多重補間ＬＣ電圧制御発振器
【課題】周波数が、中心周波数近辺の同調範囲内の周波数で制御される発振信号を形成するＬＣ電圧制御発振器の提供。
【解決手段】位相補間電圧制御発振器は、複数のｎ個の位相シフトセルＡ及びｎ−１レベルの加算セルＳを内含する。位相シフトセルＡは、共通の入力信号を受理し、各々は、その他の位相シフトセルＡとは異なる量だけ入力信号を位相シフトさせる。第１レベルの加算セルＳは、少なくとも２つの位相シフトセルＡの出力を受信し加算し、残りの加算セルレベルの各々は、加算セルＳの先行レベルの出力を受理する。最後のレベルは、位相シフトセルＡの共通の入力信号としてフィードバックされる出力信号を生成する単一の加算セルＳを含む。
【解決手段】位相補間電圧制御発振器は、複数のｎ個の位相シフトセルＡ及びｎ−１レベルの加算セルＳを内含する。位相シフトセルＡは、共通の入力信号を受理し、各々は、その他の位相シフトセルＡとは異なる量だけ入力信号を位相シフトさせる。第１レベルの加算セルＳは、少なくとも２つの位相シフトセルＡの出力を受信し加算し、残りの加算セルレベルの各々は、加算セルＳの先行レベルの出力を受理する。最後のレベルは、位相シフトセルＡの共通の入力信号としてフィードバックされる出力信号を生成する単一の加算セルＳを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願に対するクロスリファレンス
本出願は、名称を「２. ５ＧHzの多重補間ＬＣ電圧制御発振器」という１９９８年７月３１日に出願された仮出願第６０／０９４，９０３号の優先権を主張するものである。この仮出願は、参照することによって、記載されるように完全に本書に包含される。
【０００２】
発明の背景
本発明は一般に、電圧制御発振器に関する。より詳細には、ＬＣ電圧制御発振器のための方法、及び装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
発振器は、デジタルシステムにおいてクロック信号を提供するために広く使用される。多くの応用において、クロック信号の周波数、又は位相は、調整が必要とされる可能性がある。この応用の一例は、デジタルデータ通信システムにおける受信ユニットである。デジタル形式でのデータ送信は、広範囲にわたり実施される。デジタルデータの転送における重要な考慮事項は、データの転送速度である。転送するデータと共にクロック信号を内含させることによって、データ送信のために利用可能な帯域幅が減少する。従って、伝送されたデータを回復するために、受信ユニットは、受信ユニットの内部クロックを受信データの周波数、及び位相に同期させる手段を必要とすることが多い。
【０００４】
制御可能な発振器を使用して、受信ユニットのクロック信号を提供することが多い。電圧制御発振器（ＶＣＯ）のような制御可能な発振器は、周波数、及び位相の双方で調整可能であるので、受信データの周波数、及び位相に同調させることが可能である。このため、電圧制御発振器は、通信システムで広く使用され、具体的にはフェーズロックドループ（ＰＬＬ、phase locked loops）、及びクロックリカバリ回路（ＣＲＣ、clock recovery circuits）などの応用において使用されている。
【０００５】
これらの通信システムは、モノリシック集積回路を使用することが多い。しかしながらモノリシック集積回路は、温度変動のようなプロセス変動の影響を受け、回路の構成素子に影響を及ぼす。このプロセス変動は、チップ上に組込まれる発振器の同調周波数を含む性能に影響を及ぼす。
【０００６】
一定範囲の周波数において、クロック信号を提供することが可能なＶＣＯの１つの形式は、ダイオードバラクタを使用するＬＣ発振器である。ダイオードバラクタは、調整可能なキャパシタンスを提供し、これによって、発振器周波数の調整が可能になる。しかしながら、ダイオードバラクタを使用するＬＣ発振器は、問題がなくはない。例えば、ダイオードバラクタは、電圧−電流の線形範囲が制限されることがあるため、線形範囲が所望の目的のために充分な大きさでない場合は、設計がより困難になる。さらに、集積回路上にダイオードバラクタを形成するとき、温度変動などのプロセス変動は、ＶＣＯの所望の性能よりも低い性能をもらす可能性がある。
【０００７】
２つの異なる遅延経路の補間に基づく電圧制御ＬＣ同調発振器が、１９９２年３月のＩＥＥＥ Ｊ.Solid−State Circuits 第２７巻、第３号 ｐ４４４のＮ. N.Nguyen及び R.Meyer著「１. ８ＧHzのモノリシックＬＣ電圧制御発振器（A 1. 8 GHz Monolithic LC Voltage-Controlled Oscillator）」の中で報告されている。この報告は、参照することによって、全ての目的にために本明細書に包含される。しかしながら、この電圧制御ＬＣ同調発振器は、ＶＣＯ同調範囲と共振器Ｑ値との間の構造的なコンフリクトを有する。
【０００８】
ＶＣＯにリング発振器が使用されることがある。リング発振器は、各遅延セルの遅延を変更することによって、発振器周波数を変更する遅延セルのリングである。リング発振器は、広範な同調範囲を提供できるが、遅延セル内にＱが高い要素が不足するために、リング発振器の段がそれぞれ、システム内にノイズを生じさせる。このため、リング発振器もまた、高い位相ノイズを有することが多い。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００９】
発明の要約
本発明は、位相補間電圧制御発振器を提供する。電圧制御発振器は、複数の位相シフトセルを有する。位相シフトセルは、共通入力を受信し、共通入力信号に対して位相がシフトした位相シフト出力信号を出力する。位相シフトセルはそれぞれ、他の位相シフトセルと異なる量で、出力信号を位相シフトさせる。加算セルは、少なくとも２つの位相シフトセルの位相シフト出力信号を受信し、位相シフト出力信号の和を表す信号を出力する。１つの実施形態では、ｎ個の位相シフトセルと、ｎ−１個のレベルの加算セルが存在し、第１のレベルの加算セルは、位相がシフトした出力信号を受信し、他のレベルの加算セルは、他の加算セルが提供する位相シフト出力信号の和を示す信号を受信する。
【００１０】
１つの実施形態において、本発明は、周波数が、中心周波数の近辺の同調範囲内の周波数で制御される発振信号を提供する電圧制御発振器を提供する。電圧制御発振器において、中心周波数よりも小さい共振周波数、又は中心周波数よりも大きい共振周波数のいずれかの共振周波数を有するＬＣタンクを有する位相シフトセルは、中心周波数の近辺で位相シフトがほとんどない加算セルＬＣタンク有する加算セルに、位相シフト信号を提供する。１つの実施形態において、加算セルは、修正ギルバートセルを含み、修正は、ギルバートセルの加算におけるＬＣタンクの使用である。
【００１１】
本発明のこれらの及びその他の特長、態様及び利点は、以下の説明、特許請求の範囲、及び添付図面を参照することによってより良く理解できることだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】２つの位相シフト遅延セルと、加算セルとを有する位相補間ＶＣＯ（ＰＩ ＶＣＯ）の一実施形態のブロックを概略的に示す図である。
【図２】図１の加算セルから出力される正規化された加算信号のベクトルを示す図である。
【図３ａ】図１の位相シフト遅延セルの回路構成を示す図である。
【図３ｂ】図３ａの位相シフト遅延セルのＬＣタンクを示す図である。
【図３ｃ】図３ａの位相シフト遅延セルの伝達関数を示す図である。
【図４ａ】図１の加算セルの回路構成を示す図である。
【図４ｂ】図３ａの加算セルの直列ＲＬＣタンクを示す図である。
【図４ｃ】直列ＲＬＣタンクのための伝達関数を示す図である。
【図５】Ｎ−多重ＰＩ ＶＣＯを示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
詳細な説明
図１は、本発明に係る位相補間ＶＣＯ（ＰＩ ＶＣＯ）の１つの実施形態のブロック図を説明するものである。このＰＩ ＶＣＯは、２つのタイプの機能的セルを含む。すなわちＡセルと、Ｓセルとである。図に示されるように、第１のＡセル（Ａ１）１１、及び第２のＡセル（Ａ２）１３はそれぞれ、第１の位相シフト信号１７、及び第２の位相シフト信号１９を生成する。第１の位相シフト信号、及び第２の位相シフト信号は、所与の周波数における信号を、第１のＡセル、及び第２のＡセルの双方に加えるとき、互いに異なる位相シフトを有する信号である。したがって、Ａセルは、位相シフト遅延セルである。
【００１４】
Ｓセル１５は、第１の位相シフト信号と、第２の位相シフト信号とを受信し、位相シフト信号を加算することによって、出力加算信号を形成する。加算は、Ｓセルが前記２つの位相シフト信号の相対的な重み付けを決定する制御信号１８もまた受信することによって、重み付けする方法で実行される。出力加算信号は、２つのＡセルに入力として提供される。
【００１５】
さらに図１の実施形態は、Ｓセルの出力に信号ejω0tを加える効果を考慮することによって、さらに理解することができる。信号ejωotは、振幅が１であり、周波数がω０であり、初期の位相がゼロである。Ｓセルの出力端に信号ejω0tを加えることにより、第１の位相シフトセル遅延セル、及び第２の位相シフトセル遅延セルに信号ejω01が加えられる結果になる。一般に、位相シフト遅延セルは、入力信号と比較するとき、位相シフトされ、変更された振幅を有する信号を出力する。位相シフトの量は、入力信号の周波数に依存し、φ（ω０）と書くことができる。したがって、第１のＡセルに信号ejω0tを加えることにより、第１のＡセルは、第１の位相シフト信号として信号a1ej(ω0t+φ1(ω0))を出力する。同様に、第２のＡセルに信号ejω01を加えることにより、第２のＡセルは、第２の位相シフト信号として信号a2ej(ω0t+φ2(ω0))を出力する。
【００１６】
加算セルＳは、第１の位相シフト信号と、第２の位相シフト信号とを順に組み合わせる。組み合わせを実行するときに、加算セルＳは、ｘとして示される加算セルＳの制御信号をさらに使用する。第１の位相シフト信号、及び第２の位相シフト信号の寄与を重み付けするとき、発振条件において、組み合わされた信号が当初の信号ｅjw0tに等しいことが要求される。これは以下の式で与えられる。
[(x(a1ejφ1(ω0)) + (1−x)a2ejφ2(w0)]ejφ3(ω0) = 1 （１）
ここで、ψ３（ω０）は加算セルＳによる位相シフトである。
【００１７】
図２において、これは、ψ３（ω０）＝０であると仮定して、グラフに示される。図２は、第１のＡセル、及び第２のＡセルからの出力信号を加算した後に正規化される（normalized）加算信号のベクトルを示す図である。第１のＡセルからの出力信号は、大きさｘａ1、及び位相角φ１の上向きベクトルで表わされる。第２のＡセルからの出力信号は、大きさ（１−ｘ）ａ2、及び位相角ψ２の下向きベクトルで表わされる。特定の制御信号ｘにおいて、式（１）を充足する周波数ω０がある場合は、発振は、ω０において起こる。ｘの値を調整することによって、ＶＣＯは調整されて、第１のＡセルの共振周波数と、第２のＡセルの共振周波数との間にある周波数で発振する。
【００１８】
本発明に係る１つの実施形態において、図１のＡセル、及びＳセルは、固定値のＬＣ同調回路によって実現される。図３ａにおいて、差動遅延セル３０（すなわち位相シフトセル）の簡略化した回路図を示す。まず、差動遅延セルの半分のみを参照すると、ＲＬＣタンク３６は、第１の端子において、抵抗器３２を介して電源４６に接続される。ＲＬＣタンクの第２の端子は、入力ＦＥＴ４４によって、第１の差動入力信号に事実上接続される。より具体的には、ＲＬＣタンクの第２の端子は、ゲートに第１の差動入力信号が提供される入力ＦＥＴのドレインに接続される。第１の入力ＦＥＴのソースは、電流源５２に接続される。また、ＲＬＣタンクの第２の端子は、出力ＦＥＴ４０のゲートに接続される。出力ＦＥＴのドレインは、電源に接続され、ソースは、電流源５２に接続され、位相シフト遅延セルの出力は、出力ＦＥＴのソースから引き出される。したがって、入力ＦＥＴに第１の差動入力信号を入力ＦＥＴに加えることにより、ＲＬＣタンクを流れる電流が変化する。これによって、第１のＲＬＣタンクの電圧が順に変化する。電圧の変化は、ＲＬＣタンクの特性に依存する。
【００１９】
図３ｂに、第１のＲＬＣタンクの回路図を示す。ＲＬＣタンクは、誘導性構成素子Ｌｉ７１と、抵抗性構成素子Ｒｉ７３と、容量性構成素子Ｃｉ７５とを並列に有する。ＲＬＣタンクの構成素子は、ＲＬＣタンクが振動減衰（underdamped）であるように、選択され、それ故に、十分な利得を有するように選択される。すなわちタンクの共振周波数で高いＱ値を有するように選択される。さらに、構成素子は、所望のＶＣＯ中心周波数の近傍でＲＬＣタンクが共振周波数を有するように選択される。図３ｃは、共振周波数ｆｃ近傍の並列ＲＬＣタンクの伝達関数を示す。図に示されるように、この伝達関数は、共振周波数ｆｃの周囲の周波数における小さな変化に対して、大きな位相シフトを示す。したがって、共振周波数ｆｃの周囲の小さな周波数の変化は、出力において、相対的に大きな位相シフトを生成する。さらに、伝達関数は、大きな共振ピーク有する。すなわち高いＱ値を有する。したがって、共振周波数の周囲の出力信号の振幅は、他の周波数の周囲よりも非常に大きい。したがって、ＲＬＣタンクは、入力信号をフィルタリングする帯域通過フィルタとして作動して、信号のノイズを減少させる。
【００２０】
さらに、図３ａの位相シフト遅延セルは差動式であり、付加的な素子を有する。付加的な素子は、上述の要素に対して実質的に一致する。付加的な素子は、第２のＲＬＣタンク３４を含む。この第２のＲＬＣタンクは、抵抗器３２によって電源に接続される端子と、第２の入力ＦＥＴ４２のドレインに接続される第２の端子とを有する。第２の入力ＦＥＴのゲートに第２の差動入力が提供され、ソースは、電流源５２に接続される。第２のＦＥＴのドレインは、第２の出力ＦＥＴ３８のゲートに接続される。第２の出力ＦＥＴのドレインは、電源に接続され、ソースは、電流源６０に接続され、位相シフト遅延セルの第２の差動出力５６は、ソースから引き出される。
【００２１】
位相シフト遅延セルの差動出力は、加算セルの差動入力となる。したがって、異なる位相シフト遅延セルは、異なる共振周波数を有するＲＬＣタンクを有する。したがって、第１の位相シフトセルは、所望のＶＣＯ中心周波数よりも大きい共振周波数を有するＲＬＣタンクを利用し、第２の位相シフトセルは、所望のＶＣＯ中心周波数よりも低い共振周波数を有するＲＬＣタンクを利用する。さらに、構成素子は、ＲＬＣタンクが図１のＰＩ ＶＣＯで使用するときに、所望のＶＣＯ中心周波数近くの共振周波数を有するように選択される。
【００２２】
図４ａに、１つの実施形態において、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴで実現される加算セル回路７０の回路図を示す。加算セルは、２つの位相シフト遅延セルが提供する差動入力を重み付けした方法で加算し、差動出力信号を出力する。加算操作を実施するときに、加算セルは、いずれの位相シフトセルの共振周波数よりも著しく高い共振周波数を有し、低いＱのピークが端に寄った（shunt-peaking）直列ＲＬＣタンクを利用する。
【００２３】
図４ａに示すように、まず加算セルの半分だけを参照すると、ＲＬＣタンク７５の第１の端子は、抵抗器７２を介して電源に接続される。ＲＬＣタンク７５の第２の端子は、異なる２つの位相遅延セルからの入力に接続される。より具体的には、第２の端子は、２つの入力ＦＥＴ８８、及び８２のドレインに接続される。入力ＦＥＴ８８、及び８２のゲートには、異なる位相遅延セルからの入力が提供され、入力ＦＥＴ８８、及び８２のソースは、重み付けするＦＥＴ８４、及び９０を介して共通の電流源９６にそれぞれ接続される。
【００２４】
入力ＦＥＴ８８及び入力ＦＥＴ８２の双方は、ＲＬＣタンクの第２の端子に接続される。ＲＬＣタンクを流れる電流は、２つの入力ＦＥＴを流れる電流の和である。したがって、ＲＬＣタンクを流れる電流、及びＲＬＣタンクに印加される電圧は、入力ＦＥＴ８８と、入力ＦＥＴ８２とを流れる電流の関数である。重み付けＦＥＴ９０のゲートへの制御入力１１８により事実上修正されて入力ＦＥＴ８８に加えられる入力と、重み付けＦＥＴ８２のゲートへの制御入力１１２により事実上修正されて入力ＦＥＴ８２に加えられる入力とに、これらの電流は、比例する。したがって、ＲＬＣタンクの第２の端子の信号は、異なる位相シフトセルからの２つの入力信号を重み付けした和である。
【００２５】
上述のように、加算セルが提供する位相シフトがいずれも小さい場合には、図２のベクトル図により示される関係が適用される。さらに、図５の多重位相補間セルに対して説明するように、加算セルが位相シフトをほとんど提供しない場合には、多数の位相シフトセル、及び加算セルを使用して、ＶＣＯの事実上の同調範囲を広げることができる。したがって、ＲＬＣタンクは、図４ｂに示されるような直列のＲＬＣタンクである。
【００２６】
前記ＲＬＣタンクは、抵抗性構成素子と、誘導性構成素子と、容量性構成素子とを有する。容量性構成素子は、直列の抵抗性及び誘導性構成素子に並列に接続される。上述のように、構成素子は、ＲＬＣタンクの共振周波数がＶＣＯの同調範囲内の周波数よりも著しく大きくなるように選択される。したがって、加算セルのＲＬＣタンクは、図４ｃに示すような伝達関数を有する。ＶＣＯ同調範囲に近接する周波数範囲では、概して位相シフトはなく、同時にほぼ平坦な位相-周波数応答を有する、すなわちψ３（ω０）＝０である。
【００２７】
さらに、図４ａの加算セルは差動式であり、付加的な要素を有する。付加的な素子は、上述の要素に対して実質的に一致する。付加的な要素は、第２のＲＬＣタンク７４を含む。第２のＲＬＣタンクは、抵抗器７２によって電源に接続される端子と、入力ＦＥＴ８０、及び入力ＦＥＴ８６のドレインに接続される第２の端子とを有する。入力ＦＥＴ８０、及び入力ＦＥＴ８６のゲートはそれぞれ、差動入力１０８、及び１１４が提供される。入力ＦＥＴ８０、及び８６のソースはそれぞれ、重み付けＦＥＴ８４、及び９０を介して共通の電流源９６に接続される。ＦＥＴ８０、及び８６のドレインは、出力ＦＥＴ７６のゲートに接続される。出力ＦＥＴ７６のドレインは、電源に接続され、ソースは、電流源１０４に接続され、加算セルの差動出力１００は、ソースから引き出される。
【００２８】
図５に、多重移相補間ＶＣＯを示す。図５の多重位相補間ＶＣＯは、それが位相遅延セルと、加算セルとで構成されている点で図１の位相補間ＶＣＯと類似する。しかしながら、図５の多重位相補間ＶＣＯでは、２つより多い位相シフト遅延セルと、多数の加算セルとが使用される。より詳細には、図５の多重位相補間ＶＣＯは、ｎ個の位相シフト遅延セル１０１ａ〜ｎと、ｎ−１個の加算セル１０３ａ−（ｎ−１）を有する。
【００２９】
位相シフト遅延セルは、セルの列を形成する。第１の位相シフト遅延セル１０１ａは、列の第１のセルであり、第２の位相シフト遅延セル１０１ｂは、列の第２のセルであり、ｎ番目の位相シフト遅延セル１０１ｎは、列のｎ番目のセルである。セルはそれぞれ、他のセルと異なる共振周波数を有する。したがって、１つの実施形態において、列の中の隣接するセルの間の共振周波数の差異は、△ｆである。列の中の次のセルは、列の中の先のセルの共振周波数よりそれぞれ△ｆ大きい共振周波数を有する。したがって、１つの実施形態においてｎ個のセルを仮定すると、ＶＣＯの同調範囲は、列の中央のセルの共振周波数ｆｃを中心とし、同調範囲は、おおよそ（ｆｃ−△ｆ/２）〜（ｆｃ＋△ｆ/２）である。
【００３０】
２つの隣接する位相シフト遅延セルはそれぞれ、１つの加算セルに入力を提供する。さらに、列の中の第１の位相シフトセルと、最後の位相シフトセルとを除いて、位相シフトセルはそれぞれ、異なる２つの加算セルに入力を提供する。したがって、ｎ個の全ての位相シフトセルごとに、位相シフト遅延セルから入力を受信するｎ−１個の加算セルがある。
【００３１】
さらに、２つの加算セルはそれぞれ、さらに加算するセルに入力を提供する。これは、第１の加算セルセットが位相シフト遅延セルから入力を受信するのと同様の方法で達成される。したがって、位相シフト遅延セルと、加算セルとは、（図５に示すように）位相シフト遅延セルが底辺を形成し、単一の加算セルが頂点を形成する三角形構成を形成すると見なしてもよい。いくつかのレベル加算セルは、三角形の頂点を形成する単一の加算セルと、位相シフト遅延セルとの間に補間される。したがって、多重位相補間ＶＣＯにｎ個の位相シフト遅延セルがある場合には、ｎ−１個の加算セルのレベルがあり、
【数１】
個の加算セルがある。
【００３２】
多重位相補間ＶＣＯを、さらに十分に探究するために、多重位相補間ＶＣＯのサブセット（図５）の動作を探究する。この多重位相補間ＶＣＯのサブセット（図５）は３つの位相遅延セル１０１ａ−ｃと、３つの加算セル１０３ａ−ｃを有する。第１の位相遅延セルは、第１の加算セル１０３ａに提供される出力を有する。第２の位相シフト遅延セル１０１ｂは、第１の加算セル１０３ａと、第２の加算セル１０３ｂとの双方に提供される出力を有する。第３の位相シフトセルは、第２の加算セルに提供される出力を有する。したがって、第１の加算セルは、第１の位相シフトセルと、第２の位相シフトセルとからの入力を受信し、第２の加算セルは、第２の位相シフトセルと、第３の位相シフトセルとからの入力を受信する。
【００３３】
第１の加算セル、及び第２の加算セルはそれぞれ、第３の加算セル１０３ｃに入力を提供する。説明される実施形態のサブセットにおいて、第３の加算セルは、第１の位相シフトセルと、第２の位相シフトセルと、第３の位相シフトセルとに、入力として出力を提供する。
【００３４】
位相シフトセルの動作は、図３に関して先に説明した。しかしながら、説明されるサブセットにおいて、第３の加算セルは、第１の位相シフトセル、又は第２の位相シフトセルのいずれかより大きい出力範囲を有する。すなわち、３つの位相シフトセルは、加算セルに提供される共振周波数の増大範囲（increase range of resonant frequencies）を提供する。加算セルの出力信号の多重レベル加算は、ＶＣＯ周波数同調範囲において、加算セルによる位相シフトが全体的に不足することにより、ある程度可能である。しかしながら、実際には、構成素子の許容誤差の変化が、加算セルの出力に多少の位相シフトを加えることによって、加算セルのレベルの可能な数と、ＶＣＯの同調範囲とが限定される。
【００３５】
多重位相補間ＶＣＯの同調範囲は、位相シフトセルの数と、それぞれの位相シフトセルの共振周波数の間の周波数の差によってほぼ決定される。したがって、位相シフトセルがそれぞれ、セルの列の直前の位相シフトセルの共振周波数よりも大きい共振周波数を有する場合には、３個の位相セルのＶＣＯは、２個の位相シフトセルのＶＣＯの約２倍の有効な同調範囲を有することになるであろう。ｎ個の位相シフトセルを有する多重位相補間ＶＣＯにおいて、有効同調範囲は、２個の位相シフトセルのＶＣＯの同調範囲の約ｎ倍となるであろう。
【００３６】
このように、本発明の実施形態は、位相補間ＶＣＯを提供する。本発明に係るＶＣＯは、本発明の精神、又は属性から逸脱することなく、他の特定の形式で具現化できる。したがって、説明される実施形態は、あらゆる点で実例であり、限定されないように考えることが望まれ、本発明の範囲を指示するためには、これまでの記述でなく、むしろ添付されるクレーム及びその均等が参照される。
【技術分野】
【０００１】
関連出願に対するクロスリファレンス
本出願は、名称を「２. ５ＧHzの多重補間ＬＣ電圧制御発振器」という１９９８年７月３１日に出願された仮出願第６０／０９４，９０３号の優先権を主張するものである。この仮出願は、参照することによって、記載されるように完全に本書に包含される。
【０００２】
発明の背景
本発明は一般に、電圧制御発振器に関する。より詳細には、ＬＣ電圧制御発振器のための方法、及び装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
発振器は、デジタルシステムにおいてクロック信号を提供するために広く使用される。多くの応用において、クロック信号の周波数、又は位相は、調整が必要とされる可能性がある。この応用の一例は、デジタルデータ通信システムにおける受信ユニットである。デジタル形式でのデータ送信は、広範囲にわたり実施される。デジタルデータの転送における重要な考慮事項は、データの転送速度である。転送するデータと共にクロック信号を内含させることによって、データ送信のために利用可能な帯域幅が減少する。従って、伝送されたデータを回復するために、受信ユニットは、受信ユニットの内部クロックを受信データの周波数、及び位相に同期させる手段を必要とすることが多い。
【０００４】
制御可能な発振器を使用して、受信ユニットのクロック信号を提供することが多い。電圧制御発振器（ＶＣＯ）のような制御可能な発振器は、周波数、及び位相の双方で調整可能であるので、受信データの周波数、及び位相に同調させることが可能である。このため、電圧制御発振器は、通信システムで広く使用され、具体的にはフェーズロックドループ（ＰＬＬ、phase locked loops）、及びクロックリカバリ回路（ＣＲＣ、clock recovery circuits）などの応用において使用されている。
【０００５】
これらの通信システムは、モノリシック集積回路を使用することが多い。しかしながらモノリシック集積回路は、温度変動のようなプロセス変動の影響を受け、回路の構成素子に影響を及ぼす。このプロセス変動は、チップ上に組込まれる発振器の同調周波数を含む性能に影響を及ぼす。
【０００６】
一定範囲の周波数において、クロック信号を提供することが可能なＶＣＯの１つの形式は、ダイオードバラクタを使用するＬＣ発振器である。ダイオードバラクタは、調整可能なキャパシタンスを提供し、これによって、発振器周波数の調整が可能になる。しかしながら、ダイオードバラクタを使用するＬＣ発振器は、問題がなくはない。例えば、ダイオードバラクタは、電圧−電流の線形範囲が制限されることがあるため、線形範囲が所望の目的のために充分な大きさでない場合は、設計がより困難になる。さらに、集積回路上にダイオードバラクタを形成するとき、温度変動などのプロセス変動は、ＶＣＯの所望の性能よりも低い性能をもらす可能性がある。
【０００７】
２つの異なる遅延経路の補間に基づく電圧制御ＬＣ同調発振器が、１９９２年３月のＩＥＥＥ Ｊ.Solid−State Circuits 第２７巻、第３号 ｐ４４４のＮ. N.Nguyen及び R.Meyer著「１. ８ＧHzのモノリシックＬＣ電圧制御発振器（A 1. 8 GHz Monolithic LC Voltage-Controlled Oscillator）」の中で報告されている。この報告は、参照することによって、全ての目的にために本明細書に包含される。しかしながら、この電圧制御ＬＣ同調発振器は、ＶＣＯ同調範囲と共振器Ｑ値との間の構造的なコンフリクトを有する。
【０００８】
ＶＣＯにリング発振器が使用されることがある。リング発振器は、各遅延セルの遅延を変更することによって、発振器周波数を変更する遅延セルのリングである。リング発振器は、広範な同調範囲を提供できるが、遅延セル内にＱが高い要素が不足するために、リング発振器の段がそれぞれ、システム内にノイズを生じさせる。このため、リング発振器もまた、高い位相ノイズを有することが多い。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００９】
発明の要約
本発明は、位相補間電圧制御発振器を提供する。電圧制御発振器は、複数の位相シフトセルを有する。位相シフトセルは、共通入力を受信し、共通入力信号に対して位相がシフトした位相シフト出力信号を出力する。位相シフトセルはそれぞれ、他の位相シフトセルと異なる量で、出力信号を位相シフトさせる。加算セルは、少なくとも２つの位相シフトセルの位相シフト出力信号を受信し、位相シフト出力信号の和を表す信号を出力する。１つの実施形態では、ｎ個の位相シフトセルと、ｎ−１個のレベルの加算セルが存在し、第１のレベルの加算セルは、位相がシフトした出力信号を受信し、他のレベルの加算セルは、他の加算セルが提供する位相シフト出力信号の和を示す信号を受信する。
【００１０】
１つの実施形態において、本発明は、周波数が、中心周波数の近辺の同調範囲内の周波数で制御される発振信号を提供する電圧制御発振器を提供する。電圧制御発振器において、中心周波数よりも小さい共振周波数、又は中心周波数よりも大きい共振周波数のいずれかの共振周波数を有するＬＣタンクを有する位相シフトセルは、中心周波数の近辺で位相シフトがほとんどない加算セルＬＣタンク有する加算セルに、位相シフト信号を提供する。１つの実施形態において、加算セルは、修正ギルバートセルを含み、修正は、ギルバートセルの加算におけるＬＣタンクの使用である。
【００１１】
本発明のこれらの及びその他の特長、態様及び利点は、以下の説明、特許請求の範囲、及び添付図面を参照することによってより良く理解できることだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】２つの位相シフト遅延セルと、加算セルとを有する位相補間ＶＣＯ（ＰＩ ＶＣＯ）の一実施形態のブロックを概略的に示す図である。
【図２】図１の加算セルから出力される正規化された加算信号のベクトルを示す図である。
【図３ａ】図１の位相シフト遅延セルの回路構成を示す図である。
【図３ｂ】図３ａの位相シフト遅延セルのＬＣタンクを示す図である。
【図３ｃ】図３ａの位相シフト遅延セルの伝達関数を示す図である。
【図４ａ】図１の加算セルの回路構成を示す図である。
【図４ｂ】図３ａの加算セルの直列ＲＬＣタンクを示す図である。
【図４ｃ】直列ＲＬＣタンクのための伝達関数を示す図である。
【図５】Ｎ−多重ＰＩ ＶＣＯを示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
詳細な説明
図１は、本発明に係る位相補間ＶＣＯ（ＰＩ ＶＣＯ）の１つの実施形態のブロック図を説明するものである。このＰＩ ＶＣＯは、２つのタイプの機能的セルを含む。すなわちＡセルと、Ｓセルとである。図に示されるように、第１のＡセル（Ａ１）１１、及び第２のＡセル（Ａ２）１３はそれぞれ、第１の位相シフト信号１７、及び第２の位相シフト信号１９を生成する。第１の位相シフト信号、及び第２の位相シフト信号は、所与の周波数における信号を、第１のＡセル、及び第２のＡセルの双方に加えるとき、互いに異なる位相シフトを有する信号である。したがって、Ａセルは、位相シフト遅延セルである。
【００１４】
Ｓセル１５は、第１の位相シフト信号と、第２の位相シフト信号とを受信し、位相シフト信号を加算することによって、出力加算信号を形成する。加算は、Ｓセルが前記２つの位相シフト信号の相対的な重み付けを決定する制御信号１８もまた受信することによって、重み付けする方法で実行される。出力加算信号は、２つのＡセルに入力として提供される。
【００１５】
さらに図１の実施形態は、Ｓセルの出力に信号ejω0tを加える効果を考慮することによって、さらに理解することができる。信号ejωotは、振幅が１であり、周波数がω０であり、初期の位相がゼロである。Ｓセルの出力端に信号ejω0tを加えることにより、第１の位相シフトセル遅延セル、及び第２の位相シフトセル遅延セルに信号ejω01が加えられる結果になる。一般に、位相シフト遅延セルは、入力信号と比較するとき、位相シフトされ、変更された振幅を有する信号を出力する。位相シフトの量は、入力信号の周波数に依存し、φ（ω０）と書くことができる。したがって、第１のＡセルに信号ejω0tを加えることにより、第１のＡセルは、第１の位相シフト信号として信号a1ej(ω0t+φ1(ω0))を出力する。同様に、第２のＡセルに信号ejω01を加えることにより、第２のＡセルは、第２の位相シフト信号として信号a2ej(ω0t+φ2(ω0))を出力する。
【００１６】
加算セルＳは、第１の位相シフト信号と、第２の位相シフト信号とを順に組み合わせる。組み合わせを実行するときに、加算セルＳは、ｘとして示される加算セルＳの制御信号をさらに使用する。第１の位相シフト信号、及び第２の位相シフト信号の寄与を重み付けするとき、発振条件において、組み合わされた信号が当初の信号ｅjw0tに等しいことが要求される。これは以下の式で与えられる。
[(x(a1ejφ1(ω0)) + (1−x)a2ejφ2(w0)]ejφ3(ω0) = 1 （１）
ここで、ψ３（ω０）は加算セルＳによる位相シフトである。
【００１７】
図２において、これは、ψ３（ω０）＝０であると仮定して、グラフに示される。図２は、第１のＡセル、及び第２のＡセルからの出力信号を加算した後に正規化される（normalized）加算信号のベクトルを示す図である。第１のＡセルからの出力信号は、大きさｘａ1、及び位相角φ１の上向きベクトルで表わされる。第２のＡセルからの出力信号は、大きさ（１−ｘ）ａ2、及び位相角ψ２の下向きベクトルで表わされる。特定の制御信号ｘにおいて、式（１）を充足する周波数ω０がある場合は、発振は、ω０において起こる。ｘの値を調整することによって、ＶＣＯは調整されて、第１のＡセルの共振周波数と、第２のＡセルの共振周波数との間にある周波数で発振する。
【００１８】
本発明に係る１つの実施形態において、図１のＡセル、及びＳセルは、固定値のＬＣ同調回路によって実現される。図３ａにおいて、差動遅延セル３０（すなわち位相シフトセル）の簡略化した回路図を示す。まず、差動遅延セルの半分のみを参照すると、ＲＬＣタンク３６は、第１の端子において、抵抗器３２を介して電源４６に接続される。ＲＬＣタンクの第２の端子は、入力ＦＥＴ４４によって、第１の差動入力信号に事実上接続される。より具体的には、ＲＬＣタンクの第２の端子は、ゲートに第１の差動入力信号が提供される入力ＦＥＴのドレインに接続される。第１の入力ＦＥＴのソースは、電流源５２に接続される。また、ＲＬＣタンクの第２の端子は、出力ＦＥＴ４０のゲートに接続される。出力ＦＥＴのドレインは、電源に接続され、ソースは、電流源５２に接続され、位相シフト遅延セルの出力は、出力ＦＥＴのソースから引き出される。したがって、入力ＦＥＴに第１の差動入力信号を入力ＦＥＴに加えることにより、ＲＬＣタンクを流れる電流が変化する。これによって、第１のＲＬＣタンクの電圧が順に変化する。電圧の変化は、ＲＬＣタンクの特性に依存する。
【００１９】
図３ｂに、第１のＲＬＣタンクの回路図を示す。ＲＬＣタンクは、誘導性構成素子Ｌｉ７１と、抵抗性構成素子Ｒｉ７３と、容量性構成素子Ｃｉ７５とを並列に有する。ＲＬＣタンクの構成素子は、ＲＬＣタンクが振動減衰（underdamped）であるように、選択され、それ故に、十分な利得を有するように選択される。すなわちタンクの共振周波数で高いＱ値を有するように選択される。さらに、構成素子は、所望のＶＣＯ中心周波数の近傍でＲＬＣタンクが共振周波数を有するように選択される。図３ｃは、共振周波数ｆｃ近傍の並列ＲＬＣタンクの伝達関数を示す。図に示されるように、この伝達関数は、共振周波数ｆｃの周囲の周波数における小さな変化に対して、大きな位相シフトを示す。したがって、共振周波数ｆｃの周囲の小さな周波数の変化は、出力において、相対的に大きな位相シフトを生成する。さらに、伝達関数は、大きな共振ピーク有する。すなわち高いＱ値を有する。したがって、共振周波数の周囲の出力信号の振幅は、他の周波数の周囲よりも非常に大きい。したがって、ＲＬＣタンクは、入力信号をフィルタリングする帯域通過フィルタとして作動して、信号のノイズを減少させる。
【００２０】
さらに、図３ａの位相シフト遅延セルは差動式であり、付加的な素子を有する。付加的な素子は、上述の要素に対して実質的に一致する。付加的な素子は、第２のＲＬＣタンク３４を含む。この第２のＲＬＣタンクは、抵抗器３２によって電源に接続される端子と、第２の入力ＦＥＴ４２のドレインに接続される第２の端子とを有する。第２の入力ＦＥＴのゲートに第２の差動入力が提供され、ソースは、電流源５２に接続される。第２のＦＥＴのドレインは、第２の出力ＦＥＴ３８のゲートに接続される。第２の出力ＦＥＴのドレインは、電源に接続され、ソースは、電流源６０に接続され、位相シフト遅延セルの第２の差動出力５６は、ソースから引き出される。
【００２１】
位相シフト遅延セルの差動出力は、加算セルの差動入力となる。したがって、異なる位相シフト遅延セルは、異なる共振周波数を有するＲＬＣタンクを有する。したがって、第１の位相シフトセルは、所望のＶＣＯ中心周波数よりも大きい共振周波数を有するＲＬＣタンクを利用し、第２の位相シフトセルは、所望のＶＣＯ中心周波数よりも低い共振周波数を有するＲＬＣタンクを利用する。さらに、構成素子は、ＲＬＣタンクが図１のＰＩ ＶＣＯで使用するときに、所望のＶＣＯ中心周波数近くの共振周波数を有するように選択される。
【００２２】
図４ａに、１つの実施形態において、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴで実現される加算セル回路７０の回路図を示す。加算セルは、２つの位相シフト遅延セルが提供する差動入力を重み付けした方法で加算し、差動出力信号を出力する。加算操作を実施するときに、加算セルは、いずれの位相シフトセルの共振周波数よりも著しく高い共振周波数を有し、低いＱのピークが端に寄った（shunt-peaking）直列ＲＬＣタンクを利用する。
【００２３】
図４ａに示すように、まず加算セルの半分だけを参照すると、ＲＬＣタンク７５の第１の端子は、抵抗器７２を介して電源に接続される。ＲＬＣタンク７５の第２の端子は、異なる２つの位相遅延セルからの入力に接続される。より具体的には、第２の端子は、２つの入力ＦＥＴ８８、及び８２のドレインに接続される。入力ＦＥＴ８８、及び８２のゲートには、異なる位相遅延セルからの入力が提供され、入力ＦＥＴ８８、及び８２のソースは、重み付けするＦＥＴ８４、及び９０を介して共通の電流源９６にそれぞれ接続される。
【００２４】
入力ＦＥＴ８８及び入力ＦＥＴ８２の双方は、ＲＬＣタンクの第２の端子に接続される。ＲＬＣタンクを流れる電流は、２つの入力ＦＥＴを流れる電流の和である。したがって、ＲＬＣタンクを流れる電流、及びＲＬＣタンクに印加される電圧は、入力ＦＥＴ８８と、入力ＦＥＴ８２とを流れる電流の関数である。重み付けＦＥＴ９０のゲートへの制御入力１１８により事実上修正されて入力ＦＥＴ８８に加えられる入力と、重み付けＦＥＴ８２のゲートへの制御入力１１２により事実上修正されて入力ＦＥＴ８２に加えられる入力とに、これらの電流は、比例する。したがって、ＲＬＣタンクの第２の端子の信号は、異なる位相シフトセルからの２つの入力信号を重み付けした和である。
【００２５】
上述のように、加算セルが提供する位相シフトがいずれも小さい場合には、図２のベクトル図により示される関係が適用される。さらに、図５の多重位相補間セルに対して説明するように、加算セルが位相シフトをほとんど提供しない場合には、多数の位相シフトセル、及び加算セルを使用して、ＶＣＯの事実上の同調範囲を広げることができる。したがって、ＲＬＣタンクは、図４ｂに示されるような直列のＲＬＣタンクである。
【００２６】
前記ＲＬＣタンクは、抵抗性構成素子と、誘導性構成素子と、容量性構成素子とを有する。容量性構成素子は、直列の抵抗性及び誘導性構成素子に並列に接続される。上述のように、構成素子は、ＲＬＣタンクの共振周波数がＶＣＯの同調範囲内の周波数よりも著しく大きくなるように選択される。したがって、加算セルのＲＬＣタンクは、図４ｃに示すような伝達関数を有する。ＶＣＯ同調範囲に近接する周波数範囲では、概して位相シフトはなく、同時にほぼ平坦な位相-周波数応答を有する、すなわちψ３（ω０）＝０である。
【００２７】
さらに、図４ａの加算セルは差動式であり、付加的な要素を有する。付加的な素子は、上述の要素に対して実質的に一致する。付加的な要素は、第２のＲＬＣタンク７４を含む。第２のＲＬＣタンクは、抵抗器７２によって電源に接続される端子と、入力ＦＥＴ８０、及び入力ＦＥＴ８６のドレインに接続される第２の端子とを有する。入力ＦＥＴ８０、及び入力ＦＥＴ８６のゲートはそれぞれ、差動入力１０８、及び１１４が提供される。入力ＦＥＴ８０、及び８６のソースはそれぞれ、重み付けＦＥＴ８４、及び９０を介して共通の電流源９６に接続される。ＦＥＴ８０、及び８６のドレインは、出力ＦＥＴ７６のゲートに接続される。出力ＦＥＴ７６のドレインは、電源に接続され、ソースは、電流源１０４に接続され、加算セルの差動出力１００は、ソースから引き出される。
【００２８】
図５に、多重移相補間ＶＣＯを示す。図５の多重位相補間ＶＣＯは、それが位相遅延セルと、加算セルとで構成されている点で図１の位相補間ＶＣＯと類似する。しかしながら、図５の多重位相補間ＶＣＯでは、２つより多い位相シフト遅延セルと、多数の加算セルとが使用される。より詳細には、図５の多重位相補間ＶＣＯは、ｎ個の位相シフト遅延セル１０１ａ〜ｎと、ｎ−１個の加算セル１０３ａ−（ｎ−１）を有する。
【００２９】
位相シフト遅延セルは、セルの列を形成する。第１の位相シフト遅延セル１０１ａは、列の第１のセルであり、第２の位相シフト遅延セル１０１ｂは、列の第２のセルであり、ｎ番目の位相シフト遅延セル１０１ｎは、列のｎ番目のセルである。セルはそれぞれ、他のセルと異なる共振周波数を有する。したがって、１つの実施形態において、列の中の隣接するセルの間の共振周波数の差異は、△ｆである。列の中の次のセルは、列の中の先のセルの共振周波数よりそれぞれ△ｆ大きい共振周波数を有する。したがって、１つの実施形態においてｎ個のセルを仮定すると、ＶＣＯの同調範囲は、列の中央のセルの共振周波数ｆｃを中心とし、同調範囲は、おおよそ（ｆｃ−△ｆ/２）〜（ｆｃ＋△ｆ/２）である。
【００３０】
２つの隣接する位相シフト遅延セルはそれぞれ、１つの加算セルに入力を提供する。さらに、列の中の第１の位相シフトセルと、最後の位相シフトセルとを除いて、位相シフトセルはそれぞれ、異なる２つの加算セルに入力を提供する。したがって、ｎ個の全ての位相シフトセルごとに、位相シフト遅延セルから入力を受信するｎ−１個の加算セルがある。
【００３１】
さらに、２つの加算セルはそれぞれ、さらに加算するセルに入力を提供する。これは、第１の加算セルセットが位相シフト遅延セルから入力を受信するのと同様の方法で達成される。したがって、位相シフト遅延セルと、加算セルとは、（図５に示すように）位相シフト遅延セルが底辺を形成し、単一の加算セルが頂点を形成する三角形構成を形成すると見なしてもよい。いくつかのレベル加算セルは、三角形の頂点を形成する単一の加算セルと、位相シフト遅延セルとの間に補間される。したがって、多重位相補間ＶＣＯにｎ個の位相シフト遅延セルがある場合には、ｎ−１個の加算セルのレベルがあり、
【数１】
個の加算セルがある。
【００３２】
多重位相補間ＶＣＯを、さらに十分に探究するために、多重位相補間ＶＣＯのサブセット（図５）の動作を探究する。この多重位相補間ＶＣＯのサブセット（図５）は３つの位相遅延セル１０１ａ−ｃと、３つの加算セル１０３ａ−ｃを有する。第１の位相遅延セルは、第１の加算セル１０３ａに提供される出力を有する。第２の位相シフト遅延セル１０１ｂは、第１の加算セル１０３ａと、第２の加算セル１０３ｂとの双方に提供される出力を有する。第３の位相シフトセルは、第２の加算セルに提供される出力を有する。したがって、第１の加算セルは、第１の位相シフトセルと、第２の位相シフトセルとからの入力を受信し、第２の加算セルは、第２の位相シフトセルと、第３の位相シフトセルとからの入力を受信する。
【００３３】
第１の加算セル、及び第２の加算セルはそれぞれ、第３の加算セル１０３ｃに入力を提供する。説明される実施形態のサブセットにおいて、第３の加算セルは、第１の位相シフトセルと、第２の位相シフトセルと、第３の位相シフトセルとに、入力として出力を提供する。
【００３４】
位相シフトセルの動作は、図３に関して先に説明した。しかしながら、説明されるサブセットにおいて、第３の加算セルは、第１の位相シフトセル、又は第２の位相シフトセルのいずれかより大きい出力範囲を有する。すなわち、３つの位相シフトセルは、加算セルに提供される共振周波数の増大範囲（increase range of resonant frequencies）を提供する。加算セルの出力信号の多重レベル加算は、ＶＣＯ周波数同調範囲において、加算セルによる位相シフトが全体的に不足することにより、ある程度可能である。しかしながら、実際には、構成素子の許容誤差の変化が、加算セルの出力に多少の位相シフトを加えることによって、加算セルのレベルの可能な数と、ＶＣＯの同調範囲とが限定される。
【００３５】
多重位相補間ＶＣＯの同調範囲は、位相シフトセルの数と、それぞれの位相シフトセルの共振周波数の間の周波数の差によってほぼ決定される。したがって、位相シフトセルがそれぞれ、セルの列の直前の位相シフトセルの共振周波数よりも大きい共振周波数を有する場合には、３個の位相セルのＶＣＯは、２個の位相シフトセルのＶＣＯの約２倍の有効な同調範囲を有することになるであろう。ｎ個の位相シフトセルを有する多重位相補間ＶＣＯにおいて、有効同調範囲は、２個の位相シフトセルのＶＣＯの同調範囲の約ｎ倍となるであろう。
【００３６】
このように、本発明の実施形態は、位相補間ＶＣＯを提供する。本発明に係るＶＣＯは、本発明の精神、又は属性から逸脱することなく、他の特定の形式で具現化できる。したがって、説明される実施形態は、あらゆる点で実例であり、限定されないように考えることが望まれ、本発明の範囲を指示するためには、これまでの記述でなく、むしろ添付されるクレーム及びその均等が参照される。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相シフト信号を生成する複数の位相シフトセルと、
位相シフト信号を累積加算するための複数の補間セルと、
を含んで成る電圧制御発振器。
【請求項２】
位相シフト遅延セルが、
電圧ラインに接続された第１の端子及び第１のトランジスタの第１の端子に接続された第２の端子を有し、前記第１のトランジスタは第１の遅延セルＬＣ共振回路の第２の端子に接続された第１の端子、電流源に接続された第２の端子、及び第１の入力端に接続されたゲートを有する第１のＬＣ共振回路と、
電圧ラインに接続された第１の端子及び第２のトランジスタの第１の端子に接続された第２の端子を有し、前記第２のトランジスタは第２の遅延セルＬＣ共振回路の第２の端子に接続された第１の端子、電流源に接続された第２の端子、及び第２の入力端に接続されたゲートを有する第２のＬＣ共振回路と、
を含んで成る、請求項１に記載の電圧制御発振器。
【請求項３】
補間セルが、
電圧ラインに接続された第１の端子及び第１の補間セルトランジスタの第１の端子に接続された第２の端子を有し、前記第１の補間用セルトランジスタは第１の補間セルＬＣ共振回路の第２の端子に接続された第１の端子、電流源に接続された第２の端子、及び第１の補間セル入力端に接続されたゲートを有する第１の補間セルＬＣ共振回路と、
電圧ラインに接続された第１の端子及び第２の補間セルトランジスタの第１の端子に接続された第２の端子を有し、前記第２の補間セルトランジスタは第２の補間セルＬＣ共振回路の第２の端子に接続された第１の端子、電流源に接続された第２の端子、及び第２の補間セル入力端に接続されたゲートを有する第２の補間セルＬＣ共振回路と、
出力端に接続された第１の端子、電流源に接続され第２のトランジスタに接続された第２の端子、及び第３の入力端に接続されたゲートを有する第３のトランジスタと、
出力端に接続された第１の端子、電流源に接続され第１のトランジスタに接続された第２の端子、及び第４の入力端に接続されたゲートを有する第４のトランジスタと、
を含んで成る、請求項１に記載の電圧制御発振器。
【請求項４】
各々が共通の入力信号を受信し、共通の入力信号との関係において位相シフトされた位相シフト出力信号を出力する複数の位相シフトセルであって、各位相シフトセルからの位相シフト出力信号が他の位相シフトセルからの位相シフト出力信号とは異なる位相シフト量を有する位相ソフトセルと、
少なくとも２つの位相シフトセルからの位相シフト出力信号を受理し、前記位相シフト出力信号の和を表わす信号を出力する少なくとも１つの加算セルと、
を含んで成る電圧制御発振器。
【請求項５】
ｎ個の位相シフトセル及びｎ−１レベルの加算セルが存在する、請求項４に記載の電圧制御発振器。
【請求項６】
ｎ−１レベルの加算セルの第１のレベルが、位相シフト出力信号を受理し、加算セルの残りのｎ−１レベルが位相シフト出力信号の和を表わす信号を受信する、請求項５に記載の電圧制御発振器。
【請求項７】
中心周波数周辺の周波数同調範囲内で制御可能な周波数の発振信号を提供する電圧制御発振器であって、
発振信号を受理し、この発振信号との関係において、正の位相シフト量を有する第１の位相シフト出力信号を出力する第１の位相シフトセルと、
発振信号を受理し、この発振信号との関係において負の位相シフト量を有する第２の位相シフト出力信号を出力する第２の位相シフトセルと、
第１の位相シフト出力信号及び第２の位相シフト出力信号を受信し、第１の位相シフト出力信号と第２の位相シフト出力信号の加算に基づく発振信号を出力する加算セルと、
を含む電圧制御発振器。
【請求項８】
第１の位相シフトセルが中心周波数よりも小さい共振周波数をもつ第１のＬＣタンクを含んで成り、第２の位相シフトセルが中心周波数よりも大きい共振周波数を有する第２のＬＣタンクを含んで成る、請求項７に記載の電圧制御発振器。
【請求項９】
加算セルが加算セルＬＣタンクを含み、加算セルＬＣタンクが中心周波数を中心とするほぼゼロの位相シフトを有する、請求項８に記載の電圧制御発振器。
【請求項１０】
加算セルＬＣタンクが中心周波数よりも大きい共振周波数を有する、請求項９に記載の電圧制御発振器。
【請求項１１】
第１のＬＣタンク及び第２のＬＣタンクが並列ＬＣタンクであり、加算セルＬＣタンクが直列ＬＣタンクである、請求項１０に記載の電圧制御発振器。
【請求項１２】
加算セルが修正型ギルバートセルを含んで成り、この修正がギルバートセルの加算ノードにおけるＬＣタンクを使用しておこなわれる、請求項１１に記載の電圧制御発振器。
【請求項１】
位相シフト信号を生成する複数の位相シフトセルと、
位相シフト信号を累積加算するための複数の補間セルと、
を含んで成る電圧制御発振器。
【請求項２】
位相シフト遅延セルが、
電圧ラインに接続された第１の端子及び第１のトランジスタの第１の端子に接続された第２の端子を有し、前記第１のトランジスタは第１の遅延セルＬＣ共振回路の第２の端子に接続された第１の端子、電流源に接続された第２の端子、及び第１の入力端に接続されたゲートを有する第１のＬＣ共振回路と、
電圧ラインに接続された第１の端子及び第２のトランジスタの第１の端子に接続された第２の端子を有し、前記第２のトランジスタは第２の遅延セルＬＣ共振回路の第２の端子に接続された第１の端子、電流源に接続された第２の端子、及び第２の入力端に接続されたゲートを有する第２のＬＣ共振回路と、
を含んで成る、請求項１に記載の電圧制御発振器。
【請求項３】
補間セルが、
電圧ラインに接続された第１の端子及び第１の補間セルトランジスタの第１の端子に接続された第２の端子を有し、前記第１の補間用セルトランジスタは第１の補間セルＬＣ共振回路の第２の端子に接続された第１の端子、電流源に接続された第２の端子、及び第１の補間セル入力端に接続されたゲートを有する第１の補間セルＬＣ共振回路と、
電圧ラインに接続された第１の端子及び第２の補間セルトランジスタの第１の端子に接続された第２の端子を有し、前記第２の補間セルトランジスタは第２の補間セルＬＣ共振回路の第２の端子に接続された第１の端子、電流源に接続された第２の端子、及び第２の補間セル入力端に接続されたゲートを有する第２の補間セルＬＣ共振回路と、
出力端に接続された第１の端子、電流源に接続され第２のトランジスタに接続された第２の端子、及び第３の入力端に接続されたゲートを有する第３のトランジスタと、
出力端に接続された第１の端子、電流源に接続され第１のトランジスタに接続された第２の端子、及び第４の入力端に接続されたゲートを有する第４のトランジスタと、
を含んで成る、請求項１に記載の電圧制御発振器。
【請求項４】
各々が共通の入力信号を受信し、共通の入力信号との関係において位相シフトされた位相シフト出力信号を出力する複数の位相シフトセルであって、各位相シフトセルからの位相シフト出力信号が他の位相シフトセルからの位相シフト出力信号とは異なる位相シフト量を有する位相ソフトセルと、
少なくとも２つの位相シフトセルからの位相シフト出力信号を受理し、前記位相シフト出力信号の和を表わす信号を出力する少なくとも１つの加算セルと、
を含んで成る電圧制御発振器。
【請求項５】
ｎ個の位相シフトセル及びｎ−１レベルの加算セルが存在する、請求項４に記載の電圧制御発振器。
【請求項６】
ｎ−１レベルの加算セルの第１のレベルが、位相シフト出力信号を受理し、加算セルの残りのｎ−１レベルが位相シフト出力信号の和を表わす信号を受信する、請求項５に記載の電圧制御発振器。
【請求項７】
中心周波数周辺の周波数同調範囲内で制御可能な周波数の発振信号を提供する電圧制御発振器であって、
発振信号を受理し、この発振信号との関係において、正の位相シフト量を有する第１の位相シフト出力信号を出力する第１の位相シフトセルと、
発振信号を受理し、この発振信号との関係において負の位相シフト量を有する第２の位相シフト出力信号を出力する第２の位相シフトセルと、
第１の位相シフト出力信号及び第２の位相シフト出力信号を受信し、第１の位相シフト出力信号と第２の位相シフト出力信号の加算に基づく発振信号を出力する加算セルと、
を含む電圧制御発振器。
【請求項８】
第１の位相シフトセルが中心周波数よりも小さい共振周波数をもつ第１のＬＣタンクを含んで成り、第２の位相シフトセルが中心周波数よりも大きい共振周波数を有する第２のＬＣタンクを含んで成る、請求項７に記載の電圧制御発振器。
【請求項９】
加算セルが加算セルＬＣタンクを含み、加算セルＬＣタンクが中心周波数を中心とするほぼゼロの位相シフトを有する、請求項８に記載の電圧制御発振器。
【請求項１０】
加算セルＬＣタンクが中心周波数よりも大きい共振周波数を有する、請求項９に記載の電圧制御発振器。
【請求項１１】
第１のＬＣタンク及び第２のＬＣタンクが並列ＬＣタンクであり、加算セルＬＣタンクが直列ＬＣタンクである、請求項１０に記載の電圧制御発振器。
【請求項１２】
加算セルが修正型ギルバートセルを含んで成り、この修正がギルバートセルの加算ノードにおけるＬＣタンクを使用しておこなわれる、請求項１１に記載の電圧制御発振器。
【図１】
【図２】
【図３ａ】
【図３ｂ】
【図３ｃ】
【図４ａ】
【図４ｂ】
【図４ｃ】
【図５】
【図２】
【図３ａ】
【図３ｂ】
【図３ｃ】
【図４ａ】
【図４ｂ】
【図４ｃ】
【図５】
【公開番号】特開２０１０−２７３３５７（Ｐ２０１０−２７３３５７Ａ）
【公開日】平成２２年１２月２日（２０１０．１２．２）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１０−１４９５７７（Ｐ２０１０−１４９５７７）
【出願日】平成２２年６月３０日（２０１０．６．３０）
【分割の表示】特願２０００−５６２９９７（Ｐ２０００−５６２９９７）の分割
【原出願日】平成１１年７月３１日（１９９９．７．３１）
【出願人】（５９２０１７６５５）ビテッセ セミコンダクター コーポレイション (5)
【氏名又は名称原語表記】ＶＩＴＥＳＳＥ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１２月２日（２０１０．１２．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１４９５７７（Ｐ２０１０−１４９５７７）
【出願日】平成２２年６月３０日（２０１０．６．３０）
【分割の表示】特願２０００−５６２９９７（Ｐ２０００−５６２９９７）の分割
【原出願日】平成１１年７月３１日（１９９９．７．３１）
【出願人】（５９２０１７６５５）ビテッセ セミコンダクター コーポレイション (5)
【氏名又は名称原語表記】ＶＩＴＥＳＳＥ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ
【Ｆターム（参考）】
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