三相可変速モータ駆動用モータ駆動装置
【課題】広いトルク範囲及び広い速度範囲をもつ三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置の昇圧比を低減する。
【解決手段】DCDCコンバータ８は三相全波整流波形の最大相間電圧(Vx)をインバータ４に供給する。三相インバータ４は可変速モータ６を駆動する。インバータ４の一つのレグの上アームスイッチがターンオンされ、インバータ４のもう一つのレグの下アームスイッチがターンオンされ、インバータ４の残る一つのレグがPWMスイッチングされる。PWMスイッチングされるレグは順番に変更される。好ましくはトルクが小さく、低速の場合に、一相のPWMスイッチングに換えて複数相をスイッチングする既存のPWM法が採用される。
【解決手段】DCDCコンバータ８は三相全波整流波形の最大相間電圧(Vx)をインバータ４に供給する。三相インバータ４は可変速モータ６を駆動する。インバータ４の一つのレグの上アームスイッチがターンオンされ、インバータ４のもう一つのレグの下アームスイッチがターンオンされ、インバータ４の残る一つのレグがPWMスイッチングされる。PWMスイッチングされるレグは順番に変更される。好ましくはトルクが小さく、低速の場合に、一相のPWMスイッチングに換えて複数相をスイッチングする既存のPWM法が採用される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は三相可変速モータ駆動、好適には、車両駆動用の永久磁石モータ駆動用のモータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両駆動モータはたとえば０から１００００ｒｐｍといった広い回転速度範囲を必要とする。車両駆動モータの回転速度は車両速度に比例する。モータのステータ巻線は電磁誘導原理によりモータ回転速度に比例する発電電圧(EMF)を誘起する。特に、永久磁石型同期モータは高速回転時に大きなEMFを誘起する。モータトルクはモータ電流に比例する。したがって、インバータはモータ電流を維持するために高速回転時に車両駆動モータに高電圧を印加せねばならない。
【０００３】
インバータに昇圧電圧を印加するチョッパ型昇圧DC/DCコンバータは高速回転時に永久磁石モータを駆動することができる。けれども、チョッパ型昇圧DC/DCコンバータはパルス形状の昇圧電圧を出力する。昇圧電圧のデユーティ比は昇圧電圧値が増大する時に減少する。それは、モータに供給される昇圧電力が高速回転時に減少することを意味する。モーター駆動装置の昇圧電圧を増加するために、昇圧電圧の昇圧比を低減することが望まれている。
【０００４】
グリッド接続式電圧型三相インバータの単相PWMスイッチング法(SPSM) が下記の非特許文献に提案されている。
【０００５】
このSPSM法はコンバータのDC入力電力を一定に制御する。図１に示されるSPSM法は公知の一定のDCリンク電圧の代わりに、グリッドに接続された三相インバータ４０に周期変化電圧を印加する昇圧DC/DCコンバータ80をもつ。インバータ４０は三相ローパルフィルタ１００を通じてグリッドネットワーク２００に三相電圧を出力する。昇圧コンバータ８０の最大相間電圧はインバータ４０に印加される。DCリンクバスラインに接続された平滑キャパシタ８Dは小さい容量をもつ。DC電源７０はチョッパ型昇圧コンバータ８０のリアクトル９０にDC電圧を印加する。
【０００６】
三相インバータの一相のレグだけが所定期間だけPWMスイッチングされる。もう一相のレグの上アームスイッチと残る一相のレグの下アームスイッチがこの期間にオン状態を維持する。昇圧型DC/DCコンバータからインバータに印加される周期変化電圧は三相全波整流波形をもつ。更に、PWM制御されるレグは順番に変更される。
【０００７】
SPSM法に関する上記記載では、直流電源から昇圧型DC/DCコンバータ及びグリッド接続インバータを通じてグリッド網に供給される直流入力電力は一定に制御される。グリッド網の最大相間電圧の瞬時値は直流電源の電圧値よりも大きい。結局、可変速モータ駆動用モーター駆動装置にSPSM法を採用することは難しい。可変速モータとりわけ車両モータは広い回転速度範囲及び広いモータトルク範囲をもつ。その結果として、可変速モータに印加する三相電圧は広い振幅範囲を持たねばならない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
単相PWM制御法のスイッチング損失低減、電気学会、4-029, 2009.
【発明の概要】
【０００９】
本発明の一つの目的は広いトルク範囲及び広い速度範囲をもつ三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置の昇圧比を低減することにある。本発明のもう一つの目的は広いトルク範囲及び広い速度範囲をもち、効率が優れる三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置を提供することにある。本発明のもう一つの目的は広いトルク範囲及び広い速度範囲をもち、効率が優れ、サージ電力が小さい三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置を提供することにある。
本発明において、三相可変速モータは上記のSPSM法で駆動される昇圧式の電圧形インバータにより運転される。高速回転域において、誘起モータ電圧の増大によりモータ電流は減る。したがって、昇圧比は高速回転時に増大されねばならない。けれども、昇圧コンバータの出力期間が減少するために昇圧型DC/DCコンバータインバータにより供給されるモータ電流は減ってしまう。その結果、モータ電流に比例するモータトルクは高速回転時に減少する。
【００１０】
公知のモーター駆動装置と比べて、本発明のモーター駆動装置の昇圧比が減少できることがわかった。その結果、高速回転時に可変速モータにより多くの電力を供給することができる。すなわち、本発明のモーター駆動装置は既知のモーター駆動装置に比べて低い昇圧比をもつことが可能である。
【００１１】
本発明の昇圧コンバータは三相インバータに最大相間電圧(Vx)を印加する。相間電圧とは、三相電圧のうちの２つの相電圧間の電圧を意味する。最大相間電圧(Vx)は一つの相電圧の２倍よりも小さい。その結果、コンバータの昇圧比を約１５ー２０％だけ小さくすることができる。
【００１２】
昇圧比が減少するので、昇圧コンバータの電圧出力期間が増加する。可変速モータのモータトルクはモータに供給される電流に比例する。結局、本発明の可変速モータは SPSM法を採用することにより、高速回転時に強いトルクを発生することができる。
【００１３】
SPSM法の追加説明が以下に説明される。最大相間電圧(Vx)は６０度ごとに変更される。一つのレグである三相インバータの一相のハーフブリッジだけがPWMスイッチングされる。PWMスイッチングされるレグは電気角６０度毎に順番に変更される。それぞれハーフブリッジである他の２つの固定レグは、 PWMスイッチングされない。
【００１４】
本発明の三相インバータは一つの相のハーフブリッジのPWMスイッチングにより対称三相電圧、好ましくは正弦波三相電圧を出力する。その結果、三相インバータのスイッチング損が低減される。一つのPWMキャリヤ周期において、伝統的なインバータの１２回のスイッチング動作の代わりに４回のスイッチング動作が実行される。昇圧コンバータは三相全波整流波形の昇圧電圧を出力する。
【００１５】
PWMレグの制御のために電気角６０度ごとにデユーティ比増加モードとデユーティ比減少モードとが交互に実行される。デユーティ比増加モードにおいて、PWMデユーティ比は０％から１００％に連続的に増加する。デユーティ比減少モードにおいて、PWMデユーティ比は１００％から０％に連続的に減少する。最大相間電圧(Vx)を出力するための一対のレグは、電気角６０度毎に順番に変更される。
【００１６】
好適態様によれば、三相可変速モータはロータに固定された永久磁石をもつ。コンバータは単レグスイッチングモードにおいて、モータ誘起電圧よりも大きな最大相間電圧(Vx)をインバータに印加する。その結果、 モーター駆動装置はたとえモータが高速回転していても単レグスイッチングモードすなわちSPSM法を実行することができる。
【００１７】
好適態様によれば、 SPSM法で駆動される本発明のモーター駆動装置は受け取ったモータのトルク指令値(Tr)及検出したモータの回転速度 (ω）に応じて昇圧コンバータのデユーティ比を変更する。その結果、 SPSM法で駆動されるモーター駆動装置はたとえ回転速度及びトルク指令値が広範囲に変化しても円滑に要求トルクを発生することができる。
【００１８】
好適態様によれば、コントローラは最大相間電圧(Vx)、ロータ回転角(θ)、トルク指令値(Tr)及び回転速度(ω）の間の関係を保持する表を有する。コントローラはロータ回転角(θ), トルク指令値(Tr)及び回転速度(ω）の検出値に基づいて最大相間電圧(Vx)を決定する。その結果、SPSM法を用いる可変速モータは要求回転速度で要求トルクを円滑に発生する。
【００１９】
好適態様によれば、コンバータはリアクトルとハーフブリッジとをもつ。ハーフブリッジは直列接続された上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子を有する。上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子の各一端はリアクトルを通じて電力供給装置に接続される。上アームスイッチング素子の他端は高電位バスラインを通じてインバータに接続される。下アームスイッチング素子の他端は低電位バスラインを通じて電力供給装置及びインバータに接続される。上記したチョッパタイプの昇圧コンバータは簡単な構成をもち、双方向コンバータとして運転されることができる。その結果、モータは減速時に電源を充電することができる。
【００２０】
好適態様によれば、コントローラはコンバータ及びインバータの制御のために単レグスイッチングモード及び複数相レグスイッチングモードをもつ。複数相レグスイッチングモードは本質的に三相モータの伝統的なPWMスイッチング動作と同じである。たとえば、複数相レグスイッチングモードの一つは伝統的な三相PWMスイッチング動作である。三相インバータの３つのレグが伝統的な三相スイッチング動作によりPWMスイッチングされる。複数相レグスイッチングモードの他の一つは公知の２相変調法又は公知の瞬時ベクトル法である。三相インバータの二つのレグは２相変調法又は瞬時ベクトル法によりPWMスイッチングされる。
【００２１】
単レグスイッチングモードは最大相間電圧(Vx)の指令値が電力供給装置の電圧よりも大きい時に採用される。複数相レグスイッチングモードは最大相間電圧(Vx)の指令値が電力供給装置の電圧よりも小さい時に採用される。したがって、SPSM法により運転されるモーター駆動装置はたとえモータ電圧が電源電圧より小さくても、公知の複数相レグスイッチングモードにより駆動されることができる。その結果として、SPSM法を用いるモーター駆動装置はたとえ三相電圧が小さくても可変速モータに三相電圧を印加することができる。
【００２２】
好適態様によれば、単レグスイッチングモードでは、一つのスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子はコンバータが昇圧電圧を出力しない期間内にてターンオフされる。好適態様によれば、単レグスイッチングモードでは、一つのスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子はコンバータが昇圧電圧を出力する期間内にてターンオンされる。その結果、PWMスイッチングされるレグは優れた効率で運転される。
【００２３】
更なる詳細説明が以下に記載される。SPSM法の一つの欠点はコンバータとインバータとの間の高電位バスラインの大きな電位変動である。コンバータとインバータとの間の伝統的な高電位バスラインは大容量の平滑キャパシタに接続される。本発明では、最大相間電圧(Vx)を急速に変化させるために、大容量の平滑キャパシタは高電位バスラインに接続されることができない。その結果、高電位バスラインの電圧リップルは三相インバータのPWMスイッチングされるレグから印加される小振幅相間電圧(Vy)に悪影響を与える。
【００２４】
一例において、PWMスイッチングされるレグは昇圧コンバータが最大相間電圧(Vx)を出力する間だけ小振幅相間電圧(Vy)を出力するためのPWMスイッチングを行う。PWMスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子のターンオン期間は最大相間電圧(Vx)を出力する昇圧コンバータの出力期間よりも短い。したがって、PWMスイッチングされるレグは高電位バスラインの低下時に出力しない。その結果として、小振幅相間電圧(Vy)の電圧リップルは低減される。
【００２５】
好適態様によれば、一つのPWMスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子はコンバータの下アームスイッチのターンオンとオーバーラップする期間にターンオフされる。その結果、電圧ノイズを低減することができる。好適態様によれば、一つのPWMスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子はコンバータの下アームスイッチのターンオフとオーバーラップする期間にターンオンされる。その結果、電圧ノイズを低減することができる。
【００２６】
好適態様によれば、コンバータ及びインバータは導体板からなる高電位バスライン (１００)を通じて接続される。インバータ及びコンバータの各上アームスイッチング素子及び各上アームフリーホィーリングダイオードはこの導体板に固定される。コンバータの上アームスイッチング素子及びフリーホィーリングダイオードはインバータの各上アームスイッチング素子及び各フリーホィーリングダイオードに囲まれている。その結果、インバータのスイッチングにより生じる高電位バスライン（１００）のサージノイズは低減される。なぜなら、短い高電位バスラインのインダクタンスが低減されるからである。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】図１は、SPSM法で運転される公知のグリッド接続三相インバータのブロック回路図である。
【図２】図２は、三相可変速モータを駆動するモーター駆動装置を示すブロック回路図である。
【図３】図３は、三相インバータの６つのスイッチング状態を示す模式接続図である。
【図４】図４は、三相インバータの６つのゲート電圧パターンを示す図である。
【図５】図５は、三相インバータの一つのPWMキャリヤ期間を示すタイミングチャートである。
【図６】図６は、三相インバータによってモーターに印加される三相電圧を示すタイミングチャートである。
【図７】図７は、コンバータによりインバータに印加される最大相間電圧を示すタイミングチャートである。
【図８】図８は、三相インバーターコンバータを制御するコントローラのブロック図である。
【図９】図９は、最大相間電圧及び小振幅相間電圧のベクトル図である。
【図１０】図１０は、コンバータが最大相間電圧を出力し、かつ、三相インバータのスイッチングされる相レグがターンオフされる状態を示す回路図である。
【図１１】図１１は、コンバータが最大相間電圧を出力し、かつ、三相インバータのスイッチングされる相レグがターンオンされる状態を示す回路図である。
【図１２】図１２は、コンバータが最大相間電圧を出力せず、かつ、三相インバータのスイッチングされる相レグがターンオフされる状態を示す回路図である。
【図１３】図１３は、コンバータ及びスイッチングされるレグのタイミングチャートである。
【図１４】図１４は、コンバータ及びスイッチングされるレグのタイミングチャートである。
【図１５】図１５は、コンバータ及びスイッチングされるレグのもう一つのタイミングチャートである。
【図１６】図１６は、PWM法の一例としての誤差追従PWM法を示すタイミングチャートである。
【図１７】図１７は、誤差追従PWM法を実施する回路図である。
【図１８】図１８は、可変速モータの運転制御を示すフローチャートである。
【図１９】図１９は、コンバータからの各種波形パターンを示すタイミングチャートである。
【図２０】図２０は、モーター駆動装置の各スイッチと各フリーホィーリングダイオードング素子の配列を示す平面図である。
【図２１】図２１は、図２０に示されるモーター駆動装置の模式断面図である。
【図２２】図２２は、図２０に示されるモーター駆動装置の断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
この実施例のSPSM駆動式モーター駆動装置が図面を参照して説明される。図１はSPSM駆動式モーター駆動装置の回路図である。このモーター駆動装置は三相インバータ４、平滑キャパシタ５、チョッパ型昇圧DC/DCコンバータ８、コントローラ９、三相平滑キャパシタ回路１０を有している。バッテリ７の直流電圧はコンバータ８に印加される。インバータ４は車両駆動用の三相同期モータ６に三相電圧を出力する。モータ６は星形結線されたU相巻線６U、V相巻線６V、W相巻線６Wを有する。三相平滑キャパシタ回路１０の各キャパシタはモータ６の三相巻線の各端子に個別に接続されている。
【００２９】
三相インバータ４はU相レグ１、V相レグ２、W相レグ３をもつ。各レグはハーフブリッジにより構成されている。U相レグ１は直列接続された上アームスイッチ１１と下アームスイッチ１２とをもつ。V相レグ２は直列接続された上アームスイッチ２１と下アームスイッチ２２とをもつ。W相レグ３は直列接続された上アームスイッチ３１と下アームスイッチ３２とをもつ。各スイッチは互いに並列接続されたトランジスタとフリーホィーリングダイオードからなる。三相インバータ４は三相交流モータ６を駆動する。
【００３０】
昇圧型DC/DCコンバータ８はバッテリ電圧Vbを、周期変動するDCリンク電圧Vｘに変更する。コンバータ８は、高電位バスライン１００及び低電位バスライン１０１を通じて三相インバータ４にDCリンク電圧Vxを出力する。コンバータ８はインバータ４に印加されるDCリンク電圧Vxの振幅を周期的に変更する。
【００３１】
インバータ４のSPSM動作が図３を参照して説明される。図３はステージA-Fをもつ。電気角３６０度は、６つのステージA-Fに分割される。それぞれ電気角６０度をもつステージA-Fは検出されたロータ角度に応じて順番に選択される。ステージA-Fのそれぞれにおいて、２つのハーフブリッジの４つのスイッチは一定の状態を保持する。ステージA-Fのそれぞれにおいて、一つのハーフブリッジの２つのスイッチだけが正弦波の小振幅相間電圧(Vy)を形成するためにPWMスイッチングされる。以下、PWMスイッチングされるハーフブリッジはPWMスイッチレグと呼ばれる。他の２つのハーフブリッジは固定レグと呼ばれる。
【００３２】
V相レグ２はステージA及びDにおいてPWMスイッチレグである。W相レグ３はステージB及びEにおいてPWMスイッチレグである。U相レグ１はステージC及びFにおいてPWMスイッチレグである。PWMスイッチレグの上アームスイッチ及び下アームスイッチはPWMスイッチングされる。
【００３３】
ステージAにおいて、U相レグ１の上アームスイッチ１１及びW相レグ３の下アームスイッチ３２がターンオンされる。その結果、最大相間電圧(Vx)がU相巻線６UとW相巻線６Wとに印加される。ステージAにおいて、U相レグ１とW相レグ３は固定レグである。
【００３４】
ステージA-Fはロータ角センサにより検出されたロータ角に応じて決定される。ロータ角の検出に換えて、ステージA-Fは相巻線６U、６V及び６Wの誘起相電圧により決定されることができる。誘起されるU相電圧が最大なら、ステージはA又はDである。誘起されるV相電圧が最大なら、ステージはB又はEである。誘起されるW相電圧が最大なら、ステージはC又はFである。
【００３５】
図３において、U相レグ１はU相電圧Vuを出力する。 V相レグ２はV相電圧Vvを出力する。W相レグ３はW相電圧Vwを出力する。３つの相電圧Vu、Vv及びVwの間から選択される２つの相電圧間の電圧は、相間電圧と呼ばれる。最大振幅をもつ相間電圧は、最大相間電圧(Vx)と呼ばれる。
【００３６】
図４はステージAーFにおける三相インバータ４のスイッチ１１ー１２、２１ー２２及び３１ー３２の状態を示す。ゲート電圧UUはスイッチ１１に印加される。ゲート電圧ULはスイッチ１２に印加される。ゲート電圧VUはスイッチ２１に印加される。ゲート電圧VLはスイッチ２２に印加される。ゲート電圧WUはスイッチ３１に印加される。ゲート電圧WLはスイッチ３２に印加される。インバータ４の各スイッチは、６０度期間だけPWMスイッチングされる。次の１２０度期間において、各スイッチは、ターンオフされて冷却される。したがって、各スイッチの温度上昇は抑制される。
【００３７】
図５はステージAの一つのPWMキャリヤ期間TPにおけるインバータ４の６つのスイッチに印加されるゲート電圧の波形を示す。PWMキャリヤ期間TPにおいて、スイッチ１１、３２がターンオンされ、スイッチ１２、３１がターンオフされる。 V相レグのスイッチ２１、２２はPWMスイッチングされる。
【００３８】
PWMスイッチレグの２つのスイッチの一つは６０度期間において０％から１００％まで連続的に変化するデユーティ比を有する。PWMスイッチレグの２つのスイッチの他の一つは６０度期間において１００％から０％まで連続的に変化するデユーティ比を有する。
【００３９】
コンバータ８のSPSM動作が図２、図６を参照して説明される。図６はモータ６に印加される三相正弦波電圧を示す。コンバータ８は最大相間電圧(Vx)であるDCリンク電圧Vxをインバータ４に出力する。
【００４０】
チョッパ型昇圧コンバータ８の昇圧動作自体は良く知られている。下アームスイッチ８Fのターンオンにより、リアクトル８Cは磁気エネルギーを蓄積する。下アームスイッチ８Fのターンオフにより、昇圧電圧がリアクトル８Cはスイッチ８Eを通じて高電位バスライン１００に印加される。
【００４１】
平滑キャパシタ５は高電位バスライン１００とバッテリ７の正極端とを接続している。上アームスイッチ１１、２１及び３１がターンオフする時に、平滑キャパシタ５はサージエネルギーを吸収する。更に、平滑キャパシタ５は高電位バスライン１００の電圧リップルを吸収する。ただし、大容量の平滑キャパシタ５は最大相間電圧(Vx)の変化を規制する。
【００４２】
コントローラ９はモータトルク指令値とロータ角検出値に基づいて正弦波の最大相間電圧(Vx)を出力するために、コンバータ８のデユーティ比Dｘを算出する。コントローラ９はPWMフイードバック制御法でコンバータ８を制御することができる。更に、コントローラ９はモータトルク指令値とロータ角検出値に基づいて正弦波の小振幅相間電圧(Vy)を出力するために、インバータ４のデユーティ比Dｙを算出する。最大相間電圧(Vx)及び小振幅相間電圧(Vy)が図６に示される。
【００４３】
図６に示されるように、最大相間電圧(Vx)は電気角６０度毎に順番に変更される。３０度から９０度までのステージAでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vu-Vwである。９０度から１５０度までのステージBでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vu-Vvである。１５０度から２１０度までのステージCでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vw-Vvである。
【００４４】
２１０度から２７０度までのステージDでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vw-Vuである。２７０度から３３０度までのステージEでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vv-Vuである。３３０度から３０度までのステージFでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vv-Vwである。
【００４５】
最大相間電圧(Vx)は図７に示される波形をもつ。最大相間電圧(Vx)の波形は三相電圧の全波整流波形に等しい。一相電圧の最大値を１とすれば、最大相間電圧(Vx)の値は、１．５-１．７３になる。
【００４６】
従って、コンバータ８の昇圧比はコンバータ及びインバータをもつ既存のモーター駆動装置の昇圧比の７５-８６．５％となる。その結果、コンバータ８の上アームスイッチ８Eは既存のモーター駆動装置よりも高いデユーティ比をもつことができる。たとえば、バッテリ電圧Vbが２５０Vである時、既存のモーター駆動装置のコンバータは７００Vを出力するとする。昇圧比は２．８である。一方、この実施例のモーター駆動装置のコンバータは５２５-６０５Vを出力すればよい。両方のモーター駆動装置の最大相間電圧(Vx)は等しい。したがって、両方のモーター駆動装置は最大相間電圧(Vx)は等しい。したがって、両モーター駆動装置のコンバータは等しい出力電流値をもつ。
【００４７】
各ステージA-Fにおいて、最大相間電圧(Vx)は部分正弦波波形をもつ。その結果、図６に示されるように、一相だけが正弦波波形を出力するためにPWMスイッチングされる。小振幅相間電圧(Vy)の値は、最大相間電圧(Vx)の値の0％から１００％へ、そして１００％から０％へ交互に変更される。
【００４８】
コントローラ９のメモリは、小振幅相間電圧(Vy)を決定するために、相対デユーティ比Dzとロータ回転角との間の関係を保持するマップを有している。相対デユーティ比DzはDy/Dxに等しい。相対デユーティ比Dzは小振幅相間電圧(Vy)と最大相間電圧(Vx)との間の相対的な振幅比率を示す。PWMレグを構成するハーフブリッジはこのPWMデユーティ比DｚでPWMスイッチングされる。
【００４９】
コントローラ９は検出したロータ角度θに基づいてマップから相対デユーティ比Dzを読みとる。マップは各ロータ角度毎に相対デユーティ比Dzを記憶している。PWMレグの上アームスイッチ１１、２１及び３１は相対デユーティ比DzでPWMスイッチングされる。PWMレグの下アームスイッチ１２、２２及び３２は相対デユーティ比1-DzでPWMスイッチングされる。これにより、三相インバータ４の一相レグのPWMスイッチングのみにより、三相電圧Vu、 Vv、Vwが決定されることになる。
【００５０】
図８はコントローラ９のブロック図の一部を示す。コントローラ９はステージ決定回路１０A、 波形発生回路１０B、１０D及びPWM信号発生回路１０C及び１０Eを有する。ステージ決定回路１０Aはロータ角θに基づいて現在のステージを決定する。メモリの中の図４に示されるマップはこの決定に用いられる。波形発生回路10Bはロータ角θに基づいてPWM相レグのための相対デユーティ比DzをもつPWM信号を発生する。PWM信号発生回路10Cは決定されたステージ、決定されたPWM信号に基づいて各６０度期間毎にPWMゲート電圧UU, UL, VU, VL, WU 及びWLを発生する。
【００５１】
波形発生回路10DはDCDCコンバータ８Bのデユーティ比Dxを発生する。最大相間電圧(Vx)の波形は図４に示されるように変化する。最大相間電圧(Vx)は検出されたロータ角θ及びトルク指令値Tiに基づいて決定される。PWM信号発生回路１０EはDCDCコンバータ８BのためにPWMゲート電圧を発生する。
【００５２】
電圧Vx、Vyが図９にベクトル表示されている。
Vu = Vm sin ωt
Vv = Vm (sin ωt-2π/3)
Vw = Vm (sin ωt+2π/3)
Vx = Vu - Vw = 1.73 * Vm * sin(ωt-2π/3) = 1.73 * Vm * Dx
Vy = Vv - Vw = 1.73 * Vm * sin(ωt-π/2) = 1.73 * Vm * Dy
最大相間電圧(Vx)のPWMデユーティ比Dxは正弦波関数sin(ωt-2π/3)で示される。小振幅相間電圧(Vy)のPWMデユーティ比Dyは正弦波関数sin(ωt-π/2)で示される。したがって、相対デユーティ比Dz= Dy/Dxは、次の式を算出することにより得られる。
Dz = sin(ωt-π/2) / sin(ωt-2π/3)
【００５３】
予め算出されたデユーティ比Dx及びDzはメモリのマップに記載されている。従って、デユーティ比Dx、Dyはロータ角θ＝ωtを用いることによりマップから取り出される。最大相間電圧(Vx)の指令値は１．７３ * Vmである。この指令値はモータトルク指令値に基づいて算出される。算出された最大相間電圧(Vx)の指令値は検出されたDCリンク電圧Vxと比較される。
【００５４】
コンバータ８のデユーティ比は比較結果によりフィードバック制御されることができる。更に、PWMレグの上アームスイッチ１１、２１、３１は相対デユーティ比DzでPWMスイッチングされる。PWMレグの下アームスイッチ１２、２２、３２は相対デユーティ比 1-DzでPWMスイッチングされる。
【００５５】
このSPSMモーター駆動装置の一例が図１０-図１３を参照して説明される。図１０-図１２はそれぞれ三相モータを駆動するモーター駆動装置の回路図を示す。装置は三相インバータ４及びコンバータ８を有する。三相インバータ４及び昇圧コンバータ８は図２に示されるインバータ４及びコンバータ８と同じである。
【００５６】
コンバータ８は直列接続された上アームスイッチ8E及び下アームスイッチ8Fをもつ。スイッチ８E及び８Fの接続点はバッテリ８Aの正極端にリアクトル８Cを通じて接続されている。平滑キャパシタ８Dは２つのDCリンクライン１００、１０１の間を接続する。良く知られたチョッパ型コンバータ８は双方向昇圧/降圧コンバータであり、昇圧電圧Vxを三相インバータ４に出力し、降圧電圧Vbをバッテリ８Aに出力する。
【００５７】
上記モーター駆動装置の動作が以下に説明される。図１０ー図１２はステージAにおける動作を示す。U相レグ１及びW相レグ３は固定レグである。V相レグ２はPWMレグである。図１０において、スイッチ８E、１１、 ２２及び３２はターンオンされる。昇圧電圧Vxはスイッチ１１に電流 Iを供給する。電流IはU相電流Iuに相当する。スイッチ２２はフリーホィーリング電流であるV相電流を流す。図１１において、スイッチ８E、１１、 ２１及び３２はターンオンされる。昇圧電圧Vxはスイッチ１１及び２１に電流 Iを供給する。従って、電流IはU相電流IuとV相電流Iｖとの和に相当する。
【００５８】
図１２において、スイッチ８F、１１、 ２２及び３２はターンオンされる。リアクトル８Cは磁気エネルギーを蓄積する。平滑キャパシタ８DはU相電流Iuを流す。けれども、V相上アームスイッチ２１はスイッチ８Fがターンオンされる時、ターンオフされる。平滑キャパシタ８DはV相電流Ivを流す必要がない。したがって、平滑キャパシタ８Dの電圧降下は、低減される。
【００５９】
図１３はインバータ４のPWMスイッチレグ及びコンバータ８の動作を示すタイミングチャートを示す。時点ｔ3-ｔ２間のコンバータ８の出力期間における時点ｔ１-ｔ２の期間に、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１はターンオンされる。したがって、平滑キャパシタ８Dは小さくなる。更に、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１はコンバータ８の上アームスイッチ８Eがターンオフされると同時にターンオフされる。これにより、電圧リップルを低減することができる。
【００６０】
SPSMモーター駆動装置の変形態様が、図１４を参照して説明される。この態様では、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１は上アームスイッチ８Eがターンオンされる時にターンオンされる。したがって、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１のターンオン期間は上アームスイッチ８Eのターンオン期間と部分的にオーバーラップする。図１４において、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１のターンオン期間は上アームスイッチ８Eの奇数番目のターンオン期間にオーバーラップしている。もしも、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１のデユーティ比が小さければ、ゲートパルスP３’は更にキャンセルされる。 PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１がより大きいデユーティ比をもつならば、偶数番目のゲートパルス電圧CUとオーバーラップするゲートパルス電圧VUが更に追加される。
【００６１】
SPSMモーター駆動装置の変形態様が、図１５を参照して説明される。図１５は、インバータ及びコンバータのゲート電圧の間の相対的な時間関係を示すタイミングチャートである。ゲート電圧CUは上アームスイッチ８Eに印加される。ゲート電圧CLは下アームスイッチ8Fに印加される。最大相間電圧(Vx)はゲート電圧CLにより変更される。上アームスイッチ２１は２つのゲート電圧VU1、VU2の一つを選択する。
【００６２】
ゲート電圧VU1はゲート電圧CLの降下タイミングと本質的に同じタイミングで上昇する。その結果、ライン１００の電圧リップルが低減される。なぜなら、下アームスイッチ８Fのターンオフによるライン１００の増加電圧Vxは上アームスイッチ２１のターンオンにより低減されるからである。ゲート電圧VU２はゲート電圧CLの上昇タイミングと本質的に同じタイミングで降下する。その結果、ライン１００の電圧リップルが低減される。なぜなら、下アームスイッチ８Fのターンオンによるライン１００の減少電圧Vxは、上アームスイッチ２１のターンオフにより低減されるからである。
【００６３】
結局、この変形態様では、インバータ４の上アームスイッチ１１、２１、３１は下アームスイッチ８Fのターンオフタイミングと同時的にターンオンされる。他の変形態様では、インバータ４の上アームスイッチ１１、２１、３１は下アームスイッチ８Fのターンオンタイミングと同時的にターンオフされる。その結果として、ライン１００のノイズ及びインバータ４の上アームスイッチのスイッチング損失は低減される。
【００６４】
SPSMモーター駆動装置の他の変形態様が図１６-図１７を参照して説明される。図１６は、誤差追従式PWM法の原理を示す。それはヒステリシスバンド型PWM法とも呼ばれる。誤差追従式PWM法は最大相間電圧(Vx)及び小振幅相間電圧(Vy)を形成するために、定周波PWMキャリヤ信号の伝統的PWM法の代わりに採用されることができる。
【００６５】
図１６において、破線は、最大相間電圧(Vx)の指令値を示す。２本の実線Vx+ΔV及びVx-ΔVは、破線Vxの両側に形成される。DCDCコンバータ８は２つの電圧Vx+ΔVとVx-ΔVとの範囲内に最大相間電圧(Vx)を出力する。
【００６６】
図１７は誤差追従式PWM法のコンパレータ回路を示す。最大相間電圧(Vx)の検出値はコンパレータ９１、９２によりVx+ΔV及びVx-ΔVと比較される。ANDゲート93は図１０に示される上アームスイッチ8Eを制御する。同様に、小振幅相間電圧(Vy)の検出値Vydはコンパレータ９４、９５によりVy+ΔV及びVy-ΔVと比較される。ANDゲート９６は図１０に示されるPWM相レグ２の上アームスイッチ21を制御する。
【００６７】
SPSMモーター駆動装置の他の変形態様が図１８-図１９を参照して説明される。昇圧コンバータ８はバッテリ電圧Vbより大きい最大相間電圧(Vx)を出力する。しかしながら、昇圧コンバータ８はバッテリ電圧Vbより小さい最大相間電圧(Vx)を出力できない。これは、モータトルクもしくは回転速度が所定値より低い場合にSPSM法がモーター駆動装置に適用できないことを意味する。
【００６８】
言い換えれば、最大相間電圧(Vx)はモータトルク指令値Trと回転速度ωとの関数値である。最大相間電圧(Vx)はモータトルク指令値Tr及び回転速度ωに比例する。結局、SPSM法は、算出された最大相間電圧(Vx)が所定値より小さい時、運転できない。このため、しばしば低速にて小トルクを出力するたとえばEVモータのごときモーター駆動装置はSPSM法で運転されることができない。この解決策が以下に説明される。
【００６９】
図１８はSPSMモーター駆動装置の制御動作を示すフローチャートを示す。図１８において、トルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωがステップS１００にて検出される。次に、最大相間電圧(Vx)がトルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωに基づいてステップS１０２に基づいて算出される。
【００７０】
コントローラ９は最大相間電圧(Vx)、トルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωの間の関係を示す表を有する。更に、ステップS１０２にて、最大相間電圧(Vx)がバッテリ電圧Vｂより大きいかどうかが判定される。最大相間電圧(Vx)がバッテリ電圧Vbよりも大きくない時、複数相レグスイッチングモードが選択される。複数相レグスイッチングモードにおいて、２レグ又は３レグがPWMスイッチングされる伝統的なPWMスイッチング法がS１０４にて実行される。
【００７１】
ステップS１０２にて、最大相間電圧(Vx)がバッテリ電圧Vbよりも大きい時、単レグスイッチングモードが選択される。単レグスイッチングモードの制御がステップS１０６、S１０８にて実行される。ステップS１０６にて、図６に示されるステージA-Fの一つが検出されたロータ角θに基づいて選択される。コントローラ９はステージA-Fとロータ角θとの間の関係を表す表を有する。
【００７２】
次に、ステップS１０８にて、ゲート信号S1及びS2がトルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωに基づいて算出される。ゲート信号S１はインバータ４のPWMレグのデユーティ比を示す。ゲート信号S２はコンバータ８のデユーティ比を示す。コントローラは、信号S１及びS２とトルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωとの関係を示す表を有する。
【００７３】
インバータ４のPWMレグのデユーティ比が更に説明される。PWMレグは小振幅相間電圧(Vy)を出力する。小振幅相間電圧(Vy)を出力するために、PWMレグの相対デユーティ比Dzが、検出されたロータ角θとロータ角θ及び相対デユーティ比Dzの関係とに基づいて算出される。相対デユーティ比Dzは値Vy と値Vxとの比率に比例する。PWM相の決定された相対デユーティ比DzはPWM相の上アームスイッチに与えられる。決定されたPWM相の相対デユーティ比1-DzはPWM相の下アームスイッチに与えられる。PWM相の下アームスイッチはPWM相の上アームスイッチと反対の動作を行う。
【００７４】
図１９は最大相間電圧(Vx)のいくつかの波形を示す。図１９において、最大相間電圧Vx1, Vx2, Vx3, Vx4, Vx5 及びVx6は互いに異なる振幅をもつ。最大相間電圧のこれらの波形は、本質的に図７に示される最大相間電圧の波形に本質的に等しい。しかしながら、最大相間電圧Vx１, Vx２, Vx３, Vx４, Vx５及びVx６はモータトルク指令値が互いに異なるため、互いに異なる。期間Tyは電圧Vx1がバッテリ電圧V1より高い期間を示す。期間Tｘは電圧Vx1がバッテリ電圧V1より低い期間を示す。SPSM法は期間Tyにて実行される。伝統的なPWM法は、期間Txにて実行される。
【００７５】
たとえば、最大相間電圧(Vx)がバッテリ電圧（２３０V）より高い値（２３１V-７００V）である時にSPSM法が実施される。その結果、この態様のモーター駆動装置はたとえトルク及び回転速度が小さくてもモータを駆動することができる。
【００７６】
SPSM法の問題の一つはコンバータ８とインバータ４とを接続する高電位バスライン１００の電圧リップルである。SPSM法は平滑キャパシタ５が伝統的な平滑キャパシタよりも小さいので、高電位バスライン１００の大きな電圧リップルをもつ。図２０ー２２は小さい電磁波放射をもつモーター駆動装置の構造を示す。図２０はモーター駆動装置の平面図である。図２１は図２０に示される装置の模式断面図である。図２２は図20に示される装置の垂直断面図である。
【００７７】
図２１ではインバータ４及びコンバータ８の８つのスイッチ１１、２１、３１、１２、２２、３２、８E及び８Fと、８つのフリーホィーリングダイオードFWDが銅板１００、１０１、１００U、１００V、１００W及び１００Iに接続されている。交流ラインである銅板１００U、１００V、１００Wはインバータ４とモータ６とを接続する。高電位バスラインである銅板１００はインバータ４とコンバータ８とを接続する。低電位バスラインである銅板１０１はインバータ４及びコンバータ８をバッテリ７に接続する。
【００７８】
上アームスイッチ１１、２１、３１及び８Eと４つのフリーホィーリングダイオードFWDは銅板１００上に配列されている。インバータ４の３組の上アームスイッチ及びフリーホィーリングダイオードがコンバータ８の上アームスイッチ８E及びフリーホィーリングダイオードFWDの周りに固定されていることが重要である。その結果、コンバータ８とインバータ４との間のライン１００のインダクタンスは低減される。
【００７９】
図２０及び図２２は水冷装置を示す。交流ラインである銅板１００Uはバス板１００UA及び１００UBにより構成されている。交流ラインである銅板１００Vはバス板１００VA及び１００VBにより構成されている。交流ラインである銅板１００Wはバス板１００WA及び１００WBにより構成されている。
【００８０】
図２２において、上アームスイッチアセンブリ６００及び下アームスイッチアセンブリ７００は冷却管３００、４００及び５００でサンドイッチされている。冷却液C.L.は冷却管３００、４００及び５００内を流れる。絶縁シート200は冷却管３００、４００及び５００とシリコンチップとの間に配置されている。シリコンチップはスイッチチップとフリーホィーリングダイオードチップとからなる。その結果、銅板１００が他の銅板と冷却管とによりサンドイッチされるので、銅板１００の放射ノイズが減少される。
【技術分野】
【０００１】
本発明は三相可変速モータ駆動、好適には、車両駆動用の永久磁石モータ駆動用のモータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両駆動モータはたとえば０から１００００ｒｐｍといった広い回転速度範囲を必要とする。車両駆動モータの回転速度は車両速度に比例する。モータのステータ巻線は電磁誘導原理によりモータ回転速度に比例する発電電圧(EMF)を誘起する。特に、永久磁石型同期モータは高速回転時に大きなEMFを誘起する。モータトルクはモータ電流に比例する。したがって、インバータはモータ電流を維持するために高速回転時に車両駆動モータに高電圧を印加せねばならない。
【０００３】
インバータに昇圧電圧を印加するチョッパ型昇圧DC/DCコンバータは高速回転時に永久磁石モータを駆動することができる。けれども、チョッパ型昇圧DC/DCコンバータはパルス形状の昇圧電圧を出力する。昇圧電圧のデユーティ比は昇圧電圧値が増大する時に減少する。それは、モータに供給される昇圧電力が高速回転時に減少することを意味する。モーター駆動装置の昇圧電圧を増加するために、昇圧電圧の昇圧比を低減することが望まれている。
【０００４】
グリッド接続式電圧型三相インバータの単相PWMスイッチング法(SPSM) が下記の非特許文献に提案されている。
【０００５】
このSPSM法はコンバータのDC入力電力を一定に制御する。図１に示されるSPSM法は公知の一定のDCリンク電圧の代わりに、グリッドに接続された三相インバータ４０に周期変化電圧を印加する昇圧DC/DCコンバータ80をもつ。インバータ４０は三相ローパルフィルタ１００を通じてグリッドネットワーク２００に三相電圧を出力する。昇圧コンバータ８０の最大相間電圧はインバータ４０に印加される。DCリンクバスラインに接続された平滑キャパシタ８Dは小さい容量をもつ。DC電源７０はチョッパ型昇圧コンバータ８０のリアクトル９０にDC電圧を印加する。
【０００６】
三相インバータの一相のレグだけが所定期間だけPWMスイッチングされる。もう一相のレグの上アームスイッチと残る一相のレグの下アームスイッチがこの期間にオン状態を維持する。昇圧型DC/DCコンバータからインバータに印加される周期変化電圧は三相全波整流波形をもつ。更に、PWM制御されるレグは順番に変更される。
【０００７】
SPSM法に関する上記記載では、直流電源から昇圧型DC/DCコンバータ及びグリッド接続インバータを通じてグリッド網に供給される直流入力電力は一定に制御される。グリッド網の最大相間電圧の瞬時値は直流電源の電圧値よりも大きい。結局、可変速モータ駆動用モーター駆動装置にSPSM法を採用することは難しい。可変速モータとりわけ車両モータは広い回転速度範囲及び広いモータトルク範囲をもつ。その結果として、可変速モータに印加する三相電圧は広い振幅範囲を持たねばならない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
単相PWM制御法のスイッチング損失低減、電気学会、4-029, 2009.
【発明の概要】
【０００９】
本発明の一つの目的は広いトルク範囲及び広い速度範囲をもつ三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置の昇圧比を低減することにある。本発明のもう一つの目的は広いトルク範囲及び広い速度範囲をもち、効率が優れる三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置を提供することにある。本発明のもう一つの目的は広いトルク範囲及び広い速度範囲をもち、効率が優れ、サージ電力が小さい三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置を提供することにある。
本発明において、三相可変速モータは上記のSPSM法で駆動される昇圧式の電圧形インバータにより運転される。高速回転域において、誘起モータ電圧の増大によりモータ電流は減る。したがって、昇圧比は高速回転時に増大されねばならない。けれども、昇圧コンバータの出力期間が減少するために昇圧型DC/DCコンバータインバータにより供給されるモータ電流は減ってしまう。その結果、モータ電流に比例するモータトルクは高速回転時に減少する。
【００１０】
公知のモーター駆動装置と比べて、本発明のモーター駆動装置の昇圧比が減少できることがわかった。その結果、高速回転時に可変速モータにより多くの電力を供給することができる。すなわち、本発明のモーター駆動装置は既知のモーター駆動装置に比べて低い昇圧比をもつことが可能である。
【００１１】
本発明の昇圧コンバータは三相インバータに最大相間電圧(Vx)を印加する。相間電圧とは、三相電圧のうちの２つの相電圧間の電圧を意味する。最大相間電圧(Vx)は一つの相電圧の２倍よりも小さい。その結果、コンバータの昇圧比を約１５ー２０％だけ小さくすることができる。
【００１２】
昇圧比が減少するので、昇圧コンバータの電圧出力期間が増加する。可変速モータのモータトルクはモータに供給される電流に比例する。結局、本発明の可変速モータは SPSM法を採用することにより、高速回転時に強いトルクを発生することができる。
【００１３】
SPSM法の追加説明が以下に説明される。最大相間電圧(Vx)は６０度ごとに変更される。一つのレグである三相インバータの一相のハーフブリッジだけがPWMスイッチングされる。PWMスイッチングされるレグは電気角６０度毎に順番に変更される。それぞれハーフブリッジである他の２つの固定レグは、 PWMスイッチングされない。
【００１４】
本発明の三相インバータは一つの相のハーフブリッジのPWMスイッチングにより対称三相電圧、好ましくは正弦波三相電圧を出力する。その結果、三相インバータのスイッチング損が低減される。一つのPWMキャリヤ周期において、伝統的なインバータの１２回のスイッチング動作の代わりに４回のスイッチング動作が実行される。昇圧コンバータは三相全波整流波形の昇圧電圧を出力する。
【００１５】
PWMレグの制御のために電気角６０度ごとにデユーティ比増加モードとデユーティ比減少モードとが交互に実行される。デユーティ比増加モードにおいて、PWMデユーティ比は０％から１００％に連続的に増加する。デユーティ比減少モードにおいて、PWMデユーティ比は１００％から０％に連続的に減少する。最大相間電圧(Vx)を出力するための一対のレグは、電気角６０度毎に順番に変更される。
【００１６】
好適態様によれば、三相可変速モータはロータに固定された永久磁石をもつ。コンバータは単レグスイッチングモードにおいて、モータ誘起電圧よりも大きな最大相間電圧(Vx)をインバータに印加する。その結果、 モーター駆動装置はたとえモータが高速回転していても単レグスイッチングモードすなわちSPSM法を実行することができる。
【００１７】
好適態様によれば、 SPSM法で駆動される本発明のモーター駆動装置は受け取ったモータのトルク指令値(Tr)及検出したモータの回転速度 (ω）に応じて昇圧コンバータのデユーティ比を変更する。その結果、 SPSM法で駆動されるモーター駆動装置はたとえ回転速度及びトルク指令値が広範囲に変化しても円滑に要求トルクを発生することができる。
【００１８】
好適態様によれば、コントローラは最大相間電圧(Vx)、ロータ回転角(θ)、トルク指令値(Tr)及び回転速度(ω）の間の関係を保持する表を有する。コントローラはロータ回転角(θ), トルク指令値(Tr)及び回転速度(ω）の検出値に基づいて最大相間電圧(Vx)を決定する。その結果、SPSM法を用いる可変速モータは要求回転速度で要求トルクを円滑に発生する。
【００１９】
好適態様によれば、コンバータはリアクトルとハーフブリッジとをもつ。ハーフブリッジは直列接続された上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子を有する。上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子の各一端はリアクトルを通じて電力供給装置に接続される。上アームスイッチング素子の他端は高電位バスラインを通じてインバータに接続される。下アームスイッチング素子の他端は低電位バスラインを通じて電力供給装置及びインバータに接続される。上記したチョッパタイプの昇圧コンバータは簡単な構成をもち、双方向コンバータとして運転されることができる。その結果、モータは減速時に電源を充電することができる。
【００２０】
好適態様によれば、コントローラはコンバータ及びインバータの制御のために単レグスイッチングモード及び複数相レグスイッチングモードをもつ。複数相レグスイッチングモードは本質的に三相モータの伝統的なPWMスイッチング動作と同じである。たとえば、複数相レグスイッチングモードの一つは伝統的な三相PWMスイッチング動作である。三相インバータの３つのレグが伝統的な三相スイッチング動作によりPWMスイッチングされる。複数相レグスイッチングモードの他の一つは公知の２相変調法又は公知の瞬時ベクトル法である。三相インバータの二つのレグは２相変調法又は瞬時ベクトル法によりPWMスイッチングされる。
【００２１】
単レグスイッチングモードは最大相間電圧(Vx)の指令値が電力供給装置の電圧よりも大きい時に採用される。複数相レグスイッチングモードは最大相間電圧(Vx)の指令値が電力供給装置の電圧よりも小さい時に採用される。したがって、SPSM法により運転されるモーター駆動装置はたとえモータ電圧が電源電圧より小さくても、公知の複数相レグスイッチングモードにより駆動されることができる。その結果として、SPSM法を用いるモーター駆動装置はたとえ三相電圧が小さくても可変速モータに三相電圧を印加することができる。
【００２２】
好適態様によれば、単レグスイッチングモードでは、一つのスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子はコンバータが昇圧電圧を出力しない期間内にてターンオフされる。好適態様によれば、単レグスイッチングモードでは、一つのスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子はコンバータが昇圧電圧を出力する期間内にてターンオンされる。その結果、PWMスイッチングされるレグは優れた効率で運転される。
【００２３】
更なる詳細説明が以下に記載される。SPSM法の一つの欠点はコンバータとインバータとの間の高電位バスラインの大きな電位変動である。コンバータとインバータとの間の伝統的な高電位バスラインは大容量の平滑キャパシタに接続される。本発明では、最大相間電圧(Vx)を急速に変化させるために、大容量の平滑キャパシタは高電位バスラインに接続されることができない。その結果、高電位バスラインの電圧リップルは三相インバータのPWMスイッチングされるレグから印加される小振幅相間電圧(Vy)に悪影響を与える。
【００２４】
一例において、PWMスイッチングされるレグは昇圧コンバータが最大相間電圧(Vx)を出力する間だけ小振幅相間電圧(Vy)を出力するためのPWMスイッチングを行う。PWMスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子のターンオン期間は最大相間電圧(Vx)を出力する昇圧コンバータの出力期間よりも短い。したがって、PWMスイッチングされるレグは高電位バスラインの低下時に出力しない。その結果として、小振幅相間電圧(Vy)の電圧リップルは低減される。
【００２５】
好適態様によれば、一つのPWMスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子はコンバータの下アームスイッチのターンオンとオーバーラップする期間にターンオフされる。その結果、電圧ノイズを低減することができる。好適態様によれば、一つのPWMスイッチングされるレグの上アームスイッチング素子はコンバータの下アームスイッチのターンオフとオーバーラップする期間にターンオンされる。その結果、電圧ノイズを低減することができる。
【００２６】
好適態様によれば、コンバータ及びインバータは導体板からなる高電位バスライン (１００)を通じて接続される。インバータ及びコンバータの各上アームスイッチング素子及び各上アームフリーホィーリングダイオードはこの導体板に固定される。コンバータの上アームスイッチング素子及びフリーホィーリングダイオードはインバータの各上アームスイッチング素子及び各フリーホィーリングダイオードに囲まれている。その結果、インバータのスイッチングにより生じる高電位バスライン（１００）のサージノイズは低減される。なぜなら、短い高電位バスラインのインダクタンスが低減されるからである。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】図１は、SPSM法で運転される公知のグリッド接続三相インバータのブロック回路図である。
【図２】図２は、三相可変速モータを駆動するモーター駆動装置を示すブロック回路図である。
【図３】図３は、三相インバータの６つのスイッチング状態を示す模式接続図である。
【図４】図４は、三相インバータの６つのゲート電圧パターンを示す図である。
【図５】図５は、三相インバータの一つのPWMキャリヤ期間を示すタイミングチャートである。
【図６】図６は、三相インバータによってモーターに印加される三相電圧を示すタイミングチャートである。
【図７】図７は、コンバータによりインバータに印加される最大相間電圧を示すタイミングチャートである。
【図８】図８は、三相インバーターコンバータを制御するコントローラのブロック図である。
【図９】図９は、最大相間電圧及び小振幅相間電圧のベクトル図である。
【図１０】図１０は、コンバータが最大相間電圧を出力し、かつ、三相インバータのスイッチングされる相レグがターンオフされる状態を示す回路図である。
【図１１】図１１は、コンバータが最大相間電圧を出力し、かつ、三相インバータのスイッチングされる相レグがターンオンされる状態を示す回路図である。
【図１２】図１２は、コンバータが最大相間電圧を出力せず、かつ、三相インバータのスイッチングされる相レグがターンオフされる状態を示す回路図である。
【図１３】図１３は、コンバータ及びスイッチングされるレグのタイミングチャートである。
【図１４】図１４は、コンバータ及びスイッチングされるレグのタイミングチャートである。
【図１５】図１５は、コンバータ及びスイッチングされるレグのもう一つのタイミングチャートである。
【図１６】図１６は、PWM法の一例としての誤差追従PWM法を示すタイミングチャートである。
【図１７】図１７は、誤差追従PWM法を実施する回路図である。
【図１８】図１８は、可変速モータの運転制御を示すフローチャートである。
【図１９】図１９は、コンバータからの各種波形パターンを示すタイミングチャートである。
【図２０】図２０は、モーター駆動装置の各スイッチと各フリーホィーリングダイオードング素子の配列を示す平面図である。
【図２１】図２１は、図２０に示されるモーター駆動装置の模式断面図である。
【図２２】図２２は、図２０に示されるモーター駆動装置の断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
この実施例のSPSM駆動式モーター駆動装置が図面を参照して説明される。図１はSPSM駆動式モーター駆動装置の回路図である。このモーター駆動装置は三相インバータ４、平滑キャパシタ５、チョッパ型昇圧DC/DCコンバータ８、コントローラ９、三相平滑キャパシタ回路１０を有している。バッテリ７の直流電圧はコンバータ８に印加される。インバータ４は車両駆動用の三相同期モータ６に三相電圧を出力する。モータ６は星形結線されたU相巻線６U、V相巻線６V、W相巻線６Wを有する。三相平滑キャパシタ回路１０の各キャパシタはモータ６の三相巻線の各端子に個別に接続されている。
【００２９】
三相インバータ４はU相レグ１、V相レグ２、W相レグ３をもつ。各レグはハーフブリッジにより構成されている。U相レグ１は直列接続された上アームスイッチ１１と下アームスイッチ１２とをもつ。V相レグ２は直列接続された上アームスイッチ２１と下アームスイッチ２２とをもつ。W相レグ３は直列接続された上アームスイッチ３１と下アームスイッチ３２とをもつ。各スイッチは互いに並列接続されたトランジスタとフリーホィーリングダイオードからなる。三相インバータ４は三相交流モータ６を駆動する。
【００３０】
昇圧型DC/DCコンバータ８はバッテリ電圧Vbを、周期変動するDCリンク電圧Vｘに変更する。コンバータ８は、高電位バスライン１００及び低電位バスライン１０１を通じて三相インバータ４にDCリンク電圧Vxを出力する。コンバータ８はインバータ４に印加されるDCリンク電圧Vxの振幅を周期的に変更する。
【００３１】
インバータ４のSPSM動作が図３を参照して説明される。図３はステージA-Fをもつ。電気角３６０度は、６つのステージA-Fに分割される。それぞれ電気角６０度をもつステージA-Fは検出されたロータ角度に応じて順番に選択される。ステージA-Fのそれぞれにおいて、２つのハーフブリッジの４つのスイッチは一定の状態を保持する。ステージA-Fのそれぞれにおいて、一つのハーフブリッジの２つのスイッチだけが正弦波の小振幅相間電圧(Vy)を形成するためにPWMスイッチングされる。以下、PWMスイッチングされるハーフブリッジはPWMスイッチレグと呼ばれる。他の２つのハーフブリッジは固定レグと呼ばれる。
【００３２】
V相レグ２はステージA及びDにおいてPWMスイッチレグである。W相レグ３はステージB及びEにおいてPWMスイッチレグである。U相レグ１はステージC及びFにおいてPWMスイッチレグである。PWMスイッチレグの上アームスイッチ及び下アームスイッチはPWMスイッチングされる。
【００３３】
ステージAにおいて、U相レグ１の上アームスイッチ１１及びW相レグ３の下アームスイッチ３２がターンオンされる。その結果、最大相間電圧(Vx)がU相巻線６UとW相巻線６Wとに印加される。ステージAにおいて、U相レグ１とW相レグ３は固定レグである。
【００３４】
ステージA-Fはロータ角センサにより検出されたロータ角に応じて決定される。ロータ角の検出に換えて、ステージA-Fは相巻線６U、６V及び６Wの誘起相電圧により決定されることができる。誘起されるU相電圧が最大なら、ステージはA又はDである。誘起されるV相電圧が最大なら、ステージはB又はEである。誘起されるW相電圧が最大なら、ステージはC又はFである。
【００３５】
図３において、U相レグ１はU相電圧Vuを出力する。 V相レグ２はV相電圧Vvを出力する。W相レグ３はW相電圧Vwを出力する。３つの相電圧Vu、Vv及びVwの間から選択される２つの相電圧間の電圧は、相間電圧と呼ばれる。最大振幅をもつ相間電圧は、最大相間電圧(Vx)と呼ばれる。
【００３６】
図４はステージAーFにおける三相インバータ４のスイッチ１１ー１２、２１ー２２及び３１ー３２の状態を示す。ゲート電圧UUはスイッチ１１に印加される。ゲート電圧ULはスイッチ１２に印加される。ゲート電圧VUはスイッチ２１に印加される。ゲート電圧VLはスイッチ２２に印加される。ゲート電圧WUはスイッチ３１に印加される。ゲート電圧WLはスイッチ３２に印加される。インバータ４の各スイッチは、６０度期間だけPWMスイッチングされる。次の１２０度期間において、各スイッチは、ターンオフされて冷却される。したがって、各スイッチの温度上昇は抑制される。
【００３７】
図５はステージAの一つのPWMキャリヤ期間TPにおけるインバータ４の６つのスイッチに印加されるゲート電圧の波形を示す。PWMキャリヤ期間TPにおいて、スイッチ１１、３２がターンオンされ、スイッチ１２、３１がターンオフされる。 V相レグのスイッチ２１、２２はPWMスイッチングされる。
【００３８】
PWMスイッチレグの２つのスイッチの一つは６０度期間において０％から１００％まで連続的に変化するデユーティ比を有する。PWMスイッチレグの２つのスイッチの他の一つは６０度期間において１００％から０％まで連続的に変化するデユーティ比を有する。
【００３９】
コンバータ８のSPSM動作が図２、図６を参照して説明される。図６はモータ６に印加される三相正弦波電圧を示す。コンバータ８は最大相間電圧(Vx)であるDCリンク電圧Vxをインバータ４に出力する。
【００４０】
チョッパ型昇圧コンバータ８の昇圧動作自体は良く知られている。下アームスイッチ８Fのターンオンにより、リアクトル８Cは磁気エネルギーを蓄積する。下アームスイッチ８Fのターンオフにより、昇圧電圧がリアクトル８Cはスイッチ８Eを通じて高電位バスライン１００に印加される。
【００４１】
平滑キャパシタ５は高電位バスライン１００とバッテリ７の正極端とを接続している。上アームスイッチ１１、２１及び３１がターンオフする時に、平滑キャパシタ５はサージエネルギーを吸収する。更に、平滑キャパシタ５は高電位バスライン１００の電圧リップルを吸収する。ただし、大容量の平滑キャパシタ５は最大相間電圧(Vx)の変化を規制する。
【００４２】
コントローラ９はモータトルク指令値とロータ角検出値に基づいて正弦波の最大相間電圧(Vx)を出力するために、コンバータ８のデユーティ比Dｘを算出する。コントローラ９はPWMフイードバック制御法でコンバータ８を制御することができる。更に、コントローラ９はモータトルク指令値とロータ角検出値に基づいて正弦波の小振幅相間電圧(Vy)を出力するために、インバータ４のデユーティ比Dｙを算出する。最大相間電圧(Vx)及び小振幅相間電圧(Vy)が図６に示される。
【００４３】
図６に示されるように、最大相間電圧(Vx)は電気角６０度毎に順番に変更される。３０度から９０度までのステージAでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vu-Vwである。９０度から１５０度までのステージBでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vu-Vvである。１５０度から２１０度までのステージCでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vw-Vvである。
【００４４】
２１０度から２７０度までのステージDでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vw-Vuである。２７０度から３３０度までのステージEでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vv-Vuである。３３０度から３０度までのステージFでは最大相間電圧(Vx)は相間電圧Vv-Vwである。
【００４５】
最大相間電圧(Vx)は図７に示される波形をもつ。最大相間電圧(Vx)の波形は三相電圧の全波整流波形に等しい。一相電圧の最大値を１とすれば、最大相間電圧(Vx)の値は、１．５-１．７３になる。
【００４６】
従って、コンバータ８の昇圧比はコンバータ及びインバータをもつ既存のモーター駆動装置の昇圧比の７５-８６．５％となる。その結果、コンバータ８の上アームスイッチ８Eは既存のモーター駆動装置よりも高いデユーティ比をもつことができる。たとえば、バッテリ電圧Vbが２５０Vである時、既存のモーター駆動装置のコンバータは７００Vを出力するとする。昇圧比は２．８である。一方、この実施例のモーター駆動装置のコンバータは５２５-６０５Vを出力すればよい。両方のモーター駆動装置の最大相間電圧(Vx)は等しい。したがって、両方のモーター駆動装置は最大相間電圧(Vx)は等しい。したがって、両モーター駆動装置のコンバータは等しい出力電流値をもつ。
【００４７】
各ステージA-Fにおいて、最大相間電圧(Vx)は部分正弦波波形をもつ。その結果、図６に示されるように、一相だけが正弦波波形を出力するためにPWMスイッチングされる。小振幅相間電圧(Vy)の値は、最大相間電圧(Vx)の値の0％から１００％へ、そして１００％から０％へ交互に変更される。
【００４８】
コントローラ９のメモリは、小振幅相間電圧(Vy)を決定するために、相対デユーティ比Dzとロータ回転角との間の関係を保持するマップを有している。相対デユーティ比DzはDy/Dxに等しい。相対デユーティ比Dzは小振幅相間電圧(Vy)と最大相間電圧(Vx)との間の相対的な振幅比率を示す。PWMレグを構成するハーフブリッジはこのPWMデユーティ比DｚでPWMスイッチングされる。
【００４９】
コントローラ９は検出したロータ角度θに基づいてマップから相対デユーティ比Dzを読みとる。マップは各ロータ角度毎に相対デユーティ比Dzを記憶している。PWMレグの上アームスイッチ１１、２１及び３１は相対デユーティ比DzでPWMスイッチングされる。PWMレグの下アームスイッチ１２、２２及び３２は相対デユーティ比1-DzでPWMスイッチングされる。これにより、三相インバータ４の一相レグのPWMスイッチングのみにより、三相電圧Vu、 Vv、Vwが決定されることになる。
【００５０】
図８はコントローラ９のブロック図の一部を示す。コントローラ９はステージ決定回路１０A、 波形発生回路１０B、１０D及びPWM信号発生回路１０C及び１０Eを有する。ステージ決定回路１０Aはロータ角θに基づいて現在のステージを決定する。メモリの中の図４に示されるマップはこの決定に用いられる。波形発生回路10Bはロータ角θに基づいてPWM相レグのための相対デユーティ比DzをもつPWM信号を発生する。PWM信号発生回路10Cは決定されたステージ、決定されたPWM信号に基づいて各６０度期間毎にPWMゲート電圧UU, UL, VU, VL, WU 及びWLを発生する。
【００５１】
波形発生回路10DはDCDCコンバータ８Bのデユーティ比Dxを発生する。最大相間電圧(Vx)の波形は図４に示されるように変化する。最大相間電圧(Vx)は検出されたロータ角θ及びトルク指令値Tiに基づいて決定される。PWM信号発生回路１０EはDCDCコンバータ８BのためにPWMゲート電圧を発生する。
【００５２】
電圧Vx、Vyが図９にベクトル表示されている。
Vu = Vm sin ωt
Vv = Vm (sin ωt-2π/3)
Vw = Vm (sin ωt+2π/3)
Vx = Vu - Vw = 1.73 * Vm * sin(ωt-2π/3) = 1.73 * Vm * Dx
Vy = Vv - Vw = 1.73 * Vm * sin(ωt-π/2) = 1.73 * Vm * Dy
最大相間電圧(Vx)のPWMデユーティ比Dxは正弦波関数sin(ωt-2π/3)で示される。小振幅相間電圧(Vy)のPWMデユーティ比Dyは正弦波関数sin(ωt-π/2)で示される。したがって、相対デユーティ比Dz= Dy/Dxは、次の式を算出することにより得られる。
Dz = sin(ωt-π/2) / sin(ωt-2π/3)
【００５３】
予め算出されたデユーティ比Dx及びDzはメモリのマップに記載されている。従って、デユーティ比Dx、Dyはロータ角θ＝ωtを用いることによりマップから取り出される。最大相間電圧(Vx)の指令値は１．７３ * Vmである。この指令値はモータトルク指令値に基づいて算出される。算出された最大相間電圧(Vx)の指令値は検出されたDCリンク電圧Vxと比較される。
【００５４】
コンバータ８のデユーティ比は比較結果によりフィードバック制御されることができる。更に、PWMレグの上アームスイッチ１１、２１、３１は相対デユーティ比DzでPWMスイッチングされる。PWMレグの下アームスイッチ１２、２２、３２は相対デユーティ比 1-DzでPWMスイッチングされる。
【００５５】
このSPSMモーター駆動装置の一例が図１０-図１３を参照して説明される。図１０-図１２はそれぞれ三相モータを駆動するモーター駆動装置の回路図を示す。装置は三相インバータ４及びコンバータ８を有する。三相インバータ４及び昇圧コンバータ８は図２に示されるインバータ４及びコンバータ８と同じである。
【００５６】
コンバータ８は直列接続された上アームスイッチ8E及び下アームスイッチ8Fをもつ。スイッチ８E及び８Fの接続点はバッテリ８Aの正極端にリアクトル８Cを通じて接続されている。平滑キャパシタ８Dは２つのDCリンクライン１００、１０１の間を接続する。良く知られたチョッパ型コンバータ８は双方向昇圧/降圧コンバータであり、昇圧電圧Vxを三相インバータ４に出力し、降圧電圧Vbをバッテリ８Aに出力する。
【００５７】
上記モーター駆動装置の動作が以下に説明される。図１０ー図１２はステージAにおける動作を示す。U相レグ１及びW相レグ３は固定レグである。V相レグ２はPWMレグである。図１０において、スイッチ８E、１１、 ２２及び３２はターンオンされる。昇圧電圧Vxはスイッチ１１に電流 Iを供給する。電流IはU相電流Iuに相当する。スイッチ２２はフリーホィーリング電流であるV相電流を流す。図１１において、スイッチ８E、１１、 ２１及び３２はターンオンされる。昇圧電圧Vxはスイッチ１１及び２１に電流 Iを供給する。従って、電流IはU相電流IuとV相電流Iｖとの和に相当する。
【００５８】
図１２において、スイッチ８F、１１、 ２２及び３２はターンオンされる。リアクトル８Cは磁気エネルギーを蓄積する。平滑キャパシタ８DはU相電流Iuを流す。けれども、V相上アームスイッチ２１はスイッチ８Fがターンオンされる時、ターンオフされる。平滑キャパシタ８DはV相電流Ivを流す必要がない。したがって、平滑キャパシタ８Dの電圧降下は、低減される。
【００５９】
図１３はインバータ４のPWMスイッチレグ及びコンバータ８の動作を示すタイミングチャートを示す。時点ｔ3-ｔ２間のコンバータ８の出力期間における時点ｔ１-ｔ２の期間に、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１はターンオンされる。したがって、平滑キャパシタ８Dは小さくなる。更に、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１はコンバータ８の上アームスイッチ８Eがターンオフされると同時にターンオフされる。これにより、電圧リップルを低減することができる。
【００６０】
SPSMモーター駆動装置の変形態様が、図１４を参照して説明される。この態様では、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１は上アームスイッチ８Eがターンオンされる時にターンオンされる。したがって、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１のターンオン期間は上アームスイッチ８Eのターンオン期間と部分的にオーバーラップする。図１４において、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１のターンオン期間は上アームスイッチ８Eの奇数番目のターンオン期間にオーバーラップしている。もしも、PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１のデユーティ比が小さければ、ゲートパルスP３’は更にキャンセルされる。 PWMスイッチレグの上アームスイッチ２１がより大きいデユーティ比をもつならば、偶数番目のゲートパルス電圧CUとオーバーラップするゲートパルス電圧VUが更に追加される。
【００６１】
SPSMモーター駆動装置の変形態様が、図１５を参照して説明される。図１５は、インバータ及びコンバータのゲート電圧の間の相対的な時間関係を示すタイミングチャートである。ゲート電圧CUは上アームスイッチ８Eに印加される。ゲート電圧CLは下アームスイッチ8Fに印加される。最大相間電圧(Vx)はゲート電圧CLにより変更される。上アームスイッチ２１は２つのゲート電圧VU1、VU2の一つを選択する。
【００６２】
ゲート電圧VU1はゲート電圧CLの降下タイミングと本質的に同じタイミングで上昇する。その結果、ライン１００の電圧リップルが低減される。なぜなら、下アームスイッチ８Fのターンオフによるライン１００の増加電圧Vxは上アームスイッチ２１のターンオンにより低減されるからである。ゲート電圧VU２はゲート電圧CLの上昇タイミングと本質的に同じタイミングで降下する。その結果、ライン１００の電圧リップルが低減される。なぜなら、下アームスイッチ８Fのターンオンによるライン１００の減少電圧Vxは、上アームスイッチ２１のターンオフにより低減されるからである。
【００６３】
結局、この変形態様では、インバータ４の上アームスイッチ１１、２１、３１は下アームスイッチ８Fのターンオフタイミングと同時的にターンオンされる。他の変形態様では、インバータ４の上アームスイッチ１１、２１、３１は下アームスイッチ８Fのターンオンタイミングと同時的にターンオフされる。その結果として、ライン１００のノイズ及びインバータ４の上アームスイッチのスイッチング損失は低減される。
【００６４】
SPSMモーター駆動装置の他の変形態様が図１６-図１７を参照して説明される。図１６は、誤差追従式PWM法の原理を示す。それはヒステリシスバンド型PWM法とも呼ばれる。誤差追従式PWM法は最大相間電圧(Vx)及び小振幅相間電圧(Vy)を形成するために、定周波PWMキャリヤ信号の伝統的PWM法の代わりに採用されることができる。
【００６５】
図１６において、破線は、最大相間電圧(Vx)の指令値を示す。２本の実線Vx+ΔV及びVx-ΔVは、破線Vxの両側に形成される。DCDCコンバータ８は２つの電圧Vx+ΔVとVx-ΔVとの範囲内に最大相間電圧(Vx)を出力する。
【００６６】
図１７は誤差追従式PWM法のコンパレータ回路を示す。最大相間電圧(Vx)の検出値はコンパレータ９１、９２によりVx+ΔV及びVx-ΔVと比較される。ANDゲート93は図１０に示される上アームスイッチ8Eを制御する。同様に、小振幅相間電圧(Vy)の検出値Vydはコンパレータ９４、９５によりVy+ΔV及びVy-ΔVと比較される。ANDゲート９６は図１０に示されるPWM相レグ２の上アームスイッチ21を制御する。
【００６７】
SPSMモーター駆動装置の他の変形態様が図１８-図１９を参照して説明される。昇圧コンバータ８はバッテリ電圧Vbより大きい最大相間電圧(Vx)を出力する。しかしながら、昇圧コンバータ８はバッテリ電圧Vbより小さい最大相間電圧(Vx)を出力できない。これは、モータトルクもしくは回転速度が所定値より低い場合にSPSM法がモーター駆動装置に適用できないことを意味する。
【００６８】
言い換えれば、最大相間電圧(Vx)はモータトルク指令値Trと回転速度ωとの関数値である。最大相間電圧(Vx)はモータトルク指令値Tr及び回転速度ωに比例する。結局、SPSM法は、算出された最大相間電圧(Vx)が所定値より小さい時、運転できない。このため、しばしば低速にて小トルクを出力するたとえばEVモータのごときモーター駆動装置はSPSM法で運転されることができない。この解決策が以下に説明される。
【００６９】
図１８はSPSMモーター駆動装置の制御動作を示すフローチャートを示す。図１８において、トルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωがステップS１００にて検出される。次に、最大相間電圧(Vx)がトルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωに基づいてステップS１０２に基づいて算出される。
【００７０】
コントローラ９は最大相間電圧(Vx)、トルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωの間の関係を示す表を有する。更に、ステップS１０２にて、最大相間電圧(Vx)がバッテリ電圧Vｂより大きいかどうかが判定される。最大相間電圧(Vx)がバッテリ電圧Vbよりも大きくない時、複数相レグスイッチングモードが選択される。複数相レグスイッチングモードにおいて、２レグ又は３レグがPWMスイッチングされる伝統的なPWMスイッチング法がS１０４にて実行される。
【００７１】
ステップS１０２にて、最大相間電圧(Vx)がバッテリ電圧Vbよりも大きい時、単レグスイッチングモードが選択される。単レグスイッチングモードの制御がステップS１０６、S１０８にて実行される。ステップS１０６にて、図６に示されるステージA-Fの一つが検出されたロータ角θに基づいて選択される。コントローラ９はステージA-Fとロータ角θとの間の関係を表す表を有する。
【００７２】
次に、ステップS１０８にて、ゲート信号S1及びS2がトルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωに基づいて算出される。ゲート信号S１はインバータ４のPWMレグのデユーティ比を示す。ゲート信号S２はコンバータ８のデユーティ比を示す。コントローラは、信号S１及びS２とトルク指令値Tr、ロータ角θ及び回転速度ωとの関係を示す表を有する。
【００７３】
インバータ４のPWMレグのデユーティ比が更に説明される。PWMレグは小振幅相間電圧(Vy)を出力する。小振幅相間電圧(Vy)を出力するために、PWMレグの相対デユーティ比Dzが、検出されたロータ角θとロータ角θ及び相対デユーティ比Dzの関係とに基づいて算出される。相対デユーティ比Dzは値Vy と値Vxとの比率に比例する。PWM相の決定された相対デユーティ比DzはPWM相の上アームスイッチに与えられる。決定されたPWM相の相対デユーティ比1-DzはPWM相の下アームスイッチに与えられる。PWM相の下アームスイッチはPWM相の上アームスイッチと反対の動作を行う。
【００７４】
図１９は最大相間電圧(Vx)のいくつかの波形を示す。図１９において、最大相間電圧Vx1, Vx2, Vx3, Vx4, Vx5 及びVx6は互いに異なる振幅をもつ。最大相間電圧のこれらの波形は、本質的に図７に示される最大相間電圧の波形に本質的に等しい。しかしながら、最大相間電圧Vx１, Vx２, Vx３, Vx４, Vx５及びVx６はモータトルク指令値が互いに異なるため、互いに異なる。期間Tyは電圧Vx1がバッテリ電圧V1より高い期間を示す。期間Tｘは電圧Vx1がバッテリ電圧V1より低い期間を示す。SPSM法は期間Tyにて実行される。伝統的なPWM法は、期間Txにて実行される。
【００７５】
たとえば、最大相間電圧(Vx)がバッテリ電圧（２３０V）より高い値（２３１V-７００V）である時にSPSM法が実施される。その結果、この態様のモーター駆動装置はたとえトルク及び回転速度が小さくてもモータを駆動することができる。
【００７６】
SPSM法の問題の一つはコンバータ８とインバータ４とを接続する高電位バスライン１００の電圧リップルである。SPSM法は平滑キャパシタ５が伝統的な平滑キャパシタよりも小さいので、高電位バスライン１００の大きな電圧リップルをもつ。図２０ー２２は小さい電磁波放射をもつモーター駆動装置の構造を示す。図２０はモーター駆動装置の平面図である。図２１は図２０に示される装置の模式断面図である。図２２は図20に示される装置の垂直断面図である。
【００７７】
図２１ではインバータ４及びコンバータ８の８つのスイッチ１１、２１、３１、１２、２２、３２、８E及び８Fと、８つのフリーホィーリングダイオードFWDが銅板１００、１０１、１００U、１００V、１００W及び１００Iに接続されている。交流ラインである銅板１００U、１００V、１００Wはインバータ４とモータ６とを接続する。高電位バスラインである銅板１００はインバータ４とコンバータ８とを接続する。低電位バスラインである銅板１０１はインバータ４及びコンバータ８をバッテリ７に接続する。
【００７８】
上アームスイッチ１１、２１、３１及び８Eと４つのフリーホィーリングダイオードFWDは銅板１００上に配列されている。インバータ４の３組の上アームスイッチ及びフリーホィーリングダイオードがコンバータ８の上アームスイッチ８E及びフリーホィーリングダイオードFWDの周りに固定されていることが重要である。その結果、コンバータ８とインバータ４との間のライン１００のインダクタンスは低減される。
【００７９】
図２０及び図２２は水冷装置を示す。交流ラインである銅板１００Uはバス板１００UA及び１００UBにより構成されている。交流ラインである銅板１００Vはバス板１００VA及び１００VBにより構成されている。交流ラインである銅板１００Wはバス板１００WA及び１００WBにより構成されている。
【００８０】
図２２において、上アームスイッチアセンブリ６００及び下アームスイッチアセンブリ７００は冷却管３００、４００及び５００でサンドイッチされている。冷却液C.L.は冷却管３００、４００及び５００内を流れる。絶縁シート200は冷却管３００、４００及び５００とシリコンチップとの間に配置されている。シリコンチップはスイッチチップとフリーホィーリングダイオードチップとからなる。その結果、銅板１００が他の銅板と冷却管とによりサンドイッチされるので、銅板１００の放射ノイズが減少される。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相電圧を三相モータに印加する電圧形の三相インバータと、
電力供給装置から直流電圧を受け取って昇圧電圧を三相インバータに印加する昇圧型DC/DCコンバータと、
前記コンバータ及び前記インバーターを制御するコントローラとを備える三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置において、
モータは、星形結線の３相巻線を有し、
コントローラは、コンバータとインバーターを制御するための単レグスイッチングモードを有し、
インバータは、単レグスイッチングモードにおいて、回転角に応じて切り替えられる１個のスイッチレグと、２個の固定レグとを有し、
コンバータは、単レグスイッチングモードにおいて、スイッチレグに最大相間電圧（Vx）に等しい大きさの昇圧電圧を出力し、
モータに印加される最大相間電圧（Vx）は、単レグスイッチングモードにおいて、他の二相の相間電圧と比較して最大の電圧値を有し、
２個の固定レグの１つの上アームスイッチング素子及び１つの下アームスイッチング素子は、単レグスイッチングモードにおいて、最大相間電圧（Vx）を出力し、
1個のスイッチレグは、単レグスイッチングモードにおいて、PWM制御されて最大相間電圧(Vx)よりも小さい小振幅相間電圧（Vy）を出力することを特徴とする三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置。
【請求項２】
三相可変速モーターは、ロータに固定された永久磁石を有し、
コンバータは、 単レグスイッチングモードにおいて、モータの誘起電圧よりも大きい値の最大相間電圧(Vx)を印加する請求項１記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項３】
コントローラは、単レグスイッチングモードにおいて、受け取ったトルク指令値 (Tr) と検出したモータ回転角(ω） とに基づいて、コンバータのPWM デユーティ比を変更する請求項１記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項４】
コントローラは、最大相間電圧(Vx)と回転角 (θ)とトルク指令値(Tr)と回転速度(ω）との間の関係表を有し、
単レグスイッチングモードにおいて、回転角 (θ)とトルク指令値 (Tr) とモータ回転角(ω） とに基づいて最大相間電圧(Vx)を決定する請求項３記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項５】
コンバータは、互いに直列接続された上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子をもつハーフブリッジとリアクトルとを有し、
コンバータの上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子の各一端は、 リアクトルを通じて電力供給装置に接続され、
コンバータの上アームスイッチング素子の他端は、高電位バスラインを通じてインバータ に接続され、
コンバータの下アームスイッチング素子の他端は、低電位バスラインを通じてインバータ及び電力供給装置に接続される請求項１記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項６】
更に、コントローラは、コンバータ及びインバータを制御するための複数相レグスイッチングモードを有し、
インバータの複数レグは、複数相レグスイッチングモードにおいてPWMスイッチングされ、
コントローラは、最大相間電圧(Vx)が電力供給装置の電圧よりも大きい時に単レグスイッチングモードを選択し、最大相間電圧(Vx)が電力供給装置の電圧よりも小さいときに複数相レグスイッチングモードを選択する請求項５記載の三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置。
【請求項７】
１個のスイッチレグの上アームスイッチング素子は、単レグスイッチングモードにおいて、コンバータが昇圧電圧を出力しない期間内にターンオフされ、かつ、コンバータが昇圧電圧を出力する期間内にターンオンされる請求項５記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項８】
単レグスイッチングモードにおいて、１個のスイッチレグの上アームスイッチング素子のターンオフ動作は、コンバータの下アームスイッチング素子のターンオン動作とオーバーラップする請求項５記載の三相可変速モータ駆動用モータ駆動装置。
【請求項９】
単レグスイッチングモードにおいて、１個のスイッチレグの上アームスイッチング素子のターンオン動作は、コンバータの下アームスイッチング素子のターンオフ動作とオーバーラップする請求項５記載の三相可変速モータ駆動用モータ駆動装置。
【請求項１０】
コンバータ及びインバータは、導体板からなる高電位バスライン１００を通じて接続され、
インバータ及びコンバータの上アームスイッチング素子及び上アーム環流ダイオードは、前記導体板に固定され、
コンバータの上アームスイッチング素子及び上アーム環流ダイオードは、インバータの上アームスイッチング素子及び上アーム環流ダイオードに囲まれている請求項１記載の三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置。
【請求項１】
三相電圧を三相モータに印加する電圧形の三相インバータと、
電力供給装置から直流電圧を受け取って昇圧電圧を三相インバータに印加する昇圧型DC/DCコンバータと、
前記コンバータ及び前記インバーターを制御するコントローラとを備える三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置において、
モータは、星形結線の３相巻線を有し、
コントローラは、コンバータとインバーターを制御するための単レグスイッチングモードを有し、
インバータは、単レグスイッチングモードにおいて、回転角に応じて切り替えられる１個のスイッチレグと、２個の固定レグとを有し、
コンバータは、単レグスイッチングモードにおいて、スイッチレグに最大相間電圧（Vx）に等しい大きさの昇圧電圧を出力し、
モータに印加される最大相間電圧（Vx）は、単レグスイッチングモードにおいて、他の二相の相間電圧と比較して最大の電圧値を有し、
２個の固定レグの１つの上アームスイッチング素子及び１つの下アームスイッチング素子は、単レグスイッチングモードにおいて、最大相間電圧（Vx）を出力し、
1個のスイッチレグは、単レグスイッチングモードにおいて、PWM制御されて最大相間電圧(Vx)よりも小さい小振幅相間電圧（Vy）を出力することを特徴とする三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置。
【請求項２】
三相可変速モーターは、ロータに固定された永久磁石を有し、
コンバータは、 単レグスイッチングモードにおいて、モータの誘起電圧よりも大きい値の最大相間電圧(Vx)を印加する請求項１記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項３】
コントローラは、単レグスイッチングモードにおいて、受け取ったトルク指令値 (Tr) と検出したモータ回転角(ω） とに基づいて、コンバータのPWM デユーティ比を変更する請求項１記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項４】
コントローラは、最大相間電圧(Vx)と回転角 (θ)とトルク指令値(Tr)と回転速度(ω）との間の関係表を有し、
単レグスイッチングモードにおいて、回転角 (θ)とトルク指令値 (Tr) とモータ回転角(ω） とに基づいて最大相間電圧(Vx)を決定する請求項３記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項５】
コンバータは、互いに直列接続された上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子をもつハーフブリッジとリアクトルとを有し、
コンバータの上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子の各一端は、 リアクトルを通じて電力供給装置に接続され、
コンバータの上アームスイッチング素子の他端は、高電位バスラインを通じてインバータ に接続され、
コンバータの下アームスイッチング素子の他端は、低電位バスラインを通じてインバータ及び電力供給装置に接続される請求項１記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項６】
更に、コントローラは、コンバータ及びインバータを制御するための複数相レグスイッチングモードを有し、
インバータの複数レグは、複数相レグスイッチングモードにおいてPWMスイッチングされ、
コントローラは、最大相間電圧(Vx)が電力供給装置の電圧よりも大きい時に単レグスイッチングモードを選択し、最大相間電圧(Vx)が電力供給装置の電圧よりも小さいときに複数相レグスイッチングモードを選択する請求項５記載の三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置。
【請求項７】
１個のスイッチレグの上アームスイッチング素子は、単レグスイッチングモードにおいて、コンバータが昇圧電圧を出力しない期間内にターンオフされ、かつ、コンバータが昇圧電圧を出力する期間内にターンオンされる請求項５記載の三相可変速モーター駆動用モータ駆動装置。
【請求項８】
単レグスイッチングモードにおいて、１個のスイッチレグの上アームスイッチング素子のターンオフ動作は、コンバータの下アームスイッチング素子のターンオン動作とオーバーラップする請求項５記載の三相可変速モータ駆動用モータ駆動装置。
【請求項９】
単レグスイッチングモードにおいて、１個のスイッチレグの上アームスイッチング素子のターンオン動作は、コンバータの下アームスイッチング素子のターンオフ動作とオーバーラップする請求項５記載の三相可変速モータ駆動用モータ駆動装置。
【請求項１０】
コンバータ及びインバータは、導体板からなる高電位バスライン１００を通じて接続され、
インバータ及びコンバータの上アームスイッチング素子及び上アーム環流ダイオードは、前記導体板に固定され、
コンバータの上アームスイッチング素子及び上アーム環流ダイオードは、インバータの上アームスイッチング素子及び上アーム環流ダイオードに囲まれている請求項１記載の三相可変速モータ駆動用モーター駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【公開番号】特開２０１１−１６６９２４（Ｐ２０１１−１６６９２４Ａ）
【公開日】平成２３年８月２５日（２０１１．８．２５）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１０−２６２１４（Ｐ２０１０−２６２１４）
【出願日】平成２２年２月９日（２０１０．２．９）
【出願人】（５０７３４８６７６）有限会社 スリ−アイ (35)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年８月２５日（２０１１．８．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２６２１４（Ｐ２０１０−２６２１４）
【出願日】平成２２年２月９日（２０１０．２．９）
【出願人】（５０７３４８６７６）有限会社 スリ−アイ (35)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]