広帯域アンテナ
【課題】電気放射体および磁気放射体を備え、高効率で、低損失の広帯域動作を実現することが可能な広帯域アンテナを提供する。
【解決手段】広帯域アンテナは、広帯域周波数範囲においてＰｘＭ放射パターンを発生するものであり、導電性の第１の平面と、第１の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、第１の平面に平行に配置されると共に、第１の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナとを備え、スロットアンテナとモノポールアンテナとは間接的に結合されているものである。
【解決手段】広帯域アンテナは、広帯域周波数範囲においてＰｘＭ放射パターンを発生するものであり、導電性の第１の平面と、第１の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、第１の平面に平行に配置されると共に、第１の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナとを備え、スロットアンテナとモノポールアンテナとは間接的に結合されているものである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰｘＭ放射パターンを発生する広帯域アンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、通信目的、特に超広帯域（ＵＭＢ）通信や、電磁環境適合性（ＥＭＣ）試験などでは、広い動作周波数範囲が用いられている。例えば、多くの商用あるいは軍事上の通信デバイスは、３ＭＨｚから３０ＭＨｚの短波帯（ＨＦ）、３０ＭＨｚから３００ＭＨｚの超短波帯（ＶＨＦ）、ものによっては３００ＭＨｚから３ＧＨｚの極超短波帯（ＵＨＦ））において動作する。これら帯域での通信の利点は、回折効果が小さくなり、壁，葉などの障害物を透過し、空中での通過損失や減衰を低減できることであり、そのため所定の電力レベルで長距離の伝播が可能となる。アンテナ素子の大きさと動作周波数とは相反する関係にあることから、ＨＦやＶＨＦ帯の比較的低周波数帯の通信には比較的大きなサイズのアンテナ素子がしばしば用いられているが、取り扱いの便宜，耐久性の向上，空間的な制約などの観点からはアンテナ素子としては可能な限り小型であることが望ましい。
【０００３】
このようなことから、多くの低周波用途（例えばモバイル通信）や高周波用途（例えばＥＭＣ試験）においては、電気的小型のアンテナが広く利用されている。より具体的には、電気的小型アンテナは、省スペース化および耐久性向上などを目的として低周波用途において利用されていると共に、ＥＭＣ試験に必要な周波数レベルの確保などを目的として高周波用途において利用されている。この「電気的小型」とは、電気的に小さなアンテナ構造、すなわちアンテナから放射される電磁波の波長よりも小さな幾何学寸法を有する構造に由来している。定量的に説明すると、電気的小型アンテナの電気的構造は、一般に、半径ｒ（＝λ／２π）を有する円として定義される。ここで、λはアンテナから放射される電磁エネルギー（電磁波）の波長である。
【０００４】
この電気的小型アンテナは、大きな放射品質係数（radiation quality factor）Ｑを有する傾向にある。この放射品質係数Ｑが大きいことは、放射エネルギーよりも著しく大きなエネルギーを貯蔵しやすい性質を表している。これにより、入力インピーダンスが大部分においてリアクタンス性（reactive）になるため、不可能とは言わないまでも、広範囲の帯域幅において入力時にインピーダンスを整合させることが困難になる。この大きな放射品質係数Ｑに起因して、抵抗損失が僅かであっても、放射効率が著しく低下してしまう（例えば、１％〜５０％）。
【０００５】
電気的小型アンテナの放射品質係数Ｑに関する既知の定量的限界予測によると、体積（球面体積）ａを有する直線偏光全方向性アンテナ（linearly polarized, omnidirectional antenna ）において実現可能な最小の放射品質係数Ｑは、次式（１）により表される。ここで、ｋ＝１／λであり、すなわちｋは電磁放射に関与する波数である。次式（１）から明らかなように、放射品質係数Ｑは、電気的体積（ａ）の逆数に比例し、あるいは帯域幅に反比例する。
Ｑ＝（１／ｋａ）＋（１／ｋ3 ａ3 ） ………（１）
【０００６】
特定のサイズを有する単一素子としての電気的小型アンテナに関して、広い帯域幅および高い放射効率を実現するためには、可能な限り体積（電気的小型アンテナの占有体積）を大きくする必要がある。この場合には、全体のサイズ（電気的に小型なサイズ）を維持したまま、実質的なアンテナサイズを大きくしてもよい。
【０００７】
式（１）から導かれる放射品質係数Ｑの根本的限界を実現するためには、電気的小型アンテナにおいて、球面の外側において横磁気（ＴＭ01；transverse magnetic ）モードまたは横電気（ＴＥ11；transverse electric ）モードのみを励磁させなければならず、一方、球面の内側において電気エネルギーまたは磁気エネルギーを貯蔵してはならない。短い線状（電気）双極子が球面の外側においてＴＭ01モードを励磁させている際に、その球面内においてエネルギーを貯蔵させない原則が満たされないと、式（１）から予測されるよりも放射品質係数Ｑが大きくなる（帯域幅が狭くなる）。
【０００８】
一般に、電気双極子または磁気双極子などのアンテナ、すなわち双極子電界または双極子磁界を放射する全てのアンテナは、式（１）から導かれる関係に束縛される。これまでに多くの広帯域用途の双極子が設計されることにより、実際の放射品質係数Ｑが式（１）から導き出される値に近づきつつあるが、その値よりも小さな放射品質係数Ｑが得られる直線偏光全方向性アンテナを実現することは、現在のところ不可能である。しかしながら、上式（１）は、直線偏光全方向性アンテナの放射品質係数Ｑに関する根本的限界を表しているものの、その放射品質係数Ｑに関する下限を表しているわけではない。例えば、ＴＭ01モードおよびＴＥ11モードと等しい放射強度で放射可能な複合アンテナでは、原理上、次式（２）から導き出される放射品質係数Ｑが得られ、より具体的には単独の電気双極子または磁気双極子からＴＭ01モードまたはＴＥ11モードにおいて放射される放射品質係数Ｑのほぼ半分の値が得られる。すなわち、複合アンテナのインピーダンス帯域幅は、単独の電気双極子または磁気双極子のインピーダンス帯域幅のほぼ２倍である。
Ｑ＝１／２［（２／ｋａ）＋（１／ｋ3 ａ3 ）］・・・（２）
【０００９】
電気双極子および磁気双極子を備えた理想的な複合アンテナでは、双極子モーメントが互いに直交するように電気双極子および磁気双極子が配置される。この複合アンテナは、理論的かつ数値的に試験されることにより、優れた性能を有するアンテナとして設計された。この種の複合アンテナは、電気双極子ベクトル（Ｐ）および磁気双極子ベクトル（Ｍ）が互いに直交する物理的関係に基づき、「ＰｘＭアンテナ」と呼ばれている。なお、ＰとＭとの間のｘは、上記した「ＰおよびＭの直交状態」を表している。このＰｘＭアンテナの特徴は、主に、任意の電気的サイズにおいて、有用な放射パターン（例えば、一方向性放射パターン）および狭いインピーダンス帯域幅が得られることである。上記したように、電気的小型アンテナであるＰｘＭアンテナの放射品質係数Ｑは、単独の電気双極子または磁気双極子のＱ値と比較してほぼ半分である。このＰｘＭアンテナでは、Ｑ値が小さいため、原理上は広帯域インピーダンス整合が改善されるが、そのＰｘＭアンテナの実用化は問題とされており、未だ十分に研究されていない。
【００１０】
なお、ＰｘＭアンテナに関して、例えば３：１のインピーダンス帯域幅比が得られると共に、狭い周波数範囲において所望の放射パターンが得られるものが開示されている（例えば特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】米国特許第６３２９９５５明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記のように、従来、相補的な電気放射体および磁気放射体により１つの放射構造を形成できることが提案されているものの、所望のＰｘＭ放射パターンを、高効率（例えば約８５〜１００％）で、広い周波数範囲にわたって維持できるアンテナ構成は現在のところ知られていない。
【００１３】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、電気放射体および磁気放射体を備え、ＰｘＭ放射パターンを高効率で、広い周波数範囲にわたって維持できる低損失の広帯域アンテナを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の広帯域アンテナは、広帯域周波数範囲においてＰｘＭ放射パターンを発生する広帯域アンテナであって、導電性の第１の平面と、第１の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、第１の平面に平行に配置されると共に、第１の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナとを備え、スロットアンテナとモノポールアンテナとは間接的に結合されているものである。
【００１５】
本発明の広帯域アンテナでは、スロットアンテナがＴ字状開口を有し、モノポールアンテナが上記一対の脚部から支持された頂部を有することにより、スロットアンテナおよびモノポールアンテナ間で広帯域（例えば３ＧＨｚ〜１１ＣＨｚ）のインピーダンス整合が可能になる。
【００１６】
本発明の広帯域アンテナでは、給電体の端部がリアクタンス整合網を構成する、１または２以上のリアクタンス性素子に終端されていることが好ましい。リアクタンス性素子は実質的に損失がないことから、本発明の広帯域アンテナでは、伝送損失のある抵抗性負荷を用いた従来技術に比べて放射効率が向上する。
【００１７】
なお、「損失性」素子とは、固有抵抗，誘電体あるいは磁気手段などにより実質的に損失を招くなんらかの負荷を意味するものである。多くの従来技術では、給電体と接地平面との間に抵抗性負荷が組み込み、電気放射体と磁気放射体との不整合によって生じた反射を低減していた。しかし、抵抗性負荷は相当量の伝送損失を生ずるものであり、そのため従来では放射効率が悪いという問題があった。これに対して、リアクタンス性負荷は、実質的に損失はなく、ＰｘＭアンテナの放射効率を低下させることなく、電気放射体と磁気放射体との間の入力インピーダンスの差を縮小することができる。
【００１８】
リアクタンス整合網は、例えば１または２以上の素子（例えば，キャパシタおよびインダクタ）により構成されており、これらは均一の伝送線によって相互に連結されている。複数のまとまった素子を含むリアクタンス性整合網は、一般に低周波数帯域動作のアンテナを実現するために用いられる。高周波帯域の場合には、リアクタンス性整合網は、均一の伝送線によって相互に連結された、開・短絡回路構成の複数のスタブ（分岐配線）によって実現することができる。但し、このリアクタンス整合網は、全ての場合に必要というわけではなく、電気放射体および磁気放射体の形状を調整することにより固有の広帯域インピーダンス整合が可能な場合には不要である。
【００１９】
広帯域アンテナでは、電気放射体および磁気放射体のうちの少なくとも一方は傾斜部を有する構成とすることが望ましい。これによりＰｘＭ放射パターンが維持される範囲で、動作周波数を増加させると共に電気放射体と磁気放射体との入力インピーダンス整合をより改善できる。例えば、スロットアンテナ（磁気放射体）の形状を蝶ネクタイ状、これに対してモノポールアンテナ（電気放射体）の形状を円錐形あるいは三角形状とするものである。勿論、スロットアンテナおよびモノポールアンテナとしてはその他の形状のものでもよい。給電体は第１の平面の上に配置された伝送線により構成される。また、傾斜部を有するスロットアンテナとモノポールアンテナとの間のインピーダンス整合を改善するために、給電体は、第１の平面と結合した１または２以上のリアクタンス性素子の拡幅部において終端していることが望ましい。但し、アンテナ素子に傾斜部を有する構成の広帯域アンテナにはリアクタンス性素子はなくてもよい。
【００２０】
また、電気放射体および磁気放射体のうちの少なくとも一方は屈曲部を含むことが望ましく、これにより電気放射体については入力インピーダンスを増加させ、磁気放射体については入力インピーダンスを低減させることができる。屈曲部を備えることは、固有のシリーズ分流周波数補償（series-shunt compensation ）を得ることにもなり、これによって動作周波数範囲においてアンテナリアクタンスおよびサセプタンスをなくすことができる。本発明の広帯域アンテナでは、また、電気放射体および磁気放射体をそれぞれ単一屈曲部（singly-folded ）とすることもできる。単一屈曲部を備えることにより、例えば、モノポールアンテナでは高い方へ（例えば約４倍）、スロットアンテナでは低い方（例えば約１／４倍）へのインピーダンス変換がなされる。
【００２１】
スロットアンテナでは、エッチングまたは切削により第１の平面にＴ字状開口を形成することができる。モノポールアンテナでは、例えば導電性ストリップを折り曲げて、あるいは複数の導電性ストリップを組み合わせることにより、上記のような頂部と一対の脚部とを形成することができる。
【００２２】
本発明の広帯域アンテナでは、スロットアンテナおよびモノポールアンテナに、端部負荷を備えるようにしてもよい。これにより、入力インピーダンス整合を改善でき、広帯域ＰｘＭアンテナについての放射品質係数Ｑおよび物理的高さを減少させることができる。端部負荷は、例えば、モノポールアンテナの頂部の互いに対向する一対の端部を、２つの脚部の外側側面を超えて拡がるような構成とすればよい。スロットアンテナでは、Ｔ字状開口の頂部の対向する端部に一対の端部開口を、これらが互いに実質的に平行となり、かつＴ字状開口の頂部に実質的に垂直となるように設けることにより、端部負荷とすることができる。
【００２３】
本発明の広帯域アンテナでは、給電体が伝送線を含み、この伝送線をＴ字状開口内あるいはこのＴ字状開口のわずかに上部位置に配置すると共に、第１の平面にそって拡げることによりスロットアンテナを構成するようにすることが望ましい。
【００２４】
本発明の広帯域アンテナは、また、これらアンテナを２組用意し、これらを背中合せに配置し、互いに位相を異ならせて駆動させることによって、放射零点の発生を抑制し、放射パターンを等方性に近いものとすることができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明に係る広帯域アンテナによれば、導電性の第１の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、第１の平面に平行に配置されると共に、第１の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナとを備え、スロットアンテナとモノポールアンテナとが間接的に結合されるようにしたので、高効率で、低損失の広帯域動作が可能な広帯域アンテナを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＰｘＭアンテナを表すもので、（Ａ）は斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るＰｘＭアンテナを表すもので、（Ａ）は斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態に係るＰｘＭアンテナを表すもので、（Ａ）は斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態に係るＰｘＭアンテナ構成を表す平面図である。
【図５】ＰｘＭアンテナの放射パターンを表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明するが、具体的な説明に先立ちＰｘＭアンテナおよびその問題点について説明する。
【００２８】
ＰｘＭアンテナでは、図５に示したようにハート型のＰｘＭ放射パターン１００が得られる。「ＰｘＭアンテナ」とは前述のように電気放射体および磁気放射体の組み合わせに由来する呼称であり、このＰｘＭアンテナの利点は、ＰｘＭ放射パターン１００のように有用な放射パターンが得られる点、放射品質係数Ｑが小さくなる点、ならびにインピーダンス帯域幅が広くなる点などである。
【００２９】
このＰｘＭアンテナでは、仮想ホイヘンスソース（hypothetical Huygens source ）の指向特性パターンが得られる。このルードビッヒ−３パターン（Ludwig-3 pattern）とも呼ばれる指向特性パターンは、最大放射強度の軸の周りを循環するハート型の直線偏光一軸指向性パターン（linearly-polarized unidirectional pattern ）であり、いわゆる最大指向性パターンの部類に分類される。ＰｘＭ放射パターン１００は、図５に示したように、円（半径ｒ）の周囲を転がる他の円の円周上の点によりトレースされるハート型の曲線パターンであり、極座標において次式（３）により表される。ここで、ρは中心（ｒ＝０，０）からの距離であり、θは角度である。
ρ＝ｒ* （１＋ｃｏｓθ） ………（３）
【００３０】
超小型の一対の電気双極子および磁気双極子を同じ位置に配置（共配置）した理想的なＰｘＭアンテナでは、双極子モーメントが互いに直交するということについて理論的および数値的な解析が試みられている。例えば、超小型の磁気双極子ループを超小型の電気線状双極子ループに直交するように結合できることは理論化されている。遠距離電磁界場では、同じ位置に配置された一対の双極子による電界は、おおよそ次式（４），（５）で表される。
【００３１】
【数１】
【００３２】
【数２】
【００３３】
ここに、Ａ，ＢはそれぞれＴＭ01モードおよびＴＥ11モードの重み係数、変数ｒ，θ，φは標準球座標系（a standard right-hand spherical coordinate system)を構成している。Ａ＝η・Ｂのとき、アンテナの方位利得は次式（６）で表される。
【００３４】
【数３】
【００３５】
上式を極座標で示すと、ハート型の放射パターンが発生し、θ＝９０°，φ＝９０°の面において、約３．０ｄＢ（or４．７７ｄＢｉ）の最大利得が得られる。３．０ｄＢの最大利得は、単独の電気双極子または磁気双極子によって得られる利得を超えている。よって、超小型の磁気双極子および電気双極子を同じ位置に配置すると、少なくとも理論的には、放射品質係数Ｑをおおよそ１／２とすることができ、個別の双極子で得られる利得よりも大きな３．０ｄＢ程度の利得を得ることができることになる。
【００３６】
超小型の磁気双極子および電気双極子を共に同じ位置に配置すると、単方向(unidirectional)放射パターンを有し、上記のような利点があるものの、それだけでは実用的なアンテナとはいえない。その理由は、第１に、有限サイズの２つの素子を完全に同じ位置に配置することは不可能である。第２に、アンテナで有意な広帯域幅（例えばマルチプル オクターブス（multiple octaves))を実現するために、その動作周波数範囲において前述のような電気的小型であることが必要であるが、電気的小型で、広帯域動作をするアンテナを実現することは理論的にも容易ではない。
【００３７】
ＰｘＭアンテナの広帯域動作のためには、電気放射体および磁気放射体の双極子モーメントは空間方位的に実質的に直交し、かつ動作周波数範囲において大きさおよび位相が実質的に等しくなければならない。しかし、分離した電気放射体および磁気放射体の大きさと位相との関係を計算または解析モデルで特定することは困難である。実用的には、このアンテナは、通常、単一の高周波（ＲＦ）源で駆動されるが、その有限の出力インピーダンスを、電気放射体および磁気放射体の結合体の入力インピーダンスに整合させなければならない。しかし、これは、電気放射体および磁気放射体の結合体では共振現象があるために極めて困難である。
【００３８】
電気放射体および磁気放射体を結合するために、低損失の受動的給電体すなわち整合回路網が用いられている。しかし、２つの放射体の入力インピーダンスが周波数に伴って変化するために、そのような整合回路網を実現することは困難である。すなわち入力インピーダンスが変化すると、電気放射体および磁気放射体への供給電流を適当な大きさおよび位相に維持することが困難になる。電気放射体および磁気放射体を結合するために整合回路網を用いたとしても、残りの部分のインピーダンス不整合が放射効率およびアンテナ／整合回路網の電力伝送を制限し、それによりシステムの全体の効率を低下させる。従来、種々の整合回路網が提案されているものの、広帯域にわたって電気放射体および磁気放射体を効率よく動作させるものは今だ提案されておらず、従来技術を適用しても、ＰｘＭアンテナの放射品質係数Ｑを小さくし、帯域幅を改良することは困難であった。
【００３９】
原理上、補助入力インピーダンスを有する電気放射体および磁気放射体を組み合わせることにより、ＰｘＭアンテナ２００を広帯域において動作させることが可能である。例えば、スロットアンテナは、そのスロットアンテナと同様の寸法を有する電気単極子（または双極子）アンテナの「補完（complement）」であってもよい。バビネ（Babinet ）の原理によると、無限大の導電性シートにおけるスロットアンテナの放射パターンは、電界および磁界が反転することを除き、補助単極子（または双極子）アンテナの放射パターンと同様である。スロットアンテナの入力インピーダンスおよびその補助単極子アンテナの入力インピーダンスは、次式（７）（ブッカーの式（Booker's equation ））により表される。ここで、Ｚslotはスロットアンテナの入力インピーダンス、Ｚmonopoleは補助単極子アンテナの入力インピーダンス、ηは環境媒質（surrounding medium）の固有インピーダンス（intrinsic impedance ；例えば、自由空間においてη＝１２０π）である。すなわち、２つの補助アンテナ（スロットアンテナおよび補助単極子アンテナ）の入力インピーダンスは、互いに反比例する。従って、単一の放射構造を構成するために補助アンテナが組み合わされる場合、補助入力リアクタンス（complementary input reactance ）は、広い周波数範囲において入力インピーダンスを整合させるためにキャンセルされ、あるいは減少される。
ＺslotＺmonopole＝η2 ／４ ………（７）
【００４０】
このように、従来では、相補的な電気放射体および磁気放射体により単一の放射構造を形成できることが提示されているものの、単向性のＰｘＭ放射パターンを高効率（例えば約８５〜１００％）で、広い周波数範囲（例えば、帯域幅比１：ｎ（ｎは２〜５））にわたって維持できるＰｘＭアンテナ構成は、現在のところ知られていない。
【００４１】
本実施の形態のＰｘＭアンテナ２００は、上述のようなＰｘＭ放射パターン１００（図５）を、高効率で、特に３ＧＨｚ〜１１ＧＨｚの広い周波数範囲にわたって維持できるものである。以下、その構造について具体的に説明する。
【００４２】
［第１の実施の形態］
図１（Ａ），（Ｂ）は本発明の第１の実施の形態に係る広帯域アンテナ（ＰｘＭアンテナ２００）の構成を表すものである。
【００４３】
図１（Ａ）に示したように、ＰｘＭアンテナ２００は、主として、スロットアンテナ（磁気放射体）２１０、キャビティ２３０、導電性の給電体（フィーダ）２４０およびモノポールアンテナ（電気放射体）２５０を備えている。スロットアンテナ２１０は開口２１０ａを有し、この開口２１０ａは導電性の接地平面（第１の平面）２２０内に切削その他の方法により形成されている。給電体２００は、接地平面２２０の上にかつ平行に配置されている。ＰｘＭ放射パターン１００（図５）を発生するために、スロットアンテナ２１０およびモノポールアンテナ２５０は直交する平面上にそれぞれ配置されており、互いに直交した磁気的および電気的双極子モーメントを発生するようになっている。すなわち、スロットアンテナ２１０が接地平面２２０に配置されるのに対し、モノポールアンテナ２５０はこの接地平面２２０に垂直な垂直面に配置されている。
【００４４】
接地平面２２０は平坦な導電性層を有するものであり、このＰｘＭアンテナ２００からの放射エネルギーの波長に比べて比較的大きな面積を有している。この接地平面２２０は、種々の半導体製造技術（例えば，ＣＶＤ（Chemical Vapor Deposition ) ，ＰＶＤ（Physical Vapor Deposition ），電気めっきなど）を用いて、例えば半導体基板上に金属材料を堆積させることによって形成することができる。
【００４５】
接地平面２２０は、電子デバイスの内部に固定された印刷配線基板または電子デバイス（例えば、ラップトップあるいはデスクトップコンピュータ，ハンドヘルドコンピュータ，ＤＶＤプレーヤーなどのポータブルまたはノンポータブルコンシューマデバイス）に挿入可能に構成されたリムーバブルカードの一部あるいは全体を利用するようにしてもよい。また、接地平面２２０は金属片を切断したものでもよく、あるいは、乗用車や航空機などの大型の構造の一部を構成している金属層を利用するようにしてもよい。接地平面２２０の具体的な材料としては、導電性の良好な材料、例えば銅（Ｃｕ），アルミニウム（Ａｌ），金（Ａｕ）やこれらの合金が挙げられる。勿論、これら材料に限定されるものではない。また、銅クラッドのＰＴＦＥ（ポリテトラフルオロエチレン），ＦＲ−４（耐熱性ガラス基材エポキシ樹脂積層板）またはＬＴＣＣ（低温焼結セラミックス）などの金属・誘電体積層構造によって接地平面２２０を構成するようにしてもよい。このような構成の接地平面２２０では、積層構造であること、およびリソグラフィ技術により形成できることから機械的強度が増加する。なお、接地平面２２０の作製方法や構成材料は、これに限られるものではない。
【００４６】
接地平面２２０は有限の境界を有しており、ここでは矩形状となっている。勿論、接地平面２２０の境界形状は矩形に限るものではなく、スロットアンテナ２１０を形成することができる限り、どのような形状（例えば円形，楕円形，多角形など）でもよい。但し、角のない（滑らかな）形状を選択することが望ましい。接地平面２２０を角が丸まった、あるいは滑らかな外形を有するものとすることによって、角がある場合に縁にそって発生する電気的不連続、およびそれによって発生する放射回折の発生を抑制することができるからである。理想的な例では、接地平面２２０は無限に大きく、それゆえエッジ効果はスロットアンテナ２１０から発生する放射パターンを乱すことはない。しかし、現実には、接地平面２２０の大きさは有限であるため、その平面において放射零点（radiation null) の発生を招くこととなる。このような放射零点は、接地平面２２０の縁からの回折が低減され、あるいは除去されれば小さくすることができる。
【００４７】
上記のような角を滑らかにすること、外形を滑らかにすること以外に、接地平面２２０に以下のような縁処理を施してもよい。すなわち、図１（Ａ）にも示したように、接地平面２２０の縁に損失性の磁気材料層２２５を形成することによって、縁部分での回折を低減することができる。言い換えれば、有限の接地平面２２０での回折現象は、電流の流れを抑制できる材料により縁処理を施すことによって、低減あるいは除去することができる。好ましい材料としては、フェライトを主体とする材料が挙げられるが、損失性の磁気材料であれば、これに限られるものではない。
【００４８】
接地平面２２０の縁処理の他の例として、傾斜性の固有抵抗、すなわち、接地平面２２０の縁の近傍に向けて増加するような固有抵抗を接地平面２２０に設けるようにしてもよい。具体的には、例えば、接地平面２２０の縁にイオンを打ち込むような表面処理をして縁での導電性を低減あるいは損なうようにする。また、例えばエッチングあるいは切り込みを形成するなどして接地平面２２０の構成材料を縁において取り除くことにより傾斜性の抵抗を形成するようにしてもよい。
【００４９】
この接地平面２２０の裏面にはキャビィティ２３０が取り付けられている。キャビィティ２３０は導電性の側壁および底面を有しており、適宜の手段によりスロットアンテナ２１０を囲むように取り付けられている。接地平面２２０のスロットアンテナ２１０を囲む部分はこのキャビィティ２３０の上面を形成している。なお、このキャビィティ２３０は必ずしも必要というものではない。例えば、スロットアンテナ２１０は、接地平面２２０上に直接、磁気材料（例えば，異方性六方晶系フェライト）の層を形成することによっても実現できるので、このような場合には、開口２１０ａや後述するような２つのキャビィティの張り合わせ（図４参照）が不要になる。
【００５０】
キャビィティ２３０の形状は矩形状であるが、他の形状であってもよい。キャビィティ２３０の大きさ（面積，長さ）はスロットアンテナ２１０の大きさに応じて決定される。例えば、キャビィティ２３０の長さ（Ｌ）および幅（Ｗ）は、スロットアンテナ２１０の長さ（ｌ）および幅（ｗ）と同じ、あるいはそれ以上の大きさであることが望ましい。キャビィティ２３０の深さ（Ｄ）は、ＰｘＭアンテナ２００の後方の表面からの放射を妨げ、前方方向への放射を強めるように決定される。例えば、キャビティ２３０の深さ（Ｄ）は、ＰｘＭアンテナ２００から放射される電磁気エネルギーの波長λの１／４の大きさにする。但し、この深さ（Ｄ）は、適切であればこれよりも浅くあるいは深くしてもよい。
【００５１】
給電体２４０は、接地平面２２０の上で空間距離（ｈ）を隔てて、かつ接地平面２２０に平行に吊り下げられ、または支持されている。この空間距離（ｈ）は、放射エネルギーの波長に比べて比較的小さくてよい。給電体２４０はスロットアンテナ２１０の中央に配置され、スロットアンテナ２１０の長さ方向に実質的に垂直な方向に延長されている。詳細は、後述するが、このＰｘＭアンテナ２００において対称性を有するＰｘＭ放射パターン１００を発生するためには、このような配置が必要である。給電体２４０は、例えばマイクロストリップラインにより構成されているが、他の伝送媒体でもよい。マイクロストリップラインは、導電性材料からなる、比較的薄く，矩形状を有している。この給電体２４０はその一端がリアクタンス性負荷２６０に結合されている。
【００５２】
リアクタンス性負荷２６０は、ここでは例えば給電体２４０の一端に付設あるいは一体的に形成された台形状の拡幅部２６０ａにより構成されている。このリアクタンス性負荷２６０はリアクタンス整合網（図示せず）を通じて接地平面２２０に電気的に結合されている。リアクタンス性負荷２６０についてはリアクタンス整合網を実現するための付加的手段と共に後述する。給電体２４０の他端には入力コネクタ２７０が設けられ、外部の伝送ライン（例えば，同軸ケーブル）と電気的に結合されており、これにより給電体２４０に対して電流を供給するようになっている。なお、外部の伝送ラインを給電体２４０に直接結合するようにすれば、入力コネクタ２７０はなくてもよい。
【００５３】
モノポールアンテナ２５０は、図１（Ｂ）に示したようにスロットアンテナ２１０の開口２１０ａの中心線２８０，２９０が交差する位置において、給電体２４０の軸方向に沿って配置されている。このモノポールアンテナ２５０は、導電性材料からなる比較的薄いシートにより形成されている。導電性材料としては、銅（Ｃｕ），銀（Ａｇ），アルミニウム（Ａｌ）などの金属層、金属と誘電体の積層構造（例えば、銅クラッドＰＴＦＥ）などが挙げられる。モノポールアンテナ２５０の形状は例えば逆三角形状であり、傾斜部２５０ａを有している。そして、このモノポールアンテナ２５０はその下部側の頂部において給電体２４０に電気的に結合されている。このように本実施の形態では、モノポールアンテナ２５０に傾斜部２５０ａを設けることにより、所望の放射パターンを維持できる周波数範囲を広くでき、広帯域動作を改善することができる。加えて、モノポールアンテナ２５０に傾斜部２５０ａを設けることにより、放射品質係数Ｑを小さくし、インピーダンス整合を改善することができると共に、より高いオーダーの共振を弁別することが可能になる。なお、このようなモノポールアンテナ２５０の傾斜部２５０ａは、図１に示したものに限らず、他の構成のものでもよい。例えば、モノポールアンテナ２５０を導電性のシートあるいはワイヤメッシュにより、内部が中空あるいは埋まった円錐などの形状を有するものとしてもよい。
【００５４】
スロットアンテナ２１０は、傾斜部２５０ａを有するモノポールアンテナ２５０に対して接近配置され、相補的に結合されている。スロットアンテナ２１０は種々の形状をとりうるものであるが、例えば一対の三角形からなる蝶ネクタイ状のように同じく傾斜部２１０ｂを有するものとされ、傾斜部２５０ａを有するモノポールアンテナ２５０に対して相補的な放射体となる。
【００５５】
接地平面２２０が存在するために、共に傾斜部を有するスロットアンテナ２１０およびモノポールアンテナ２５０は互いに同様の役割を果たす。例えば、各々の放射体は約２オクターブのインピーダンス帯域幅が得られる。但し、このような電気放射体および磁気放射体のうちのどちらかの放射パターンが理想的な特性（形状，分極など）から外れている場合には、ＰｘＭアンテナ２００の特性も理想的なものから外れたものとなる。そのためＰｘＭアンテナ２００を構成する各素子は、可能な限り電気放射体および磁気放射体として個別に動作することが望ましい。
【００５６】
広い周波数範囲にわたってＰｘＭパターンを維持するために、スロットアンテナ２１０およびモノポールアンテナ２５０それぞれの双極子モーメントは、空間方位的に実質的に直交したものであり、広い周波数範囲において大きさおよび位相が実質的に等しくなっている必要がある。これら電気放射体および磁気放射体が、電気双極子および磁気双極子のようにそれぞれ正しく動作すれば、各放射体の大きさおよび位相は適性なものとなり、遠距離電磁場(far field) で所望の特性を示すこととなる。基本的な電気双極子パターン単独では特定の位相中心を示す。すなわち、所定の周波数においての放射パターンの位相は方位（方向）が実質的に一定である。これは基本的な磁気双極子パターンにおいても同様である。そして、これら素子の遠距離電磁界パターンの位相が実質的に同じであれば、これら２つのパターンの結合からなる放射パターンは一定の位相パターンを示す。
【００５７】
本実施の形態に係るＰｘＭアンテナ２００では、以下の理由により、広い周波数範囲にわたって、高効率でＰｘＭパターン１００を維持することができる。まず、本実施の形態では、給電体２４０の終端部は、従来技術で一般的に用いられている損失性負荷ではなく、リアクタンス性負荷２６０に結合されている。前述のように「損失性」の負荷は、抵抗的、誘電的あるいは磁気的な手段を通じて損失を発生させるものであればどのような負荷も含まれるが、従来では給電体と接地平面との間にこのような損失性負荷を設けることにより、個々の放射体の不整合に起因して発生する反射を低減するようにしていた。しかし、このような損失性負荷は無視できない損失を生ずるものであり、そのため従来のアンテナでは極めて放射効率が悪いと言う問題があった。これに対して、リアクタンス性負荷２６０は、実質的に損失は生じることはない。
【００５８】
すなわち、本実施の形態では、給電体２４０と接地平面２２０との間にリアクタンス性負荷２６０を設けることにより、電気的および磁気的双極子モーメントを適切な大きさおよび位相の関係で維持することができ、これにより放射効率が向上する。
【００５９】
所望のＰｘＭパターン１００を維持するために、本実施の形態では、リアクタンス性負荷２６０を用いることに加え、リアクタンス整合網を設けると共に、スロットアンテナ２１０、モノポールアンテナ２５０およびリアクタンス整合網を互に関連させて精密に整合させている。
【００６０】
すなわち、本実施の形態では、リアクタンス性負荷２６０は給電体（マイクロストリップライン）２４０に、傾斜部２６０ｂを有する台形状の拡幅部２６０ａを設けたものであり、給電体２４０と接地平面２２０との間でリアクタンス回路網を構成している。リアクタンス回路網は多数のリアクタンス性素子を含むものである。リアクタンス回路網は十分に整合性を有するものであるが、給電体２４０に傾斜部２６０ｂを有する拡幅部２６０ａを設けたことにより付加的なパラメータが与えられることになる。このパラメータに応じてリアクタンス性負荷２６０のリアクタンス動作がなされる。例えば、拡幅部２６０ａの大きさや傾斜部２６０ｂの傾斜度を調整することによってリアクタンス性負荷２６０のリアクタンス動作を変更できる。
【００６１】
簡略化のため図示はしていないが、所望の動作周波数範囲およびアンテナの電気的サイスに応じて、リアクタンス性負荷２６０は多くの異なるリアクタンス整合回路網を含むことが望ましい。リアクタンス整合回路網は、例えば可聴周波数や低域無線周波数などの比較的低周波数帯域では、複数の素子の組み合わせ（例えば、複数のキャパシタまたは，キャパシタとインダクタとの組み合わせ）により容易に実現し得る。アンテナが目に見える程度のサイズを有するものであれば、これらの素子の組み合わせは一般に用いられている。しかし、特に、３ＧＨｚ〜１１ＧＨｚの帯域（ＵＨＦ〜マイクロ波帯域）においては、アンテナを本実施の形態のよ・ち電気的小型にしければ、良好なキャパシタおよびインダクタを実現することは困難である。また、このような高周波数範囲においては、小型素子の組み合わせにより多くの電力が放散するのを避けるために、アンテナを電気的小型化とすると共に、所謂、分散整合網を用いることが望ましい。
【００６２】
一例として、分散整合網は、一様な伝送ラインを経由して相互接続された開・短絡回路スタブ（open and short circuited stubs) を備えている。キャパシタやインダクタのように、開・短絡回路スタブはリアクタンス性素子、すなわち電気（例えば容量性）エネルギーや磁気（例えば誘導性）エネルギーの形でエネルギーを蓄積可能な素子である。スタブは、伝送線分野で知られており、整合目的のために、一端部で開(open)または短絡(short) 回路化され、１ポートリアクタンス性回路素子となっている。理想的な短絡回路スタブの入力インピーダンスは、虚数部分（リアクタンス性）であり、波長長さの１．２５倍未満の周波数範囲において正(positive)である。一方、理想的な開回路スタブは、短絡回路スタブを補完するもので、同じく虚数部分であり、波長長さの１．２５倍未満の周波数範囲において負(negative)の入力インピーダンスを示す。開・短絡回路スタブは、一様な伝送ラインを経由して結合されると、どのようなフィルタあるいはインピーダンス整合回路網トポロジーでもほぼ実現できるようになる。伝送ライン上で、傾斜部２６０ｂを有する拡幅部２６０ａ（リアクタンス性負荷２６０）を上記のようなスタブと結合させることによって分散整合網はより精密になる。
【００６３】
本実施の形態のＰｘＭアンテナ２００は、例えば以下工程を経て製造される。まず、導電性の接地平面２２０に蝶ネクタイ状の開口２１０ａを含むスロットアンテナ２１０を形成する。次に、開口２１０ａ内または開口２１０ａの中心上に、終端部にリアクタンス性負荷２６０を有する給電体２４０を配置する。続いて、接地平面２２０に垂直な平面内にモノポールアンテナ２５０を配置すると共に、モノポールアンテナ２５０の一端を給電体２４０に取り付ける。このとき、給電体２４０を通じて給電されたときにモノポールアンテナ２５０およびスロットアンテナ２１０からそれぞれ発生した双極子モーメントが相互に作用してＰｘＭ放射バターン１００が発生するように、モノポールアンテナ２５０を開口２１０ａに間接的に結合させる。ここで、給電体２４０と接地平面２２０との間には、従来のような損失性素子を結合しないことは既述のとおりであり、これにより本実施の形態では、広帯域周波数範囲でＰｘＭ放射バターン１００を維持できるものである。
【００６４】
以下、本発明の他の実施の形態について説明する。
【００６５】
［第２の実施の形態］
図２（Ａ），（Ｂ）は本発明の第２の実施の形態に係るＰｘＭアンテナ３００の構成を表したものである。このような構成のＰｘＭアンテナ３００においても、第１の実施の形態と同様に、広い周波数範囲にわたって所望のＰｘＭパターン１００を維持することができる。本実施の形態では、モノポールアンテナおよびスロットアンテナの入力インピーダンス整合を改善し、リアクタンス整合網を簡素化するために、モノポールアンテナおよびスロットアンテナがそれぞれ屈曲部（または折曲部）を有する構成としたものである。
【００６６】
図１に示したＰｘＭアンテナ２００と同様に、このＰｘＭアンテナ３００においても、導電性の接地平面３２０内に、切削または他の方法により形成されるスロットアンテナ３１０，キャビティ３３０、接地平面３２０に対して平行に配置された給電体３４０、および給電体３４０の一端に電気的に結合されたモノポールアンテナ（電気単極子）３５０を備えている。キャビティ３３０は、スロットアンテナ３１０を囲むようにして接地平面３２０の裏面に配置されている。
【００６７】
接地平面３２０は図１に示した接地平面２２０と同様の構成を有しており、その大きさは放射エネルギーの波長に比べて比較的大きく、かつその表面は平坦となっている。接地平面３２０の製造方法としては、ＣＶＤ，ＰＶＤ，電気めっき，モールディング、切削などの方法が用いられるが、これらに限るものではない。接地平面３２０の外形は、矩形，円形，楕円形，多角形など種々の形状とすることができる。但し、角があると放射回折が発生するので、これを抑制するために、接地平面３２０を角が丸まった、あるいは滑らかな外形を有するものとすることが好ましい。更に、放射回折の発生を低減するために、接地平面３２０の角の部分を処理（例えば損失性の磁気材料層、傾斜抵抗）を施すようにしてもよい。
【００６８】
スロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０はそれぞれ屈曲部を有しており、これにより入力インピーダンスを互いに、またシステムインピーダンス（例えば約５０Ω）に近づけて整合させることができるようになっている。スロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０は外形的には多段に曲げられ、あるいは折り畳まれているように見えても、単一の屈曲構成を有する（singly-folded ）と考えることができる。このように、屈曲部を有することにより、モノポールアンテナでは高い方へのインピーダンス変換（約４倍）がなされるのに対し、スロットアンテナでは低い方向へのインピーダンス変換（約１／４倍）がなされる。
【００６９】
屈曲部の折り曲げの数をより多くあるいはより少なくするようにしてもよいが、図２に示したＰｘＭアンテナ３００のように、スロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０をそれぞれ単一の屈曲構成を有するものとした場合には、モノポールアンテナ３５０をスロットアンテナ３１０に対して分流連結（in shunt）で配置すると、標準的なシステムのインピーダンスに比較的良好に整合することが分かった。
【００７０】
スロットアンテナ３１０の屈曲部は、接地平面３２０に対して形成されたＴ字状開口３１０ａにより構成されている。Ｔ字状開口３１０ａの頂部部分とＴ字の脚部部分の長さは実質的に等しくなっている。Ｔ字状開口３１０ａは、接地平面３２０をエッチングあるいは切削して、その脚部が頂部に対して９０度の角度で交差するようにして形成される。但し、このＴ字状開口３１０ａでは、必ずしも頂部と脚部が直角に交わる必要はない。すなわち、脚部が頂部に対して９０度未満あるいはそれ以上の角度を有するように斜めに傾いたＴ字状のものとしてもよい。なお、スロットアンテナ３１０の形状は、対称的であればその他の形状としてもよい。
【００７１】
給電体３４０は、例えば、接地平面３２０に対して平行になるようにＴ字状開口３１０ａ内に配置されている。給電体３４０の形状はＴ字状開口３１０ａと相似形状をなしているが、異なる形状としてもよい。この給電体３４０は、例えば金属層、あるいは金属層と誘電体層との積層構造のような、導電性の比較的薄い層により平坦に形成されている。なお、この給電体３４０はスロットアンテナ３１０のＴ字状開口３１０ａ内に配置し、かつその表面が接地平面３２０の表面と同一面を構成していることが望ましいが、Ｔ字状開口３１０ａのわずか上方に配置するようにしてもよい。
【００７２】
給電体３４０の接地平面３２０への短絡を防止するため、すなわち給電体３４０が接地平面３２０に接触しないように、給電体３４０の大きさはスロットアンテナ３１０のＴ字状開口３１０ａよりも小さくなっている。但し、給電体３４０をＴ字状開口３１０ａのわずか上に吊り下げるようにすれば、給電体３４０をＴ字状開口３１０よりも小さく形成する必要はない。なお、図示しないが、給電体３４０には、直接に（例えば溶接により）あるいは間接的に（例えば入力コネクタを介して）結合された外部の伝送媒体から電力が供給されるようになっている。
【００７３】
モノポールアンテナ３５０は、その頂部３５２が接地平面３２０に平行に配置されると共に長さの等しい２本の脚部３５４，３５６を備えている。すなわち、コの字状の屈曲部を有している。脚部３５４，３５６は互いに平行であり、かつ接地平面３２０に垂直となっている。一方の脚部３５４は、図２（Ｂ）に示したような２つの中心線３８０，３９０が交差する点（中心点）の上において給電体３４０に電気的に結合されている。他方の脚部３５６は中心点から外れていてもよいが、その形状および配置はできるだけ左右対称的であることが望ましい。対称的な形状から偏っていると、所望のＰｘＭパターンを損なうものとなる。
【００７４】
モノポールアンテナ３５０の頂部３５２および脚部３５４，３５６は導電性材料のストリップを個別に分離して作製され、溶接や接着剤などの種々の方法によって組み立てられる。導電性材料のストリップを９０度の角度で２回折り曲げることにより，頂部３５２および脚部３５４，３５６が形成される。屈曲部を有するこのモノポールアンテナ３５０の主たる特徴は、その導電体（脚部３５４，３５６）同士を平行に配置したことであり、屈曲部分の幾何学構造は９０度よりも大きくあるいは小さくなってもよい。このように本実施の形態では、モノポールアンテナ３５０およびスロットアンテナ３１０を屈曲部を備えた構成とすることによって、固有の広帯域インピーダンス変換が可能となると共に、リアクタンス補償が可能となる。
【００７５】
キャビティ３３０は、図１に示したキャビティ２３０と同様の構成のものでもよいが、本実施の形態では、ＰｘＭアンテナ３００からの放射パターンを改善し、近傍にある他の電子部品から分離するために、キャビティ３３０の底部を例えばフェライトを主体とした磁気材料（例えば異方性六方晶系フェライト）により被覆している。これにより高周波数範囲での放射特性が改善される。なお、キャビティ３３０の一部分を平らに埋め込むようにしてもよい。但し、このキャビティ３３０は必ずしも必須のものではない。
【００７６】
本実施の形態のＰｘＭアンテナ３００では、モノポールアンテナ３５０およびスロットアンテナ３１０が互いに平行にまたは分流（in shunt）配置されており、標準的なシステムのインピーダンスに良好に整合する。すなわち、図２（Ａ）に示したように、モノポールアンテナ３５０においては、２つの脚部３５４，３５６のうち一方の脚部３５４は、２つの中心線３８０，３９０が交差する点（中心点）の上において給電体３４０に電気的に結合されている。他方の脚部３５６は接地平面３２０に電気的に結合されている。このような構成により、屈曲部を有する２つの素子それら自身によってリアクタンス整合がなされたものとなる。素子を屈曲構成とすることは、素子自体にエネルギーを蓄積させることになり、それによって十分にリアクタンス補償をなすことができ、リアクタンス整合網を別途設ける必要がなくなる。屈曲部が１つで十分でない場合には、モノポールアンテナ３５０と接地平面３２０との間にまとまったあるいは分散した整合回路網を設けることにより、付加的にリアクタンス整合させることも可能である。
【００７７】
ところで、高帯域のインピーダンス整合を容易にするために、モノポールアンテナ３５０およびスロットアンテナ３１０それぞれの入力インピーダンスは、動作周波数範囲において、互いにも良好に一致しているだけでなく、電力を供給する伝送媒体との間でも整合している必要がある。大部分の伝送媒体の固有のインピーダンスは比較的狭い。例えば、同軸伝送ラインの固有のインピーダンスは約５０Ωである。極めて高い固有のインピーダンス、あるいは極めて低い固有のインピーダンスを有する伝送ラインを実現することは困難であり、そのためエネルギーを良好に伝送しないという問題がある。現在、インピーダンスレベルを変換するために多くの手段が存在しているが、従来、広い帯域幅にわたってシステム整合を実現することは困難であった。特に、スロットアンテナは、通常の同軸伝送ラインとインピーダンス整合させるのは難しい。例えば、前述のブッカーの式（７）は、モノポールアンテナおよびスロットアンテナの入力インピーダンスは、互いにおおよそ逆比例の関係で釣り合っているということを示している。共振で理想的な電気双極子インピーダンスが約７５Ωであれば、理想的な磁気双極子インピーダンスは約４７３Ωである。このように、システムのインピーダンスが約５０Ωであるとき、アンテナとの間で互いに整合させることは従来技術では著しく困難であった。
【００７８】
これに対して、本実施の形態では、それぞれ屈曲部を備えることにより、モノポールアンテナ３５０およびスロットアンテナ３１０では広帯域において固有のインピーダンス変換が可能になる。屈曲部を備えることにより、モノポールアンテナ３５０では高い方へのインピーダンス変換が、逆にスロットアンテナ３１０では低い方向へのインピーダンス変換がなされる。スロットアンテナ３１０に屈曲部を設けた場合（singly-folded slot) には、例えば理想的なスロットインピーダンスの約１／４，すなわち１２０Ωが得られる。これに対して、モノポールアンテナ３５０の場合（singly-folded monopole) には、その入力インピーダンスは、例えば１／４波長単極子の入力インピーダンス（約３７．５Ω）の４倍、すなわち約１５０Ωとなる。従って、このようなスロットアンテナ３１０が分流連結（in shunt）されたモノポールアンテナ３５０の結合入力インピーダンス（約６７Ω）は、上記システムの入力インピーダンス（５０Ω）にかなり良好に整合する。
【００７９】
［第３の実施の形態］
図３（Ａ），（Ｂ）は第３の実施の形態に係るＰｘＭアンテナ３００Ａを表すものである。このＰｘＭアンテナ３００では、第２の実施の形態の屈曲部を有する構成に加えて、より入力インピーダンス整合を改善し、ＰｘＭパターン１００を維持できる周波数範囲をより広くするために、端部負荷（end-loaded) を有する構成としたものである。なお、第２の実施の形態と同一構成要素については同一符号を付して、その説明は省略する。
【００８０】
本実施の形態では、スロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０ともに端部負荷を有するものであり、これにより広帯域放射特性が改善される。端部負荷はスロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０のうちのいずれか一方に設けるようにしてもよいが、互いに補償できることからスロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０の両方に設けることが望ましい。端部負荷は、スロットアンテナ３１０とモノポールアンテナ３５０との間のインピーダンス整合を改善すると同時に、ＰｘＭパターンを維持できる周波数範囲を広くするために設けられる。加えて、端部負荷を設けることは、モノポールアンテナ３５０の高さを低減でき、そのため多くのポータブルな通信デバイスのような空間的に制限のある箇所への組み込みが容易になる。
【００８１】
モノポールアンテナ３５０に端部負荷を設けるには、その頂部３５２の対向する２つの端部３５２ａ，３５２ｂを脚部３５４，３５６の側面より外側になるよう延長させればよい。一方、スロットアンテナ３１０に端部負荷を設けるには、接地平面３２０内において一対の付加的な端部開口３１２，３１４を形成すればよい。ここでは、Ｔ字状開口３１０ａの頂部部分の両端に形成されている。端部開口３１２，３１４はそれぞれ矩形状に形成され、かつＴ字の頂部部分に垂直で両者が平行になるように形成されている。なお、端部開口３１２，３１４の形状はその他の形状でもよいが、アンテナ全体を対称構造にできる形状であることが望ましい。
【００８２】
なお、上記ＰｘＭアンテナ３００，３００Ａの典型的な製造方法は、前述の説明から明らかであるので、その説明は省略する。勿論、他の方法によってもよい。
【００８３】
以上説明した第１〜３の実施の形態に係るＰｘＭアンテナ２００，３０００，３００Ａでは、約９０％以上の効率の約２オクターブの動作帯域を示す。これらのＰｘＭアンテナ２００〜３００Ａの利点の１つは、損失性（抵抗性）の整合網を用いることなく、２種類の相補的アンテナ素子を結合できることである。そして、広い周波数範囲にわたって所望のＰｘＭパターン１００を維持するために、代わりに、傾斜部，屈曲部および端部負荷などを用いている。この場合、付加的なリアクタンス整合網は用いてもよいが、用いなくてもよい。このように、本実施の形態では、ＰｘＭ放射パターン１００の望ましい形状（例えばハート型）および利得レベル（例えば約４．７７ｄＢｉゲイン）を維持できると共に、放射効率を広い周波数範囲において維持できる。
【００８４】
ところで、上記第１〜３の実施の形態では、接地平面２２０，３２０の大きさが制限されているので、ＰｘＭ放射パターン１００において放射零点が必然的に発生することは既述のとおりである。しかし、この放射零点は、それぞれキャビィティを背面に備えたＰｘＭアンテナ２組を背中合せに配置し、互いに位相を異ならせて駆動させることによってなくすことができる。
【００８５】
［第４の実施の形態］
図４はそのような第４の実施の形態に係る構成を表したものである。すなわち、本実施の形態では、第２の実施の形態の接地平面（第１の平面）３２０に平行に同じく導電性の接地平面（第２の平面）３２０を備えており、この第２の平面に、第１の平面側と同様のＴ字状開口を有するスロットアンテナ３１０、第２の平面に垂直な垂直面にモノポールアンテナ３５０を配置すると共に、第２の平面の裏面にキャビティ（第２のキャビィティ）３３０を設け、これら２組のモノポール・スロットアンテナのキャビィティ３３０の裏面同士を張り合わせるものである。
【００８６】
本実施の形態では、２組のモノポール・スロットアンテナが、例えば１８０°ハイブリッド回路網のようにバランスのとれた電源により駆動されると、全体のパターン（指向性）は極めて等方性に近いものとなる。すなわち、実質的にあらゆる方向へ電波を伝送し、かつあらゆる方向からの受信が可能になる。なお、このような構成は、先に説明した第１〜３のいずれの実施の形態のＰｘＭアンテナ２００，３００，３００Ａのいずれにも適用できるものである。
【００８７】
以上、第１〜第４の実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。具体的には、本発明に係る広帯域アンテナおよびその製造方法では、磁気放射体を導電性の第１の平面、電気放射体を第１の平面に垂直な垂直面にそれぞれ配置し、かつ電気放射体を給電体の一端に結合すると共に、電気放射体および磁気放射体を、動作周波数範囲においてＰｘＭ放射パターンを発生するように結合し、かつ給電体と第１の平面との間に損失性素子が結合されないようにして、高効率で、低損失の広帯域動作が可能な限り、自由に変更可能である。
【符号の説明】
【００８８】
１００…ハート型放射パターン、２００，３００，３００Ａ…ＰｘＭアンテナ、２１０，３１０…スロットアンテナ（磁気放射体）、２１０ａ…開口、２１０ｂ…傾斜部、３１０ａ…Ｔ字状開口、２２０，３２０…接地平面（第１の平面）、２３０，３３０…キャビティ、２４０，３４０…給電体、２５０，３５０…モノポールアンテナ（電気放射体）、２５０ａ…傾斜部、２６０…リアクタンス性負荷、２６０ａ…拡幅部、２７０…入力コネクタ、３５２…頂部、３５４，３５６…脚部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰｘＭ放射パターンを発生する広帯域アンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、通信目的、特に超広帯域（ＵＭＢ）通信や、電磁環境適合性（ＥＭＣ）試験などでは、広い動作周波数範囲が用いられている。例えば、多くの商用あるいは軍事上の通信デバイスは、３ＭＨｚから３０ＭＨｚの短波帯（ＨＦ）、３０ＭＨｚから３００ＭＨｚの超短波帯（ＶＨＦ）、ものによっては３００ＭＨｚから３ＧＨｚの極超短波帯（ＵＨＦ））において動作する。これら帯域での通信の利点は、回折効果が小さくなり、壁，葉などの障害物を透過し、空中での通過損失や減衰を低減できることであり、そのため所定の電力レベルで長距離の伝播が可能となる。アンテナ素子の大きさと動作周波数とは相反する関係にあることから、ＨＦやＶＨＦ帯の比較的低周波数帯の通信には比較的大きなサイズのアンテナ素子がしばしば用いられているが、取り扱いの便宜，耐久性の向上，空間的な制約などの観点からはアンテナ素子としては可能な限り小型であることが望ましい。
【０００３】
このようなことから、多くの低周波用途（例えばモバイル通信）や高周波用途（例えばＥＭＣ試験）においては、電気的小型のアンテナが広く利用されている。より具体的には、電気的小型アンテナは、省スペース化および耐久性向上などを目的として低周波用途において利用されていると共に、ＥＭＣ試験に必要な周波数レベルの確保などを目的として高周波用途において利用されている。この「電気的小型」とは、電気的に小さなアンテナ構造、すなわちアンテナから放射される電磁波の波長よりも小さな幾何学寸法を有する構造に由来している。定量的に説明すると、電気的小型アンテナの電気的構造は、一般に、半径ｒ（＝λ／２π）を有する円として定義される。ここで、λはアンテナから放射される電磁エネルギー（電磁波）の波長である。
【０００４】
この電気的小型アンテナは、大きな放射品質係数（radiation quality factor）Ｑを有する傾向にある。この放射品質係数Ｑが大きいことは、放射エネルギーよりも著しく大きなエネルギーを貯蔵しやすい性質を表している。これにより、入力インピーダンスが大部分においてリアクタンス性（reactive）になるため、不可能とは言わないまでも、広範囲の帯域幅において入力時にインピーダンスを整合させることが困難になる。この大きな放射品質係数Ｑに起因して、抵抗損失が僅かであっても、放射効率が著しく低下してしまう（例えば、１％〜５０％）。
【０００５】
電気的小型アンテナの放射品質係数Ｑに関する既知の定量的限界予測によると、体積（球面体積）ａを有する直線偏光全方向性アンテナ（linearly polarized, omnidirectional antenna ）において実現可能な最小の放射品質係数Ｑは、次式（１）により表される。ここで、ｋ＝１／λであり、すなわちｋは電磁放射に関与する波数である。次式（１）から明らかなように、放射品質係数Ｑは、電気的体積（ａ）の逆数に比例し、あるいは帯域幅に反比例する。
Ｑ＝（１／ｋａ）＋（１／ｋ3 ａ3 ） ………（１）
【０００６】
特定のサイズを有する単一素子としての電気的小型アンテナに関して、広い帯域幅および高い放射効率を実現するためには、可能な限り体積（電気的小型アンテナの占有体積）を大きくする必要がある。この場合には、全体のサイズ（電気的に小型なサイズ）を維持したまま、実質的なアンテナサイズを大きくしてもよい。
【０００７】
式（１）から導かれる放射品質係数Ｑの根本的限界を実現するためには、電気的小型アンテナにおいて、球面の外側において横磁気（ＴＭ01；transverse magnetic ）モードまたは横電気（ＴＥ11；transverse electric ）モードのみを励磁させなければならず、一方、球面の内側において電気エネルギーまたは磁気エネルギーを貯蔵してはならない。短い線状（電気）双極子が球面の外側においてＴＭ01モードを励磁させている際に、その球面内においてエネルギーを貯蔵させない原則が満たされないと、式（１）から予測されるよりも放射品質係数Ｑが大きくなる（帯域幅が狭くなる）。
【０００８】
一般に、電気双極子または磁気双極子などのアンテナ、すなわち双極子電界または双極子磁界を放射する全てのアンテナは、式（１）から導かれる関係に束縛される。これまでに多くの広帯域用途の双極子が設計されることにより、実際の放射品質係数Ｑが式（１）から導き出される値に近づきつつあるが、その値よりも小さな放射品質係数Ｑが得られる直線偏光全方向性アンテナを実現することは、現在のところ不可能である。しかしながら、上式（１）は、直線偏光全方向性アンテナの放射品質係数Ｑに関する根本的限界を表しているものの、その放射品質係数Ｑに関する下限を表しているわけではない。例えば、ＴＭ01モードおよびＴＥ11モードと等しい放射強度で放射可能な複合アンテナでは、原理上、次式（２）から導き出される放射品質係数Ｑが得られ、より具体的には単独の電気双極子または磁気双極子からＴＭ01モードまたはＴＥ11モードにおいて放射される放射品質係数Ｑのほぼ半分の値が得られる。すなわち、複合アンテナのインピーダンス帯域幅は、単独の電気双極子または磁気双極子のインピーダンス帯域幅のほぼ２倍である。
Ｑ＝１／２［（２／ｋａ）＋（１／ｋ3 ａ3 ）］・・・（２）
【０００９】
電気双極子および磁気双極子を備えた理想的な複合アンテナでは、双極子モーメントが互いに直交するように電気双極子および磁気双極子が配置される。この複合アンテナは、理論的かつ数値的に試験されることにより、優れた性能を有するアンテナとして設計された。この種の複合アンテナは、電気双極子ベクトル（Ｐ）および磁気双極子ベクトル（Ｍ）が互いに直交する物理的関係に基づき、「ＰｘＭアンテナ」と呼ばれている。なお、ＰとＭとの間のｘは、上記した「ＰおよびＭの直交状態」を表している。このＰｘＭアンテナの特徴は、主に、任意の電気的サイズにおいて、有用な放射パターン（例えば、一方向性放射パターン）および狭いインピーダンス帯域幅が得られることである。上記したように、電気的小型アンテナであるＰｘＭアンテナの放射品質係数Ｑは、単独の電気双極子または磁気双極子のＱ値と比較してほぼ半分である。このＰｘＭアンテナでは、Ｑ値が小さいため、原理上は広帯域インピーダンス整合が改善されるが、そのＰｘＭアンテナの実用化は問題とされており、未だ十分に研究されていない。
【００１０】
なお、ＰｘＭアンテナに関して、例えば３：１のインピーダンス帯域幅比が得られると共に、狭い周波数範囲において所望の放射パターンが得られるものが開示されている（例えば特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】米国特許第６３２９９５５明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記のように、従来、相補的な電気放射体および磁気放射体により１つの放射構造を形成できることが提案されているものの、所望のＰｘＭ放射パターンを、高効率（例えば約８５〜１００％）で、広い周波数範囲にわたって維持できるアンテナ構成は現在のところ知られていない。
【００１３】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、電気放射体および磁気放射体を備え、ＰｘＭ放射パターンを高効率で、広い周波数範囲にわたって維持できる低損失の広帯域アンテナを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の広帯域アンテナは、広帯域周波数範囲においてＰｘＭ放射パターンを発生する広帯域アンテナであって、導電性の第１の平面と、第１の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、第１の平面に平行に配置されると共に、第１の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナとを備え、スロットアンテナとモノポールアンテナとは間接的に結合されているものである。
【００１５】
本発明の広帯域アンテナでは、スロットアンテナがＴ字状開口を有し、モノポールアンテナが上記一対の脚部から支持された頂部を有することにより、スロットアンテナおよびモノポールアンテナ間で広帯域（例えば３ＧＨｚ〜１１ＣＨｚ）のインピーダンス整合が可能になる。
【００１６】
本発明の広帯域アンテナでは、給電体の端部がリアクタンス整合網を構成する、１または２以上のリアクタンス性素子に終端されていることが好ましい。リアクタンス性素子は実質的に損失がないことから、本発明の広帯域アンテナでは、伝送損失のある抵抗性負荷を用いた従来技術に比べて放射効率が向上する。
【００１７】
なお、「損失性」素子とは、固有抵抗，誘電体あるいは磁気手段などにより実質的に損失を招くなんらかの負荷を意味するものである。多くの従来技術では、給電体と接地平面との間に抵抗性負荷が組み込み、電気放射体と磁気放射体との不整合によって生じた反射を低減していた。しかし、抵抗性負荷は相当量の伝送損失を生ずるものであり、そのため従来では放射効率が悪いという問題があった。これに対して、リアクタンス性負荷は、実質的に損失はなく、ＰｘＭアンテナの放射効率を低下させることなく、電気放射体と磁気放射体との間の入力インピーダンスの差を縮小することができる。
【００１８】
リアクタンス整合網は、例えば１または２以上の素子（例えば，キャパシタおよびインダクタ）により構成されており、これらは均一の伝送線によって相互に連結されている。複数のまとまった素子を含むリアクタンス性整合網は、一般に低周波数帯域動作のアンテナを実現するために用いられる。高周波帯域の場合には、リアクタンス性整合網は、均一の伝送線によって相互に連結された、開・短絡回路構成の複数のスタブ（分岐配線）によって実現することができる。但し、このリアクタンス整合網は、全ての場合に必要というわけではなく、電気放射体および磁気放射体の形状を調整することにより固有の広帯域インピーダンス整合が可能な場合には不要である。
【００１９】
広帯域アンテナでは、電気放射体および磁気放射体のうちの少なくとも一方は傾斜部を有する構成とすることが望ましい。これによりＰｘＭ放射パターンが維持される範囲で、動作周波数を増加させると共に電気放射体と磁気放射体との入力インピーダンス整合をより改善できる。例えば、スロットアンテナ（磁気放射体）の形状を蝶ネクタイ状、これに対してモノポールアンテナ（電気放射体）の形状を円錐形あるいは三角形状とするものである。勿論、スロットアンテナおよびモノポールアンテナとしてはその他の形状のものでもよい。給電体は第１の平面の上に配置された伝送線により構成される。また、傾斜部を有するスロットアンテナとモノポールアンテナとの間のインピーダンス整合を改善するために、給電体は、第１の平面と結合した１または２以上のリアクタンス性素子の拡幅部において終端していることが望ましい。但し、アンテナ素子に傾斜部を有する構成の広帯域アンテナにはリアクタンス性素子はなくてもよい。
【００２０】
また、電気放射体および磁気放射体のうちの少なくとも一方は屈曲部を含むことが望ましく、これにより電気放射体については入力インピーダンスを増加させ、磁気放射体については入力インピーダンスを低減させることができる。屈曲部を備えることは、固有のシリーズ分流周波数補償（series-shunt compensation ）を得ることにもなり、これによって動作周波数範囲においてアンテナリアクタンスおよびサセプタンスをなくすことができる。本発明の広帯域アンテナでは、また、電気放射体および磁気放射体をそれぞれ単一屈曲部（singly-folded ）とすることもできる。単一屈曲部を備えることにより、例えば、モノポールアンテナでは高い方へ（例えば約４倍）、スロットアンテナでは低い方（例えば約１／４倍）へのインピーダンス変換がなされる。
【００２１】
スロットアンテナでは、エッチングまたは切削により第１の平面にＴ字状開口を形成することができる。モノポールアンテナでは、例えば導電性ストリップを折り曲げて、あるいは複数の導電性ストリップを組み合わせることにより、上記のような頂部と一対の脚部とを形成することができる。
【００２２】
本発明の広帯域アンテナでは、スロットアンテナおよびモノポールアンテナに、端部負荷を備えるようにしてもよい。これにより、入力インピーダンス整合を改善でき、広帯域ＰｘＭアンテナについての放射品質係数Ｑおよび物理的高さを減少させることができる。端部負荷は、例えば、モノポールアンテナの頂部の互いに対向する一対の端部を、２つの脚部の外側側面を超えて拡がるような構成とすればよい。スロットアンテナでは、Ｔ字状開口の頂部の対向する端部に一対の端部開口を、これらが互いに実質的に平行となり、かつＴ字状開口の頂部に実質的に垂直となるように設けることにより、端部負荷とすることができる。
【００２３】
本発明の広帯域アンテナでは、給電体が伝送線を含み、この伝送線をＴ字状開口内あるいはこのＴ字状開口のわずかに上部位置に配置すると共に、第１の平面にそって拡げることによりスロットアンテナを構成するようにすることが望ましい。
【００２４】
本発明の広帯域アンテナは、また、これらアンテナを２組用意し、これらを背中合せに配置し、互いに位相を異ならせて駆動させることによって、放射零点の発生を抑制し、放射パターンを等方性に近いものとすることができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明に係る広帯域アンテナによれば、導電性の第１の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、第１の平面に平行に配置されると共に、第１の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナとを備え、スロットアンテナとモノポールアンテナとが間接的に結合されるようにしたので、高効率で、低損失の広帯域動作が可能な広帯域アンテナを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＰｘＭアンテナを表すもので、（Ａ）は斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るＰｘＭアンテナを表すもので、（Ａ）は斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態に係るＰｘＭアンテナを表すもので、（Ａ）は斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態に係るＰｘＭアンテナ構成を表す平面図である。
【図５】ＰｘＭアンテナの放射パターンを表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明するが、具体的な説明に先立ちＰｘＭアンテナおよびその問題点について説明する。
【００２８】
ＰｘＭアンテナでは、図５に示したようにハート型のＰｘＭ放射パターン１００が得られる。「ＰｘＭアンテナ」とは前述のように電気放射体および磁気放射体の組み合わせに由来する呼称であり、このＰｘＭアンテナの利点は、ＰｘＭ放射パターン１００のように有用な放射パターンが得られる点、放射品質係数Ｑが小さくなる点、ならびにインピーダンス帯域幅が広くなる点などである。
【００２９】
このＰｘＭアンテナでは、仮想ホイヘンスソース（hypothetical Huygens source ）の指向特性パターンが得られる。このルードビッヒ−３パターン（Ludwig-3 pattern）とも呼ばれる指向特性パターンは、最大放射強度の軸の周りを循環するハート型の直線偏光一軸指向性パターン（linearly-polarized unidirectional pattern ）であり、いわゆる最大指向性パターンの部類に分類される。ＰｘＭ放射パターン１００は、図５に示したように、円（半径ｒ）の周囲を転がる他の円の円周上の点によりトレースされるハート型の曲線パターンであり、極座標において次式（３）により表される。ここで、ρは中心（ｒ＝０，０）からの距離であり、θは角度である。
ρ＝ｒ* （１＋ｃｏｓθ） ………（３）
【００３０】
超小型の一対の電気双極子および磁気双極子を同じ位置に配置（共配置）した理想的なＰｘＭアンテナでは、双極子モーメントが互いに直交するということについて理論的および数値的な解析が試みられている。例えば、超小型の磁気双極子ループを超小型の電気線状双極子ループに直交するように結合できることは理論化されている。遠距離電磁界場では、同じ位置に配置された一対の双極子による電界は、おおよそ次式（４），（５）で表される。
【００３１】
【数１】
【００３２】
【数２】
【００３３】
ここに、Ａ，ＢはそれぞれＴＭ01モードおよびＴＥ11モードの重み係数、変数ｒ，θ，φは標準球座標系（a standard right-hand spherical coordinate system)を構成している。Ａ＝η・Ｂのとき、アンテナの方位利得は次式（６）で表される。
【００３４】
【数３】
【００３５】
上式を極座標で示すと、ハート型の放射パターンが発生し、θ＝９０°，φ＝９０°の面において、約３．０ｄＢ（or４．７７ｄＢｉ）の最大利得が得られる。３．０ｄＢの最大利得は、単独の電気双極子または磁気双極子によって得られる利得を超えている。よって、超小型の磁気双極子および電気双極子を同じ位置に配置すると、少なくとも理論的には、放射品質係数Ｑをおおよそ１／２とすることができ、個別の双極子で得られる利得よりも大きな３．０ｄＢ程度の利得を得ることができることになる。
【００３６】
超小型の磁気双極子および電気双極子を共に同じ位置に配置すると、単方向(unidirectional)放射パターンを有し、上記のような利点があるものの、それだけでは実用的なアンテナとはいえない。その理由は、第１に、有限サイズの２つの素子を完全に同じ位置に配置することは不可能である。第２に、アンテナで有意な広帯域幅（例えばマルチプル オクターブス（multiple octaves))を実現するために、その動作周波数範囲において前述のような電気的小型であることが必要であるが、電気的小型で、広帯域動作をするアンテナを実現することは理論的にも容易ではない。
【００３７】
ＰｘＭアンテナの広帯域動作のためには、電気放射体および磁気放射体の双極子モーメントは空間方位的に実質的に直交し、かつ動作周波数範囲において大きさおよび位相が実質的に等しくなければならない。しかし、分離した電気放射体および磁気放射体の大きさと位相との関係を計算または解析モデルで特定することは困難である。実用的には、このアンテナは、通常、単一の高周波（ＲＦ）源で駆動されるが、その有限の出力インピーダンスを、電気放射体および磁気放射体の結合体の入力インピーダンスに整合させなければならない。しかし、これは、電気放射体および磁気放射体の結合体では共振現象があるために極めて困難である。
【００３８】
電気放射体および磁気放射体を結合するために、低損失の受動的給電体すなわち整合回路網が用いられている。しかし、２つの放射体の入力インピーダンスが周波数に伴って変化するために、そのような整合回路網を実現することは困難である。すなわち入力インピーダンスが変化すると、電気放射体および磁気放射体への供給電流を適当な大きさおよび位相に維持することが困難になる。電気放射体および磁気放射体を結合するために整合回路網を用いたとしても、残りの部分のインピーダンス不整合が放射効率およびアンテナ／整合回路網の電力伝送を制限し、それによりシステムの全体の効率を低下させる。従来、種々の整合回路網が提案されているものの、広帯域にわたって電気放射体および磁気放射体を効率よく動作させるものは今だ提案されておらず、従来技術を適用しても、ＰｘＭアンテナの放射品質係数Ｑを小さくし、帯域幅を改良することは困難であった。
【００３９】
原理上、補助入力インピーダンスを有する電気放射体および磁気放射体を組み合わせることにより、ＰｘＭアンテナ２００を広帯域において動作させることが可能である。例えば、スロットアンテナは、そのスロットアンテナと同様の寸法を有する電気単極子（または双極子）アンテナの「補完（complement）」であってもよい。バビネ（Babinet ）の原理によると、無限大の導電性シートにおけるスロットアンテナの放射パターンは、電界および磁界が反転することを除き、補助単極子（または双極子）アンテナの放射パターンと同様である。スロットアンテナの入力インピーダンスおよびその補助単極子アンテナの入力インピーダンスは、次式（７）（ブッカーの式（Booker's equation ））により表される。ここで、Ｚslotはスロットアンテナの入力インピーダンス、Ｚmonopoleは補助単極子アンテナの入力インピーダンス、ηは環境媒質（surrounding medium）の固有インピーダンス（intrinsic impedance ；例えば、自由空間においてη＝１２０π）である。すなわち、２つの補助アンテナ（スロットアンテナおよび補助単極子アンテナ）の入力インピーダンスは、互いに反比例する。従って、単一の放射構造を構成するために補助アンテナが組み合わされる場合、補助入力リアクタンス（complementary input reactance ）は、広い周波数範囲において入力インピーダンスを整合させるためにキャンセルされ、あるいは減少される。
ＺslotＺmonopole＝η2 ／４ ………（７）
【００４０】
このように、従来では、相補的な電気放射体および磁気放射体により単一の放射構造を形成できることが提示されているものの、単向性のＰｘＭ放射パターンを高効率（例えば約８５〜１００％）で、広い周波数範囲（例えば、帯域幅比１：ｎ（ｎは２〜５））にわたって維持できるＰｘＭアンテナ構成は、現在のところ知られていない。
【００４１】
本実施の形態のＰｘＭアンテナ２００は、上述のようなＰｘＭ放射パターン１００（図５）を、高効率で、特に３ＧＨｚ〜１１ＧＨｚの広い周波数範囲にわたって維持できるものである。以下、その構造について具体的に説明する。
【００４２】
［第１の実施の形態］
図１（Ａ），（Ｂ）は本発明の第１の実施の形態に係る広帯域アンテナ（ＰｘＭアンテナ２００）の構成を表すものである。
【００４３】
図１（Ａ）に示したように、ＰｘＭアンテナ２００は、主として、スロットアンテナ（磁気放射体）２１０、キャビティ２３０、導電性の給電体（フィーダ）２４０およびモノポールアンテナ（電気放射体）２５０を備えている。スロットアンテナ２１０は開口２１０ａを有し、この開口２１０ａは導電性の接地平面（第１の平面）２２０内に切削その他の方法により形成されている。給電体２００は、接地平面２２０の上にかつ平行に配置されている。ＰｘＭ放射パターン１００（図５）を発生するために、スロットアンテナ２１０およびモノポールアンテナ２５０は直交する平面上にそれぞれ配置されており、互いに直交した磁気的および電気的双極子モーメントを発生するようになっている。すなわち、スロットアンテナ２１０が接地平面２２０に配置されるのに対し、モノポールアンテナ２５０はこの接地平面２２０に垂直な垂直面に配置されている。
【００４４】
接地平面２２０は平坦な導電性層を有するものであり、このＰｘＭアンテナ２００からの放射エネルギーの波長に比べて比較的大きな面積を有している。この接地平面２２０は、種々の半導体製造技術（例えば，ＣＶＤ（Chemical Vapor Deposition ) ，ＰＶＤ（Physical Vapor Deposition ），電気めっきなど）を用いて、例えば半導体基板上に金属材料を堆積させることによって形成することができる。
【００４５】
接地平面２２０は、電子デバイスの内部に固定された印刷配線基板または電子デバイス（例えば、ラップトップあるいはデスクトップコンピュータ，ハンドヘルドコンピュータ，ＤＶＤプレーヤーなどのポータブルまたはノンポータブルコンシューマデバイス）に挿入可能に構成されたリムーバブルカードの一部あるいは全体を利用するようにしてもよい。また、接地平面２２０は金属片を切断したものでもよく、あるいは、乗用車や航空機などの大型の構造の一部を構成している金属層を利用するようにしてもよい。接地平面２２０の具体的な材料としては、導電性の良好な材料、例えば銅（Ｃｕ），アルミニウム（Ａｌ），金（Ａｕ）やこれらの合金が挙げられる。勿論、これら材料に限定されるものではない。また、銅クラッドのＰＴＦＥ（ポリテトラフルオロエチレン），ＦＲ−４（耐熱性ガラス基材エポキシ樹脂積層板）またはＬＴＣＣ（低温焼結セラミックス）などの金属・誘電体積層構造によって接地平面２２０を構成するようにしてもよい。このような構成の接地平面２２０では、積層構造であること、およびリソグラフィ技術により形成できることから機械的強度が増加する。なお、接地平面２２０の作製方法や構成材料は、これに限られるものではない。
【００４６】
接地平面２２０は有限の境界を有しており、ここでは矩形状となっている。勿論、接地平面２２０の境界形状は矩形に限るものではなく、スロットアンテナ２１０を形成することができる限り、どのような形状（例えば円形，楕円形，多角形など）でもよい。但し、角のない（滑らかな）形状を選択することが望ましい。接地平面２２０を角が丸まった、あるいは滑らかな外形を有するものとすることによって、角がある場合に縁にそって発生する電気的不連続、およびそれによって発生する放射回折の発生を抑制することができるからである。理想的な例では、接地平面２２０は無限に大きく、それゆえエッジ効果はスロットアンテナ２１０から発生する放射パターンを乱すことはない。しかし、現実には、接地平面２２０の大きさは有限であるため、その平面において放射零点（radiation null) の発生を招くこととなる。このような放射零点は、接地平面２２０の縁からの回折が低減され、あるいは除去されれば小さくすることができる。
【００４７】
上記のような角を滑らかにすること、外形を滑らかにすること以外に、接地平面２２０に以下のような縁処理を施してもよい。すなわち、図１（Ａ）にも示したように、接地平面２２０の縁に損失性の磁気材料層２２５を形成することによって、縁部分での回折を低減することができる。言い換えれば、有限の接地平面２２０での回折現象は、電流の流れを抑制できる材料により縁処理を施すことによって、低減あるいは除去することができる。好ましい材料としては、フェライトを主体とする材料が挙げられるが、損失性の磁気材料であれば、これに限られるものではない。
【００４８】
接地平面２２０の縁処理の他の例として、傾斜性の固有抵抗、すなわち、接地平面２２０の縁の近傍に向けて増加するような固有抵抗を接地平面２２０に設けるようにしてもよい。具体的には、例えば、接地平面２２０の縁にイオンを打ち込むような表面処理をして縁での導電性を低減あるいは損なうようにする。また、例えばエッチングあるいは切り込みを形成するなどして接地平面２２０の構成材料を縁において取り除くことにより傾斜性の抵抗を形成するようにしてもよい。
【００４９】
この接地平面２２０の裏面にはキャビィティ２３０が取り付けられている。キャビィティ２３０は導電性の側壁および底面を有しており、適宜の手段によりスロットアンテナ２１０を囲むように取り付けられている。接地平面２２０のスロットアンテナ２１０を囲む部分はこのキャビィティ２３０の上面を形成している。なお、このキャビィティ２３０は必ずしも必要というものではない。例えば、スロットアンテナ２１０は、接地平面２２０上に直接、磁気材料（例えば，異方性六方晶系フェライト）の層を形成することによっても実現できるので、このような場合には、開口２１０ａや後述するような２つのキャビィティの張り合わせ（図４参照）が不要になる。
【００５０】
キャビィティ２３０の形状は矩形状であるが、他の形状であってもよい。キャビィティ２３０の大きさ（面積，長さ）はスロットアンテナ２１０の大きさに応じて決定される。例えば、キャビィティ２３０の長さ（Ｌ）および幅（Ｗ）は、スロットアンテナ２１０の長さ（ｌ）および幅（ｗ）と同じ、あるいはそれ以上の大きさであることが望ましい。キャビィティ２３０の深さ（Ｄ）は、ＰｘＭアンテナ２００の後方の表面からの放射を妨げ、前方方向への放射を強めるように決定される。例えば、キャビティ２３０の深さ（Ｄ）は、ＰｘＭアンテナ２００から放射される電磁気エネルギーの波長λの１／４の大きさにする。但し、この深さ（Ｄ）は、適切であればこれよりも浅くあるいは深くしてもよい。
【００５１】
給電体２４０は、接地平面２２０の上で空間距離（ｈ）を隔てて、かつ接地平面２２０に平行に吊り下げられ、または支持されている。この空間距離（ｈ）は、放射エネルギーの波長に比べて比較的小さくてよい。給電体２４０はスロットアンテナ２１０の中央に配置され、スロットアンテナ２１０の長さ方向に実質的に垂直な方向に延長されている。詳細は、後述するが、このＰｘＭアンテナ２００において対称性を有するＰｘＭ放射パターン１００を発生するためには、このような配置が必要である。給電体２４０は、例えばマイクロストリップラインにより構成されているが、他の伝送媒体でもよい。マイクロストリップラインは、導電性材料からなる、比較的薄く，矩形状を有している。この給電体２４０はその一端がリアクタンス性負荷２６０に結合されている。
【００５２】
リアクタンス性負荷２６０は、ここでは例えば給電体２４０の一端に付設あるいは一体的に形成された台形状の拡幅部２６０ａにより構成されている。このリアクタンス性負荷２６０はリアクタンス整合網（図示せず）を通じて接地平面２２０に電気的に結合されている。リアクタンス性負荷２６０についてはリアクタンス整合網を実現するための付加的手段と共に後述する。給電体２４０の他端には入力コネクタ２７０が設けられ、外部の伝送ライン（例えば，同軸ケーブル）と電気的に結合されており、これにより給電体２４０に対して電流を供給するようになっている。なお、外部の伝送ラインを給電体２４０に直接結合するようにすれば、入力コネクタ２７０はなくてもよい。
【００５３】
モノポールアンテナ２５０は、図１（Ｂ）に示したようにスロットアンテナ２１０の開口２１０ａの中心線２８０，２９０が交差する位置において、給電体２４０の軸方向に沿って配置されている。このモノポールアンテナ２５０は、導電性材料からなる比較的薄いシートにより形成されている。導電性材料としては、銅（Ｃｕ），銀（Ａｇ），アルミニウム（Ａｌ）などの金属層、金属と誘電体の積層構造（例えば、銅クラッドＰＴＦＥ）などが挙げられる。モノポールアンテナ２５０の形状は例えば逆三角形状であり、傾斜部２５０ａを有している。そして、このモノポールアンテナ２５０はその下部側の頂部において給電体２４０に電気的に結合されている。このように本実施の形態では、モノポールアンテナ２５０に傾斜部２５０ａを設けることにより、所望の放射パターンを維持できる周波数範囲を広くでき、広帯域動作を改善することができる。加えて、モノポールアンテナ２５０に傾斜部２５０ａを設けることにより、放射品質係数Ｑを小さくし、インピーダンス整合を改善することができると共に、より高いオーダーの共振を弁別することが可能になる。なお、このようなモノポールアンテナ２５０の傾斜部２５０ａは、図１に示したものに限らず、他の構成のものでもよい。例えば、モノポールアンテナ２５０を導電性のシートあるいはワイヤメッシュにより、内部が中空あるいは埋まった円錐などの形状を有するものとしてもよい。
【００５４】
スロットアンテナ２１０は、傾斜部２５０ａを有するモノポールアンテナ２５０に対して接近配置され、相補的に結合されている。スロットアンテナ２１０は種々の形状をとりうるものであるが、例えば一対の三角形からなる蝶ネクタイ状のように同じく傾斜部２１０ｂを有するものとされ、傾斜部２５０ａを有するモノポールアンテナ２５０に対して相補的な放射体となる。
【００５５】
接地平面２２０が存在するために、共に傾斜部を有するスロットアンテナ２１０およびモノポールアンテナ２５０は互いに同様の役割を果たす。例えば、各々の放射体は約２オクターブのインピーダンス帯域幅が得られる。但し、このような電気放射体および磁気放射体のうちのどちらかの放射パターンが理想的な特性（形状，分極など）から外れている場合には、ＰｘＭアンテナ２００の特性も理想的なものから外れたものとなる。そのためＰｘＭアンテナ２００を構成する各素子は、可能な限り電気放射体および磁気放射体として個別に動作することが望ましい。
【００５６】
広い周波数範囲にわたってＰｘＭパターンを維持するために、スロットアンテナ２１０およびモノポールアンテナ２５０それぞれの双極子モーメントは、空間方位的に実質的に直交したものであり、広い周波数範囲において大きさおよび位相が実質的に等しくなっている必要がある。これら電気放射体および磁気放射体が、電気双極子および磁気双極子のようにそれぞれ正しく動作すれば、各放射体の大きさおよび位相は適性なものとなり、遠距離電磁場(far field) で所望の特性を示すこととなる。基本的な電気双極子パターン単独では特定の位相中心を示す。すなわち、所定の周波数においての放射パターンの位相は方位（方向）が実質的に一定である。これは基本的な磁気双極子パターンにおいても同様である。そして、これら素子の遠距離電磁界パターンの位相が実質的に同じであれば、これら２つのパターンの結合からなる放射パターンは一定の位相パターンを示す。
【００５７】
本実施の形態に係るＰｘＭアンテナ２００では、以下の理由により、広い周波数範囲にわたって、高効率でＰｘＭパターン１００を維持することができる。まず、本実施の形態では、給電体２４０の終端部は、従来技術で一般的に用いられている損失性負荷ではなく、リアクタンス性負荷２６０に結合されている。前述のように「損失性」の負荷は、抵抗的、誘電的あるいは磁気的な手段を通じて損失を発生させるものであればどのような負荷も含まれるが、従来では給電体と接地平面との間にこのような損失性負荷を設けることにより、個々の放射体の不整合に起因して発生する反射を低減するようにしていた。しかし、このような損失性負荷は無視できない損失を生ずるものであり、そのため従来のアンテナでは極めて放射効率が悪いと言う問題があった。これに対して、リアクタンス性負荷２６０は、実質的に損失は生じることはない。
【００５８】
すなわち、本実施の形態では、給電体２４０と接地平面２２０との間にリアクタンス性負荷２６０を設けることにより、電気的および磁気的双極子モーメントを適切な大きさおよび位相の関係で維持することができ、これにより放射効率が向上する。
【００５９】
所望のＰｘＭパターン１００を維持するために、本実施の形態では、リアクタンス性負荷２６０を用いることに加え、リアクタンス整合網を設けると共に、スロットアンテナ２１０、モノポールアンテナ２５０およびリアクタンス整合網を互に関連させて精密に整合させている。
【００６０】
すなわち、本実施の形態では、リアクタンス性負荷２６０は給電体（マイクロストリップライン）２４０に、傾斜部２６０ｂを有する台形状の拡幅部２６０ａを設けたものであり、給電体２４０と接地平面２２０との間でリアクタンス回路網を構成している。リアクタンス回路網は多数のリアクタンス性素子を含むものである。リアクタンス回路網は十分に整合性を有するものであるが、給電体２４０に傾斜部２６０ｂを有する拡幅部２６０ａを設けたことにより付加的なパラメータが与えられることになる。このパラメータに応じてリアクタンス性負荷２６０のリアクタンス動作がなされる。例えば、拡幅部２６０ａの大きさや傾斜部２６０ｂの傾斜度を調整することによってリアクタンス性負荷２６０のリアクタンス動作を変更できる。
【００６１】
簡略化のため図示はしていないが、所望の動作周波数範囲およびアンテナの電気的サイスに応じて、リアクタンス性負荷２６０は多くの異なるリアクタンス整合回路網を含むことが望ましい。リアクタンス整合回路網は、例えば可聴周波数や低域無線周波数などの比較的低周波数帯域では、複数の素子の組み合わせ（例えば、複数のキャパシタまたは，キャパシタとインダクタとの組み合わせ）により容易に実現し得る。アンテナが目に見える程度のサイズを有するものであれば、これらの素子の組み合わせは一般に用いられている。しかし、特に、３ＧＨｚ〜１１ＧＨｚの帯域（ＵＨＦ〜マイクロ波帯域）においては、アンテナを本実施の形態のよ・ち電気的小型にしければ、良好なキャパシタおよびインダクタを実現することは困難である。また、このような高周波数範囲においては、小型素子の組み合わせにより多くの電力が放散するのを避けるために、アンテナを電気的小型化とすると共に、所謂、分散整合網を用いることが望ましい。
【００６２】
一例として、分散整合網は、一様な伝送ラインを経由して相互接続された開・短絡回路スタブ（open and short circuited stubs) を備えている。キャパシタやインダクタのように、開・短絡回路スタブはリアクタンス性素子、すなわち電気（例えば容量性）エネルギーや磁気（例えば誘導性）エネルギーの形でエネルギーを蓄積可能な素子である。スタブは、伝送線分野で知られており、整合目的のために、一端部で開(open)または短絡(short) 回路化され、１ポートリアクタンス性回路素子となっている。理想的な短絡回路スタブの入力インピーダンスは、虚数部分（リアクタンス性）であり、波長長さの１．２５倍未満の周波数範囲において正(positive)である。一方、理想的な開回路スタブは、短絡回路スタブを補完するもので、同じく虚数部分であり、波長長さの１．２５倍未満の周波数範囲において負(negative)の入力インピーダンスを示す。開・短絡回路スタブは、一様な伝送ラインを経由して結合されると、どのようなフィルタあるいはインピーダンス整合回路網トポロジーでもほぼ実現できるようになる。伝送ライン上で、傾斜部２６０ｂを有する拡幅部２６０ａ（リアクタンス性負荷２６０）を上記のようなスタブと結合させることによって分散整合網はより精密になる。
【００６３】
本実施の形態のＰｘＭアンテナ２００は、例えば以下工程を経て製造される。まず、導電性の接地平面２２０に蝶ネクタイ状の開口２１０ａを含むスロットアンテナ２１０を形成する。次に、開口２１０ａ内または開口２１０ａの中心上に、終端部にリアクタンス性負荷２６０を有する給電体２４０を配置する。続いて、接地平面２２０に垂直な平面内にモノポールアンテナ２５０を配置すると共に、モノポールアンテナ２５０の一端を給電体２４０に取り付ける。このとき、給電体２４０を通じて給電されたときにモノポールアンテナ２５０およびスロットアンテナ２１０からそれぞれ発生した双極子モーメントが相互に作用してＰｘＭ放射バターン１００が発生するように、モノポールアンテナ２５０を開口２１０ａに間接的に結合させる。ここで、給電体２４０と接地平面２２０との間には、従来のような損失性素子を結合しないことは既述のとおりであり、これにより本実施の形態では、広帯域周波数範囲でＰｘＭ放射バターン１００を維持できるものである。
【００６４】
以下、本発明の他の実施の形態について説明する。
【００６５】
［第２の実施の形態］
図２（Ａ），（Ｂ）は本発明の第２の実施の形態に係るＰｘＭアンテナ３００の構成を表したものである。このような構成のＰｘＭアンテナ３００においても、第１の実施の形態と同様に、広い周波数範囲にわたって所望のＰｘＭパターン１００を維持することができる。本実施の形態では、モノポールアンテナおよびスロットアンテナの入力インピーダンス整合を改善し、リアクタンス整合網を簡素化するために、モノポールアンテナおよびスロットアンテナがそれぞれ屈曲部（または折曲部）を有する構成としたものである。
【００６６】
図１に示したＰｘＭアンテナ２００と同様に、このＰｘＭアンテナ３００においても、導電性の接地平面３２０内に、切削または他の方法により形成されるスロットアンテナ３１０，キャビティ３３０、接地平面３２０に対して平行に配置された給電体３４０、および給電体３４０の一端に電気的に結合されたモノポールアンテナ（電気単極子）３５０を備えている。キャビティ３３０は、スロットアンテナ３１０を囲むようにして接地平面３２０の裏面に配置されている。
【００６７】
接地平面３２０は図１に示した接地平面２２０と同様の構成を有しており、その大きさは放射エネルギーの波長に比べて比較的大きく、かつその表面は平坦となっている。接地平面３２０の製造方法としては、ＣＶＤ，ＰＶＤ，電気めっき，モールディング、切削などの方法が用いられるが、これらに限るものではない。接地平面３２０の外形は、矩形，円形，楕円形，多角形など種々の形状とすることができる。但し、角があると放射回折が発生するので、これを抑制するために、接地平面３２０を角が丸まった、あるいは滑らかな外形を有するものとすることが好ましい。更に、放射回折の発生を低減するために、接地平面３２０の角の部分を処理（例えば損失性の磁気材料層、傾斜抵抗）を施すようにしてもよい。
【００６８】
スロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０はそれぞれ屈曲部を有しており、これにより入力インピーダンスを互いに、またシステムインピーダンス（例えば約５０Ω）に近づけて整合させることができるようになっている。スロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０は外形的には多段に曲げられ、あるいは折り畳まれているように見えても、単一の屈曲構成を有する（singly-folded ）と考えることができる。このように、屈曲部を有することにより、モノポールアンテナでは高い方へのインピーダンス変換（約４倍）がなされるのに対し、スロットアンテナでは低い方向へのインピーダンス変換（約１／４倍）がなされる。
【００６９】
屈曲部の折り曲げの数をより多くあるいはより少なくするようにしてもよいが、図２に示したＰｘＭアンテナ３００のように、スロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０をそれぞれ単一の屈曲構成を有するものとした場合には、モノポールアンテナ３５０をスロットアンテナ３１０に対して分流連結（in shunt）で配置すると、標準的なシステムのインピーダンスに比較的良好に整合することが分かった。
【００７０】
スロットアンテナ３１０の屈曲部は、接地平面３２０に対して形成されたＴ字状開口３１０ａにより構成されている。Ｔ字状開口３１０ａの頂部部分とＴ字の脚部部分の長さは実質的に等しくなっている。Ｔ字状開口３１０ａは、接地平面３２０をエッチングあるいは切削して、その脚部が頂部に対して９０度の角度で交差するようにして形成される。但し、このＴ字状開口３１０ａでは、必ずしも頂部と脚部が直角に交わる必要はない。すなわち、脚部が頂部に対して９０度未満あるいはそれ以上の角度を有するように斜めに傾いたＴ字状のものとしてもよい。なお、スロットアンテナ３１０の形状は、対称的であればその他の形状としてもよい。
【００７１】
給電体３４０は、例えば、接地平面３２０に対して平行になるようにＴ字状開口３１０ａ内に配置されている。給電体３４０の形状はＴ字状開口３１０ａと相似形状をなしているが、異なる形状としてもよい。この給電体３４０は、例えば金属層、あるいは金属層と誘電体層との積層構造のような、導電性の比較的薄い層により平坦に形成されている。なお、この給電体３４０はスロットアンテナ３１０のＴ字状開口３１０ａ内に配置し、かつその表面が接地平面３２０の表面と同一面を構成していることが望ましいが、Ｔ字状開口３１０ａのわずか上方に配置するようにしてもよい。
【００７２】
給電体３４０の接地平面３２０への短絡を防止するため、すなわち給電体３４０が接地平面３２０に接触しないように、給電体３４０の大きさはスロットアンテナ３１０のＴ字状開口３１０ａよりも小さくなっている。但し、給電体３４０をＴ字状開口３１０ａのわずか上に吊り下げるようにすれば、給電体３４０をＴ字状開口３１０よりも小さく形成する必要はない。なお、図示しないが、給電体３４０には、直接に（例えば溶接により）あるいは間接的に（例えば入力コネクタを介して）結合された外部の伝送媒体から電力が供給されるようになっている。
【００７３】
モノポールアンテナ３５０は、その頂部３５２が接地平面３２０に平行に配置されると共に長さの等しい２本の脚部３５４，３５６を備えている。すなわち、コの字状の屈曲部を有している。脚部３５４，３５６は互いに平行であり、かつ接地平面３２０に垂直となっている。一方の脚部３５４は、図２（Ｂ）に示したような２つの中心線３８０，３９０が交差する点（中心点）の上において給電体３４０に電気的に結合されている。他方の脚部３５６は中心点から外れていてもよいが、その形状および配置はできるだけ左右対称的であることが望ましい。対称的な形状から偏っていると、所望のＰｘＭパターンを損なうものとなる。
【００７４】
モノポールアンテナ３５０の頂部３５２および脚部３５４，３５６は導電性材料のストリップを個別に分離して作製され、溶接や接着剤などの種々の方法によって組み立てられる。導電性材料のストリップを９０度の角度で２回折り曲げることにより，頂部３５２および脚部３５４，３５６が形成される。屈曲部を有するこのモノポールアンテナ３５０の主たる特徴は、その導電体（脚部３５４，３５６）同士を平行に配置したことであり、屈曲部分の幾何学構造は９０度よりも大きくあるいは小さくなってもよい。このように本実施の形態では、モノポールアンテナ３５０およびスロットアンテナ３１０を屈曲部を備えた構成とすることによって、固有の広帯域インピーダンス変換が可能となると共に、リアクタンス補償が可能となる。
【００７５】
キャビティ３３０は、図１に示したキャビティ２３０と同様の構成のものでもよいが、本実施の形態では、ＰｘＭアンテナ３００からの放射パターンを改善し、近傍にある他の電子部品から分離するために、キャビティ３３０の底部を例えばフェライトを主体とした磁気材料（例えば異方性六方晶系フェライト）により被覆している。これにより高周波数範囲での放射特性が改善される。なお、キャビティ３３０の一部分を平らに埋め込むようにしてもよい。但し、このキャビティ３３０は必ずしも必須のものではない。
【００７６】
本実施の形態のＰｘＭアンテナ３００では、モノポールアンテナ３５０およびスロットアンテナ３１０が互いに平行にまたは分流（in shunt）配置されており、標準的なシステムのインピーダンスに良好に整合する。すなわち、図２（Ａ）に示したように、モノポールアンテナ３５０においては、２つの脚部３５４，３５６のうち一方の脚部３５４は、２つの中心線３８０，３９０が交差する点（中心点）の上において給電体３４０に電気的に結合されている。他方の脚部３５６は接地平面３２０に電気的に結合されている。このような構成により、屈曲部を有する２つの素子それら自身によってリアクタンス整合がなされたものとなる。素子を屈曲構成とすることは、素子自体にエネルギーを蓄積させることになり、それによって十分にリアクタンス補償をなすことができ、リアクタンス整合網を別途設ける必要がなくなる。屈曲部が１つで十分でない場合には、モノポールアンテナ３５０と接地平面３２０との間にまとまったあるいは分散した整合回路網を設けることにより、付加的にリアクタンス整合させることも可能である。
【００７７】
ところで、高帯域のインピーダンス整合を容易にするために、モノポールアンテナ３５０およびスロットアンテナ３１０それぞれの入力インピーダンスは、動作周波数範囲において、互いにも良好に一致しているだけでなく、電力を供給する伝送媒体との間でも整合している必要がある。大部分の伝送媒体の固有のインピーダンスは比較的狭い。例えば、同軸伝送ラインの固有のインピーダンスは約５０Ωである。極めて高い固有のインピーダンス、あるいは極めて低い固有のインピーダンスを有する伝送ラインを実現することは困難であり、そのためエネルギーを良好に伝送しないという問題がある。現在、インピーダンスレベルを変換するために多くの手段が存在しているが、従来、広い帯域幅にわたってシステム整合を実現することは困難であった。特に、スロットアンテナは、通常の同軸伝送ラインとインピーダンス整合させるのは難しい。例えば、前述のブッカーの式（７）は、モノポールアンテナおよびスロットアンテナの入力インピーダンスは、互いにおおよそ逆比例の関係で釣り合っているということを示している。共振で理想的な電気双極子インピーダンスが約７５Ωであれば、理想的な磁気双極子インピーダンスは約４７３Ωである。このように、システムのインピーダンスが約５０Ωであるとき、アンテナとの間で互いに整合させることは従来技術では著しく困難であった。
【００７８】
これに対して、本実施の形態では、それぞれ屈曲部を備えることにより、モノポールアンテナ３５０およびスロットアンテナ３１０では広帯域において固有のインピーダンス変換が可能になる。屈曲部を備えることにより、モノポールアンテナ３５０では高い方へのインピーダンス変換が、逆にスロットアンテナ３１０では低い方向へのインピーダンス変換がなされる。スロットアンテナ３１０に屈曲部を設けた場合（singly-folded slot) には、例えば理想的なスロットインピーダンスの約１／４，すなわち１２０Ωが得られる。これに対して、モノポールアンテナ３５０の場合（singly-folded monopole) には、その入力インピーダンスは、例えば１／４波長単極子の入力インピーダンス（約３７．５Ω）の４倍、すなわち約１５０Ωとなる。従って、このようなスロットアンテナ３１０が分流連結（in shunt）されたモノポールアンテナ３５０の結合入力インピーダンス（約６７Ω）は、上記システムの入力インピーダンス（５０Ω）にかなり良好に整合する。
【００７９】
［第３の実施の形態］
図３（Ａ），（Ｂ）は第３の実施の形態に係るＰｘＭアンテナ３００Ａを表すものである。このＰｘＭアンテナ３００では、第２の実施の形態の屈曲部を有する構成に加えて、より入力インピーダンス整合を改善し、ＰｘＭパターン１００を維持できる周波数範囲をより広くするために、端部負荷（end-loaded) を有する構成としたものである。なお、第２の実施の形態と同一構成要素については同一符号を付して、その説明は省略する。
【００８０】
本実施の形態では、スロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０ともに端部負荷を有するものであり、これにより広帯域放射特性が改善される。端部負荷はスロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０のうちのいずれか一方に設けるようにしてもよいが、互いに補償できることからスロットアンテナ３１０およびモノポールアンテナ３５０の両方に設けることが望ましい。端部負荷は、スロットアンテナ３１０とモノポールアンテナ３５０との間のインピーダンス整合を改善すると同時に、ＰｘＭパターンを維持できる周波数範囲を広くするために設けられる。加えて、端部負荷を設けることは、モノポールアンテナ３５０の高さを低減でき、そのため多くのポータブルな通信デバイスのような空間的に制限のある箇所への組み込みが容易になる。
【００８１】
モノポールアンテナ３５０に端部負荷を設けるには、その頂部３５２の対向する２つの端部３５２ａ，３５２ｂを脚部３５４，３５６の側面より外側になるよう延長させればよい。一方、スロットアンテナ３１０に端部負荷を設けるには、接地平面３２０内において一対の付加的な端部開口３１２，３１４を形成すればよい。ここでは、Ｔ字状開口３１０ａの頂部部分の両端に形成されている。端部開口３１２，３１４はそれぞれ矩形状に形成され、かつＴ字の頂部部分に垂直で両者が平行になるように形成されている。なお、端部開口３１２，３１４の形状はその他の形状でもよいが、アンテナ全体を対称構造にできる形状であることが望ましい。
【００８２】
なお、上記ＰｘＭアンテナ３００，３００Ａの典型的な製造方法は、前述の説明から明らかであるので、その説明は省略する。勿論、他の方法によってもよい。
【００８３】
以上説明した第１〜３の実施の形態に係るＰｘＭアンテナ２００，３０００，３００Ａでは、約９０％以上の効率の約２オクターブの動作帯域を示す。これらのＰｘＭアンテナ２００〜３００Ａの利点の１つは、損失性（抵抗性）の整合網を用いることなく、２種類の相補的アンテナ素子を結合できることである。そして、広い周波数範囲にわたって所望のＰｘＭパターン１００を維持するために、代わりに、傾斜部，屈曲部および端部負荷などを用いている。この場合、付加的なリアクタンス整合網は用いてもよいが、用いなくてもよい。このように、本実施の形態では、ＰｘＭ放射パターン１００の望ましい形状（例えばハート型）および利得レベル（例えば約４．７７ｄＢｉゲイン）を維持できると共に、放射効率を広い周波数範囲において維持できる。
【００８４】
ところで、上記第１〜３の実施の形態では、接地平面２２０，３２０の大きさが制限されているので、ＰｘＭ放射パターン１００において放射零点が必然的に発生することは既述のとおりである。しかし、この放射零点は、それぞれキャビィティを背面に備えたＰｘＭアンテナ２組を背中合せに配置し、互いに位相を異ならせて駆動させることによってなくすことができる。
【００８５】
［第４の実施の形態］
図４はそのような第４の実施の形態に係る構成を表したものである。すなわち、本実施の形態では、第２の実施の形態の接地平面（第１の平面）３２０に平行に同じく導電性の接地平面（第２の平面）３２０を備えており、この第２の平面に、第１の平面側と同様のＴ字状開口を有するスロットアンテナ３１０、第２の平面に垂直な垂直面にモノポールアンテナ３５０を配置すると共に、第２の平面の裏面にキャビティ（第２のキャビィティ）３３０を設け、これら２組のモノポール・スロットアンテナのキャビィティ３３０の裏面同士を張り合わせるものである。
【００８６】
本実施の形態では、２組のモノポール・スロットアンテナが、例えば１８０°ハイブリッド回路網のようにバランスのとれた電源により駆動されると、全体のパターン（指向性）は極めて等方性に近いものとなる。すなわち、実質的にあらゆる方向へ電波を伝送し、かつあらゆる方向からの受信が可能になる。なお、このような構成は、先に説明した第１〜３のいずれの実施の形態のＰｘＭアンテナ２００，３００，３００Ａのいずれにも適用できるものである。
【００８７】
以上、第１〜第４の実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。具体的には、本発明に係る広帯域アンテナおよびその製造方法では、磁気放射体を導電性の第１の平面、電気放射体を第１の平面に垂直な垂直面にそれぞれ配置し、かつ電気放射体を給電体の一端に結合すると共に、電気放射体および磁気放射体を、動作周波数範囲においてＰｘＭ放射パターンを発生するように結合し、かつ給電体と第１の平面との間に損失性素子が結合されないようにして、高効率で、低損失の広帯域動作が可能な限り、自由に変更可能である。
【符号の説明】
【００８８】
１００…ハート型放射パターン、２００，３００，３００Ａ…ＰｘＭアンテナ、２１０，３１０…スロットアンテナ（磁気放射体）、２１０ａ…開口、２１０ｂ…傾斜部、３１０ａ…Ｔ字状開口、２２０，３２０…接地平面（第１の平面）、２３０，３３０…キャビティ、２４０，３４０…給電体、２５０，３５０…モノポールアンテナ（電気放射体）、２５０ａ…傾斜部、２６０…リアクタンス性負荷、２６０ａ…拡幅部、２７０…入力コネクタ、３５２…頂部、３５４，３５６…脚部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域周波数範囲においてＰｘＭ放射パターンを発生する広帯域アンテナであって、
導電性の第１の平面と、
前記第１の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、
前記第１の平面に平行に配置されると共に、前記第１の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナとを備え、
前記スロットアンテナと前記モノポールアンテナとは間接的に結合されている
ことを特徴とする広帯域アンテナ。
【請求項２】
更に、前記Ｔ字状開口内またはその上に給電体を有し、前記給電体は前記第１の平面に電気的に接触していない
ことを特徴とする請求項１記載の広帯域アンテナ。
【請求項３】
前記モノポールアンテナの一方の脚部は前記給電体の一端部に電気的に結合され、他方の脚部は前記第１の平面に電気的に結合されている
ことを特徴とする請求項２記載の広帯域アンテナ。
【請求項４】
前記モノポールアンテナの入力インピーダンスは、前記スロットアンテナの入力インピーダンスに近い値を有する
ことを特徴とする請求項３記載の広帯域アンテナ。
【請求項５】
更に、前記給電体と前記第１の平面との間に、リアクタンス整合網を形成するように結合された、１または２以上のリアクタンス性素子を有する
ことを特徴とする請求項４記載の広帯域アンテナ。
【請求項６】
前記モノポールアンテナの頂部は互いに対向する一対の端部を有し、前記端部はそれぞれ前記２つの脚部の外側側面を超えて拡がっている
ことを特徴とする請求項４記載の広帯域アンテナ。
【請求項７】
前記スロットアンテナは、前記第１の平面内の前記Ｔ字状開口の頂部の対向する端部に一対の端部開口を含み、前記一対の端部開口は互いに実質的に平行であり、かつ前記Ｔ字状開口の頂部に実質的に垂直である
ことを特徴とする請求項６記載の広帯域アンテナ。
【請求項８】
前記第１の平面は、誘電体層と前記誘電体層上に形成された金属層とを含み、前記Ｔ字 状開口および前記端部開口は前記金属層および誘電体層の厚み方向全体にわたって形成されている
ことを特徴とする請求項７記載の広帯域アンテナ。
【請求項９】
前記第１の平面は、電子デバイスに付設された印刷回路基板、または前記電子デバイス内に挿入可能に構成されたモバイルカードを構成している
ことを特徴とする請求項８記載の広帯域アンテナ。
【請求項１０】
前記第１の平面は有限の大きさの境界を有し、その縁に前記境界に沿っての電流の流れおよび放射回折を抑制するための磁気材料層が形成されている
ことを特徴とする請求項９記載の広帯域アンテナ。
【請求項１１】
前記第１の平面は有限の大きさの境界を有し、その縁に前記境界に沿っての電流の流れおよび放射回折を抑制するための傾斜性の固有抵抗が設けられている
ことを特徴とする請求項９記載の広帯域アンテナ。
【請求項１２】
更に、前記第１の平面の底面に第１のキャビィティを有し、前記第１のキャビィティは前記第１の平面の裏面側において前記Ｔ字状開口を囲んでいる
ことを特徴とする請求項８記載の広帯域アンテナ。
【請求項１３】
前記第１のキャビィティの内面の少なくとも一部は、前記第１の平面の裏面側からの放射放出を抑制するための損失性の磁気材料層で覆われている
ことを特徴とする請求項８記載の広帯域アンテナ。
【請求項１４】
更に、前記第１の平面に平行な第２の平面と、
前記第２の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、
前記第２の平面に平行に配置されると共に、前記第２の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナと、
前記第２の平面の底面に結合された第２のキャビィティとを備えると共に、
前記第２のキャビィティの裏面側表面が前記第１のキャビィティの裏面側表面に結合されている
ことを特徴とする請求項１２記載の広帯域アンテナ。
【請求項１】
広帯域周波数範囲においてＰｘＭ放射パターンを発生する広帯域アンテナであって、
導電性の第１の平面と、
前記第１の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、
前記第１の平面に平行に配置されると共に、前記第１の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナとを備え、
前記スロットアンテナと前記モノポールアンテナとは間接的に結合されている
ことを特徴とする広帯域アンテナ。
【請求項２】
更に、前記Ｔ字状開口内またはその上に給電体を有し、前記給電体は前記第１の平面に電気的に接触していない
ことを特徴とする請求項１記載の広帯域アンテナ。
【請求項３】
前記モノポールアンテナの一方の脚部は前記給電体の一端部に電気的に結合され、他方の脚部は前記第１の平面に電気的に結合されている
ことを特徴とする請求項２記載の広帯域アンテナ。
【請求項４】
前記モノポールアンテナの入力インピーダンスは、前記スロットアンテナの入力インピーダンスに近い値を有する
ことを特徴とする請求項３記載の広帯域アンテナ。
【請求項５】
更に、前記給電体と前記第１の平面との間に、リアクタンス整合網を形成するように結合された、１または２以上のリアクタンス性素子を有する
ことを特徴とする請求項４記載の広帯域アンテナ。
【請求項６】
前記モノポールアンテナの頂部は互いに対向する一対の端部を有し、前記端部はそれぞれ前記２つの脚部の外側側面を超えて拡がっている
ことを特徴とする請求項４記載の広帯域アンテナ。
【請求項７】
前記スロットアンテナは、前記第１の平面内の前記Ｔ字状開口の頂部の対向する端部に一対の端部開口を含み、前記一対の端部開口は互いに実質的に平行であり、かつ前記Ｔ字状開口の頂部に実質的に垂直である
ことを特徴とする請求項６記載の広帯域アンテナ。
【請求項８】
前記第１の平面は、誘電体層と前記誘電体層上に形成された金属層とを含み、前記Ｔ字 状開口および前記端部開口は前記金属層および誘電体層の厚み方向全体にわたって形成されている
ことを特徴とする請求項７記載の広帯域アンテナ。
【請求項９】
前記第１の平面は、電子デバイスに付設された印刷回路基板、または前記電子デバイス内に挿入可能に構成されたモバイルカードを構成している
ことを特徴とする請求項８記載の広帯域アンテナ。
【請求項１０】
前記第１の平面は有限の大きさの境界を有し、その縁に前記境界に沿っての電流の流れおよび放射回折を抑制するための磁気材料層が形成されている
ことを特徴とする請求項９記載の広帯域アンテナ。
【請求項１１】
前記第１の平面は有限の大きさの境界を有し、その縁に前記境界に沿っての電流の流れおよび放射回折を抑制するための傾斜性の固有抵抗が設けられている
ことを特徴とする請求項９記載の広帯域アンテナ。
【請求項１２】
更に、前記第１の平面の底面に第１のキャビィティを有し、前記第１のキャビィティは前記第１の平面の裏面側において前記Ｔ字状開口を囲んでいる
ことを特徴とする請求項８記載の広帯域アンテナ。
【請求項１３】
前記第１のキャビィティの内面の少なくとも一部は、前記第１の平面の裏面側からの放射放出を抑制するための損失性の磁気材料層で覆われている
ことを特徴とする請求項８記載の広帯域アンテナ。
【請求項１４】
更に、前記第１の平面に平行な第２の平面と、
前記第２の平面に形成されたＴ字状開口を有するスロットアンテナと、
前記第２の平面に平行に配置されると共に、前記第２の平面に垂直で実質的に互いに平行な一対の脚部により支持された頂部を含むモノポールアンテナと、
前記第２の平面の底面に結合された第２のキャビィティとを備えると共に、
前記第２のキャビィティの裏面側表面が前記第１のキャビィティの裏面側表面に結合されている
ことを特徴とする請求項１２記載の広帯域アンテナ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−２５３８０８（Ｐ２０１２−２５３８０８Ａ）
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−１７８１０８（Ｐ２０１２−１７８１０８）
【出願日】平成２４年８月１０日（２０１２．８．１０）
【分割の表示】特願２００６−２７７４０６（Ｐ２００６−２７７４０６）の分割
【原出願日】平成１８年１０月１１日（２００６．１０．１１）
【出願人】（０００００３０６７）ＴＤＫ株式会社 (7,238)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年８月１０日（２０１２．８．１０）
【分割の表示】特願２００６−２７７４０６（Ｐ２００６−２７７４０６）の分割
【原出願日】平成１８年１０月１１日（２００６．１０．１１）
【出願人】（０００００３０６７）ＴＤＫ株式会社 (7,238)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]