ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
【課題】製造コストを下げる。
【解決手段】充電期間に充電した電荷を昇圧期間において負荷に放電するチャージポンプ回路と、昇圧期間においてチャージポンプ回路の出力電圧を所定値とするように出力電圧を帰還させる帰還路を構成して帰還路中に配置する増幅器および電圧制御抵抗素子と、を備え、電圧制御抵抗素子は、増幅器によって制御され、昇圧期間においてチャージポンプ回路を制御可能とする制御抵抗値とされ、増幅器は、充電期間において電圧制御抵抗素子をオフ状態とし、充電期間から昇圧期間に移った直後において電圧制御抵抗素子の抵抗値を制御抵抗値に向けて下げるように電圧制御抵抗素子を制御する。
【解決手段】充電期間に充電した電荷を昇圧期間において負荷に放電するチャージポンプ回路と、昇圧期間においてチャージポンプ回路の出力電圧を所定値とするように出力電圧を帰還させる帰還路を構成して帰還路中に配置する増幅器および電圧制御抵抗素子と、を備え、電圧制御抵抗素子は、増幅器によって制御され、昇圧期間においてチャージポンプ回路を制御可能とする制御抵抗値とされ、増幅器は、充電期間において電圧制御抵抗素子をオフ状態とし、充電期間から昇圧期間に移った直後において電圧制御抵抗素子の抵抗値を制御抵抗値に向けて下げるように電圧制御抵抗素子を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に関し、特にチャージポンプ回路を用い、出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ：携帯情報端末）、ＤＳＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｔｉｌｌ Ｃａｍｅｒａ：デジタルカメラ）などに代表される携帯機器においては、３Ｖ程度の電源電圧を変換して液晶表示駆動に必要な−２Ｖ前後の負の電源電圧や、＋５Ｖ前後の正の電源電圧を生成するために、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を電源回路として使用することが多い。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路には様々な方式が存在するが、特にチャージポンプ回路を使用した方式は必要とする部品の総容積が小さいので、携帯機器において多く採用されている。
【０００３】
図８は、特許文献１に記載の電圧反転型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。なお、特許文献１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路自体をチャージポンプ回路と称しているが、以下の記述では狭義の意味で図８の２３をチャージポンプ回路と称する。電圧反転型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、接地電位より低い電圧を発生することを目的とした回路である。図８において、電圧反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電用のコンデンサＣ１、出力用のコンデンサＣ２と、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４からなるチャージポンプ回路２３と、電圧レギュレーション回路１０とを備える。チャージポンプ回路２３は、入力電圧Ｖｉｎの極性を反転し、Ｖｏｕｔ＝−Ｖｉｎとして出力する、いわゆる電圧反転型チャージポンプ回路を構成する。スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２は、それぞれコンデンサＣ１の両端に接続され、スイッチＳＷ１が入力電圧側（Ｖｉｎ）に、スイッチＳＷ２が固定電圧側（ＧＮＤ）に接続されている。スイッチＳＷ１、ＳＷ２がオンされると、コンデンサＣ１の両端に電圧Ｖｉｎが加わり充電される。スイッチＳＷ３は、その一端が、コンデンサＣ１のスイッチＳＷ１側に接続され、他端が電圧レギュレーション回路１０の電圧制御素子であるＮｃｈのＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端子に接続されている。スイッチＳＷ４は、オン、オフによってコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とを接続、遮断するために、コンデンサＣ１、Ｃ２の間に挿入されている。
【０００４】
電圧レギュレーション回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆを比較することで、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を行う回路であり、抵抗Ｒ１、Ｒ２、演算増幅器１２およびＭＯＳＦＥＴ１４を備える。抵抗Ｒ１は、その一端に基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、他端が演算増幅器１２の非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２は、その一端に出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、他端は演算増幅器１２の非反転入力端子に接続される。演算増幅器１２の反転入力端子は接地されており、演算増幅器１２の出力端子は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子に接続される。ＭＯＳＦＥＴ１４は、スイッチＳＷ３と、接地間に挿入されており、スイッチＳＷ３がオンしたときのコンデンサＣ２の充放電経路に存在することになる。従って、ＭＯＳＦＥＴ１４は、そのゲート電圧を制御することによって、コンデンサＣ２の電荷量を調整することができ、結果として出力電圧Ｖｏｕｔを制御する機能を有する。
【０００５】
次に、以上のような構成のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作について説明する。第１期間においては、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がオンし、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４はオフする。この期間において、コンデンサＣ１は、入力電圧Ｖｉｎに充電される。一方、この間にコンデンサＣ２は、コンデンサＣ１と切り離されており、負荷回路１６に電力が供給されると出力電圧Ｖｏｕｔは所望の電圧から徐々に上昇する。
【０００６】
そこで、第２期間においては、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２をオフし、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４をオンさせる。第２期間において、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷は、スイッチＳＷ４を介してコンデンサＣ２に転送され、負荷回路１６に電力供給することにより上昇した出力電圧Ｖｏｕｔを再び所望の出力電圧になるまで充電する。電圧反転型チャージポンプ回路は、この第１期間と第２期間を交互に繰り返すことによって、コンデンサＣ２に電荷を供給し続け、出力電圧Ｖｏｕｔとして負の電圧を得る。いま、負荷回路１６が一定で、入力電圧Ｖｉｎも一定である場合には、上記の第１期間、第２期間を繰り返すことにより定常状態で一定の負電圧を出力することが可能となる。しかし、負荷回路１６、入力電圧Ｖｉｎのいずれかが変化すると、出力電圧Ｖｏｕｔは変動してしまう。そこで、電圧レギュレーション回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔをモニタし、基準電圧Ｖｒｅｆとの間に、以下の式（１）に示す関係が成り立つように電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子に帰還をかけてＭＯＳＦＥＴ１４を制御している。
Ｖｏｕｔ＝−Ｒ２／Ｒ１×Ｖｒｅｆ ・・・・式（１）
【０００７】
ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧に帰還をかけることで、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートソース間電圧Ｖｇｓが変化し、チャネル抵抗が制御される。ＭＯＳＦＥＴ１４のチャネル抵抗によって、第２期間においてコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との間の電荷の転送を制御することができ、帰還によって常に出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧になるように安定化することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−３１２１６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
以下の分析は本発明において与えられる。
【００１０】
図９は、図８に示したＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作を表すタイミングチャートの例である。尚、入力電圧Ｖｉｎは以後電源電圧ＶＤＤとする。図９は、第１期間（充電期間に相当）と第２期間（昇圧期間に相当）における出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１の電圧と、ＭＯＳＦＥＴ１４のインピーダンスの変化を波形として示し、各定数を下記の値に設定した例を示している。
Ｒ１＝１ＭΩ
Ｒ２＝２ＭΩ
Ｖｉｎ＝ＶＤＤ＝３Ｖ
Ｖｒｅｆ＝１Ｖ
Ｖｏｕｔ＝−１×Ｖｒｅｆ×Ｒ２／Ｒ１＝−２Ｖ
【００１１】
ここで、出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧である−２Ｖの値で昇圧期間から充電期間に移行した場合の従来の電圧反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作を説明する。
【００１２】
まず充電期間ではスイッチＳＷ１とＳＷ２をオンさせてコンデンサＣ１に電源電圧ＶＤＤを充電すると共に、スイッチＳＷ３とＳＷ４をオフして帰還ループを切断する。コンデンサＣ２に蓄えられた電圧は負荷回路１６により放電するため、出力電圧Ｖｏｕｔは設定電圧である−２Ｖから上昇する。演算増幅器１２は、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇した電圧を検出すると出力Ｖｏｕｔの電圧を下げようと動作するため、ＭＯＳＦＥＴ１４のインピーダンスを可能な限り下げて約０Ωとする。
【００１３】
次に昇圧期間に移ると、スイッチＳＷ１とＳＷ２をオフしスイッチＳＷ３とＳＷ４をオンし、コンデンサＣ１に蓄えた電源電圧ＶＤＤを反転させた電圧に、更にスイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電圧を加えた電圧でコンデンサＣ２を充電する。この場合、充電期間から昇圧期間に移った直後は、ＭＯＳＦＥＴ１４のインピーダンスは、約０Ωである為に、スイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電圧は、ＧＮＤ電位である。よって充電期間から昇圧期間に移った直後において、コンデンサＣ２への充電電圧であるスイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１の電圧は、コンデンサＣ１に蓄えた電源ＶＤＤ電圧を反転させた−１×ＶＤＤである−３Ｖになってしまう。また、接続点Ｎ１に発生した−１×ＶＤＤの電位を持った電荷がスイッチＳＷ４を通してコンデンサＣ２を充電することで出力電圧Ｖｏｕｔを発生させているので、出力電圧Ｖｏｕｔには設定電圧の−２Ｖよりも低く−３Ｖに近いオーバシュート電圧が発生する。演算増幅器１２は、低くなりすぎた出力電圧Ｖｏｕｔを上げようと調整する。本来、演算増幅器１２は、帰還ループ回路使用時での発振対策のため、高周波数領域でのオープン利得を小さくし、例えば遮断周波数を１００ＫＨｚ程度にまで下げている。したがって、過渡応答スピードが遅く、充電期間から昇圧期間に移った直後の出力電圧Ｖｏｕｔのオーバシュートを防ぐことはできない。
【００１４】
その後の昇圧期間において、演算増幅器１２は過渡応答能力に応じた時間をかけて、ＭＯＳＦＥＴ１４の抵抗値を上げて出力電圧Ｖｏｕｔを設定電圧に調整する。
【００１５】
このように、従来の電圧反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路では、式（１）に示した出力電圧Ｖｏｕｔの設定電圧に係わらず充電期間から昇圧期間への切換りの直後毎に、スイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１にチャージポンプ回路２３に固有の極性反転電圧である−１×ＶＤＤが過渡的に発生してしまう。そのため出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ２とＳＷ４を−１×ＶＤＤの耐圧を持つ素子で設計する必要がある。この場合、半導体素子は、耐圧が高いほどＬＳＩ上の面積が大きく、製造工程も複雑になり製造コストが増大してしまう。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の１つのアスペクト（側面）に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電期間に充電した電荷を昇圧期間において負荷に放電するチャージポンプ回路と、昇圧期間においてチャージポンプ回路の出力電圧を所定値とするように出力電圧を帰還させる帰還路を構成して帰還路中に配置する増幅器および電圧制御抵抗素子と、を備え、電圧制御抵抗素子は、増幅器によって制御され、昇圧期間においてチャージポンプ回路を制御可能とする制御抵抗値とされ、増幅器は、充電期間において電圧制御抵抗素子をオフ状態とし、充電期間から昇圧期間に移った直後において電圧制御抵抗素子の抵抗値を制御抵抗値に向けて下げるように電圧制御抵抗素子を制御する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、充電期間から昇圧期間に移った直後に、出力設定電圧を超えるチャージポンプ回路固有の極性反転電圧や昇圧電圧がチャージポンプ回路の出力に接続するスイッチに印加されない。したがって、チャージポンプ回路の出力に接続するスイッチを構成するトランジスタの耐圧を、チャージポンプ回路固有の極性反転電圧や昇圧電圧よりも低い電圧にすることが可能であって、半導体装置としての製造コストを下げることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の各部の波形を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図４】本発明の第２の実施例に係る増幅器の回路図である。
【図５】本発明の第３の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図６】本発明の第３の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の各部の波形を示す図である。
【図７】本発明の第４の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図８】従来のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図９】従来のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の各部の波形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電期間に充電した電荷を昇圧期間において負荷に放電するチャージポンプ回路（図１の２１）と、昇圧期間においてチャージポンプ回路の出力電圧を所定値とするように出力電圧を帰還させる帰還路を構成して帰還路中に配置する増幅器（図１のＡＭＰ１）および電圧制御抵抗素子（図１のＭＮ１）と、を備え、電圧制御抵抗素子は、増幅器によって制御され、昇圧期間においてチャージポンプ回路を制御可能とする制御抵抗値とされ、増幅器は、充電期間において電圧制御抵抗素子をオフ状態とし、充電期間から昇圧期間に移った直後において電圧制御抵抗素子の抵抗値を制御抵抗値に向けて下げるように電圧制御抵抗素子を制御する。
【００２０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、電圧制御抵抗素子は、ＭＯＳＦＥＴであって、増幅器は、出力端子をＭＯＳＦＥＴのゲートに接続し、充電期間においてＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように出力端子を所定電位に設定可能なように構成されてもよい。
【００２１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、増幅器は、差動増幅器であって、充電期間において差動増幅器の反転入力端子および非反転入力端子間に電位差を与えるように構成されてもよい。
【００２２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、ＭＯＳＦＥＴは、ソースを接地し、ドレインをチャージポンプ回路に接続するＮＭＯＳＦＥＴであって、負荷と第１の基準電圧源とを直列形態で接続する２個の抵抗素子（図１のＲ１、Ｒ２）を備え、差動増幅器の非反転入力端子を２個の抵抗素子の接続点に接続し、差動増幅器の反転入力端子を、充電期間において第１の基準電圧源の基準電圧より高い基準電圧の第２の基準電圧源に接続し、昇圧期間において接地する切替回路（図１のＳＷ５、ＳＷ６）を備えてもよい。
【００２３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、ＭＯＳＦＥＴは、ソースを接地し、ドレインをチャージポンプ回路に接続するＮＭＯＳＦＥＴであって、負荷と第１の基準電圧源とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、増幅器は、差動増幅器であって、差動増幅器の非反転入力端子を２個の抵抗素子の接続点に接続し、差動増幅器の反転入力端子を接地し、充電期間においてＮＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように差動増幅器の出力段ＮＭＯＳトランジスタ（図４のＭＮ２）をオンとするスイッチ回路（図３のＳＷ７）を備えてもよい。
【００２４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、ＭＯＳＦＥＴは、ソースを電源に接続し、ドレインをチャージポンプ回路に接続するＰＭＯＳＦＥＴ（図５のＭＰ１）であって、負荷と接地とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、差動増幅器の非反転入力端子を２個の抵抗素子の接続点に接続し、差動増幅器の反転入力端子を、充電期間において接地し、昇圧期間において第３の基準電圧源に接続する切替回路（図５のＳＷ１５、ＳＷ１６）を備えてもよい。
【００２５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、ＭＯＳＦＥＴは、ソースを電源に接続し、ドレインをチャージポンプ回路に接続するＰＭＯＳＦＥＴであって、負荷と接地とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、差動増幅器の反転入力端子を第３の基準電圧源に接続し、差動増幅器の非反転入力端子を、充電期間において第３の基準電圧源の基準電圧より高い基準電圧の第４の基準電圧源に接続し、昇圧期間において２個の抵抗素子の接続点に接続する切替回路（図７のＳＷ１７、ＳＷ１８）を備えてもよい。
【００２６】
以上のようなＤＣ／ＤＣコンバータ回路によれば、充電期間において電圧制御抵抗素子を高インピーダンスに設定し、充電期間から昇圧期間に移った直後に急激に昇圧せず、差動増幅器の過渡応答能力に応じた時間をかけて電圧制御抵抗素子のインピーダンスを下げることで出力を昇圧させる。このため、出力に接続するチャージポンプ内のスイッチに出力設定電圧を超えるチャージポンプ回路固有の極性反転電圧や昇圧電圧が印加されなくなり、上記スイッチを構成するトランジスタの耐圧を下げることができる。したがって、耐圧の高いトランジスタに比べてＬＳＩ上の面積が小さくて製造工程が少ないため製造コストが下がる。また、出力にオーバシュートが発生しないので、負荷の異常動作や損傷等を防止することができる。
【００２７】
以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。
【実施例１】
【００２８】
図１は、本発明の第１の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。第１の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は電圧反転型を構成している。図１において、図８と同一の符号は同一物を表し、その説明を省略する。また、図１、図８において、差動増幅器ＡＭＰ１と演算増幅器１２、電圧制御抵抗素子ＭＮ１とＭＯＳＦＥＴ１４、基準電圧Ｖｒｅｆ１と基準電圧Ｖｒｅｆ、負荷Ｒ３と負荷回路１６のそれぞれは、同一物である。
【００２９】
図１において、チャージポンプ回路２１は、図８のチャージポンプ回路２３におけるスイッチＳＷ３を削除して構成している。チャージポンプ回路２１の出力端であるスイッチＳＷ４とコンデンサＣ２の接続点は、出力Ｖｏｕｔと負荷Ｒ３とに接続される。出力Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆ１の間に抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２が直列に接続され、抵抗Ｒ１はその一端に基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力され、他端が差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２はその一端に出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、他端は差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に接続される。差動増幅器ＡＭＰ１の出力端子は、ＮＭＯＳＦＥＴである電圧制御抵抗素子ＭＮ１のゲート端子に接続される。電圧制御抵抗素子ＭＮ１は、チャージポンプ回路２１の入力端であるスイッチＳＷ１およびコンデンサＣ１の接続点と、接地（ＧＮＤ）間に接続される。差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子は、ＧＮＤと基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高い電圧である基準電圧Ｖｒｅｆ２とにそれぞれ切り替えるためのスイッチＳＷ５、ＳＷ６に接続される。
【００３０】
このような構成のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電期間において、スイッチＳＷ５をオフ、スイッチＳＷ６をオンとし、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高い電圧の基準電圧Ｖｒｅｆ２を接続して、差動増幅器ＡＭＰ１の出力端子をローレベルとする。したがって、電圧制御抵抗素子ＭＮ１は、オフ状態（高抵抗）に設定される。
【００３１】
次に、第１の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路について動作を詳細に説明する。図２は、第１の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の充電期間と昇圧期間における出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１の電圧と、電圧制御抵抗素子ＭＮ１のインピーダンス（抵抗値）の変化を示す波形である。ここでは、各定数を下記の値に設定した場合を例として示す。
Ｒ１＝１ＭΩ
Ｒ２＝２ＭΩ
ＶＤＤ＝３Ｖ
Ｖｒｅｆ１＝１Ｖ
Ｖｒｅｆ２＝２Ｖ
Ｖｏｕｔ＝−１×Ｖｒｅｆ１×Ｒ２／Ｒ１＝−２Ｖ
【００３２】
出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧である−２Ｖの値で昇圧期間から充電期間に移行した場合のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作を説明する。
【００３３】
まず充電期間では、スイッチＳＷ１とＳＷ２をオンさせてコンデンサＣ１に電源電圧ＶＤＤを充電する。更にスイッチＳＷ４をオフして帰還ループを切断すると共にスイッチＳＷ５をオフしスイッチＳＷ６をオンして差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子をＧＮＤから基準電圧Ｖｒｅｆ２へ切り換える。コンデンサＣ２に蓄えられた電圧は負荷Ｒ３により放電するため、出力電圧Ｖｏｕｔは設定電圧である−２Ｖから上昇する。この場合、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高いＶｒｅｆ２が接続されているため、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧は低下し、電圧制御抵抗素子ＭＮ１はオフ状態（高抵抗値）となる。
【００３４】
次に昇圧期間に移ると、スイッチＳＷ５をオンしスイッチＳＷ６をオフさせて差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子をＧＮＤに接続する。更にスイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフしＳＷ４をオンし、コンデンサＣ１に蓄えた電源電圧ＶＤＤを反転させた電圧にスイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電圧を加えた電圧をコンデンサＣ２に充電しようとする。この時、充電期間から昇圧期間に移った直後は、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答スピードが遅いので出力電圧は低く、電圧制御抵抗素子ＭＮ１はオフ状態（高抵抗値）である為に切断しているのと同じある。したがって、コンデンサＣ２へ充電が行われず、スイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１の電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔで決定され、スイッチＳＷ４を通して出力電圧Ｖｏｕｔと同電圧になる。また充電期間から昇圧期間に移った直後のスイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電位は、出力Ｖｏｕｔの電圧にコンデンサＣ１に蓄えた電源ＶＤＤ電圧を加えたＶｏｕｔ＋ＶＤＤの電位となる。
【００３５】
その後の昇圧期間において、設定電圧よりも上がっている出力電圧Ｖｏｕｔを調整するため、差動増幅器ＡＭＰ１は、過渡応答能力に応じて差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧を上昇させて電圧制御抵抗素子ＭＮ１のインピーダンスを下げる。そしてスイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電位を下げることで出力電圧Ｖｏｕｔは下がり設定電圧に一致する。この時、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答スピードが遅い為、差動増幅器ＡＭＰ１の出力は、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答能力に応じた時間をかけて緩やかに上がるので、出力電圧Ｖｏｕｔも同時間をかけて緩やかに下降し、設定電圧に至って下降を停止させる。
【００３６】
前述のとおり、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電期間に電圧制御抵抗素子ＭＮ１を高インピーダンスに制御している。このため、充電期間から昇圧期間への切換え時にいきなりコンデンサＣ２へ充電がおこなわれず、チャージポンプ回路２１固有の極性反転電圧である−１×ＶＤＤの電圧を発生しない。その後、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答能力に応じた時間をかけて緩やかに電圧制御抵抗素子ＭＮ１のインピーダンスを下げてコンデンサＣ２へ充電をおこなう。したがって、充電期間から昇圧期間への切換りの直後毎に出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ２とＳＷ４において式（１）に示す設定電圧を超える電圧は発生しない。よって出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ２、ＳＷ４をチャージポンプ回路２１固有の極性反転電圧である−１×ＶＤＤより低い式（１）に示す設定電圧の耐圧の素子で設計することができる。
【実施例２】
【００３７】
図３は、本発明の第３の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。図３において、図１と同一の符号は、同一物を表し、その説明を省略する。第２の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の第１の実施例に対する変更点は、以下の通りである。
１）差動増幅器ＡＭＰ１を、出力トランジスタのゲート端子を制御する端子（以下出力制御端３４と称す）を有する差動増幅器ＡＭＰ２への変更。
２）出力制御端３４を、スイッチＳＷ７を介して電源ＶＤＤと接続。
３）誤差増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子において、スイッチＳＷ５、ＳＷ６を削除して接地へ接続。
【００３８】
図４は、第２の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路で使用する差動増幅器ＡＭＰ２の一例を示す回路図である。図４において、差動増幅器ＡＭＰ２は、差動回路３１と、発振対策の位相補正回路３２と、出力トランジスタＭＮ２と、出力プルアップ用の電流源３３と、出力制御端子３４とにより構成される。差動増幅器ＡＭＰ２は、出力トランジスタＭＮ２にＮＭＯＳＦＥＴを使用しており、出力トランジスタＭＮ２のゲート端子は出力制御端３４を通して外部から信号を入力することができる。
【００３９】
第２の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の基本の動作は、第１の実施例と同じであるので省略する。違いは、充電期間においてスイッチＳＷ７をオンとし差動増幅器ＡＭＰ２内の出力トランジスタＭＮ２のゲートを電源電圧ＶＤＤにして差動増幅器ＡＭＰ２の出力電圧を下げて電圧制御抵抗素子ＭＮ１をオフ状態（高抵抗値）に設定する点である。
【００４０】
このようなＤＣ／ＤＣコンバータ回路によれば、実施例１と同様に出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ２、ＳＷ４をチャージポンプ回路２１固有の極性反転電圧である−１×ＶＤＤより低い式（１）の設定電圧の耐圧の素子で設計することができる。また、負荷Ｒ３の異常動作や損傷等の原因となる出力電圧Ｖｏｕｔのオーバシュートも発生しない。
【実施例３】
【００４１】
図５は、本発明の第３の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、昇圧型を構成しており、充電期間に差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子を接地して電圧制御抵抗素子ＭＰ１をオフ状態（高抵抗値）に設定する。
【００４２】
第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の第１の実施例に対する変更点は、以下の通りである。
１）電圧制御抵抗素子ＭＮ１を電圧制御抵抗素子ＭＰ１に変更し、接地していた一端（ソース）を電源ＶＤＤとの接続に変更。
２）電圧反転型のチャージポンプ回路２１を昇圧型のチャージポンプ回路２２に変更。なお、チャージポンプ回路２２は以下のように構成される。
スイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２は、それぞれコンデンサＣ１１の両端に接続され、スイッチＳＷ１１が電源ＶＤＤに、スイッチＳＷ１２が接地電位に接続される。コンデンサＣ１１とスイッチＳＷ１２の接続点は電圧制御抵抗素子ＭＰ１の他端に接続され、スイッチＳＷ１４はコンデンサＣ１１とＣ１２の間に挿入される。コンデンサＣ１２の他端は接地される。
３）Ｖｒｅｆ１を削除して、代わりにＧＮＤと抵抗Ｒ１を接続。
４）差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子は、入力をスイッチＳＷ５、ＳＷ６を削除して代わりに基準電圧Ｖｒｅｆ３とＧＮＤとをそれぞれ切り替えるためのスイッチＳＷ１５、ＳＷ１６に接続。
【００４３】
第１の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、−１倍の昇圧を行うチャージポンプ回路２１を具備した回路である。これに対し、第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、２倍の昇圧を行うチャージポンプ回路２２を具備した回路であり、基本動作はチャージポンプ回路２１と同じである。
【００４４】
出力Ｖｏｕｔに発生した電圧は、抵抗Ｒ１とＲ２により分圧され、反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ３を接続した差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子へ伝えられる。昇圧期間において、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は帰還ループを構成し、差動増幅器ＡＭＰ１はスイッチＳＷ１２とコンデンサＣ１１との接続点の電位を電圧制御抵抗素子ＭＰ１により変化させることで出力電圧Ｖｏｕｔを下記の式（２）で示す値に設定する。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ３×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１ ・・・・式（２）
【００４５】
次に、第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作を詳細に説明する。図６は、第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の充電期間と昇圧期間における出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチＳＷ１１とコンデンサＣ１１との接続点Ｎ２の電圧と、電圧制御抵抗素子ＭＰ１のインピーダンス（抵抗値）の変化を示す波形である。ここでは、各定数を下記の値に設定した場合の例を示す。
Ｒ１＝１ＭΩ
Ｒ２＝４ＭΩ
ＶＤＤ＝３Ｖ
Ｖｒｅｆ３＝１Ｖ
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ３×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１＝５Ｖ
【００４６】
出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧である５Ｖの値で昇圧期間から充電期間に移行した場合の第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路について動作を説明する。
【００４７】
まず充電期間では、スイッチＳＷ１１とＳＷ１２をオンさせてコンデンサＣ１１に電源電圧ＶＤＤを充電する。更にスイッチＳＷ１４をオフして帰還ループを切断すると共に、スイッチＳＷ１５をオフしスイッチＳＷ１６をオンして差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子の入力を基準電圧Ｖｒｅｆ３からＧＮＤへ切り換える。コンデンサＣ１２に蓄えられた電圧は負荷Ｒ３により放電するため、出力電圧Ｖｏｕｔは設定電圧である５Ｖから低下する。この場合、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１とＲ２の分圧した電圧よりも十分に低いＧＮＤが接続しているため、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧は上昇し電圧制御抵抗素子ＭＰ１はオフ状態（高抵抗）となる。
【００４８】
次に昇圧期間に移ると、スイッチＳＷ１５をオンしスイッチＳＷ１６をオフさせて差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子の電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ３にする。更にスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２をオフし、ＳＷ１４をオンし、コンデンサＣ１１に蓄えた電源電圧ＶＤＤにスイッチＳＷ１２とコンデンサＣ１１との接続点の電圧を加えた電圧をコンデンサＣ１２へ充電しようとする。この場合、充電期間から昇圧期間に移った直後では、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧は高く、電圧制御抵抗素子ＭＰ１は高抵抗である為に切断しているのと同じである。このため、コンデンサＣ１２へ充電が行われず、スイッチＳＷ１１とコンデンサＣ１１との接続点Ｎ２の電圧は出力電圧Ｖｏｕｔで決定され、スイッチＳＷ１４を通して出力Ｖｏｕｔと同電圧になる。また充電期間から昇圧期間に移った直後のスイッチＳＷ１２とコンデンサＣ１１との接続点の電位は、出力Ｖｏｕｔの電圧にコンデンサＣ１１に蓄えた電源ＶＤＤ電圧を引いたＶｏｕｔ−ＶＤＤの電位となる。
【００４９】
その後の昇圧期間において、設定電圧よりも下がっている出力電圧Ｖｏｕｔを調整するため、差動増幅器ＡＭＰ１は、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧を下げて電圧制御抵抗素子ＭＰ１の抵抗値を下げ、そしてスイッチＳＷ１２とコンデンサＣ１１との接続点の電位を上げることで出力電圧Ｖｏｕｔを上げて設定電圧に一致させる。この場合、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答スピードが遅い為、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧は、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答能力に応じた時間をかけて緩やかに下降するので、出力電圧Ｖｏｕｔも同時間をかけて緩やかに上昇し、設定電圧に至り上昇を停止する。
【００５０】
このように第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、第１の実施例と同様に、第１の実施例の電圧制御抵抗素子ＭＮ１に対応する電圧制御抵抗素子ＭＰ１のインピーダンスを充電期間に高抵抗に設定する。よって、出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ１１とＳＷ１４をチャージポンプ回路２２固有の昇圧電圧である２×ＶＤＤ電圧より低い式（２）に示す設定電圧の耐圧を持つ素子で設計することが可能である。また、負荷Ｒ３の異常動作や破壊等の原因となる出力のオーバシュートも発生しない。
【実施例４】
【００５１】
図７は、本発明の第４の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。図７において、図５と同一の符号は、同一物を表し、その説明を省略する。第４の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、昇圧型を構成しており、充電期間に差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子を、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に接続する基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも高い電圧に設定した基準電圧Ｖｒｅｆ４に接続し、電圧制御抵抗素子ＭＰ１を高抵抗に設定する。
【００５２】
第４の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の第３の実施例に対する変更点は、以下の通りである。
１）差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に対し、スイッチＳＷ１５、ＳＷ１６を削除して代わりに基準電圧Ｖｒｅｆ３と接続。
２）差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点に直接接続する代わりに、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点と、基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも高い電圧に設定した基準電圧Ｖｒｅｆ４とをそれぞれ切り替えるためのスイッチＳＷ１７、ＳＷ１８に接続。
【００５３】
第４の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の基本動作は、第３の実施例と同じであるので省略する。違いは充電期間においてスイッチＳＷ１７をオフしスイッチＳＷ１８オンして、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子を、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に接続する基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも高い電圧に設定した基準電圧Ｖｒｅｆ４に接続して、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧を上げて電圧制御抵抗素子ＭＰ１をオフ状態（高抵抗）にする点である。
【００５４】
第４の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、第３の実施例同様に、電圧制御抵抗素子ＭＰ１の抵抗値を充電期間に高抵抗に設定する。よって、出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ１１とＳＷ１４をチャージポンプ回路２２固有の昇圧電圧である２×ＶＤＤ電圧より低い式（２）の設定電圧の耐圧を持つ素子で設計することができる。また、負荷Ｒ３の異常動作や破壊等の原因となる出力のオーバシュートも発生しない。
【００５５】
以上の実施例では、−１倍あるいは２倍のチャージポンプ回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータ回路について説明した。しかし、本発明は、これらに限定されることなく、・・・、−２倍、−１倍、２倍、３倍、４倍、・・・の従来より知られたＮ倍の電圧を発生するチャージポンプ回路を具備したＤＣ／ＤＣコンバータ回路に対しても適用可能である。このような、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路によれば、出力Ｖｏｕｔに、チャージポンプ回路固有の昇圧電圧である電源ＶＤＤのＮ倍の電圧が発生することを防ぎ、出力Ｖｏｕｔを設定電圧に抑えるのでオーバシュートを防ぐことができる。
【００５６】
なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【００５７】
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２ 差動増幅器
ＭＰ１、ＭＮ１ 電圧制御抵抗素子
ＭＮ２ 出力トランジスタ
３１ 差動回路
３２ 位相補正回路
３３ 電流源
３４ 出力制御端子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１、Ｃ１２ コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 負荷
Ｖｏｕｔ 出力
Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４ 基準電圧
ＳＷ１〜ＳＷ７、ＳＷ１１〜ＳＷ１４ スイッチ
２１、２２ チャージポンプ回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に関し、特にチャージポンプ回路を用い、出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ：携帯情報端末）、ＤＳＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｔｉｌｌ Ｃａｍｅｒａ：デジタルカメラ）などに代表される携帯機器においては、３Ｖ程度の電源電圧を変換して液晶表示駆動に必要な−２Ｖ前後の負の電源電圧や、＋５Ｖ前後の正の電源電圧を生成するために、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を電源回路として使用することが多い。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路には様々な方式が存在するが、特にチャージポンプ回路を使用した方式は必要とする部品の総容積が小さいので、携帯機器において多く採用されている。
【０００３】
図８は、特許文献１に記載の電圧反転型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。なお、特許文献１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路自体をチャージポンプ回路と称しているが、以下の記述では狭義の意味で図８の２３をチャージポンプ回路と称する。電圧反転型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、接地電位より低い電圧を発生することを目的とした回路である。図８において、電圧反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電用のコンデンサＣ１、出力用のコンデンサＣ２と、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４からなるチャージポンプ回路２３と、電圧レギュレーション回路１０とを備える。チャージポンプ回路２３は、入力電圧Ｖｉｎの極性を反転し、Ｖｏｕｔ＝−Ｖｉｎとして出力する、いわゆる電圧反転型チャージポンプ回路を構成する。スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２は、それぞれコンデンサＣ１の両端に接続され、スイッチＳＷ１が入力電圧側（Ｖｉｎ）に、スイッチＳＷ２が固定電圧側（ＧＮＤ）に接続されている。スイッチＳＷ１、ＳＷ２がオンされると、コンデンサＣ１の両端に電圧Ｖｉｎが加わり充電される。スイッチＳＷ３は、その一端が、コンデンサＣ１のスイッチＳＷ１側に接続され、他端が電圧レギュレーション回路１０の電圧制御素子であるＮｃｈのＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端子に接続されている。スイッチＳＷ４は、オン、オフによってコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とを接続、遮断するために、コンデンサＣ１、Ｃ２の間に挿入されている。
【０００４】
電圧レギュレーション回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆを比較することで、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を行う回路であり、抵抗Ｒ１、Ｒ２、演算増幅器１２およびＭＯＳＦＥＴ１４を備える。抵抗Ｒ１は、その一端に基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、他端が演算増幅器１２の非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２は、その一端に出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、他端は演算増幅器１２の非反転入力端子に接続される。演算増幅器１２の反転入力端子は接地されており、演算増幅器１２の出力端子は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子に接続される。ＭＯＳＦＥＴ１４は、スイッチＳＷ３と、接地間に挿入されており、スイッチＳＷ３がオンしたときのコンデンサＣ２の充放電経路に存在することになる。従って、ＭＯＳＦＥＴ１４は、そのゲート電圧を制御することによって、コンデンサＣ２の電荷量を調整することができ、結果として出力電圧Ｖｏｕｔを制御する機能を有する。
【０００５】
次に、以上のような構成のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作について説明する。第１期間においては、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がオンし、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４はオフする。この期間において、コンデンサＣ１は、入力電圧Ｖｉｎに充電される。一方、この間にコンデンサＣ２は、コンデンサＣ１と切り離されており、負荷回路１６に電力が供給されると出力電圧Ｖｏｕｔは所望の電圧から徐々に上昇する。
【０００６】
そこで、第２期間においては、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２をオフし、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４をオンさせる。第２期間において、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷は、スイッチＳＷ４を介してコンデンサＣ２に転送され、負荷回路１６に電力供給することにより上昇した出力電圧Ｖｏｕｔを再び所望の出力電圧になるまで充電する。電圧反転型チャージポンプ回路は、この第１期間と第２期間を交互に繰り返すことによって、コンデンサＣ２に電荷を供給し続け、出力電圧Ｖｏｕｔとして負の電圧を得る。いま、負荷回路１６が一定で、入力電圧Ｖｉｎも一定である場合には、上記の第１期間、第２期間を繰り返すことにより定常状態で一定の負電圧を出力することが可能となる。しかし、負荷回路１６、入力電圧Ｖｉｎのいずれかが変化すると、出力電圧Ｖｏｕｔは変動してしまう。そこで、電圧レギュレーション回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔをモニタし、基準電圧Ｖｒｅｆとの間に、以下の式（１）に示す関係が成り立つように電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子に帰還をかけてＭＯＳＦＥＴ１４を制御している。
Ｖｏｕｔ＝−Ｒ２／Ｒ１×Ｖｒｅｆ ・・・・式（１）
【０００７】
ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧に帰還をかけることで、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートソース間電圧Ｖｇｓが変化し、チャネル抵抗が制御される。ＭＯＳＦＥＴ１４のチャネル抵抗によって、第２期間においてコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との間の電荷の転送を制御することができ、帰還によって常に出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧になるように安定化することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−３１２１６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
以下の分析は本発明において与えられる。
【００１０】
図９は、図８に示したＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作を表すタイミングチャートの例である。尚、入力電圧Ｖｉｎは以後電源電圧ＶＤＤとする。図９は、第１期間（充電期間に相当）と第２期間（昇圧期間に相当）における出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１の電圧と、ＭＯＳＦＥＴ１４のインピーダンスの変化を波形として示し、各定数を下記の値に設定した例を示している。
Ｒ１＝１ＭΩ
Ｒ２＝２ＭΩ
Ｖｉｎ＝ＶＤＤ＝３Ｖ
Ｖｒｅｆ＝１Ｖ
Ｖｏｕｔ＝−１×Ｖｒｅｆ×Ｒ２／Ｒ１＝−２Ｖ
【００１１】
ここで、出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧である−２Ｖの値で昇圧期間から充電期間に移行した場合の従来の電圧反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作を説明する。
【００１２】
まず充電期間ではスイッチＳＷ１とＳＷ２をオンさせてコンデンサＣ１に電源電圧ＶＤＤを充電すると共に、スイッチＳＷ３とＳＷ４をオフして帰還ループを切断する。コンデンサＣ２に蓄えられた電圧は負荷回路１６により放電するため、出力電圧Ｖｏｕｔは設定電圧である−２Ｖから上昇する。演算増幅器１２は、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇した電圧を検出すると出力Ｖｏｕｔの電圧を下げようと動作するため、ＭＯＳＦＥＴ１４のインピーダンスを可能な限り下げて約０Ωとする。
【００１３】
次に昇圧期間に移ると、スイッチＳＷ１とＳＷ２をオフしスイッチＳＷ３とＳＷ４をオンし、コンデンサＣ１に蓄えた電源電圧ＶＤＤを反転させた電圧に、更にスイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電圧を加えた電圧でコンデンサＣ２を充電する。この場合、充電期間から昇圧期間に移った直後は、ＭＯＳＦＥＴ１４のインピーダンスは、約０Ωである為に、スイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電圧は、ＧＮＤ電位である。よって充電期間から昇圧期間に移った直後において、コンデンサＣ２への充電電圧であるスイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１の電圧は、コンデンサＣ１に蓄えた電源ＶＤＤ電圧を反転させた−１×ＶＤＤである−３Ｖになってしまう。また、接続点Ｎ１に発生した−１×ＶＤＤの電位を持った電荷がスイッチＳＷ４を通してコンデンサＣ２を充電することで出力電圧Ｖｏｕｔを発生させているので、出力電圧Ｖｏｕｔには設定電圧の−２Ｖよりも低く−３Ｖに近いオーバシュート電圧が発生する。演算増幅器１２は、低くなりすぎた出力電圧Ｖｏｕｔを上げようと調整する。本来、演算増幅器１２は、帰還ループ回路使用時での発振対策のため、高周波数領域でのオープン利得を小さくし、例えば遮断周波数を１００ＫＨｚ程度にまで下げている。したがって、過渡応答スピードが遅く、充電期間から昇圧期間に移った直後の出力電圧Ｖｏｕｔのオーバシュートを防ぐことはできない。
【００１４】
その後の昇圧期間において、演算増幅器１２は過渡応答能力に応じた時間をかけて、ＭＯＳＦＥＴ１４の抵抗値を上げて出力電圧Ｖｏｕｔを設定電圧に調整する。
【００１５】
このように、従来の電圧反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路では、式（１）に示した出力電圧Ｖｏｕｔの設定電圧に係わらず充電期間から昇圧期間への切換りの直後毎に、スイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１にチャージポンプ回路２３に固有の極性反転電圧である−１×ＶＤＤが過渡的に発生してしまう。そのため出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ２とＳＷ４を−１×ＶＤＤの耐圧を持つ素子で設計する必要がある。この場合、半導体素子は、耐圧が高いほどＬＳＩ上の面積が大きく、製造工程も複雑になり製造コストが増大してしまう。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の１つのアスペクト（側面）に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電期間に充電した電荷を昇圧期間において負荷に放電するチャージポンプ回路と、昇圧期間においてチャージポンプ回路の出力電圧を所定値とするように出力電圧を帰還させる帰還路を構成して帰還路中に配置する増幅器および電圧制御抵抗素子と、を備え、電圧制御抵抗素子は、増幅器によって制御され、昇圧期間においてチャージポンプ回路を制御可能とする制御抵抗値とされ、増幅器は、充電期間において電圧制御抵抗素子をオフ状態とし、充電期間から昇圧期間に移った直後において電圧制御抵抗素子の抵抗値を制御抵抗値に向けて下げるように電圧制御抵抗素子を制御する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、充電期間から昇圧期間に移った直後に、出力設定電圧を超えるチャージポンプ回路固有の極性反転電圧や昇圧電圧がチャージポンプ回路の出力に接続するスイッチに印加されない。したがって、チャージポンプ回路の出力に接続するスイッチを構成するトランジスタの耐圧を、チャージポンプ回路固有の極性反転電圧や昇圧電圧よりも低い電圧にすることが可能であって、半導体装置としての製造コストを下げることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の各部の波形を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図４】本発明の第２の実施例に係る増幅器の回路図である。
【図５】本発明の第３の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図６】本発明の第３の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の各部の波形を示す図である。
【図７】本発明の第４の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図８】従来のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図９】従来のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の各部の波形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電期間に充電した電荷を昇圧期間において負荷に放電するチャージポンプ回路（図１の２１）と、昇圧期間においてチャージポンプ回路の出力電圧を所定値とするように出力電圧を帰還させる帰還路を構成して帰還路中に配置する増幅器（図１のＡＭＰ１）および電圧制御抵抗素子（図１のＭＮ１）と、を備え、電圧制御抵抗素子は、増幅器によって制御され、昇圧期間においてチャージポンプ回路を制御可能とする制御抵抗値とされ、増幅器は、充電期間において電圧制御抵抗素子をオフ状態とし、充電期間から昇圧期間に移った直後において電圧制御抵抗素子の抵抗値を制御抵抗値に向けて下げるように電圧制御抵抗素子を制御する。
【００２０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、電圧制御抵抗素子は、ＭＯＳＦＥＴであって、増幅器は、出力端子をＭＯＳＦＥＴのゲートに接続し、充電期間においてＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように出力端子を所定電位に設定可能なように構成されてもよい。
【００２１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、増幅器は、差動増幅器であって、充電期間において差動増幅器の反転入力端子および非反転入力端子間に電位差を与えるように構成されてもよい。
【００２２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、ＭＯＳＦＥＴは、ソースを接地し、ドレインをチャージポンプ回路に接続するＮＭＯＳＦＥＴであって、負荷と第１の基準電圧源とを直列形態で接続する２個の抵抗素子（図１のＲ１、Ｒ２）を備え、差動増幅器の非反転入力端子を２個の抵抗素子の接続点に接続し、差動増幅器の反転入力端子を、充電期間において第１の基準電圧源の基準電圧より高い基準電圧の第２の基準電圧源に接続し、昇圧期間において接地する切替回路（図１のＳＷ５、ＳＷ６）を備えてもよい。
【００２３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、ＭＯＳＦＥＴは、ソースを接地し、ドレインをチャージポンプ回路に接続するＮＭＯＳＦＥＴであって、負荷と第１の基準電圧源とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、増幅器は、差動増幅器であって、差動増幅器の非反転入力端子を２個の抵抗素子の接続点に接続し、差動増幅器の反転入力端子を接地し、充電期間においてＮＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように差動増幅器の出力段ＮＭＯＳトランジスタ（図４のＭＮ２）をオンとするスイッチ回路（図３のＳＷ７）を備えてもよい。
【００２４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、ＭＯＳＦＥＴは、ソースを電源に接続し、ドレインをチャージポンプ回路に接続するＰＭＯＳＦＥＴ（図５のＭＰ１）であって、負荷と接地とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、差動増幅器の非反転入力端子を２個の抵抗素子の接続点に接続し、差動増幅器の反転入力端子を、充電期間において接地し、昇圧期間において第３の基準電圧源に接続する切替回路（図５のＳＷ１５、ＳＷ１６）を備えてもよい。
【００２５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、ＭＯＳＦＥＴは、ソースを電源に接続し、ドレインをチャージポンプ回路に接続するＰＭＯＳＦＥＴであって、負荷と接地とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、差動増幅器の反転入力端子を第３の基準電圧源に接続し、差動増幅器の非反転入力端子を、充電期間において第３の基準電圧源の基準電圧より高い基準電圧の第４の基準電圧源に接続し、昇圧期間において２個の抵抗素子の接続点に接続する切替回路（図７のＳＷ１７、ＳＷ１８）を備えてもよい。
【００２６】
以上のようなＤＣ／ＤＣコンバータ回路によれば、充電期間において電圧制御抵抗素子を高インピーダンスに設定し、充電期間から昇圧期間に移った直後に急激に昇圧せず、差動増幅器の過渡応答能力に応じた時間をかけて電圧制御抵抗素子のインピーダンスを下げることで出力を昇圧させる。このため、出力に接続するチャージポンプ内のスイッチに出力設定電圧を超えるチャージポンプ回路固有の極性反転電圧や昇圧電圧が印加されなくなり、上記スイッチを構成するトランジスタの耐圧を下げることができる。したがって、耐圧の高いトランジスタに比べてＬＳＩ上の面積が小さくて製造工程が少ないため製造コストが下がる。また、出力にオーバシュートが発生しないので、負荷の異常動作や損傷等を防止することができる。
【００２７】
以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。
【実施例１】
【００２８】
図１は、本発明の第１の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。第１の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は電圧反転型を構成している。図１において、図８と同一の符号は同一物を表し、その説明を省略する。また、図１、図８において、差動増幅器ＡＭＰ１と演算増幅器１２、電圧制御抵抗素子ＭＮ１とＭＯＳＦＥＴ１４、基準電圧Ｖｒｅｆ１と基準電圧Ｖｒｅｆ、負荷Ｒ３と負荷回路１６のそれぞれは、同一物である。
【００２９】
図１において、チャージポンプ回路２１は、図８のチャージポンプ回路２３におけるスイッチＳＷ３を削除して構成している。チャージポンプ回路２１の出力端であるスイッチＳＷ４とコンデンサＣ２の接続点は、出力Ｖｏｕｔと負荷Ｒ３とに接続される。出力Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆ１の間に抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２が直列に接続され、抵抗Ｒ１はその一端に基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力され、他端が差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２はその一端に出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、他端は差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に接続される。差動増幅器ＡＭＰ１の出力端子は、ＮＭＯＳＦＥＴである電圧制御抵抗素子ＭＮ１のゲート端子に接続される。電圧制御抵抗素子ＭＮ１は、チャージポンプ回路２１の入力端であるスイッチＳＷ１およびコンデンサＣ１の接続点と、接地（ＧＮＤ）間に接続される。差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子は、ＧＮＤと基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高い電圧である基準電圧Ｖｒｅｆ２とにそれぞれ切り替えるためのスイッチＳＷ５、ＳＷ６に接続される。
【００３０】
このような構成のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電期間において、スイッチＳＷ５をオフ、スイッチＳＷ６をオンとし、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高い電圧の基準電圧Ｖｒｅｆ２を接続して、差動増幅器ＡＭＰ１の出力端子をローレベルとする。したがって、電圧制御抵抗素子ＭＮ１は、オフ状態（高抵抗）に設定される。
【００３１】
次に、第１の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路について動作を詳細に説明する。図２は、第１の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の充電期間と昇圧期間における出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１の電圧と、電圧制御抵抗素子ＭＮ１のインピーダンス（抵抗値）の変化を示す波形である。ここでは、各定数を下記の値に設定した場合を例として示す。
Ｒ１＝１ＭΩ
Ｒ２＝２ＭΩ
ＶＤＤ＝３Ｖ
Ｖｒｅｆ１＝１Ｖ
Ｖｒｅｆ２＝２Ｖ
Ｖｏｕｔ＝−１×Ｖｒｅｆ１×Ｒ２／Ｒ１＝−２Ｖ
【００３２】
出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧である−２Ｖの値で昇圧期間から充電期間に移行した場合のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作を説明する。
【００３３】
まず充電期間では、スイッチＳＷ１とＳＷ２をオンさせてコンデンサＣ１に電源電圧ＶＤＤを充電する。更にスイッチＳＷ４をオフして帰還ループを切断すると共にスイッチＳＷ５をオフしスイッチＳＷ６をオンして差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子をＧＮＤから基準電圧Ｖｒｅｆ２へ切り換える。コンデンサＣ２に蓄えられた電圧は負荷Ｒ３により放電するため、出力電圧Ｖｏｕｔは設定電圧である−２Ｖから上昇する。この場合、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高いＶｒｅｆ２が接続されているため、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧は低下し、電圧制御抵抗素子ＭＮ１はオフ状態（高抵抗値）となる。
【００３４】
次に昇圧期間に移ると、スイッチＳＷ５をオンしスイッチＳＷ６をオフさせて差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子をＧＮＤに接続する。更にスイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフしＳＷ４をオンし、コンデンサＣ１に蓄えた電源電圧ＶＤＤを反転させた電圧にスイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電圧を加えた電圧をコンデンサＣ２に充電しようとする。この時、充電期間から昇圧期間に移った直後は、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答スピードが遅いので出力電圧は低く、電圧制御抵抗素子ＭＮ１はオフ状態（高抵抗値）である為に切断しているのと同じある。したがって、コンデンサＣ２へ充電が行われず、スイッチＳＷ２とコンデンサＣ１との接続点Ｎ１の電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔで決定され、スイッチＳＷ４を通して出力電圧Ｖｏｕｔと同電圧になる。また充電期間から昇圧期間に移った直後のスイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電位は、出力Ｖｏｕｔの電圧にコンデンサＣ１に蓄えた電源ＶＤＤ電圧を加えたＶｏｕｔ＋ＶＤＤの電位となる。
【００３５】
その後の昇圧期間において、設定電圧よりも上がっている出力電圧Ｖｏｕｔを調整するため、差動増幅器ＡＭＰ１は、過渡応答能力に応じて差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧を上昇させて電圧制御抵抗素子ＭＮ１のインピーダンスを下げる。そしてスイッチＳＷ１とコンデンサＣ１との接続点の電位を下げることで出力電圧Ｖｏｕｔは下がり設定電圧に一致する。この時、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答スピードが遅い為、差動増幅器ＡＭＰ１の出力は、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答能力に応じた時間をかけて緩やかに上がるので、出力電圧Ｖｏｕｔも同時間をかけて緩やかに下降し、設定電圧に至って下降を停止させる。
【００３６】
前述のとおり、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、充電期間に電圧制御抵抗素子ＭＮ１を高インピーダンスに制御している。このため、充電期間から昇圧期間への切換え時にいきなりコンデンサＣ２へ充電がおこなわれず、チャージポンプ回路２１固有の極性反転電圧である−１×ＶＤＤの電圧を発生しない。その後、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答能力に応じた時間をかけて緩やかに電圧制御抵抗素子ＭＮ１のインピーダンスを下げてコンデンサＣ２へ充電をおこなう。したがって、充電期間から昇圧期間への切換りの直後毎に出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ２とＳＷ４において式（１）に示す設定電圧を超える電圧は発生しない。よって出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ２、ＳＷ４をチャージポンプ回路２１固有の極性反転電圧である−１×ＶＤＤより低い式（１）に示す設定電圧の耐圧の素子で設計することができる。
【実施例２】
【００３７】
図３は、本発明の第３の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。図３において、図１と同一の符号は、同一物を表し、その説明を省略する。第２の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の第１の実施例に対する変更点は、以下の通りである。
１）差動増幅器ＡＭＰ１を、出力トランジスタのゲート端子を制御する端子（以下出力制御端３４と称す）を有する差動増幅器ＡＭＰ２への変更。
２）出力制御端３４を、スイッチＳＷ７を介して電源ＶＤＤと接続。
３）誤差増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子において、スイッチＳＷ５、ＳＷ６を削除して接地へ接続。
【００３８】
図４は、第２の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路で使用する差動増幅器ＡＭＰ２の一例を示す回路図である。図４において、差動増幅器ＡＭＰ２は、差動回路３１と、発振対策の位相補正回路３２と、出力トランジスタＭＮ２と、出力プルアップ用の電流源３３と、出力制御端子３４とにより構成される。差動増幅器ＡＭＰ２は、出力トランジスタＭＮ２にＮＭＯＳＦＥＴを使用しており、出力トランジスタＭＮ２のゲート端子は出力制御端３４を通して外部から信号を入力することができる。
【００３９】
第２の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の基本の動作は、第１の実施例と同じであるので省略する。違いは、充電期間においてスイッチＳＷ７をオンとし差動増幅器ＡＭＰ２内の出力トランジスタＭＮ２のゲートを電源電圧ＶＤＤにして差動増幅器ＡＭＰ２の出力電圧を下げて電圧制御抵抗素子ＭＮ１をオフ状態（高抵抗値）に設定する点である。
【００４０】
このようなＤＣ／ＤＣコンバータ回路によれば、実施例１と同様に出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ２、ＳＷ４をチャージポンプ回路２１固有の極性反転電圧である−１×ＶＤＤより低い式（１）の設定電圧の耐圧の素子で設計することができる。また、負荷Ｒ３の異常動作や損傷等の原因となる出力電圧Ｖｏｕｔのオーバシュートも発生しない。
【実施例３】
【００４１】
図５は、本発明の第３の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、昇圧型を構成しており、充電期間に差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子を接地して電圧制御抵抗素子ＭＰ１をオフ状態（高抵抗値）に設定する。
【００４２】
第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の第１の実施例に対する変更点は、以下の通りである。
１）電圧制御抵抗素子ＭＮ１を電圧制御抵抗素子ＭＰ１に変更し、接地していた一端（ソース）を電源ＶＤＤとの接続に変更。
２）電圧反転型のチャージポンプ回路２１を昇圧型のチャージポンプ回路２２に変更。なお、チャージポンプ回路２２は以下のように構成される。
スイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２は、それぞれコンデンサＣ１１の両端に接続され、スイッチＳＷ１１が電源ＶＤＤに、スイッチＳＷ１２が接地電位に接続される。コンデンサＣ１１とスイッチＳＷ１２の接続点は電圧制御抵抗素子ＭＰ１の他端に接続され、スイッチＳＷ１４はコンデンサＣ１１とＣ１２の間に挿入される。コンデンサＣ１２の他端は接地される。
３）Ｖｒｅｆ１を削除して、代わりにＧＮＤと抵抗Ｒ１を接続。
４）差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子は、入力をスイッチＳＷ５、ＳＷ６を削除して代わりに基準電圧Ｖｒｅｆ３とＧＮＤとをそれぞれ切り替えるためのスイッチＳＷ１５、ＳＷ１６に接続。
【００４３】
第１の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、−１倍の昇圧を行うチャージポンプ回路２１を具備した回路である。これに対し、第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、２倍の昇圧を行うチャージポンプ回路２２を具備した回路であり、基本動作はチャージポンプ回路２１と同じである。
【００４４】
出力Ｖｏｕｔに発生した電圧は、抵抗Ｒ１とＲ２により分圧され、反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ３を接続した差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子へ伝えられる。昇圧期間において、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は帰還ループを構成し、差動増幅器ＡＭＰ１はスイッチＳＷ１２とコンデンサＣ１１との接続点の電位を電圧制御抵抗素子ＭＰ１により変化させることで出力電圧Ｖｏｕｔを下記の式（２）で示す値に設定する。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ３×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１ ・・・・式（２）
【００４５】
次に、第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作を詳細に説明する。図６は、第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の充電期間と昇圧期間における出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチＳＷ１１とコンデンサＣ１１との接続点Ｎ２の電圧と、電圧制御抵抗素子ＭＰ１のインピーダンス（抵抗値）の変化を示す波形である。ここでは、各定数を下記の値に設定した場合の例を示す。
Ｒ１＝１ＭΩ
Ｒ２＝４ＭΩ
ＶＤＤ＝３Ｖ
Ｖｒｅｆ３＝１Ｖ
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ３×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１＝５Ｖ
【００４６】
出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧である５Ｖの値で昇圧期間から充電期間に移行した場合の第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路について動作を説明する。
【００４７】
まず充電期間では、スイッチＳＷ１１とＳＷ１２をオンさせてコンデンサＣ１１に電源電圧ＶＤＤを充電する。更にスイッチＳＷ１４をオフして帰還ループを切断すると共に、スイッチＳＷ１５をオフしスイッチＳＷ１６をオンして差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子の入力を基準電圧Ｖｒｅｆ３からＧＮＤへ切り換える。コンデンサＣ１２に蓄えられた電圧は負荷Ｒ３により放電するため、出力電圧Ｖｏｕｔは設定電圧である５Ｖから低下する。この場合、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１とＲ２の分圧した電圧よりも十分に低いＧＮＤが接続しているため、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧は上昇し電圧制御抵抗素子ＭＰ１はオフ状態（高抵抗）となる。
【００４８】
次に昇圧期間に移ると、スイッチＳＷ１５をオンしスイッチＳＷ１６をオフさせて差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子の電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ３にする。更にスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２をオフし、ＳＷ１４をオンし、コンデンサＣ１１に蓄えた電源電圧ＶＤＤにスイッチＳＷ１２とコンデンサＣ１１との接続点の電圧を加えた電圧をコンデンサＣ１２へ充電しようとする。この場合、充電期間から昇圧期間に移った直後では、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧は高く、電圧制御抵抗素子ＭＰ１は高抵抗である為に切断しているのと同じである。このため、コンデンサＣ１２へ充電が行われず、スイッチＳＷ１１とコンデンサＣ１１との接続点Ｎ２の電圧は出力電圧Ｖｏｕｔで決定され、スイッチＳＷ１４を通して出力Ｖｏｕｔと同電圧になる。また充電期間から昇圧期間に移った直後のスイッチＳＷ１２とコンデンサＣ１１との接続点の電位は、出力Ｖｏｕｔの電圧にコンデンサＣ１１に蓄えた電源ＶＤＤ電圧を引いたＶｏｕｔ−ＶＤＤの電位となる。
【００４９】
その後の昇圧期間において、設定電圧よりも下がっている出力電圧Ｖｏｕｔを調整するため、差動増幅器ＡＭＰ１は、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧を下げて電圧制御抵抗素子ＭＰ１の抵抗値を下げ、そしてスイッチＳＷ１２とコンデンサＣ１１との接続点の電位を上げることで出力電圧Ｖｏｕｔを上げて設定電圧に一致させる。この場合、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答スピードが遅い為、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧は、差動増幅器ＡＭＰ１の過渡応答能力に応じた時間をかけて緩やかに下降するので、出力電圧Ｖｏｕｔも同時間をかけて緩やかに上昇し、設定電圧に至り上昇を停止する。
【００５０】
このように第３の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、第１の実施例と同様に、第１の実施例の電圧制御抵抗素子ＭＮ１に対応する電圧制御抵抗素子ＭＰ１のインピーダンスを充電期間に高抵抗に設定する。よって、出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ１１とＳＷ１４をチャージポンプ回路２２固有の昇圧電圧である２×ＶＤＤ電圧より低い式（２）に示す設定電圧の耐圧を持つ素子で設計することが可能である。また、負荷Ｒ３の異常動作や破壊等の原因となる出力のオーバシュートも発生しない。
【実施例４】
【００５１】
図７は、本発明の第４の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。図７において、図５と同一の符号は、同一物を表し、その説明を省略する。第４の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、昇圧型を構成しており、充電期間に差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子を、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に接続する基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも高い電圧に設定した基準電圧Ｖｒｅｆ４に接続し、電圧制御抵抗素子ＭＰ１を高抵抗に設定する。
【００５２】
第４の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の第３の実施例に対する変更点は、以下の通りである。
１）差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に対し、スイッチＳＷ１５、ＳＷ１６を削除して代わりに基準電圧Ｖｒｅｆ３と接続。
２）差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点に直接接続する代わりに、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点と、基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも高い電圧に設定した基準電圧Ｖｒｅｆ４とをそれぞれ切り替えるためのスイッチＳＷ１７、ＳＷ１８に接続。
【００５３】
第４の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の基本動作は、第３の実施例と同じであるので省略する。違いは充電期間においてスイッチＳＷ１７をオフしスイッチＳＷ１８オンして、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子を、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に接続する基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも高い電圧に設定した基準電圧Ｖｒｅｆ４に接続して、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧を上げて電圧制御抵抗素子ＭＰ１をオフ状態（高抵抗）にする点である。
【００５４】
第４の実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、第３の実施例同様に、電圧制御抵抗素子ＭＰ１の抵抗値を充電期間に高抵抗に設定する。よって、出力Ｖｏｕｔに接続するスイッチＳＷ１１とＳＷ１４をチャージポンプ回路２２固有の昇圧電圧である２×ＶＤＤ電圧より低い式（２）の設定電圧の耐圧を持つ素子で設計することができる。また、負荷Ｒ３の異常動作や破壊等の原因となる出力のオーバシュートも発生しない。
【００５５】
以上の実施例では、−１倍あるいは２倍のチャージポンプ回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータ回路について説明した。しかし、本発明は、これらに限定されることなく、・・・、−２倍、−１倍、２倍、３倍、４倍、・・・の従来より知られたＮ倍の電圧を発生するチャージポンプ回路を具備したＤＣ／ＤＣコンバータ回路に対しても適用可能である。このような、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路によれば、出力Ｖｏｕｔに、チャージポンプ回路固有の昇圧電圧である電源ＶＤＤのＮ倍の電圧が発生することを防ぎ、出力Ｖｏｕｔを設定電圧に抑えるのでオーバシュートを防ぐことができる。
【００５６】
なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【００５７】
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２ 差動増幅器
ＭＰ１、ＭＮ１ 電圧制御抵抗素子
ＭＮ２ 出力トランジスタ
３１ 差動回路
３２ 位相補正回路
３３ 電流源
３４ 出力制御端子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１、Ｃ１２ コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 負荷
Ｖｏｕｔ 出力
Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４ 基準電圧
ＳＷ１〜ＳＷ７、ＳＷ１１〜ＳＷ１４ スイッチ
２１、２２ チャージポンプ回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電期間に充電した電荷を昇圧期間において負荷に放電するチャージポンプ回路と、
前記昇圧期間において前記チャージポンプ回路の出力電圧を所定値とするように前記出力電圧を帰還させる帰還路を構成して帰還路中に配置する増幅器および電圧制御抵抗素子と、
を備え、
前記電圧制御抵抗素子は、前記増幅器によって制御され、前記昇圧期間において前記チャージポンプ回路を制御可能とする制御抵抗値とされ、
前記増幅器は、前記充電期間において前記電圧制御抵抗素子をオフ状態とし、前記充電期間から前記昇圧期間に移った直後において前記電圧制御抵抗素子の抵抗値を前記制御抵抗値に向けて下げるように前記電圧制御抵抗素子を制御することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
前記電圧制御抵抗素子は、ＭＯＳＦＥＴであって、
前記増幅器は、出力端子を前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続し、前記充電期間において前記ＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように前記出力端子を所定電位に設定可能なように構成されることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
前記増幅器は、差動増幅器であって、前記充電期間において前記差動増幅器の反転入力端子および非反転入力端子間に電位差を与えるように構成されることを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ソースを接地し、ドレインを前記チャージポンプ回路に接続するＮＭＯＳＦＥＴであって、
前記負荷と第１の基準電圧源とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、
前記差動増幅器の非反転入力端子を前記２個の抵抗素子の接続点に接続し、
前記差動増幅器の反転入力端子を、前記充電期間において前記第１の基準電圧源の基準電圧より高い基準電圧の第２の基準電圧源に接続し、前記昇圧期間において接地する切替回路を備えることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項５】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ソースを接地し、ドレインを前記チャージポンプ回路に接続するＮＭＯＳＦＥＴであって、
前記負荷と第１の基準電圧源とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、
前記増幅器は、差動増幅器であって、
前記差動増幅器の非反転入力端子を前記２個の抵抗素子の接続点に接続し、
前記差動増幅器の反転入力端子を接地し、
前記充電期間において前記ＮＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように前記差動増幅器の出力段ＮＭＯＳトランジスタをオンとするスイッチ回路を備えることを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項６】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ソースを電源に接続し、ドレインを前記チャージポンプ回路に接続するＰＭＯＳＦＥＴであって、
前記負荷と接地とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、
前記差動増幅器の非反転入力端子を前記２個の抵抗素子の接続点に接続し、
前記差動増幅器の反転入力端子を、前記充電期間において接地し、前記昇圧期間において第３の基準電圧源に接続する切替回路を備えることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項７】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ソースを電源に接続し、ドレインを前記チャージポンプ回路に接続するＰＭＯＳＦＥＴであって、
前記負荷と接地とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、
前記差動増幅器の反転入力端子を第３の基準電圧源に接続し、
前記差動増幅器の非反転入力端子を、前記充電期間において前記第３の基準電圧源の基準電圧より高い基準電圧の第４の基準電圧源に接続し、前記昇圧期間において前記２個の抵抗素子の接続点に接続する切替回路を備えることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項１】
充電期間に充電した電荷を昇圧期間において負荷に放電するチャージポンプ回路と、
前記昇圧期間において前記チャージポンプ回路の出力電圧を所定値とするように前記出力電圧を帰還させる帰還路を構成して帰還路中に配置する増幅器および電圧制御抵抗素子と、
を備え、
前記電圧制御抵抗素子は、前記増幅器によって制御され、前記昇圧期間において前記チャージポンプ回路を制御可能とする制御抵抗値とされ、
前記増幅器は、前記充電期間において前記電圧制御抵抗素子をオフ状態とし、前記充電期間から前記昇圧期間に移った直後において前記電圧制御抵抗素子の抵抗値を前記制御抵抗値に向けて下げるように前記電圧制御抵抗素子を制御することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
前記電圧制御抵抗素子は、ＭＯＳＦＥＴであって、
前記増幅器は、出力端子を前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続し、前記充電期間において前記ＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように前記出力端子を所定電位に設定可能なように構成されることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
前記増幅器は、差動増幅器であって、前記充電期間において前記差動増幅器の反転入力端子および非反転入力端子間に電位差を与えるように構成されることを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ソースを接地し、ドレインを前記チャージポンプ回路に接続するＮＭＯＳＦＥＴであって、
前記負荷と第１の基準電圧源とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、
前記差動増幅器の非反転入力端子を前記２個の抵抗素子の接続点に接続し、
前記差動増幅器の反転入力端子を、前記充電期間において前記第１の基準電圧源の基準電圧より高い基準電圧の第２の基準電圧源に接続し、前記昇圧期間において接地する切替回路を備えることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項５】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ソースを接地し、ドレインを前記チャージポンプ回路に接続するＮＭＯＳＦＥＴであって、
前記負荷と第１の基準電圧源とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、
前記増幅器は、差動増幅器であって、
前記差動増幅器の非反転入力端子を前記２個の抵抗素子の接続点に接続し、
前記差動増幅器の反転入力端子を接地し、
前記充電期間において前記ＮＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように前記差動増幅器の出力段ＮＭＯＳトランジスタをオンとするスイッチ回路を備えることを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項６】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ソースを電源に接続し、ドレインを前記チャージポンプ回路に接続するＰＭＯＳＦＥＴであって、
前記負荷と接地とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、
前記差動増幅器の非反転入力端子を前記２個の抵抗素子の接続点に接続し、
前記差動増幅器の反転入力端子を、前記充電期間において接地し、前記昇圧期間において第３の基準電圧源に接続する切替回路を備えることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項７】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ソースを電源に接続し、ドレインを前記チャージポンプ回路に接続するＰＭＯＳＦＥＴであって、
前記負荷と接地とを直列形態で接続する２個の抵抗素子を備え、
前記差動増幅器の反転入力端子を第３の基準電圧源に接続し、
前記差動増幅器の非反転入力端子を、前記充電期間において前記第３の基準電圧源の基準電圧より高い基準電圧の第４の基準電圧源に接続し、前記昇圧期間において前記２個の抵抗素子の接続点に接続する切替回路を備えることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１１−１５２０１４（Ｐ２０１１−１５２０１４Ａ）
【公開日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１３０９５（Ｐ２０１０−１３０９５）
【出願日】平成２２年１月２５日（２０１０．１．２５）
【出願人】（３０２０６２９３１）ルネサスエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１月２５日（２０１０．１．２５）
【出願人】（３０２０６２９３１）ルネサスエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
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