光電センサ
【課題】 信号に含まれるノイズ成分を抑圧して、検出精度に優れる光電センサを提供することを目的とする。
【解決手段】 光電センサ１０は投光部１１、受光部２０、差動増幅回路３０、信号処理部４０等を備える。信号処理部４０は、差動増幅回路３０から出力された差動信号Ｓａを増幅し、同信号に含まれるノイズ成分を除去するものであるが、これをバンドパスフィルタ回路４１、整流回路４３、ローパスフィルタ回路４５から構成している。バンドパスフィルタ回路では、主として外乱光に起因するノイズ成分が除去される。その後、バンドパスフィルタ回路４１から出力された差動信号Ｓｂは整流回路４３で整流される。整流信号Ｓｅは、ローパスフィルタ回路４５に入力される。このように、整流回路４３で信号成分を直流成分に変えた後に、ローパスフィルタ回路４５に入力させているから、信号成分それ自体を抑圧させることなく、ノイズ成分だけを抑圧出来る。
【解決手段】 光電センサ１０は投光部１１、受光部２０、差動増幅回路３０、信号処理部４０等を備える。信号処理部４０は、差動増幅回路３０から出力された差動信号Ｓａを増幅し、同信号に含まれるノイズ成分を除去するものであるが、これをバンドパスフィルタ回路４１、整流回路４３、ローパスフィルタ回路４５から構成している。バンドパスフィルタ回路では、主として外乱光に起因するノイズ成分が除去される。その後、バンドパスフィルタ回路４１から出力された差動信号Ｓｂは整流回路４３で整流される。整流信号Ｓｅは、ローパスフィルタ回路４５に入力される。このように、整流回路４３で信号成分を直流成分に変えた後に、ローパスフィルタ回路４５に入力させているから、信号成分それ自体を抑圧させることなく、ノイズ成分だけを抑圧出来る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光電センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、被検出体までの距離を光学的手段により測定する光電センサが広く知られている。センサの構成について簡単に説明すると、係る光電センサは、被検出体に光を投光するための投光素子と、被検出体で反射された光を受光する受光面を有する一次元位置検出素子と、減算手段とを備える。検出素子からは、第一信号並びに第二信号（検出信号）がそれぞれ出力されるが、各信号のレベルは受光面上の受光点に応じて変化する。そのため、減算手段によって両信号の差分を算出し、そのレベルから受光点の位置、ひいては被検出体までの距離を算出することが出来る（例えば、特許文献１）。
【０００３】
この種の光電センサにおいては、測定精度の向上が要望されるが、それには、信号中に含まれるノイズ成分を除去する必要がある。信号中に含まれるノイズ成分には、外乱光に起因（例えば、高周波点灯されるインバータ方式の蛍光灯など）するものがあるが、外乱光に起因するノイズ成分を除去するには、例えば、投光素子を外乱光の周波数帯域より更に、高周波のバースト信号によって駆動させることが考えられる。すなわち、投光素子を高周波のバースト信号によって駆動すれば、検出素子から出力された信号、ひいては減算後の信号も、高周波の信号となるから、検出素子から出力された信号をフィルタにかけて外乱光の周波数帯域より更に、高い周波数成分だけを取り出すことで外乱光の成分を抑圧することが出来る（この種の技術は、例えば、特許文献２において、すでに開示されている）。
【０００４】
【特許文献１】特開昭６１−１７８６０９号公報
【特許文献２】特開昭５９−１３９５１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記のように、フィルタをかけることで、外乱光に起因するノイズ成分を抑圧できるが、信号に含まれるノイズ成分には外乱光に起因するものの他に、電源側或いは回路の自己ノイズによるものがある。これらのノイズ成分は一般にあらゆる周波数帯域に均等に現れるから、フィルタを通過した後の信号中にも、依然として電源側、或いは回路の自己ノイズが残った状態にある。
そこで、電源側或いは、回路の自己ノイズを除去するべく、前述のフィルタを通過した信号を、更に、阻止域にバースト波の周波数帯域を含む別のフィルタにかけることが考えられる。
【０００６】
しかし、フィルタにかけられる信号は交流波形の信号（検出素子から出力される検出信号は、理想的にはパルス波形の信号であるが、回路中に含まれるコンデンサ等の影響により交流波形の信号となる）であるから、係る交流信号を、阻止域にバースト波の周波数帯域を含むフィルタにかけると、回路の自己ノイズ等とともに、交流信号（検出信号）の信号レベルそれ自体が小さくなってしまうという、問題があった。
本発明は上記のような事情に基づいて完成されたものであって、信号に含まれるノイズ成分を抑圧して、検出精度に優れる光電センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するための手段として、請求項１の発明は、投光手段と、投光信号を生成して前記投光手段を点灯制御する投光駆動回路と、前記投光手段から投光され被検出物で反射された光を受光し、その受光位置に応じたレベルの第一受光信号、第二受光信号をそれぞれ出力する一次元位置検出素子と、前記第一、第二受光信号がそれぞれ入力されて、両信号のレベル差に応じた差動信号を出力する差動回路と、前記差動回路から出力される交流波形の差動信号のノイズ成分を除去するべく信号処理するアナログ信号処理回路とを備え、前記アナログ信号処理回路から出力される出力信号に基づいて、前記被検出体物まで距離を検出する光電センサであって、前記投光駆動回路は、複数のパルスからなるパルス群が間欠的に連続する信号により投光信号を生成し、前記アナログ信号処理回路は第一のフィルタ回路と、分別回路と、第二のフィルタ回路から構成され、前記第一のフィルタ回路は、前記差動回路の出力から、前記パルスの周波数帯域より低い周波数帯域のノイズ成分を少なくとも除去する回路あり、前記分別回路は、前記投光信号を構成するパルスと同じ周期のクロック信号が入力される信号入力部を有し、前記第一のフィルタ回路から出力される交流波形の差動信号を前記クロック信号に基づいて信号処理して、前記投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性（差動信号の極性）と同極性の信号のみの信号として出力する回路であり、前記第二のフィルタ回路は、前記分別回路の出力から前記パルスの周波数帯域を含む高周波帯域のノイズ成分を除去する回路であるところに特徴を有する。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１に記載のものにおいて、前記分別回路は、前記差動信号のうちの、前記投光信号のパルスＯＦＦ期間と対応する部分については、信号の極性を正負反転させて出力させる回路であるところに特徴を有する。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項２に記載のものにおいて、前記分別回路は、前記第一のフィルタ回路から出力される交流信号と前記クロック信号とを極性も含めて掛け算処理するアナログ掛け算回路であるところに特徴を有する。
【発明の効果】
【００１０】
＜請求項１の発明＞
請求項１の発明によれば、差動回路からは交流波形の差動信号が出力されるが、第一のフィルタ回路により差動信号に含まれるノイズ成分のうち、パルスの周波数帯域より低い周波数帯域のノイズ成分（外乱光成分）を抑圧出来る。第一のフィルタにかけられた後の差動信号は、パルスと同じ高周波の交流信号に、それと同じ高周波成分のノイズが乗った状態にあるが、差動信号は分別回路で信号処理されて、投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性と同極性の信号のみの信号、すなわち、直流に近い低周波の信号にかえられて出力される。そのため、分別回路から出力された信号は次の第二のフィルタ回路で再びフィルタ処理されるが、このときには、信号の主成分（直流に近い低周波成分）を抑圧することなく、高周波帯域のノイズ成分（回路の自己ノイズ）だけを抑圧出来る。このように、差動信号の信号成分を抑圧することなく、ノイズ成分（外乱光、自己ノイズ）を除去できるから、検出精度が高まる。
【００１１】
＜請求項２の発明＞
差動信号から、投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性と同極性の信号のみを取り出すには、例えば、パルスＯＦＦ期間については、出力させないことが考えられるが、この場合には、信号の主成分（直流に近い低周波成分）のレベルが低くなってしまう。この点に関して、請求項２の発明によれば、差動信号のうちの、前記投光信号のパルスＯＦＦ期間と対応する部分については、信号の極性を正負反転させて出力させるので、信号の主成分（直流に近い低周波成分）のレベルが低くなることがなく、これにより、Ｓ／Ｎ比も高くなる。
【００１２】
＜請求項３の発明＞
アナログ掛け算回路は汎用のものであるので、これを用いて分別回路を構成すれば、回路を比較的低コストに構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
＜実施形態１＞
本発明の実施形態１を図１ないし図６によって説明する。
本実施形態の光電センサ１０は、被検出体Ｗの距離の変位を三角法に基づいて測定するものであり、図１には、その検出原理が示されている。同図に示すように、光電センサ１０は、被検出体Ｗに向けて光を出射する投光部１１と、その反射光を受光する受光部２０を備える。そして、被検出体Ｗが図１における水平方向に変位すると、受光部２０に対する光の入光位置が変化するので、その変化量を捉えることで、被検出体Ｗの距離の変位を測定することが出来る。
【００１４】
図２は、光電センサの電気的構成を示すブロック図である。同図に示すように、光電センサ１０は、大まかには、投光部１１、受光部２０、差動増幅回路（本発明の差動回路に相当）３０、信号処理部（本発明のアナログ信号理回路に相当）４０、判定部６０を備える。
【００１５】
投光部１１は、投光素子（例えば、発光ダイオードであって、本発明の投光手段に相当）１３と、これを駆動させるための投光駆動回路１５からなる。投光駆動回路１５は、内部に基準クロック発生回路１７と、バースト波生成回路１６とを備える。
【００１６】
基準クロック発生回路１７は、図３の（ａ）に示す基準クロック信号（本発明のクロック信号に相当）ＣＫを発生させるものである。バースト波生成回路は、図３の（ｂ）に示すように、基準クロック信号ＣＫと同期したタイミングで間欠的にＯＮ、ＯＦＦするパルスを生成するとともに、このパルスが連続してなるバースト信号（本発明のパルス群に相当）Ｂにより投光信号を生成し、これを出力する。これにより、投光素子１３が高周波点灯される。
【００１７】
尚、一般に、インバータ等により高周波点灯される蛍光灯（変調光）の周波数は約数十ｋＨｚ〜１００ＫＨｚであるため、本実施形態では、これより、更に、高い周波数域で投光素子１３を点灯させるべく、基準クロック信号ＣＫの周波数を、約５００ＫＨｚに設定している。
【００１８】
受光部２０は、受光面２０Ａに２つのホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２を並べて配した一次元位置検出素子からなる。これら各ホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２からは、検出信号として受光量レベルに応じた大きさの電流が出力される。すなわち、図１の（ａ）に示すように、被検出体Ｗで反射された反射光が、ＰＤ１側の位置に入光した場合には、ＰＤ１の受光量がＰＤ２の受光量より多くなるので、ＰＤ１から出力される電流量が、ＰＤ２から出力される電流量よりも多くなる。
【００１９】
一方、これとは、反対に、図１の（ｂ）に示すように、被検出体Ｗで反射された反射光が、ＰＤ２側の位置に入光した場合には、ＰＤ２の受光量がＰＤ１の受光量より多くなるので、ＰＤ２から出力される電流量が、ＰＤ１から出力される電流量よりも多くなる。そして、これら２つのホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２からそれぞれ出力された出力電流は、Ｉ／Ｖ変換回路（電流−電圧変換回路）２５、２６によって、電圧信号Ｖ１、Ｖ２に変換される。
【００２０】
図３の（ｃ）、（ｄ）には、被検出体Ｗで反射された光がホトダイオードＰＤ１のＸ１のポイントに入光した場合の、電圧信号Ｖ１並びに電圧信号Ｖ２が例示してある。尚、電圧信号Ｖ１が本発明の第一受光信号に相当し、電圧信号Ｖ２が、本発明の第二受光信号に相当するものである。
【００２１】
差動増幅回路３０は、各電圧信号Ｖ１、Ｖ２がそれぞれ入力される２つの入力端子を備え、両電圧信号Ｖ１、Ｖ２の信号レベルの差分を増幅して出力するものである。また、出力される信号の極性は、電圧信号Ｖ１のレベルが電圧信号Ｖ２のレベルより高いときにはプラス（以下、正極性ともいう）の信号が出力され、これとは、反対に、電圧信号Ｖ２のレベルが電圧信号Ｖ１のレベルより高いときには、マイナス（以下、負極性ともいう）の信号が出力される。
【００２２】
そして、図３の（ｃ）、（ｄ）に示す電圧信号Ｖ１並びに電圧信号Ｖ２がそれぞれ入力されると、差動増幅回路３０からは、図３の（ｅ）に示すように、交流波形の信号（周波数が約５００ＫＨｚの信号）が出力される。差動増幅回路３０に入力される電圧信号Ｖ１、Ｖ２は、基準クロック信号ＣＫがＨレベルのときだけ出力がある方形波であるため、差動増幅回路３０からの出力も本来的には、電圧信号Ｖ１、Ｖ２に同期した方形波となる筈であるが、回路中に含まれるコンデンサ等の影響（例えば、パルスＯＦＦ期間中に放電する）により、差動増幅回路３０からは交流波形の信号が出力される。
【００２３】
そして、同信号Ｓａ中には、先に述べた外乱光（変調光）に起因するノイズの他、電源或いは、回路の自己ノイズがのった状態にある。
尚、外乱光に起因するノイズは、先にも述べたように特定の帯域幅（変調光の周波数帯域に現れる）を持つのに対して、電源或いは、回路の自己ノイズは一般にあらゆる周波数帯域に均等に現れる。
【００２４】
信号処理部４０は、バンドパスフィルタ回路（本発明の第一のフィルタ回路に相当）４１と、整流回路（本発明の分別回路に相当）４３と、ローパスフィルタ回路（本発明の第二のフィルタ回路に相当）４５とを備える。
バンドパスフィルタ回路４１は、オペアンプ等の増幅素子を備えたアクティブフィルタであり、図４に示すように、通過域の中心周波数が約５００ＫＨｚに設定されている。そして、この中心周波数ｆｏのゲインに対して−４５ｄＢの抑圧比を持たせて阻止域が設定されている。すなわち、中心周波数ｆｏのゲインは約６０ｄＢに設定されてので、ゲインの大きさがそれより４５ｄＢ下がった１５ｄＢ以下の範囲（１００ＫＨＺ以下の範囲と、３ＭＨｚ以上の範囲）が阻止域とされる。
【００２５】
一方、先にも述べたように、外乱光に起因するノイズ成分の周波数は、約数十ｋＨｚ〜１００ＫＨｚであり、バンドパスフィルタ回路４１の阻止域に含まれているので、差動増幅回路３０から出力された差動信号Ｓａは、バンドパスフィルタ回路４１により、外乱光に起因するノイズ成分が除去されて、次段の整流回路４３に入力される。
【００２６】
整流回路４３は、基準クロック信号ＣＫが入力される信号入力部４３Ａを備え、バンドパスフィルタ回路４１から入力された差動信号Ｓｂに対し、基準クロック信号ＣＫを掛け算する掛け算処理（本発明の信号処理に相当）を行なう。
【００２７】
整流回路４３による掛け算処理は、次の（１）式に基づいて行なわれる。
出力（整流信号）＝差動信号×基準クロック信号・・・・（１）式
（１）式における差動信号とは、極性を含めた差動信号Ｓｂの信号レベルであり、例えば、図５におけるｔ１時であれば「＋Ｃ１」であり、ｔ２時であれば「−Ｃ２」である。
（１）式における基準クロック信号とは、基準クロック信号ＣＫの信号レベルであり、基準クロック信号ＣＫのレベルがＨレベルとなっている期間（例えば、図５中のＡ１期間、Ａ２期間）は、基準クロック信号ＣＫの信号レベルを「＋１」とし、これとは反対に、信号のレベルがＬレベルとなっている期間（例えば、図５中のＢ１期間、Ｂ２期間）は、基準クロック信号ＣＫの信号レベルを「−１」として扱う。
【００２８】
係る掛け算処理を各時点について、それぞれ行なうことで、図５の（ｂ）に示す差動信号Ｓｂは、正方向（信号の極性がプラスとなる側）に整流される。これは、図５の例では、基準クロック信号ＣＫのレベルがＬレベルとなっている期間は、差動信号Ｓｂの信号レベルがいずれも「マイナス」になっているため、これに、基準クロック信号ＣＫの信号レベルとして「−１」が乗ぜられることで、元は負極性であった信号が、正極性に反転されて出力されるためである。
尚、基準クロック信号ＣＫのレベルがＨレベルとなっている期間が、本発明の「前記投光信号のパルスＯＮ期間」に対応する期間であり、基準クロック信号ＣＫのレベルがＬレベルとなっている期間が、本発明の「前記投光信号のパルスＯＦＦ期間」に対応する期間である。
【００２９】
かくして、整流回路４３からは、図５の（ｃ）に示すように差動信号Ｓｂの振幅（＋方向の振幅）の高さにほぼ比例したレベルの直流成分（ハッチングで示す部分）を有する整流信号Ｓｅが出力される。尚、このような、異なる二つの信号同士を信号の極性を含めて掛け算処理する回路動作を実現するには、例えば、整流回路をマルチプライヤ回路（四象限掛け算回路）により構成してやればよい。
また、本発明における「前記投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性（差動信号の極性）」とは、図５の例であれば、Ａ１、Ａ２期間における差動信号Ｓｂの極性、すなわち正極性（図５の（ｂ））のことであり、「差動信号を、前記投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性と同極性の信号のみの信号として出力する」とは、同じく図５の例であれば、同図の（ｃ）に示すように差動信号Ｓｂを正極性のみの信号として出力することである。
【００３０】
ローパスフィルタ回路４５は、例えば積分回路よりなるパッシブフィルタであり、本実施形態のものは、５０ＫＨＺ以下を通過域とし、それ以上の周波数帯域を阻止域としている。
一方、整流回路４３から出力された整流信号Ｓｅには、先のバンドパスフィルタ回路４１で通過域とされた帯域の高周波ノイズ成分(主として電源、或いは回路の自己ノイズ）が今だ、乗った状態（含まれた状態）にあるが、これらのノイズ成分はローパスフィルタ回路４５の阻止域に含まれる。
【００３１】
そのため、整流信号Ｓｅをローパスフィルタ回路４５に入力させると、整流信号Ｓｅに含まれる高周波ノイズ成分（バンドパスフィルタ回路４１では通過域とされた帯域のノイズ成分）が除去され、直流成分のみを取り出すことが出来る。そして、ローパスフィルタ回路４５は積分回路であるから、ローパスフィルタ通過後の整流信号Ｓｆは、図５の（ｄ）に示すように、右肩上がりにゆるやかに上昇するような信号波形となる。
【００３２】
判定部６０は例えば、ＣＰＵ６１とメモリ６５とから構成され、ローパスフィルタ回路４５から出力された整流信号Ｓｆは、図示しないＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換された後、ＣＰＵ６１に取り込まれる。
【００３３】
メモリ６５には、整流信号Ｓｆの信号レベルと被検出体Ｗの変位量（図１における基準位置からの変位量）Ｄとを関連付けた参照データ（例えば、測定に先立って、被検出体Ｗを変位させる試験を行い、そのときの整流信号Ｓｆを変位量ごとにそれぞれ取得したもの）が、予め記憶されている。
【００３４】
そのため、ＣＰＵ６１は、ディジタル信号が入力されると、メモリ６５から、入力されたディジタル信号に対応する参照データの読み出しを行うことで、被検出体Ｗの距離の変位量Ｄを特定することが出来る。すなわち、整流信号Ｓｆの信号レベルがＹ１であった場合には、図１に示す基準位置からの変位量がＤａであると特定することができる。
【００３５】
また、被検出体Ｗは、基準位置から投光素子１３に近くなる方向（図１における右方向）に変位する場合と、投光素子１３から離れる方向（図１における左方向）に変位する場合とがあるが、変位方向については、整流信号Ｓｆの極性に基づいて特定される。すなわち、投光素子１３に近くなる方向に被検出体Ｗが変位した場合には、上述したように、差動信号Ｓｂが正極性側に整流される（図５の（ｄ）参照）のに対して、投光素子１３から遠くなる方向に被検出体Ｗが変位した場合には、差動信号Ｓｂが負極性側に整流される（図６の（ｇ）参照）。
【００３６】
より具体的に説明すると、被検出体Ｗで反射された反射光がＰＤ２側の位置に入光した場合（図１の（ｂ）の場合）には、図６に示すように、電圧信号Ｖ１より電圧信号Ｖ２が大きくなるので、差動増幅回路３０からは、基本的にはマイナスの信号が出力されることとなる。すなわち、基準クロック信号ＣＫのレベルがＨレベルとなっている期間（例えば、図６中のＡ１期間、Ａ２期間中）は、差動信号Ｓｂの極性がマイナスとなり、基準クロック信号ＣＫのレベルがＬレベルとなっている期間（例えば、図６中のＢ１期間、Ｂ２期間中）は、差動信号Ｓｂの極性がプラスとなる。
【００３７】
そのため、整流回路４３にて先の掛け算処理を行なうと、基準クロック信号ＣＫがＨレベルとなっている期間については、差動信号Ｓｂに、基準クロック信号ＣＫの信号レベルとして「＋１」が乗ぜられる。従って、信号の極性が正負反転されることなく、当該部分については信号が、負極性のまま出力される。
【００３８】
一方、基準クロック信号ＣＫがＬレベルとなっている期間については、差動信号Ｓｂに対して基準クロック信号ＣＫの信号レベルとして「−１」が乗ぜられる。従って、当該部分については、元の信号に対して信号の極性が正負反転、すなわち、元は正極性（プラス）であった信号が、負極性に反転されて出力される。
【００３９】
このように、整流回路４３は、差動信号Ｓｂを単に整流するものではなく、反射光がＰＤ１側に入光した場合には、差動信号Ｓｂを正極性に整流し、反射光がＰＤ２側に入光した場合には、差動信号Ｓｂを負極性に整流する整流方向の選択機能を有する。換言すれば、差動信号Ｓｂのうち、パルスＯＮ期間に対応する信号成分については信号の極性を反転させることなく、差動信号Ｓｂを整流させている。そのため、整流信号Ｓｅ、Ｓｆの極性に基づいて、被検出体Ｗの変位方向を特定することが出来る。
【００４０】
尚、係る掛け算処理により、本発明の「投光信号のパルスＯＦＦ期間と対応する部分については、信号の極性を正負反転させて出力させる」が実現されている。
【００４１】
本実施形態によれば、信号処理部４０は、バンドパスフィルタ回路４１、ローパスフィルタ回路４５を備え、バンドパスフィルタ回路４１においては、外乱光（変調光）に起因するノイズ成分を除去し、ローパスフィルタ回路４５では、バンドパスフィルタ回路４１で通過域とされた帯域のノイズ成分、すなわちバースト波Ｂの周波数帯域に近い帯域の高周波成分のノイズ（電源、或いは回路の自己ノイズ）を除去できる。
【００４２】
加えて、差動信号Ｓｂは交流波形の信号であるから、バンドパスフィルタ回路４１から出力された信号を、そのままローパスフィルタ回路４５に入力させてしまうと、ローパスフィルタ回路４５で信号そのものも抑圧されてしまう。
【００４３】
この点に関し、本実施形態では、バンドパスフィルタ回路４１から出力された差動信号Ｓｂを整流回路４３で整流して、ノイズ成分を除く信号の主成分を直流成分に置き換える処理を行なっている。そのため、ローパスフィルタ回路４５では信号の主成分を抑圧することなく、ノイズ成分だけ除去することが出来る。これにより、受光素子１３を構成する両ホトオードＰＤ１、ＰＤ２の出力差を正確に捉えることが出来るから、光電センサ１０の検出精度を高めることが可能となる。
【００４４】
また、整流回路４３は、マルチプライヤ回路等の汎用の回路により構成されてので、回路を比較的低コストに構成できるし、差動信号Ｓｂを全波整流しているので、出力される整流信号Ｓｆは、半波整流のものに比べて信号レベルが高く、これによりＳ／Ｎが高くなり、一層、検出精度が高まる。
【００４５】
＜実施形態２＞
次に、本発明の実施形態２を図７、図８によって説明する。
実施形態２のものは、実施形態１の構成に対して整流回路の構成のみ異なる。
【００４６】
整流回路７０は実施形態１と同様に、ローパスフィルタ回路４５の入力段にあって、基準クッロク信号ＣＫが入力される入力部７０Ａを有する。
そして、バンドパスフィルタ回路４１から差動信号Ｓｂが入力されると、整流回路７０は図８の（ｃ）に示すように、基準クロック信号ＣＫがＨレベルである期間は、入力された信号の極性を反転させることなく、そのまま出力させ、基準クロック信号ＣＫがＬレベルである期間については、信号の出力を停止させる。
【００４７】
このような整流動作（半波整流）であっても、バンドパスフィルタ回路４１から出力された差動信号Ｓｂの主成分を直流成分に置き換えることが出来るから、Ｓ／Ｎ比は、幾らか低下するものの実施形態１と同様の効果が得られる。
【００４８】
＜他の実施形態＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。
【００４９】
（１）上記実施形態１及び、実施形態２においては、判定部６０を主としてＣＰＵ６１により構成したが、判定部６０の構成はこれに限定されるものではなく、例えば、コンパレータ等の比較器により構成し、ローパスフィルタ回路４５から出力された整流信号のレベルと、閾値とを比較することで変位量、並びに変位方向を特定する構成であってもよい。
【００５０】
（２）上記実施形態１及び、実施形態２のものは、受光部２０を固定した状態で測定を行なうことを前提とするものであった。しかし、変位量の検出は、以下の構成でも可能である。すなわち、受光部２０を図１における上下方向に移動可能な構成としておき、被検出体Ｗが基準位置にあるときには、反射光が両ホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２の中間点に入光するように受光部２０をセットしておく。そして、被検出体Ｗが基準位置から変位したときには、変位後の反射光が、両ホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２の中間点に入光するよう受光部２０を位置調整し、受光部２０の調整量に基づいて被検出体Ｗの変位量Ｄを算出するのである。
そして、この場合に、受光部２０の調整量並びに調整方向を、先の整流信号に基づいて決定するのである。
【００５１】
（３）実施形態１、実施形態２では、整流回路４３、７０の前段のフィルタ回路をバンドパスフィルタ回路４１により構成したが、阻止域に外乱光（変調光）の周波数帯域を含み、かつ、通過域にバースト波の周波数帯域を含むようなハイパスフィルタ回路であってもよい。
【００５２】
（４）実施形態１、実施形態２では、ローパスフィルタ回路４５をパッシブフィルタ回路により構成したが、増幅機能を有するアクティブフィルタ回路により構成してもよい。
【００５３】
（５）実施形態１、実施形態２では、受光部としての一次元位置検出素子を、２分割ホトダイオードにより構成したが、ＰＳＤ（フォトダイオードの表面抵抗を利用した位置センサ）等により構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】実施形態１における光電センサの検出原理を示す図
【図２】光電センサの電気的構成を示すブロック図
【図３】各信号の波形を示す図（反射光がＰＤ１側に入光した場合）
【図４】ローパスフィルタ回路、並びにバンドパスフィルタ回路の特性を示す図
【図５】各信号の波形を示す図（反射光のＰＤ１側に入光した場合）
【図６】各信号の波形を示す図（反射光がＰＤ２側に入光した場合）
【図７】実施形態２における光電センサの電気的構成を示すブロック図
【図８】各信号の波形を示す図
【符号の説明】
【００５５】
１０…光電センサ
１３…投光素子（投光手段）
１５…投光駆動回路
２０…受光部（一次元位置検出素子）
３０…差動増幅回路（差動回路）
４０…信号処理部（アナログ信号処理回路）
４１…バンドパスフィルタ回路（第一のフィルタ回路）
４３…整流回路（分別回路）
４５…ローパスフィルタ回路（第二のフィルタ回路）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光電センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、被検出体までの距離を光学的手段により測定する光電センサが広く知られている。センサの構成について簡単に説明すると、係る光電センサは、被検出体に光を投光するための投光素子と、被検出体で反射された光を受光する受光面を有する一次元位置検出素子と、減算手段とを備える。検出素子からは、第一信号並びに第二信号（検出信号）がそれぞれ出力されるが、各信号のレベルは受光面上の受光点に応じて変化する。そのため、減算手段によって両信号の差分を算出し、そのレベルから受光点の位置、ひいては被検出体までの距離を算出することが出来る（例えば、特許文献１）。
【０００３】
この種の光電センサにおいては、測定精度の向上が要望されるが、それには、信号中に含まれるノイズ成分を除去する必要がある。信号中に含まれるノイズ成分には、外乱光に起因（例えば、高周波点灯されるインバータ方式の蛍光灯など）するものがあるが、外乱光に起因するノイズ成分を除去するには、例えば、投光素子を外乱光の周波数帯域より更に、高周波のバースト信号によって駆動させることが考えられる。すなわち、投光素子を高周波のバースト信号によって駆動すれば、検出素子から出力された信号、ひいては減算後の信号も、高周波の信号となるから、検出素子から出力された信号をフィルタにかけて外乱光の周波数帯域より更に、高い周波数成分だけを取り出すことで外乱光の成分を抑圧することが出来る（この種の技術は、例えば、特許文献２において、すでに開示されている）。
【０００４】
【特許文献１】特開昭６１−１７８６０９号公報
【特許文献２】特開昭５９−１３９５１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記のように、フィルタをかけることで、外乱光に起因するノイズ成分を抑圧できるが、信号に含まれるノイズ成分には外乱光に起因するものの他に、電源側或いは回路の自己ノイズによるものがある。これらのノイズ成分は一般にあらゆる周波数帯域に均等に現れるから、フィルタを通過した後の信号中にも、依然として電源側、或いは回路の自己ノイズが残った状態にある。
そこで、電源側或いは、回路の自己ノイズを除去するべく、前述のフィルタを通過した信号を、更に、阻止域にバースト波の周波数帯域を含む別のフィルタにかけることが考えられる。
【０００６】
しかし、フィルタにかけられる信号は交流波形の信号（検出素子から出力される検出信号は、理想的にはパルス波形の信号であるが、回路中に含まれるコンデンサ等の影響により交流波形の信号となる）であるから、係る交流信号を、阻止域にバースト波の周波数帯域を含むフィルタにかけると、回路の自己ノイズ等とともに、交流信号（検出信号）の信号レベルそれ自体が小さくなってしまうという、問題があった。
本発明は上記のような事情に基づいて完成されたものであって、信号に含まれるノイズ成分を抑圧して、検出精度に優れる光電センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するための手段として、請求項１の発明は、投光手段と、投光信号を生成して前記投光手段を点灯制御する投光駆動回路と、前記投光手段から投光され被検出物で反射された光を受光し、その受光位置に応じたレベルの第一受光信号、第二受光信号をそれぞれ出力する一次元位置検出素子と、前記第一、第二受光信号がそれぞれ入力されて、両信号のレベル差に応じた差動信号を出力する差動回路と、前記差動回路から出力される交流波形の差動信号のノイズ成分を除去するべく信号処理するアナログ信号処理回路とを備え、前記アナログ信号処理回路から出力される出力信号に基づいて、前記被検出体物まで距離を検出する光電センサであって、前記投光駆動回路は、複数のパルスからなるパルス群が間欠的に連続する信号により投光信号を生成し、前記アナログ信号処理回路は第一のフィルタ回路と、分別回路と、第二のフィルタ回路から構成され、前記第一のフィルタ回路は、前記差動回路の出力から、前記パルスの周波数帯域より低い周波数帯域のノイズ成分を少なくとも除去する回路あり、前記分別回路は、前記投光信号を構成するパルスと同じ周期のクロック信号が入力される信号入力部を有し、前記第一のフィルタ回路から出力される交流波形の差動信号を前記クロック信号に基づいて信号処理して、前記投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性（差動信号の極性）と同極性の信号のみの信号として出力する回路であり、前記第二のフィルタ回路は、前記分別回路の出力から前記パルスの周波数帯域を含む高周波帯域のノイズ成分を除去する回路であるところに特徴を有する。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１に記載のものにおいて、前記分別回路は、前記差動信号のうちの、前記投光信号のパルスＯＦＦ期間と対応する部分については、信号の極性を正負反転させて出力させる回路であるところに特徴を有する。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項２に記載のものにおいて、前記分別回路は、前記第一のフィルタ回路から出力される交流信号と前記クロック信号とを極性も含めて掛け算処理するアナログ掛け算回路であるところに特徴を有する。
【発明の効果】
【００１０】
＜請求項１の発明＞
請求項１の発明によれば、差動回路からは交流波形の差動信号が出力されるが、第一のフィルタ回路により差動信号に含まれるノイズ成分のうち、パルスの周波数帯域より低い周波数帯域のノイズ成分（外乱光成分）を抑圧出来る。第一のフィルタにかけられた後の差動信号は、パルスと同じ高周波の交流信号に、それと同じ高周波成分のノイズが乗った状態にあるが、差動信号は分別回路で信号処理されて、投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性と同極性の信号のみの信号、すなわち、直流に近い低周波の信号にかえられて出力される。そのため、分別回路から出力された信号は次の第二のフィルタ回路で再びフィルタ処理されるが、このときには、信号の主成分（直流に近い低周波成分）を抑圧することなく、高周波帯域のノイズ成分（回路の自己ノイズ）だけを抑圧出来る。このように、差動信号の信号成分を抑圧することなく、ノイズ成分（外乱光、自己ノイズ）を除去できるから、検出精度が高まる。
【００１１】
＜請求項２の発明＞
差動信号から、投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性と同極性の信号のみを取り出すには、例えば、パルスＯＦＦ期間については、出力させないことが考えられるが、この場合には、信号の主成分（直流に近い低周波成分）のレベルが低くなってしまう。この点に関して、請求項２の発明によれば、差動信号のうちの、前記投光信号のパルスＯＦＦ期間と対応する部分については、信号の極性を正負反転させて出力させるので、信号の主成分（直流に近い低周波成分）のレベルが低くなることがなく、これにより、Ｓ／Ｎ比も高くなる。
【００１２】
＜請求項３の発明＞
アナログ掛け算回路は汎用のものであるので、これを用いて分別回路を構成すれば、回路を比較的低コストに構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
＜実施形態１＞
本発明の実施形態１を図１ないし図６によって説明する。
本実施形態の光電センサ１０は、被検出体Ｗの距離の変位を三角法に基づいて測定するものであり、図１には、その検出原理が示されている。同図に示すように、光電センサ１０は、被検出体Ｗに向けて光を出射する投光部１１と、その反射光を受光する受光部２０を備える。そして、被検出体Ｗが図１における水平方向に変位すると、受光部２０に対する光の入光位置が変化するので、その変化量を捉えることで、被検出体Ｗの距離の変位を測定することが出来る。
【００１４】
図２は、光電センサの電気的構成を示すブロック図である。同図に示すように、光電センサ１０は、大まかには、投光部１１、受光部２０、差動増幅回路（本発明の差動回路に相当）３０、信号処理部（本発明のアナログ信号理回路に相当）４０、判定部６０を備える。
【００１５】
投光部１１は、投光素子（例えば、発光ダイオードであって、本発明の投光手段に相当）１３と、これを駆動させるための投光駆動回路１５からなる。投光駆動回路１５は、内部に基準クロック発生回路１７と、バースト波生成回路１６とを備える。
【００１６】
基準クロック発生回路１７は、図３の（ａ）に示す基準クロック信号（本発明のクロック信号に相当）ＣＫを発生させるものである。バースト波生成回路は、図３の（ｂ）に示すように、基準クロック信号ＣＫと同期したタイミングで間欠的にＯＮ、ＯＦＦするパルスを生成するとともに、このパルスが連続してなるバースト信号（本発明のパルス群に相当）Ｂにより投光信号を生成し、これを出力する。これにより、投光素子１３が高周波点灯される。
【００１７】
尚、一般に、インバータ等により高周波点灯される蛍光灯（変調光）の周波数は約数十ｋＨｚ〜１００ＫＨｚであるため、本実施形態では、これより、更に、高い周波数域で投光素子１３を点灯させるべく、基準クロック信号ＣＫの周波数を、約５００ＫＨｚに設定している。
【００１８】
受光部２０は、受光面２０Ａに２つのホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２を並べて配した一次元位置検出素子からなる。これら各ホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２からは、検出信号として受光量レベルに応じた大きさの電流が出力される。すなわち、図１の（ａ）に示すように、被検出体Ｗで反射された反射光が、ＰＤ１側の位置に入光した場合には、ＰＤ１の受光量がＰＤ２の受光量より多くなるので、ＰＤ１から出力される電流量が、ＰＤ２から出力される電流量よりも多くなる。
【００１９】
一方、これとは、反対に、図１の（ｂ）に示すように、被検出体Ｗで反射された反射光が、ＰＤ２側の位置に入光した場合には、ＰＤ２の受光量がＰＤ１の受光量より多くなるので、ＰＤ２から出力される電流量が、ＰＤ１から出力される電流量よりも多くなる。そして、これら２つのホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２からそれぞれ出力された出力電流は、Ｉ／Ｖ変換回路（電流−電圧変換回路）２５、２６によって、電圧信号Ｖ１、Ｖ２に変換される。
【００２０】
図３の（ｃ）、（ｄ）には、被検出体Ｗで反射された光がホトダイオードＰＤ１のＸ１のポイントに入光した場合の、電圧信号Ｖ１並びに電圧信号Ｖ２が例示してある。尚、電圧信号Ｖ１が本発明の第一受光信号に相当し、電圧信号Ｖ２が、本発明の第二受光信号に相当するものである。
【００２１】
差動増幅回路３０は、各電圧信号Ｖ１、Ｖ２がそれぞれ入力される２つの入力端子を備え、両電圧信号Ｖ１、Ｖ２の信号レベルの差分を増幅して出力するものである。また、出力される信号の極性は、電圧信号Ｖ１のレベルが電圧信号Ｖ２のレベルより高いときにはプラス（以下、正極性ともいう）の信号が出力され、これとは、反対に、電圧信号Ｖ２のレベルが電圧信号Ｖ１のレベルより高いときには、マイナス（以下、負極性ともいう）の信号が出力される。
【００２２】
そして、図３の（ｃ）、（ｄ）に示す電圧信号Ｖ１並びに電圧信号Ｖ２がそれぞれ入力されると、差動増幅回路３０からは、図３の（ｅ）に示すように、交流波形の信号（周波数が約５００ＫＨｚの信号）が出力される。差動増幅回路３０に入力される電圧信号Ｖ１、Ｖ２は、基準クロック信号ＣＫがＨレベルのときだけ出力がある方形波であるため、差動増幅回路３０からの出力も本来的には、電圧信号Ｖ１、Ｖ２に同期した方形波となる筈であるが、回路中に含まれるコンデンサ等の影響（例えば、パルスＯＦＦ期間中に放電する）により、差動増幅回路３０からは交流波形の信号が出力される。
【００２３】
そして、同信号Ｓａ中には、先に述べた外乱光（変調光）に起因するノイズの他、電源或いは、回路の自己ノイズがのった状態にある。
尚、外乱光に起因するノイズは、先にも述べたように特定の帯域幅（変調光の周波数帯域に現れる）を持つのに対して、電源或いは、回路の自己ノイズは一般にあらゆる周波数帯域に均等に現れる。
【００２４】
信号処理部４０は、バンドパスフィルタ回路（本発明の第一のフィルタ回路に相当）４１と、整流回路（本発明の分別回路に相当）４３と、ローパスフィルタ回路（本発明の第二のフィルタ回路に相当）４５とを備える。
バンドパスフィルタ回路４１は、オペアンプ等の増幅素子を備えたアクティブフィルタであり、図４に示すように、通過域の中心周波数が約５００ＫＨｚに設定されている。そして、この中心周波数ｆｏのゲインに対して−４５ｄＢの抑圧比を持たせて阻止域が設定されている。すなわち、中心周波数ｆｏのゲインは約６０ｄＢに設定されてので、ゲインの大きさがそれより４５ｄＢ下がった１５ｄＢ以下の範囲（１００ＫＨＺ以下の範囲と、３ＭＨｚ以上の範囲）が阻止域とされる。
【００２５】
一方、先にも述べたように、外乱光に起因するノイズ成分の周波数は、約数十ｋＨｚ〜１００ＫＨｚであり、バンドパスフィルタ回路４１の阻止域に含まれているので、差動増幅回路３０から出力された差動信号Ｓａは、バンドパスフィルタ回路４１により、外乱光に起因するノイズ成分が除去されて、次段の整流回路４３に入力される。
【００２６】
整流回路４３は、基準クロック信号ＣＫが入力される信号入力部４３Ａを備え、バンドパスフィルタ回路４１から入力された差動信号Ｓｂに対し、基準クロック信号ＣＫを掛け算する掛け算処理（本発明の信号処理に相当）を行なう。
【００２７】
整流回路４３による掛け算処理は、次の（１）式に基づいて行なわれる。
出力（整流信号）＝差動信号×基準クロック信号・・・・（１）式
（１）式における差動信号とは、極性を含めた差動信号Ｓｂの信号レベルであり、例えば、図５におけるｔ１時であれば「＋Ｃ１」であり、ｔ２時であれば「−Ｃ２」である。
（１）式における基準クロック信号とは、基準クロック信号ＣＫの信号レベルであり、基準クロック信号ＣＫのレベルがＨレベルとなっている期間（例えば、図５中のＡ１期間、Ａ２期間）は、基準クロック信号ＣＫの信号レベルを「＋１」とし、これとは反対に、信号のレベルがＬレベルとなっている期間（例えば、図５中のＢ１期間、Ｂ２期間）は、基準クロック信号ＣＫの信号レベルを「−１」として扱う。
【００２８】
係る掛け算処理を各時点について、それぞれ行なうことで、図５の（ｂ）に示す差動信号Ｓｂは、正方向（信号の極性がプラスとなる側）に整流される。これは、図５の例では、基準クロック信号ＣＫのレベルがＬレベルとなっている期間は、差動信号Ｓｂの信号レベルがいずれも「マイナス」になっているため、これに、基準クロック信号ＣＫの信号レベルとして「−１」が乗ぜられることで、元は負極性であった信号が、正極性に反転されて出力されるためである。
尚、基準クロック信号ＣＫのレベルがＨレベルとなっている期間が、本発明の「前記投光信号のパルスＯＮ期間」に対応する期間であり、基準クロック信号ＣＫのレベルがＬレベルとなっている期間が、本発明の「前記投光信号のパルスＯＦＦ期間」に対応する期間である。
【００２９】
かくして、整流回路４３からは、図５の（ｃ）に示すように差動信号Ｓｂの振幅（＋方向の振幅）の高さにほぼ比例したレベルの直流成分（ハッチングで示す部分）を有する整流信号Ｓｅが出力される。尚、このような、異なる二つの信号同士を信号の極性を含めて掛け算処理する回路動作を実現するには、例えば、整流回路をマルチプライヤ回路（四象限掛け算回路）により構成してやればよい。
また、本発明における「前記投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性（差動信号の極性）」とは、図５の例であれば、Ａ１、Ａ２期間における差動信号Ｓｂの極性、すなわち正極性（図５の（ｂ））のことであり、「差動信号を、前記投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性と同極性の信号のみの信号として出力する」とは、同じく図５の例であれば、同図の（ｃ）に示すように差動信号Ｓｂを正極性のみの信号として出力することである。
【００３０】
ローパスフィルタ回路４５は、例えば積分回路よりなるパッシブフィルタであり、本実施形態のものは、５０ＫＨＺ以下を通過域とし、それ以上の周波数帯域を阻止域としている。
一方、整流回路４３から出力された整流信号Ｓｅには、先のバンドパスフィルタ回路４１で通過域とされた帯域の高周波ノイズ成分(主として電源、或いは回路の自己ノイズ）が今だ、乗った状態（含まれた状態）にあるが、これらのノイズ成分はローパスフィルタ回路４５の阻止域に含まれる。
【００３１】
そのため、整流信号Ｓｅをローパスフィルタ回路４５に入力させると、整流信号Ｓｅに含まれる高周波ノイズ成分（バンドパスフィルタ回路４１では通過域とされた帯域のノイズ成分）が除去され、直流成分のみを取り出すことが出来る。そして、ローパスフィルタ回路４５は積分回路であるから、ローパスフィルタ通過後の整流信号Ｓｆは、図５の（ｄ）に示すように、右肩上がりにゆるやかに上昇するような信号波形となる。
【００３２】
判定部６０は例えば、ＣＰＵ６１とメモリ６５とから構成され、ローパスフィルタ回路４５から出力された整流信号Ｓｆは、図示しないＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換された後、ＣＰＵ６１に取り込まれる。
【００３３】
メモリ６５には、整流信号Ｓｆの信号レベルと被検出体Ｗの変位量（図１における基準位置からの変位量）Ｄとを関連付けた参照データ（例えば、測定に先立って、被検出体Ｗを変位させる試験を行い、そのときの整流信号Ｓｆを変位量ごとにそれぞれ取得したもの）が、予め記憶されている。
【００３４】
そのため、ＣＰＵ６１は、ディジタル信号が入力されると、メモリ６５から、入力されたディジタル信号に対応する参照データの読み出しを行うことで、被検出体Ｗの距離の変位量Ｄを特定することが出来る。すなわち、整流信号Ｓｆの信号レベルがＹ１であった場合には、図１に示す基準位置からの変位量がＤａであると特定することができる。
【００３５】
また、被検出体Ｗは、基準位置から投光素子１３に近くなる方向（図１における右方向）に変位する場合と、投光素子１３から離れる方向（図１における左方向）に変位する場合とがあるが、変位方向については、整流信号Ｓｆの極性に基づいて特定される。すなわち、投光素子１３に近くなる方向に被検出体Ｗが変位した場合には、上述したように、差動信号Ｓｂが正極性側に整流される（図５の（ｄ）参照）のに対して、投光素子１３から遠くなる方向に被検出体Ｗが変位した場合には、差動信号Ｓｂが負極性側に整流される（図６の（ｇ）参照）。
【００３６】
より具体的に説明すると、被検出体Ｗで反射された反射光がＰＤ２側の位置に入光した場合（図１の（ｂ）の場合）には、図６に示すように、電圧信号Ｖ１より電圧信号Ｖ２が大きくなるので、差動増幅回路３０からは、基本的にはマイナスの信号が出力されることとなる。すなわち、基準クロック信号ＣＫのレベルがＨレベルとなっている期間（例えば、図６中のＡ１期間、Ａ２期間中）は、差動信号Ｓｂの極性がマイナスとなり、基準クロック信号ＣＫのレベルがＬレベルとなっている期間（例えば、図６中のＢ１期間、Ｂ２期間中）は、差動信号Ｓｂの極性がプラスとなる。
【００３７】
そのため、整流回路４３にて先の掛け算処理を行なうと、基準クロック信号ＣＫがＨレベルとなっている期間については、差動信号Ｓｂに、基準クロック信号ＣＫの信号レベルとして「＋１」が乗ぜられる。従って、信号の極性が正負反転されることなく、当該部分については信号が、負極性のまま出力される。
【００３８】
一方、基準クロック信号ＣＫがＬレベルとなっている期間については、差動信号Ｓｂに対して基準クロック信号ＣＫの信号レベルとして「−１」が乗ぜられる。従って、当該部分については、元の信号に対して信号の極性が正負反転、すなわち、元は正極性（プラス）であった信号が、負極性に反転されて出力される。
【００３９】
このように、整流回路４３は、差動信号Ｓｂを単に整流するものではなく、反射光がＰＤ１側に入光した場合には、差動信号Ｓｂを正極性に整流し、反射光がＰＤ２側に入光した場合には、差動信号Ｓｂを負極性に整流する整流方向の選択機能を有する。換言すれば、差動信号Ｓｂのうち、パルスＯＮ期間に対応する信号成分については信号の極性を反転させることなく、差動信号Ｓｂを整流させている。そのため、整流信号Ｓｅ、Ｓｆの極性に基づいて、被検出体Ｗの変位方向を特定することが出来る。
【００４０】
尚、係る掛け算処理により、本発明の「投光信号のパルスＯＦＦ期間と対応する部分については、信号の極性を正負反転させて出力させる」が実現されている。
【００４１】
本実施形態によれば、信号処理部４０は、バンドパスフィルタ回路４１、ローパスフィルタ回路４５を備え、バンドパスフィルタ回路４１においては、外乱光（変調光）に起因するノイズ成分を除去し、ローパスフィルタ回路４５では、バンドパスフィルタ回路４１で通過域とされた帯域のノイズ成分、すなわちバースト波Ｂの周波数帯域に近い帯域の高周波成分のノイズ（電源、或いは回路の自己ノイズ）を除去できる。
【００４２】
加えて、差動信号Ｓｂは交流波形の信号であるから、バンドパスフィルタ回路４１から出力された信号を、そのままローパスフィルタ回路４５に入力させてしまうと、ローパスフィルタ回路４５で信号そのものも抑圧されてしまう。
【００４３】
この点に関し、本実施形態では、バンドパスフィルタ回路４１から出力された差動信号Ｓｂを整流回路４３で整流して、ノイズ成分を除く信号の主成分を直流成分に置き換える処理を行なっている。そのため、ローパスフィルタ回路４５では信号の主成分を抑圧することなく、ノイズ成分だけ除去することが出来る。これにより、受光素子１３を構成する両ホトオードＰＤ１、ＰＤ２の出力差を正確に捉えることが出来るから、光電センサ１０の検出精度を高めることが可能となる。
【００４４】
また、整流回路４３は、マルチプライヤ回路等の汎用の回路により構成されてので、回路を比較的低コストに構成できるし、差動信号Ｓｂを全波整流しているので、出力される整流信号Ｓｆは、半波整流のものに比べて信号レベルが高く、これによりＳ／Ｎが高くなり、一層、検出精度が高まる。
【００４５】
＜実施形態２＞
次に、本発明の実施形態２を図７、図８によって説明する。
実施形態２のものは、実施形態１の構成に対して整流回路の構成のみ異なる。
【００４６】
整流回路７０は実施形態１と同様に、ローパスフィルタ回路４５の入力段にあって、基準クッロク信号ＣＫが入力される入力部７０Ａを有する。
そして、バンドパスフィルタ回路４１から差動信号Ｓｂが入力されると、整流回路７０は図８の（ｃ）に示すように、基準クロック信号ＣＫがＨレベルである期間は、入力された信号の極性を反転させることなく、そのまま出力させ、基準クロック信号ＣＫがＬレベルである期間については、信号の出力を停止させる。
【００４７】
このような整流動作（半波整流）であっても、バンドパスフィルタ回路４１から出力された差動信号Ｓｂの主成分を直流成分に置き換えることが出来るから、Ｓ／Ｎ比は、幾らか低下するものの実施形態１と同様の効果が得られる。
【００４８】
＜他の実施形態＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。
【００４９】
（１）上記実施形態１及び、実施形態２においては、判定部６０を主としてＣＰＵ６１により構成したが、判定部６０の構成はこれに限定されるものではなく、例えば、コンパレータ等の比較器により構成し、ローパスフィルタ回路４５から出力された整流信号のレベルと、閾値とを比較することで変位量、並びに変位方向を特定する構成であってもよい。
【００５０】
（２）上記実施形態１及び、実施形態２のものは、受光部２０を固定した状態で測定を行なうことを前提とするものであった。しかし、変位量の検出は、以下の構成でも可能である。すなわち、受光部２０を図１における上下方向に移動可能な構成としておき、被検出体Ｗが基準位置にあるときには、反射光が両ホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２の中間点に入光するように受光部２０をセットしておく。そして、被検出体Ｗが基準位置から変位したときには、変位後の反射光が、両ホトダイオードＰＤ１、ＰＤ２の中間点に入光するよう受光部２０を位置調整し、受光部２０の調整量に基づいて被検出体Ｗの変位量Ｄを算出するのである。
そして、この場合に、受光部２０の調整量並びに調整方向を、先の整流信号に基づいて決定するのである。
【００５１】
（３）実施形態１、実施形態２では、整流回路４３、７０の前段のフィルタ回路をバンドパスフィルタ回路４１により構成したが、阻止域に外乱光（変調光）の周波数帯域を含み、かつ、通過域にバースト波の周波数帯域を含むようなハイパスフィルタ回路であってもよい。
【００５２】
（４）実施形態１、実施形態２では、ローパスフィルタ回路４５をパッシブフィルタ回路により構成したが、増幅機能を有するアクティブフィルタ回路により構成してもよい。
【００５３】
（５）実施形態１、実施形態２では、受光部としての一次元位置検出素子を、２分割ホトダイオードにより構成したが、ＰＳＤ（フォトダイオードの表面抵抗を利用した位置センサ）等により構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】実施形態１における光電センサの検出原理を示す図
【図２】光電センサの電気的構成を示すブロック図
【図３】各信号の波形を示す図（反射光がＰＤ１側に入光した場合）
【図４】ローパスフィルタ回路、並びにバンドパスフィルタ回路の特性を示す図
【図５】各信号の波形を示す図（反射光のＰＤ１側に入光した場合）
【図６】各信号の波形を示す図（反射光がＰＤ２側に入光した場合）
【図７】実施形態２における光電センサの電気的構成を示すブロック図
【図８】各信号の波形を示す図
【符号の説明】
【００５５】
１０…光電センサ
１３…投光素子（投光手段）
１５…投光駆動回路
２０…受光部（一次元位置検出素子）
３０…差動増幅回路（差動回路）
４０…信号処理部（アナログ信号処理回路）
４１…バンドパスフィルタ回路（第一のフィルタ回路）
４３…整流回路（分別回路）
４５…ローパスフィルタ回路（第二のフィルタ回路）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
投光手段と、
投光信号を生成して前記投光手段を点灯制御する投光駆動回路と、
前記投光手段から投光され被検出物で反射された光を受光し、その受光位置に応じたレベルの第一受光信号、第二受光信号をそれぞれ出力する一次元位置検出素子と、
前記第一、第二受光信号がそれぞれ入力されて、両信号のレベル差に応じた差動信号を出力する差動回路と、
前記差動回路から出力される交流波形の差動信号のノイズ成分を除去するべく信号処理するアナログ信号処理回路とを備え、前記アナログ信号処理回路から出力される出力信号に基づいて、前記被検出体物まで距離を検出する光電センサであって、
前記投光駆動回路は、複数のパルスからなるパルス群が間欠的に連続する信号により投光信号を生成し、
前記アナログ信号処理回路は第一のフィルタ回路と、分別回路と、第二のフィルタ回路から構成され、
前記第一のフィルタ回路は、前記差動回路の出力から、前記パルスの周波数帯域より低い周波数帯域のノイズ成分を少なくとも除去する回路あり、
前記分別回路は、前記投光信号を構成するパルスと同じ周期のクロック信号が入力される信号入力部を有し、前記第一のフィルタ回路から出力される交流波形の差動信号を前記クロック信号に基づいて信号処理して、前記投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性と同極性の信号のみの信号として出力する回路であり、
前記第二のフィルタ回路は、前記分別回路の出力から前記パルスの周波数帯域を含む高周波帯域のノイズ成分を除去する回路であることを特徴とする光電センサ。
【請求項２】
前記分別回路は、前記差動信号のうちの、前記投光信号のパルスＯＦＦ期間と対応する部分については、信号の極性を正負反転させて出力させる回路であることを特徴とする請求項１に記載の光電センサ。
【請求項３】
前記分別回路は、前記第一のフィルタ回路から出力される交流信号と前記クロック信号とを極性も含めて掛け算処理するアナログ掛け算回路であることを特徴とする請求項２に記載の光電センサ。
【請求項１】
投光手段と、
投光信号を生成して前記投光手段を点灯制御する投光駆動回路と、
前記投光手段から投光され被検出物で反射された光を受光し、その受光位置に応じたレベルの第一受光信号、第二受光信号をそれぞれ出力する一次元位置検出素子と、
前記第一、第二受光信号がそれぞれ入力されて、両信号のレベル差に応じた差動信号を出力する差動回路と、
前記差動回路から出力される交流波形の差動信号のノイズ成分を除去するべく信号処理するアナログ信号処理回路とを備え、前記アナログ信号処理回路から出力される出力信号に基づいて、前記被検出体物まで距離を検出する光電センサであって、
前記投光駆動回路は、複数のパルスからなるパルス群が間欠的に連続する信号により投光信号を生成し、
前記アナログ信号処理回路は第一のフィルタ回路と、分別回路と、第二のフィルタ回路から構成され、
前記第一のフィルタ回路は、前記差動回路の出力から、前記パルスの周波数帯域より低い周波数帯域のノイズ成分を少なくとも除去する回路あり、
前記分別回路は、前記投光信号を構成するパルスと同じ周期のクロック信号が入力される信号入力部を有し、前記第一のフィルタ回路から出力される交流波形の差動信号を前記クロック信号に基づいて信号処理して、前記投光信号のパルスＯＮ期間と対応する部分の極性と同極性の信号のみの信号として出力する回路であり、
前記第二のフィルタ回路は、前記分別回路の出力から前記パルスの周波数帯域を含む高周波帯域のノイズ成分を除去する回路であることを特徴とする光電センサ。
【請求項２】
前記分別回路は、前記差動信号のうちの、前記投光信号のパルスＯＦＦ期間と対応する部分については、信号の極性を正負反転させて出力させる回路であることを特徴とする請求項１に記載の光電センサ。
【請求項３】
前記分別回路は、前記第一のフィルタ回路から出力される交流信号と前記クロック信号とを極性も含めて掛け算処理するアナログ掛け算回路であることを特徴とする請求項２に記載の光電センサ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００７−４０７２０（Ｐ２００７−４０７２０Ａ）
【公開日】平成１９年２月１５日（２００７．２．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２２２２３３（Ｐ２００５−２２２２３３）
【出願日】平成１７年７月２９日（２００５．７．２９）
【出願人】（０００１０６２２１）サンクス株式会社 (578)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年２月１５日（２００７．２．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年７月２９日（２００５．７．２９）
【出願人】（０００１０６２２１）サンクス株式会社 (578)
【Ｆターム（参考）】
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