スイッチング電源装置
【課題】 可変周波数型のスイッチング電源装置において周波数が低くなるとトランスから可聴音が発生することがある。
【解決手段】 可変周波数型のスイッチング電源装置をトランス２の１次巻線にスイッチ３を直列に接続して構成する。トランス２の２次巻線Ｎ2 には整流平滑回路４を接続する。スイッチング周波数が可聴周波数か否かを判定するコンパレータ２４を設ける。可聴周波数の時にはスイッチ３のオン時間幅を狭める。
【解決手段】 可変周波数型のスイッチング電源装置をトランス２の１次巻線にスイッチ３を直列に接続して構成する。トランス２の２次巻線Ｎ2 には整流平滑回路４を接続する。スイッチング周波数が可聴周波数か否かを判定するコンパレータ２４を設ける。可聴周波数の時にはスイッチ３のオン時間幅を狭める。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング周波数が可聴周波数範囲に入る又は入るおそれがある可変周波数型のＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータ等のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源装置の１種である典型的なＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、この一端と他端との間に接続されたトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路と、トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、出力電圧検出回路と、スイッチ電流検出回路と、出力電圧検出回路及び電流検出回路の出力に基づいてスイッチをオン・オフ制御するための制御回路とから成る。制御回路はコンパレータを有し、このコンパレータは、電流検出回路の出力と電圧検出回路の出力で補正された参照電圧とを比較してスイッチのオン終了時点を決定する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、定格負荷又は通常負荷から軽負荷状態に移行した時に、出力電圧の上昇が生じるので、逆に参照電圧が低下し、また、電流検出回路から得られる三角波状の検出信号のピークレベルの低下が生じ、電流検出値のピークレベルがコンパレータの入力のダイナミックレンジの下限を下回ること又は参照電圧に達しないことが不規則的に発生する。スイッチがこのように不規則にオン・オフ動作する場合には、スイッチング周波数即ちスイッチのオン・オフ繰返し周波数が低くなり、単位時間当りのスイッチング回数が少なくなり、スイッチング電源装置の効率が向上する。しかし、スイッチング周波数が不規則になり、可聴周波数の範囲でスイッチングすると、トランスから可聴音が発生し、使用者に不快感を与える。また、軽負荷時の効率向上のために、スイッチを間欠的にオン・オフさせる場合においても上記と同様な問題が発生する。
【０００４】そこで、本発明の第１の目的は、可聴音を阻止又は抑制することができるスイッチング電源装置を提供することにある。本発明の第２の目的は、可聴音を阻止又は抑制することができると共に軽負荷時における損失を大幅に軽減することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記第１の目的を達成するための本発明は、トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチの１回のスイッチング動作によって前記トランスに供給するエネルギー量を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置に係わるものである。
【０００６】なお、請求項２に示すように、巻線に印加される電圧Ｖ1 と時間幅Ｔonとの積Ｖ1 Ｔonを所定値以下に制御する手段を設けることができる。上記Ｖ1 Ｔonの所定値Ｖ1 ＴonはＶ1 Ｔon≦√（２ＥＬ）を満足する値とすることが望ましい。ここでＥはスイッチの１回のオンによってトランスに供給されるエネルギー量であって、好ましくは７０μＪ（マイクロジュール）であり、Ｌはトランスの巻線のインダクタンスである。また、請求項３に示すようにスイッチのオン時間幅を所定値以下に制限する手段を設けることができる。このスイッチのオン時間幅の所定値の好ましい値は２μｓである。また、請求項４に示すように、スイッチの電流のピーク値を所定値以下に制限する手段を設けることができる。上記ピーク値の所定値は、√（２Ｅ／Ｌ）であることが望ましい。また、上記第２の目的を達成するために、定格負荷時には可聴周波数よりも高いスイッチング周波数として、軽い負荷の時にのみ可聴周波数でのスイッチングが生じるように構成することができる。また、請求項６に示すように軽い負荷の時に間欠発振が生じるように構成することができる。
【０００７】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、スイッチング周波数が可聴周波数の範囲に入ると、トランスに供給されるエネルギー量が制限されるために可聴音の発生が阻止又は抑制され、使用者に不快感を与えなくなる。また、請求項５及び６の発明によれば、軽い負荷時にスイッチング周波数を可聴周波数範囲まで下げるので、単位時間当りのスイッチング周波数を大幅に低下することができ、効率向上を図ることができ、且つ可聴音の発生を阻止又は抑制することができる。
【０００８】
【実施形態】次に、図１〜図４を参照して本発明の実施形態に従う可変周波数型スイッチング電源装置を説明する。
【０００９】このスイッチング電源装置は、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、大別して直流電源１と、トランス２と、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から成るスイッチ３と、整流平滑回路４と、出力電圧検出回路５と、電流検出器としての電流検出抵抗６と、スイッチ制御信号形成回路７とから成る。
【００１０】フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を形成するために、トランス２は漏れインダクタンスを有する１次巻線Ｎ1 とこれに電磁結合された２次巻線Ｎ2 とを有する。１次巻線Ｎ1 とスイッチ３と電流検出用抵抗６との直列回路は電源１の一方の端子１ａと他方の端子１ｂとの間に接続されている。
【００１１】整流平滑回路４は整流ダイオードＤ1 と平滑用コンデンサＣ1 とから成り、平滑用コンデンサＣ1 は整流ダイオードＤ1 を介して２次巻線Ｎ2 に並列に接続されている。平滑用コンデンサＣ1 に接続された対の出力端子８ａ、８ｂは負荷９を接続するためのものである。
【００１２】出力電圧検出回路５は、電圧検出抵抗１０、１１と、誤差増幅器１２と、基準電圧源１３と、発光ダイオード１４とから成る。抵抗１０、１１は出力端子８ａ、８ｂ間の電圧を検出し、この検出電圧を誤差増幅器１２の一方の入力端子に送る。誤差増幅器１２は検出電圧と基準電圧源１３の基準電圧との差の値を出力する。発光ダイオード１４は出力端子８ａと誤差増幅器１２の出力端子との間に接続されており、出力電圧に比例的に変化する光出力を発生する。
【００１３】制御信号形成回路７は、第１のコンパレータ１５と、第１の基準電圧Ｅs1を発生する基準電圧源１６と、分圧抵抗１７と、ホトトランジスタ１８と、パルス発生回路１９と、ＲＳフリップフロップ２０と、ＮＯＲゲート２１と、駆動回路２２と、増幅回路２３と、第２のコンパレータ２４と、第２の基準電圧Ｅs2を発生する第２の基準電圧源２５とから成る。
【００１４】第１のコンパレータ１５の一方の入力端子は電流検出用抵抗６とスイッチ３との接続点に接続されている。従って、コンパレータ１５の一方の入力端子には電流検出抵抗６に流れる電流Ｉa に比例した電圧値Ｖa を有する電流検出信号が供給される。第１の基準電圧源１６の一端は電源１のグランド側の端子１ｂに接続され、第１の基準電圧源１６の他方の端子は抵抗１７に接続されている。発光ダイオード１４に光結合されたホトトランジスタ１８は抵抗１７とグランド側端子１ｂとの間に接続されている。従って、抵抗１７とホトトランジスタ１８との接続点２６には、第１の基準電圧Ｅs1を抵抗１７とホトトランジスタ１８の抵抗とで分圧したものに相当する電圧値Ｖb を有する電圧帰還制御信号が得られる。接続点２６は第１のコンパレータ１５の他方の入力端子に接続され、且つ増幅回路２３及び第２のコンパレータ２４の一方の入力端子に接続されている。第１のコンパレータ１５は電流検出信号の電圧値Ｖa と電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb とを図３（Ｂ）に示すように比較して図３（Ｃ）に示す出力を発生する。
【００１５】パルス発生回路（ＯＳＣ）１９は、第１及び第２の入力端子１９ａ、１９ｂと出力端子１９ｃとを有し、出力端子１９ｃから図３（Ａ）に示すように定格負荷又は重負荷時及び第１の軽負荷時には幅の狭いパルスを第１の周期Ｔ1 で発生し、第１の軽負荷よりも更に軽い第２の軽負荷時には高レベル期間が低レベル期間よりも長い方形波を第１の周期Ｔ1 よりも長い第２の周期Ｔ2 で発生する。このパルス発生回路１９の詳細は追って説明する。
【００１６】ＲＳフリップフロップ２０のセット端子ＳはＮＯＴ回路２６を介してパルス発生回路１９の出力端子１９ｃに接続され、リセット端子Ｒは第１のコンパレータ１５に接続されている。ＮＯＲゲート２１の一方の入力端子はパルス発生回路１９の出力端子１９ｃに接続され、他方の入力端子はフリップフロップ２０の反転出力端子Ｑ− に接続され、出力端子は駆動回路２２を介してスイッチ３の制御端子即ちゲートに接続されている。フリップフロップ２０は図３（Ｄ）に示す信号を発生し、ＮＯＲゲート２１は図３（Ｅ）に示すスイッチ制御信号を出力する。
【００１７】増幅回路２３は接続点２６に得られる電圧帰還信号を示す電圧値Ｖb を増幅して周波数制御電圧Ｖf を発生し、これをパルス発生回路１９の第１の入力端子１９ａに送る。パルス発生回路１９の出力周波数は周波数制御信号Ｖf に比例的に変化する。
【００１８】第２のコンパレータ２４は第２の基準電圧源２５を伴なって可聴周波数検出手段即ち判定手段を構成するものであって、この一方の入力端子は接続点２６に接続され、他方の入力端子は第２の基準電圧源２５に接続され、出力端子はパルス発生回路１９の第２の入力端子１９ｂに接続されている。第２の基準電圧源２５は、図３（Ｆ）に示す第２の基準電圧Ｅs2を第２のコンパレータ２４に供給する。第２の基準電圧Ｅs2は、重負荷及び第１の軽負荷時の電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb よりも低く、第２の軽負荷時の電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb よりも高くなるように設定されている。従って、第２のコンパレータ２４の出力電圧Ｖk は図３（Ｇ）に示すように変化し、Ｖb ＜Ｅs2の条件を満足している時に可聴周波数を示す低レベル信号を出力する。即ち、負荷９が極めて小さい第２の軽負荷状態となると、出力電圧が上昇し、逆に電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb が低下し、パルス発生回路１９の出力周波数及びスイッチ３のスイッチング周波数が可聴周波数範囲に入る値まで低下する。第２のコンパレータ２４は、スイッチング周波数に比例する電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb と第２の基準電圧Ｅs2とを比較するので、可聴周波数か否かを判定することができる。パルス発生回路１９の出力周波数又はスイッチ３のスイッチング周波数を直接的に検出して可聴周波数を検出することも可能であるが、これに比べて図１の第２のコンパレータ２４による可聴周波数検出は回路構成が簡単になるという特長を有する。
【００１９】パルス発生回路１９は、図２に示すように電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１と、鋸波発生回路３２と、第１及び第２のパルス形成用コンパレータ３３、３４と、第１及び第２のパルス形成用基準電圧源３５、３６と、選択回路３７とから成る。第１の入力端子１９ａに接続された電圧制御発振器３１は、増幅回路２３から供給される電圧制御信号に比例的に変化する出力周波数を有してクロックパルスを図４（Ａ）に示すように発生し、鋸波発生回路３２をトリガする。鋸波発生回路３２は、図４（Ａ）のｔ1 、ｔ3 、ｔ5 、ｔ6 、ｔ8 等で発生する電圧制御発振器３１の出力パルスに応答して図４（Ｂ）に示す三角波即ち鋸波を発生する。第１のパルス形成用コンパレータ３３の正入力端子は鋸波発生回路３２に接続され、負入力端子は第１のパルス形成用基準電圧源３５に接続されている。第１のパルス形成用基準電圧源３５の基準電圧Ｖr1は図４（Ｂ）に示すように鋸波電圧Ｖt のピーク値よりも少し下のレベルに設定されているので、図４（Ｃ）のｔ2〜ｔ3 区間、ｔ4 〜ｔ5 区間に示すように比較的狭い第１のパルス幅Ｗ1 を有する高レベルパルスを発生する。第２のパルス形成用コンパレータ３４の正入力端子は鋸波発生回路３２に接続され、負入力端子は第２のパルス形成用基準電圧源３６に接続されている。第２のパルス形成用基準電圧源３６は図４（Ｂ）に示すように第１のパルス形成用基準電圧Ｖr1よりも低い第２のパルス形成用基準電圧Ｖr2を発生する。この基準電圧Ｖr2は鋸波電圧Ｖt の最低レベルよりも少し高いレベルであるので、第２のパルス形成用コンパレータ３４は図４（Ｃ）に示すようにｔ7 〜ｔ8 区間、ｔ9 〜ｔ10区間等で高レベルとなる比較的広い第２のパルス幅Ｗ2 を有するパルスを発生する。選択回路３７は第１及び第２の選択スイッチ３７ａ、３７ｂとＮＯＴ回路３７ｃとから成る。第１の選択スイッチ３７ａは第１のパルス形成用コンパレータ３３と出力端子１９ｃとの間に接続され、その制御端子は第２の入力端子１９ｂに接続されている。第２の選択スイッチ３７ｂは第２のパルス形成用コンパレータ３４と出力端子１９ｃとの間に接続され、その制御端子はＮＯＴ回路３７ｃを介して第２の入力端子１９ｂに接続されている。第２の入力端子１９ｂには図３（Ｇ）に示す図１のコンパレータ２４の出力Ｖk が入力する。従って、図３（Ｇ）に示すように重負荷又は第１の軽負荷状態のためにＶk が高レベルの時に、図２の第１の選択スイッチ３７ａがオンになり、図４（Ｃ）のｔ5 時点よりも前のパルスが出力端子１９ｃから送出され、第２の軽負荷状態のためにＶk が低レベルになった時に第２の選択スイッチ３７ｂがオンになり、図４（Ｃ）のｔ6 時点以後に示すパルスが出力端子１９ｃから送出される。この結果、負荷の変化に応じて変化するパルスが図３（Ａ）に示すように出力端子１９ｃから発生する。
【００２０】
【正常モード動作】図３のｔ6 時点よりも前に示す正常モード時には図３（Ｇ）のＶk が高レベルであるので、図２の第１の選択スイッチ３７ａがオンになり。図３（Ａ）に示すようにパルス発生回路１９から狭いパルスが発生する。フリップフロップ２０のセット入力端子ＳはＮＯＴ回路２６を介してパルス発生回路１９に接続されているので、図３（Ａ）のパルスの高レベルから低レベルへの転換に同期してトリガされ、図３のｔ1 、ｔ3 、ｔ4 、ｔ6 等でフリップフロップ２０はセット状態となり、この位相反転出力端子Ｑ− は図３（Ｄ）に示すように低レベルに転換する。図３のｔ1 〜ｔ2 区間、ｔ4 〜ｔ5 区間等ではＮＯＲゲート２１の両入力が低レベルになるので、ＮＯＲゲート２１の出力は図３（Ｅ）に示すように高レベルになる。このＮＯＲゲート２１の高レベル出力はスイッチ３のオン制御パルスとなる。図３R>３のｔ6 よりも前の正常モード時には、パルス発生回路１９によってスイッチ３のオン時間幅の制限が行われていない。従って、フリップフロップ２０がリセットされるまでスイッチ３のオンが継続する。スイッチ３のオン期間には１次巻線Ｎ1 のインダクタンスによって１次巻線Ｎ1 及びスイッチ３及び電流検出抵抗６を流れる電流が三角波状に増大し、電流検出抵抗６から図３（Ｂ）に示す電流検出信号Ｖa が得られる。ｔ2 、ｔ5 等で電流検出信号Ｖa が電圧帰還制御信号Ｖb に達すると、第１のコンパレータ１５から図３（Ｃ）に示すパルスが発生し、これによりフリップフロップ２０がリセットされ、フリップフロップ２０及びＮＯＲゲート２１の出力が反転し、スイッチ３のオン期間が終了する。電圧帰還制御信号Ｖb のレベルは負荷９の大きさに比例的に変化するので、フリップフロップ２０のセット時間及びＮＯＲゲート２１の出力パルスの幅が負荷９の大きさに比例的に変化し、且つスイッチ３のオン・オフ繰返し周波数は負荷９の大きさに反比例的に変化する。
【００２１】
【間欠モード動作】図３のｔ7 以後に示す第２の軽負荷状態では、ｔ1 〜ｔ6 に示す重負荷及び第１の軽負荷よりも負荷９が十分に小さくなるので、図３（Ｆ）に示すように電圧帰還制御信号Ｖb が第２の基準電圧Ｅs2よりも低くなる区間が間欠的に生じる。この様な状態になると図３（Ｇ）のｔ7 〜ｔ11に示すように第２のコンパレータ２４の出力Ｖk が低レベルになり、パルス発生回路１９の出力Ｖosc の高レベルパルスの幅が図３（Ａ）に示すように大幅に広くなり、この出力Ｖosc の低レベル区間ｔ7 〜ｔ8 、ｔ9 〜ｔ10が大幅に狭くなる。スイッチ３は図３（Ａ）のＶosc の低レベル区間でのみオン状態になり得るので、スイッチ３のオン時間幅Ｔonが図３（Ｂ）の電流検出信号Ｖa が電圧帰還制御信号Ｖb に達する前に終了する。この結果、スイッチ３の１回のオンによってトランス２に供給されるエネルギー量が制限され、トランス２からの可聴音の発生を防止又は抑制することができる。即ち、第２の軽負荷時には電圧帰還制御信号Ｖb が大幅に低くなるので、スイッチ３のオン・オフ周期Ｔ2 が大幅に長くなり、スイッチング周波数が例えば２０kHz以下のような可聴音周波数の領域に入るが、トランス２に供給されるエネルギーが小さくなるので、トランス２の振動に基づく可聴音の発生が阻止又は抑制される。図３のｔ7 〜ｔ11区間に示すようにスイッチ３のオン時間Ｔonが強制的に狭められると、出力端子８ａ、８ｂ間の出力電圧Ｖ0 の低下が生じる。出力電圧Ｖ0 の低下は見掛け上負荷の増大であり、電圧帰還制御信号Ｖb が図３のｔ11以後に示すように第２の基準電圧Ｅs2よりも高くなる。この結果、ｔ11以後において図３のｔ6 以前と同様な動作が生じる。しかし、負荷９の大きさがｔ1 〜ｔ11区間と同一であれば、再びｔ7 〜ｔ11区間と同一の動作が生じる。この電圧帰還制御信号Ｖb に依存したスイッチ３のオン・オフ動作が間欠的に生じる。可聴音防止のためにオン幅が制限された動作の間に電圧帰還制御信号Ｖb に基づく動作が介在することによって出力電圧Ｖ0 をほぼ目的値に保つことができる。
【００２２】図３のｔ7 〜ｔ11に示す第２のモード期間におけるスイッチ３の１回のオン時間Ｔonにトランス２に供給するエネルギー量Ｅを７０μＪ（マイクロジュール）以下にすると、可聴音の発生を効果的に抑制することができることを実験的に確認した。スイッチ３の１回当りのオン期間にトランス２に供給されるエネルギーＥと直流電源１の電圧Ｖ1 とスイッチ３のオン時間幅Ｔonの積Ｖ1 Ｔonとの間に次の関係式が成立する。
Ｅ＝（Ｖ1 Ｔon）２ ／（２Ｌ） （１）
ここで、Ｌは１次巻線Ｎ1 のインダクタンスである。上記（１）式に基づいて次の式が成立する。
Ｖ1 Ｔon＝√（２ＥＬ） （２）
（２）式のＥを７０μＪ以下にするとトランス２の可聴音を抑制することができるので、Ｖ1 Ｔonの値を√｛２（７０μＪ）Ｌ｝
以下に設定すると可聴音防止が達成される。一般には電源電圧Ｖ1 はさほど変化しないので、オン時間Ｔonを変えることが望ましい。ＴonとＥとの間には次式が成立する。
Ｔon＝｛√（２ＥＬ｝／Ｖ1 （３）
オン時間Ｔonの幅は、スイッチング周波数及び間欠発振等を考慮して２μｓ以下にすることが望ましい。
【００２３】電源電圧Ｖ1 が一定、１次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬが一定の場合には、電流Ｉa の傾きが一定となる。電流Ｉa のピーク値をＩp とすれば、スイッチ３の１回当りのオンでトランス２に供給できるエネルギーを次式で示すことができる。
Ｅ＝（１／２）ＬＩp ２ （４）
この（４）式からＩp を次式で示すことができる。
Ｉp ＝√（２Ｅ／Ｌ） （５）
可聴音を抑制するためにはＥを７０μＪ以下にすることが望ましいので、電流Ｉa のピーク値Ｉp を√｛２（７０μＪ）／Ｌ｝
以下の値に制限すると、トランス２の可聴音を抑制することができる。
【００２４】本実施形態によれば、軽負荷時にスイッチング周波数を可聴音領域まで下げることができるので、スイッチ３の単位時間当りのスイッチング回数を大幅に低減して効率を向上させることができる。また、スイッチング周波数が可聴音領域まで下げられてもスイッチ３の１回のオンによってトランス２に供給されるエネルギーが制限されているので、トランス２の振動による可聴音の発生を抑制することができ、低騒音化を達成することができる。また、可聴周波数領域が検出されてスイッチ３のオン時間Ｔonが制限された後に電圧帰還制御信号Ｖb によるオン時間Ｔonの制御が再開され、出力電圧Ｖ0 が一定値に制御される。この結果、可聴音を抑制するためにスイッチ３のオン時間Ｔonを強制的に短くする期間を設けたにも拘らず、負荷９に安定化した電圧を供給することができる。また、スイッチング周波数を可聴周波数まで広げたので、負荷９の可変範囲を大幅に広げることができる。
【００２５】
【第２の実施形態】次に、図５〜図７を参照して第２の実施形態のスイッチング電源装置を説明する。但し、図５R>５において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００２６】図５のスイッチング電源装置は、図１の回路から電流検出抵抗６と第１のコンパレータ１５とを省き、この代りにオン幅制御回路４０を設け、この他は図１R>１と同一に構成したものである。図５の変形された制御信号形成回路７ａの中のオン幅制御回路４０の出力ライン４０ａは図１の第１のコンパレータ１５と同様にフリップフロップ２０のリセット端子に接続されている。また、スイッチ３のオンの開始時点を決めるためにＮＯＲゲート２１の出力ライン２１ａがオン幅制御回路４０に接続されている。このオン幅制御回路４０はスイッチ３のオン期間の終了時点を示す信号を形成して図１の第１のコンパレータ１５の出力と同様にフリップフロップ２０をリセットする。
【００２７】オン幅制御回路４０は、図６に示すように電源端子４１とグランドとの間に接続されたホトトランジスタ４２とコンデンサ４３との直列回路を有する。ホトトランジスタ４２は図５のホトトランジスタ１８と同様に発光ダイオード１４に光結合されている。従って、コンデンサ４３は出力電圧Ｖ0 に比例した速度で充電される。コンデンサ４３を放電させるためにトランジスタから成る放電用スイッチ４４がコンデンサ４３に並列接続されている。放電用スイッチ４４の制御端子はＮＯＴ回路４５を介してＮＯＲゲート２１の出力ライン２１ａに接続されているので、主スイッチ３のオフ期間にオンになり、コンデンサ４３の充電を禁止する。コンパレータ４６の正入力端子はコンデンサ４３に接続され、負入力端子は基準電圧源４７に接続されている。従って、図７R>７（Ａ）に示すようにコンデンサ４３の鋸波電圧Ｖ43が基準電圧源４７の電圧Ｖr1に達すると、コンパレータ４６から図７（Ｂ）に示すパルスが発生し、図５のフリップフロップ２０がリセットされ、スイッチ３のオン期間が終了する。コンデンサ４３の充電速度は出力電圧Ｖ0 に比例するので、出力電圧Ｖ0 の変化によって基準電圧Ｖr1までに達する時間長が図７で破線で示すように変化し、図５のスイッチ３のオン時間幅が変化する。
【００２８】第２の実施形態はスイッチ３のオン終了時点の決定方法を第１の実施形態と変え、この他は第１の実施形態と同一にしたものであるので、第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。
【００２９】
【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） トランスに２つのスイッチによって交互に電力を供給する周知のハーフブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータ又はインバータ、又は４つのスイッチによってトランスに交互に電力を供給するブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ又はインバータにも本発明を適用することができる。要するに少なくとも１つのスイッチとトランスとを有する可変周波数型のあらゆるスイッチング電源装置に本発明を適用することができる。
（２） スイッチ３のオン時間幅の制御回路、スイッチ３のオン開始の制御回路を種々変形することができる。
（３） スイッチ３をバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチにすることができる。
（４） 発光ダイオード１４とホトトランジスタ１８、４２との光結合の部分を電気的結合回路とすることができる。
（５） 可聴周波数か否かを周波数検出回路又はスイッチ３のオン・オフ制御パルスの計数によって判定することができる。例えばスイッチ３の制御パルスをカウンタで計測し、所定時間当りのパルス数が所定値以下になったら可聴周波数領域であると判定することができる。
（６） 負荷９の大きさの変化によってスイッチング周波数を段階的に変化させることができる。
（７） 実施形態のスイッチング電源装置では出力電圧Ｖ0 の検出に基づいて負荷の大きさを判断してスイッチング周波数を変えているが、負荷９の大きさに連動してスイッチング周波数を変える構成にすることができる。
（８） スイッチ３のオン及びオフ時のスイッチング損失を低減するための周知の共振回路を付加することができる。
（９） ＮＯＴ回路２６を省くことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に従うスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】図１のパルス発生回路を詳しく示すブロック図である。
【図３】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図４】図２のパルス発生回路の各部の状態を示す波形図である。
【図５】第２の実施形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図６】図５のオン幅制御回路を示す回路図である。
【図７】図６の各部の状態を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ トランス
３ スイッチ
４ 整流平滑回路
５ 出力電圧検出回路
６ 電流検出抵抗
７ スイッチ制御信号形成回路
１５ 第１のコンパレータ
１９ パルス発生回路
２０ フリップフロップ
２４ 第２のコンパレータ
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング周波数が可聴周波数範囲に入る又は入るおそれがある可変周波数型のＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータ等のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源装置の１種である典型的なＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、この一端と他端との間に接続されたトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路と、トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、出力電圧検出回路と、スイッチ電流検出回路と、出力電圧検出回路及び電流検出回路の出力に基づいてスイッチをオン・オフ制御するための制御回路とから成る。制御回路はコンパレータを有し、このコンパレータは、電流検出回路の出力と電圧検出回路の出力で補正された参照電圧とを比較してスイッチのオン終了時点を決定する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、定格負荷又は通常負荷から軽負荷状態に移行した時に、出力電圧の上昇が生じるので、逆に参照電圧が低下し、また、電流検出回路から得られる三角波状の検出信号のピークレベルの低下が生じ、電流検出値のピークレベルがコンパレータの入力のダイナミックレンジの下限を下回ること又は参照電圧に達しないことが不規則的に発生する。スイッチがこのように不規則にオン・オフ動作する場合には、スイッチング周波数即ちスイッチのオン・オフ繰返し周波数が低くなり、単位時間当りのスイッチング回数が少なくなり、スイッチング電源装置の効率が向上する。しかし、スイッチング周波数が不規則になり、可聴周波数の範囲でスイッチングすると、トランスから可聴音が発生し、使用者に不快感を与える。また、軽負荷時の効率向上のために、スイッチを間欠的にオン・オフさせる場合においても上記と同様な問題が発生する。
【０００４】そこで、本発明の第１の目的は、可聴音を阻止又は抑制することができるスイッチング電源装置を提供することにある。本発明の第２の目的は、可聴音を阻止又は抑制することができると共に軽負荷時における損失を大幅に軽減することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記第１の目的を達成するための本発明は、トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチの１回のスイッチング動作によって前記トランスに供給するエネルギー量を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置に係わるものである。
【０００６】なお、請求項２に示すように、巻線に印加される電圧Ｖ1 と時間幅Ｔonとの積Ｖ1 Ｔonを所定値以下に制御する手段を設けることができる。上記Ｖ1 Ｔonの所定値Ｖ1 ＴonはＶ1 Ｔon≦√（２ＥＬ）を満足する値とすることが望ましい。ここでＥはスイッチの１回のオンによってトランスに供給されるエネルギー量であって、好ましくは７０μＪ（マイクロジュール）であり、Ｌはトランスの巻線のインダクタンスである。また、請求項３に示すようにスイッチのオン時間幅を所定値以下に制限する手段を設けることができる。このスイッチのオン時間幅の所定値の好ましい値は２μｓである。また、請求項４に示すように、スイッチの電流のピーク値を所定値以下に制限する手段を設けることができる。上記ピーク値の所定値は、√（２Ｅ／Ｌ）であることが望ましい。また、上記第２の目的を達成するために、定格負荷時には可聴周波数よりも高いスイッチング周波数として、軽い負荷の時にのみ可聴周波数でのスイッチングが生じるように構成することができる。また、請求項６に示すように軽い負荷の時に間欠発振が生じるように構成することができる。
【０００７】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、スイッチング周波数が可聴周波数の範囲に入ると、トランスに供給されるエネルギー量が制限されるために可聴音の発生が阻止又は抑制され、使用者に不快感を与えなくなる。また、請求項５及び６の発明によれば、軽い負荷時にスイッチング周波数を可聴周波数範囲まで下げるので、単位時間当りのスイッチング周波数を大幅に低下することができ、効率向上を図ることができ、且つ可聴音の発生を阻止又は抑制することができる。
【０００８】
【実施形態】次に、図１〜図４を参照して本発明の実施形態に従う可変周波数型スイッチング電源装置を説明する。
【０００９】このスイッチング電源装置は、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、大別して直流電源１と、トランス２と、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から成るスイッチ３と、整流平滑回路４と、出力電圧検出回路５と、電流検出器としての電流検出抵抗６と、スイッチ制御信号形成回路７とから成る。
【００１０】フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を形成するために、トランス２は漏れインダクタンスを有する１次巻線Ｎ1 とこれに電磁結合された２次巻線Ｎ2 とを有する。１次巻線Ｎ1 とスイッチ３と電流検出用抵抗６との直列回路は電源１の一方の端子１ａと他方の端子１ｂとの間に接続されている。
【００１１】整流平滑回路４は整流ダイオードＤ1 と平滑用コンデンサＣ1 とから成り、平滑用コンデンサＣ1 は整流ダイオードＤ1 を介して２次巻線Ｎ2 に並列に接続されている。平滑用コンデンサＣ1 に接続された対の出力端子８ａ、８ｂは負荷９を接続するためのものである。
【００１２】出力電圧検出回路５は、電圧検出抵抗１０、１１と、誤差増幅器１２と、基準電圧源１３と、発光ダイオード１４とから成る。抵抗１０、１１は出力端子８ａ、８ｂ間の電圧を検出し、この検出電圧を誤差増幅器１２の一方の入力端子に送る。誤差増幅器１２は検出電圧と基準電圧源１３の基準電圧との差の値を出力する。発光ダイオード１４は出力端子８ａと誤差増幅器１２の出力端子との間に接続されており、出力電圧に比例的に変化する光出力を発生する。
【００１３】制御信号形成回路７は、第１のコンパレータ１５と、第１の基準電圧Ｅs1を発生する基準電圧源１６と、分圧抵抗１７と、ホトトランジスタ１８と、パルス発生回路１９と、ＲＳフリップフロップ２０と、ＮＯＲゲート２１と、駆動回路２２と、増幅回路２３と、第２のコンパレータ２４と、第２の基準電圧Ｅs2を発生する第２の基準電圧源２５とから成る。
【００１４】第１のコンパレータ１５の一方の入力端子は電流検出用抵抗６とスイッチ３との接続点に接続されている。従って、コンパレータ１５の一方の入力端子には電流検出抵抗６に流れる電流Ｉa に比例した電圧値Ｖa を有する電流検出信号が供給される。第１の基準電圧源１６の一端は電源１のグランド側の端子１ｂに接続され、第１の基準電圧源１６の他方の端子は抵抗１７に接続されている。発光ダイオード１４に光結合されたホトトランジスタ１８は抵抗１７とグランド側端子１ｂとの間に接続されている。従って、抵抗１７とホトトランジスタ１８との接続点２６には、第１の基準電圧Ｅs1を抵抗１７とホトトランジスタ１８の抵抗とで分圧したものに相当する電圧値Ｖb を有する電圧帰還制御信号が得られる。接続点２６は第１のコンパレータ１５の他方の入力端子に接続され、且つ増幅回路２３及び第２のコンパレータ２４の一方の入力端子に接続されている。第１のコンパレータ１５は電流検出信号の電圧値Ｖa と電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb とを図３（Ｂ）に示すように比較して図３（Ｃ）に示す出力を発生する。
【００１５】パルス発生回路（ＯＳＣ）１９は、第１及び第２の入力端子１９ａ、１９ｂと出力端子１９ｃとを有し、出力端子１９ｃから図３（Ａ）に示すように定格負荷又は重負荷時及び第１の軽負荷時には幅の狭いパルスを第１の周期Ｔ1 で発生し、第１の軽負荷よりも更に軽い第２の軽負荷時には高レベル期間が低レベル期間よりも長い方形波を第１の周期Ｔ1 よりも長い第２の周期Ｔ2 で発生する。このパルス発生回路１９の詳細は追って説明する。
【００１６】ＲＳフリップフロップ２０のセット端子ＳはＮＯＴ回路２６を介してパルス発生回路１９の出力端子１９ｃに接続され、リセット端子Ｒは第１のコンパレータ１５に接続されている。ＮＯＲゲート２１の一方の入力端子はパルス発生回路１９の出力端子１９ｃに接続され、他方の入力端子はフリップフロップ２０の反転出力端子Ｑ− に接続され、出力端子は駆動回路２２を介してスイッチ３の制御端子即ちゲートに接続されている。フリップフロップ２０は図３（Ｄ）に示す信号を発生し、ＮＯＲゲート２１は図３（Ｅ）に示すスイッチ制御信号を出力する。
【００１７】増幅回路２３は接続点２６に得られる電圧帰還信号を示す電圧値Ｖb を増幅して周波数制御電圧Ｖf を発生し、これをパルス発生回路１９の第１の入力端子１９ａに送る。パルス発生回路１９の出力周波数は周波数制御信号Ｖf に比例的に変化する。
【００１８】第２のコンパレータ２４は第２の基準電圧源２５を伴なって可聴周波数検出手段即ち判定手段を構成するものであって、この一方の入力端子は接続点２６に接続され、他方の入力端子は第２の基準電圧源２５に接続され、出力端子はパルス発生回路１９の第２の入力端子１９ｂに接続されている。第２の基準電圧源２５は、図３（Ｆ）に示す第２の基準電圧Ｅs2を第２のコンパレータ２４に供給する。第２の基準電圧Ｅs2は、重負荷及び第１の軽負荷時の電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb よりも低く、第２の軽負荷時の電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb よりも高くなるように設定されている。従って、第２のコンパレータ２４の出力電圧Ｖk は図３（Ｇ）に示すように変化し、Ｖb ＜Ｅs2の条件を満足している時に可聴周波数を示す低レベル信号を出力する。即ち、負荷９が極めて小さい第２の軽負荷状態となると、出力電圧が上昇し、逆に電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb が低下し、パルス発生回路１９の出力周波数及びスイッチ３のスイッチング周波数が可聴周波数範囲に入る値まで低下する。第２のコンパレータ２４は、スイッチング周波数に比例する電圧帰還制御信号の電圧値Ｖb と第２の基準電圧Ｅs2とを比較するので、可聴周波数か否かを判定することができる。パルス発生回路１９の出力周波数又はスイッチ３のスイッチング周波数を直接的に検出して可聴周波数を検出することも可能であるが、これに比べて図１の第２のコンパレータ２４による可聴周波数検出は回路構成が簡単になるという特長を有する。
【００１９】パルス発生回路１９は、図２に示すように電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１と、鋸波発生回路３２と、第１及び第２のパルス形成用コンパレータ３３、３４と、第１及び第２のパルス形成用基準電圧源３５、３６と、選択回路３７とから成る。第１の入力端子１９ａに接続された電圧制御発振器３１は、増幅回路２３から供給される電圧制御信号に比例的に変化する出力周波数を有してクロックパルスを図４（Ａ）に示すように発生し、鋸波発生回路３２をトリガする。鋸波発生回路３２は、図４（Ａ）のｔ1 、ｔ3 、ｔ5 、ｔ6 、ｔ8 等で発生する電圧制御発振器３１の出力パルスに応答して図４（Ｂ）に示す三角波即ち鋸波を発生する。第１のパルス形成用コンパレータ３３の正入力端子は鋸波発生回路３２に接続され、負入力端子は第１のパルス形成用基準電圧源３５に接続されている。第１のパルス形成用基準電圧源３５の基準電圧Ｖr1は図４（Ｂ）に示すように鋸波電圧Ｖt のピーク値よりも少し下のレベルに設定されているので、図４（Ｃ）のｔ2〜ｔ3 区間、ｔ4 〜ｔ5 区間に示すように比較的狭い第１のパルス幅Ｗ1 を有する高レベルパルスを発生する。第２のパルス形成用コンパレータ３４の正入力端子は鋸波発生回路３２に接続され、負入力端子は第２のパルス形成用基準電圧源３６に接続されている。第２のパルス形成用基準電圧源３６は図４（Ｂ）に示すように第１のパルス形成用基準電圧Ｖr1よりも低い第２のパルス形成用基準電圧Ｖr2を発生する。この基準電圧Ｖr2は鋸波電圧Ｖt の最低レベルよりも少し高いレベルであるので、第２のパルス形成用コンパレータ３４は図４（Ｃ）に示すようにｔ7 〜ｔ8 区間、ｔ9 〜ｔ10区間等で高レベルとなる比較的広い第２のパルス幅Ｗ2 を有するパルスを発生する。選択回路３７は第１及び第２の選択スイッチ３７ａ、３７ｂとＮＯＴ回路３７ｃとから成る。第１の選択スイッチ３７ａは第１のパルス形成用コンパレータ３３と出力端子１９ｃとの間に接続され、その制御端子は第２の入力端子１９ｂに接続されている。第２の選択スイッチ３７ｂは第２のパルス形成用コンパレータ３４と出力端子１９ｃとの間に接続され、その制御端子はＮＯＴ回路３７ｃを介して第２の入力端子１９ｂに接続されている。第２の入力端子１９ｂには図３（Ｇ）に示す図１のコンパレータ２４の出力Ｖk が入力する。従って、図３（Ｇ）に示すように重負荷又は第１の軽負荷状態のためにＶk が高レベルの時に、図２の第１の選択スイッチ３７ａがオンになり、図４（Ｃ）のｔ5 時点よりも前のパルスが出力端子１９ｃから送出され、第２の軽負荷状態のためにＶk が低レベルになった時に第２の選択スイッチ３７ｂがオンになり、図４（Ｃ）のｔ6 時点以後に示すパルスが出力端子１９ｃから送出される。この結果、負荷の変化に応じて変化するパルスが図３（Ａ）に示すように出力端子１９ｃから発生する。
【００２０】
【正常モード動作】図３のｔ6 時点よりも前に示す正常モード時には図３（Ｇ）のＶk が高レベルであるので、図２の第１の選択スイッチ３７ａがオンになり。図３（Ａ）に示すようにパルス発生回路１９から狭いパルスが発生する。フリップフロップ２０のセット入力端子ＳはＮＯＴ回路２６を介してパルス発生回路１９に接続されているので、図３（Ａ）のパルスの高レベルから低レベルへの転換に同期してトリガされ、図３のｔ1 、ｔ3 、ｔ4 、ｔ6 等でフリップフロップ２０はセット状態となり、この位相反転出力端子Ｑ− は図３（Ｄ）に示すように低レベルに転換する。図３のｔ1 〜ｔ2 区間、ｔ4 〜ｔ5 区間等ではＮＯＲゲート２１の両入力が低レベルになるので、ＮＯＲゲート２１の出力は図３（Ｅ）に示すように高レベルになる。このＮＯＲゲート２１の高レベル出力はスイッチ３のオン制御パルスとなる。図３R>３のｔ6 よりも前の正常モード時には、パルス発生回路１９によってスイッチ３のオン時間幅の制限が行われていない。従って、フリップフロップ２０がリセットされるまでスイッチ３のオンが継続する。スイッチ３のオン期間には１次巻線Ｎ1 のインダクタンスによって１次巻線Ｎ1 及びスイッチ３及び電流検出抵抗６を流れる電流が三角波状に増大し、電流検出抵抗６から図３（Ｂ）に示す電流検出信号Ｖa が得られる。ｔ2 、ｔ5 等で電流検出信号Ｖa が電圧帰還制御信号Ｖb に達すると、第１のコンパレータ１５から図３（Ｃ）に示すパルスが発生し、これによりフリップフロップ２０がリセットされ、フリップフロップ２０及びＮＯＲゲート２１の出力が反転し、スイッチ３のオン期間が終了する。電圧帰還制御信号Ｖb のレベルは負荷９の大きさに比例的に変化するので、フリップフロップ２０のセット時間及びＮＯＲゲート２１の出力パルスの幅が負荷９の大きさに比例的に変化し、且つスイッチ３のオン・オフ繰返し周波数は負荷９の大きさに反比例的に変化する。
【００２１】
【間欠モード動作】図３のｔ7 以後に示す第２の軽負荷状態では、ｔ1 〜ｔ6 に示す重負荷及び第１の軽負荷よりも負荷９が十分に小さくなるので、図３（Ｆ）に示すように電圧帰還制御信号Ｖb が第２の基準電圧Ｅs2よりも低くなる区間が間欠的に生じる。この様な状態になると図３（Ｇ）のｔ7 〜ｔ11に示すように第２のコンパレータ２４の出力Ｖk が低レベルになり、パルス発生回路１９の出力Ｖosc の高レベルパルスの幅が図３（Ａ）に示すように大幅に広くなり、この出力Ｖosc の低レベル区間ｔ7 〜ｔ8 、ｔ9 〜ｔ10が大幅に狭くなる。スイッチ３は図３（Ａ）のＶosc の低レベル区間でのみオン状態になり得るので、スイッチ３のオン時間幅Ｔonが図３（Ｂ）の電流検出信号Ｖa が電圧帰還制御信号Ｖb に達する前に終了する。この結果、スイッチ３の１回のオンによってトランス２に供給されるエネルギー量が制限され、トランス２からの可聴音の発生を防止又は抑制することができる。即ち、第２の軽負荷時には電圧帰還制御信号Ｖb が大幅に低くなるので、スイッチ３のオン・オフ周期Ｔ2 が大幅に長くなり、スイッチング周波数が例えば２０kHz以下のような可聴音周波数の領域に入るが、トランス２に供給されるエネルギーが小さくなるので、トランス２の振動に基づく可聴音の発生が阻止又は抑制される。図３のｔ7 〜ｔ11区間に示すようにスイッチ３のオン時間Ｔonが強制的に狭められると、出力端子８ａ、８ｂ間の出力電圧Ｖ0 の低下が生じる。出力電圧Ｖ0 の低下は見掛け上負荷の増大であり、電圧帰還制御信号Ｖb が図３のｔ11以後に示すように第２の基準電圧Ｅs2よりも高くなる。この結果、ｔ11以後において図３のｔ6 以前と同様な動作が生じる。しかし、負荷９の大きさがｔ1 〜ｔ11区間と同一であれば、再びｔ7 〜ｔ11区間と同一の動作が生じる。この電圧帰還制御信号Ｖb に依存したスイッチ３のオン・オフ動作が間欠的に生じる。可聴音防止のためにオン幅が制限された動作の間に電圧帰還制御信号Ｖb に基づく動作が介在することによって出力電圧Ｖ0 をほぼ目的値に保つことができる。
【００２２】図３のｔ7 〜ｔ11に示す第２のモード期間におけるスイッチ３の１回のオン時間Ｔonにトランス２に供給するエネルギー量Ｅを７０μＪ（マイクロジュール）以下にすると、可聴音の発生を効果的に抑制することができることを実験的に確認した。スイッチ３の１回当りのオン期間にトランス２に供給されるエネルギーＥと直流電源１の電圧Ｖ1 とスイッチ３のオン時間幅Ｔonの積Ｖ1 Ｔonとの間に次の関係式が成立する。
Ｅ＝（Ｖ1 Ｔon）２ ／（２Ｌ） （１）
ここで、Ｌは１次巻線Ｎ1 のインダクタンスである。上記（１）式に基づいて次の式が成立する。
Ｖ1 Ｔon＝√（２ＥＬ） （２）
（２）式のＥを７０μＪ以下にするとトランス２の可聴音を抑制することができるので、Ｖ1 Ｔonの値を√｛２（７０μＪ）Ｌ｝
以下に設定すると可聴音防止が達成される。一般には電源電圧Ｖ1 はさほど変化しないので、オン時間Ｔonを変えることが望ましい。ＴonとＥとの間には次式が成立する。
Ｔon＝｛√（２ＥＬ｝／Ｖ1 （３）
オン時間Ｔonの幅は、スイッチング周波数及び間欠発振等を考慮して２μｓ以下にすることが望ましい。
【００２３】電源電圧Ｖ1 が一定、１次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬが一定の場合には、電流Ｉa の傾きが一定となる。電流Ｉa のピーク値をＩp とすれば、スイッチ３の１回当りのオンでトランス２に供給できるエネルギーを次式で示すことができる。
Ｅ＝（１／２）ＬＩp ２ （４）
この（４）式からＩp を次式で示すことができる。
Ｉp ＝√（２Ｅ／Ｌ） （５）
可聴音を抑制するためにはＥを７０μＪ以下にすることが望ましいので、電流Ｉa のピーク値Ｉp を√｛２（７０μＪ）／Ｌ｝
以下の値に制限すると、トランス２の可聴音を抑制することができる。
【００２４】本実施形態によれば、軽負荷時にスイッチング周波数を可聴音領域まで下げることができるので、スイッチ３の単位時間当りのスイッチング回数を大幅に低減して効率を向上させることができる。また、スイッチング周波数が可聴音領域まで下げられてもスイッチ３の１回のオンによってトランス２に供給されるエネルギーが制限されているので、トランス２の振動による可聴音の発生を抑制することができ、低騒音化を達成することができる。また、可聴周波数領域が検出されてスイッチ３のオン時間Ｔonが制限された後に電圧帰還制御信号Ｖb によるオン時間Ｔonの制御が再開され、出力電圧Ｖ0 が一定値に制御される。この結果、可聴音を抑制するためにスイッチ３のオン時間Ｔonを強制的に短くする期間を設けたにも拘らず、負荷９に安定化した電圧を供給することができる。また、スイッチング周波数を可聴周波数まで広げたので、負荷９の可変範囲を大幅に広げることができる。
【００２５】
【第２の実施形態】次に、図５〜図７を参照して第２の実施形態のスイッチング電源装置を説明する。但し、図５R>５において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００２６】図５のスイッチング電源装置は、図１の回路から電流検出抵抗６と第１のコンパレータ１５とを省き、この代りにオン幅制御回路４０を設け、この他は図１R>１と同一に構成したものである。図５の変形された制御信号形成回路７ａの中のオン幅制御回路４０の出力ライン４０ａは図１の第１のコンパレータ１５と同様にフリップフロップ２０のリセット端子に接続されている。また、スイッチ３のオンの開始時点を決めるためにＮＯＲゲート２１の出力ライン２１ａがオン幅制御回路４０に接続されている。このオン幅制御回路４０はスイッチ３のオン期間の終了時点を示す信号を形成して図１の第１のコンパレータ１５の出力と同様にフリップフロップ２０をリセットする。
【００２７】オン幅制御回路４０は、図６に示すように電源端子４１とグランドとの間に接続されたホトトランジスタ４２とコンデンサ４３との直列回路を有する。ホトトランジスタ４２は図５のホトトランジスタ１８と同様に発光ダイオード１４に光結合されている。従って、コンデンサ４３は出力電圧Ｖ0 に比例した速度で充電される。コンデンサ４３を放電させるためにトランジスタから成る放電用スイッチ４４がコンデンサ４３に並列接続されている。放電用スイッチ４４の制御端子はＮＯＴ回路４５を介してＮＯＲゲート２１の出力ライン２１ａに接続されているので、主スイッチ３のオフ期間にオンになり、コンデンサ４３の充電を禁止する。コンパレータ４６の正入力端子はコンデンサ４３に接続され、負入力端子は基準電圧源４７に接続されている。従って、図７R>７（Ａ）に示すようにコンデンサ４３の鋸波電圧Ｖ43が基準電圧源４７の電圧Ｖr1に達すると、コンパレータ４６から図７（Ｂ）に示すパルスが発生し、図５のフリップフロップ２０がリセットされ、スイッチ３のオン期間が終了する。コンデンサ４３の充電速度は出力電圧Ｖ0 に比例するので、出力電圧Ｖ0 の変化によって基準電圧Ｖr1までに達する時間長が図７で破線で示すように変化し、図５のスイッチ３のオン時間幅が変化する。
【００２８】第２の実施形態はスイッチ３のオン終了時点の決定方法を第１の実施形態と変え、この他は第１の実施形態と同一にしたものであるので、第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。
【００２９】
【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） トランスに２つのスイッチによって交互に電力を供給する周知のハーフブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータ又はインバータ、又は４つのスイッチによってトランスに交互に電力を供給するブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ又はインバータにも本発明を適用することができる。要するに少なくとも１つのスイッチとトランスとを有する可変周波数型のあらゆるスイッチング電源装置に本発明を適用することができる。
（２） スイッチ３のオン時間幅の制御回路、スイッチ３のオン開始の制御回路を種々変形することができる。
（３） スイッチ３をバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチにすることができる。
（４） 発光ダイオード１４とホトトランジスタ１８、４２との光結合の部分を電気的結合回路とすることができる。
（５） 可聴周波数か否かを周波数検出回路又はスイッチ３のオン・オフ制御パルスの計数によって判定することができる。例えばスイッチ３の制御パルスをカウンタで計測し、所定時間当りのパルス数が所定値以下になったら可聴周波数領域であると判定することができる。
（６） 負荷９の大きさの変化によってスイッチング周波数を段階的に変化させることができる。
（７） 実施形態のスイッチング電源装置では出力電圧Ｖ0 の検出に基づいて負荷の大きさを判断してスイッチング周波数を変えているが、負荷９の大きさに連動してスイッチング周波数を変える構成にすることができる。
（８） スイッチ３のオン及びオフ時のスイッチング損失を低減するための周知の共振回路を付加することができる。
（９） ＮＯＴ回路２６を省くことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に従うスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】図１のパルス発生回路を詳しく示すブロック図である。
【図３】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図４】図２のパルス発生回路の各部の状態を示す波形図である。
【図５】第２の実施形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図６】図５のオン幅制御回路を示す回路図である。
【図７】図６の各部の状態を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ トランス
３ スイッチ
４ 整流平滑回路
５ 出力電圧検出回路
６ 電流検出抵抗
７ スイッチ制御信号形成回路
１５ 第１のコンパレータ
１９ パルス発生回路
２０ フリップフロップ
２４ 第２のコンパレータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】 トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチの１回のスイッチング動作によって前記トランスに供給するエネルギー量を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】 トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチのスイッチング動作で前記トランスの巻線に印加される電圧と時間幅との積の値を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】 トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチのオン時間幅を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】 トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチの電流のピーク値を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】 前記スイッチは、定格負荷時に可聴周波数よりも高いスイッチング周波数でオン・オフされ、前記定格負荷よりも軽い負荷時に可聴周波数に相当するスイッチング周波数でオン・オフされるものであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】 前記軽い負荷時に間欠発振することを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
【請求項１】 トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチの１回のスイッチング動作によって前記トランスに供給するエネルギー量を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】 トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチのスイッチング動作で前記トランスの巻線に印加される電圧と時間幅との積の値を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】 トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチのオン時間幅を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】 トランスと、前記トランスの巻線に対して直流電源から供給する直流電圧を断続するための１個又は複数のスイッチと、前記トランスに接続された出力回路とを有し、前記スイッチのスイッチング周波数を変えることができるように形成されたスイッチング電源装置であって、前記スイッチのスイッチング周波数が可聴周波数であるか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から可聴周波数であることを示す出力が発生した時に前記スイッチの電流のピーク値を所定値以下に制限する手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】 前記スイッチは、定格負荷時に可聴周波数よりも高いスイッチング周波数でオン・オフされ、前記定格負荷よりも軽い負荷時に可聴周波数に相当するスイッチング周波数でオン・オフされるものであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】 前記軽い負荷時に間欠発振することを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図６】
【図３】
【図４】
【図７】
【図５】
【図２】
【図６】
【図３】
【図４】
【図７】
【図５】
【公開番号】特開２００２−１５３０５５（Ｐ２００２−１５３０５５Ａ）
【公開日】平成１４年５月２４日（２００２．５．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０００−３４３１６４（Ｐ２０００−３４３１６４）
【出願日】平成１２年１１月１０日（２０００．１１．１０）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１４年５月２４日（２００２．５．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１２年１１月１０日（２０００．１１．１０）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
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