フィルタ装置および受信装置
【課題】回路素子数を低減し、回路面積の低減，回路電流の減少を実現する。
【解決手段】スイッチＳＷ１０は、増幅器５１の反転出力端から増幅器５０の反転入力端に至る経路に挿入され、スイッチＳＷ１１は、増幅器５１の非反転出力端から増幅器５０の非反転入力端に至る経路に挿入され、スイッチＳＷ１２は、増幅器５０の非反転出力端から増幅器５１の反転入力端に至る経路に挿入され、スイッチＳＷ１３は、増幅器５０の反転出力端から増幅器５１の非反転入力端に至る経路に挿入され、制御信号Ｓ１４に応答してスイッチ（ＳＷ１０，ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３）のON/OFFを制御し、当該経路を導通/遮断制御することにより、帯域制限すべき帯域をLow-IF方式の帯域またはZero-IF方式の帯域に切替える。
【解決手段】スイッチＳＷ１０は、増幅器５１の反転出力端から増幅器５０の反転入力端に至る経路に挿入され、スイッチＳＷ１１は、増幅器５１の非反転出力端から増幅器５０の非反転入力端に至る経路に挿入され、スイッチＳＷ１２は、増幅器５０の非反転出力端から増幅器５１の反転入力端に至る経路に挿入され、スイッチＳＷ１３は、増幅器５０の反転出力端から増幅器５１の非反転入力端に至る経路に挿入され、制御信号Ｓ１４に応答してスイッチ（ＳＷ１０，ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３）のON/OFFを制御し、当該経路を導通/遮断制御することにより、帯域制限すべき帯域をLow-IF方式の帯域またはZero-IF方式の帯域に切替える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の復号方式(Low-IF方式とZero-IF方式)に対応可能なフィルタ装置と、このフィルタ装置を用いた受信装置に関するものである。本発明は、特に、Low-IF方式またはZero-IF方式の受信回路を備えるテレビジョン受信機や通信端末の分野に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、日本のテレビジョン受信機は、従来のアナログ放送に替わり、１segや１２segに代表されるディジタル放送に移行しつつある。日本のシステムはISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial)と呼ばれ、Low-IF方式が採用されている。一方、欧州のシステムはDVB-T(Digital Video Broadcasting - Terrestrial)と呼ばれ、Low-IF方式またはZero-IF方式が採用されている。さらに、欧州の携帯電話向けのDVB-H(Digital Video Broadcasting - Handheld)では、Zero-IF方式が採用されている。
【０００３】
このようなLow-IF方式やZero-IF方式の受信機においては、従来ＳＡＷフィルタ(表面弾性波フィルタ)によって実現されていたチャンネル選択フィルタの特性を、半導体内部のＲＣ素子からなるアクティブフィルタによって実現している。これは、ローコスト化や小型化を図るためである。
【０００４】
現在、世界のディジタル放送の受信機は、Low-IF方式またはZero-IF方式に分かれている。Low-IF方式の受信機では、受信回路と復号回路はLow-IF方式のみに対応している。Zero-IF方式の受信機では、受信回路と復号回路はZero-IF方式のみに対応している。同一の受信回路で両方式に対応することができれば世界のディジタル放送に対応することができ大きなメリットとなるため、そのようなシステムが求められている。
【０００５】
Low-IF方式とZero-IF方式の両方式に対応することができる受信装置の従来例である特許第3700933号公報(特許文献１)について、図６を参照して説明する。ただし、この従来例は、テレビジョン受信機ではなく、通信端末に関するものである。受信装置は、大別して、アンテナ１０で受信した高周波信号から希望のチャンネル周波数を選択し、ベースバンドの信号に変換するチューナ回路１３ａと、チューナ回路１３ａから出力されるベースバンドの信号より受信信号を復号する復号回路１５とで構成されている。
【０００６】
まず、アンテナ１０で受信された高周波信号は、ＲＦフィルタ回路１１と低ノイズ増幅器１２とを介して、チューナ回路１３ａに入力される。
【０００７】
チューナ回路１３ａは、Ｉ信号用ミキサ回路２０、Ｑ信号用ミキサ回路２１、フィルタ回路２２、ＧＣＡ回路２３,２４、移相器３０、局部発振器３１、ミキサ回路２５、局部発振器３２、フィルタ回路２６、で構成されている。
【０００８】
参照符号Ｓ２０はＩ信号用ミキサ回路２０の出力信号を示している。参照符号Ｓ２１はＱ信号用ミキサ回路２１の出力信号を示している。参照符号Ｓ２２Ｉ,Ｓ２２Ｑはフィルタ回路２２のＩ出力信号,Ｑ出力信号を示している。参照符号Ｓ２３,Ｓ２４はＧＣＡ回路２３,２４の出力信号を示している。参照符号Ｓ２５Ｉ,Ｓ２５Ｑはミキサ回路２５のＩ出力信号,Ｑ出力信号を示している。参照符号Ｓ２６Ｉ,Ｓ２６Ｑはフィルタ回路２６のＩ出力信号,Ｑ出力信号を示している。参照符号Ｓ１４は受信機モード設定部１４の出力信号を示している。参照符号Ｓ１５は復号回路１５の出力信号を示している。
【０００９】
Zero-IF方式では、直交ミキサ回路であるＩ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１において、受信信号とほぼ同じ周波数の一対の直交した局部発振信号と低ノイズ増幅器１２で増幅された受信信号とをミキシングすることにより、直交関係にあるベースバンドのＩ信号Ｓ２０,Ｑ信号Ｓ２１が生成される。次に、チャンネル選択用フィルタ回路２２でＩ信号Ｓ２０,Ｑ信号Ｓ２１の帯域を制限することにより不要波を除去した後、ＧＣＡ回路２３,２４で所定のレベルまで増幅する。Zero-IF方式では、切替えスイッチＳＷ３,ＳＷ４は、受信機モード設定部１４からの出力信号Ｓ１４によって、ＧＣＡ回路２３,２４の出力信号Ｓ２３,Ｓ２４を選択しているため、ＧＣＡ回路２３,２４の出力信号Ｓ２３,Ｓ２４は復号回路１５で復号されることになる。
【００１０】
一方、Low-IF方式について、同じく図６を参照して説明する。Low-IF方式では、Ｉ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１において、受信信号からチャンネル間隔の1/2に相当する周波数をオフセットした一対の直交した局部発振信号と低ノイズ増幅器１２で増幅された信号とをミキシングすることにより、直交関係にあるベースバンドのＩ信号,Ｑ信号のＩＦ(中間周波)信号Ｓ２０,Ｓ２１が生成される。次に、チャンネル選択用フィルタ２２でＩ信号Ｓ２０,Ｑ信号Ｓ２１の帯域を制限することにより不要波を除去した後、ＧＣＡ回路２３,２４で所定のレベルまで増幅する。
【００１１】
その後、ミキサ回路２５で、ＩＦ周波数とほぼ同じ周波数の一対の直交した局部発振信号とＩ信号,Ｑ信号のＩＦ信号Ｓ２３,Ｓ２４とをミキシングすることにより、直交関係にあるベースバンドのＩ信号Ｓ２５Ｉ,Ｑ信号Ｓ２５Ｑが生成される。次に、チャンネル選択用フィルタ回路２６で不要波を除去する。Low-IF方式では、切替えスイッチＳＷ３,ＳＷ４は、受信機モード設定部１４からの出力信号Ｓ１４によって、ミキサ回路２５の出力信号Ｓ２５Ｉ,Ｓ２５Ｑを選択しているため、ミキサ回路２５の出力信号Ｓ２５Ｉ,Ｓ２５Ｑは復号回路１５で復号されることになる。なお、チャンネル選択用フィルタ回路２６は、チャンネル選択用フィルタ回路２２で不足している減衰量を補うものである。
【００１２】
また、Low-IF方式とZero-IF方式を両立させるための各ブロックにおける特性切替えについて説明すると、チャンネル選択用フィルタ回路２２,２６は、ＬＰＦとＨＰＦを組合せたＧｍ−Ｃフィルタで構成されており、各Ｇｍアンプの動作電流を制御することによって、フィルタのカットオフ周波数とＱ値を変えている。
【００１３】
また、従来例(特許文献１)においては、通信方式が、間欠受信動作を行うＴＤＭＡ方式のときには、回路ブロック間に設けられたＨＰＦの起動時間が長いためにZero-IF方式は不適であるため、Low-IF方式を採用している。一方、ＣＤＭＡ方式のときには、間欠受信動作を行わずかつ信号帯域が広いため、回路ブロック間に設けられたＨＰＦのカットオフ周波数を比較的高く設定することができ、起動時間を短くすることができる。それゆえ、Zero-IF方式を採用している。
【特許文献１】特許第3700933号公報
【特許文献２】特開2006-157866号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
以上説明したように、図６に示した従来例(特許文献１)のチューナ回路１３ａにおいては、Low-IF方式とZero-IF方式の両方式に対応するために、ミキサ回路２０,２５、局部発振器３１,３２、フィルタ回路２２,２６がそれぞれ複数設けられている。
【００１５】
本発明の目的は、回路素子数を低減し、それによって回路面積の低減，回路電流の減少を実現できるフィルタ装置および受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明によるフィルタ装置は、
直交関係にある第１の差動信号および第２の差動信号を帯域制限するフィルタ装置であって、
前記第１の差動信号に対応した第１の反転入力端，第１の非反転入力端，第１の反転出力端および第１の非反転出力端と、前記第２の差動信号に対応した第２の反転入力端，第２の非反転入力端，第２の反転出力端および第２の非反転出力端とを有する複素アクティブフィルタ回路と、
前記第２の反転出力端から前記第１の反転入力端に至る経路に挿入され、外部からの制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第１の切替えスイッチと、
前記第２の非反転出力端から前記第１の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第２の切替えスイッチと、
前記第１の非反転出力端から前記第２の反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第３の切替えスイッチと、
前記第１の反転出力端から前記第２の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第４の切替えスイッチと、
を備え、
前記制御信号によって前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、帯域制限すべき帯域をLow-IF方式の帯域またはZero-IF方式の帯域に切替えることができるようにした、
ことを特徴とする。
【００１７】
また、上記フィルタ装置において、
前記複素アクティブフィルタ回路は、
前記第１の反転入力端および前記第１の非反転入力端を入力とし、前記第１の反転出力端および前記第１の非反転出力端を出力とする第１の平衡増幅器と、
前記第１の非反転入力端と前記第１の反転出力端との間に設けられて第１の帰還路を形成する第１のＣＲ回路と、
前記第１の反転入力端と前記第１の非反転出力端との間に設けられて第２の帰還路を形成する第２のＣＲ回路と、
前記第２の反転入力端および第２の非反転入力端を入力とし、前記第２の反転出力端および前記第２の非反転出力端を出力とする第２の平衡増幅器と、
前記第２の非反転入力端と前記第２の反転出力端との間に設けられて第３の帰還路を形成する第３のＣＲ回路と、
前記第２の反転入力端と前記第２の非反転出力端との間に設けられて第４の帰還路を形成する第４のＣＲ回路と、
前記第１の反転入力端と前記第２の反転出力端との間に前記第１の切替えスイッチと直列に接続された第１の抵抗と、
前記第１の非反転入力端と前記第２の非反転出力端との間に前記第２の切替えスイッチと直列に接続された第２の抵抗と、
前記第２の反転入力端と前記第１の非反転出力端との間に前記第３の切替えスイッチと直列に接続された第３の抵抗と、
前記第２の非反転入力端と前記第１の反転出力端との間に前記第４の切替えスイッチと直列に接続された第４の抵抗と、
を備える、
ことを特徴とする。
【００１８】
本発明による受信装置は、
受信信号を直交関係にある第１の差動信号および第２の差動信号に直交変換するミキサ回路と、
前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号を帯域制限するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号のいずれか一方,または,両方を外部へ出力するスイッチ回路とを備えた受信装置であって、
前記ミキサ回路は、
外部からの制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記受信信号に対してオフセットされた周波数の信号で前記受信信号を直交変換し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記受信信号と同じ周波数の信号で前記受信信号を直交変換し、
前記フィルタ回路は、
前記第１の差動信号に対応した第１の反転入力端，第１の非反転入力端，第１の反転出力端および第１の非反転出力端と、前記第２の差動信号に対応した第２の反転入力端，第２の非反転入力端，第２の反転出力端および第２の非反転出力端とを有する複素アクティブフィルタ回路と、
前記第２の反転出力端から前記第１の反転入力端に至る経路に挿入され、外部からの制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第１の切替えスイッチと、
前記第２の非反転出力端から前記第１の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第２の切替えスイッチと、
前記第１の非反転出力端から前記第２の反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第３の切替えスイッチと、
前記第１の反転出力端から前記第２の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第４の切替えスイッチと、
を備え、
前記制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号に含まれるイメージ信号と隣接チャンネルの信号とを除去するLow-IFの帯域を有する複素フィルタ回路を構成し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号に含まれる隣接チャンネルの信号を除去するZero-IFの帯域を有するＬＰＦ回路を構成し、
前記スイッチ回路は、
前記制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号のいずれか一方を外部へ出力し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号の両方を外部へ出力する、
ことを特徴とする。
【００１９】
また、上記受信装置において、
Low-IF方式を示す前記制御信号またはZero-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号する復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする。
【００２０】
また、上記受信装置において、
Low-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号するLow-IF用復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする。
【００２１】
また、上記受信装置において、
Zero-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号するZero-IF用復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によるフィルタ装置では、第１〜第４の切替えスイッチを複素アクティブフィルタ回路の入力端と出力端の間に配置し、それらのON/OFFを制御することによって、Low-IF方式の帯域特性とZero-IF方式の帯域特性とを切替えることができる。帯域特性の切替えを実現するために必要な素子数は、１次のフィルタであれば、わずか４素子(第１〜第４の切替えスイッチ)であり、非常に容易に切替えが実現できる。
【００２３】
また、このフィルタ装置を搭載した受信装置によれば、Low-IF方式とZero-IF方式の切替え機能をより少ない素子数で実現でき、回路面積の低減、ノイズの改善、回路電流の減少を図ることができる。さらに、スプリアスやＩＱミスマッチなどの特性改善を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図面においては実質的に同一の構成要素には同一の参照符号を付けている。
【００２５】
まず、複素フィルタ回路について説明する。
【００２６】
日本のISDB-TやヨーロッパのDVB-Tで採用されているLow-IF方式を採用している際には、図５(ａ)に示すような、隣接チャネルの信号を抑圧しイメージ信号を除去することができる複素フィルタ回路が有効である。一方、Zero-IF方式では、図５(ｂ)に示すような、ＬＰＦの帯域を有するフィルタ回路でよい。
【００２７】
このようなフィルタ装置は、先述したとおり、従来ＳＡＷフィルタによって実現されていた特性を半導体内部のＲＣ素子からなるアクティブフィルタによって実現したものであり、通過域から阻止域への遮断特性の急峻度、さらに、群遅延特性やリップル特性が良好であることが求められる。これらの特性を実現するためのフィルタとしては、逆チェビシェフフィルタ、楕円(エリプティック)フィルタなどが考えられるが、そのいずれのフィルタであっても８次以上の次数の高次のフィルタが必要になってくる。そして、この高次のフィルタは、１次フィルタや２次フィルタのブロックカスケーディング構成(バイクァッドの多項式)、あるいは、素子感度を低くするためにリープフロッグフィルタによって実現され、設計がしやすいように低次のフィルタに何分割かにされている。
【００２８】
また、半導体内部のＲＣ素子を用いたアクティブフィルタによってこの複素フィルタ装置を作成する際のアクティブフィルタ構成としては、一般に、演算増幅器とＣＲとから構成されるフィルタ網と、トランスコンダクタンスおよび容量からなるＧｍ−Ｃフィルタ網とが考えられる。複素フィルタ装置が演算増幅器とＣＲで構成されるフィルタ網で構成される場合には、回路面積が比較的大きくなりがちであるが、歪み特性は良好になる傾向にある。一方、Ｇｍ−Ｃフィルタ網で構成される場合には、回路面積が比較的小さい反面、歪み特性は劣化する傾向にある。
【００２９】
また、特開2006-157866号公報(特許文献２)に記載されているように、複素フィルタ装置における同相(Ｉ)信号処理系と直交(Ｑ)信号処理系との間で相対する素子のミスマッチがある場合は、位相やゲインのＩＱミスマッチが増大し、複素フィルタ装置のイメージ除去比が劣化する。このため、ＩＱミスマッチを低減することが重要である。例えば、ISDB-Tの12seg用フィルタ特性を満足させるためには、イメージ除去比はおおよそ５０ｄＢ必要であり、フィルタの回路設計手法にもよるが、許容されるＩＱミスマッチは、ゲイン差については約０.５％以下、位相差については約０.５°以下が必要である。このＩＱミスマッチは、Low-IF方式だけではなく、Zero-IF方式においても同様に重要である。
【００３０】
また、これらの高次のフィルタを構成する際には、デバイス数が多く、回路電流も低減する必要があるため、ノイズ特性も課題となってくる。このため、一般的に、フィルタの前段、段間、後段には利得制御回路としてＧＣＡ(Gain Control Amp)回路が設けられており、復調回路での復調時にS/Nや歪が最も良好に保たれるようにあらかじめ各利得制御回路のゲイン配分や自動利得制御が機能し始めるポイントが設定されている。例えば、信号レベルが小さい際は、歪みは問題ないためゲインを大きくとってS/Nを良くすればよい。一方、信号レベルが大きい際は、S/Nは問題ないためゲインを小さくとって歪みを良くすればよい。また、各利得制御回路のゲイン配分に関しては、前段のゲインを高くして後段のゲインが低くなるように設定すればS/Nは良好になる。
【００３１】
次に、本発明の実施形態によるフィルタ回路について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施形態によるフィルタ回路の構成を示す回路図である。このフィルタ回路２７は、帯域制限すべき帯域をLow-IF方式の帯域またはZero-IF方式の帯域に切替えることができるフィルタ回路であり、例えば図２に示す受信装置におけるＩＦフィルタ回路２７として用いられるものである。
【００３２】
図１に示すフィルタ回路２７は、演算増幅器５０,５１と、抵抗Ｒ２０〜Ｒ２３,Ｒ３０〜Ｒ３３,Ｒ４０〜Ｒ４３と、コンデンサＣ２０〜Ｃ２２と、切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３とを備える。
【００３３】
演算増幅器５０は、反転入力端および非反転入力端に差動信号Ｓ２０が入力され、反転出力端および非反転出力端から差動信号Ｓ２７Ｉを出力する平衡増幅器である。演算増幅器５０の入力路には抵抗Ｒ２０,Ｒ２１が挿入されている。演算増幅器５０の非反転入力端と反転出力端との間の帰還路には、抵抗Ｒ３０およびコンデンサＣ２０の並列回路が挿入接続されている。演算増幅器５０の反転入力端と非反転出力端との間の帰還路には、抵抗Ｒ３１およびコンデンサＣ２１の並列回路が挿入接続されている。
【００３４】
演算増幅器５１は、反転入力端および非反転入力端に差動信号Ｓ２１が入力され、反転出力端および非反転出力端から差動信号Ｓ２７Ｑを出力する平衡増幅器である。演算増幅器５１の入力路には抵抗Ｒ２２,Ｒ２３が挿入されている。演算増幅器５１の非反転入力端と反転出力端との間の帰還路には、抵抗Ｒ３２およびコンデンサＣ２２の並列回路が挿入接続されている。演算増幅器５１の反転入力端と非反転出力端との間の帰還路には、抵抗Ｒ３３およびコンデンサＣ２３の並列回路が挿入接続されている。
【００３５】
演算増幅器５０の反転入力端と演算増幅器５１の反転出力端との間には、抵抗Ｒ４０と切替えスイッチＳＷ１０とが直列接続されている。演算増幅器５０の非反転入力端と演算増幅器５１の非反転出力端との間には、抵抗Ｒ４１と切替えスイッチＳＷ１１とが直列接続されている。演算増幅器５１の反転入力端と演算増幅器５０の非反転出力端との間には、抵抗Ｒ４２と切替えスイッチＳＷ１２とが直列接続されている。演算増幅器５１の非反転入力端と演算増幅器５０の反転出力端との間には、抵抗Ｒ４３と切替えスイッチＳＷ１３とが直列接続されている。
【００３６】
切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３は、外部からの制御信号Ｓ１４によりON/OFFが制御される。切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３は、ＯＮ抵抗の低いNMOSトランジスタやPMOSトランジスタで実現されることが望ましい。
【００３７】
なお、本構成ではオペアンプとＲＣから構成されるアクティブフィルタ網を用いたが、トランスコンダクタンスおよび容量からなるＧｍ−Ｃフィルタ網を用いてもよい。
【００３８】
ここで、演算増幅器５０,５１の入力路に挿入された抵抗Ｒ２０〜Ｒ２３の抵抗値をＲｉとする。また、演算増幅器５０,５１の帰還路に設けられた抵抗Ｒ３０〜Ｒ３３の抵抗値をＲｆ，コンデンサＣ２０〜Ｃ２３の容量値をＣｆとする。また、演算増幅器５０,５１の入力端と出力端との間に配置された抵抗Ｒ４０〜Ｒ４３の抵抗値をＲｃとする。
【００３９】
切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３がＯＮのとき、フィルタ回路２７は、Low-IF方式の帯域特性を有する複素フィルタとして機能する。このときの伝達関数Ｈ１(ｓ)は[数１]のようになる。ここで、切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３のＯＮ抵抗値はゼロとする。ωｏは正規化周波数であり、ωｃは図５に示すバンドパスのセンター周波数である。ｓはラプラス演算子である。
【００４０】
［数１］
Ｈ１(ｓ)＝−(Ｒｆ／Ｒｉ)・｛ωo／(ｊ(ω−ωｃ)＋ωo)｝
【００４１】
［数２］
ωo＝１／(Ｒｆ・Ｃｆ)
【００４２】
［数３］
ωｃ＝１／(Ｒｃ・Ｃｆ)
【００４３】
一方、DVB-Tで採用されているZero-IF方式の際は、隣接チャネルの信号を抑圧する必要はあるが、イメージ信号が存在しないためイメージ信号を除去する必要はない。フィルタ回路２７は、直交位相関係にあるＩ信号処理系とＱ信号処理系のそれぞれに、ＬＰＦの帯域特性を有するフィルタを配置すればよい。切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３がＯＦＦのとき、フィルタ回路２７は、Zero-IF方式の帯域特性を有するフィルタとして機能する。このときの伝達関数Ｈ２(ｓ)を[数１]〜[数３]と同様に求めると[数４]〜[数６]のようになる。ここでは切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３の抵抗値を無限大とする。このため、等価的に抵抗Ｒ４０〜Ｒ４３の抵抗値Ｒｃを無限大として求めればよい。
【００４４】
［数４］
Ｈ２(ｓ)＝−(Ｒｆ／Ｒｉ)・(ωo／(ｓ＋ωo))
【００４５】
［数５］
ωo＝１／(Ｒｆ・Ｃｆ)
【００４６】
［数６］
ωｃ＝０
【００４７】
このように、本実施形態のフィルタ回路２７では、切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３を演算増幅器５０,５１の入力端と出力端の間に配置し、それらのON/OFFを制御することによって、Low-IF方式の帯域特性とZero-IF方式の帯域特性とを切替えることができる。また、帯域特性の切替えを実現するために必要な素子数は、１次のフィルタであれば、わずか４素子であり、非常に容易に切替えが実現できる。
【００４８】
あらゆる型の伝達関数は、積分器と加算器を含む回路で実現することができる。本実施形態では１次のＬＰＦを例として説明したが、本発明は、高次のリープフロッグ回路やバイクァッド回路などの差動入力積分器のみを使用したフィルタ回路に展開できる。
【００４９】
また、本実施形態では、差動信号を扱うフィルタ回路を示したが、シングル方式の信号を扱う回路にも本発明のフィルタ装置を適用可能である。
【００５０】
欧州のDVB-TにおけるLow-IF方式とZero-IF方式では、信号帯域や、通過域から阻止域への遮断特性は同じであるため、欧州のDVB-TにおけるLow-IF方式とZero-IF方式との切替えは、単純に切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３のON/OFFを切替えれば実現できる。このため、Ｇｍ−Ｃフィルタで構成された従来例(特許文献１)のように、各Ｇｍアンプの動作電流を制御することによってフィルタのカットオフ周波数とＱ値を変える必要がなく、容易に実現が可能である。
【００５１】
一方、DVB-TとISDB-Tでは正規化周波数ωoやセンター周波数ωｃが数MHz程度異なるため、DVB-TとISDB-Tとの切替えの際には、上記[数１]〜[数６]に従って抵抗値や容量値を切替えて、図５に示す正規化周波数ωoやセンター周波数ωｃを変更できるようにすればよい。
【００５２】
次に、図１のフィルタ回路２７を搭載した受信装置について説明する。この受信装置は例えばテレビジョン受信機に内蔵される。受信装置の概略構成を図２に示す。なお、図２では、従来例(図６)と実質的に同一の部分には同一の参照符号を付けている。
【００５３】
図２に示すように、テレビジョン受信機に内蔵された受信装置は、大別して、アンテナ１０で受信したテレビジョン高周波信号から希望のチャンネル周波数を選択しLow-IFの信号またはベースバンドの信号に変換するチューナ回路１３ｂと、チューナ回路１３ｂから出力されるLow-IFの信号またはベースバンドの信号から映像信号と音声信号とを復号する復号回路１６とで構成されている。復号回路１６は、テレビジョン受信機がLow-IF方式であるときはLow-IF用の復号回路が用いられ、Zero-IF方式であるときはZero-IF用の復号回路が用いられる。
【００５４】
アンテナ１０で受信されたテレビジョン高周波信号は、ＲＦフィルタ回路１１と低ノイズ増幅器１２とを介して、チューナ回路１３ｂに入力される。チューナ回路１３ｂは、Ｉ信号用ミキサ回路２０と、Ｑ信号用ミキサ回路２１と、ＩＦフィルタ回路２７と、ＧＣＡ回路２３,２４と、移相器３０と、局部発振器３１とを備えている。ＩＦフィルタ回路２７の内部構成は図１に示したものと同じである。局部発振器３１は、受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応じた周波数ｆLOCALの局部発振信号を出力する。
【００５５】
図２において、参照符号Ｓ２０はＩ信号用ミキサ回路２０の出力信号を示している。参照符号Ｓ２１はＱ信号用ミキサ回路２１の出力信号を示している。参照符号Ｓ２７Ｉ,Ｓ２７Ｑはそれぞれフィルタ回路２７のＩ出力信号,Ｑ出力信号を示している。参照符号Ｓ２３,Ｓ２４はそれぞれＧＣＡ回路２３,２４の出力信号を示している。参照符号Ｓ１４は受信機モード設定部１４の出力信号を示している。参照符号Ｓ１６は復号回路１６の出力信号を示している。
【００５６】
次に、図１のフィルタ回路２７を搭載した受信装置がLow-IF方式のテレビジョン受信機に内蔵される場合の例を説明する。この場合の受信装置の概略構成を図３に示す。この受信装置では、Low-IF用の復号回路１６ａが用いられ、また、受信機モード設定部１４からは、Low-IF方式であることを示す制御信号Ｓ１４が出力される。
【００５７】
アンテナ１０で受信されたテレビジョン高周波信号は、バンドパス特性を有するＲＦフィルタ回路１１によってフィルタ処理が行われ、次に、低ノイズ増幅器(LNA)１２によって増幅される。低ノイズ増幅器１２によって増幅された受信信号は、Ｉ信号用ミキサ回路２０とＱ信号用ミキサ回路２１に入力される。
【００５８】
受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して、局部発振器３１および移相器３０は、受信信号の周波数からチャンネル間隔の1/2に相当する周波数だけオフセットされた周波数を有する一対の直交した局部発振信号を出力する。この一対の局部発振信号は、それぞれ、ゼロ位相シフトの信号，９０°位相シフトの信号としてＩ信号用ミキサ回路２０，Ｑ信号用ミキサ回路２１に供給される。そしてＩ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１において、上記局部発振信号と低ノイズ増幅器１２からの信号とがミキシングされ、直交関係にあるベースバンド信号のＩ信号Ｓ２０とＱ信号Ｓ２１が生成される。
【００５９】
この結果、アンテナ１０で受信された受信信号は、図５(ａ)に示すように、例えばISDB-Tであれば、４MHzを中心周波数としたLow-IFの信号にダウンコンバートされつつ直交復調が行われ、互いに９０度位相がずれた同位相信号(Ｉ信号)Ｓ２０および直交位相信号(Ｑ信号)Ｓ２１が生成される。
【００６０】
ＩＦフィルタ回路２７においては、受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３(図１参照)がＯＮになっている。これにより、ＩＦフィルタ回路２７は、図５(ａ)に示す特性を有するフィルタとして動作する。つまり、チャンネル選択フィルタの特性を有し、さらに所望信号のイメージバンド内(すなわち、０Hz以下)に存在する干渉を除去するイメージ除去フィルタ(ＩＲフィルタ)として動作する。
【００６１】
結果的に、ミキサ回路２０,２１から出力されたＩ信号Ｓ２０,Ｑ信号Ｓ２１(Low-IF信号)がＩＦフィルタ回路２７に入力され、ＩＦフィルタ回路２７においてイメージ信号と隣接の妨害信号とを減衰させることにより、所望信号のみを、例えばISDB-Tであれば４MHz±３MHz(１MHz〜７MHz)帯域の周波数を通過させることができる。
【００６２】
このように、イメージ干渉が除去され、さらに隣接チャンネルの信号も抑圧された信号Ｓ２７Ｉ,Ｓ２７Ｑは、この後の信号処理では、実信号として取り扱うことができる。すなわち、Ｉ信号Ｓ２７ＩおよびＱ信号Ｓ２７Ｑのいずれか一方のみを処理すればよいことになる。
【００６３】
受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して、切替えスイッチＳＷ１はＯＦＦ，切替スイッチＳＷ２はＯＮになっている。したがって、ＧＣＡ回路２３の出力信号Ｓ２３がチューナ回路１３ｂより出力され、Low-IFの信号を処理するLow-IF用復号回路１６ａに与えられる。Low-IF用復号回路１６ａにおいては、ＡＤ変換が行われ、ディジタル変換後のデータをもとにしたさまざまな処理が続いて行われる。
【００６４】
また、Low-IF用復号回路１６ａは、入力信号であるＧＣＡ回路２３の出力信号Ｓ２３の強度に応じた信号Ｓ１６ａを出力しており、この信号Ｓ１６ａがＧＣＡ回路２３にフィードバックして供給される。ＧＣＡ回路２３は、この信号Ｓ１６ａに応じて利得制御を行い、チューナ回路１３ｂの出力信号であるＧＣＡ回路２３の出力信号Ｓ２３のレベルを一定にするような動作をしている。
【００６５】
次に、図１のフィルタ回路２７を搭載した受信装置がZero-IF方式のテレビジョン受信機に内蔵される場合の例を説明する。この場合の受信装置の概略構成を図４に示す。この受信装置では、Zero-IF用の復号回路１６ｂが用いられ、また、受信機モード設定部１４からは、Zero-IF方式であることを示す制御信号Ｓ１４が出力される。
【００６６】
アンテナ１０で受信されたテレビジョン高周波信号は、バンドパス特性を有するＲＦフィルタ回路１１によってフィルタ処理が行われ、次に、低ノイズ増幅器(LNA)１２によって増幅される。低ノイズ増幅器１２によって増幅された受信信号は、Ｉ信号用ミキサ回路２０とＱ信号用ミキサ回路２１に入力される。
【００６７】
受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して、局部発振器３１および移相器３０は、受信信号とほぼ同じ周波数の一対の直交した局部発振信号を出力する。この一対の局部発振信号は、それぞれ、Ｉ信号用ミキサ回路２０，Ｑ信号用ミキサ回路２１に供給される。そしてＩ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１において、上記局部発振信号と低ノイズ増幅器１２からの信号とがミキシングされ、直交関係にあるベースバンド信号のＩ信号Ｓ２０とＱ信号Ｓ２１が生成される。
【００６８】
ＩＦフィルタ回路２７においては、受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３(図１参照)がＯＦＦになっている。これにより、ＩＦフィルタ回路２７は、図５(ｂ)に示す特性を有する複素フィルタとして動作する。Zero-IF方式ではイメージ信号が存在しないため、ＩＦフィルタ回路２７はイメージ信号を除去する必要はなく、ＬＰＦの特性を有するチャンネル選択フィルタとして動作する。
【００６９】
この結果、Ｉ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１の出力信号Ｓ２０,Ｓ２１は、ＩＦフィルタ回路２７によって不要波を除去された後、ＧＣＡ回路２３,２４で所定のレベルまで増幅される。
【００７０】
受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して、切替えスイッチＳＷ１,ＳＷ２はともにＯＮになっている。したがって、ＧＣＡ回路２３の出力信号Ｓ２３とＧＣＡ回路２４の出力信号Ｓ２４とがチューナ回路１３ｂより出力され、Zero-IFの信号を処理するZero-IF用復号回路１６ｂに与えられる。Zero-IF用復号回路１６ｂにおいては、ＡＤ変換が行われ、ディジタル変換後のデータをもとにしたさまざまな処理が続いて行われる。
【００７１】
また、Zero-IF用復号回路１６ｂは、入力信号であるＧＣＡ回路２３,２４の出力信号Ｓ２３,Ｓ２４の強度に応じた信号Ｓ１６ｂを出力しており、この信号Ｓ１６ｂがＧＣＡ回路２３,２４にフィードバックして供給される。ＧＣＡ回路２３,２４は、この信号Ｓ１６ｂに応じて利得制御を行い、チューナ回路１３ｂの出力信号であるＧＣＡ回路２３,２４の出力信号Ｓ２３,Ｓ２４のレベルを一定にするような動作をしている。
【００７２】
なお、日本のISDB-T，欧州のDVB-T，アメリカ合衆国のATSCのテレビジョン受信機では、従来例(特許文献１)に示す通信方式のような間欠受信動作はしておらず、連続受信動作である。このため、テレビジョン受信機でのZero-IF方式では、通信方式のZero-IF方式のように各ブロック間をＨＰＦで結合していたとしても、起動時間が長くて問題になるようなことはない。また、ＨＰＦの代わりに、ＤＣオフセット除去のためのオフセット電圧除去回路を用いた構成も有効である。
【００７３】
以上のように、図１のフィルタ回路２７を搭載した受信装置では、Low-IF方式のテレビジョン受信機に内蔵される場合(図３)もZero-IF方式のテレビジョン受信機に内蔵される場合(図４)もチューナ回路１３ｂの構成自体は同じである。受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応じてチューナ回路１３ｂ内の所定部分(局部発振器３１の出力信号の周波数，切替えスイッチＳＷ１,ＳＷ２のON/OFF，フィルタ回路２７内の切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３のON/OFF）が切り替わることにより、Low-IF方式，Zero-IF方式の両方に対応できるようになっている。
【００７４】
また、図６に示した従来例(特許文献１)のチューナ回路１３ａでは、ミキサ回路(２０,２１),２５、局部発振器３１,３２、フィルタ回路２２,２６がそれぞれ複数設けられているのに対して、本実施形態のチューナ回路１３ｂによればそれぞれ１つでよい。したがって、回路面積の低減、ノイズの改善、回路電流の減少を実現できる。さらに、スプリアスやＩＱミスマッチなどの特性改善を実現できる。
【００７５】
なお、上記実施形態では、図１のフィルタ回路２７の適用例として、受信信号を映像信号と音声信号に復調するディジタルＴＶ用受信装置を例に挙げて説明したが、Low-IF方式とZero-IF方式の切替え機能を有するあらゆる受信装置(通信分野など)に適用できることは言うまでもない。
【００７６】
また、上記実施形態の受信装置では、受信信号がアンテナ１０から入力される例を示したが、受信信号がケーブルを介して入力される場合に対しても適用できることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
以上説明したように、本発明は、Low-IF方式とZero-IF方式の切替えを、素子数が非常に少ない構成によって実現することができ、例えば、テレビジョン受信機や通信端末の分野に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の実施形態によるフィルタ回路の内部構成を示す回路図である。
【図２】図１のフィルタ回路を搭載した受信装置の概略構成を示す図である。
【図３】Low-IF方式の受信装置の構成を示す図である。
【図４】Zero-IF方式の受信装置の構成を示す図である。
【図５】(ａ)Low-IF方式のフィルタ帯域特性の一例を示す図である。(ｂ)Zero-IF方式のフィルタ帯域特性の一例を示す図である。
【図６】従来の受信装置の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
【００７９】
１０ アンテナ
１１ ＲＦフィルタ
１２ ＬＮＡ
１３ａ,１３ｂ チューナ回路
１４ 受信機モード設定部
１５ 復号回路
１６ Low-IF用またはZero-IF用の復号回路
１６ａ Low-IF用復号回路
１６ｂ Zero-IF用復号回路
２０ Ｉ信号用ミキサ回路
２１ Ｑ信号用ミキサ回路
２２ フィルタ回路
２３,２４ ＧＣＡ回路
２５ ミキサ回路
２６ フィルタ回路
２７ ＩＦフィルタ回路
３０ 移相器
３１,３２ 局部発振器
５０,５１ コモンモードフィードバックを備えた演算増幅器
ＳＷ１〜ＳＷ４,ＳＷ１０〜ＳＷ１３ 切替えスイッチ
Ｒ２０〜Ｒ２３ 入力抵抗
Ｃ２０〜Ｃ２３ 帰還容量
Ｒ３０〜Ｒ３３ 帰還抵抗
Ｒ４０〜Ｒ４３ 抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の復号方式(Low-IF方式とZero-IF方式)に対応可能なフィルタ装置と、このフィルタ装置を用いた受信装置に関するものである。本発明は、特に、Low-IF方式またはZero-IF方式の受信回路を備えるテレビジョン受信機や通信端末の分野に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、日本のテレビジョン受信機は、従来のアナログ放送に替わり、１segや１２segに代表されるディジタル放送に移行しつつある。日本のシステムはISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial)と呼ばれ、Low-IF方式が採用されている。一方、欧州のシステムはDVB-T(Digital Video Broadcasting - Terrestrial)と呼ばれ、Low-IF方式またはZero-IF方式が採用されている。さらに、欧州の携帯電話向けのDVB-H(Digital Video Broadcasting - Handheld)では、Zero-IF方式が採用されている。
【０００３】
このようなLow-IF方式やZero-IF方式の受信機においては、従来ＳＡＷフィルタ(表面弾性波フィルタ)によって実現されていたチャンネル選択フィルタの特性を、半導体内部のＲＣ素子からなるアクティブフィルタによって実現している。これは、ローコスト化や小型化を図るためである。
【０００４】
現在、世界のディジタル放送の受信機は、Low-IF方式またはZero-IF方式に分かれている。Low-IF方式の受信機では、受信回路と復号回路はLow-IF方式のみに対応している。Zero-IF方式の受信機では、受信回路と復号回路はZero-IF方式のみに対応している。同一の受信回路で両方式に対応することができれば世界のディジタル放送に対応することができ大きなメリットとなるため、そのようなシステムが求められている。
【０００５】
Low-IF方式とZero-IF方式の両方式に対応することができる受信装置の従来例である特許第3700933号公報(特許文献１)について、図６を参照して説明する。ただし、この従来例は、テレビジョン受信機ではなく、通信端末に関するものである。受信装置は、大別して、アンテナ１０で受信した高周波信号から希望のチャンネル周波数を選択し、ベースバンドの信号に変換するチューナ回路１３ａと、チューナ回路１３ａから出力されるベースバンドの信号より受信信号を復号する復号回路１５とで構成されている。
【０００６】
まず、アンテナ１０で受信された高周波信号は、ＲＦフィルタ回路１１と低ノイズ増幅器１２とを介して、チューナ回路１３ａに入力される。
【０００７】
チューナ回路１３ａは、Ｉ信号用ミキサ回路２０、Ｑ信号用ミキサ回路２１、フィルタ回路２２、ＧＣＡ回路２３,２４、移相器３０、局部発振器３１、ミキサ回路２５、局部発振器３２、フィルタ回路２６、で構成されている。
【０００８】
参照符号Ｓ２０はＩ信号用ミキサ回路２０の出力信号を示している。参照符号Ｓ２１はＱ信号用ミキサ回路２１の出力信号を示している。参照符号Ｓ２２Ｉ,Ｓ２２Ｑはフィルタ回路２２のＩ出力信号,Ｑ出力信号を示している。参照符号Ｓ２３,Ｓ２４はＧＣＡ回路２３,２４の出力信号を示している。参照符号Ｓ２５Ｉ,Ｓ２５Ｑはミキサ回路２５のＩ出力信号,Ｑ出力信号を示している。参照符号Ｓ２６Ｉ,Ｓ２６Ｑはフィルタ回路２６のＩ出力信号,Ｑ出力信号を示している。参照符号Ｓ１４は受信機モード設定部１４の出力信号を示している。参照符号Ｓ１５は復号回路１５の出力信号を示している。
【０００９】
Zero-IF方式では、直交ミキサ回路であるＩ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１において、受信信号とほぼ同じ周波数の一対の直交した局部発振信号と低ノイズ増幅器１２で増幅された受信信号とをミキシングすることにより、直交関係にあるベースバンドのＩ信号Ｓ２０,Ｑ信号Ｓ２１が生成される。次に、チャンネル選択用フィルタ回路２２でＩ信号Ｓ２０,Ｑ信号Ｓ２１の帯域を制限することにより不要波を除去した後、ＧＣＡ回路２３,２４で所定のレベルまで増幅する。Zero-IF方式では、切替えスイッチＳＷ３,ＳＷ４は、受信機モード設定部１４からの出力信号Ｓ１４によって、ＧＣＡ回路２３,２４の出力信号Ｓ２３,Ｓ２４を選択しているため、ＧＣＡ回路２３,２４の出力信号Ｓ２３,Ｓ２４は復号回路１５で復号されることになる。
【００１０】
一方、Low-IF方式について、同じく図６を参照して説明する。Low-IF方式では、Ｉ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１において、受信信号からチャンネル間隔の1/2に相当する周波数をオフセットした一対の直交した局部発振信号と低ノイズ増幅器１２で増幅された信号とをミキシングすることにより、直交関係にあるベースバンドのＩ信号,Ｑ信号のＩＦ(中間周波)信号Ｓ２０,Ｓ２１が生成される。次に、チャンネル選択用フィルタ２２でＩ信号Ｓ２０,Ｑ信号Ｓ２１の帯域を制限することにより不要波を除去した後、ＧＣＡ回路２３,２４で所定のレベルまで増幅する。
【００１１】
その後、ミキサ回路２５で、ＩＦ周波数とほぼ同じ周波数の一対の直交した局部発振信号とＩ信号,Ｑ信号のＩＦ信号Ｓ２３,Ｓ２４とをミキシングすることにより、直交関係にあるベースバンドのＩ信号Ｓ２５Ｉ,Ｑ信号Ｓ２５Ｑが生成される。次に、チャンネル選択用フィルタ回路２６で不要波を除去する。Low-IF方式では、切替えスイッチＳＷ３,ＳＷ４は、受信機モード設定部１４からの出力信号Ｓ１４によって、ミキサ回路２５の出力信号Ｓ２５Ｉ,Ｓ２５Ｑを選択しているため、ミキサ回路２５の出力信号Ｓ２５Ｉ,Ｓ２５Ｑは復号回路１５で復号されることになる。なお、チャンネル選択用フィルタ回路２６は、チャンネル選択用フィルタ回路２２で不足している減衰量を補うものである。
【００１２】
また、Low-IF方式とZero-IF方式を両立させるための各ブロックにおける特性切替えについて説明すると、チャンネル選択用フィルタ回路２２,２６は、ＬＰＦとＨＰＦを組合せたＧｍ−Ｃフィルタで構成されており、各Ｇｍアンプの動作電流を制御することによって、フィルタのカットオフ周波数とＱ値を変えている。
【００１３】
また、従来例(特許文献１)においては、通信方式が、間欠受信動作を行うＴＤＭＡ方式のときには、回路ブロック間に設けられたＨＰＦの起動時間が長いためにZero-IF方式は不適であるため、Low-IF方式を採用している。一方、ＣＤＭＡ方式のときには、間欠受信動作を行わずかつ信号帯域が広いため、回路ブロック間に設けられたＨＰＦのカットオフ周波数を比較的高く設定することができ、起動時間を短くすることができる。それゆえ、Zero-IF方式を採用している。
【特許文献１】特許第3700933号公報
【特許文献２】特開2006-157866号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
以上説明したように、図６に示した従来例(特許文献１)のチューナ回路１３ａにおいては、Low-IF方式とZero-IF方式の両方式に対応するために、ミキサ回路２０,２５、局部発振器３１,３２、フィルタ回路２２,２６がそれぞれ複数設けられている。
【００１５】
本発明の目的は、回路素子数を低減し、それによって回路面積の低減，回路電流の減少を実現できるフィルタ装置および受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明によるフィルタ装置は、
直交関係にある第１の差動信号および第２の差動信号を帯域制限するフィルタ装置であって、
前記第１の差動信号に対応した第１の反転入力端，第１の非反転入力端，第１の反転出力端および第１の非反転出力端と、前記第２の差動信号に対応した第２の反転入力端，第２の非反転入力端，第２の反転出力端および第２の非反転出力端とを有する複素アクティブフィルタ回路と、
前記第２の反転出力端から前記第１の反転入力端に至る経路に挿入され、外部からの制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第１の切替えスイッチと、
前記第２の非反転出力端から前記第１の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第２の切替えスイッチと、
前記第１の非反転出力端から前記第２の反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第３の切替えスイッチと、
前記第１の反転出力端から前記第２の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第４の切替えスイッチと、
を備え、
前記制御信号によって前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、帯域制限すべき帯域をLow-IF方式の帯域またはZero-IF方式の帯域に切替えることができるようにした、
ことを特徴とする。
【００１７】
また、上記フィルタ装置において、
前記複素アクティブフィルタ回路は、
前記第１の反転入力端および前記第１の非反転入力端を入力とし、前記第１の反転出力端および前記第１の非反転出力端を出力とする第１の平衡増幅器と、
前記第１の非反転入力端と前記第１の反転出力端との間に設けられて第１の帰還路を形成する第１のＣＲ回路と、
前記第１の反転入力端と前記第１の非反転出力端との間に設けられて第２の帰還路を形成する第２のＣＲ回路と、
前記第２の反転入力端および第２の非反転入力端を入力とし、前記第２の反転出力端および前記第２の非反転出力端を出力とする第２の平衡増幅器と、
前記第２の非反転入力端と前記第２の反転出力端との間に設けられて第３の帰還路を形成する第３のＣＲ回路と、
前記第２の反転入力端と前記第２の非反転出力端との間に設けられて第４の帰還路を形成する第４のＣＲ回路と、
前記第１の反転入力端と前記第２の反転出力端との間に前記第１の切替えスイッチと直列に接続された第１の抵抗と、
前記第１の非反転入力端と前記第２の非反転出力端との間に前記第２の切替えスイッチと直列に接続された第２の抵抗と、
前記第２の反転入力端と前記第１の非反転出力端との間に前記第３の切替えスイッチと直列に接続された第３の抵抗と、
前記第２の非反転入力端と前記第１の反転出力端との間に前記第４の切替えスイッチと直列に接続された第４の抵抗と、
を備える、
ことを特徴とする。
【００１８】
本発明による受信装置は、
受信信号を直交関係にある第１の差動信号および第２の差動信号に直交変換するミキサ回路と、
前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号を帯域制限するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号のいずれか一方,または,両方を外部へ出力するスイッチ回路とを備えた受信装置であって、
前記ミキサ回路は、
外部からの制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記受信信号に対してオフセットされた周波数の信号で前記受信信号を直交変換し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記受信信号と同じ周波数の信号で前記受信信号を直交変換し、
前記フィルタ回路は、
前記第１の差動信号に対応した第１の反転入力端，第１の非反転入力端，第１の反転出力端および第１の非反転出力端と、前記第２の差動信号に対応した第２の反転入力端，第２の非反転入力端，第２の反転出力端および第２の非反転出力端とを有する複素アクティブフィルタ回路と、
前記第２の反転出力端から前記第１の反転入力端に至る経路に挿入され、外部からの制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第１の切替えスイッチと、
前記第２の非反転出力端から前記第１の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第２の切替えスイッチと、
前記第１の非反転出力端から前記第２の反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第３の切替えスイッチと、
前記第１の反転出力端から前記第２の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第４の切替えスイッチと、
を備え、
前記制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号に含まれるイメージ信号と隣接チャンネルの信号とを除去するLow-IFの帯域を有する複素フィルタ回路を構成し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号に含まれる隣接チャンネルの信号を除去するZero-IFの帯域を有するＬＰＦ回路を構成し、
前記スイッチ回路は、
前記制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号のいずれか一方を外部へ出力し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号の両方を外部へ出力する、
ことを特徴とする。
【００１９】
また、上記受信装置において、
Low-IF方式を示す前記制御信号またはZero-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号する復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする。
【００２０】
また、上記受信装置において、
Low-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号するLow-IF用復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする。
【００２１】
また、上記受信装置において、
Zero-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号するZero-IF用復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によるフィルタ装置では、第１〜第４の切替えスイッチを複素アクティブフィルタ回路の入力端と出力端の間に配置し、それらのON/OFFを制御することによって、Low-IF方式の帯域特性とZero-IF方式の帯域特性とを切替えることができる。帯域特性の切替えを実現するために必要な素子数は、１次のフィルタであれば、わずか４素子(第１〜第４の切替えスイッチ)であり、非常に容易に切替えが実現できる。
【００２３】
また、このフィルタ装置を搭載した受信装置によれば、Low-IF方式とZero-IF方式の切替え機能をより少ない素子数で実現でき、回路面積の低減、ノイズの改善、回路電流の減少を図ることができる。さらに、スプリアスやＩＱミスマッチなどの特性改善を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図面においては実質的に同一の構成要素には同一の参照符号を付けている。
【００２５】
まず、複素フィルタ回路について説明する。
【００２６】
日本のISDB-TやヨーロッパのDVB-Tで採用されているLow-IF方式を採用している際には、図５(ａ)に示すような、隣接チャネルの信号を抑圧しイメージ信号を除去することができる複素フィルタ回路が有効である。一方、Zero-IF方式では、図５(ｂ)に示すような、ＬＰＦの帯域を有するフィルタ回路でよい。
【００２７】
このようなフィルタ装置は、先述したとおり、従来ＳＡＷフィルタによって実現されていた特性を半導体内部のＲＣ素子からなるアクティブフィルタによって実現したものであり、通過域から阻止域への遮断特性の急峻度、さらに、群遅延特性やリップル特性が良好であることが求められる。これらの特性を実現するためのフィルタとしては、逆チェビシェフフィルタ、楕円(エリプティック)フィルタなどが考えられるが、そのいずれのフィルタであっても８次以上の次数の高次のフィルタが必要になってくる。そして、この高次のフィルタは、１次フィルタや２次フィルタのブロックカスケーディング構成(バイクァッドの多項式)、あるいは、素子感度を低くするためにリープフロッグフィルタによって実現され、設計がしやすいように低次のフィルタに何分割かにされている。
【００２８】
また、半導体内部のＲＣ素子を用いたアクティブフィルタによってこの複素フィルタ装置を作成する際のアクティブフィルタ構成としては、一般に、演算増幅器とＣＲとから構成されるフィルタ網と、トランスコンダクタンスおよび容量からなるＧｍ−Ｃフィルタ網とが考えられる。複素フィルタ装置が演算増幅器とＣＲで構成されるフィルタ網で構成される場合には、回路面積が比較的大きくなりがちであるが、歪み特性は良好になる傾向にある。一方、Ｇｍ−Ｃフィルタ網で構成される場合には、回路面積が比較的小さい反面、歪み特性は劣化する傾向にある。
【００２９】
また、特開2006-157866号公報(特許文献２)に記載されているように、複素フィルタ装置における同相(Ｉ)信号処理系と直交(Ｑ)信号処理系との間で相対する素子のミスマッチがある場合は、位相やゲインのＩＱミスマッチが増大し、複素フィルタ装置のイメージ除去比が劣化する。このため、ＩＱミスマッチを低減することが重要である。例えば、ISDB-Tの12seg用フィルタ特性を満足させるためには、イメージ除去比はおおよそ５０ｄＢ必要であり、フィルタの回路設計手法にもよるが、許容されるＩＱミスマッチは、ゲイン差については約０.５％以下、位相差については約０.５°以下が必要である。このＩＱミスマッチは、Low-IF方式だけではなく、Zero-IF方式においても同様に重要である。
【００３０】
また、これらの高次のフィルタを構成する際には、デバイス数が多く、回路電流も低減する必要があるため、ノイズ特性も課題となってくる。このため、一般的に、フィルタの前段、段間、後段には利得制御回路としてＧＣＡ(Gain Control Amp)回路が設けられており、復調回路での復調時にS/Nや歪が最も良好に保たれるようにあらかじめ各利得制御回路のゲイン配分や自動利得制御が機能し始めるポイントが設定されている。例えば、信号レベルが小さい際は、歪みは問題ないためゲインを大きくとってS/Nを良くすればよい。一方、信号レベルが大きい際は、S/Nは問題ないためゲインを小さくとって歪みを良くすればよい。また、各利得制御回路のゲイン配分に関しては、前段のゲインを高くして後段のゲインが低くなるように設定すればS/Nは良好になる。
【００３１】
次に、本発明の実施形態によるフィルタ回路について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施形態によるフィルタ回路の構成を示す回路図である。このフィルタ回路２７は、帯域制限すべき帯域をLow-IF方式の帯域またはZero-IF方式の帯域に切替えることができるフィルタ回路であり、例えば図２に示す受信装置におけるＩＦフィルタ回路２７として用いられるものである。
【００３２】
図１に示すフィルタ回路２７は、演算増幅器５０,５１と、抵抗Ｒ２０〜Ｒ２３,Ｒ３０〜Ｒ３３,Ｒ４０〜Ｒ４３と、コンデンサＣ２０〜Ｃ２２と、切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３とを備える。
【００３３】
演算増幅器５０は、反転入力端および非反転入力端に差動信号Ｓ２０が入力され、反転出力端および非反転出力端から差動信号Ｓ２７Ｉを出力する平衡増幅器である。演算増幅器５０の入力路には抵抗Ｒ２０,Ｒ２１が挿入されている。演算増幅器５０の非反転入力端と反転出力端との間の帰還路には、抵抗Ｒ３０およびコンデンサＣ２０の並列回路が挿入接続されている。演算増幅器５０の反転入力端と非反転出力端との間の帰還路には、抵抗Ｒ３１およびコンデンサＣ２１の並列回路が挿入接続されている。
【００３４】
演算増幅器５１は、反転入力端および非反転入力端に差動信号Ｓ２１が入力され、反転出力端および非反転出力端から差動信号Ｓ２７Ｑを出力する平衡増幅器である。演算増幅器５１の入力路には抵抗Ｒ２２,Ｒ２３が挿入されている。演算増幅器５１の非反転入力端と反転出力端との間の帰還路には、抵抗Ｒ３２およびコンデンサＣ２２の並列回路が挿入接続されている。演算増幅器５１の反転入力端と非反転出力端との間の帰還路には、抵抗Ｒ３３およびコンデンサＣ２３の並列回路が挿入接続されている。
【００３５】
演算増幅器５０の反転入力端と演算増幅器５１の反転出力端との間には、抵抗Ｒ４０と切替えスイッチＳＷ１０とが直列接続されている。演算増幅器５０の非反転入力端と演算増幅器５１の非反転出力端との間には、抵抗Ｒ４１と切替えスイッチＳＷ１１とが直列接続されている。演算増幅器５１の反転入力端と演算増幅器５０の非反転出力端との間には、抵抗Ｒ４２と切替えスイッチＳＷ１２とが直列接続されている。演算増幅器５１の非反転入力端と演算増幅器５０の反転出力端との間には、抵抗Ｒ４３と切替えスイッチＳＷ１３とが直列接続されている。
【００３６】
切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３は、外部からの制御信号Ｓ１４によりON/OFFが制御される。切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３は、ＯＮ抵抗の低いNMOSトランジスタやPMOSトランジスタで実現されることが望ましい。
【００３７】
なお、本構成ではオペアンプとＲＣから構成されるアクティブフィルタ網を用いたが、トランスコンダクタンスおよび容量からなるＧｍ−Ｃフィルタ網を用いてもよい。
【００３８】
ここで、演算増幅器５０,５１の入力路に挿入された抵抗Ｒ２０〜Ｒ２３の抵抗値をＲｉとする。また、演算増幅器５０,５１の帰還路に設けられた抵抗Ｒ３０〜Ｒ３３の抵抗値をＲｆ，コンデンサＣ２０〜Ｃ２３の容量値をＣｆとする。また、演算増幅器５０,５１の入力端と出力端との間に配置された抵抗Ｒ４０〜Ｒ４３の抵抗値をＲｃとする。
【００３９】
切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３がＯＮのとき、フィルタ回路２７は、Low-IF方式の帯域特性を有する複素フィルタとして機能する。このときの伝達関数Ｈ１(ｓ)は[数１]のようになる。ここで、切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３のＯＮ抵抗値はゼロとする。ωｏは正規化周波数であり、ωｃは図５に示すバンドパスのセンター周波数である。ｓはラプラス演算子である。
【００４０】
［数１］
Ｈ１(ｓ)＝−(Ｒｆ／Ｒｉ)・｛ωo／(ｊ(ω−ωｃ)＋ωo)｝
【００４１】
［数２］
ωo＝１／(Ｒｆ・Ｃｆ)
【００４２】
［数３］
ωｃ＝１／(Ｒｃ・Ｃｆ)
【００４３】
一方、DVB-Tで採用されているZero-IF方式の際は、隣接チャネルの信号を抑圧する必要はあるが、イメージ信号が存在しないためイメージ信号を除去する必要はない。フィルタ回路２７は、直交位相関係にあるＩ信号処理系とＱ信号処理系のそれぞれに、ＬＰＦの帯域特性を有するフィルタを配置すればよい。切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３がＯＦＦのとき、フィルタ回路２７は、Zero-IF方式の帯域特性を有するフィルタとして機能する。このときの伝達関数Ｈ２(ｓ)を[数１]〜[数３]と同様に求めると[数４]〜[数６]のようになる。ここでは切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３の抵抗値を無限大とする。このため、等価的に抵抗Ｒ４０〜Ｒ４３の抵抗値Ｒｃを無限大として求めればよい。
【００４４】
［数４］
Ｈ２(ｓ)＝−(Ｒｆ／Ｒｉ)・(ωo／(ｓ＋ωo))
【００４５】
［数５］
ωo＝１／(Ｒｆ・Ｃｆ)
【００４６】
［数６］
ωｃ＝０
【００４７】
このように、本実施形態のフィルタ回路２７では、切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３を演算増幅器５０,５１の入力端と出力端の間に配置し、それらのON/OFFを制御することによって、Low-IF方式の帯域特性とZero-IF方式の帯域特性とを切替えることができる。また、帯域特性の切替えを実現するために必要な素子数は、１次のフィルタであれば、わずか４素子であり、非常に容易に切替えが実現できる。
【００４８】
あらゆる型の伝達関数は、積分器と加算器を含む回路で実現することができる。本実施形態では１次のＬＰＦを例として説明したが、本発明は、高次のリープフロッグ回路やバイクァッド回路などの差動入力積分器のみを使用したフィルタ回路に展開できる。
【００４９】
また、本実施形態では、差動信号を扱うフィルタ回路を示したが、シングル方式の信号を扱う回路にも本発明のフィルタ装置を適用可能である。
【００５０】
欧州のDVB-TにおけるLow-IF方式とZero-IF方式では、信号帯域や、通過域から阻止域への遮断特性は同じであるため、欧州のDVB-TにおけるLow-IF方式とZero-IF方式との切替えは、単純に切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３のON/OFFを切替えれば実現できる。このため、Ｇｍ−Ｃフィルタで構成された従来例(特許文献１)のように、各Ｇｍアンプの動作電流を制御することによってフィルタのカットオフ周波数とＱ値を変える必要がなく、容易に実現が可能である。
【００５１】
一方、DVB-TとISDB-Tでは正規化周波数ωoやセンター周波数ωｃが数MHz程度異なるため、DVB-TとISDB-Tとの切替えの際には、上記[数１]〜[数６]に従って抵抗値や容量値を切替えて、図５に示す正規化周波数ωoやセンター周波数ωｃを変更できるようにすればよい。
【００５２】
次に、図１のフィルタ回路２７を搭載した受信装置について説明する。この受信装置は例えばテレビジョン受信機に内蔵される。受信装置の概略構成を図２に示す。なお、図２では、従来例(図６)と実質的に同一の部分には同一の参照符号を付けている。
【００５３】
図２に示すように、テレビジョン受信機に内蔵された受信装置は、大別して、アンテナ１０で受信したテレビジョン高周波信号から希望のチャンネル周波数を選択しLow-IFの信号またはベースバンドの信号に変換するチューナ回路１３ｂと、チューナ回路１３ｂから出力されるLow-IFの信号またはベースバンドの信号から映像信号と音声信号とを復号する復号回路１６とで構成されている。復号回路１６は、テレビジョン受信機がLow-IF方式であるときはLow-IF用の復号回路が用いられ、Zero-IF方式であるときはZero-IF用の復号回路が用いられる。
【００５４】
アンテナ１０で受信されたテレビジョン高周波信号は、ＲＦフィルタ回路１１と低ノイズ増幅器１２とを介して、チューナ回路１３ｂに入力される。チューナ回路１３ｂは、Ｉ信号用ミキサ回路２０と、Ｑ信号用ミキサ回路２１と、ＩＦフィルタ回路２７と、ＧＣＡ回路２３,２４と、移相器３０と、局部発振器３１とを備えている。ＩＦフィルタ回路２７の内部構成は図１に示したものと同じである。局部発振器３１は、受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応じた周波数ｆLOCALの局部発振信号を出力する。
【００５５】
図２において、参照符号Ｓ２０はＩ信号用ミキサ回路２０の出力信号を示している。参照符号Ｓ２１はＱ信号用ミキサ回路２１の出力信号を示している。参照符号Ｓ２７Ｉ,Ｓ２７Ｑはそれぞれフィルタ回路２７のＩ出力信号,Ｑ出力信号を示している。参照符号Ｓ２３,Ｓ２４はそれぞれＧＣＡ回路２３,２４の出力信号を示している。参照符号Ｓ１４は受信機モード設定部１４の出力信号を示している。参照符号Ｓ１６は復号回路１６の出力信号を示している。
【００５６】
次に、図１のフィルタ回路２７を搭載した受信装置がLow-IF方式のテレビジョン受信機に内蔵される場合の例を説明する。この場合の受信装置の概略構成を図３に示す。この受信装置では、Low-IF用の復号回路１６ａが用いられ、また、受信機モード設定部１４からは、Low-IF方式であることを示す制御信号Ｓ１４が出力される。
【００５７】
アンテナ１０で受信されたテレビジョン高周波信号は、バンドパス特性を有するＲＦフィルタ回路１１によってフィルタ処理が行われ、次に、低ノイズ増幅器(LNA)１２によって増幅される。低ノイズ増幅器１２によって増幅された受信信号は、Ｉ信号用ミキサ回路２０とＱ信号用ミキサ回路２１に入力される。
【００５８】
受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して、局部発振器３１および移相器３０は、受信信号の周波数からチャンネル間隔の1/2に相当する周波数だけオフセットされた周波数を有する一対の直交した局部発振信号を出力する。この一対の局部発振信号は、それぞれ、ゼロ位相シフトの信号，９０°位相シフトの信号としてＩ信号用ミキサ回路２０，Ｑ信号用ミキサ回路２１に供給される。そしてＩ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１において、上記局部発振信号と低ノイズ増幅器１２からの信号とがミキシングされ、直交関係にあるベースバンド信号のＩ信号Ｓ２０とＱ信号Ｓ２１が生成される。
【００５９】
この結果、アンテナ１０で受信された受信信号は、図５(ａ)に示すように、例えばISDB-Tであれば、４MHzを中心周波数としたLow-IFの信号にダウンコンバートされつつ直交復調が行われ、互いに９０度位相がずれた同位相信号(Ｉ信号)Ｓ２０および直交位相信号(Ｑ信号)Ｓ２１が生成される。
【００６０】
ＩＦフィルタ回路２７においては、受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３(図１参照)がＯＮになっている。これにより、ＩＦフィルタ回路２７は、図５(ａ)に示す特性を有するフィルタとして動作する。つまり、チャンネル選択フィルタの特性を有し、さらに所望信号のイメージバンド内(すなわち、０Hz以下)に存在する干渉を除去するイメージ除去フィルタ(ＩＲフィルタ)として動作する。
【００６１】
結果的に、ミキサ回路２０,２１から出力されたＩ信号Ｓ２０,Ｑ信号Ｓ２１(Low-IF信号)がＩＦフィルタ回路２７に入力され、ＩＦフィルタ回路２７においてイメージ信号と隣接の妨害信号とを減衰させることにより、所望信号のみを、例えばISDB-Tであれば４MHz±３MHz(１MHz〜７MHz)帯域の周波数を通過させることができる。
【００６２】
このように、イメージ干渉が除去され、さらに隣接チャンネルの信号も抑圧された信号Ｓ２７Ｉ,Ｓ２７Ｑは、この後の信号処理では、実信号として取り扱うことができる。すなわち、Ｉ信号Ｓ２７ＩおよびＱ信号Ｓ２７Ｑのいずれか一方のみを処理すればよいことになる。
【００６３】
受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して、切替えスイッチＳＷ１はＯＦＦ，切替スイッチＳＷ２はＯＮになっている。したがって、ＧＣＡ回路２３の出力信号Ｓ２３がチューナ回路１３ｂより出力され、Low-IFの信号を処理するLow-IF用復号回路１６ａに与えられる。Low-IF用復号回路１６ａにおいては、ＡＤ変換が行われ、ディジタル変換後のデータをもとにしたさまざまな処理が続いて行われる。
【００６４】
また、Low-IF用復号回路１６ａは、入力信号であるＧＣＡ回路２３の出力信号Ｓ２３の強度に応じた信号Ｓ１６ａを出力しており、この信号Ｓ１６ａがＧＣＡ回路２３にフィードバックして供給される。ＧＣＡ回路２３は、この信号Ｓ１６ａに応じて利得制御を行い、チューナ回路１３ｂの出力信号であるＧＣＡ回路２３の出力信号Ｓ２３のレベルを一定にするような動作をしている。
【００６５】
次に、図１のフィルタ回路２７を搭載した受信装置がZero-IF方式のテレビジョン受信機に内蔵される場合の例を説明する。この場合の受信装置の概略構成を図４に示す。この受信装置では、Zero-IF用の復号回路１６ｂが用いられ、また、受信機モード設定部１４からは、Zero-IF方式であることを示す制御信号Ｓ１４が出力される。
【００６６】
アンテナ１０で受信されたテレビジョン高周波信号は、バンドパス特性を有するＲＦフィルタ回路１１によってフィルタ処理が行われ、次に、低ノイズ増幅器(LNA)１２によって増幅される。低ノイズ増幅器１２によって増幅された受信信号は、Ｉ信号用ミキサ回路２０とＱ信号用ミキサ回路２１に入力される。
【００６７】
受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して、局部発振器３１および移相器３０は、受信信号とほぼ同じ周波数の一対の直交した局部発振信号を出力する。この一対の局部発振信号は、それぞれ、Ｉ信号用ミキサ回路２０，Ｑ信号用ミキサ回路２１に供給される。そしてＩ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１において、上記局部発振信号と低ノイズ増幅器１２からの信号とがミキシングされ、直交関係にあるベースバンド信号のＩ信号Ｓ２０とＱ信号Ｓ２１が生成される。
【００６８】
ＩＦフィルタ回路２７においては、受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３(図１参照)がＯＦＦになっている。これにより、ＩＦフィルタ回路２７は、図５(ｂ)に示す特性を有する複素フィルタとして動作する。Zero-IF方式ではイメージ信号が存在しないため、ＩＦフィルタ回路２７はイメージ信号を除去する必要はなく、ＬＰＦの特性を有するチャンネル選択フィルタとして動作する。
【００６９】
この結果、Ｉ信号用ミキサ回路２０,Ｑ信号用ミキサ回路２１の出力信号Ｓ２０,Ｓ２１は、ＩＦフィルタ回路２７によって不要波を除去された後、ＧＣＡ回路２３,２４で所定のレベルまで増幅される。
【００７０】
受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応答して、切替えスイッチＳＷ１,ＳＷ２はともにＯＮになっている。したがって、ＧＣＡ回路２３の出力信号Ｓ２３とＧＣＡ回路２４の出力信号Ｓ２４とがチューナ回路１３ｂより出力され、Zero-IFの信号を処理するZero-IF用復号回路１６ｂに与えられる。Zero-IF用復号回路１６ｂにおいては、ＡＤ変換が行われ、ディジタル変換後のデータをもとにしたさまざまな処理が続いて行われる。
【００７１】
また、Zero-IF用復号回路１６ｂは、入力信号であるＧＣＡ回路２３,２４の出力信号Ｓ２３,Ｓ２４の強度に応じた信号Ｓ１６ｂを出力しており、この信号Ｓ１６ｂがＧＣＡ回路２３,２４にフィードバックして供給される。ＧＣＡ回路２３,２４は、この信号Ｓ１６ｂに応じて利得制御を行い、チューナ回路１３ｂの出力信号であるＧＣＡ回路２３,２４の出力信号Ｓ２３,Ｓ２４のレベルを一定にするような動作をしている。
【００７２】
なお、日本のISDB-T，欧州のDVB-T，アメリカ合衆国のATSCのテレビジョン受信機では、従来例(特許文献１)に示す通信方式のような間欠受信動作はしておらず、連続受信動作である。このため、テレビジョン受信機でのZero-IF方式では、通信方式のZero-IF方式のように各ブロック間をＨＰＦで結合していたとしても、起動時間が長くて問題になるようなことはない。また、ＨＰＦの代わりに、ＤＣオフセット除去のためのオフセット電圧除去回路を用いた構成も有効である。
【００７３】
以上のように、図１のフィルタ回路２７を搭載した受信装置では、Low-IF方式のテレビジョン受信機に内蔵される場合(図３)もZero-IF方式のテレビジョン受信機に内蔵される場合(図４)もチューナ回路１３ｂの構成自体は同じである。受信機モード設定部１４からの制御信号Ｓ１４に応じてチューナ回路１３ｂ内の所定部分(局部発振器３１の出力信号の周波数，切替えスイッチＳＷ１,ＳＷ２のON/OFF，フィルタ回路２７内の切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３のON/OFF）が切り替わることにより、Low-IF方式，Zero-IF方式の両方に対応できるようになっている。
【００７４】
また、図６に示した従来例(特許文献１)のチューナ回路１３ａでは、ミキサ回路(２０,２１),２５、局部発振器３１,３２、フィルタ回路２２,２６がそれぞれ複数設けられているのに対して、本実施形態のチューナ回路１３ｂによればそれぞれ１つでよい。したがって、回路面積の低減、ノイズの改善、回路電流の減少を実現できる。さらに、スプリアスやＩＱミスマッチなどの特性改善を実現できる。
【００７５】
なお、上記実施形態では、図１のフィルタ回路２７の適用例として、受信信号を映像信号と音声信号に復調するディジタルＴＶ用受信装置を例に挙げて説明したが、Low-IF方式とZero-IF方式の切替え機能を有するあらゆる受信装置(通信分野など)に適用できることは言うまでもない。
【００７６】
また、上記実施形態の受信装置では、受信信号がアンテナ１０から入力される例を示したが、受信信号がケーブルを介して入力される場合に対しても適用できることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
以上説明したように、本発明は、Low-IF方式とZero-IF方式の切替えを、素子数が非常に少ない構成によって実現することができ、例えば、テレビジョン受信機や通信端末の分野に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の実施形態によるフィルタ回路の内部構成を示す回路図である。
【図２】図１のフィルタ回路を搭載した受信装置の概略構成を示す図である。
【図３】Low-IF方式の受信装置の構成を示す図である。
【図４】Zero-IF方式の受信装置の構成を示す図である。
【図５】(ａ)Low-IF方式のフィルタ帯域特性の一例を示す図である。(ｂ)Zero-IF方式のフィルタ帯域特性の一例を示す図である。
【図６】従来の受信装置の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
【００７９】
１０ アンテナ
１１ ＲＦフィルタ
１２ ＬＮＡ
１３ａ,１３ｂ チューナ回路
１４ 受信機モード設定部
１５ 復号回路
１６ Low-IF用またはZero-IF用の復号回路
１６ａ Low-IF用復号回路
１６ｂ Zero-IF用復号回路
２０ Ｉ信号用ミキサ回路
２１ Ｑ信号用ミキサ回路
２２ フィルタ回路
２３,２４ ＧＣＡ回路
２５ ミキサ回路
２６ フィルタ回路
２７ ＩＦフィルタ回路
３０ 移相器
３１,３２ 局部発振器
５０,５１ コモンモードフィードバックを備えた演算増幅器
ＳＷ１〜ＳＷ４,ＳＷ１０〜ＳＷ１３ 切替えスイッチ
Ｒ２０〜Ｒ２３ 入力抵抗
Ｃ２０〜Ｃ２３ 帰還容量
Ｒ３０〜Ｒ３３ 帰還抵抗
Ｒ４０〜Ｒ４３ 抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交関係にある第１の差動信号および第２の差動信号を帯域制限するフィルタ装置であって、
前記第１の差動信号に対応した第１の反転入力端，第１の非反転入力端，第１の反転出力端および第１の非反転出力端と、前記第２の差動信号に対応した第２の反転入力端，第２の非反転入力端，第２の反転出力端および第２の非反転出力端とを有する複素アクティブフィルタ回路と、
前記第２の反転出力端から前記第１の反転入力端に至る経路に挿入され、外部からの制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第１の切替えスイッチと、
前記第２の非反転出力端から前記第１の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第２の切替えスイッチと、
前記第１の非反転出力端から前記第２の反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第３の切替えスイッチと、
前記第１の反転出力端から前記第２の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第４の切替えスイッチと、
を備え、
前記制御信号によって前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、帯域制限すべき帯域をLow-IF方式の帯域またはZero-IF方式の帯域に切替えることができるようにした、
ことを特徴とするフィルタ装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記複素アクティブフィルタ回路は、
前記第１の反転入力端および前記第１の非反転入力端を入力とし、前記第１の反転出力端および前記第１の非反転出力端を出力とする第１の平衡増幅器と、
前記第１の非反転入力端と前記第１の反転出力端との間に設けられて第１の帰還路を形成する第１のＣＲ回路と、
前記第１の反転入力端と前記第１の非反転出力端との間に設けられて第２の帰還路を形成する第２のＣＲ回路と、
前記第２の反転入力端および第２の非反転入力端を入力とし、前記第２の反転出力端および前記第２の非反転出力端を出力とする第２の平衡増幅器と、
前記第２の非反転入力端と前記第２の反転出力端との間に設けられて第３の帰還路を形成する第３のＣＲ回路と、
前記第２の反転入力端と前記第２の非反転出力端との間に設けられて第４の帰還路を形成する第４のＣＲ回路と、
前記第１の反転入力端と前記第２の反転出力端との間に前記第１の切替えスイッチと直列に接続された第１の抵抗と、
前記第１の非反転入力端と前記第２の非反転出力端との間に前記第２の切替えスイッチと直列に接続された第２の抵抗と、
前記第２の反転入力端と前記第１の非反転出力端との間に前記第３の切替えスイッチと直列に接続された第３の抵抗と、
前記第２の非反転入力端と前記第１の反転出力端との間に前記第４の切替えスイッチと直列に接続された第４の抵抗と、
を備える、
ことを特徴とするフィルタ装置。
【請求項３】
受信信号を直交関係にある第１の差動信号および第２の差動信号に直交変換するミキサ回路と、
前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号を帯域制限するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号のいずれか一方,または,両方を外部へ出力するスイッチ回路とを備えた受信装置であって、
前記ミキサ回路は、
外部からの制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記受信信号に対してオフセットされた周波数の信号で前記受信信号を直交変換し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記受信信号と同じ周波数の信号で前記受信信号を直交変換し、
前記フィルタ回路は、
前記第１の差動信号に対応した第１の反転入力端，第１の非反転入力端，第１の反転出力端および第１の非反転出力端と、前記第２の差動信号に対応した第２の反転入力端，第２の非反転入力端，第２の反転出力端および第２の非反転出力端とを有する複素アクティブフィルタ回路と、
前記第２の反転出力端から前記第１の反転入力端に至る経路に挿入され、外部からの制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第１の切替えスイッチと、
前記第２の非反転出力端から前記第１の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第２の切替えスイッチと、
前記第１の非反転出力端から前記第２の反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第３の切替えスイッチと、
前記第１の反転出力端から前記第２の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第４の切替えスイッチと、
を備え、
前記制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号に含まれるイメージ信号と隣接チャンネルの信号とを除去するLow-IFの帯域を有する複素フィルタ回路を構成し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号に含まれる隣接チャンネルの信号を除去するZero-IFの帯域を有するＬＰＦ回路を構成し、
前記スイッチ回路は、
前記制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号のいずれか一方を外部へ出力し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号の両方を外部へ出力する、
ことを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項３において、
Low-IF方式を示す前記制御信号またはZero-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号する復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする受信装置。
【請求項５】
請求項３において、
Low-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号するLow-IF用復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項３において、
Zero-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号するZero-IF用復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１】
直交関係にある第１の差動信号および第２の差動信号を帯域制限するフィルタ装置であって、
前記第１の差動信号に対応した第１の反転入力端，第１の非反転入力端，第１の反転出力端および第１の非反転出力端と、前記第２の差動信号に対応した第２の反転入力端，第２の非反転入力端，第２の反転出力端および第２の非反転出力端とを有する複素アクティブフィルタ回路と、
前記第２の反転出力端から前記第１の反転入力端に至る経路に挿入され、外部からの制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第１の切替えスイッチと、
前記第２の非反転出力端から前記第１の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第２の切替えスイッチと、
前記第１の非反転出力端から前記第２の反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第３の切替えスイッチと、
前記第１の反転出力端から前記第２の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第４の切替えスイッチと、
を備え、
前記制御信号によって前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、帯域制限すべき帯域をLow-IF方式の帯域またはZero-IF方式の帯域に切替えることができるようにした、
ことを特徴とするフィルタ装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記複素アクティブフィルタ回路は、
前記第１の反転入力端および前記第１の非反転入力端を入力とし、前記第１の反転出力端および前記第１の非反転出力端を出力とする第１の平衡増幅器と、
前記第１の非反転入力端と前記第１の反転出力端との間に設けられて第１の帰還路を形成する第１のＣＲ回路と、
前記第１の反転入力端と前記第１の非反転出力端との間に設けられて第２の帰還路を形成する第２のＣＲ回路と、
前記第２の反転入力端および第２の非反転入力端を入力とし、前記第２の反転出力端および前記第２の非反転出力端を出力とする第２の平衡増幅器と、
前記第２の非反転入力端と前記第２の反転出力端との間に設けられて第３の帰還路を形成する第３のＣＲ回路と、
前記第２の反転入力端と前記第２の非反転出力端との間に設けられて第４の帰還路を形成する第４のＣＲ回路と、
前記第１の反転入力端と前記第２の反転出力端との間に前記第１の切替えスイッチと直列に接続された第１の抵抗と、
前記第１の非反転入力端と前記第２の非反転出力端との間に前記第２の切替えスイッチと直列に接続された第２の抵抗と、
前記第２の反転入力端と前記第１の非反転出力端との間に前記第３の切替えスイッチと直列に接続された第３の抵抗と、
前記第２の非反転入力端と前記第１の反転出力端との間に前記第４の切替えスイッチと直列に接続された第４の抵抗と、
を備える、
ことを特徴とするフィルタ装置。
【請求項３】
受信信号を直交関係にある第１の差動信号および第２の差動信号に直交変換するミキサ回路と、
前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号を帯域制限するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号のいずれか一方,または,両方を外部へ出力するスイッチ回路とを備えた受信装置であって、
前記ミキサ回路は、
外部からの制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記受信信号に対してオフセットされた周波数の信号で前記受信信号を直交変換し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記受信信号と同じ周波数の信号で前記受信信号を直交変換し、
前記フィルタ回路は、
前記第１の差動信号に対応した第１の反転入力端，第１の非反転入力端，第１の反転出力端および第１の非反転出力端と、前記第２の差動信号に対応した第２の反転入力端，第２の非反転入力端，第２の反転出力端および第２の非反転出力端とを有する複素アクティブフィルタ回路と、
前記第２の反転出力端から前記第１の反転入力端に至る経路に挿入され、外部からの制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第１の切替えスイッチと、
前記第２の非反転出力端から前記第１の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第２の切替えスイッチと、
前記第１の非反転出力端から前記第２の反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第３の切替えスイッチと、
前記第１の反転出力端から前記第２の非反転入力端に至る経路に挿入され、前記制御信号に応答して当該経路を導通／遮断する第４の切替えスイッチと、
を備え、
前記制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号に含まれるイメージ信号と隣接チャンネルの信号とを除去するLow-IFの帯域を有する複素フィルタ回路を構成し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記第１〜第４の切替えスイッチのON/OFFを制御することにより、前記ミキサ回路からの第１の差動信号および第２の差動信号に含まれる隣接チャンネルの信号を除去するZero-IFの帯域を有するＬＰＦ回路を構成し、
前記スイッチ回路は、
前記制御信号がLow-IF方式を示すときは、前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号のいずれか一方を外部へ出力し、
前記制御信号がZero-IF方式を示すときは、前記フィルタ回路によって帯域制限された第１の差動信号および第２の差動信号の両方を外部へ出力する、
ことを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項３において、
Low-IF方式を示す前記制御信号またはZero-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号する復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする受信装置。
【請求項５】
請求項３において、
Low-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号するLow-IF用復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項３において、
Zero-IF方式を示す前記制御信号を前記ミキサ回路，前記フィルタ回路，前記スイッチ回路に与えるモード設定部と、
前記スイッチ回路から出力される信号を復号するZero-IF用復号回路と、
をさらに備えることを特徴とする受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００９−１４７５２６（Ｐ２００９−１４７５２６Ａ）
【公開日】平成２１年７月２日（２００９．７．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−３２０９２９（Ｐ２００７−３２０９２９）
【出願日】平成１９年１２月１２日（２００７．１２．１２）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年７月２日（２００９．７．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１２月１２日（２００７．１２．１２）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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