１】
【数２】
【０００６】
特許文献１には、信号生成部５００をポーラ変調回路に適用した例は開示されていないが、上述した信号生成部５００をポーラ変調回路に適用することも想定される。以下、信号生成部５００を適用したポーラ変調回路を従来の送信回路５１０と記す。従来の送信回路５１０は、図１３のように構成することが想定される。図１３において、従来の送信回路５１０は、信号生成部５００、ＬＰＦ５１１〜５１３、直交変調器５１４、及び振幅変調器５１５を備える。
【０００７】
信号生成部５００は、上述したように、振幅信号ＡＭ、及び規格化されたＩP，ＱP信号を出力する。振幅信号ＡＭは、ＬＰＦ５１１に入力される。ＬＰＦ５１１は、振幅信号ＡＭから不要な成分を除去する。振幅信号ＡＭは、ＬＰＦ５１１で不要な成分が除去された後、振幅変調器５１５に入力される。
【０００８】
ＩP，ＱP信号は、ＬＰＦ５１２，５１３に入力される。ＬＰＦ５１２，５１３は、ＩP，ＱP信号から不要な成分を除去する。具体的には、ＬＰＦ５１２，５１３は、ＩP，ＱP信号がデジタル信号であれば、ＩP，ＱP信号から量子化雑音を除去し、ＩP，ＱP信号がアナログ信号であれば、ＩP，ＱP信号からイメージ信号を除去する。
【０００９】
ＩP，ＱP信号は、ＬＰＦ５１２，５１３で不要な成分が除去された後、直交変調器５１４に入力される。直交変調器５１４は、ＬＰＦ５１２，５１３を介して入力されたＩP，ＱP信号を直交変調し、高周波信号Ｐｉを出力する。高周波信号Ｐｉは、振幅変調器５１５に入力される。振幅変調器５１５は、高周波信号Ｐｉを振幅信号ＡＭで振幅変調し、送信信号Ｐｏを出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】米国特許第６０７８６２８号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上述した送信回路５１０では、ＩP、ＱP信号がＬＰＦ５１２，５１３を通過していた。そのため、ＬＰＦ５１２，５１３のカットオフ周波数によっては、ＩP、ＱP信号の高周波成分が失われ、ＬＰＦ５１２，５１３の後ろでは、ＩP，ＱP信号で構成されるベクトルの大きさが変動していた。これにより、図１４に示すように、直交変調器５１４が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線が変動し、振幅変調器５１４の相対通過位相が変化していた。ここで、相対通過位相は、線形領域での位相変化がない領域を０と規格化したときに、非線形領域での０からの変化量によって定義される。
【００１２】
すなわち、従来の送信回路５１０では、図１４に示すように、振幅変調器５１４のＡＭ／ＡＭ特性の飽和領域を使用するが、ＡＭ／ＡＭ特性の飽和領域ではＡＭ／ＰＭ特性も飽和しており、高周波信号Ｐｉの包絡線が変動することで、振幅変調器５１４でＡＭ／ＰＭ歪みが発生することになる。このように、従来の送信回路５１０には、振幅変調器５１５でＡＭ／ＰＭ歪みが発生するという問題点があった。
【００１３】
それ故に、本発明の目的は、上記従来の問題点を解消し、ＡＭ／ＰＭ歪みを補償し、低歪みかつ高効率に動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の目的は、送信信号を出力する送信回路に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の送信回路は、入力信号に所定の信号変換処理を施し、第１のＩ、Ｑ信号と、入力信号の位相成分を示す位相信号と、入力信号の大きさを示す第１の振幅信号とを生成する信号生成部と、位相信号を第２のＩ，Ｑ信号に変換するＩＱマッピング部と、第２のＩ，Ｑ信号の不要成分を除去する第１のＬＰＦと、第１のＬＰＦを介して入力された第２のＩ，Ｑ信号を直交変調し、高周波信号を出力する直交変調器と、高周波信号を第１の振幅信号で振幅変調し、送信信号として出力する振幅変調器と、第１のＩ，Ｑ信号に基づいて、送信信号に含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する補償部とを備える。補償部は、第１のＬＰＦと同様の特性を有する第２のＬＰＦと、第２のＬＰＦを介して入力された第１のＩ，Ｑ信号の大きさを示す第２の振幅信号を算出する振幅演算部と、第２の振幅信号の大きさに対応した係数が予め格納されているＬＵＴと、第２の振幅信号の大きさに対応した係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する制御部と、第１の位相信号に、位相補償量を加算する加算器とを備える。
【００１５】
また、制御部は、第２の振幅信号の大きさ近傍の係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出してもよい。
【００１６】
ＬＵＴには、振幅変調器の相対通過位相と逆特性の関係を有する係数が格納される。
【００１７】
また、ＬＵＴには、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさに対応した係数が格納されてもよい。この場合、制御部は、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさに対応した係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、第１の振幅信号及び第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する。
【００１８】
また、制御部は、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさ近傍の係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、第１の振幅信号及び第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出してもよい。
【００１９】
信号生成部は、入力信号を位相信号と、第１の振幅信号とに変換する第１の信号変換部と、位相信号を第１のＩ，Ｑ信号に変換する第２の信号変換部とを備える。入力信号をＩ，Ｑで表し、位相信号をθで表し、第１のＩ，Ｑ信号をＩP，ＱPで表し、第１の振幅信号をｍで表すと、Ｉ，Ｐ、θ、ＩP，ＱP、ｍの間には、下記式の関係が成立する。
【数９】
【００２０】
好ましくは、送信回路は、直交変調器と、振幅変調器との間に、高周波信号の包絡線の変動を抑えるリミッタをさらに備える。
【００２１】
また、本発明は、上述した送信回路を備える通信機器にも向けられている。通信機器は、送信信号を生成する送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える。また、通信機器は、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えてもよい。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の送信回路によれば、補償部は、第２のＬＰＦを通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、第１のＬＰＦによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、振幅変調器の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（−Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。。このようにして、送信回路は、補償部が送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償するので、低歪みかつ高効率に動作することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図
【図２】信号生成部１０の詳細な構成の一例を示すブロック図
【図３Ａ】振幅変調器１７の相対通過位相Φの一例を示す図
【図３Ｂ】ＬＵＴ２０の格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図
【図４】本発明の第１の実施形態に係る送信回路１ａの構成の一例を示すブロック図
【図５】本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図
【図６Ａ】振幅変調器１７ａの相対通過位相Φの一例を示す図
【図６Ｂ】ＬＵＴ２０ａの格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図
【図７】本発明の第１の実施形態に係る送信回路２ａの構成の一例を示すブロック図
【図８】本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図
【図９】本発明の第３の実施形態に係る送信回路３ａの構成の一例を示すブロック図
【図１０】振幅演算部１８で算出される振幅信号Ｍの時間波形の一例を示す図
【図１１】本発明の第４の実施形態に係る通信機器２００の構成の一例を示すブロック図
【図１２】従来の送信回路に用いられる信号生成部５００の構成を示すブロック図
【図１３】従来の送信回路５１０の構成を示すブロック図
【図１４】従来の送信回路５１０の特性を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２４】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図である。図１において、送信回路１は、信号生成部１０、ＩＱマッピング部１１、ＬＰＦ（low-pass filter）１２〜１５、直交変調器１６、振幅変調器１７、振幅演算部１８、制御部１９、ＬＵＴ（look-up table）２０、及び加算器２１を備える。ここで、ＬＰＦ１４，１５、振幅演算部１８、制御部１９、ＬＵＴ２０、及び加算器２１は、ＡＭ／ＰＭ歪みを補償するための構成であるので、補償部２２と記すことができる。
【００２５】
信号生成部１０は、入力信号に基づいて、振幅信号ｍ、ＩP，ＱP信号、及び位相信号θを生成する。ここで、入力信号は、Ｉ成分（in-phase component）からなるＩ信号（in-phase signal）、及びＱ成分（quadrature phase component）からなるＱ信号（quadrature phase signal）である。振幅信号ｍは、（式３）を用いて表すことができる。ＩP，ＱP信号は、（式４）を用いて表すことができる。位相信号θは、（式５）を用いて表すことができる。
【００２６】
【数３】
【数４】
【数５】
【００２７】
図２は、信号生成部１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。図２において、信号生成部１０は、信号変換部１０１、１０２から構成される。信号変換部１０１は、Ｉ，Ｑ信号を、極座標系の信号であり、Ｉ，Ｑ信号の大きさを示す振幅信号ｍ、及びＩ，Ｑ信号の位相成分を示す位相信号θに変換する。振幅信号ｍは、上述した（式３）で表すことができる。位相信号θは、上述した（式５）で表すことができる。信号変換部１０２は、位相信号θをＩ成分、及びＱ成分からなる信号である、ＩP、ＱP信号に変換する。ＩP、ＱP信号は、上述した（式４）を用いて表すことができる。
【００２８】
信号生成部１０から出力された位相信号θは、加算器２１に入力される。加算器２１は、位相信号θと、制御部１９の出力信号θｃｏｍｐとを加算して、位相信号θ'を出力する。位相信号θ'は、（式６）で表すことができる。制御部１９の動作の詳細については後述する。
【００２９】
【数６】
【００３０】
ＩＱマッピング部１１は、位相信号θ'をＩ成分からなるＩP'信号、及びＱ成分からなるＱP'信号に変換する。ＩP'，ＱP'信号は、（式７）を用いて表すことができる。
【数７】
【００３１】
ＩP'，ＱP'信号は、ＬＰＦ１２，１３に入力される。ＬＰＦ１２，１３は、ＩP'，ＱP'信号を所定のカットオフ周波数で帯域制限し、ＩP'，ＱP'信号から不要な成分を除去する。具体的には、ＬＰＦ１２，１３は、ＩP'，ＱP'信号がデジタル信号であれば、ＩP'，ＱP'信号から量子化雑音を除去し、ＩP'，ＱP'信号がＤＡ変換したあとのアナログ信号であれば、ＩP'，ＱP'信号からＤＡ変換による高調波であるイメージ信号を除去する。ここで、ＬＰＦ１２，１３は、互いに同様の特性を備えるものとする。ＩP'，ＱP'信号が互いに直交するだけで同様の性質の信号であるからである。そのため、ＬＰＦ１２，１３は、１つのフィルタによって構成されてもよい。
【００３２】
ＩP'，ＱP'信号は、ＬＰＦ１２，１３で不要な成分が除去された後、直交変調器１６に入力される。直交変調器１６は、ＬＰＦ１２，１３を介して入力されたＩP'，ＱP'信号を直交変調し、高周波信号Ｐｉを出力する。高周波信号Ｐｉは、振幅変調器１７に入力される。振幅変調器１７は、高周波信号Ｐｉを振幅信号ｍで振幅変調し、送信信号Ｐｏを出力する。
【００３３】
ここで、直交変調器１６に入力されるＩP'，ＱP'信号は、ＬＰＦ１２，１３を通過しているため、ＩP'，ＱP'信号の高周波成分が失われ、ＬＰＦ１２，１３の後ろでは、ＩP'，ＱP'信号で構成されるベクトルの大きさが変動することになる。このため、図１４で示したように、直交変調器１６が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線が変動し、振幅変調器１７の相対通過位相が変化することになる。ここで、相対通過位相は、線形領域での位相変化がない領域を０と規格化したときに、非線形領域での０からの変化量で定義される。この相対通過位相をΦとすると、補償部２２が動作しなければ、振幅変調器１７が出力する送信信号ＰｏにはΦのＡＭ／ＰＭ歪みが含まれることになる。
【００３４】
補償部２２は、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測し、当該予測した包絡線の変動に基づいて、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。以下、補償部２２の動作について説明する。
【００３５】
補償部２２において、ＬＰＦ１４，１５は、ＬＰＦ１２，１３と同様の特性を有する。これは、ＬＰＦ１４，１５を用いて、ＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測するためである。ＬＰＦ１４，１５には、信号生成部１０からＩP，ＱP信号が入力される。ＬＰＦ１４，１５は、ＩP，ＱP信号を所定のカットオフ周波数で帯域制限し、ＩPL、ＱPL信号を出力する。
【００３６】
また、ＬＰＦ１４，１５は、互いに同様の特性を備えるものとする。これは、ＩP，ＱP信号が互いに直交するだけで同様の性質の信号であるからである。そのため、ＬＰＦ１４，１５は、１つのフィルタによって構成されてもよい。
【００３７】
ＩP，ＱP信号は、ＬＰＦ１４，１５を介して、ＩPL、ＱPL信号として、振幅演算部１８に入力される。振幅演算部１８は、ＩPL，ＱPL信号から振幅信号Ｍを算出する。振幅信号Ｍは、（式８）を用いて表すことができる。
【数８】
【００３８】
制御部１９には、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力する位相信号θとが入力される。制御部１９は、振幅信号Ｍの大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０から読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０に基づいて、振幅信号Ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出する。また、制御部１９は、振幅信号Ｍの大きさ近傍の係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０から読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０を補間することにより、振幅信号Ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出してもよい。ここで、ＬＵＴ２０に格納された係数θｃｏｍｐ０について説明する。
【００３９】
図３Ａは、振幅変調器１７の相対通過位相Φの一例を示す図である。図３Ａに示すように、振幅変調器１７に入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさが、Ｐｉ１〜Ｐｉｎと変化するに従って、相対通過位相ΦもΦ１〜Φｎと変化する。ただし、ｎは任意の自然数を表す。
【００４０】
図３Ｂは、ＬＵＴ２０の格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図である。図３Ｂに示すように、ＬＵＴ２０には、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍの大きさ（Ｐｉ１〜Ｐｉｎ）に対応した係数θｃｏｍｐ０（−Φ１〜−Φｎ）が予め格納されているものとする。すなわち、ＬＵＴ２０には、上述した振幅変調器１７の相対通過位相Φと逆特性の関係を示す係数θｃｏｍｐ０が格納される。
【００４１】
加算器２１は、位相信号θと、制御部１９の出力信号（すなわち、位相補償量θｃｏｍｐ）とを加算して、位相信号θ'を出力する。位相信号θ'は、（式６）を用いて表したとおりである。
【００４２】
このように、補償部２２は、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、振幅変調器１７の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（−Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２は、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。
【００４３】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１によれば、補償部２２が送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することで、低歪みかつ高効率に動作することができる。
【００４４】
なお、送信回路１は、図４に示す送信回路１ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３〜２５、及びＬＰＦ２６をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩP'，ＱP'信号をデジタル−アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル−アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。
【００４５】
また、補償部２２は、ＬＵＴ２０を必ずしも備える必要はなく、制御部１９が所定の演算によって、位相補償量θｃｏｍｐを算出するものであってもよい。
【００４６】
（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図である。図５において、第２の実施形態では、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φが、振幅変調器１７ａに入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさに加えて、信号生成部１０が出力する振幅信号ｍの大きさによっても変化することを想定する。第２の実施形態に係る送信回路２は、補償部２２ａの動作が、第１の実施形態と異なる。以下、補償部２２ａの動作について説明する。
【００４７】
図６Ａは、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φの一例を示す図である。図６Ａに示すように、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φは、振幅変調器１７ａに入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさ、及び振幅信号ｍの大きさによっても変化する。例えば、振幅信号ｍの大きさがｍ１であるとき、高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさがＰｉ１〜Ｐｉｎと変化するのに従って、相対通過位相ΦもΦ１１〜Φｎ１と変化する。また、振幅信号ｍの大きさがｍｓであるとき、高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさがＰｉ１〜Ｐｉｎと変化するのに従って、相対通過位相ΦもΦ１ｓ〜Φｎｓと変化する。ただし、ｎ，ｓは、任意の自然数である。
【００４８】
図６Ｂは、ＬＵＴ２０ａの格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図である。図６Ｂに示すように、ＬＵＴ２０ａには、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍの大きさ（Ｐｉ１〜Ｐｉｎ）、及び振幅信号ｍ（ｍ１〜ｍｓ）の大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０（−Φ１１〜−Φｎｓ）が予め格納されているものとする。すなわち、ＬＵＴ２０ａには、上述した振幅変調器１７ａの相対通過位相Φと逆特性の関係を有する係数θｃｏｍｐ０が格納される。
【００４９】
制御部１９ａには、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力する位相信号θに加えて、信号生成部１０が出力する振幅信号ｍが入力される。制御部１９ａは、振幅信号Ｍの大きさ、及び振幅信号ｍの大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０ａから読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０に基づいて、振幅信号Ｍ及び振幅信号ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出する。また、制御部１９ａは、振幅信号Ｍの大きさ、及び振幅信号ｍの大きさ近傍の係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０ａから読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０を補間することにより、振幅信号Ｍ及び振幅信号ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出してもよい。この他の動作は、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５０】
このように、補償部２２ａは、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２ａは、算出した振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍとに基づいて、振幅変調器１７の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（−Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２ａは、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。
【００５１】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２によれば、補償部２２ａが送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することで、低歪みかつ高効率に動作することができる。また、送信回路２は、第１の実施形態と比較して、振幅信号ｍの変動が大きい場合にも、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを精度よく補償することができる。
【００５２】
なお、送信回路２は、図７に示す送信回路２ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３〜２５、及びＬＰＦ２６、２７をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩP'，ＱP'信号をデジタル−アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル−アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。ＬＰＦ２７は、デジタル信号である振幅信号ｍから量子化雑音を除去する。
【００５３】
（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図である。図８において、第３の実施形態に係る送信回路３は、第１の実施形態に係る送信回路１と比較して、直交変調器１６と振幅変調器１７との間にリミッタ（limiter）２７をさらに備える。リミッタ２８は、直交変調器１６が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動抑える働きをする。
【００５４】
補償部２２ｂは、振幅変調器１７で発生するＡＭ／ＰＭ歪みを補償する代わりに、リミッタ２８でのＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。具体的には、補償部２２ｂは、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩPL、ＱPL信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩP'，ＱP'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２ｂは、算出した振幅信号Ｍに基づいて、リミッタ２８でのＡＭ／ＰＭ歪みを補書するための位相補償量θｃｏｍｐ（−Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２ｂは、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することができる。他の動作は、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５５】
以上のように、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３によれば、リミッタ２８には、振幅信号ｍが入力されないので、ＡＭ／ＰＭ特性が安定しており、良好な歪み補償が可能となる。
【００５６】
なお、送信回路３は、図９に示す送信回路３ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３〜２５、及びＬＰＦ２６をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩP'，ＱP'信号をデジタル−アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル−アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。
【００５７】
なお、第１の実施形態に係る送信回路１は、振幅信号ｍ（すなわち、送信信号Ｐｏの包絡線）の変動が比較的小さい変調方式に適用するのに有用である。振幅信号ｍの変動が小さい変調方式としては、例えば、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）やＥＤＧＥ（Enhanced Data GSM Environment）等の通信方式がある。
【００５８】
また、第２の実施形態に係る送信回路２は、振幅信号ｍ（すなわち、送信信号Ｐｏの包絡線）の変動が比較的大きい変調方式に適用するのに有用である。これは、振幅信号ｍの変動が大きいほど、ＡＭ／ＰＭ歪みも大きくなるからである。振幅信号ｍの変動が大きい変調方式としては、例えば、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）や、３ＧＬＴＥ／ＷｉＭＡＸ（3rd Generation Long Term Evolution / Worldwide Interoperability for Microwave Access）等の方式が挙げられる。
【００５９】
次に、第１〜３の実施形態に係る送信回路におけるＬＵＴ２０、２１ａに格納される係数θｃｏｍｐ０の設定方法について説明する。図１０は、振幅演算部１８で算出される振幅信号Ｍの時間波形の一例を示す図である。第１の方法は、図１０に示すように、振幅信号Ｍの大きさが変動する全範囲（すなわち、Ａ１の範囲）に渡って、ＬＵＴ２０，２１ａに係数θｃｏｍｐ０を設定する方法である。第１の方法では、ＬＵＴ２０，２０ａのメモリサイズが大きくなるが、細かな制御が可能となる。
【００６０】
第２の方法は、所定の存在確率以上の振幅信号Ｍの大きさの範囲（すなわち、Ａ２の範囲）にだけ、係数θｃｏｍｐ０を設定する方法である。なお、振幅信号Ｍの大きさがＡ２の範囲をはみ出した場合には、はみ出した振幅信号Ｍに最も近い係数θｃｏｍｐ０を使えばよい。第２の方法では、ＬＵＴ２０，２０ａのメモリサイズを小さくすることができる。
【００６１】
（第４の実施形態）
図１１は、本発明の第４の実施形態に係る通信機器２００の構成の一例を示すブロック図である。図９を参照して、第４の実施形態に係る通信機器２００は、送信回路２１０、受信回路２２０、アンテナ共用部２３０、及びアンテナ２４０を備える。送信回路２１０には、上述した第１〜３の実施形態に記載の送信回路が用いられる。アンテナ共用部２３０は、送信回路２１０から出力された送信信号をアンテナ２４０に伝達し、受信回路２２０に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用部２３０は、アンテナ２４０から入力された受信信号を受信回路２２０に伝達し、受信信号が送信回路２１０に漏れるのを防ぐ。
【００６２】
従って、送信信号は、送信回路２１０から出力され、アンテナ共用部２３０を介してアンテナ２４０から空間に放出される。受信信号は、アンテナ２４０で受信され、アンテナ共用部２３０を介して受信回路２２０で受信される。第４の実施形態に係る通信機器２００は、第１〜３の実施形態に係る送信回路を用いることで、送信信号の線形性を確保しつつ、かつ無線装置としての低歪みを実現することができる。また、送信回路２１０の出力に方向性結合器などの分岐がないため、送信回路２１０からアンテナ２４０までの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として、長時間の使用が可能となる。また、通信機器２００は、送信回路２１０が受信帯域と重なる帯域に含まれる雑音を低減することで、送信回路２１０で発生した雑音が、受信回路２２０の受信品質に悪影響を与えることを防止することができる。なお、通信機器２００は、送信回路２１０とアンテナ２４０とのみを備えた構成であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明に係る送信回路は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器等に適用することができる。
【符号の説明】
【００６４】
１〜３ 送信回路
１０ 信号生成部
１１ ＩＱマッピング部
１２〜１５、２６、２７ ＬＰＦ
１６ 直交変調器
１７ 振幅変調器
１８ 振幅演算部
１９、１９ａ 制御部
２０、２０ａ ＬＵＴ
２１ 加算器
２２、２２ａ、２２ｂ 補償部
２３〜２５ ＤＡＣ
２８ リミッタ
１０１、１０２ 信号変換部
２００ 通信機器
２１０ 送信回路
２２０ 受信回路
２３０ アンテナ共振器
２４０ アンテナ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を出力する送信回路であって、
入力信号に所定の信号変換処理を施し、第１のＩ、Ｑ信号と、前記入力信号の位相成分を示す位相信号と、前記入力信号の大きさを示す第１の振幅信号とを生成する信号生成部と、
前記位相信号を第２のＩ，Ｑ信号に変換するＩＱマッピング部と、
前記第２のＩ，Ｑ信号の不要成分を除去する第１のＬＰＦと、
前記第１のＬＰＦを介して入力された前記第２のＩ，Ｑ信号を直交変調し、高周波信号を出力する直交変調器と、
前記高周波信号を前記第１の振幅信号で振幅変調し、前記送信信号として出力する振幅変調器と、
前記第１のＩ，Ｑ信号に基づいて、前記送信信号に含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する補償部とを備え、
前記補償部は、
前記第１のＬＰＦと同様の特性を有する第２のＬＰＦと、
前記第２のＬＰＦを介して入力された前記第１のＩ，Ｑ信号の大きさを示す第２の振幅信号を算出する振幅演算部と、
前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数が予め格納されているＬＵＴと、
前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、前記第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する制御部と、
前記位相信号に、前記位相補償量を加算する加算器とを備える、送信回路。
【請求項２】
前記制御部は、前記第２の振幅信号の大きさ近傍の係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項３】
前記ＬＵＴには、前記振幅変調器の相対通過位相と逆特性の関係を有する係数が格納されることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項４】
前記ＬＵＴには、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数が格納されることを特徴とする、請求項３に記載の送信回路。
【請求項５】
前記制御部は、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、前記第１の振幅信号及び前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項４に記載の送信回路。
【請求項６】
前記制御部は、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさ近傍の係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、前記第１の振幅信号及び前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項５に記載の送信回路。
【請求項７】
前記信号生成部は、
前記入力信号を前記位相信号と、前記第１の振幅信号とに変換する第１の信号変換部と、
前記位相信号を前記第１のＩ，Ｑ信号に変換する第２の信号変換部とを備え、
前記入力信号をＩ，Ｑで表し、前記位相信号をθで表し、前記第１のＩ，Ｑ信号をＩP，ＱPで表し、前記第１の振幅信号をｍで表すと、Ｉ，Ｐ、θ、ＩP，ＱP、ｍの間には、下記式の関係が成立することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【数９】
【請求項８】
前記直交変調器と、前記振幅変調器との間に、前記高周波信号の包絡線の変動を抑えるリミッタをさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項９】
通信機器であって、
送信信号を生成する送信回路と、
前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、
前記送信回路は、請求項１に記載の送信回路であることを特徴とする、通信機器。
【請求項１０】
前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えることを特徴とする、請求項９に記載の通信機器。
【請求項１】
送信信号を出力する送信回路であって、
入力信号に所定の信号変換処理を施し、第１のＩ、Ｑ信号と、前記入力信号の位相成分を示す位相信号と、前記入力信号の大きさを示す第１の振幅信号とを生成する信号生成部と、
前記位相信号を第２のＩ，Ｑ信号に変換するＩＱマッピング部と、
前記第２のＩ，Ｑ信号の不要成分を除去する第１のＬＰＦと、
前記第１のＬＰＦを介して入力された前記第２のＩ，Ｑ信号を直交変調し、高周波信号を出力する直交変調器と、
前記高周波信号を前記第１の振幅信号で振幅変調し、前記送信信号として出力する振幅変調器と、
前記第１のＩ，Ｑ信号に基づいて、前記送信信号に含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する補償部とを備え、
前記補償部は、
前記第１のＬＰＦと同様の特性を有する第２のＬＰＦと、
前記第２のＬＰＦを介して入力された前記第１のＩ，Ｑ信号の大きさを示す第２の振幅信号を算出する振幅演算部と、
前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数が予め格納されているＬＵＴと、
前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、前記第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する制御部と、
前記位相信号に、前記位相補償量を加算する加算器とを備える、送信回路。
【請求項２】
前記制御部は、前記第２の振幅信号の大きさ近傍の係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項３】
前記ＬＵＴには、前記振幅変調器の相対通過位相と逆特性の関係を有する係数が格納されることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項４】
前記ＬＵＴには、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数が格納されることを特徴とする、請求項３に記載の送信回路。
【請求項５】
前記制御部は、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、前記第１の振幅信号及び前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項４に記載の送信回路。
【請求項６】
前記制御部は、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさ近傍の係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、前記第１の振幅信号及び前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項５に記載の送信回路。
【請求項７】
前記信号生成部は、
前記入力信号を前記位相信号と、前記第１の振幅信号とに変換する第１の信号変換部と、
前記位相信号を前記第１のＩ，Ｑ信号に変換する第２の信号変換部とを備え、
前記入力信号をＩ，Ｑで表し、前記位相信号をθで表し、前記第１のＩ，Ｑ信号をＩP，ＱPで表し、前記第１の振幅信号をｍで表すと、Ｉ，Ｐ、θ、ＩP，ＱP、ｍの間には、下記式の関係が成立することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【数９】
【請求項８】
前記直交変調器と、前記振幅変調器との間に、前記高周波信号の包絡線の変動を抑えるリミッタをさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項９】
通信機器であって、
送信信号を生成する送信回路と、
前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、
前記送信回路は、請求項１に記載の送信回路であることを特徴とする、通信機器。
【請求項１０】
前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えることを特徴とする、請求項９に記載の通信機器。
【図１】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−１０３５３６（Ｐ２０１１−１０３５３６Ａ）
【公開日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２５７０７７（Ｐ２００９−２５７０７７）
【出願日】平成２１年１１月１０日（２００９．１１．１０）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１１月１０日（２００９．１１．１０）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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