電力変換装置
【課題】太陽光電圧を昇圧した後、交流変換して負荷あるいは系統に交流電力を供給する電力変換装置において、損失が低減された変換効率の高い装置構成を実現する。
【解決手段】第１〜第３のコンデンサ３〜５の各直流電力を入力とする単相インバータ６〜８の交流側を直列接続して各発生電圧の総和により出力電圧を制御し、最大電圧の第１のコンデンサ３の電圧は、太陽光電圧から降圧コンバータ１７および昇圧チョッパ１１を介して所望電圧に生成し、バイパス回路１２、１８、２８を設けて、降圧コンバータ１７、昇圧チョッパ１１の双方あるいは一方を必要に応じてバイパスする。第２、第３のコンデンサ４、５の電圧が所定電圧以上に上昇すると、第１のコンデンサ６の電圧を低減させる制御を行い、第２、第３のコンデンサ４、５の単相インバータ２、３を介した放電量を増加させる。
【解決手段】第１〜第３のコンデンサ３〜５の各直流電力を入力とする単相インバータ６〜８の交流側を直列接続して各発生電圧の総和により出力電圧を制御し、最大電圧の第１のコンデンサ３の電圧は、太陽光電圧から降圧コンバータ１７および昇圧チョッパ１１を介して所望電圧に生成し、バイパス回路１２、１８、２８を設けて、降圧コンバータ１７、昇圧チョッパ１１の双方あるいは一方を必要に応じてバイパスする。第２、第３のコンデンサ４、５の電圧が所定電圧以上に上昇すると、第１のコンデンサ６の電圧を低減させる制御を行い、第２、第３のコンデンサ４、５の単相インバータ２、３を介した放電量を増加させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。チョッパ回路を用い、太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化し、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」ＯＭＲＯＮ ＴＥＣＨＮＩＣＳ Ｖｏｌ．４２ Ｎｏ．２（通巻１４２号）２００２年、
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば２００Ｖの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は２８２Ｖ以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常２００Ｖ程度、あるいはそれ以下であり、上述したように２８２Ｖ以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチョッパ部のスイッチング素子やダイオードの損失が大きくなる。また、インバータの入出力電圧が大きいとインバータを構成する素子の耐圧も大きくする必要があり、各素子の損失が大きくなる。このように、パワーコンデショナ全体の効率が低下してしまうという問題点があった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光などの直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率の向上を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。そして、第２の直流電源と、該第２の直流電源の電圧を降圧する降圧回路とを備え、上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成され、上記第１のインバータ以外の他の単相インバータの直流電源電圧を検出し、該直流電源電圧が所定電圧を超えると、上記第２の直流電源から生成する上記第１のインバータの直流電源電圧を低減させる制御を行って、上記他の単相インバータを介した上記直流電源からの放電量を増加させるものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明による電力変換装置は、複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力するため、各単相インバータは全体の出力電圧よりも低い電圧を出力すれば良く、各単相インバータを構成する各素子の耐圧を低減できる。また、電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成されるため、第２の直流電源の電圧上昇がある場合にも、第１のインバータ内の各素子の破壊が防止でき電力変換装置の安定して運転できる。このため、各単相インバータを構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高い電力変換装置が得られる。
また、第１のインバータ以外の他の単相インバータの直流電源電圧が所定電圧を超えると、上記第２の直流電源から生成する上記第１のインバータの直流電源電圧を低減させる制御を行って、上記他の単相インバータを介した上記直流電源からの放電量を増加させるため、上記直流電源の上昇を抑制できて損失の増大を抑制すると共に、電力変換装置の信頼性を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図６】この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図８】この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの構成および動作を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図１０】この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態５によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態６によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１４】この発明の実施の形態８によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１５】この発明の実施の形態９によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１６】この発明の実施の形態１０によるパワーコンディショナの動作を説明する電圧波形図である。
【図１７】この発明の実施の形態１１によるパワーコンディショナの動作を説明する電圧波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ６〜８の交流側を直列に接続してインバータユニットを構成する。各単相インバータ６〜８は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、直流電源となる第１のコンデンサ３を入力とする第１のインバータ６の交流側両端子の一方に第２のインバータ７が、他方に第３のインバータ８が接続される。また、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９としてダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子が互いに逆極性に直列接続され、この短絡用スイッチ９は第１のインバータ６に並列に接続される。
【００１０】
また、第２の直流電源としての太陽光による直流電源１の後段に、入力コンデンサ２を介して、降圧回路としての降圧コンバータ１７と昇圧回路としての昇圧チョッパ１１とが直列接続される。第１のインバータ６の入力となる第１のコンデンサ３は、直流電源１から降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とを介して充電される。降圧コンバータ１７は、降圧用スイッチ素子２３とリアクトル２７と、両素子２３、２７の接続点にカソードが接続された降圧用ダイオード２４とで構成される。昇圧チョッパ１１は、降圧コンバータ１７に兼用して用いられるリアクトル２７と整流用素子としての昇圧用ダイオード２５と、両素子２７、２５の接続点に接続された昇圧用スイッチ素子２６とで構成される。
【００１１】
また、降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とを直列接続した回路をバイパスするバイパス回路１２（第３のバイパス回路）が接続される。このバイパス回路１２は、バイパスリレー２１と、バイパスリレー２１に並列接続されバイパスリレー２１を遮断するための遮断回路を構成する第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０とで構成される。第１のバイパススイッチ素子１９と第２のバイパススイッチ素子２０とは、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチで互いに逆極性に直列接続される。
さらに、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８が接続される。この第１のバイパス回路１８は、降圧用スイッチ素子２３をバイパスするように接続された第１のバイパスリレー２２で構成される。
【００１２】
第１のインバータ６の入力となる第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、他の第２、第３のインバータ７、８の入力となる直流電源としての第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３よりも大きく、Ｖ２、Ｖ３は、例えば所定の電圧になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０にて制御される。ここでは、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧が等しいものとする。
これらのインバータ６〜８は出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット６〜８は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧を出力する。この出力電圧はリアクトル１３、１４およびコンデンサ１５から成る平滑フィルタにより平滑され、交流電圧Ｖｏｕｔを系統（負荷）１６に供給する。なお、系統１６は柱状トランスにて中点を接地しているものとする。
【００１３】
第２のインバータ７の出力と第３のインバータ８の出力とは等しく、各インバータ７、８は、目標の出力電圧と第１のインバータ６の出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。
また、第１のインバータ６の出力電圧が０である期間では、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９をオンして導通状態にすると共に、第１のインバータ６内の全ての半導体スイッチをオフ状態にする。これにより第１のコンデンサ３と系統１６（交流出力用電力線）とは遮断されて、第１のコンデンサ３の中間点電位はアース電位を保持することができ、第１のコンデンサ３の正極、負極側はそれぞれアース電位から一定の直流電位を維持できる。太陽光を発生させる太陽光パネル（直流電源１）はアースに対して大きな浮遊容量を有するが、直流電源１から生成した第１のコンデンサ３の中間点電位をアース電位に固定できるため、直流電源１の電位変動が抑制でき浮遊容量に流れる電流も抑制できる。
【００１４】
ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータユニット６〜８の出力電圧は、最大でＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３まで出力できる。このためＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３が約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。
直流電源１の定格電圧を２４０Ｖとすると、定格電圧時には従来のように昇圧する必要はなく、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成できる。また、第１のインバータ６は、定格電圧２４０Ｖに適した、即ち耐電圧の低減された半導体素子で構成することができる。第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３はＶ１よりも低く、このため、各インバータ６〜８も耐電圧の低い素子で構成でき、損失の低減された効率の良いインバータユニット６〜８となる。
【００１５】
第１のコンデンサ３への充電動作について以下に説明する。
太陽光による直流電源１の場合、無負荷運転時には直流電源１の電圧が定格電圧より高くなる場合がある。例えば、定格電圧２４０Ｖの直流電源電圧が、システム起動時の無負荷の場合、３５０Ｖ程度の出力電圧になることがある。このように直流電源１の電圧が運転中に定格電圧を上回った場合は、降圧コンバータ１７にて降圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。また、直流電源１が定格電圧を下回り、さらに所定の電圧、例えば２００Ｖ以下になると、昇圧チョッパ１１にて昇圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。
【００１６】
まず、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（例えば２００Ｖ〜定格電圧）である場合、図２に示すように、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる。
次に、直流電源１の電圧が上記所定の範囲を外れ、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１を動作させる必要が発生した場合、バイパス回路１２を遮断する。この時、まず、図３に示すように第１のバイパススイッチ素子１９と第２のバイパススイッチ素子２０を導通させ、転流電流経路３１を生成する。次いでバイパスリレー２１を切ることにより、バイパスリレー２１を流れていた電流は第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０を流れ、バイパスリレー２１を高速に遮断できる。そして、第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０をオフすることにより、バイパス回路１２は信頼性よく確実に遮断でき、電流は降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１へ流れる。
【００１７】
直流電源１の電圧が所定の電圧（例えば２００Ｖ）以下になり、昇圧が必要になった場合、上述したようにバイパス回路１２を遮断すると共に、降圧コンバータ１７をバイパスする。即ち図４に示すように、第１のバイパスリレー２２を導通させ、電流を降圧バイパス経路３２に流す。そして、昇圧用スイッチ素子２６をオンオフして所定の電圧に昇圧する。このように、降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止すると共に、昇圧チョッパ１１による昇圧動作を実現することができる。
直流電源１の電圧が定格電圧を超えて降圧が必要になった場合、上述したようにバイパス回路１２を遮断すると共に、降圧コンバータ１７により降圧動作させる。図５に示すように、降圧用スイッチ素子２３をオンオフ動作させ、第１のバイパスリレー２２を開放する。こうすることで、第１のバイパスリレー２２ではアークを発生することなく遮断でき、電流を電流経路３３に流して降圧コンバータ１７の降圧動作を開始できる。
さらに、降圧コンバータ１７や、昇圧チョッパ１１の動作中に直流電源１の電圧が所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）に復帰した場合、降圧動作、昇圧動作を停止し、バイパス回路１２内のバイパスリレー２１を導通させることで、定格電流経路３０による運転へ戻ることができる。
【００１８】
以上のようにこの実施の形態では、直流電源１から生成される第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１を直流源とした第１のインバータ６と、他の第２、第３のインバータ６、７との交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成した。このように構成されるパワーコンディショナでは、各インバータ６〜８を耐電圧の低い素子で構成できる。半導体スイッチ素子は耐圧が高くなるほど導通損失が大きくなる傾向があり、損失の低減された効率の良い装置構成が達成できる。また、第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を出力することができ、昇圧チョッパ１１の昇圧率を低減できて損失を低減できる。
さらに、降圧コンバータ１７を設けて、直流電源１の電圧が定格電圧を超えるときに降圧するようにしたため、各インバータ６〜８に入力される電圧が大きくなって素子の耐電圧を超えるのが防止でき、素子破壊が防止できる。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
【００１９】
さらにまた第１のバイパス回路１８を設けて降圧コンバータ１７内の降圧用スイッチ素子２３をバイパスできるようにしたため、降圧動作が不要なときに降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止でき、さらに損失低減が図れる。さらに、降圧動作も昇圧動作も不要なときは、バイパス回路１２により降圧コンバータ１７および昇圧チョッパ１１をバイパスさせるようにしたため、さらに導通損失が低減でき変換効率の向上が図れる。また、バイパス回路１２は、バイパスリレー２１と、バイパスリレー２１に並列接続された遮断回路（第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０）とで構成したため、バイパス回路１２を遮断する際にバイパスリレー２１にアークを発生させることなく確実に遮断できる。
【００２０】
また、パワーコンディショナは、直流電源１の電圧に応じて、昇圧チョッパ１１による昇圧動作、降圧コンバータ１７による降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないで第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１を生成するため、直流電圧Ｖ１を安定して生成でき、安定した交流出力が信頼性よく得られる。
【００２１】
なお、この場合パワーコンディショナは出力電力を系統１６に供給するものを示したが、負荷に供給する場合も同様の効果を有する。
また、この実施の形態では、第１のインバータ６の両側に接続された２つのインバータ７、８は出力を等しくしてＰＷＭ制御により電圧波形を精度良くコントロールしたものを示したが、ＰＷＭ制御をしなくても良い。さらに、第１のインバータ６の両側に接続されるインバータは、それぞれ複数個でも良く、両側の各出力電圧の総和が等しいものであれば良い。
さらにまた、第１のコンデンサ３の中間点電位をアース電位に固定できる効果は無くなるが、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９は無くても良く、その場合、第１のインバータ６以外のインバータ６、７は、第１のインバータ６の片側のみに複数個直列接続されても良く、それぞれのインバータ出力が異なるものでも良い。
【００２２】
実施の形態２．
次に、上記実施の形態１によるパワーコンディショナの昇圧チョッパ１１にバイパス回路を設けたものを以下に説明する。
図６に示すように、昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５をバイパスする第２のバイパス回路２８が昇圧用ダイオード２５に並列に接続される。この第２のバイパス回路２８は、昇圧用ダイオード２５より導通損失の少ない第２のバイパスリレー２９で構成される。
直流電源１の電圧が定格電圧を超える場合、降圧コンバータ１７は降圧動作し、昇圧チョッパ１１は昇圧動作しない。この場合図７に示すように、電流を昇圧ダイオードバイパス電流経路３４に流して、昇圧用ダイオード２５に流れる電流を第２のバイパス回路２８でバイパスする。これにより、導通損失の低減が図れ、より効率の良いパワーコンディショナが得られる。
【００２３】
実施の形態３．
上記実施の形態２では、昇圧チョッパ１１が昇圧動作しないときに昇圧用ダイオード２５を第２のバイパス回路２８でバイパスしたが、この実施の形態では、昇圧チョッパ１１が昇圧動作するときに昇圧用ダイオード２５をバイパスさせる。図８に示すように、昇圧用ダイオード２５より導通損失の少ないＦＥＴなどから成るバイパス半導体スイッチ３５が昇圧用ダイオード２５に並列に接続される。
この場合、電流が昇圧用ダイオード２５を流れようとするタイミングでバイパス半導体スイッチ３５を導通させ、第２の昇圧ダイオードバイパス電流経路３７に電流が流れる。そして、電流の向きが反転する直前にバイパス半導体スイッチ３５をオフし、順方向電流が昇圧用ダイオード２５に流れるように転流させる。これにより、図９に示すように、昇圧電流経路３６に電流が流れるときに、第１のコンデンサ３側から昇圧用ダイオード２５への昇圧ダイオードリカバリー電流経路３９に逆方向の電流が流れ、昇圧用ダイオード２５でのリカバリ損失が発生する。
【００２４】
ところで、バイパス半導体スイッチ３５にはダイオードが逆並列接続されるものであるが、このダイオードでのリカバリ損失は、単体のダイオードである昇圧用ダイオード２５のリカバリ損失よりも大きい。
この実施の形態では、バイパス半導体スイッチ３５で昇圧用ダイオード２５をバイパスすることにより、導通損失の低減が図れる。また、リカバリ損失は昇圧用ダイオード２５において発生させるようにしたため、さらに損失を低減でき、効率の良いパワーコンディショナが得られる。
【００２５】
実施の形態４．
上記実施の形態１〜３では、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１をバイパスさせる回路１２、１８、２８、３５を設けたものを示したが、図１０に示すように、これらのバイパス回路は無くても良い。
この場合、降圧コンバータ１７の降圧用スイッチ素子２３をオン状態で保持すると、昇圧チョッパ１１にて昇圧動作でき、直流電源１からの電圧を昇圧することができる。降圧する場合は降圧コンバータ１７を降圧動作させ、その出力電流を昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５に通す。
このように構成されるパワーコンディショナでは、各インバータ６〜８を耐電圧の低い素子で構成でき損失の低減された効率の良い装置構成が達成できる。また、第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を出力することができ、昇圧チョッパ１１の昇圧率を低減できて損失を低減できる。さらに、降圧コンバータ１７を設けたため、第１のコンデンサ３の電圧は、第１のインバータ６を構成する素子の耐電圧を越えない電圧に制御することができ、直流電源１の過電圧に対して素子破壊を防止できる。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
【００２６】
実施の形態５．
上記実施の形態４では、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１をバイパスさせる回路の無いものを示したが、図１１に示すように、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８のみを接続しても良い。上述したように、この第１のバイパス回路１８は、降圧用スイッチ素子２３をバイパスするように接続された第１のバイパスリレー２２で構成される。
このように、直流電源１からの電圧を降圧する必要の無い場合は、降圧コンバータ１７内の降圧用スイッチ素子２３をバイパスできるようにしたため、降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止できると共に、昇圧チョッパ１１による昇圧動作を実現することができ、損失低減が図れる。
【００２７】
実施の形態６．
上記各実施の形態では、昇圧チョッパ１１を備えたパワーコンディショナを示したが、昇圧チョッパ１１などの昇圧回路を備えないものであっても良い。この場合、図１２に示すように、降圧コンバータ１７が直流電源１と第１のコンデンサ３との間に配置されている。
このようなパワーコンディショナにおいても、第１のコンデンサ３の電圧は、第１のインバータ６を構成する素子の耐電圧を越えない電圧に制御することができ、直流電源１の過電圧に対して素子破壊を防止できる。このため、各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
なお、この場合も、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８を接続しても良く、損失低減が図れる。
【００２８】
実施の形態７．
図１３は、この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。これは、図１で示した上記実施の形態１によるパワーコンディショナにおいて、直流電源１からバイパス回路１２を介して第１のコンデンサへ至る電流経路に、逆流防止用素子としての逆流防止ダイオード４７を備えたものである。
上述したように、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）である場合、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる（図２参照）。この時、直流電源１と第１のコンデンサ３との電圧はほぼ等しくなっている。この状態で、例えば急激に直流電源１の電圧が低下しても、逆流防止ダイオード４７を備えたため、第１のコンデンサ３からバイパス回路１２を経て直流電源１へ電流が流れることはない。
このように、第１のコンデンサ３から直流電源１へ電流が流れないため、急激に直流電源１電圧が低下しても第１のコンデンサ３の電圧は変動せず、出力電圧波形に歪が発生したり出力不能の状態に陥るのが回避でき、安定した出力が得られる。
【００２９】
実施の形態８．
図１４は、この発明の実施の形態８によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。上記実施の形態７と同様に、直流電源１からバイパス回路１２を介して第１のコンデンサへ至る電流経路に、逆流防止用素子を備えたものである。
この実施の形態では、図に示すように、バイパス回路１２を降圧用スイッチ素子２３およびリアクトル２７に並列に接続し、リアクトル２７側の接続点は、リアクトル２７と昇圧用ダイオード２５との間とする。このように、昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５をバイパスされる経路の外側に配置して接続することで、昇圧用ダイオード２５を上記逆流防止用素子として兼用させる。
【００３０】
上述したように、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）である場合、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる（図２参照）。この時、直流電源１と第１のコンデンサ３との電圧はほぼ等しくなっている。この状態で、例えば急激に直流電源１の電圧が低下しても、昇圧用ダイオード２５が逆流防止用のダイオードとして機能するため、第１のコンデンサ３からバイパス回路１２を経て直流電源１へ電流が流れることはない。
このように、第１のコンデンサ３から直流電源１へ電流が流れないため、急激に直流電源１電圧が低下しても第１のコンデンサ３の電圧は変動せず、出力電圧波形に歪が発生したり出力不能の状態に陥るのが回避でき、安定した出力が得られる。また、昇圧用ダイオード２５を上記逆流防止用素子として兼用させるため部品点数を削減でき、小型で安価な装置構成となる。
【００３１】
実施の形態９．
図１５は、この発明の実施の形態９によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１で示した上記実施の形態１によるパワーコンディショナでは、降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とをそれぞれ備えたが、この実施の形態では、直流電源１と第１のコンデンサ３との間に、直流電源１の電圧を昇圧したり、降圧したりできる昇降圧コンバータ４８を配置する。
次に動作について説明する。
直流電源１からの電圧が、第１のコンデンサ３を充電する規定電圧より低い場合、昇降圧コンバータ４８が電圧を規定電圧まで上昇させ、第１のコンデンサ３の電圧を規定電圧に充電するように保つ。また、直流電源１の電圧が、第１のコンデンサ３の規定電圧より高い場合、昇降圧コンバータ４８により直流電源１からの電圧を下げ、第１のコンデンサ３の電圧を規定電圧に充電するように保つ。
【００３２】
ここで、第１のコンデンサ３の規定電圧の範囲の上限は第１のインバータ６を構成するスイッチ素子の耐圧を超えないように設計される。下限についてはパワーコンディショナが出力する最大電圧を、各インバータ６〜８の出力電圧の総和で十分出力可能な値に設定する。
このように、昇降圧コンバータ４８を備えたため、直流電源１の電圧変動に対して、各インバータ６〜８内のスイッチ素子を破壊することがない。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
【００３３】
なお、この実施の形態においても、昇降圧コンバータ４８をバイパスする回路を上記実施の形態１と同様のバイパス回路１２により構成して備えても良く、導通損失が低減でき変換効率の向上が図れる。
【００３４】
実施の形態１０．
上記各実施の形態はいずれも降圧コンバータ１７あるいは昇降圧コンバータ４８を備えて、直流電源１の電圧が規定範囲よりも高い場合に降圧させるものであるが、規定範囲自体が変更される場合の制御について以下に説明する。
例えば、太陽光発電を用いたパワーコンディショナでは、系統に連系時には出力の定格電圧が２００Ｖｒｍｓであるのに対して、系統の停電時などの自立運転時では出力の定格電圧が１００Ｖｒｍｓで運転する。このように、出力電圧指令値となる目標電圧が変更されるとき、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整することで、第１のインバータ６からの出力電圧のレベルを変化させる。
【００３５】
図１６は、定格電圧が２００Ｖｒｍｓの場合と１００Ｖｒｍｓの場合とにおけるパワーコンディショナの出力電圧波形を示すものである。図に示すように、定格電圧２００Ｖｒｍｓの出力条件の出力目標電圧波形４０では、第１のインバータ６は第１の出力電圧４２を発生していたところ、定格電圧１００Ｖｒｍｓの出力条件の出力目標電圧波形４１では、第１のインバータ６は第２の出力電圧４３を発生している。
このように、定格電圧が２００Ｖｒｍｓから１００Ｖｒｍｓに変化するなど、電圧指令値が変化する場合、第１のコンデンサ３に充電される電圧を、降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により調整（降圧）することで、第１のインバータ６の出力電圧を変化させ、各インバータ６〜８の出力電圧の総和であるパワーコンディショナの出力電圧が目標電圧波形に従う制御を容易に制御性良く実現できる。
【００３６】
ところで、各コンデンサ３〜５の充電電圧を変更せずに、定格電圧が変更されるなど電圧指令値の変化に対応しようとすれば、第１のインバータ６の出力パルス幅を狭める。目標電圧と第１のインバータ出力電圧との差電圧を、第２のインバータ７と第３のインバータ８とで出力するため、第２、第３のインバータ７、８の負担は大きくなり、特にＰＷＭ制御により波形生成する場合は多くの損失が発生するものである。
この実施の形態では、電圧指令値の変化に応じて第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整する制御を行うため、上記のような第２、第３のインバータ７、８の負担増大による損失が防止できる。
【００３７】
なお、上記実施の形態では、第１のコンデンサ３に充電される電圧を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により調整（降圧）するとしたが、必要に応じて昇圧チョッパ１１あるいは昇降圧コンバータ４８により昇圧して調整する。
【００３８】
実施の形態１１．
次に、上記実施の形態１〜９で示したパワーコンディショナにおいて、第２、第３のコンデンサ４、５の充電電圧に関連して第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整する制御について以下に説明する。
パワーコンディショナでは、目標電圧と第１のインバータ出力電圧との差電圧を、第２のインバータ７と第３のインバータ８とで出力するため、第２、第３のインバータ７、８では、出力に応じて第２、第３のコンデンサ４、５から放電、あるいは第２、第３のコンデンサ４、５を充電する。出力電圧と出力電流の位相がずれた場合、第２、第３のコンデンサ４、５では放電量よりも充電量が多くなることがある。
第２、第３のコンデンサ４、５は、第１のコンデンサ３からＤＣ／ＤＣコンバータ１０を介してエネルギ供給され、その電圧Ｖ２、Ｖ３はＤＣ／ＤＣコンバータ１０にて制御される。上述したように第２、第３のコンデンサ４、５にて放電量よりも充電量が多くなる場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有する場合は、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３はＤＣ／ＤＣコンバータ１０により所望の電圧に制御できる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有しない場合の制御について以下に説明する。
【００３９】
この実施の形態では、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３を検出し、これらの電圧がそれぞれ所定の電圧を超えると、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させる制御を行う。
図１７は、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が定常時と所定電圧以上の上昇時とにおけるパワーコンディショナの出力電圧波形を示すものである。図１７（ａ）に示すように、電圧Ｖ２、Ｖ３が定常時では出力目標電圧波形４６に対して、第１のインバータ６は大きさＶ１の出力電圧４５を発生し、第２のインバータ７と第３のインバータ８との出力和による負担電圧４４はそれほど大きくない。電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧以上の上昇時には、第１のコンデンサ３に充電される電圧Ｖ１が低減され、図１７（ｂ）に示すように、出力目標電圧波形４６に対して第１のインバータ６が発生する大きさＶ１の出力電圧４５も低減され、第２のインバータ７と第３のインバータ８との出力和による負担電圧４４は大きくなる。なお、負担電圧４４は出力目標電圧波形４６の電圧から第１の出力電圧４５を差し引いた電圧である。
【００４０】
このように、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧以上に上昇すると、第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を低減させることにより、第２、第３のインバータ７、８の出力負担電圧４４が大きくなる。第２、第３のインバータ７、８では、この出力負担電圧４４を例えばＰＷＭ制御により出力するものであるが、出力電圧が大きくなるため、第２、第３のコンデンサ４、５では充電量より放電量が多くなり、電圧Ｖ２、Ｖ３が低減する。
【００４１】
以上のようにこの実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有しない場合においても、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させる制御を行うことで、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧を超えて上昇するのを抑制できる。
このため、損失の増大を抑制できると共に、電圧Ｖ２、Ｖ３の上昇による過電圧で第２、第３のインバータ７、８を構成するスイッチ素子を破壊するのを防止でき、信頼性の高いパワーコンディショナが得られる。
【００４２】
なお、上記実施の形態では、第１のコンデンサ３に充電される電圧を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させるとしたが、必要に応じて昇圧チョッパ１１あるいは昇降圧コンバータ４８の昇圧率を低減して調整する。
【符号の説明】
【００４３】
１ 直流電源（第２の直流電源）、３ 直流電源としての第１のコンデンサ、
４ 直流電源としての第２のコンデンサ、５ 直流電源としての第３のコンデンサ、
６ 第１のインバータ（単相インバータ）、
７ 単相インバータとしての第２のインバータ、
８ 単相インバータとしての第３のインバータ、１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１１ 昇圧回路としての昇圧チョッパ、１２ バイパス回路（第３のバイパス回路）、
１７ 降圧回路としての降圧コンバータ、１８ 第１のバイパス回路、
１９，２０ 遮断回路としての第１，第２のバイパススイッチ素子、
２１ バイパスリレー、２２ 第１のバイパスリレー、２３ 降圧用スイッチ素子、
２４ 降圧用ダイオード、２５ 整流用素子としての昇圧用ダイオード、
２６ 昇圧用スイッチ素子、２７ リアクトル、３０ 定格電流経路、
３２ 降圧バイパス経路、２８ 第２のバイパス回路、２９ 第２のバイパスリレー、
３４ 昇圧ダイオードバイパス電流経路、３５ バイパス半導体スイッチ、
３７ 第２の昇圧ダイオードバイパス電流経路、
４７ 逆流防止用素子としての逆流防止ダイオード、４８ 昇降圧コンバータ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。チョッパ回路を用い、太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化し、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」ＯＭＲＯＮ ＴＥＣＨＮＩＣＳ Ｖｏｌ．４２ Ｎｏ．２（通巻１４２号）２００２年、
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば２００Ｖの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は２８２Ｖ以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常２００Ｖ程度、あるいはそれ以下であり、上述したように２８２Ｖ以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチョッパ部のスイッチング素子やダイオードの損失が大きくなる。また、インバータの入出力電圧が大きいとインバータを構成する素子の耐圧も大きくする必要があり、各素子の損失が大きくなる。このように、パワーコンデショナ全体の効率が低下してしまうという問題点があった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光などの直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率の向上を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。そして、第２の直流電源と、該第２の直流電源の電圧を降圧する降圧回路とを備え、上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成され、上記第１のインバータ以外の他の単相インバータの直流電源電圧を検出し、該直流電源電圧が所定電圧を超えると、上記第２の直流電源から生成する上記第１のインバータの直流電源電圧を低減させる制御を行って、上記他の単相インバータを介した上記直流電源からの放電量を増加させるものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明による電力変換装置は、複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力するため、各単相インバータは全体の出力電圧よりも低い電圧を出力すれば良く、各単相インバータを構成する各素子の耐圧を低減できる。また、電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成されるため、第２の直流電源の電圧上昇がある場合にも、第１のインバータ内の各素子の破壊が防止でき電力変換装置の安定して運転できる。このため、各単相インバータを構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高い電力変換装置が得られる。
また、第１のインバータ以外の他の単相インバータの直流電源電圧が所定電圧を超えると、上記第２の直流電源から生成する上記第１のインバータの直流電源電圧を低減させる制御を行って、上記他の単相インバータを介した上記直流電源からの放電量を増加させるため、上記直流電源の上昇を抑制できて損失の増大を抑制すると共に、電力変換装置の信頼性を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図６】この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図８】この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの構成および動作を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。
【図１０】この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態５によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態６によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１４】この発明の実施の形態８によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１５】この発明の実施の形態９によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１６】この発明の実施の形態１０によるパワーコンディショナの動作を説明する電圧波形図である。
【図１７】この発明の実施の形態１１によるパワーコンディショナの動作を説明する電圧波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ６〜８の交流側を直列に接続してインバータユニットを構成する。各単相インバータ６〜８は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、直流電源となる第１のコンデンサ３を入力とする第１のインバータ６の交流側両端子の一方に第２のインバータ７が、他方に第３のインバータ８が接続される。また、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９としてダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子が互いに逆極性に直列接続され、この短絡用スイッチ９は第１のインバータ６に並列に接続される。
【００１０】
また、第２の直流電源としての太陽光による直流電源１の後段に、入力コンデンサ２を介して、降圧回路としての降圧コンバータ１７と昇圧回路としての昇圧チョッパ１１とが直列接続される。第１のインバータ６の入力となる第１のコンデンサ３は、直流電源１から降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とを介して充電される。降圧コンバータ１７は、降圧用スイッチ素子２３とリアクトル２７と、両素子２３、２７の接続点にカソードが接続された降圧用ダイオード２４とで構成される。昇圧チョッパ１１は、降圧コンバータ１７に兼用して用いられるリアクトル２７と整流用素子としての昇圧用ダイオード２５と、両素子２７、２５の接続点に接続された昇圧用スイッチ素子２６とで構成される。
【００１１】
また、降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とを直列接続した回路をバイパスするバイパス回路１２（第３のバイパス回路）が接続される。このバイパス回路１２は、バイパスリレー２１と、バイパスリレー２１に並列接続されバイパスリレー２１を遮断するための遮断回路を構成する第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０とで構成される。第１のバイパススイッチ素子１９と第２のバイパススイッチ素子２０とは、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチで互いに逆極性に直列接続される。
さらに、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８が接続される。この第１のバイパス回路１８は、降圧用スイッチ素子２３をバイパスするように接続された第１のバイパスリレー２２で構成される。
【００１２】
第１のインバータ６の入力となる第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、他の第２、第３のインバータ７、８の入力となる直流電源としての第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３よりも大きく、Ｖ２、Ｖ３は、例えば所定の電圧になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０にて制御される。ここでは、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧が等しいものとする。
これらのインバータ６〜８は出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット６〜８は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧を出力する。この出力電圧はリアクトル１３、１４およびコンデンサ１５から成る平滑フィルタにより平滑され、交流電圧Ｖｏｕｔを系統（負荷）１６に供給する。なお、系統１６は柱状トランスにて中点を接地しているものとする。
【００１３】
第２のインバータ７の出力と第３のインバータ８の出力とは等しく、各インバータ７、８は、目標の出力電圧と第１のインバータ６の出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。
また、第１のインバータ６の出力電圧が０である期間では、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９をオンして導通状態にすると共に、第１のインバータ６内の全ての半導体スイッチをオフ状態にする。これにより第１のコンデンサ３と系統１６（交流出力用電力線）とは遮断されて、第１のコンデンサ３の中間点電位はアース電位を保持することができ、第１のコンデンサ３の正極、負極側はそれぞれアース電位から一定の直流電位を維持できる。太陽光を発生させる太陽光パネル（直流電源１）はアースに対して大きな浮遊容量を有するが、直流電源１から生成した第１のコンデンサ３の中間点電位をアース電位に固定できるため、直流電源１の電位変動が抑制でき浮遊容量に流れる電流も抑制できる。
【００１４】
ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータユニット６〜８の出力電圧は、最大でＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３まで出力できる。このためＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３が約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。
直流電源１の定格電圧を２４０Ｖとすると、定格電圧時には従来のように昇圧する必要はなく、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成できる。また、第１のインバータ６は、定格電圧２４０Ｖに適した、即ち耐電圧の低減された半導体素子で構成することができる。第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３はＶ１よりも低く、このため、各インバータ６〜８も耐電圧の低い素子で構成でき、損失の低減された効率の良いインバータユニット６〜８となる。
【００１５】
第１のコンデンサ３への充電動作について以下に説明する。
太陽光による直流電源１の場合、無負荷運転時には直流電源１の電圧が定格電圧より高くなる場合がある。例えば、定格電圧２４０Ｖの直流電源電圧が、システム起動時の無負荷の場合、３５０Ｖ程度の出力電圧になることがある。このように直流電源１の電圧が運転中に定格電圧を上回った場合は、降圧コンバータ１７にて降圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。また、直流電源１が定格電圧を下回り、さらに所定の電圧、例えば２００Ｖ以下になると、昇圧チョッパ１１にて昇圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。
【００１６】
まず、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（例えば２００Ｖ〜定格電圧）である場合、図２に示すように、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる。
次に、直流電源１の電圧が上記所定の範囲を外れ、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１を動作させる必要が発生した場合、バイパス回路１２を遮断する。この時、まず、図３に示すように第１のバイパススイッチ素子１９と第２のバイパススイッチ素子２０を導通させ、転流電流経路３１を生成する。次いでバイパスリレー２１を切ることにより、バイパスリレー２１を流れていた電流は第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０を流れ、バイパスリレー２１を高速に遮断できる。そして、第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０をオフすることにより、バイパス回路１２は信頼性よく確実に遮断でき、電流は降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１へ流れる。
【００１７】
直流電源１の電圧が所定の電圧（例えば２００Ｖ）以下になり、昇圧が必要になった場合、上述したようにバイパス回路１２を遮断すると共に、降圧コンバータ１７をバイパスする。即ち図４に示すように、第１のバイパスリレー２２を導通させ、電流を降圧バイパス経路３２に流す。そして、昇圧用スイッチ素子２６をオンオフして所定の電圧に昇圧する。このように、降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止すると共に、昇圧チョッパ１１による昇圧動作を実現することができる。
直流電源１の電圧が定格電圧を超えて降圧が必要になった場合、上述したようにバイパス回路１２を遮断すると共に、降圧コンバータ１７により降圧動作させる。図５に示すように、降圧用スイッチ素子２３をオンオフ動作させ、第１のバイパスリレー２２を開放する。こうすることで、第１のバイパスリレー２２ではアークを発生することなく遮断でき、電流を電流経路３３に流して降圧コンバータ１７の降圧動作を開始できる。
さらに、降圧コンバータ１７や、昇圧チョッパ１１の動作中に直流電源１の電圧が所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）に復帰した場合、降圧動作、昇圧動作を停止し、バイパス回路１２内のバイパスリレー２１を導通させることで、定格電流経路３０による運転へ戻ることができる。
【００１８】
以上のようにこの実施の形態では、直流電源１から生成される第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１を直流源とした第１のインバータ６と、他の第２、第３のインバータ６、７との交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成した。このように構成されるパワーコンディショナでは、各インバータ６〜８を耐電圧の低い素子で構成できる。半導体スイッチ素子は耐圧が高くなるほど導通損失が大きくなる傾向があり、損失の低減された効率の良い装置構成が達成できる。また、第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を出力することができ、昇圧チョッパ１１の昇圧率を低減できて損失を低減できる。
さらに、降圧コンバータ１７を設けて、直流電源１の電圧が定格電圧を超えるときに降圧するようにしたため、各インバータ６〜８に入力される電圧が大きくなって素子の耐電圧を超えるのが防止でき、素子破壊が防止できる。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
【００１９】
さらにまた第１のバイパス回路１８を設けて降圧コンバータ１７内の降圧用スイッチ素子２３をバイパスできるようにしたため、降圧動作が不要なときに降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止でき、さらに損失低減が図れる。さらに、降圧動作も昇圧動作も不要なときは、バイパス回路１２により降圧コンバータ１７および昇圧チョッパ１１をバイパスさせるようにしたため、さらに導通損失が低減でき変換効率の向上が図れる。また、バイパス回路１２は、バイパスリレー２１と、バイパスリレー２１に並列接続された遮断回路（第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０）とで構成したため、バイパス回路１２を遮断する際にバイパスリレー２１にアークを発生させることなく確実に遮断できる。
【００２０】
また、パワーコンディショナは、直流電源１の電圧に応じて、昇圧チョッパ１１による昇圧動作、降圧コンバータ１７による降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないで第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１を生成するため、直流電圧Ｖ１を安定して生成でき、安定した交流出力が信頼性よく得られる。
【００２１】
なお、この場合パワーコンディショナは出力電力を系統１６に供給するものを示したが、負荷に供給する場合も同様の効果を有する。
また、この実施の形態では、第１のインバータ６の両側に接続された２つのインバータ７、８は出力を等しくしてＰＷＭ制御により電圧波形を精度良くコントロールしたものを示したが、ＰＷＭ制御をしなくても良い。さらに、第１のインバータ６の両側に接続されるインバータは、それぞれ複数個でも良く、両側の各出力電圧の総和が等しいものであれば良い。
さらにまた、第１のコンデンサ３の中間点電位をアース電位に固定できる効果は無くなるが、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９は無くても良く、その場合、第１のインバータ６以外のインバータ６、７は、第１のインバータ６の片側のみに複数個直列接続されても良く、それぞれのインバータ出力が異なるものでも良い。
【００２２】
実施の形態２．
次に、上記実施の形態１によるパワーコンディショナの昇圧チョッパ１１にバイパス回路を設けたものを以下に説明する。
図６に示すように、昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５をバイパスする第２のバイパス回路２８が昇圧用ダイオード２５に並列に接続される。この第２のバイパス回路２８は、昇圧用ダイオード２５より導通損失の少ない第２のバイパスリレー２９で構成される。
直流電源１の電圧が定格電圧を超える場合、降圧コンバータ１７は降圧動作し、昇圧チョッパ１１は昇圧動作しない。この場合図７に示すように、電流を昇圧ダイオードバイパス電流経路３４に流して、昇圧用ダイオード２５に流れる電流を第２のバイパス回路２８でバイパスする。これにより、導通損失の低減が図れ、より効率の良いパワーコンディショナが得られる。
【００２３】
実施の形態３．
上記実施の形態２では、昇圧チョッパ１１が昇圧動作しないときに昇圧用ダイオード２５を第２のバイパス回路２８でバイパスしたが、この実施の形態では、昇圧チョッパ１１が昇圧動作するときに昇圧用ダイオード２５をバイパスさせる。図８に示すように、昇圧用ダイオード２５より導通損失の少ないＦＥＴなどから成るバイパス半導体スイッチ３５が昇圧用ダイオード２５に並列に接続される。
この場合、電流が昇圧用ダイオード２５を流れようとするタイミングでバイパス半導体スイッチ３５を導通させ、第２の昇圧ダイオードバイパス電流経路３７に電流が流れる。そして、電流の向きが反転する直前にバイパス半導体スイッチ３５をオフし、順方向電流が昇圧用ダイオード２５に流れるように転流させる。これにより、図９に示すように、昇圧電流経路３６に電流が流れるときに、第１のコンデンサ３側から昇圧用ダイオード２５への昇圧ダイオードリカバリー電流経路３９に逆方向の電流が流れ、昇圧用ダイオード２５でのリカバリ損失が発生する。
【００２４】
ところで、バイパス半導体スイッチ３５にはダイオードが逆並列接続されるものであるが、このダイオードでのリカバリ損失は、単体のダイオードである昇圧用ダイオード２５のリカバリ損失よりも大きい。
この実施の形態では、バイパス半導体スイッチ３５で昇圧用ダイオード２５をバイパスすることにより、導通損失の低減が図れる。また、リカバリ損失は昇圧用ダイオード２５において発生させるようにしたため、さらに損失を低減でき、効率の良いパワーコンディショナが得られる。
【００２５】
実施の形態４．
上記実施の形態１〜３では、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１をバイパスさせる回路１２、１８、２８、３５を設けたものを示したが、図１０に示すように、これらのバイパス回路は無くても良い。
この場合、降圧コンバータ１７の降圧用スイッチ素子２３をオン状態で保持すると、昇圧チョッパ１１にて昇圧動作でき、直流電源１からの電圧を昇圧することができる。降圧する場合は降圧コンバータ１７を降圧動作させ、その出力電流を昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５に通す。
このように構成されるパワーコンディショナでは、各インバータ６〜８を耐電圧の低い素子で構成でき損失の低減された効率の良い装置構成が達成できる。また、第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を出力することができ、昇圧チョッパ１１の昇圧率を低減できて損失を低減できる。さらに、降圧コンバータ１７を設けたため、第１のコンデンサ３の電圧は、第１のインバータ６を構成する素子の耐電圧を越えない電圧に制御することができ、直流電源１の過電圧に対して素子破壊を防止できる。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
【００２６】
実施の形態５．
上記実施の形態４では、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１をバイパスさせる回路の無いものを示したが、図１１に示すように、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８のみを接続しても良い。上述したように、この第１のバイパス回路１８は、降圧用スイッチ素子２３をバイパスするように接続された第１のバイパスリレー２２で構成される。
このように、直流電源１からの電圧を降圧する必要の無い場合は、降圧コンバータ１７内の降圧用スイッチ素子２３をバイパスできるようにしたため、降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止できると共に、昇圧チョッパ１１による昇圧動作を実現することができ、損失低減が図れる。
【００２７】
実施の形態６．
上記各実施の形態では、昇圧チョッパ１１を備えたパワーコンディショナを示したが、昇圧チョッパ１１などの昇圧回路を備えないものであっても良い。この場合、図１２に示すように、降圧コンバータ１７が直流電源１と第１のコンデンサ３との間に配置されている。
このようなパワーコンディショナにおいても、第１のコンデンサ３の電圧は、第１のインバータ６を構成する素子の耐電圧を越えない電圧に制御することができ、直流電源１の過電圧に対して素子破壊を防止できる。このため、各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
なお、この場合も、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８を接続しても良く、損失低減が図れる。
【００２８】
実施の形態７．
図１３は、この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。これは、図１で示した上記実施の形態１によるパワーコンディショナにおいて、直流電源１からバイパス回路１２を介して第１のコンデンサへ至る電流経路に、逆流防止用素子としての逆流防止ダイオード４７を備えたものである。
上述したように、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）である場合、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる（図２参照）。この時、直流電源１と第１のコンデンサ３との電圧はほぼ等しくなっている。この状態で、例えば急激に直流電源１の電圧が低下しても、逆流防止ダイオード４７を備えたため、第１のコンデンサ３からバイパス回路１２を経て直流電源１へ電流が流れることはない。
このように、第１のコンデンサ３から直流電源１へ電流が流れないため、急激に直流電源１電圧が低下しても第１のコンデンサ３の電圧は変動せず、出力電圧波形に歪が発生したり出力不能の状態に陥るのが回避でき、安定した出力が得られる。
【００２９】
実施の形態８．
図１４は、この発明の実施の形態８によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。上記実施の形態７と同様に、直流電源１からバイパス回路１２を介して第１のコンデンサへ至る電流経路に、逆流防止用素子を備えたものである。
この実施の形態では、図に示すように、バイパス回路１２を降圧用スイッチ素子２３およびリアクトル２７に並列に接続し、リアクトル２７側の接続点は、リアクトル２７と昇圧用ダイオード２５との間とする。このように、昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５をバイパスされる経路の外側に配置して接続することで、昇圧用ダイオード２５を上記逆流防止用素子として兼用させる。
【００３０】
上述したように、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）である場合、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる（図２参照）。この時、直流電源１と第１のコンデンサ３との電圧はほぼ等しくなっている。この状態で、例えば急激に直流電源１の電圧が低下しても、昇圧用ダイオード２５が逆流防止用のダイオードとして機能するため、第１のコンデンサ３からバイパス回路１２を経て直流電源１へ電流が流れることはない。
このように、第１のコンデンサ３から直流電源１へ電流が流れないため、急激に直流電源１電圧が低下しても第１のコンデンサ３の電圧は変動せず、出力電圧波形に歪が発生したり出力不能の状態に陥るのが回避でき、安定した出力が得られる。また、昇圧用ダイオード２５を上記逆流防止用素子として兼用させるため部品点数を削減でき、小型で安価な装置構成となる。
【００３１】
実施の形態９．
図１５は、この発明の実施の形態９によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１で示した上記実施の形態１によるパワーコンディショナでは、降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とをそれぞれ備えたが、この実施の形態では、直流電源１と第１のコンデンサ３との間に、直流電源１の電圧を昇圧したり、降圧したりできる昇降圧コンバータ４８を配置する。
次に動作について説明する。
直流電源１からの電圧が、第１のコンデンサ３を充電する規定電圧より低い場合、昇降圧コンバータ４８が電圧を規定電圧まで上昇させ、第１のコンデンサ３の電圧を規定電圧に充電するように保つ。また、直流電源１の電圧が、第１のコンデンサ３の規定電圧より高い場合、昇降圧コンバータ４８により直流電源１からの電圧を下げ、第１のコンデンサ３の電圧を規定電圧に充電するように保つ。
【００３２】
ここで、第１のコンデンサ３の規定電圧の範囲の上限は第１のインバータ６を構成するスイッチ素子の耐圧を超えないように設計される。下限についてはパワーコンディショナが出力する最大電圧を、各インバータ６〜８の出力電圧の総和で十分出力可能な値に設定する。
このように、昇降圧コンバータ４８を備えたため、直流電源１の電圧変動に対して、各インバータ６〜８内のスイッチ素子を破壊することがない。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
【００３３】
なお、この実施の形態においても、昇降圧コンバータ４８をバイパスする回路を上記実施の形態１と同様のバイパス回路１２により構成して備えても良く、導通損失が低減でき変換効率の向上が図れる。
【００３４】
実施の形態１０．
上記各実施の形態はいずれも降圧コンバータ１７あるいは昇降圧コンバータ４８を備えて、直流電源１の電圧が規定範囲よりも高い場合に降圧させるものであるが、規定範囲自体が変更される場合の制御について以下に説明する。
例えば、太陽光発電を用いたパワーコンディショナでは、系統に連系時には出力の定格電圧が２００Ｖｒｍｓであるのに対して、系統の停電時などの自立運転時では出力の定格電圧が１００Ｖｒｍｓで運転する。このように、出力電圧指令値となる目標電圧が変更されるとき、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整することで、第１のインバータ６からの出力電圧のレベルを変化させる。
【００３５】
図１６は、定格電圧が２００Ｖｒｍｓの場合と１００Ｖｒｍｓの場合とにおけるパワーコンディショナの出力電圧波形を示すものである。図に示すように、定格電圧２００Ｖｒｍｓの出力条件の出力目標電圧波形４０では、第１のインバータ６は第１の出力電圧４２を発生していたところ、定格電圧１００Ｖｒｍｓの出力条件の出力目標電圧波形４１では、第１のインバータ６は第２の出力電圧４３を発生している。
このように、定格電圧が２００Ｖｒｍｓから１００Ｖｒｍｓに変化するなど、電圧指令値が変化する場合、第１のコンデンサ３に充電される電圧を、降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により調整（降圧）することで、第１のインバータ６の出力電圧を変化させ、各インバータ６〜８の出力電圧の総和であるパワーコンディショナの出力電圧が目標電圧波形に従う制御を容易に制御性良く実現できる。
【００３６】
ところで、各コンデンサ３〜５の充電電圧を変更せずに、定格電圧が変更されるなど電圧指令値の変化に対応しようとすれば、第１のインバータ６の出力パルス幅を狭める。目標電圧と第１のインバータ出力電圧との差電圧を、第２のインバータ７と第３のインバータ８とで出力するため、第２、第３のインバータ７、８の負担は大きくなり、特にＰＷＭ制御により波形生成する場合は多くの損失が発生するものである。
この実施の形態では、電圧指令値の変化に応じて第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整する制御を行うため、上記のような第２、第３のインバータ７、８の負担増大による損失が防止できる。
【００３７】
なお、上記実施の形態では、第１のコンデンサ３に充電される電圧を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により調整（降圧）するとしたが、必要に応じて昇圧チョッパ１１あるいは昇降圧コンバータ４８により昇圧して調整する。
【００３８】
実施の形態１１．
次に、上記実施の形態１〜９で示したパワーコンディショナにおいて、第２、第３のコンデンサ４、５の充電電圧に関連して第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整する制御について以下に説明する。
パワーコンディショナでは、目標電圧と第１のインバータ出力電圧との差電圧を、第２のインバータ７と第３のインバータ８とで出力するため、第２、第３のインバータ７、８では、出力に応じて第２、第３のコンデンサ４、５から放電、あるいは第２、第３のコンデンサ４、５を充電する。出力電圧と出力電流の位相がずれた場合、第２、第３のコンデンサ４、５では放電量よりも充電量が多くなることがある。
第２、第３のコンデンサ４、５は、第１のコンデンサ３からＤＣ／ＤＣコンバータ１０を介してエネルギ供給され、その電圧Ｖ２、Ｖ３はＤＣ／ＤＣコンバータ１０にて制御される。上述したように第２、第３のコンデンサ４、５にて放電量よりも充電量が多くなる場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有する場合は、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３はＤＣ／ＤＣコンバータ１０により所望の電圧に制御できる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有しない場合の制御について以下に説明する。
【００３９】
この実施の形態では、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３を検出し、これらの電圧がそれぞれ所定の電圧を超えると、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させる制御を行う。
図１７は、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が定常時と所定電圧以上の上昇時とにおけるパワーコンディショナの出力電圧波形を示すものである。図１７（ａ）に示すように、電圧Ｖ２、Ｖ３が定常時では出力目標電圧波形４６に対して、第１のインバータ６は大きさＶ１の出力電圧４５を発生し、第２のインバータ７と第３のインバータ８との出力和による負担電圧４４はそれほど大きくない。電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧以上の上昇時には、第１のコンデンサ３に充電される電圧Ｖ１が低減され、図１７（ｂ）に示すように、出力目標電圧波形４６に対して第１のインバータ６が発生する大きさＶ１の出力電圧４５も低減され、第２のインバータ７と第３のインバータ８との出力和による負担電圧４４は大きくなる。なお、負担電圧４４は出力目標電圧波形４６の電圧から第１の出力電圧４５を差し引いた電圧である。
【００４０】
このように、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧以上に上昇すると、第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を低減させることにより、第２、第３のインバータ７、８の出力負担電圧４４が大きくなる。第２、第３のインバータ７、８では、この出力負担電圧４４を例えばＰＷＭ制御により出力するものであるが、出力電圧が大きくなるため、第２、第３のコンデンサ４、５では充電量より放電量が多くなり、電圧Ｖ２、Ｖ３が低減する。
【００４１】
以上のようにこの実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有しない場合においても、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させる制御を行うことで、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧を超えて上昇するのを抑制できる。
このため、損失の増大を抑制できると共に、電圧Ｖ２、Ｖ３の上昇による過電圧で第２、第３のインバータ７、８を構成するスイッチ素子を破壊するのを防止でき、信頼性の高いパワーコンディショナが得られる。
【００４２】
なお、上記実施の形態では、第１のコンデンサ３に充電される電圧を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させるとしたが、必要に応じて昇圧チョッパ１１あるいは昇降圧コンバータ４８の昇圧率を低減して調整する。
【符号の説明】
【００４３】
１ 直流電源（第２の直流電源）、３ 直流電源としての第１のコンデンサ、
４ 直流電源としての第２のコンデンサ、５ 直流電源としての第３のコンデンサ、
６ 第１のインバータ（単相インバータ）、
７ 単相インバータとしての第２のインバータ、
８ 単相インバータとしての第３のインバータ、１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１１ 昇圧回路としての昇圧チョッパ、１２ バイパス回路（第３のバイパス回路）、
１７ 降圧回路としての降圧コンバータ、１８ 第１のバイパス回路、
１９，２０ 遮断回路としての第１，第２のバイパススイッチ素子、
２１ バイパスリレー、２２ 第１のバイパスリレー、２３ 降圧用スイッチ素子、
２４ 降圧用ダイオード、２５ 整流用素子としての昇圧用ダイオード、
２６ 昇圧用スイッチ素子、２７ リアクトル、３０ 定格電流経路、
３２ 降圧バイパス経路、２８ 第２のバイパス回路、２９ 第２のバイパスリレー、
３４ 昇圧ダイオードバイパス電流経路、３５ バイパス半導体スイッチ、
３７ 第２の昇圧ダイオードバイパス電流経路、
４７ 逆流防止用素子としての逆流防止ダイオード、４８ 昇降圧コンバータ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
第２の直流電源と、該第２の直流電源の電圧を降圧する降圧回路とを備え、
上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成され、
上記第１のインバータ以外の他の単相インバータの直流電源電圧を検出し、該直流電源電圧が所定電圧を超えると、上記第２の直流電源から生成する上記第１のインバータの直流電源電圧を低減させる制御を行って、上記他の単相インバータを介した上記直流電源からの放電量を増加させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源と、他の単相インバータの各直流電源とは、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続されたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記降圧回路をバイパスするバイパス回路をリレーで構成して備え、上記第２の直流電源の電圧が所定電圧以下となるとき、上記降圧回路の降圧動作を停止し、上記バイパス回路を導通して該降圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記第２の直流電源と上記第１のインバータの直流電源との間に、上記降圧回路と昇圧回路とを１つで構成した昇降圧コンバータを備え、上記第２の直流電源の電圧に応じて、昇圧動作、降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記第２の直流電源と上記第１のインバータの直流電源との間に、上記降圧回路と直列接続されるように昇圧回路を接続し、上記第２の直流電源の電圧に応じて、上記昇圧回路による昇圧動作、上記降圧回路による降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記昇圧回路を、リアクトル、整流用素子、およびスイッチで構成すると共に、該整流用素子をバイパスする第２のバイパス回路をリレーで構成して備え、上記第２の直流電源の電圧が所定電圧を超えるとき、上記昇圧回路の昇圧動作を停止し、上記第２のバイパス回路を導通して上記整流用素子をバイパスすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記昇圧回路を、リアクトル、整流用素子、およびスイッチで構成すると共に、該整流用素子をバイパスする半導体スイッチを備え、該半導体スイッチを導通して上記直流電源からの電流を上記整流用素子をバイパスして流し、電流の向きが反転する直前に上記半導体スイッチを遮断することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記昇降圧コンバータをバイパスする第３のバイパス回路を備え、該第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記降圧回路と上記昇圧回路とを直列接続した直列回路をバイパスする第３のバイパス回路を備え、該第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成することを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路に、逆流防止用素子を備えたことを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記第３のバイパス回路は、上記昇圧回路内の整流用素子をバイパスされる経路の外側に配置して接続し、該整流用素子を、上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路における逆流防止用に兼用することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
第２の直流電源と、降圧回路と昇圧回路とを１つで構成して上記第２の直流電源の電圧を昇降圧する昇降圧コンバータと、該昇降圧コンバータをバイパスする第３のバイパス回路とを備え、
上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源の電圧に応じて上記昇降圧コンバータの昇圧動作、降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないようにして、上記第２の直流電源から上記昇降圧コンバータを介して生成され、
上記第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
第２の直流電源と、該第２の直流電源の電圧を降圧する降圧回路と昇圧する昇圧回路とを直列接続した直列回路と、該直列回路をバイパスする第３のバイパス回路とを備え、
上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、
上記第２の直流電源の電圧に応じて、上記昇圧回路による昇圧動作、上記降圧回路による降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないようにして、上記第２の直流電源から上記直列回路を介して生成され、
上記第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路に、逆流防止用素子を備えたことを特徴とする請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
上記第３のバイパス回路は、上記昇圧回路内の整流用素子をバイパスされる経路の外側に配置して接続し、該整流用素子を、上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路における逆流防止用に兼用することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
【請求項１】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
第２の直流電源と、該第２の直流電源の電圧を降圧する降圧回路とを備え、
上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成され、
上記第１のインバータ以外の他の単相インバータの直流電源電圧を検出し、該直流電源電圧が所定電圧を超えると、上記第２の直流電源から生成する上記第１のインバータの直流電源電圧を低減させる制御を行って、上記他の単相インバータを介した上記直流電源からの放電量を増加させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源と、他の単相インバータの各直流電源とは、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続されたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記降圧回路をバイパスするバイパス回路をリレーで構成して備え、上記第２の直流電源の電圧が所定電圧以下となるとき、上記降圧回路の降圧動作を停止し、上記バイパス回路を導通して該降圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記第２の直流電源と上記第１のインバータの直流電源との間に、上記降圧回路と昇圧回路とを１つで構成した昇降圧コンバータを備え、上記第２の直流電源の電圧に応じて、昇圧動作、降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記第２の直流電源と上記第１のインバータの直流電源との間に、上記降圧回路と直列接続されるように昇圧回路を接続し、上記第２の直流電源の電圧に応じて、上記昇圧回路による昇圧動作、上記降圧回路による降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記昇圧回路を、リアクトル、整流用素子、およびスイッチで構成すると共に、該整流用素子をバイパスする第２のバイパス回路をリレーで構成して備え、上記第２の直流電源の電圧が所定電圧を超えるとき、上記昇圧回路の昇圧動作を停止し、上記第２のバイパス回路を導通して上記整流用素子をバイパスすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記昇圧回路を、リアクトル、整流用素子、およびスイッチで構成すると共に、該整流用素子をバイパスする半導体スイッチを備え、該半導体スイッチを導通して上記直流電源からの電流を上記整流用素子をバイパスして流し、電流の向きが反転する直前に上記半導体スイッチを遮断することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記昇降圧コンバータをバイパスする第３のバイパス回路を備え、該第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記降圧回路と上記昇圧回路とを直列接続した直列回路をバイパスする第３のバイパス回路を備え、該第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成することを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路に、逆流防止用素子を備えたことを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記第３のバイパス回路は、上記昇圧回路内の整流用素子をバイパスされる経路の外側に配置して接続し、該整流用素子を、上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路における逆流防止用に兼用することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
第２の直流電源と、降圧回路と昇圧回路とを１つで構成して上記第２の直流電源の電圧を昇降圧する昇降圧コンバータと、該昇降圧コンバータをバイパスする第３のバイパス回路とを備え、
上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源の電圧に応じて上記昇降圧コンバータの昇圧動作、降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないようにして、上記第２の直流電源から上記昇降圧コンバータを介して生成され、
上記第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
第２の直流電源と、該第２の直流電源の電圧を降圧する降圧回路と昇圧する昇圧回路とを直列接続した直列回路と、該直列回路をバイパスする第３のバイパス回路とを備え、
上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、
上記第２の直流電源の電圧に応じて、上記昇圧回路による昇圧動作、上記降圧回路による降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないようにして、上記第２の直流電源から上記直列回路を介して生成され、
上記第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路に、逆流防止用素子を備えたことを特徴とする請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
上記第３のバイパス回路は、上記昇圧回路内の整流用素子をバイパスされる経路の外側に配置して接続し、該整流用素子を、上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路における逆流防止用に兼用することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１１−１７２４８５（Ｐ２０１１−１７２４８５Ａ）
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１２５９５１（Ｐ２０１１−１２５９５１）
【出願日】平成２３年６月６日（２０１１．６．６）
【分割の表示】特願２００５−３５９８０９（Ｐ２００５−３５９８０９）の分割
【原出願日】平成１７年１２月１４日（２００５．１２．１４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月６日（２０１１．６．６）
【分割の表示】特願２００５−３５９８０９（Ｐ２００５−３５９８０９）の分割
【原出願日】平成１７年１２月１４日（２００５．１２．１４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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