半導体装置における負荷電流のゼロ交差の検出
【課題】 半導体装置における負荷電流のゼロ交差検出を提供する。
【解決手段】 ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタを含む回路装置が開示される。トランジスタは、負荷電流経路を介し順方向と逆方向に負荷電流を導通できるようにするとともにゲート電極においてそれぞれの信号により活性化または非活性化されるように構成される。回路装置はさらにゲート制御手段と監視手段を含む。ゲート制御手段はゲート電極に接続されるとともに、トランジスタが逆導通状態である場合にゲート電極を介しトランジスタを非活性化するまたはトランジスタの活性化を防止するように構成される。監視手段は、トランジスタが非活性化されるまたは非活性化がゲート制御手段により防止されている間に負荷電流がゼロを交差するときに発生する逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成される。
【解決手段】 ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタを含む回路装置が開示される。トランジスタは、負荷電流経路を介し順方向と逆方向に負荷電流を導通できるようにするとともにゲート電極においてそれぞれの信号により活性化または非活性化されるように構成される。回路装置はさらにゲート制御手段と監視手段を含む。ゲート制御手段はゲート電極に接続されるとともに、トランジスタが逆導通状態である場合にゲート電極を介しトランジスタを非活性化するまたはトランジスタの活性化を防止するように構成される。監視手段は、トランジスタが非活性化されるまたは非活性化がゲート制御手段により防止されている間に負荷電流がゼロを交差するときに発生する逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、半導体装置を通る負荷電流のゼロ交差を検出する回路装置と方法に関し、特に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等の逆導通トランジスタ(reverse conducting transistor)に関する。
【背景技術】
【0002】
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT:Insulated−gate Bipolar Transistor)は、例えば電気機械等の誘導負荷を調節するインバータ回路に使用される。インバータ回路では、双方向電流を許容するためにIGBTは還流ダイオードと並列に接続される。還流ダイオードは例えばIGBTが誘導負荷に適用され接続される場合に必要になる。しかしながら、並列の還流ダイオードの適用は多くの欠点を含む。例えば、IGBT筐体はIGBT本体と個別還流ダイオードの両方を収容するように設計されなければならず、2つの部品の接着は複雑で高価である。
【0003】
これらの欠点を克服するために、IGBTと還流ダイオードが1つの単純な半導体部品としてモノリシックに形成される(特許文献1)に開示されたものなどの逆導通IGBT(所謂RC−IGBT:reverse conducting IGBT)が普及した。pドープコレクタ領域は切り込みにより局所的に分離され、nドープ半導体材料はコレクタ金属化部分と接触し、これによりMOSチャネル領域内にエミッタ構造と低ドープドリフト領域とpドープ材料の所謂PIN電極構造が得られる。
【0004】
IGBTと逆並列に接続された従来の還流ダイオードの導通状態はIGBTの導通状態に依存せず、一方、RC−IGBTの固有還流ダイオードはRC−IGBTのMOSチャネル領域の導通状態に影響される。すなわち、RC−IGBTがその逆導通状態中にそのゲート電極を介しトリガされるとMOSチャネルは導通する。MOSチャネルは双方向電流を許容するので、逆導通経路中の電子はゲート電極がトリガされた場合は追加の電流経路を経ることがある。その過程では、電子のすべてがPINダイオードのフラッディング(flooding)に貢献するとは限らないので順方向電圧降下はPINダイオード構造内で著しく増加される可能性が有り、これは大抵の場合望ましくない。
【0005】
(特許文献2)では、上に説明された問題を克服する制御方法および対応する回路構造が開示されており、制御方法はRC−IGBT内の電流方向を検出する方法を含む。この方法の1つの欠点は、少なくとも1つ(または複数の直列)の高阻止能力のダイオードが必要であり、これらのダイオードは高価であり、かつ必要な電気的沿面距離のためにパワーエレクトロニクス配置内に大きなスペースを必要とするということである。
【0006】
(特許文献3)には、上述の問題を克服するとともに、RC−IGBTがその逆導通状態中にそのゲート電極を介しスイッチオンされるのを防止する回路装置および対応する制御方法を開示しており、制御方法はRC−IGBT内の電流方向を検出する方法を含む。この方法は、同装置が受動的にスイッチングされた場合にRC−IGBTのゲート接続部を介し転送される電荷電流を検出することに基づく。受動的スイッチング事象は、RC−IGBTが順方向阻止から逆導通モードに入る(または逆もまた同様)場合、その専用ゲート駆動の能動的スイッチング事象無しに発生する。
【0007】
しかしながら受動的スイッチング事象はハーフブリッジ構成における不感時間(dead−time)の始めだけに発生し得ることが問題である。受動的スイッチング事象が発生し、したがってRC−IGBTのスイッチオンが防止され、RC−IGBTが依然としてスイッチオフされている間に負荷電流のゼロ交差が発生すると、非常に歪んだ電流波形を生じ、真のゼロ交差が不可能になる。
【0008】
一般的に、上に検討した問題を克服または少なくとも緩和する必要がある。負荷電流のゼロ交差を検出するとともに、ゼロ交差が発生した場合にRC−IGBTをスイッチオンする回路装置および対応する方法も提供する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0009】
【特許文献1】米国特許出願公開第2007/0231973A1号明細書
【特許文献2】独国特許出願公開第102009001029A1号明細書
【特許文献3】米国特許出願公開第12/943,079号明細書
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【0010】
一実施形態によると、回路装置は、順方向および逆方向に負荷電流を導通することができるように構成され、負荷電流経路とゲート電極とを有する逆導通トランジスタと;ゲート電極に接続されるとともに、逆導通トランジスタが逆導通状態である場合にそのゲート電極を介し逆導通トランジスタを非活性化するまたは逆導通トランジスタの活性化を防止するように構成されたゲート制御手段と;逆導通トランジスタが非活性化されるまたは非活性化がゲート制御手段により防止されている間に逆導通トランジスタを介した負荷電流がゼロを交差するときに発生する逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成される監視手段と、を含む。
【0011】
別の実施形態によると、トランジスタがその逆導通状態にあり、非活性化されるかまたは活性化がゲート制御手段により防止されている間にトランジスタの負荷電流のゼロ交差を検出する方法が開示される。
【0012】
当業者は、以下の詳細な説明を読み添付図面を見ればさらなる特徴と利点を理解することになる。
【0013】
本発明は、以下の図面と記載を参照してさらに良く理解されることができる。添付図面における構成要素は、必ずしも一定の縮尺ではなく、むしろ本発明の原理を説明することに重点が置かれる。添付図面では、同様な参照符号は対応部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】インダクタを含む負荷インピーダンスに接続されたRC−IGBTハーフブリッジ回路装置を示す概略図である。
【図2】各トランジスタのゲート制御手段を含む図1のRC−IGBTハーフブリッジを説明する概略図である。
【図3】対応するRC−IGBTの導通状態を監視し、その導通状態に依存してトランジスタをスイッチングするゲート制御手段を有するRC−IGBTを説明する概略図である。
【図4】ゲート駆動回路を使用するゲート電流検知の様々な選択肢を説明する概略図である。
【図5】ゲート駆動回路に接続されたカレントミラーによるゲート電流検知の回路装置を説明する概略図である。
【図6】負荷電流のゼロ交差が発生しないときの図1におけるインバータハーフブリッジと図4の回路装置の制御信号、電流、電圧の時間応答を示すタイムチャートである。
【図7】ゼロ交差検知のための回路装置を説明する概略図である。
【図8】図7における回路装置の制御信号、電流、電圧の時間応答を示すタイムチャートである。
【図9】ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。
【図10】ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。
【図11】ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。
【図12】インダクタを含む負荷インピーダンスに接続された電界効果トランジスタハーフブリッジ回路装置を説明する概略図である。
【発明を実施するための形態】
【0015】
トランジスタが使用されることになる多くのアプリケーションでは、複数のタイプのトランジスタを使用することが可能である。例えば、電界効果トランジスタ(FET)または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)を使用することがしばしば可能である。IGBTは例えば、通常、それらの負荷電流経路と逆並列に接続された還流ダイオードと共に動作される。所謂逆導通IGBT(RC−IGBT)は、別個の還流ダイオードがもはや必要とされないように固有の逆ダイオードを有する。このようなRC−IGBTもまた、IGBT、FETまたは他のトランジスタの代わりに使用されてよい。
【0016】
RC−IGBTは例えば、各相電流を制御するためにIGBTハーフブリッジが使用される(電力)変換器に使用されてもよい。図1にこのようなハーフブリッジを模式的に示す。IGBTハーフブリッジは、直列に接続された2つのnチャネルIGBTであるT1TOPとT1BOTを含んでよい、動作電圧VDC(中間電圧または直流リンク電圧)はハーフブリッジ全体にわたって、すなわち高側トランジスタT1TOPのコレクタと低側トランジスタT1BOTのエミッタとの間に印加される。高側トランジスタT1TOPのコレクタ電位は本明細書ではVCCと呼ばれ、一方、底側トランジスタT1BOTのエミッタ電位は本明細書ではVEEと呼ばれる。トランジスタT1TOP、T1BOTの共通回路ノードは、接続負荷インピーダンスに出力電流iOUT(相電流とも呼ばれる)を供給するハーフブリッジの出力ノードである。大抵の場合、負荷インピーダンスは誘導負荷を含む。一般的には、直流リンク電圧は基準電位GNDに対して対称的である。すなわちVCC=VDC/2、VEE=−VDC/2。この場合、負荷はハーフブリッジの出力と基準電位GNDとの間に接続される。
【0017】
ゲート制御手段10は、出力電流IL(ハーフブリッジ出力電流)を制御するために各トランジスタT1TOPおよびT1BOT毎に設けられる。ゲート制御手段10は、電流ILの一定時間応答(すなわち、エッジ整形された電流段差)を実現し、および/またはハーフブリッジが短絡するのを防止するように構成されてよいゲートスイッチング手段102(以下にさらに説明される図3を参照)を含んでよい。両方のゲート制御手段10には、対応するトランジスタT1TOPまたはT1BOTの所望の導通状態をそれぞれ示す(2進)ゲート制御信号S1TOP、S1BOTが供給される。ゲート制御手段10を含む変換器ハーフブリッジを図2に示す。
【0018】
ハーフブリッジ(例えば図2に示すハーフブリッジ)は4つの可能な切り替え状態を有することができる。制御信号S1TOP、S1BOTと、誘導負荷により判断することができる出力電流IL(負荷電流)の方向と、に依存して、ハーフブリッジ出力ノードの出力電位は値VEE=−VDC/2またはVCC=VDC/2のいずれかを取る。
【0019】
RC−IGBT制御信号S1TOPとS1BOTの両方が対応するトランジスタをそのオフ状態(S1TOP=0、S1BOT=0)に切り替える第1の状態を考慮すると、出力電流ILは、出力電流ILの方向に従ってトランジスタT1TOPまたはトランジスタT1BOTのいずれかの固有逆ダイオードを介してだけ流れることができる。すなわち、出力電流ILは頂部側トランジスタT1TOPの固有還流ダイオードまたは底側トランジスタT1BOTの還流ダイオードのいずれかを介し流れる。結果的に、出力電位はVEE(負出力電流ILの場合)またはVCC(正出力相電流ILの場合)のいずれかである。これは、固有ダイオードの順方向電圧降下が上記考察では無視されるので単なる近似である。
【0020】
第2の状態で、トランジスタT1BOTだけが、出力電流ILの方向とは無関係に、オン状態とも呼ばれるその導通状態(S1TOP=0、S1BOT=1)に切り替えられると、出力電位はVEEにほぼ等しい。正出力電流IL(正電流は出力電流ILを指す矢印により図2に示す方向に流れる)の場合、トランジスタT1BOTはその順方向導通状態であり、一方、負出力電流の場合、トランジスタT1BOTはその逆の導通状態である。トランジスタT1TOPだけがその導通状態(S1TOP=1、S1BOT=0)に切り替えられた第3の切り替え状態は、上述の第2の切り替え状態と相補的である。したがって、この第3の状態では、出力電位はVCCにほぼ等しい。
【0021】
第4の状態は、トランジスタT1BOTとT1TOPの両方がそれらの順方向導通状態(S1TOP=S1BOT=1)に切り替えられた状態を指す。しかしながらこのような状態では、直流リンク電圧VDCは短絡し、誤動作またはハーフブリッジの破壊すら生じるであろう。したがって、ゲート駆動回路はこのようなハーフブリッジシュートスルーを防止するように構成されなければならない。
【0022】
トランジスタT1TOPまたはトランジスタT1BOTのいずれかだけがスイッチオンされる第2と第3の切り替え状態では、トランジスタが逆導通状態である間に活性化される(すなわち、S1TOP=1またはS1BOT=1)と上記問題が発生し得る。この場合、その負荷経路全体にわたる電圧降下は著しく増加し、必然的に損失の増加、そして結果的に深刻な熱発生を生じるであろう。より正確には、この問題は、負出力電流iOUTの場合には第2の状態において、正出力電流iOUTの場合には第3の状態において、発生し得る。
【0023】
図3に、その負荷経路を介し逆方向(固有の逆並列逆ダイオードを介し)だけでなく順方向(MOSチャネルを介し)の負荷電流を導通することができる逆導通IGBT T1を含む回路装置を示す。
【0024】
トランジスタT1は、対応する制御信号S1に従ってIGBTの順方向電流経路をスイッチオンおよびオフするゲート制御手段10に接続されたゲート電極Gを含む。ゲート制御手段10はゲート電極Gに接続されたゲートスイッチング手段102を含み、ゲート制御手段10は、制御信号S1に従ってゲートGに適切なゲート制御信号を供給しこれによりトランジスタの順方向電流経路をオン状態またはオフ状態に切り替えるように構成される。
【0025】
ゲート電極Gに供給されるゲート制御信号は、トランジスタT1が電流駆動されるか電圧駆動されるかに依存して、好適なゲート−エミッタ電圧VGEであってもゲート電流iGATEであってもよい。
【0026】
信号S1が高レベルにあるときでもトランジスタT1のスイッチオンを防止するように信号S1を阻止または消去(blank)する多くの代替案がある。例えば、信号S1は、ゲート制御信号を生成するゲート駆動手段102に入力許可される前にANDゲート103に通される。電流方向信号SVRは、ゲート駆動手段102および別の部品(以下に説明される)により生成され、ANDゲート103の入力に印加される。SVR=0と仮定すると、トランジスタT1がその逆導通状態にあれば信号S1はゲート駆動手段102に到達する前に消去されるであろう。したがって信号S1は、トランジスタがその逆導通状態である間、トランジスタT1を活性化することを妨げられる。さらにSVR=1と仮定すると、トランジスタがその逆導通状態でない(オン状態または阻止状態の)場合、信号S1は消去されずゲートスイッチング手段102上に渡される。この信号は次に、トランジスタをそのオン状態に切り替える適切なゲート制御信号を生成してもよい。
【0027】
すべての電子スイッチに固有したがってまた図1〜図3に紹介した実施形態に使用されるようなRC−IGBTに固有であると考えられる寄生容量が存在する。ゲート−コレクタ容量CGCとゲート−エミッタ容量CGEを図5の回路図に示す。しかしながらゲート−コレクタ容量CGCと比較して、ゲート−エミッタ容量CGEは以下の考察では無視することができる。上述の容量、特にゲート−コレクタ容量CGCは、ゲート電極Gにおけるゲート電流iGATEにより充電または放電される。容量CGCはRC−IGBTの負荷経路(コレクタ−エミッタ経路)全体にわたる電圧降下の方向の変化と同時に充電または放電される。電圧降下方向の変化はIGBTの負荷電流の変化により引き起こされる。容量CGCの充電は、対応するRC−IGBTの導通状態を判断するために利用されてよい対応するゲート電流iGATEとなる変位電流を示唆する。
【0028】
RC−IGBTのダイオードを介し電流ILが正であるが時間と共に減少しある時点でゼロを交差すると、ダイオードはたちまち阻止できなくなる。これは、ダイオード内に蓄積されたキャリヤが存在するからである。短時間の間、負荷電流は既に負であるが依然としてトランジスタを介し流れる。蓄積されたキャリヤがダイオードから完全に除去されると、装置はもはや電流を導通することができない。このダイオードを介した電流経路がもはや利用可能でなくなった時点で、電流は異なる電流経路を見つけなければならない。ハーフブリッジ回路では、電流はこのような場合、反対側トランジスタ(スイッチ)のダイオードに方向を変える。したがってもはや電流を導通しないダイオードに関係するトランジスタのコレクタ−エミッタ電圧は、突然VDCのレベルまで上昇する。コレクタ−エミッタ電圧が上昇すると、コレクタ−ゲート電圧も上昇し寄生容量CCGの電荷電流を生じる。
【0029】
導通状態信号SVRを獲得するために、ゲート駆動手段102はRC−IGBTのゲート電極Gへおよび/またはゲート電極Gから流れるゲート電流を検知できるように構成される。図4に可能な実施形態を示す。電流測定装置(例えば、適切な電流計)をゲートドライバの第1の供給線に(装置A1)、および/または第2の供給線に(装置A2)、および/またはゲートドライバ出力線に(装置A3)、配置することができる。ゲートドライバ出力線はゲート配線と呼ばれることがある。恐らく、3つの電流測定装置のうちの2つ以上を回路に配置してもよい。しかしながら多くのアプリケーションでは3つの電流測定装置の1つだけで十分となり得る。
【0030】
図4に示す実施形態によると、シャント抵抗Rsが、ゲート駆動手段102と接続トランジスタのゲート電極との間の電流測定装置として接続されてもよい(すなわち、ゲート抵抗はゲートドライバ出力線内に挿入される)。この場合、例えば並列の電圧測定装置V1をゲート電流を感知するように使用してよい。本明細書に記載のゲート電流検知に対し、1つ又は複数の電流測定装置または方法を組み合わせることが可能である。別の実施形態によると、シャント抵抗は、ゲート駆動手段102に供給する第1の(高側)および/または第2の(低側)供給線内に配置される。再び、シャント抵抗両端の電圧降下が測定され、これによりゲート電流を表す測定値を得てもよい。
【0031】
抵抗は通常、ゲートGとゲートドライバ102の出力との間に配置される。ゲート抵抗RG(図示せず)と通常呼ばれるこの抵抗は、追加のシャント抵抗RSの代わりに電流検知用シャント抵抗としても使用できるであろう。本明細書に明示的に言及されなくても、電流測定装置とシャント(またはゲート)抵抗の任意の組み合わせを使用してもよい。
【0032】
依然として図4を参照すると、ゲートスイッチング手段102は電圧源(V+、V−)により供給されるように示されている。電流検出装置A1またはA2は、ゲート駆動手段102へ電流を供給する供給線内に挿入されてもよい。ゲート電流を表す信号はゲート制御回路10内の様々な位置で感知されてよいであろう。さらに、電流検知は同回路内の2つ以上の位置で行われてもよい。
【0033】
図5に、図4の電流測定装置A1の特定の一実施形態を示す。ゲートスイッチング手段102のいくつかの詳細を図5に示す。ゲート制御信号S1(もし消去されなければ)は、直列抵抗RVの向こう側のエミッタフォロワ段のゲート電極に供給される。エミッタフォロワ段(出力段)は例えばバイポーラトランジスタD1(npnトランジスタであってよい)とバイポーラトランジスタD2(pnpトランジスタであってよい)により形成される。バイポーラトランジスタの代わりに、任意のトランジスタタイプ(例えば、MOSFET)をエミッタフォロワ段の実施形態に適用することができる。エミッタフォロワ段はゲート制御出力線(またはゲート配線)全体にわたってRC−IGBT T1にゲート電流iGATEを供給する。スイッチング速度制御(例えば「エッジ整形」)目的のため、大抵の場合、ゲート抵抗RGはゲート配線内に置かれる。
【0034】
図5に示すように、電流測定装置は例えば、トランジスタM1とM2により形成されるカレントミラーを含むことができる。容量CGとそれに並列に接続された電子スイッチE1(例えば、別のトランジスタ)は、ミラー電流が容量CGを充電するようにカレントミラーに接続される。カレントミラーは、トランジスタM1両端にわたる第1の電流経路とトランジスタM2両端にわたる第2の電流経路を提供する。第1の電流経路はゲート電流iGATEを運び、第2の電流経路はゲート電流iGATEに等しいかまたは正比例するミラー電流iGATE*=n・iGATE(ここで、nは通常1以下である)を運ぶ。ゲート電流iGATEとミラー電流iGATE*の両方は、電圧源V+とV−により供給されてよい。
【0035】
上に説明したように、そのコレクタ−エミッタ経路両端の電圧に突然の変化(例えばVCE電圧ピーク)が生じると固有寄生容量CGC(とCGE)が充電または放電されて対応するゲート電流iGATEを生じることはRC−IGBT T1の性質である。寄生ゲート−コレクタ容量CGCの放電は特に、順方向阻止からその逆導通状態に同時に移るトランジスタのコレクタ−エミッタ電圧(VCE)ディップにより引き起こされ、電圧ディップは、ゲート配線(ゲート供給線)において測定することができる変位電流とそれぞれのゲート電流を生じる。ゲート電流iGATEがトランジスタM1を通ると、それは、感知容量CGがミラー電流iGATE*から生じたその電荷状態の変化を「見る」ように、カレントミラーによりミラーされることになる。スイッチE1は容量CGを短絡および放電するために使用されてよい。容量CGに蓄積された電荷QGは、関係式QG=CG×VCGを利用することにより、すなわち容量CG両端の降下電圧VCGを測定することにより適切に監視される。容量CGの適切な値は、電流iGATEとiGATE*との間の関係に従って選択される。したがって、容量CGに蓄積された電荷はゲート電流iGATEの尺度であり、またRC−IGBTの導通状態の尺度である。RC−IGBT T1の図5に示す回路装置、特にゲートスイッチング回路は、インバータハーフブリッジのRC−IGBT毎に設けられる(図1に示すように)。RC−IGBTの導通状態がゲート電流iGATEから(すなわち、容量CGの電荷の状態から)どのように導かれ得るかの詳細説明を以下に行う。
【0036】
スイッチE1に関し、容量CGはスイッチE1が開いている限り電流iGATE*により充電される。スイッチE1が閉じれば、容量CGは放電され、測定サイクルは初期化される。一実施形態によると、スイッチE1は、対応するRC−IGBTのゲート制御信号S1と同期して切り替えられてもよい。感知期間の開始前に感知容量CGの電荷状態をリセットすること(すなわち、初期化工程)がスイッチE1の目的である、感知期間はRC−IGBT導通状態が判断されている間の時限である。
【0037】
図6には、ゲート制御手段10を有する例えば図1に示すようなインバータハーフブリッジにおける信号、電圧、電流の時間応答を描写するタイミング図が示される。各ハーフブリッジRC−IGBT(T1BOT、T1TOP)は、トランジスタT1が高側トランジスタ(T1TOP)または低側トランジスタ(T1BOT)であってよい図5によるゲートスイッチング回路装置を含む。RC−IGBTが逆方向に導通した場合、論理ターンオン信号が阻止され、ゲートスイッチング手段はオフ状態のままである。
【0038】
制御信号S1BOT、S1TOPの時間応答を図6に示す。ここで、高信号は「トランジスタをターンオンする」ことを意味し、低信号は「トランジスタをターンオフする」ことを意味する。正負荷電流IL(図1に示す負荷電流方向を指す)を仮定すると、頂部側トランジスタT1TOPは、底側トランジスタT1BOTがその制御信号S1BOTによりターンオフされると直ちにその逆導通状態になるであろう。トランジスタT1TOPの論理ターンオン信号S1TOPが阻止されゲートスイッチング手段がオフ状態のままであるので、信号S1TOPは破線で示される。破線は、信号S1TOPが阻止されなければそうであるような信号S1TOPを示す。負負荷電流方向IL(また図1に示す方向を指す)に関しては、同じ議論の一貫性が成り立つが、表記「頂部側」と「底側」は交換されなければならない。
【0039】
底側トランジスタT1BOTをターンオフする(すなわち、時刻t2またはt6で)ことで頂部側トランジスタT1TOPの逆導通状態を開始することが図6からわかる。実際には、例えば時刻t2〜t3またはt6〜t7間の不感時間または遅延時間tDELAYが避けられず、このことは、いずれの制御信号(S1TOPまたはS1BOT)も高くないということと、いずれのトランジスタ(T1TOPまたはT1BOT)もシュートスルーを回避するようにそのゲート電極Gを介しターンオンされないということと、を意味する。時刻t3またはt7では、不感時間tDELAYがすでに経過し、逆導通頂部側トランジスタT1TOPの制御信号S1TOPは阻止されなければ高レベルに切り替わるであろう。
【0040】
現在逆導通状態のRC−IGBT(この場合、頂部側トランジスタT1TOP)および対応する制御信号(すなわち、S1TOP)の切迫した「低−高」遷移の場合、そのコレクタ‐エミッタ電圧VCE(TOP)がゼロであるということが図6からさらに分かる。コレクタ‐エミッタ電圧VCE(TOP)は、信号S1TOPが通常は時刻t3に高くなるであろう瞬間の前の時刻t2でゼロになる。トランジスタT1BOTが導通している間、底側トランジスタVCE(BOT)両端の電圧はゼロである。信号S1BOTが時刻t2でゼロになると、電圧VCE(BOT)は高レベルになる。
【0041】
この瞬間t2に、正負荷電流ILは頂部側トランジスタに方向を変え、そこに逆方向に流れる。スイッチT1TOPに関しては、そのゲート信号を変更せずに装置が順方向阻止から逆導通状態に入ったので、この遷移は受動的転流(passive commutation)である。したがって時刻t2では、受動的スイッチング事象は、時刻t3にT1TOPの論理ターンオン信号を阻止するために例えばゲートドライバの監視手段により監視されることができる。
【0042】
時刻t2〜t6の期間に、T1TOPの逆導通状態が阻止され、T1TOPのターンオン動作は発生しない。次に、この情報は時刻t6で更新される。図6の実施形態では、負荷電流ILのゼロ交差は発生しない。ゼロ交差が、信号S1TOPが阻止されずに例えば時刻t2〜t5間に起これば、電流はT1TOPダイオードからT1TOP IGBTに方向を変えるであろう。この場合、信号が阻止された状態で、ダイオードが時刻t2に導通し、したがってターンオン信号がIGBTに送信されないので、これは、可能な真のゼロ交差が無い非常に歪んだ電流および電圧波形を生じる。これらの波形を図8に示す。
【0043】
図8に、上に説明したのと同様の状況を示す。違いは、時刻t2における負荷電流ILが非常に小さいので、時刻t2〜t6間にゼロ交差が起こるということである。RC−IGBTのゲートGがスイッチオフされる。ダイオードを介した電流ILは、時刻t2で低下し始め、時刻t4でゼロに交差する。トランジスタT1TOPの内部ダイオードはその電流が既にゼロであっても蓄積されたキャリヤを含むので、ダイオードは直ちには阻止できない。したがって時刻t4〜t5間に負荷電流は負になるが、トランジスタT1TOPを介し依然として流れる。時刻t5では、蓄積されたキャリヤは、T1TOPダイオードから完全に除去され、装置はもはや電流を導通することができない。負荷インダクタLLはこの時までに負電流により充電される。負電流は次に、T1TOPのダイオードを介した電流経路がもはや利用可能でないのでトランジスタT1BOTのダイオードを介し流れる必要がある。このために、電圧VCE(BOT)は時刻t5にゼロに達し、トランジスタT1TOPにおいて突然のコレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)上昇を引き起こす。この突然のコレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)上昇を検出することにより、負荷電流ILのゼロ交差も検出することができる。
【0044】
コレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)が上昇すると、トランジスタT1TOPのコレクタ−ゲート電圧もまた上昇し、寄生容量CCGの電荷電流を生じる。この電流はゲートドライバ段を通る必要があり、したがって監視手段により検出することができる。このような監視手段の一実施形態を図7に示す。図7に示す監視手段は、カレントミラーを形成する2つのnpnトランジスタM3、M4と、スイッチS3(例えば、別のトランジスタ)と、それに並列に接続されカレントミラーに接続される容量C2と、を含む。図7の回路に示されるが監視手段の一部でないスイッチS2と容量C1だけでなく、pnpトランジスタM1、M2も、逆電流流れを検出する責任を負う。
【0045】
図8では、容量C1とC2の両端電圧すなわち電圧VC1とVC2だけでなくスイッチS2とS3の動作もまた、図7に示す監視手段の動作についてさらに説明するために頂部側と底側ゲート駆動手段の両方について示される。スイッチS2とS3は頂部側と底側の元の制御信号によりそれぞれ制御される。論理「1」は対応するスイッチが閉じていることを意味し、一方、論理「0」はスイッチが開いていることを意味する。スイッチS2が開いている場合、スイッチS3は閉じておりその逆も正しい。時刻t3では、頂部側スイッチS3が開かれ、並列容量C2の両端電圧を許容する。上に説明したように、時刻t5では、トランジスタT1TOPは阻止状態となり、正ゲート電流がゲートに供給される。この電流はトランジスタD2とM3を通る。トランジスタM3は、トランジスタM4によりゲート電流をミラーするカレントミラーの一部である。このミラー電流は容量C2を介し流れ、時刻t5に容量C2の両端に電圧ハブ(voltage hub)を引き起こす。
【0046】
所与の実施形態では、容量C2における電圧上昇がトランジスタT1TOPのターンオンを引き起こす信号である。これは信号S1TOPを0から1へ切り替えることにより行われる。時刻t6では、スイッチS3は閉じられ、容量C2における電圧はゼロにされる。この時点で、回路は新しい期間の準備ができた。
【0047】
図8にも示す次の時刻t6〜t9の期間中、負荷電流は負である。この負負荷電流IL(図1に示す負荷電流方向を指す)を仮定すると、底側トランジスタT1BOTは頂部側トランジスタT1TOPがその制御信号S1TOPによりターンオフされると直ちにその逆導通状態になるであろう。トランジスタT1BOTの論理ターンオン信号S1BOTが阻止され、ゲートドライバがオフ状態のままなので、阻止が無い場合にそうなるであろう信号S1BOTをまた破線で示す。このt6〜t9の期間中、負荷電流のゼロ交差ILは発生しない。
【0048】
上に述べた図7の配置は、コレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)の突然の上昇、したがって負荷電流ILのゼロ交差を検出するために使用することができる監視手段の実施形態の単に一実施形態であることを当業者は容易に認識するであろう。
【0049】
図9に、監視手段の別の実施形態を示す。カレントミラーの代わりに、トランジスタT1のコレクタ−エミッタ経路と電気的に並列に接続された電流源ISとダイオードD1を含む監視手段を示す。コレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)のハブは電圧測定装置Vを使用して検出され得る。その出力により、電圧測定装置Vはトランジスタのエミッタに接続される。その入力により、電圧測定装置Vは電流源ISとダイオードD1の接続点に接続される。
【0050】
監視手段の実施のための別の実施形態を図10と図11に示す。図10では、配置は、トランジスタT1のコレクタ−エミッタ経路と電気的に並列に接続された電圧源VS、抵抗R1、ダイオードD2を含む。電圧測定装置Vはその出力がトランジスタのエミッタに接続され、その入力が抵抗R1とダイオードD2の接続点に接続される。図11の配置は、トランジスタT1のコレクタ−エミッタ経路に電気的に並列に接続された2つの抵抗R2とR3を含む周波数補正された分圧器を含む。各抵抗R2、R3は並列に接続された容量C3、C4を有する。分圧器の1つの出力は電圧測定装置Vの入力に接続される。その出力上で、電圧測定装置Vはトランジスタのエミッタに接続される。2つの抵抗R2とR3の接続点は分圧器の出力を表す。各実施形態において、ゲートスイッチング手段102はトランジスタT1のゲートとエミッタとの間に接続される。図11に示す分圧器は2つの抵抗R2とR3を含むが、この数に限定されない。それぞれが並列に接続された容量を有する2またはさらに多くの抵抗を有する周波数補正された分圧器を実装することも可能である。
【0051】
既に上に述べたように、本発明により開示された回路装置はまた、任意の他のトランジスタタイプ(例えば、電界効果トランジスタ)に対し使用されてもよく、IGBTに限定されない。図12に、IGBTの代わりに電界効果トランジスタT1TOPとT1botを使用した図1に示すようなハーフブリッジを示す。また、図2〜図11内に開示された回路装置において、電界効果トランジスタをIGBTの代わりに使用してもよい。
【0052】
「第1」、「第2」等の用語は様々な構成要素、領域、部分等を説明するために使用され、限定することを意図していない。同様の用語は本明細書を通し同様の構成要素を指す。
【0053】
本明細書で使用されるように、用語「有する」、「含有する」、「含む」等は、明示された要素または特徴の存在を示すが追加要素または追加特徴を排除しない開放型用語である。単数形式の冠詞は文脈が明確に示さない限り単数だけでなく複数形式のものを含むように意図される。
【0054】
本明細書に記載の様々な実施形態の特徴は特に明記しない限り互いに組み合わせられ得るということを理解すべきである。
【0055】
本明細書では特定の実施形態が例示され説明されたが、様々な代替のおよび/または均等な実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく、上に示され説明された特定の実施形態を置換し得るということを当業者は理解することになる。本出願は、本明細書で検討された特定の実施形態のあらゆる適合形態または変形形態をカバーするように意図されている。したがって本発明は特許請求の範囲とその均等物だけにより限定されるように意図されている。
【符号の説明】
【0056】
10 ゲート制御手段
102 ゲート駆動手段
103 ANDゲート
【技術分野】
【0001】
本開示は、半導体装置を通る負荷電流のゼロ交差を検出する回路装置と方法に関し、特に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等の逆導通トランジスタ(reverse conducting transistor)に関する。
【背景技術】
【0002】
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT:Insulated−gate Bipolar Transistor)は、例えば電気機械等の誘導負荷を調節するインバータ回路に使用される。インバータ回路では、双方向電流を許容するためにIGBTは還流ダイオードと並列に接続される。還流ダイオードは例えばIGBTが誘導負荷に適用され接続される場合に必要になる。しかしながら、並列の還流ダイオードの適用は多くの欠点を含む。例えば、IGBT筐体はIGBT本体と個別還流ダイオードの両方を収容するように設計されなければならず、2つの部品の接着は複雑で高価である。
【0003】
これらの欠点を克服するために、IGBTと還流ダイオードが1つの単純な半導体部品としてモノリシックに形成される(特許文献1)に開示されたものなどの逆導通IGBT(所謂RC−IGBT:reverse conducting IGBT)が普及した。pドープコレクタ領域は切り込みにより局所的に分離され、nドープ半導体材料はコレクタ金属化部分と接触し、これによりMOSチャネル領域内にエミッタ構造と低ドープドリフト領域とpドープ材料の所謂PIN電極構造が得られる。
【0004】
IGBTと逆並列に接続された従来の還流ダイオードの導通状態はIGBTの導通状態に依存せず、一方、RC−IGBTの固有還流ダイオードはRC−IGBTのMOSチャネル領域の導通状態に影響される。すなわち、RC−IGBTがその逆導通状態中にそのゲート電極を介しトリガされるとMOSチャネルは導通する。MOSチャネルは双方向電流を許容するので、逆導通経路中の電子はゲート電極がトリガされた場合は追加の電流経路を経ることがある。その過程では、電子のすべてがPINダイオードのフラッディング(flooding)に貢献するとは限らないので順方向電圧降下はPINダイオード構造内で著しく増加される可能性が有り、これは大抵の場合望ましくない。
【0005】
(特許文献2)では、上に説明された問題を克服する制御方法および対応する回路構造が開示されており、制御方法はRC−IGBT内の電流方向を検出する方法を含む。この方法の1つの欠点は、少なくとも1つ(または複数の直列)の高阻止能力のダイオードが必要であり、これらのダイオードは高価であり、かつ必要な電気的沿面距離のためにパワーエレクトロニクス配置内に大きなスペースを必要とするということである。
【0006】
(特許文献3)には、上述の問題を克服するとともに、RC−IGBTがその逆導通状態中にそのゲート電極を介しスイッチオンされるのを防止する回路装置および対応する制御方法を開示しており、制御方法はRC−IGBT内の電流方向を検出する方法を含む。この方法は、同装置が受動的にスイッチングされた場合にRC−IGBTのゲート接続部を介し転送される電荷電流を検出することに基づく。受動的スイッチング事象は、RC−IGBTが順方向阻止から逆導通モードに入る(または逆もまた同様)場合、その専用ゲート駆動の能動的スイッチング事象無しに発生する。
【0007】
しかしながら受動的スイッチング事象はハーフブリッジ構成における不感時間(dead−time)の始めだけに発生し得ることが問題である。受動的スイッチング事象が発生し、したがってRC−IGBTのスイッチオンが防止され、RC−IGBTが依然としてスイッチオフされている間に負荷電流のゼロ交差が発生すると、非常に歪んだ電流波形を生じ、真のゼロ交差が不可能になる。
【0008】
一般的に、上に検討した問題を克服または少なくとも緩和する必要がある。負荷電流のゼロ交差を検出するとともに、ゼロ交差が発生した場合にRC−IGBTをスイッチオンする回路装置および対応する方法も提供する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0009】
【特許文献1】米国特許出願公開第2007/0231973A1号明細書
【特許文献2】独国特許出願公開第102009001029A1号明細書
【特許文献3】米国特許出願公開第12/943,079号明細書
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【0010】
一実施形態によると、回路装置は、順方向および逆方向に負荷電流を導通することができるように構成され、負荷電流経路とゲート電極とを有する逆導通トランジスタと;ゲート電極に接続されるとともに、逆導通トランジスタが逆導通状態である場合にそのゲート電極を介し逆導通トランジスタを非活性化するまたは逆導通トランジスタの活性化を防止するように構成されたゲート制御手段と;逆導通トランジスタが非活性化されるまたは非活性化がゲート制御手段により防止されている間に逆導通トランジスタを介した負荷電流がゼロを交差するときに発生する逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成される監視手段と、を含む。
【0011】
別の実施形態によると、トランジスタがその逆導通状態にあり、非活性化されるかまたは活性化がゲート制御手段により防止されている間にトランジスタの負荷電流のゼロ交差を検出する方法が開示される。
【0012】
当業者は、以下の詳細な説明を読み添付図面を見ればさらなる特徴と利点を理解することになる。
【0013】
本発明は、以下の図面と記載を参照してさらに良く理解されることができる。添付図面における構成要素は、必ずしも一定の縮尺ではなく、むしろ本発明の原理を説明することに重点が置かれる。添付図面では、同様な参照符号は対応部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】インダクタを含む負荷インピーダンスに接続されたRC−IGBTハーフブリッジ回路装置を示す概略図である。
【図2】各トランジスタのゲート制御手段を含む図1のRC−IGBTハーフブリッジを説明する概略図である。
【図3】対応するRC−IGBTの導通状態を監視し、その導通状態に依存してトランジスタをスイッチングするゲート制御手段を有するRC−IGBTを説明する概略図である。
【図4】ゲート駆動回路を使用するゲート電流検知の様々な選択肢を説明する概略図である。
【図5】ゲート駆動回路に接続されたカレントミラーによるゲート電流検知の回路装置を説明する概略図である。
【図6】負荷電流のゼロ交差が発生しないときの図1におけるインバータハーフブリッジと図4の回路装置の制御信号、電流、電圧の時間応答を示すタイムチャートである。
【図7】ゼロ交差検知のための回路装置を説明する概略図である。
【図8】図7における回路装置の制御信号、電流、電圧の時間応答を示すタイムチャートである。
【図9】ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。
【図10】ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。
【図11】ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。
【図12】インダクタを含む負荷インピーダンスに接続された電界効果トランジスタハーフブリッジ回路装置を説明する概略図である。
【発明を実施するための形態】
【0015】
トランジスタが使用されることになる多くのアプリケーションでは、複数のタイプのトランジスタを使用することが可能である。例えば、電界効果トランジスタ(FET)または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)を使用することがしばしば可能である。IGBTは例えば、通常、それらの負荷電流経路と逆並列に接続された還流ダイオードと共に動作される。所謂逆導通IGBT(RC−IGBT)は、別個の還流ダイオードがもはや必要とされないように固有の逆ダイオードを有する。このようなRC−IGBTもまた、IGBT、FETまたは他のトランジスタの代わりに使用されてよい。
【0016】
RC−IGBTは例えば、各相電流を制御するためにIGBTハーフブリッジが使用される(電力)変換器に使用されてもよい。図1にこのようなハーフブリッジを模式的に示す。IGBTハーフブリッジは、直列に接続された2つのnチャネルIGBTであるT1TOPとT1BOTを含んでよい、動作電圧VDC(中間電圧または直流リンク電圧)はハーフブリッジ全体にわたって、すなわち高側トランジスタT1TOPのコレクタと低側トランジスタT1BOTのエミッタとの間に印加される。高側トランジスタT1TOPのコレクタ電位は本明細書ではVCCと呼ばれ、一方、底側トランジスタT1BOTのエミッタ電位は本明細書ではVEEと呼ばれる。トランジスタT1TOP、T1BOTの共通回路ノードは、接続負荷インピーダンスに出力電流iOUT(相電流とも呼ばれる)を供給するハーフブリッジの出力ノードである。大抵の場合、負荷インピーダンスは誘導負荷を含む。一般的には、直流リンク電圧は基準電位GNDに対して対称的である。すなわちVCC=VDC/2、VEE=−VDC/2。この場合、負荷はハーフブリッジの出力と基準電位GNDとの間に接続される。
【0017】
ゲート制御手段10は、出力電流IL(ハーフブリッジ出力電流)を制御するために各トランジスタT1TOPおよびT1BOT毎に設けられる。ゲート制御手段10は、電流ILの一定時間応答(すなわち、エッジ整形された電流段差)を実現し、および/またはハーフブリッジが短絡するのを防止するように構成されてよいゲートスイッチング手段102(以下にさらに説明される図3を参照)を含んでよい。両方のゲート制御手段10には、対応するトランジスタT1TOPまたはT1BOTの所望の導通状態をそれぞれ示す(2進)ゲート制御信号S1TOP、S1BOTが供給される。ゲート制御手段10を含む変換器ハーフブリッジを図2に示す。
【0018】
ハーフブリッジ(例えば図2に示すハーフブリッジ)は4つの可能な切り替え状態を有することができる。制御信号S1TOP、S1BOTと、誘導負荷により判断することができる出力電流IL(負荷電流)の方向と、に依存して、ハーフブリッジ出力ノードの出力電位は値VEE=−VDC/2またはVCC=VDC/2のいずれかを取る。
【0019】
RC−IGBT制御信号S1TOPとS1BOTの両方が対応するトランジスタをそのオフ状態(S1TOP=0、S1BOT=0)に切り替える第1の状態を考慮すると、出力電流ILは、出力電流ILの方向に従ってトランジスタT1TOPまたはトランジスタT1BOTのいずれかの固有逆ダイオードを介してだけ流れることができる。すなわち、出力電流ILは頂部側トランジスタT1TOPの固有還流ダイオードまたは底側トランジスタT1BOTの還流ダイオードのいずれかを介し流れる。結果的に、出力電位はVEE(負出力電流ILの場合)またはVCC(正出力相電流ILの場合)のいずれかである。これは、固有ダイオードの順方向電圧降下が上記考察では無視されるので単なる近似である。
【0020】
第2の状態で、トランジスタT1BOTだけが、出力電流ILの方向とは無関係に、オン状態とも呼ばれるその導通状態(S1TOP=0、S1BOT=1)に切り替えられると、出力電位はVEEにほぼ等しい。正出力電流IL(正電流は出力電流ILを指す矢印により図2に示す方向に流れる)の場合、トランジスタT1BOTはその順方向導通状態であり、一方、負出力電流の場合、トランジスタT1BOTはその逆の導通状態である。トランジスタT1TOPだけがその導通状態(S1TOP=1、S1BOT=0)に切り替えられた第3の切り替え状態は、上述の第2の切り替え状態と相補的である。したがって、この第3の状態では、出力電位はVCCにほぼ等しい。
【0021】
第4の状態は、トランジスタT1BOTとT1TOPの両方がそれらの順方向導通状態(S1TOP=S1BOT=1)に切り替えられた状態を指す。しかしながらこのような状態では、直流リンク電圧VDCは短絡し、誤動作またはハーフブリッジの破壊すら生じるであろう。したがって、ゲート駆動回路はこのようなハーフブリッジシュートスルーを防止するように構成されなければならない。
【0022】
トランジスタT1TOPまたはトランジスタT1BOTのいずれかだけがスイッチオンされる第2と第3の切り替え状態では、トランジスタが逆導通状態である間に活性化される(すなわち、S1TOP=1またはS1BOT=1)と上記問題が発生し得る。この場合、その負荷経路全体にわたる電圧降下は著しく増加し、必然的に損失の増加、そして結果的に深刻な熱発生を生じるであろう。より正確には、この問題は、負出力電流iOUTの場合には第2の状態において、正出力電流iOUTの場合には第3の状態において、発生し得る。
【0023】
図3に、その負荷経路を介し逆方向(固有の逆並列逆ダイオードを介し)だけでなく順方向(MOSチャネルを介し)の負荷電流を導通することができる逆導通IGBT T1を含む回路装置を示す。
【0024】
トランジスタT1は、対応する制御信号S1に従ってIGBTの順方向電流経路をスイッチオンおよびオフするゲート制御手段10に接続されたゲート電極Gを含む。ゲート制御手段10はゲート電極Gに接続されたゲートスイッチング手段102を含み、ゲート制御手段10は、制御信号S1に従ってゲートGに適切なゲート制御信号を供給しこれによりトランジスタの順方向電流経路をオン状態またはオフ状態に切り替えるように構成される。
【0025】
ゲート電極Gに供給されるゲート制御信号は、トランジスタT1が電流駆動されるか電圧駆動されるかに依存して、好適なゲート−エミッタ電圧VGEであってもゲート電流iGATEであってもよい。
【0026】
信号S1が高レベルにあるときでもトランジスタT1のスイッチオンを防止するように信号S1を阻止または消去(blank)する多くの代替案がある。例えば、信号S1は、ゲート制御信号を生成するゲート駆動手段102に入力許可される前にANDゲート103に通される。電流方向信号SVRは、ゲート駆動手段102および別の部品(以下に説明される)により生成され、ANDゲート103の入力に印加される。SVR=0と仮定すると、トランジスタT1がその逆導通状態にあれば信号S1はゲート駆動手段102に到達する前に消去されるであろう。したがって信号S1は、トランジスタがその逆導通状態である間、トランジスタT1を活性化することを妨げられる。さらにSVR=1と仮定すると、トランジスタがその逆導通状態でない(オン状態または阻止状態の)場合、信号S1は消去されずゲートスイッチング手段102上に渡される。この信号は次に、トランジスタをそのオン状態に切り替える適切なゲート制御信号を生成してもよい。
【0027】
すべての電子スイッチに固有したがってまた図1〜図3に紹介した実施形態に使用されるようなRC−IGBTに固有であると考えられる寄生容量が存在する。ゲート−コレクタ容量CGCとゲート−エミッタ容量CGEを図5の回路図に示す。しかしながらゲート−コレクタ容量CGCと比較して、ゲート−エミッタ容量CGEは以下の考察では無視することができる。上述の容量、特にゲート−コレクタ容量CGCは、ゲート電極Gにおけるゲート電流iGATEにより充電または放電される。容量CGCはRC−IGBTの負荷経路(コレクタ−エミッタ経路)全体にわたる電圧降下の方向の変化と同時に充電または放電される。電圧降下方向の変化はIGBTの負荷電流の変化により引き起こされる。容量CGCの充電は、対応するRC−IGBTの導通状態を判断するために利用されてよい対応するゲート電流iGATEとなる変位電流を示唆する。
【0028】
RC−IGBTのダイオードを介し電流ILが正であるが時間と共に減少しある時点でゼロを交差すると、ダイオードはたちまち阻止できなくなる。これは、ダイオード内に蓄積されたキャリヤが存在するからである。短時間の間、負荷電流は既に負であるが依然としてトランジスタを介し流れる。蓄積されたキャリヤがダイオードから完全に除去されると、装置はもはや電流を導通することができない。このダイオードを介した電流経路がもはや利用可能でなくなった時点で、電流は異なる電流経路を見つけなければならない。ハーフブリッジ回路では、電流はこのような場合、反対側トランジスタ(スイッチ)のダイオードに方向を変える。したがってもはや電流を導通しないダイオードに関係するトランジスタのコレクタ−エミッタ電圧は、突然VDCのレベルまで上昇する。コレクタ−エミッタ電圧が上昇すると、コレクタ−ゲート電圧も上昇し寄生容量CCGの電荷電流を生じる。
【0029】
導通状態信号SVRを獲得するために、ゲート駆動手段102はRC−IGBTのゲート電極Gへおよび/またはゲート電極Gから流れるゲート電流を検知できるように構成される。図4に可能な実施形態を示す。電流測定装置(例えば、適切な電流計)をゲートドライバの第1の供給線に(装置A1)、および/または第2の供給線に(装置A2)、および/またはゲートドライバ出力線に(装置A3)、配置することができる。ゲートドライバ出力線はゲート配線と呼ばれることがある。恐らく、3つの電流測定装置のうちの2つ以上を回路に配置してもよい。しかしながら多くのアプリケーションでは3つの電流測定装置の1つだけで十分となり得る。
【0030】
図4に示す実施形態によると、シャント抵抗Rsが、ゲート駆動手段102と接続トランジスタのゲート電極との間の電流測定装置として接続されてもよい(すなわち、ゲート抵抗はゲートドライバ出力線内に挿入される)。この場合、例えば並列の電圧測定装置V1をゲート電流を感知するように使用してよい。本明細書に記載のゲート電流検知に対し、1つ又は複数の電流測定装置または方法を組み合わせることが可能である。別の実施形態によると、シャント抵抗は、ゲート駆動手段102に供給する第1の(高側)および/または第2の(低側)供給線内に配置される。再び、シャント抵抗両端の電圧降下が測定され、これによりゲート電流を表す測定値を得てもよい。
【0031】
抵抗は通常、ゲートGとゲートドライバ102の出力との間に配置される。ゲート抵抗RG(図示せず)と通常呼ばれるこの抵抗は、追加のシャント抵抗RSの代わりに電流検知用シャント抵抗としても使用できるであろう。本明細書に明示的に言及されなくても、電流測定装置とシャント(またはゲート)抵抗の任意の組み合わせを使用してもよい。
【0032】
依然として図4を参照すると、ゲートスイッチング手段102は電圧源(V+、V−)により供給されるように示されている。電流検出装置A1またはA2は、ゲート駆動手段102へ電流を供給する供給線内に挿入されてもよい。ゲート電流を表す信号はゲート制御回路10内の様々な位置で感知されてよいであろう。さらに、電流検知は同回路内の2つ以上の位置で行われてもよい。
【0033】
図5に、図4の電流測定装置A1の特定の一実施形態を示す。ゲートスイッチング手段102のいくつかの詳細を図5に示す。ゲート制御信号S1(もし消去されなければ)は、直列抵抗RVの向こう側のエミッタフォロワ段のゲート電極に供給される。エミッタフォロワ段(出力段)は例えばバイポーラトランジスタD1(npnトランジスタであってよい)とバイポーラトランジスタD2(pnpトランジスタであってよい)により形成される。バイポーラトランジスタの代わりに、任意のトランジスタタイプ(例えば、MOSFET)をエミッタフォロワ段の実施形態に適用することができる。エミッタフォロワ段はゲート制御出力線(またはゲート配線)全体にわたってRC−IGBT T1にゲート電流iGATEを供給する。スイッチング速度制御(例えば「エッジ整形」)目的のため、大抵の場合、ゲート抵抗RGはゲート配線内に置かれる。
【0034】
図5に示すように、電流測定装置は例えば、トランジスタM1とM2により形成されるカレントミラーを含むことができる。容量CGとそれに並列に接続された電子スイッチE1(例えば、別のトランジスタ)は、ミラー電流が容量CGを充電するようにカレントミラーに接続される。カレントミラーは、トランジスタM1両端にわたる第1の電流経路とトランジスタM2両端にわたる第2の電流経路を提供する。第1の電流経路はゲート電流iGATEを運び、第2の電流経路はゲート電流iGATEに等しいかまたは正比例するミラー電流iGATE*=n・iGATE(ここで、nは通常1以下である)を運ぶ。ゲート電流iGATEとミラー電流iGATE*の両方は、電圧源V+とV−により供給されてよい。
【0035】
上に説明したように、そのコレクタ−エミッタ経路両端の電圧に突然の変化(例えばVCE電圧ピーク)が生じると固有寄生容量CGC(とCGE)が充電または放電されて対応するゲート電流iGATEを生じることはRC−IGBT T1の性質である。寄生ゲート−コレクタ容量CGCの放電は特に、順方向阻止からその逆導通状態に同時に移るトランジスタのコレクタ−エミッタ電圧(VCE)ディップにより引き起こされ、電圧ディップは、ゲート配線(ゲート供給線)において測定することができる変位電流とそれぞれのゲート電流を生じる。ゲート電流iGATEがトランジスタM1を通ると、それは、感知容量CGがミラー電流iGATE*から生じたその電荷状態の変化を「見る」ように、カレントミラーによりミラーされることになる。スイッチE1は容量CGを短絡および放電するために使用されてよい。容量CGに蓄積された電荷QGは、関係式QG=CG×VCGを利用することにより、すなわち容量CG両端の降下電圧VCGを測定することにより適切に監視される。容量CGの適切な値は、電流iGATEとiGATE*との間の関係に従って選択される。したがって、容量CGに蓄積された電荷はゲート電流iGATEの尺度であり、またRC−IGBTの導通状態の尺度である。RC−IGBT T1の図5に示す回路装置、特にゲートスイッチング回路は、インバータハーフブリッジのRC−IGBT毎に設けられる(図1に示すように)。RC−IGBTの導通状態がゲート電流iGATEから(すなわち、容量CGの電荷の状態から)どのように導かれ得るかの詳細説明を以下に行う。
【0036】
スイッチE1に関し、容量CGはスイッチE1が開いている限り電流iGATE*により充電される。スイッチE1が閉じれば、容量CGは放電され、測定サイクルは初期化される。一実施形態によると、スイッチE1は、対応するRC−IGBTのゲート制御信号S1と同期して切り替えられてもよい。感知期間の開始前に感知容量CGの電荷状態をリセットすること(すなわち、初期化工程)がスイッチE1の目的である、感知期間はRC−IGBT導通状態が判断されている間の時限である。
【0037】
図6には、ゲート制御手段10を有する例えば図1に示すようなインバータハーフブリッジにおける信号、電圧、電流の時間応答を描写するタイミング図が示される。各ハーフブリッジRC−IGBT(T1BOT、T1TOP)は、トランジスタT1が高側トランジスタ(T1TOP)または低側トランジスタ(T1BOT)であってよい図5によるゲートスイッチング回路装置を含む。RC−IGBTが逆方向に導通した場合、論理ターンオン信号が阻止され、ゲートスイッチング手段はオフ状態のままである。
【0038】
制御信号S1BOT、S1TOPの時間応答を図6に示す。ここで、高信号は「トランジスタをターンオンする」ことを意味し、低信号は「トランジスタをターンオフする」ことを意味する。正負荷電流IL(図1に示す負荷電流方向を指す)を仮定すると、頂部側トランジスタT1TOPは、底側トランジスタT1BOTがその制御信号S1BOTによりターンオフされると直ちにその逆導通状態になるであろう。トランジスタT1TOPの論理ターンオン信号S1TOPが阻止されゲートスイッチング手段がオフ状態のままであるので、信号S1TOPは破線で示される。破線は、信号S1TOPが阻止されなければそうであるような信号S1TOPを示す。負負荷電流方向IL(また図1に示す方向を指す)に関しては、同じ議論の一貫性が成り立つが、表記「頂部側」と「底側」は交換されなければならない。
【0039】
底側トランジスタT1BOTをターンオフする(すなわち、時刻t2またはt6で)ことで頂部側トランジスタT1TOPの逆導通状態を開始することが図6からわかる。実際には、例えば時刻t2〜t3またはt6〜t7間の不感時間または遅延時間tDELAYが避けられず、このことは、いずれの制御信号(S1TOPまたはS1BOT)も高くないということと、いずれのトランジスタ(T1TOPまたはT1BOT)もシュートスルーを回避するようにそのゲート電極Gを介しターンオンされないということと、を意味する。時刻t3またはt7では、不感時間tDELAYがすでに経過し、逆導通頂部側トランジスタT1TOPの制御信号S1TOPは阻止されなければ高レベルに切り替わるであろう。
【0040】
現在逆導通状態のRC−IGBT(この場合、頂部側トランジスタT1TOP)および対応する制御信号(すなわち、S1TOP)の切迫した「低−高」遷移の場合、そのコレクタ‐エミッタ電圧VCE(TOP)がゼロであるということが図6からさらに分かる。コレクタ‐エミッタ電圧VCE(TOP)は、信号S1TOPが通常は時刻t3に高くなるであろう瞬間の前の時刻t2でゼロになる。トランジスタT1BOTが導通している間、底側トランジスタVCE(BOT)両端の電圧はゼロである。信号S1BOTが時刻t2でゼロになると、電圧VCE(BOT)は高レベルになる。
【0041】
この瞬間t2に、正負荷電流ILは頂部側トランジスタに方向を変え、そこに逆方向に流れる。スイッチT1TOPに関しては、そのゲート信号を変更せずに装置が順方向阻止から逆導通状態に入ったので、この遷移は受動的転流(passive commutation)である。したがって時刻t2では、受動的スイッチング事象は、時刻t3にT1TOPの論理ターンオン信号を阻止するために例えばゲートドライバの監視手段により監視されることができる。
【0042】
時刻t2〜t6の期間に、T1TOPの逆導通状態が阻止され、T1TOPのターンオン動作は発生しない。次に、この情報は時刻t6で更新される。図6の実施形態では、負荷電流ILのゼロ交差は発生しない。ゼロ交差が、信号S1TOPが阻止されずに例えば時刻t2〜t5間に起これば、電流はT1TOPダイオードからT1TOP IGBTに方向を変えるであろう。この場合、信号が阻止された状態で、ダイオードが時刻t2に導通し、したがってターンオン信号がIGBTに送信されないので、これは、可能な真のゼロ交差が無い非常に歪んだ電流および電圧波形を生じる。これらの波形を図8に示す。
【0043】
図8に、上に説明したのと同様の状況を示す。違いは、時刻t2における負荷電流ILが非常に小さいので、時刻t2〜t6間にゼロ交差が起こるということである。RC−IGBTのゲートGがスイッチオフされる。ダイオードを介した電流ILは、時刻t2で低下し始め、時刻t4でゼロに交差する。トランジスタT1TOPの内部ダイオードはその電流が既にゼロであっても蓄積されたキャリヤを含むので、ダイオードは直ちには阻止できない。したがって時刻t4〜t5間に負荷電流は負になるが、トランジスタT1TOPを介し依然として流れる。時刻t5では、蓄積されたキャリヤは、T1TOPダイオードから完全に除去され、装置はもはや電流を導通することができない。負荷インダクタLLはこの時までに負電流により充電される。負電流は次に、T1TOPのダイオードを介した電流経路がもはや利用可能でないのでトランジスタT1BOTのダイオードを介し流れる必要がある。このために、電圧VCE(BOT)は時刻t5にゼロに達し、トランジスタT1TOPにおいて突然のコレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)上昇を引き起こす。この突然のコレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)上昇を検出することにより、負荷電流ILのゼロ交差も検出することができる。
【0044】
コレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)が上昇すると、トランジスタT1TOPのコレクタ−ゲート電圧もまた上昇し、寄生容量CCGの電荷電流を生じる。この電流はゲートドライバ段を通る必要があり、したがって監視手段により検出することができる。このような監視手段の一実施形態を図7に示す。図7に示す監視手段は、カレントミラーを形成する2つのnpnトランジスタM3、M4と、スイッチS3(例えば、別のトランジスタ)と、それに並列に接続されカレントミラーに接続される容量C2と、を含む。図7の回路に示されるが監視手段の一部でないスイッチS2と容量C1だけでなく、pnpトランジスタM1、M2も、逆電流流れを検出する責任を負う。
【0045】
図8では、容量C1とC2の両端電圧すなわち電圧VC1とVC2だけでなくスイッチS2とS3の動作もまた、図7に示す監視手段の動作についてさらに説明するために頂部側と底側ゲート駆動手段の両方について示される。スイッチS2とS3は頂部側と底側の元の制御信号によりそれぞれ制御される。論理「1」は対応するスイッチが閉じていることを意味し、一方、論理「0」はスイッチが開いていることを意味する。スイッチS2が開いている場合、スイッチS3は閉じておりその逆も正しい。時刻t3では、頂部側スイッチS3が開かれ、並列容量C2の両端電圧を許容する。上に説明したように、時刻t5では、トランジスタT1TOPは阻止状態となり、正ゲート電流がゲートに供給される。この電流はトランジスタD2とM3を通る。トランジスタM3は、トランジスタM4によりゲート電流をミラーするカレントミラーの一部である。このミラー電流は容量C2を介し流れ、時刻t5に容量C2の両端に電圧ハブ(voltage hub)を引き起こす。
【0046】
所与の実施形態では、容量C2における電圧上昇がトランジスタT1TOPのターンオンを引き起こす信号である。これは信号S1TOPを0から1へ切り替えることにより行われる。時刻t6では、スイッチS3は閉じられ、容量C2における電圧はゼロにされる。この時点で、回路は新しい期間の準備ができた。
【0047】
図8にも示す次の時刻t6〜t9の期間中、負荷電流は負である。この負負荷電流IL(図1に示す負荷電流方向を指す)を仮定すると、底側トランジスタT1BOTは頂部側トランジスタT1TOPがその制御信号S1TOPによりターンオフされると直ちにその逆導通状態になるであろう。トランジスタT1BOTの論理ターンオン信号S1BOTが阻止され、ゲートドライバがオフ状態のままなので、阻止が無い場合にそうなるであろう信号S1BOTをまた破線で示す。このt6〜t9の期間中、負荷電流のゼロ交差ILは発生しない。
【0048】
上に述べた図7の配置は、コレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)の突然の上昇、したがって負荷電流ILのゼロ交差を検出するために使用することができる監視手段の実施形態の単に一実施形態であることを当業者は容易に認識するであろう。
【0049】
図9に、監視手段の別の実施形態を示す。カレントミラーの代わりに、トランジスタT1のコレクタ−エミッタ経路と電気的に並列に接続された電流源ISとダイオードD1を含む監視手段を示す。コレクタ−エミッタ電圧VCE(TOP)のハブは電圧測定装置Vを使用して検出され得る。その出力により、電圧測定装置Vはトランジスタのエミッタに接続される。その入力により、電圧測定装置Vは電流源ISとダイオードD1の接続点に接続される。
【0050】
監視手段の実施のための別の実施形態を図10と図11に示す。図10では、配置は、トランジスタT1のコレクタ−エミッタ経路と電気的に並列に接続された電圧源VS、抵抗R1、ダイオードD2を含む。電圧測定装置Vはその出力がトランジスタのエミッタに接続され、その入力が抵抗R1とダイオードD2の接続点に接続される。図11の配置は、トランジスタT1のコレクタ−エミッタ経路に電気的に並列に接続された2つの抵抗R2とR3を含む周波数補正された分圧器を含む。各抵抗R2、R3は並列に接続された容量C3、C4を有する。分圧器の1つの出力は電圧測定装置Vの入力に接続される。その出力上で、電圧測定装置Vはトランジスタのエミッタに接続される。2つの抵抗R2とR3の接続点は分圧器の出力を表す。各実施形態において、ゲートスイッチング手段102はトランジスタT1のゲートとエミッタとの間に接続される。図11に示す分圧器は2つの抵抗R2とR3を含むが、この数に限定されない。それぞれが並列に接続された容量を有する2またはさらに多くの抵抗を有する周波数補正された分圧器を実装することも可能である。
【0051】
既に上に述べたように、本発明により開示された回路装置はまた、任意の他のトランジスタタイプ(例えば、電界効果トランジスタ)に対し使用されてもよく、IGBTに限定されない。図12に、IGBTの代わりに電界効果トランジスタT1TOPとT1botを使用した図1に示すようなハーフブリッジを示す。また、図2〜図11内に開示された回路装置において、電界効果トランジスタをIGBTの代わりに使用してもよい。
【0052】
「第1」、「第2」等の用語は様々な構成要素、領域、部分等を説明するために使用され、限定することを意図していない。同様の用語は本明細書を通し同様の構成要素を指す。
【0053】
本明細書で使用されるように、用語「有する」、「含有する」、「含む」等は、明示された要素または特徴の存在を示すが追加要素または追加特徴を排除しない開放型用語である。単数形式の冠詞は文脈が明確に示さない限り単数だけでなく複数形式のものを含むように意図される。
【0054】
本明細書に記載の様々な実施形態の特徴は特に明記しない限り互いに組み合わせられ得るということを理解すべきである。
【0055】
本明細書では特定の実施形態が例示され説明されたが、様々な代替のおよび/または均等な実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく、上に示され説明された特定の実施形態を置換し得るということを当業者は理解することになる。本出願は、本明細書で検討された特定の実施形態のあらゆる適合形態または変形形態をカバーするように意図されている。したがって本発明は特許請求の範囲とその均等物だけにより限定されるように意図されている。
【符号の説明】
【0056】
10 ゲート制御手段
102 ゲート駆動手段
103 ANDゲート
【特許請求の範囲】
【請求項1】
ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタであって、前記負荷電流経路を介し順方向と逆方向に負荷電流を導通できるようにするとともに前記ゲート電極においてそれぞれの信号により活性化または非活性化されるように構成された、逆導通トランジスタと、
前記ゲート電極に接続されるとともに、前記トランジスタが逆導通状態である場合に前記ゲート電極を介し前記トランジスタを非活性化するまたは前記トランジスタの活性化を防止するように構成されたゲート制御手段と、
前記トランジスタが非活性化されるまたは非活性化が前記ゲート制御手段により防止されている間に前記負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成された監視手段と、を含む回路装置。
【請求項2】
前記コレクタ−エミッタ電圧の前記突然の上昇はゲート電流を生じ、前記監視手段は前記ゲート電流から前記トランジスタの前記負荷電流のゼロ交差を示す信号を生成するように構成される、請求項1に記載の回路装置。
【請求項3】
前記監視手段により生成される前記信号は前記トランジスタを活性化する、請求項2に記載の回路装置。
【請求項4】
前記監視手段は電圧源により提供される、請求項1に記載の回路装置。
【請求項5】
前記監視手段はカレントミラーを含む、請求項1に記載の回路装置。
【請求項6】
前記監視手段は電流源とダイオードとを含む、請求項1に記載の回路装置。
【請求項7】
前記監視手段は電圧源、抵抗、ダイオードを含む、請求項1に記載の回路装置。
【請求項8】
前記監視手段は周波数補正された分圧器を含む、請求項1に記載の回路装置。
【請求項9】
前記カレントミラーは第1と第2の電流経路を含み、
前記カレントミラーは前記第1の経路内の電流が前記ゲート電流から導出されるように配置され、
前記カレントミラーは前記第2の経路内の電流が前記第1の電流経路内の前記電流に等しいかまたは正比例するように構成される、請求項5に記載の回路装置。
【請求項10】
スイッチが前記カレントミラーの前記第2の電流経路内に配置され、
前記スイッチが開いているときに前記カレントミラーの前記第2の電流経路内に流れる前記電流により充電される前記スイッチと並列に、容量が前記カレントミラーの前記第2の電流経路内に配置される、請求項9に記載の回路装置。
【請求項11】
ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタの負荷電流のゼロ交差を検出する方法であって、
前記トランジスタが逆導通状態であって、非活性化されるか、または活性化が前記ゲート電極におけるそれぞれの信号により防止される間に、前記トランジスタを介した負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出する工程、を含む方法。
【請求項12】
前記逆導通トランジスタに接続された監視手段の一部である容量内に電圧ハブを引き起こす工程をさらに含む、請求項11に記載の方法。
【請求項13】
前記容量における前記電圧ハブに応答して前記逆導通トランジスタを活性化する工程をさらに含む、請求項12に記載の方法。
【請求項14】
順方向および逆方向に負荷電流を導通することができるように構成された2つの逆導通トランジスタを含むハーフブリッジスイッチング回路であって、前記トランジスタは、負荷電流経路と、ゲート電極と、出力電流を供給するように構成されたハーフブリッジ出力である2つの前記トランジスタの共通回路ノードと、を有する、ハーフブリッジスイッチング回路と、
それぞれの前記ゲート電極に接続されるとともに、前記トランジスタが逆導通状態である場合にそれぞれの前記ゲート電極を介しそれぞれの前記トランジスタを非活性化するまたはそれぞれの前記トランジスタの活性化を防止するように構成された各トランジスタのゲート制御手段と、
それぞれの前記ゲート制御手段に接続され、前記トランジスタが非活性化されるまたは非活性化が前記ゲート制御手段により防止されている間に、前記トランジスタを介した前記負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成された、少なくとも1つの前記トランジスタのための監視手段と、を含む回路装置。
【請求項1】
ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタであって、前記負荷電流経路を介し順方向と逆方向に負荷電流を導通できるようにするとともに前記ゲート電極においてそれぞれの信号により活性化または非活性化されるように構成された、逆導通トランジスタと、
前記ゲート電極に接続されるとともに、前記トランジスタが逆導通状態である場合に前記ゲート電極を介し前記トランジスタを非活性化するまたは前記トランジスタの活性化を防止するように構成されたゲート制御手段と、
前記トランジスタが非活性化されるまたは非活性化が前記ゲート制御手段により防止されている間に前記負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成された監視手段と、を含む回路装置。
【請求項2】
前記コレクタ−エミッタ電圧の前記突然の上昇はゲート電流を生じ、前記監視手段は前記ゲート電流から前記トランジスタの前記負荷電流のゼロ交差を示す信号を生成するように構成される、請求項1に記載の回路装置。
【請求項3】
前記監視手段により生成される前記信号は前記トランジスタを活性化する、請求項2に記載の回路装置。
【請求項4】
前記監視手段は電圧源により提供される、請求項1に記載の回路装置。
【請求項5】
前記監視手段はカレントミラーを含む、請求項1に記載の回路装置。
【請求項6】
前記監視手段は電流源とダイオードとを含む、請求項1に記載の回路装置。
【請求項7】
前記監視手段は電圧源、抵抗、ダイオードを含む、請求項1に記載の回路装置。
【請求項8】
前記監視手段は周波数補正された分圧器を含む、請求項1に記載の回路装置。
【請求項9】
前記カレントミラーは第1と第2の電流経路を含み、
前記カレントミラーは前記第1の経路内の電流が前記ゲート電流から導出されるように配置され、
前記カレントミラーは前記第2の経路内の電流が前記第1の電流経路内の前記電流に等しいかまたは正比例するように構成される、請求項5に記載の回路装置。
【請求項10】
スイッチが前記カレントミラーの前記第2の電流経路内に配置され、
前記スイッチが開いているときに前記カレントミラーの前記第2の電流経路内に流れる前記電流により充電される前記スイッチと並列に、容量が前記カレントミラーの前記第2の電流経路内に配置される、請求項9に記載の回路装置。
【請求項11】
ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタの負荷電流のゼロ交差を検出する方法であって、
前記トランジスタが逆導通状態であって、非活性化されるか、または活性化が前記ゲート電極におけるそれぞれの信号により防止される間に、前記トランジスタを介した負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出する工程、を含む方法。
【請求項12】
前記逆導通トランジスタに接続された監視手段の一部である容量内に電圧ハブを引き起こす工程をさらに含む、請求項11に記載の方法。
【請求項13】
前記容量における前記電圧ハブに応答して前記逆導通トランジスタを活性化する工程をさらに含む、請求項12に記載の方法。
【請求項14】
順方向および逆方向に負荷電流を導通することができるように構成された2つの逆導通トランジスタを含むハーフブリッジスイッチング回路であって、前記トランジスタは、負荷電流経路と、ゲート電極と、出力電流を供給するように構成されたハーフブリッジ出力である2つの前記トランジスタの共通回路ノードと、を有する、ハーフブリッジスイッチング回路と、
それぞれの前記ゲート電極に接続されるとともに、前記トランジスタが逆導通状態である場合にそれぞれの前記ゲート電極を介しそれぞれの前記トランジスタを非活性化するまたはそれぞれの前記トランジスタの活性化を防止するように構成された各トランジスタのゲート制御手段と、
それぞれの前記ゲート制御手段に接続され、前記トランジスタが非活性化されるまたは非活性化が前記ゲート制御手段により防止されている間に、前記トランジスタを介した前記負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成された、少なくとも1つの前記トランジスタのための監視手段と、を含む回路装置。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【公開番号】特開2013−81360(P2013−81360A)
【公開日】平成25年5月2日(2013.5.2)
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願2012−214044(P2012−214044)
【出願日】平成24年9月27日(2012.9.27)
【出願人】(501209070)インフィネオン テクノロジーズ アーゲー (331)
【氏名又は名称原語表記】INFINEON TECHNOLOGIES AG
【Fターム(参考)】
【公開日】平成25年5月2日(2013.5.2)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2012−214044(P2012−214044)
【出願日】平成24年9月27日(2012.9.27)
【出願人】(501209070)インフィネオン テクノロジーズ アーゲー (331)
【氏名又は名称原語表記】INFINEON TECHNOLOGIES AG
【Fターム(参考)】
[ Back to top ]