波長可変フィルタおよび波長可変レーザ
【課題】低損失でかつ波長無依存可変動作および平坦性スペクトル特性が可能な波長可変フィルタおよびそれを用いた高出力でかつ安定な発振モード選択を可能にする広帯域波長可変レーザを提供する。
【解決手段】波長可変フィルタ１００は、一対の入力導波路１０２および出力導波路１０４と、入力導波路および出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器１３０，１３２と、光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本のアレー導波路１４０とからなるラダー干渉型フィルタと、入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段１１０，１１２とを備える。アレー導波路は、入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路長差が減少する。
【解決手段】波長可変フィルタ１００は、一対の入力導波路１０２および出力導波路１０４と、入力導波路および出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器１３０，１３２と、光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本のアレー導波路１４０とからなるラダー干渉型フィルタと、入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段１１０，１１２とを備える。アレー導波路は、入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路長差が減少する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は波長可変フィルタおよびそれを用いた波長可変レーザに関する。
【背景技術】
【０００２】
光ネットワークの処理容量増大のために波長多重光伝送方式が導入され、キーデバイスとなる広帯域波長可変フィルタおよび波長可変レーザの重要性はますます高まりつつある。ラダー干渉型フィルタは数十ｎｍに及ぶ広帯域波長可変性および数ナノ秒程度の高速可変性を持っている（例えば、非特許文献１および２参照）。また、ラダー干渉型フィルタを発振モードセレクタとして用いた波長可変レーザ（例えば、非特許文献３参照）も報告されている。
【０００３】
【非特許文献１】S.Matsuo et al, “A Widely Tunable Optical Filter Using Ladder-Type Structure”, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL.15,NO.8, AUGUST 2003, pp.1114-1116
【非特許文献２】S.-H. Jeong et al, “Flat-Topped Spectral Response in a Ladder-Type Interferometric Filter”, IEICE TRANSACTION ON ELECTRONICS, VOL.E88-C, NO.8, AUGUST 2005, pp.1747-1754
【非特許文献３】S.Matsuo et al, “Digitally Tunable Laser Using Ladder Filter and Ring Resonator”, Proceedings ECOC 2003, September 2003, pp.884-885 非特許文献１に報告されたラダー干渉型波長可変フィルタを図１７に示す。図１７に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１７００は、一対の入力導波路１７３１および出力導波路１７３２と、入力導波路１７３１および出力導波路１７３２にそれぞれ配置された光結合器１７３３−１〜１７３３−Nおよび１７３４−１〜１７３４−Nと、光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本のアレー導波路１７３５−１〜１７３５−Nとを備える。また、ラダー干渉型波長可変フィルタ１７００は、入力導波路１７３１の実行屈折率を制御する電極１７３６−１〜１７３６−N−１および電極１７３７−１〜１７３７−N−１を、それぞれ光結合器１７３３−１〜１７３３−Ｎ−１の間および光結合器１７３４−１〜１７３４−Ｎ間に備える。
【０００４】
ラダー干渉型波長可変フィルタ１７００は、電極１７３６および電極１７３７から注入する電流を制御することにより、入力導波路１７３１および出力導波路１７３２の実効屈折率を制御し、波長可変動作を得ることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、図１７に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１７００は、原理損失が３ｄＢ前後と比較的に大きいほか、波長可変動作の際、電流注入による吸収損失および光結合器の波長依存結合器特性により、中心ピークの透過率が大きく減少してしまう欠点があった。
【０００６】
また、波長多重光通信用の光合分波器で用いる波長フィルタは光信号パルス波形のひずみを防ぐとともに光源として用いる半導体レーザおよび波長フィルタそのものの温度制御の許容範囲を広げるために透過帯域内で平坦性スペクトル特性を有することが望ましい。図１７に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１７００の場合、スペクトル特性が通常Ｓｉｎｃ関数型になるので、平坦性スペクトルを得ることが困難であったが、最近、図１８に示す構成により、ラダー干渉計の伝達関数を変形して、平坦性スペクトルが得られることが報告されている（例えば、非特許文献２参照）。
【０００７】
図１８に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１８００は、一対の入力導波路１８３１および出力導波路１８３２と、入力導波路１８３１および出力導波路１８３２にそれぞれ一定の間隔で配置された光結合器１８３３−１〜１８３３−Ｎおよび１８３４−１〜１８３４−Ｎと、光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本のアレー導波路１８３５−１〜１８３５−Ｎからなるラダー干渉型フィルタとを備える。また、ラダー干渉型波長可変フィルタ１８００は、入力導波路１８３１の入射端側に接続された１段目のアレー導波路１８３５−１から１８３５−Ｎ−１まで順番に一定の光路長差ΔＳを有する領域１８４０と、Ｎ−１段目のアレー導波路１８３５−Ｎ−１からＮ段目のアレー導波路１８３５−Ｎまで光路長差ｐΔＳ（ｐは自然数）を有する領域１８４２とが直列結合されている。
【０００８】
しかし、図１８に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１８００は平坦性スペクトル設計に伴い、原理損失が４ｄＢまで増大する欠点があった。
【０００９】
一方、ラダー干渉型フィルタは利得媒質である半導体光増幅器（ＳＯＡ；semiconductor optical amplifier)と組み合わせることにより、広帯域波長可変レーザとして応用可能である。非特許文献３に報告されている波長可変レーザの構造図を図１９に示す。
【００１０】
図１９に示す波長可変レーザ１９００は、ラダー干渉型フィルタ１９３０、リング共振器１９１０およびＳＯＡ１９０８から構成され、それぞれ発振モードセレクタ、発振波長ロックフィルタおよび利得媒質として機能する。この場合、発振波長ロックフィルタは単一モード発振のためにも必要不可欠であるものの、ラダー干渉型フィルタに直列接続することにより、レーザ共振器内部での挿入損失が増大し、レーザの出力パワーが低減される欠点があった。発振波長ロックフィルタを省けば、出力強度に関する問題は解消するが、単一モード発振およびデジタル的波長可変動作が得られない問題が生ずる。そのほか、波長可変動作のために、チューニング電流を注入すると、波長フィルタ領域での損失が増大し、出力強度の低減および発振しきい電流密度の増大に関する問題が生ずる。
【００１１】
本発明は低損失でかつ波長無依存可変動作および平坦性スペクトル特性が可能な波長可変フィルタを提供することを目的とする。また、高出力でかつ安定な発振モード選択を可能にする広帯域波長可変レーザを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路長差が減少することを特徴とする。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の前記光結合器のパラメータは、最適化されていることを特徴とする。
【００１４】
この構成によれば、波長可変時に生じるスペクトル応答の波長依存性を解消できる波長可変フィルタを提供することができる。
【００１５】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ−１段目のアレー導波路の順番に一定の光路長差で減少し、Ｎ−１段目のアレー導波路とＮ段目のアレー導波路の光路長差のみ前記一定の光路差長のｐ倍（ｐは１＜ｐの実数）で減少し、Ｎ段目のアレー導波路を前記入力導波路および前記出力導波路の少なくとも一方の前記光結合器のパラメータは、最適化されていることを特徴とする。
【００１６】
この構成によれば、平坦性フィルタスペクトル特性が得られる波長可変フィルタを提供することができる。
【００１７】
請求項４に記載の発明は、請求項１または２に記載の前記アレー導波路は、１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路まで光路長差の変化が分布的に減少することを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、所望のピーク波長以外での周期的透過ピークをすべて抑圧できる波長可変フィルタを提供することができる。
【００１９】
請求項５に記載の発明は、一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；４以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からｊ段目（ｊは２≦ｊ≦Ｎ−１の自然数）のアレー導波路の順番に光路長差が一定の長さで増加し、ｊ段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路差長が前記一定の長さで減少することを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、櫛状のスペクトル特性を有する波長可変フィルタを提供することができる。
【００２１】
請求項６に記載の発明は、波長可変レーザであって、請求項５に記載の波長可変フィルタと、前記波長可変フィルタの前記入力導波路および第２の光結合器を介して前記波長可変フィルタの前記出力導波路に接続された半導体光増幅器と、前記第２の光結合器に接続された１つまたは複数の光導波路とを備え、前記波長可変フィルタの前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる前記手段により発振波長を一定周波数間隔で可変することを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、波長可変フィルタの入力導波路および出力導波路の屈折率を制御することにより発振波長を一定周波数間隔で可変することができる波長可変レーザを提供することができる。
【００２３】
請求項７に記載の発明は、波長可変レーザであって、請求項１乃至４のいずれかに記載の波長可変フィルタと、リング共振器と、前記波長可変フィルタの前記入力導波路および前記出力導波路とそれぞれ光結合器および前記リング共振器を介して接続された半導体増幅器と、前記第２の光結合器に接続された光導波路とを備えたことを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、発振波長可変時に出力光パワーおよび発振しきい密度が一定に保たれた波長可変レーザを提供することができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば素子パラメータを適正化することでフィルタスペクトルの低損失化、波長無依存特性、平坦性スペクトル特性、櫛状スペクトル特性および単一透過帯域特性が得られる。したがって、波長可変フィルタとしては広帯域波長可変性や光信号のひずみ防止が達成でき、波長可変レーザとしては簡便な発振モード制御、発振波長安定化および一定な発振しきい電流密度が達成でき、それぞれフィルタやレーザとしての応用範囲を格段に広げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（実施形態１）
図１を参照して本発明の波長可変フィルタの第１の実施形態を説明する。図１に示す波長可変フィルタ１００は、一対の入力導波路１０２および出力導波路１０４と、入力導波路１０２および出力導波路１０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎと、光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎを介して入力導波路１０２と出力導波路１０４との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路１４０−１から１４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ１００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極１１０−１〜１１０−Ｎ−１および１１２−１〜１１２−Ｎ−１をさらに備える。
【００２７】
入力導波路１０２に配置された光結合器１３０−１〜１３０−Ｎの間隔はＬａであり、出力導波路１０４に配置された光結合器１３２−１〜１３２−Ｎの間隔はＬｂである。
【００２８】
Ｎ本のアレー導波路のうち、入力導波路１０２の入射端（入力ポート）側のアレー導波路１４０−１を１段目のアレー導波路とした場合、アレー導波路長は１段目を基準として２段目からＮ段目のアレー導波路まで順次ΔＬずつ減少する。
【００２９】
図１７に示す従来の波長可変フィルタと比較すると、波長可変フィルタ１００では、入力導波路および出力導波路を伝搬する光波の向きが逆となっている。
【００３０】
本実施形態では、波長可変フィルタ１００の入力ポートから出力ポートまで光パスのうち、隣接するアレー導波路を経由する光パスにおける光路長差ΔＳは、次式で表すことができる。
ΔＳ＝Ｌａ＋Ｌｂ−ΔＬ ・・・（１）
このとき、次式を満たす波長（λ０）で波長可変フィルタ１００の透過率が最大になる。ここで、ｎeffおよびｍは導波路の実効屈折率およびラダー干渉計の回折次数である。
λ０＝（ｎeffΔＳ）／ｍ ・・・（２）
【００３１】
図２に、波長可変フィルタ１００のスペクトル特性を図２に示す。図２に示すスペクトル特性は、波長可変フィルタ１００の光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎにおけるクロスポートへの光結合率（ｋＣ）がそれぞれ０．２８，０．５，０．７２，０．８５および０．９５の場合のスペクトル特性である。クロスポートへの光結合率（ｋＣ）とは、図１に記載された光結合器１３２−１の拡大図を参照すると、光結合器の右下のポートからの光が左上のポートに抜ける光の割合である。また、アレー導波路１４０−１と接続された光結合器の右上のポートからの光が左上のポートに抜ける光の割合をバーポートへの光結合率（ｋｂ＝１−ｋＣ）である。
【００３２】
この数値解析ではアレー導波路本数を１５本、回折次数を３５、およびλ０（δλ＝０）を１．５７μｍと設定している。また、光導波路の伝搬損失および光結合器の過剰損失は無視している。
【００３３】
図２に示すように、ｋＣが０．７２より大きくなると、ピーク透過率が減少する傾向にある。つまり、このピーク透過率の減少はフィルタの原理損失である。一方、ｋＣが０．７２より小さくなると、原理損失を解消させることができる。
【００３４】
光結合器１３０，１３２として、コンパクトさに優れている多モード干渉（ＭＭＩ；multimode interference）結合器を適用することができる。この場合、図１に示す本発明のラダー干渉型フィルタは光結合器の波長依存性の影響を受ける。
【００３５】
図３に、ＭＭＩ導波路幅が５．２μｍ、ｋＣが０．８５、およびｋＢが０．１５となるＭＭＩ結合器の波長依存性を示す。いずれのＭＭＩ結合器の中心波長（λＭＭＩ＝１．５ｎｍ，１．５５ｎｍ，１．６ｎｍ）についても、λＭＭＩから離れるにしたがって、ｋＣおよびｋＢはともに減少することがわかる。
【００３６】
図４に、本実施形態の波長可変フィルタ１００において光結合器１３０，１３２として上記のＭＭＩ結合器を用いた場合の波長スペクトル特性を示す。透過帯域が自由スペクトル間隔（ＦＳＲ；free-spectral range)ごとに周期的に現れる特徴を有することがわかる。但し、図３に示すように、ｋＣおよびｋＢの波長依存性のため、λ０（＝１．５７μｍ）に隣接する透過帯域の透過率は減少する。つまり、これは波長可変フィルタの透過帯域を変化させると、過剰損失が発生することを意味する。
【００３７】
本実施形態の波長可変フィルタ１００は、入力導波路１０２および出力導波路１０４の実効屈折率を熱、電界引加あるいは電流注入などにより制御すれば、ピーク波長の可変動作を得ることができる。
【００３８】
本実施形態の波長可変フィルタ１００は入力導波路１０２および出力導波路１０４の実効屈折率を変化させる手段としての電極１１０，１１２を備える。すなわち、電極１１０，１１２を介して印加する電圧あるいは注入する電流を制御して、入力導波路１０２および出力導波路１０４の実効屈折率を制御することができる。
【００３９】
図５に、本実施形態の波長可変フィルタ１００の構造を示す。図５に示す構造は、エピタキシャル基板の層構造であり、ｎ型ＩｎＰ基板５０４上にｎドープＩｎＰ層５０６、ノンドープＧａＩｎＡｓＰ層（バッファギャップ波長λｇ＝１．４μｍ）５０８、ｐ−ドープＩｎＰ層５１０、ｐ＋ドープＩｎＰ層５１２、ｐ＋ドープＩｎＧａＡｓ層５１４が成膜されている。ｐ＋ドープＩｎＧａＡｓ層５１４上およびｎ型ＩｎＰ基板５０４の裏面にそれぞれＡｕＺｎＮｉ電極５１６およびＡｕＧｅＮｉ電極５０２を形成している。
【００４０】
入力導波路１０２の光結合器間（Ｌａ）の領域および出力導波路１０４の光結合器間（Ｌｂ）の領域に電界引加もしくは電流注入することにより屈折率を減少させるとラダー干渉計の光路長差が減少し、λ０は短波長側へシフトする。この場合、ＬａおよびＬｂでの屈折率変化によるλ０の波長シフト量はそれぞれ次式のように決まる。Δｎeff‐1およびΔｎeff‐2はそれぞれＬａおよびＬｂでの屈折率変化量である。
Δλ１＝（Δｎeff‐1Ｌａ）／ｍ ・・・（３）
Δλ２＝（Δｎeff‐2Ｌｂ）／ｍ ・・・（４）
このとき、フィルタ全体の波長可変範囲（Δλ）は以下のように表される。
Δλ＝Δλ１＋Δλ２ ・・・（５）
【００４１】
図１に示す波長可変フィルタ１００において、ＬａおよびＬｂを１００μｍに設定し、電流注入によりΔｎeff‐1およびΔｎeff‐2をそれぞれ０．２％程度制御することによって、３７ｎｍに及ぶ広帯域波長可変動作を得ることが確認できた。
【００４２】
本実施形態では光結合器としてＭＭＩ結合器を適用した例を示したが本発明はこれに限るものではなく、二本の導波路が近接して配置された方向性結合でも実現できる。
【００４３】
方向性結合器の場合は、その構成上入力導波路を進行していく光がバーポート、アレー導波路を進行していく光がクロスポートとなる。したがって、図２を参照して説明したＭＭＩ光結合器の結合率例Ｋｃ＝０．８５は、方向性結合器ではＫｂ＝０．８５となるが、いずれの場合も、結果は図３と全く同じである。
【００４４】
方向性結合器の場合は、二本の導波路間隔が狭くなるほどまた、光結合器が長くなるほどクロスポートへの光出力（Ｋｃ）が大きくなる。具体的には光結合器の長さを１００ミクロン、二本の導波路間隔を０．５ミクロンとすることでＫｂ＝０．８５とすることができる。
【００４５】
（実施形態２）
引き続き図１を参照して、本発明の波長可変フィルタの第２の実施形態を説明する。通常、ＩｎＰ系半導体材料において電流注入による屈折率制御は吸収損失を伴う。したがって、図１に示す本発明の波長可変フィルタへの注入電流量の増加にしたがって、吸収損失およびＭＭＩ結合器の波長依存性によりλ０の透過率は減少することになり、実用的応用性に欠ける。
【００４６】
しかし、本発明の波長可変フィルタはＭＭＩ結合器のパラメータを適正化することにより、波長可変動作の際に発生するλ０の透過率の減少を著しく抑圧することができる。
【００４７】
ＭＭＩ結合器の結合係数に対する最適なＭＭＩ導波路長およびＭＭＩ導波路幅が存在し、最適なＭＭＩ導波路長（ＬＭＭＩ）およびＭＭＩ導波路幅（ＷＭＭＩ）の関係は次式で表すことができる。ｔは結合係数に対応する係数を示し、結合係数ｋｂ：ｋＣが１５：８５のときｔ＝１となる。なお、本明細書中において、ＭＭＩ導波路長ＬＭＭＩ、ＭＭＩ導波路幅ＷＭＭＩ、ＭＭＩ結合器の中心波長λＭＭＩ、および結合係数に対応する係数ｔをＭＭＩ結合器のパラメータという。
ＬＭＭＩ＝ｔ×ｎeff×ＷＭＭＩ×ＷＭＭＩ／λＭＭＩ ・・・（６）
このとき、λＭＭＩが含まれるため、設定したλＭＭＩからずれた波長で本実施形態の波長可変フィルタを使用すると損失となって現れることになる。
【００４８】
したがって、λＭＭＩ=λ０−ＦＳＲとなるようにλＭＭＩを設定（最適化）し、さらに上記式を満たすようにＬＭＭＩおよびＷＭＭＩを設定（最適化）することにより、ＭＩ結合器の波長依存性が電流注入による吸収損失を補うことができる。
【００４９】
図６（ａ）に波長可変フィルタ１００においてλＭＭＩ＝λ０（通常）とした場合の波長可変スペクトル特性を、図６（ｂ）にλＭＭＩ＝λ０−ＦＳＲ（最適化）の場合の波長可変スペクトル特性を示す。ここで図６（ａ）中の括弧内の数値は波長可変フィルタ１００の入力導波路１０２の光結合器間（Ｌａ）の領域および出力導波路１０４の光結合器間（Ｌｂ）の領域へそれぞれ注入された電流量を表している。
【００５０】
図６（ａ）に示すように、λＭＭＩを最適化しない場合、注入電流量が増大するにしたがってλ０の透過率が５ｄＢ以上減少してしまう。一方、図６（ｂ）に示すように、λＭＭＩが適切に設定された場合、ＭＭＩ結合器の波長依存性が電流注入による吸収損失を補うため、λ０の透過率の減少が１ｄＢ程度に抑えられ、擬波長無依存可変シフト動作が可能になる。本発明の波長無依存可変シフト手法は電流注入のない場合、過剰損失を伴う欠点があるものの、波長可変動作の際、スペクトル特性が一定に保たれる面から極めて有効である。
【００５１】
（実施形態３）
図７を参照して、本発明の波長可変フィルタの第３の実施形態を説明する。図７に示す波長可変フィルタ７００は平坦性スペクトルを有する。波長可変フィルタ７００は、一対の入力導波路７０２および出力導波路７０４と、入力導波路７０２および出力導波路７０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器７３０−１〜７３０−Ｎおよび７３２−１〜７３２−Ｎと、光結合器７３０−１〜７３０−Ｎおよび７３２−１〜７３２−Ｎを介して入力導波路７０２と出力導波路７０４との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路７４０−１から７４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ７００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極（図示しない）をさらに備える。
【００５２】
また、波長可変フィルタ７００は、第１の実施形態の波長可変フィルタ１００の構造と同様に、図５に示す構造を有する。
【００５３】
入力導波路７０２に配置された光結合器７３０−１〜７３０−Ｎの間隔はＬａであり、出力導波路７０４に配置された光結合器７３２−１〜７３２−Ｎの間隔はＬｂである。
【００５４】
Ｎ本のアレー導波路のうち、入力導波路７０２の入射端（入力ポート）側のアレー導波路７４０−１を１段目のアレー導波路とした場合、アレー導波路長は１段目を基準として２段目からＮ−１段目のアレー導波路まで順次ΔＬずつ減少する。また、Ｎ段目のアレー導波路は、Ｎ−１段目のアレー導波路よりもｐ×ΔＬ（ｐは１＜ｐの実数）だけ減少している。
【００５５】
すなわち、本実施形態の波長フィルタ７００は（Ｎ−２）段の低回折次数領域７２２および１段の高回折次数領域７２４で構成される。低回折次数領域７２２におけるアレー導波路（７４０−１〜７４０−Ｎ−１）の光路長差に比べ、高回折次数領域におけるアレー導波路７４０−Ｎの光路長差はｐ倍（ｐは１＜ｐの実数）大きくなっている。
【００５６】
また、図１の第１の実施形態の波長可変フィルタ１００に比べ、本実施形態の波長可変フィルタ７００は、高回折次数領域７２４におけるＭＭＩ結合器の接続形態および光結合率が異なり、光導波路を伝搬する光波の位相および振幅を変化させることができる。すなわち、本実施形態の波長可変フィルタ７００の高回折次数領域７２４において、ＭＭＩ結合器が入力導波路７０２または出力導波路７０４と接続されるポートの位置、および／またはＭＭＩ結合器のパラメータが最適化されている。
【００５７】
アレー導波路本数Ｎを１５本、低回折次数領域の回折次数を３５とした場合、平坦性スペクトルを得るためのパラメータｐは次式のように表される。
ｐ＝（０．８５Ｌａ＋０．８５Ｌｂ＋１．８５ΔＬ）／ΔＬ ・・・（７）
低回折次数領域７２２における光結合器７３０−１〜７３０−Ｎ−１および７３１−１〜７３２−Ｎ−１のパラメータは、実施形態１において図２を参照して説明したように、クロスポートへの結合係数ｋＣが８５（ｋｂ：ｋＣが１５：８５）となるように設定されている。さらに、低回折次数領域７２２における光結合器７３０−１〜７３０−Ｎ−１および７３１−１〜７３２−Ｎ−１のパラメータは、式（６）を満たすように最適化されるようにすることが望ましい。
【００５８】
また、高回折次数領域７２４において出力導波路７０４に配置された光結合器７３２−Ｎは、ＭＭＩ結合器であり、クロスポートへの結合率（ｋＣ）は０．５と設定されている。バーポートへの結合率ｋＢ＝１−ｋＣ＝０．５である。したがって、結合係数に対応する係数ｔは０．５であり、ＭＭＩ導波路長ＬＭＭＩ、ＭＭＩ導波路幅ＷＭＭＩは、式（６）を満たすように最適化されている。また、入力導波路７０２に配置された光結合器７３０−Ｎは、出力導波路７０４に配置された光結合器７３２−Ｎと同様に最適化されている。ただし、光結合器７３０−Ｎおよび光結合器７３２−Ｎの少なくとも一方が最適化されていればよい。
【００５９】
図８の（ａ）および（ｂ）に、図１の波長可変フィルタ１００および本実施形態の波長可変フィルタ７００のスペクトル特性をそれぞれ示す。これらは、特に電流注入等を行わずに、入力側から広いスペクトル帯域を持つＡＳＥ光源からの光を入射し、出力側で出力スペクトルを測定し規格化したものである。
【００６０】
図８に示すように、波長可変フィルタ７００はアレー導波路の光路長差、およびＭＭＩ結合器の光結合率を適正化することにより、平坦性スペクトル特性が容易に得られる。すなわち、アレー導波路の光路長差を最適化するとともに、所望の光結合率が得られるようにＭＭＩ結合器のパラメータを適正化して配置することにより、平坦性スペクトル特性が容易に得られる。
【００６１】
この場合、平坦性スペクトル化によるλ０の原理損失は１．１ｄＢであり、従来素子（例えば、非特許文献２参照）に比べ、原理損失を２．９ｄＢ以上増大することができる。
【００６２】
尚、本実施形態の波長フィルタ７００の電極に電界引加もしくは電流注入することによって、入力導波路１０２および出力導波路１０４の屈折率を制御することにより、波長可変動作が可能になることは言うまでもない。
【００６３】
また、本実施形態では光結合器としてＭＭＩ結合器を適用した例を示したが本発明はこれに限るものではなく、方向性結合でも実現できる。
【００６４】
（実施形態４）
図９および１０を参照して、本発明の波長可変フィルタの第４の実施形態およびそれを用いた波長可変レーザの実施形態を説明する。
【００６５】
本発明の波長可変フィルタは広帯域波長可変性を有するため、図９に示すように、ＳＯＡとの集積化により広帯域波長可変レーザとして応用可能である。図９に示す波長可変レーザ９００は、本発明に係る波長可変フィルタと、波長可変フィルタの入力導波路および出力導波路とそれぞれ光結合器９０６およびリング共振器９１０を介して接続された半導体増幅器９０８とを備える。また、波長可変レーザ９００は、光結合器９０６に接続されたレーザ光出力用の光導波路を備える。
【００６６】
しかし、図４に示されているように、本発明の波長可変フィルタはスペクトル特性と関係なく透過帯域がＦＳＲごと周期的に現れ、本発明の波長可変フィルタのＦＳＲがＳＯＡの利得帯域より狭い場合、多モードレーザ発振することが懸念される。この問題を解消するためにはラダー干渉型フィルタが単一透過帯域を有することが必要不可欠となる。
【００６７】
図１０に、本実施形態の波長可変フィルタ１０００を示す。波長可変フィルタ１０００は図９に示す波長可変レーザの波長可変フィルタとして用いることができる。
【００６８】
波長可変フィルタ１０００は、一対の入力導波路１００２および出力導波路１００４と、入力導波路１００２および出力導波路１００４の各々に所定の間隔で配置された光結合器１０３０−１〜１０３０−Ｎおよび１０３２−１〜１０３２−Ｎと、光結合器１０３０−１〜１０３０−Ｎおよび１０３２−１〜１０３２−Ｎを介して入力導波路１００２と出力導波路１００４との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路１０４０−１から１０４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ１０００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極およびをさらに備える。
【００６９】
入力導波路１００２に配置された光結合器１０３０−１〜１０３０−Ｎの間隔はＬａであり、出力導波路１００４に配置された光結合器１０３２−１〜１０３２−Ｎの間隔はＬｂである。
【００７０】
図１に示す構造ではアレー導波路の光路長差がΔＬずつ一定に減少したことに対し、本実施形態の波長可変フィルタ１０００はそれぞれのアレー導波路の光路長差が不均一に減少する、すなわち、それぞれのアレー導波路の光路長差が分布的に減少する。Ｎ本のアレー導波路のうち、入力導波路１００２の入射端（入力ポート）および出力導波路１００４側のアレー導波路１０４０−１を１段目のアレー導波路とした場合、ｑ段目（ｑは１≦ｑ≦Ｎ−１の自然数）のアレー導波路とｑ＋１段目のアレー導波路との光路長差は、波長可変フィルタ１０００のアレー導波路の光路長差は以下のように表される。
Ｌｑ＝（（ｍ＋（ｑ−Ｎ／２）γ）λ０）／ｎｅｆｆ ・・・（８）
パラメータγはアレー導波路の光路長差における変調の勾配を表す。ここではアレー導波路の光路長差の変調をチャーピングと定義する。通常、γは整数であるが、γが正の整数の場合を正チャーピングと定義し、γが負の整数の場合を負チャーピングと定義する。
【００７１】
図１１（ａ）および（ｂ）に、本実施形態のチャーピングした波長可変フィルタのスペクトル特性を示す。図１１の（ａ）および（ｂ）はそれぞれ負チャーピングおよび正チャーピングを施した場合のスペクトル特性である。この場合、Ｎ、ｍおよびγはそれぞれ１５、３５および４である。図１１に示すように、γの符号と関係なくチャーピングによる単一透過帯域を得ることができる。但し、γの符号により、スペクトル特性は異なる。負チャーピングの場合、γの絶対値が増大するにしたがって、帯域幅が狭くなり、発振モード制御に有効であるが、不要な透過帯域の抑圧比が比較的小さくなる。一方、正チャーピングの場合、γの絶対値が増大するにしたがって、帯域幅が広くなり、発振モード制御に不利であるが、単一モード発振を得るには十分な帯域幅を有する。加えて、不要な透過帯域の抑圧比が１０ｄＢ近く大きいため、発振モード安定化に有利である。したがって、本実施形態の波長可変レーザの場合、発振モード制御性および発振波長安定化の観点から正チャーピングを施したラダー干渉型フィルタが有効である。
【００７２】
（実施形態５）
図１２を参照して本発明の波長可変フィルタの第５の実施形態を説明する。図１２に示す波長可変フィルタ１２００は、一対の入力導波路１２０２および出力導波路１２０４と、入力導波路１２０２および出力導波路１２０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器１２３０−１〜１３０−Ｎおよび１２３２−１〜１２３２−Ｎと、光結合器１２３０−１〜１２３０−Ｎおよび１２３２−１〜１２３２−Ｎを介して入力導波路１２０２と出力導波路１２０４との間を接続するＮ本（Ｎ；４以上の自然数）のアレー導波路１２４０−１から１２４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ１２００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極をさらに備える。
【００７３】
入力導波路１２０２に配置された光結合器１２３０−１〜１２３０−Ｎの間隔はＬａであり、出力導波路１２０４に配置された光結合器１２３２−１〜１２３２−Ｎの間隔はＬｂである。
【００７４】
Ｎ本のアレー導波路のうち、入力導波路１２０２の入射端（入力ポート）側のアレー導波路１４０−１を１段目のアレー導波路とした場合、アレー導波路長は１段目を基準として２段目からｊ段目（ｊは２≦ｊ≦Ｎ−１の自然数）のアレー導波路まで順次ΔＬずつ増加する。また、ｊ段目を基準としてｊ＋１段目からＮ段目のアレー導波路まで順次ΔＬずつ減少する。すなわち、図１２に示す波長可変フィルタ１２００では、光波が伝搬するにしたがって、アレー導波路の光路長差が増大する領域１２２２および減少する領域１２２４が従属接続されている構造である。アレー導波路の光路長差が増大および減少する領域におけるラダー干渉計の光路長差はそれぞれ以下のようになる。
ΔＳ１＝Ｌ１＋Ｌ２＋ΔＬ ・・・（９）
ΔＳ２＝Ｌ１＋Ｌ２−ΔＬ ・・・（１０）
この場合、アレー導波路の光路長差が増大および減少する領域はそれぞれアレー導波路本数２本以上で構成される。また、電極は、アレー導波路の光路長差が減少する領域における入力導波路１２０２および出力導波路１２０４の各光結合器の間に配置される。
【００７５】
図１３に、波長可変フィルタ１２００のスペクトル特性を示す。これらは、特に電流注入等を行わずに、入力側から広いスペクトル帯域を持つＡＳＥ光源からの光を入射し、出力側で出力スペクトルを測定し規格化したものである。アレー導波路の光路長差が増大する領域１２２２により波長フィルタの透過帯域は決まり、櫛状のスペクトル特性を示す。また、この櫛状のスペクトル特性はアレー導波路の光路長差が減少する領域１２２４よって決まる包絡線状のスペクトル特性により決まる。また、透過帯域幅は領域１２２２により決まり、透過帯域間の消光比は領域１２２４におけるスペクトル帯域幅により決まる。ここでは領域１２２２のＦＳＲが１００ＧＨｚによるように設定している。すなわち、次式を満たすように領域１２２４を構成している。ここで、ｃ０は真空中の光の速度を表す。
ΔＳ１＝ｃ０／（ｎｅｆｆ×ＦＳＲ） ・・・（１１）
【００７６】
尚、本実施形態の波長可変フィルタ１２００は、電極に電界を引加もしくは電流を注入することにより屈折率を制御し、波長可変動作が可能になる。この場合、屈折率制御を領域１２２４のみで行うことにより、櫛状のスペクトルは固定のまま、領域１２２４により決まる包絡線状のフィルタスペクトルのみをシフトさせることができ、領域１２２２におけるスペクトルのＦＳＲに相当する波長成分を離散的に選択することができる。
【００７７】
本実施形態の波長可変フィルタ１２００は、ＳＯＡと組み合わせることにより、広帯域波長可変レーザとして応用可能である。
【００７８】
（実施形態６）
図１４を参照して本発明の波長可変レーザの実施形態を説明する。本実施形態は、図１２に示す波長可変フィルタ１２００を用いた波長可変レーザである。図１４に示す波長可変レーザ１４００は、波長可変フィルタ１２００と、波長可変フィルタ１２００の入力導波路および光結合器１４０６を介して波長可変フィルタ１２００の出力導波路１２０４に接続されたＳＯＡ１４０８とを備える。また、波長可変レーザ１４００は、光結合器１４０６に接続された光導波路（出力ポート）１４０２を備える。
【００７９】
波長可変レーザ１４００は、波長可変フィルタ１２００がＳＯＡ１４０８と直列接続されたリングレーザ構造である。レーザの縦モード間隔は波長可変フィルタ１２００において領域１２２２の最短パス（すなわち、１段目のアレー導波路を経由する光路）を通るリングキャビティ長で決まる。すなわち、リングキャビティ長をＬｃとすると、縦モード間隔ＦＬ（Ｈｚ）は、次式で表され、したがって、レーザ発振の安定性のためにはＦＬが大きい程良くそのためレーザキャビティ長Ｌｃは短い程良いと言うことになる。
ＦＬ＝ｃ０／(ｎｅｆｆ×Ｌｃ) ・・・（１１）
波長可変フィルタ１２００では、領域１２２２で決まる周期的透過帯域のうち１チャネルのみを、領域１２２４により選択することができる。これにより、透過率の一番高い縦モードが、波長可変フィルタ１２００およびＳＯＡ１４０８を含むレーザ共振器内部で一番強い光帰還を得るため、レーザ発振が起きる。本実施形態の波長可変レーザの場合、波長可変フィルタ１２００が発振周波数ロックおよび発振波長選択の役割を同時に果たすことのほか、レーザの共振器長が波長可変フィルタの入力導波路および出力導波路長に依存しないことから、従来の波長可変レーザ（例えば、非特許文献３参照）に比べ、レーザ共振器長が短縮できる。したがって、レーザの縦モード間隔が拡大でき、発振モード制御が容易になる。
【００８０】
一方、レーザ発振において、副モード抑圧比はレーザ共振器内部のフィルタ消光比で決まり、レート方程式を解くことにより、定量的に見積もることができる。図１５はレート方程式に基づく数値解析を用いて得られた発振モードでの副モード抑圧比を表している。レーザ共振器を構成する波長可変フィルタ１２００における領域１２２２のＦＳＲを１００ＧＨｚと設定した場合、フィルタ消光比は１．３ｄＢとなり、図１５に示すように、レーザの発振モードでは４５ｄＢ以上の抑圧比が得られ、良好な単一モード発振が得られる。また、領域１２２４のアレー導波路の光路長差をチャーピングすることにより、透過帯域の周期性が解消し、本発明の波長可変レーザの発振モードが安定化することができる。
【００８１】
本実施形態の波長可変レーザ１４００の場合、新たな発振波長ロックフィルタを設ける必要がないため、フィルタ挿入損失が低減でき、レーザの高出力化に適している。本実施形態の波長可変レーザは、波長可変フィルタ１２００へ電流注入することにより、波長可変動作を得ることができる。領域１２２４の入力導波路および出力導波路への注入電流量によって発振波長は短波長側へシフトする。この場合、連続的な注入電流変化に対し、発振波長は領域１２２２におけるスペクトルのＦＳＲごとデジタル的に変化する。
【００８２】
尚、本実施形態の波長可変レーザは共振器長に相当する導波路領域（領域１２２２）にはチューニング電流が流れないため、波長可変動作の際に縦モードシフトを最小限に抑えることができ、発振モードに対する位相調整が極めて容易である特徴を有する。
【００８３】
（実施形態７）
本発明の波長フィルタを用いた波長可変レーザの別の実施形態を説明する。図１を参照して実施形態２で説明したように、本発明の波長可変フィルタは擬波長無依存可変シフト動作が可能であるため、レーザの発振モードセレクタとして用いれば、波長可変レーザにおける発振しきい電流密度（Ｊｔｈ）や出力光強度を一定に保つことができる。
【００８４】
したがって、本実施形態の波長可変レーザは、図９の波長可変レーザであって、λＭＭＩを最適化した波長可変フィルタ１００（図１）を波長可変フィルタとして用いる例である。
【００８５】
図１６に、波長可変フィルタ１００においてλＭＭＩ＝λ０（通常）とした場合、およびλＭＭＩ＝λ０−ＦＳＲ（最適化）とした場合について、波長可変フィルタへの電流注入による波長可変範囲に対する本実施形態の波長可変レーザの電流密度（Ｊｔｈ）をプロットしている。図１６中の差込図では発振モードセレクタの波長依存性の有無に対する波長可変レーザのＩ−Ｌ特性をプロットしている。図中の挿入図（右下）は発振モードセレクタである本発明のラダー干渉型フィルタが波長依存性を持つ場合におけるレーザの出力特性を示し、挿入図（左上）は波長依存性を持たない場合におけるレーザの出力特性を示している。ラダー干渉型フィルタのλＭＭＩのみを適正化することにより波長可変に伴い、Ｊｔｈおよび出力強度がほぼ一定に保たれ、安定な波長可変動作が可能になる。
【００８６】
尚、上記実施形態において、入力導波路および出力導波路の屈折率を変化させる手段を電極に代えて、例えば、ヒータとすることができる。すなわち、熱によりラダー干渉計の入出力導波路の屈折率を変化させるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの波長スペクトル特性を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの光結合器として用いることができるＭＭＩ結合器の波長依存性を示す図である。
【図４】光結合器としてＭＭＩ結合器を用いたときの本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの波長スペクトル特性図である。
【図５】本発明の実施形態の波長可変フィルタの構造図である。
【図６】（ａ）は本発明の第２の実施形態の波長可変フィルタにおいて光結合器のパラメータを適正化しない場合の波長可変スペクトル特性を示す図、（ｂ）は光結合器のパラメータを適正化した場合の波長可変スペクトル特性を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。
【図８】（ａ）は図１に示す波長可変フィルタのスペクトル特性を示す図、（ｂ）は第３の実施形態の波長可変フィルタのスペクトル特性を示す図である。
【図９】本発明の波長可変フィルタを用いた波長可変レーザの構成図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態４の波長可変フィルタの構成図である。
【図１１】（ａ）は本発明の第４の実施形態４の波長可変フィルタにおいて負チャーピングを施したときのスペクトル特性を示す図、（ｂ）は正チャーピングを施したときのスペクトル特性を示す図である。
【図１２】本発明の第５の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。
【図１３】本発明の第５の実施形態の波長可変フィルタのスペクトル特性を示す図である。
【図１４】本発明の第６の実施形態の波長可変レーザであって、本発明の第５の実施形態の波長可変フィルタを用いた波長可変レーザの構成図である。
【図１５】本発明の第６の実施形態の波長可変レーザの注入電流密度に対するレーザ出力を示す図である。
【図１６】本発明の第６の実施形態の波長可変レーザの波長可変範囲に対するしきい電流密度をプロットした図である。
【図１７】従来の波長可変フィルタの構成を説明するための図である。
【図１８】従来の波長可変フィルタの構成を説明するための図である。
【図１９】従来の波長可変フィルタの構成を説明するための図である。
【符号の説明】
【００８８】
１００，７００，１０００，１２００，１７００，１８００，１９３０ 波長可変フィルタ
９００，１４００，１９００ 波長可変レーザ
１０２，７０２，１００２，１２０２，１７３１，１８３１，１９３１ 入力導波路
１０４，７０４，１００４，１２０４，１７３２，１８３２，１９３２ 出力導波路
１３０，１３２，７３０，７３２，９０６，１０３０，１０３２，１２３０，１２３２，１７３３，１７３４，１８３３，１８３４，１９３３，１９３４ 光結合器
１４０，７４０，１０４０，１２４０，１７３５，１８３５，１９３５ アレー導波路
１１０，１１２，１２３０，１７３６，１７３７ 電極
９０８，１４０８，１９０８ 半導体光増幅器（ＳＯＡ）
【技術分野】
【０００１】
本発明は波長可変フィルタおよびそれを用いた波長可変レーザに関する。
【背景技術】
【０００２】
光ネットワークの処理容量増大のために波長多重光伝送方式が導入され、キーデバイスとなる広帯域波長可変フィルタおよび波長可変レーザの重要性はますます高まりつつある。ラダー干渉型フィルタは数十ｎｍに及ぶ広帯域波長可変性および数ナノ秒程度の高速可変性を持っている（例えば、非特許文献１および２参照）。また、ラダー干渉型フィルタを発振モードセレクタとして用いた波長可変レーザ（例えば、非特許文献３参照）も報告されている。
【０００３】
【非特許文献１】S.Matsuo et al, “A Widely Tunable Optical Filter Using Ladder-Type Structure”, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL.15,NO.8, AUGUST 2003, pp.1114-1116
【非特許文献２】S.-H. Jeong et al, “Flat-Topped Spectral Response in a Ladder-Type Interferometric Filter”, IEICE TRANSACTION ON ELECTRONICS, VOL.E88-C, NO.8, AUGUST 2005, pp.1747-1754
【非特許文献３】S.Matsuo et al, “Digitally Tunable Laser Using Ladder Filter and Ring Resonator”, Proceedings ECOC 2003, September 2003, pp.884-885 非特許文献１に報告されたラダー干渉型波長可変フィルタを図１７に示す。図１７に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１７００は、一対の入力導波路１７３１および出力導波路１７３２と、入力導波路１７３１および出力導波路１７３２にそれぞれ配置された光結合器１７３３−１〜１７３３−Nおよび１７３４−１〜１７３４−Nと、光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本のアレー導波路１７３５−１〜１７３５−Nとを備える。また、ラダー干渉型波長可変フィルタ１７００は、入力導波路１７３１の実行屈折率を制御する電極１７３６−１〜１７３６−N−１および電極１７３７−１〜１７３７−N−１を、それぞれ光結合器１７３３−１〜１７３３−Ｎ−１の間および光結合器１７３４−１〜１７３４−Ｎ間に備える。
【０００４】
ラダー干渉型波長可変フィルタ１７００は、電極１７３６および電極１７３７から注入する電流を制御することにより、入力導波路１７３１および出力導波路１７３２の実効屈折率を制御し、波長可変動作を得ることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、図１７に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１７００は、原理損失が３ｄＢ前後と比較的に大きいほか、波長可変動作の際、電流注入による吸収損失および光結合器の波長依存結合器特性により、中心ピークの透過率が大きく減少してしまう欠点があった。
【０００６】
また、波長多重光通信用の光合分波器で用いる波長フィルタは光信号パルス波形のひずみを防ぐとともに光源として用いる半導体レーザおよび波長フィルタそのものの温度制御の許容範囲を広げるために透過帯域内で平坦性スペクトル特性を有することが望ましい。図１７に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１７００の場合、スペクトル特性が通常Ｓｉｎｃ関数型になるので、平坦性スペクトルを得ることが困難であったが、最近、図１８に示す構成により、ラダー干渉計の伝達関数を変形して、平坦性スペクトルが得られることが報告されている（例えば、非特許文献２参照）。
【０００７】
図１８に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１８００は、一対の入力導波路１８３１および出力導波路１８３２と、入力導波路１８３１および出力導波路１８３２にそれぞれ一定の間隔で配置された光結合器１８３３−１〜１８３３−Ｎおよび１８３４−１〜１８３４−Ｎと、光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本のアレー導波路１８３５−１〜１８３５−Ｎからなるラダー干渉型フィルタとを備える。また、ラダー干渉型波長可変フィルタ１８００は、入力導波路１８３１の入射端側に接続された１段目のアレー導波路１８３５−１から１８３５−Ｎ−１まで順番に一定の光路長差ΔＳを有する領域１８４０と、Ｎ−１段目のアレー導波路１８３５−Ｎ−１からＮ段目のアレー導波路１８３５−Ｎまで光路長差ｐΔＳ（ｐは自然数）を有する領域１８４２とが直列結合されている。
【０００８】
しかし、図１８に示すラダー干渉型波長可変フィルタ１８００は平坦性スペクトル設計に伴い、原理損失が４ｄＢまで増大する欠点があった。
【０００９】
一方、ラダー干渉型フィルタは利得媒質である半導体光増幅器（ＳＯＡ；semiconductor optical amplifier)と組み合わせることにより、広帯域波長可変レーザとして応用可能である。非特許文献３に報告されている波長可変レーザの構造図を図１９に示す。
【００１０】
図１９に示す波長可変レーザ１９００は、ラダー干渉型フィルタ１９３０、リング共振器１９１０およびＳＯＡ１９０８から構成され、それぞれ発振モードセレクタ、発振波長ロックフィルタおよび利得媒質として機能する。この場合、発振波長ロックフィルタは単一モード発振のためにも必要不可欠であるものの、ラダー干渉型フィルタに直列接続することにより、レーザ共振器内部での挿入損失が増大し、レーザの出力パワーが低減される欠点があった。発振波長ロックフィルタを省けば、出力強度に関する問題は解消するが、単一モード発振およびデジタル的波長可変動作が得られない問題が生ずる。そのほか、波長可変動作のために、チューニング電流を注入すると、波長フィルタ領域での損失が増大し、出力強度の低減および発振しきい電流密度の増大に関する問題が生ずる。
【００１１】
本発明は低損失でかつ波長無依存可変動作および平坦性スペクトル特性が可能な波長可変フィルタを提供することを目的とする。また、高出力でかつ安定な発振モード選択を可能にする広帯域波長可変レーザを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路長差が減少することを特徴とする。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の前記光結合器のパラメータは、最適化されていることを特徴とする。
【００１４】
この構成によれば、波長可変時に生じるスペクトル応答の波長依存性を解消できる波長可変フィルタを提供することができる。
【００１５】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ−１段目のアレー導波路の順番に一定の光路長差で減少し、Ｎ−１段目のアレー導波路とＮ段目のアレー導波路の光路長差のみ前記一定の光路差長のｐ倍（ｐは１＜ｐの実数）で減少し、Ｎ段目のアレー導波路を前記入力導波路および前記出力導波路の少なくとも一方の前記光結合器のパラメータは、最適化されていることを特徴とする。
【００１６】
この構成によれば、平坦性フィルタスペクトル特性が得られる波長可変フィルタを提供することができる。
【００１７】
請求項４に記載の発明は、請求項１または２に記載の前記アレー導波路は、１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路まで光路長差の変化が分布的に減少することを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、所望のピーク波長以外での周期的透過ピークをすべて抑圧できる波長可変フィルタを提供することができる。
【００１９】
請求項５に記載の発明は、一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；４以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からｊ段目（ｊは２≦ｊ≦Ｎ−１の自然数）のアレー導波路の順番に光路長差が一定の長さで増加し、ｊ段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路差長が前記一定の長さで減少することを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、櫛状のスペクトル特性を有する波長可変フィルタを提供することができる。
【００２１】
請求項６に記載の発明は、波長可変レーザであって、請求項５に記載の波長可変フィルタと、前記波長可変フィルタの前記入力導波路および第２の光結合器を介して前記波長可変フィルタの前記出力導波路に接続された半導体光増幅器と、前記第２の光結合器に接続された１つまたは複数の光導波路とを備え、前記波長可変フィルタの前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる前記手段により発振波長を一定周波数間隔で可変することを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、波長可変フィルタの入力導波路および出力導波路の屈折率を制御することにより発振波長を一定周波数間隔で可変することができる波長可変レーザを提供することができる。
【００２３】
請求項７に記載の発明は、波長可変レーザであって、請求項１乃至４のいずれかに記載の波長可変フィルタと、リング共振器と、前記波長可変フィルタの前記入力導波路および前記出力導波路とそれぞれ光結合器および前記リング共振器を介して接続された半導体増幅器と、前記第２の光結合器に接続された光導波路とを備えたことを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、発振波長可変時に出力光パワーおよび発振しきい密度が一定に保たれた波長可変レーザを提供することができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば素子パラメータを適正化することでフィルタスペクトルの低損失化、波長無依存特性、平坦性スペクトル特性、櫛状スペクトル特性および単一透過帯域特性が得られる。したがって、波長可変フィルタとしては広帯域波長可変性や光信号のひずみ防止が達成でき、波長可変レーザとしては簡便な発振モード制御、発振波長安定化および一定な発振しきい電流密度が達成でき、それぞれフィルタやレーザとしての応用範囲を格段に広げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（実施形態１）
図１を参照して本発明の波長可変フィルタの第１の実施形態を説明する。図１に示す波長可変フィルタ１００は、一対の入力導波路１０２および出力導波路１０４と、入力導波路１０２および出力導波路１０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎと、光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎを介して入力導波路１０２と出力導波路１０４との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路１４０−１から１４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ１００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極１１０−１〜１１０−Ｎ−１および１１２−１〜１１２−Ｎ−１をさらに備える。
【００２７】
入力導波路１０２に配置された光結合器１３０−１〜１３０−Ｎの間隔はＬａであり、出力導波路１０４に配置された光結合器１３２−１〜１３２−Ｎの間隔はＬｂである。
【００２８】
Ｎ本のアレー導波路のうち、入力導波路１０２の入射端（入力ポート）側のアレー導波路１４０−１を１段目のアレー導波路とした場合、アレー導波路長は１段目を基準として２段目からＮ段目のアレー導波路まで順次ΔＬずつ減少する。
【００２９】
図１７に示す従来の波長可変フィルタと比較すると、波長可変フィルタ１００では、入力導波路および出力導波路を伝搬する光波の向きが逆となっている。
【００３０】
本実施形態では、波長可変フィルタ１００の入力ポートから出力ポートまで光パスのうち、隣接するアレー導波路を経由する光パスにおける光路長差ΔＳは、次式で表すことができる。
ΔＳ＝Ｌａ＋Ｌｂ−ΔＬ ・・・（１）
このとき、次式を満たす波長（λ０）で波長可変フィルタ１００の透過率が最大になる。ここで、ｎeffおよびｍは導波路の実効屈折率およびラダー干渉計の回折次数である。
λ０＝（ｎeffΔＳ）／ｍ ・・・（２）
【００３１】
図２に、波長可変フィルタ１００のスペクトル特性を図２に示す。図２に示すスペクトル特性は、波長可変フィルタ１００の光結合器１３０−１〜１３０−Ｎおよび１３２−１〜１３２−Ｎにおけるクロスポートへの光結合率（ｋＣ）がそれぞれ０．２８，０．５，０．７２，０．８５および０．９５の場合のスペクトル特性である。クロスポートへの光結合率（ｋＣ）とは、図１に記載された光結合器１３２−１の拡大図を参照すると、光結合器の右下のポートからの光が左上のポートに抜ける光の割合である。また、アレー導波路１４０−１と接続された光結合器の右上のポートからの光が左上のポートに抜ける光の割合をバーポートへの光結合率（ｋｂ＝１−ｋＣ）である。
【００３２】
この数値解析ではアレー導波路本数を１５本、回折次数を３５、およびλ０（δλ＝０）を１．５７μｍと設定している。また、光導波路の伝搬損失および光結合器の過剰損失は無視している。
【００３３】
図２に示すように、ｋＣが０．７２より大きくなると、ピーク透過率が減少する傾向にある。つまり、このピーク透過率の減少はフィルタの原理損失である。一方、ｋＣが０．７２より小さくなると、原理損失を解消させることができる。
【００３４】
光結合器１３０，１３２として、コンパクトさに優れている多モード干渉（ＭＭＩ；multimode interference）結合器を適用することができる。この場合、図１に示す本発明のラダー干渉型フィルタは光結合器の波長依存性の影響を受ける。
【００３５】
図３に、ＭＭＩ導波路幅が５．２μｍ、ｋＣが０．８５、およびｋＢが０．１５となるＭＭＩ結合器の波長依存性を示す。いずれのＭＭＩ結合器の中心波長（λＭＭＩ＝１．５ｎｍ，１．５５ｎｍ，１．６ｎｍ）についても、λＭＭＩから離れるにしたがって、ｋＣおよびｋＢはともに減少することがわかる。
【００３６】
図４に、本実施形態の波長可変フィルタ１００において光結合器１３０，１３２として上記のＭＭＩ結合器を用いた場合の波長スペクトル特性を示す。透過帯域が自由スペクトル間隔（ＦＳＲ；free-spectral range)ごとに周期的に現れる特徴を有することがわかる。但し、図３に示すように、ｋＣおよびｋＢの波長依存性のため、λ０（＝１．５７μｍ）に隣接する透過帯域の透過率は減少する。つまり、これは波長可変フィルタの透過帯域を変化させると、過剰損失が発生することを意味する。
【００３７】
本実施形態の波長可変フィルタ１００は、入力導波路１０２および出力導波路１０４の実効屈折率を熱、電界引加あるいは電流注入などにより制御すれば、ピーク波長の可変動作を得ることができる。
【００３８】
本実施形態の波長可変フィルタ１００は入力導波路１０２および出力導波路１０４の実効屈折率を変化させる手段としての電極１１０，１１２を備える。すなわち、電極１１０，１１２を介して印加する電圧あるいは注入する電流を制御して、入力導波路１０２および出力導波路１０４の実効屈折率を制御することができる。
【００３９】
図５に、本実施形態の波長可変フィルタ１００の構造を示す。図５に示す構造は、エピタキシャル基板の層構造であり、ｎ型ＩｎＰ基板５０４上にｎドープＩｎＰ層５０６、ノンドープＧａＩｎＡｓＰ層（バッファギャップ波長λｇ＝１．４μｍ）５０８、ｐ−ドープＩｎＰ層５１０、ｐ＋ドープＩｎＰ層５１２、ｐ＋ドープＩｎＧａＡｓ層５１４が成膜されている。ｐ＋ドープＩｎＧａＡｓ層５１４上およびｎ型ＩｎＰ基板５０４の裏面にそれぞれＡｕＺｎＮｉ電極５１６およびＡｕＧｅＮｉ電極５０２を形成している。
【００４０】
入力導波路１０２の光結合器間（Ｌａ）の領域および出力導波路１０４の光結合器間（Ｌｂ）の領域に電界引加もしくは電流注入することにより屈折率を減少させるとラダー干渉計の光路長差が減少し、λ０は短波長側へシフトする。この場合、ＬａおよびＬｂでの屈折率変化によるλ０の波長シフト量はそれぞれ次式のように決まる。Δｎeff‐1およびΔｎeff‐2はそれぞれＬａおよびＬｂでの屈折率変化量である。
Δλ１＝（Δｎeff‐1Ｌａ）／ｍ ・・・（３）
Δλ２＝（Δｎeff‐2Ｌｂ）／ｍ ・・・（４）
このとき、フィルタ全体の波長可変範囲（Δλ）は以下のように表される。
Δλ＝Δλ１＋Δλ２ ・・・（５）
【００４１】
図１に示す波長可変フィルタ１００において、ＬａおよびＬｂを１００μｍに設定し、電流注入によりΔｎeff‐1およびΔｎeff‐2をそれぞれ０．２％程度制御することによって、３７ｎｍに及ぶ広帯域波長可変動作を得ることが確認できた。
【００４２】
本実施形態では光結合器としてＭＭＩ結合器を適用した例を示したが本発明はこれに限るものではなく、二本の導波路が近接して配置された方向性結合でも実現できる。
【００４３】
方向性結合器の場合は、その構成上入力導波路を進行していく光がバーポート、アレー導波路を進行していく光がクロスポートとなる。したがって、図２を参照して説明したＭＭＩ光結合器の結合率例Ｋｃ＝０．８５は、方向性結合器ではＫｂ＝０．８５となるが、いずれの場合も、結果は図３と全く同じである。
【００４４】
方向性結合器の場合は、二本の導波路間隔が狭くなるほどまた、光結合器が長くなるほどクロスポートへの光出力（Ｋｃ）が大きくなる。具体的には光結合器の長さを１００ミクロン、二本の導波路間隔を０．５ミクロンとすることでＫｂ＝０．８５とすることができる。
【００４５】
（実施形態２）
引き続き図１を参照して、本発明の波長可変フィルタの第２の実施形態を説明する。通常、ＩｎＰ系半導体材料において電流注入による屈折率制御は吸収損失を伴う。したがって、図１に示す本発明の波長可変フィルタへの注入電流量の増加にしたがって、吸収損失およびＭＭＩ結合器の波長依存性によりλ０の透過率は減少することになり、実用的応用性に欠ける。
【００４６】
しかし、本発明の波長可変フィルタはＭＭＩ結合器のパラメータを適正化することにより、波長可変動作の際に発生するλ０の透過率の減少を著しく抑圧することができる。
【００４７】
ＭＭＩ結合器の結合係数に対する最適なＭＭＩ導波路長およびＭＭＩ導波路幅が存在し、最適なＭＭＩ導波路長（ＬＭＭＩ）およびＭＭＩ導波路幅（ＷＭＭＩ）の関係は次式で表すことができる。ｔは結合係数に対応する係数を示し、結合係数ｋｂ：ｋＣが１５：８５のときｔ＝１となる。なお、本明細書中において、ＭＭＩ導波路長ＬＭＭＩ、ＭＭＩ導波路幅ＷＭＭＩ、ＭＭＩ結合器の中心波長λＭＭＩ、および結合係数に対応する係数ｔをＭＭＩ結合器のパラメータという。
ＬＭＭＩ＝ｔ×ｎeff×ＷＭＭＩ×ＷＭＭＩ／λＭＭＩ ・・・（６）
このとき、λＭＭＩが含まれるため、設定したλＭＭＩからずれた波長で本実施形態の波長可変フィルタを使用すると損失となって現れることになる。
【００４８】
したがって、λＭＭＩ=λ０−ＦＳＲとなるようにλＭＭＩを設定（最適化）し、さらに上記式を満たすようにＬＭＭＩおよびＷＭＭＩを設定（最適化）することにより、ＭＩ結合器の波長依存性が電流注入による吸収損失を補うことができる。
【００４９】
図６（ａ）に波長可変フィルタ１００においてλＭＭＩ＝λ０（通常）とした場合の波長可変スペクトル特性を、図６（ｂ）にλＭＭＩ＝λ０−ＦＳＲ（最適化）の場合の波長可変スペクトル特性を示す。ここで図６（ａ）中の括弧内の数値は波長可変フィルタ１００の入力導波路１０２の光結合器間（Ｌａ）の領域および出力導波路１０４の光結合器間（Ｌｂ）の領域へそれぞれ注入された電流量を表している。
【００５０】
図６（ａ）に示すように、λＭＭＩを最適化しない場合、注入電流量が増大するにしたがってλ０の透過率が５ｄＢ以上減少してしまう。一方、図６（ｂ）に示すように、λＭＭＩが適切に設定された場合、ＭＭＩ結合器の波長依存性が電流注入による吸収損失を補うため、λ０の透過率の減少が１ｄＢ程度に抑えられ、擬波長無依存可変シフト動作が可能になる。本発明の波長無依存可変シフト手法は電流注入のない場合、過剰損失を伴う欠点があるものの、波長可変動作の際、スペクトル特性が一定に保たれる面から極めて有効である。
【００５１】
（実施形態３）
図７を参照して、本発明の波長可変フィルタの第３の実施形態を説明する。図７に示す波長可変フィルタ７００は平坦性スペクトルを有する。波長可変フィルタ７００は、一対の入力導波路７０２および出力導波路７０４と、入力導波路７０２および出力導波路７０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器７３０−１〜７３０−Ｎおよび７３２−１〜７３２−Ｎと、光結合器７３０−１〜７３０−Ｎおよび７３２−１〜７３２−Ｎを介して入力導波路７０２と出力導波路７０４との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路７４０−１から７４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ７００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極（図示しない）をさらに備える。
【００５２】
また、波長可変フィルタ７００は、第１の実施形態の波長可変フィルタ１００の構造と同様に、図５に示す構造を有する。
【００５３】
入力導波路７０２に配置された光結合器７３０−１〜７３０−Ｎの間隔はＬａであり、出力導波路７０４に配置された光結合器７３２−１〜７３２−Ｎの間隔はＬｂである。
【００５４】
Ｎ本のアレー導波路のうち、入力導波路７０２の入射端（入力ポート）側のアレー導波路７４０−１を１段目のアレー導波路とした場合、アレー導波路長は１段目を基準として２段目からＮ−１段目のアレー導波路まで順次ΔＬずつ減少する。また、Ｎ段目のアレー導波路は、Ｎ−１段目のアレー導波路よりもｐ×ΔＬ（ｐは１＜ｐの実数）だけ減少している。
【００５５】
すなわち、本実施形態の波長フィルタ７００は（Ｎ−２）段の低回折次数領域７２２および１段の高回折次数領域７２４で構成される。低回折次数領域７２２におけるアレー導波路（７４０−１〜７４０−Ｎ−１）の光路長差に比べ、高回折次数領域におけるアレー導波路７４０−Ｎの光路長差はｐ倍（ｐは１＜ｐの実数）大きくなっている。
【００５６】
また、図１の第１の実施形態の波長可変フィルタ１００に比べ、本実施形態の波長可変フィルタ７００は、高回折次数領域７２４におけるＭＭＩ結合器の接続形態および光結合率が異なり、光導波路を伝搬する光波の位相および振幅を変化させることができる。すなわち、本実施形態の波長可変フィルタ７００の高回折次数領域７２４において、ＭＭＩ結合器が入力導波路７０２または出力導波路７０４と接続されるポートの位置、および／またはＭＭＩ結合器のパラメータが最適化されている。
【００５７】
アレー導波路本数Ｎを１５本、低回折次数領域の回折次数を３５とした場合、平坦性スペクトルを得るためのパラメータｐは次式のように表される。
ｐ＝（０．８５Ｌａ＋０．８５Ｌｂ＋１．８５ΔＬ）／ΔＬ ・・・（７）
低回折次数領域７２２における光結合器７３０−１〜７３０−Ｎ−１および７３１−１〜７３２−Ｎ−１のパラメータは、実施形態１において図２を参照して説明したように、クロスポートへの結合係数ｋＣが８５（ｋｂ：ｋＣが１５：８５）となるように設定されている。さらに、低回折次数領域７２２における光結合器７３０−１〜７３０−Ｎ−１および７３１−１〜７３２−Ｎ−１のパラメータは、式（６）を満たすように最適化されるようにすることが望ましい。
【００５８】
また、高回折次数領域７２４において出力導波路７０４に配置された光結合器７３２−Ｎは、ＭＭＩ結合器であり、クロスポートへの結合率（ｋＣ）は０．５と設定されている。バーポートへの結合率ｋＢ＝１−ｋＣ＝０．５である。したがって、結合係数に対応する係数ｔは０．５であり、ＭＭＩ導波路長ＬＭＭＩ、ＭＭＩ導波路幅ＷＭＭＩは、式（６）を満たすように最適化されている。また、入力導波路７０２に配置された光結合器７３０−Ｎは、出力導波路７０４に配置された光結合器７３２−Ｎと同様に最適化されている。ただし、光結合器７３０−Ｎおよび光結合器７３２−Ｎの少なくとも一方が最適化されていればよい。
【００５９】
図８の（ａ）および（ｂ）に、図１の波長可変フィルタ１００および本実施形態の波長可変フィルタ７００のスペクトル特性をそれぞれ示す。これらは、特に電流注入等を行わずに、入力側から広いスペクトル帯域を持つＡＳＥ光源からの光を入射し、出力側で出力スペクトルを測定し規格化したものである。
【００６０】
図８に示すように、波長可変フィルタ７００はアレー導波路の光路長差、およびＭＭＩ結合器の光結合率を適正化することにより、平坦性スペクトル特性が容易に得られる。すなわち、アレー導波路の光路長差を最適化するとともに、所望の光結合率が得られるようにＭＭＩ結合器のパラメータを適正化して配置することにより、平坦性スペクトル特性が容易に得られる。
【００６１】
この場合、平坦性スペクトル化によるλ０の原理損失は１．１ｄＢであり、従来素子（例えば、非特許文献２参照）に比べ、原理損失を２．９ｄＢ以上増大することができる。
【００６２】
尚、本実施形態の波長フィルタ７００の電極に電界引加もしくは電流注入することによって、入力導波路１０２および出力導波路１０４の屈折率を制御することにより、波長可変動作が可能になることは言うまでもない。
【００６３】
また、本実施形態では光結合器としてＭＭＩ結合器を適用した例を示したが本発明はこれに限るものではなく、方向性結合でも実現できる。
【００６４】
（実施形態４）
図９および１０を参照して、本発明の波長可変フィルタの第４の実施形態およびそれを用いた波長可変レーザの実施形態を説明する。
【００６５】
本発明の波長可変フィルタは広帯域波長可変性を有するため、図９に示すように、ＳＯＡとの集積化により広帯域波長可変レーザとして応用可能である。図９に示す波長可変レーザ９００は、本発明に係る波長可変フィルタと、波長可変フィルタの入力導波路および出力導波路とそれぞれ光結合器９０６およびリング共振器９１０を介して接続された半導体増幅器９０８とを備える。また、波長可変レーザ９００は、光結合器９０６に接続されたレーザ光出力用の光導波路を備える。
【００６６】
しかし、図４に示されているように、本発明の波長可変フィルタはスペクトル特性と関係なく透過帯域がＦＳＲごと周期的に現れ、本発明の波長可変フィルタのＦＳＲがＳＯＡの利得帯域より狭い場合、多モードレーザ発振することが懸念される。この問題を解消するためにはラダー干渉型フィルタが単一透過帯域を有することが必要不可欠となる。
【００６７】
図１０に、本実施形態の波長可変フィルタ１０００を示す。波長可変フィルタ１０００は図９に示す波長可変レーザの波長可変フィルタとして用いることができる。
【００６８】
波長可変フィルタ１０００は、一対の入力導波路１００２および出力導波路１００４と、入力導波路１００２および出力導波路１００４の各々に所定の間隔で配置された光結合器１０３０−１〜１０３０−Ｎおよび１０３２−１〜１０３２−Ｎと、光結合器１０３０−１〜１０３０−Ｎおよび１０３２−１〜１０３２−Ｎを介して入力導波路１００２と出力導波路１００４との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路１０４０−１から１０４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ１０００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極およびをさらに備える。
【００６９】
入力導波路１００２に配置された光結合器１０３０−１〜１０３０−Ｎの間隔はＬａであり、出力導波路１００４に配置された光結合器１０３２−１〜１０３２−Ｎの間隔はＬｂである。
【００７０】
図１に示す構造ではアレー導波路の光路長差がΔＬずつ一定に減少したことに対し、本実施形態の波長可変フィルタ１０００はそれぞれのアレー導波路の光路長差が不均一に減少する、すなわち、それぞれのアレー導波路の光路長差が分布的に減少する。Ｎ本のアレー導波路のうち、入力導波路１００２の入射端（入力ポート）および出力導波路１００４側のアレー導波路１０４０−１を１段目のアレー導波路とした場合、ｑ段目（ｑは１≦ｑ≦Ｎ−１の自然数）のアレー導波路とｑ＋１段目のアレー導波路との光路長差は、波長可変フィルタ１０００のアレー導波路の光路長差は以下のように表される。
Ｌｑ＝（（ｍ＋（ｑ−Ｎ／２）γ）λ０）／ｎｅｆｆ ・・・（８）
パラメータγはアレー導波路の光路長差における変調の勾配を表す。ここではアレー導波路の光路長差の変調をチャーピングと定義する。通常、γは整数であるが、γが正の整数の場合を正チャーピングと定義し、γが負の整数の場合を負チャーピングと定義する。
【００７１】
図１１（ａ）および（ｂ）に、本実施形態のチャーピングした波長可変フィルタのスペクトル特性を示す。図１１の（ａ）および（ｂ）はそれぞれ負チャーピングおよび正チャーピングを施した場合のスペクトル特性である。この場合、Ｎ、ｍおよびγはそれぞれ１５、３５および４である。図１１に示すように、γの符号と関係なくチャーピングによる単一透過帯域を得ることができる。但し、γの符号により、スペクトル特性は異なる。負チャーピングの場合、γの絶対値が増大するにしたがって、帯域幅が狭くなり、発振モード制御に有効であるが、不要な透過帯域の抑圧比が比較的小さくなる。一方、正チャーピングの場合、γの絶対値が増大するにしたがって、帯域幅が広くなり、発振モード制御に不利であるが、単一モード発振を得るには十分な帯域幅を有する。加えて、不要な透過帯域の抑圧比が１０ｄＢ近く大きいため、発振モード安定化に有利である。したがって、本実施形態の波長可変レーザの場合、発振モード制御性および発振波長安定化の観点から正チャーピングを施したラダー干渉型フィルタが有効である。
【００７２】
（実施形態５）
図１２を参照して本発明の波長可変フィルタの第５の実施形態を説明する。図１２に示す波長可変フィルタ１２００は、一対の入力導波路１２０２および出力導波路１２０４と、入力導波路１２０２および出力導波路１２０４の各々に所定の間隔で配置された光結合器１２３０−１〜１３０−Ｎおよび１２３２−１〜１２３２−Ｎと、光結合器１２３０−１〜１２３０−Ｎおよび１２３２−１〜１２３２−Ｎを介して入力導波路１２０２と出力導波路１２０４との間を接続するＮ本（Ｎ；４以上の自然数）のアレー導波路１２４０−１から１２４０−Ｎとから構成されたラダー干渉型フィルタを備える。波長可変フィルタ１２００は、入力導波路および出力導波路の屈折率変化させる手段としての電極をさらに備える。
【００７３】
入力導波路１２０２に配置された光結合器１２３０−１〜１２３０−Ｎの間隔はＬａであり、出力導波路１２０４に配置された光結合器１２３２−１〜１２３２−Ｎの間隔はＬｂである。
【００７４】
Ｎ本のアレー導波路のうち、入力導波路１２０２の入射端（入力ポート）側のアレー導波路１４０−１を１段目のアレー導波路とした場合、アレー導波路長は１段目を基準として２段目からｊ段目（ｊは２≦ｊ≦Ｎ−１の自然数）のアレー導波路まで順次ΔＬずつ増加する。また、ｊ段目を基準としてｊ＋１段目からＮ段目のアレー導波路まで順次ΔＬずつ減少する。すなわち、図１２に示す波長可変フィルタ１２００では、光波が伝搬するにしたがって、アレー導波路の光路長差が増大する領域１２２２および減少する領域１２２４が従属接続されている構造である。アレー導波路の光路長差が増大および減少する領域におけるラダー干渉計の光路長差はそれぞれ以下のようになる。
ΔＳ１＝Ｌ１＋Ｌ２＋ΔＬ ・・・（９）
ΔＳ２＝Ｌ１＋Ｌ２−ΔＬ ・・・（１０）
この場合、アレー導波路の光路長差が増大および減少する領域はそれぞれアレー導波路本数２本以上で構成される。また、電極は、アレー導波路の光路長差が減少する領域における入力導波路１２０２および出力導波路１２０４の各光結合器の間に配置される。
【００７５】
図１３に、波長可変フィルタ１２００のスペクトル特性を示す。これらは、特に電流注入等を行わずに、入力側から広いスペクトル帯域を持つＡＳＥ光源からの光を入射し、出力側で出力スペクトルを測定し規格化したものである。アレー導波路の光路長差が増大する領域１２２２により波長フィルタの透過帯域は決まり、櫛状のスペクトル特性を示す。また、この櫛状のスペクトル特性はアレー導波路の光路長差が減少する領域１２２４よって決まる包絡線状のスペクトル特性により決まる。また、透過帯域幅は領域１２２２により決まり、透過帯域間の消光比は領域１２２４におけるスペクトル帯域幅により決まる。ここでは領域１２２２のＦＳＲが１００ＧＨｚによるように設定している。すなわち、次式を満たすように領域１２２４を構成している。ここで、ｃ０は真空中の光の速度を表す。
ΔＳ１＝ｃ０／（ｎｅｆｆ×ＦＳＲ） ・・・（１１）
【００７６】
尚、本実施形態の波長可変フィルタ１２００は、電極に電界を引加もしくは電流を注入することにより屈折率を制御し、波長可変動作が可能になる。この場合、屈折率制御を領域１２２４のみで行うことにより、櫛状のスペクトルは固定のまま、領域１２２４により決まる包絡線状のフィルタスペクトルのみをシフトさせることができ、領域１２２２におけるスペクトルのＦＳＲに相当する波長成分を離散的に選択することができる。
【００７７】
本実施形態の波長可変フィルタ１２００は、ＳＯＡと組み合わせることにより、広帯域波長可変レーザとして応用可能である。
【００７８】
（実施形態６）
図１４を参照して本発明の波長可変レーザの実施形態を説明する。本実施形態は、図１２に示す波長可変フィルタ１２００を用いた波長可変レーザである。図１４に示す波長可変レーザ１４００は、波長可変フィルタ１２００と、波長可変フィルタ１２００の入力導波路および光結合器１４０６を介して波長可変フィルタ１２００の出力導波路１２０４に接続されたＳＯＡ１４０８とを備える。また、波長可変レーザ１４００は、光結合器１４０６に接続された光導波路（出力ポート）１４０２を備える。
【００７９】
波長可変レーザ１４００は、波長可変フィルタ１２００がＳＯＡ１４０８と直列接続されたリングレーザ構造である。レーザの縦モード間隔は波長可変フィルタ１２００において領域１２２２の最短パス（すなわち、１段目のアレー導波路を経由する光路）を通るリングキャビティ長で決まる。すなわち、リングキャビティ長をＬｃとすると、縦モード間隔ＦＬ（Ｈｚ）は、次式で表され、したがって、レーザ発振の安定性のためにはＦＬが大きい程良くそのためレーザキャビティ長Ｌｃは短い程良いと言うことになる。
ＦＬ＝ｃ０／(ｎｅｆｆ×Ｌｃ) ・・・（１１）
波長可変フィルタ１２００では、領域１２２２で決まる周期的透過帯域のうち１チャネルのみを、領域１２２４により選択することができる。これにより、透過率の一番高い縦モードが、波長可変フィルタ１２００およびＳＯＡ１４０８を含むレーザ共振器内部で一番強い光帰還を得るため、レーザ発振が起きる。本実施形態の波長可変レーザの場合、波長可変フィルタ１２００が発振周波数ロックおよび発振波長選択の役割を同時に果たすことのほか、レーザの共振器長が波長可変フィルタの入力導波路および出力導波路長に依存しないことから、従来の波長可変レーザ（例えば、非特許文献３参照）に比べ、レーザ共振器長が短縮できる。したがって、レーザの縦モード間隔が拡大でき、発振モード制御が容易になる。
【００８０】
一方、レーザ発振において、副モード抑圧比はレーザ共振器内部のフィルタ消光比で決まり、レート方程式を解くことにより、定量的に見積もることができる。図１５はレート方程式に基づく数値解析を用いて得られた発振モードでの副モード抑圧比を表している。レーザ共振器を構成する波長可変フィルタ１２００における領域１２２２のＦＳＲを１００ＧＨｚと設定した場合、フィルタ消光比は１．３ｄＢとなり、図１５に示すように、レーザの発振モードでは４５ｄＢ以上の抑圧比が得られ、良好な単一モード発振が得られる。また、領域１２２４のアレー導波路の光路長差をチャーピングすることにより、透過帯域の周期性が解消し、本発明の波長可変レーザの発振モードが安定化することができる。
【００８１】
本実施形態の波長可変レーザ１４００の場合、新たな発振波長ロックフィルタを設ける必要がないため、フィルタ挿入損失が低減でき、レーザの高出力化に適している。本実施形態の波長可変レーザは、波長可変フィルタ１２００へ電流注入することにより、波長可変動作を得ることができる。領域１２２４の入力導波路および出力導波路への注入電流量によって発振波長は短波長側へシフトする。この場合、連続的な注入電流変化に対し、発振波長は領域１２２２におけるスペクトルのＦＳＲごとデジタル的に変化する。
【００８２】
尚、本実施形態の波長可変レーザは共振器長に相当する導波路領域（領域１２２２）にはチューニング電流が流れないため、波長可変動作の際に縦モードシフトを最小限に抑えることができ、発振モードに対する位相調整が極めて容易である特徴を有する。
【００８３】
（実施形態７）
本発明の波長フィルタを用いた波長可変レーザの別の実施形態を説明する。図１を参照して実施形態２で説明したように、本発明の波長可変フィルタは擬波長無依存可変シフト動作が可能であるため、レーザの発振モードセレクタとして用いれば、波長可変レーザにおける発振しきい電流密度（Ｊｔｈ）や出力光強度を一定に保つことができる。
【００８４】
したがって、本実施形態の波長可変レーザは、図９の波長可変レーザであって、λＭＭＩを最適化した波長可変フィルタ１００（図１）を波長可変フィルタとして用いる例である。
【００８５】
図１６に、波長可変フィルタ１００においてλＭＭＩ＝λ０（通常）とした場合、およびλＭＭＩ＝λ０−ＦＳＲ（最適化）とした場合について、波長可変フィルタへの電流注入による波長可変範囲に対する本実施形態の波長可変レーザの電流密度（Ｊｔｈ）をプロットしている。図１６中の差込図では発振モードセレクタの波長依存性の有無に対する波長可変レーザのＩ−Ｌ特性をプロットしている。図中の挿入図（右下）は発振モードセレクタである本発明のラダー干渉型フィルタが波長依存性を持つ場合におけるレーザの出力特性を示し、挿入図（左上）は波長依存性を持たない場合におけるレーザの出力特性を示している。ラダー干渉型フィルタのλＭＭＩのみを適正化することにより波長可変に伴い、Ｊｔｈおよび出力強度がほぼ一定に保たれ、安定な波長可変動作が可能になる。
【００８６】
尚、上記実施形態において、入力導波路および出力導波路の屈折率を変化させる手段を電極に代えて、例えば、ヒータとすることができる。すなわち、熱によりラダー干渉計の入出力導波路の屈折率を変化させるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの波長スペクトル特性を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの光結合器として用いることができるＭＭＩ結合器の波長依存性を示す図である。
【図４】光結合器としてＭＭＩ結合器を用いたときの本発明の第１の実施形態の波長可変フィルタの波長スペクトル特性図である。
【図５】本発明の実施形態の波長可変フィルタの構造図である。
【図６】（ａ）は本発明の第２の実施形態の波長可変フィルタにおいて光結合器のパラメータを適正化しない場合の波長可変スペクトル特性を示す図、（ｂ）は光結合器のパラメータを適正化した場合の波長可変スペクトル特性を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。
【図８】（ａ）は図１に示す波長可変フィルタのスペクトル特性を示す図、（ｂ）は第３の実施形態の波長可変フィルタのスペクトル特性を示す図である。
【図９】本発明の波長可変フィルタを用いた波長可変レーザの構成図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態４の波長可変フィルタの構成図である。
【図１１】（ａ）は本発明の第４の実施形態４の波長可変フィルタにおいて負チャーピングを施したときのスペクトル特性を示す図、（ｂ）は正チャーピングを施したときのスペクトル特性を示す図である。
【図１２】本発明の第５の実施形態の波長可変フィルタの構成図である。
【図１３】本発明の第５の実施形態の波長可変フィルタのスペクトル特性を示す図である。
【図１４】本発明の第６の実施形態の波長可変レーザであって、本発明の第５の実施形態の波長可変フィルタを用いた波長可変レーザの構成図である。
【図１５】本発明の第６の実施形態の波長可変レーザの注入電流密度に対するレーザ出力を示す図である。
【図１６】本発明の第６の実施形態の波長可変レーザの波長可変範囲に対するしきい電流密度をプロットした図である。
【図１７】従来の波長可変フィルタの構成を説明するための図である。
【図１８】従来の波長可変フィルタの構成を説明するための図である。
【図１９】従来の波長可変フィルタの構成を説明するための図である。
【符号の説明】
【００８８】
１００，７００，１０００，１２００，１７００，１８００，１９３０ 波長可変フィルタ
９００，１４００，１９００ 波長可変レーザ
１０２，７０２，１００２，１２０２，１７３１，１８３１，１９３１ 入力導波路
１０４，７０４，１００４，１２０４，１７３２，１８３２，１９３２ 出力導波路
１３０，１３２，７３０，７３２，９０６，１０３０，１０３２，１２３０，１２３２，１７３３，１７３４，１８３３，１８３４，１９３３，１９３４ 光結合器
１４０，７４０，１０４０，１２４０，１７３５，１８３５，１９３５ アレー導波路
１１０，１１２，１２３０，１７３６，１７３７ 電極
９０８，１４０８，１９０８ 半導体光増幅器（ＳＯＡ）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、
前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、
前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路長差が減少することを特徴とする波長可変フィルタ。
【請求項２】
前記光結合器のパラメータは、最適化されていることを特徴とする請求項１に記載の波長可変フィルタ。
【請求項３】
前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ−１段目のアレー導波路の順番に一定の光路長差で減少し、Ｎ−１段目のアレー導波路とＮ段目のアレー導波路の光路長差のみ前記一定の光路差長のｐ倍（ｐは１＜ｐの実数）で減少し、
Ｎ段目のアレー導波路を前記入力導波路および前記出力導波路の少なくとも一方の前記光結合器のパラメータは、最適化されていることを特徴とする請求項１に記載の波長可変フィルタ。
【請求項４】
前記アレー導波路は、１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路まで光路長差の変化が分布的に減少することを特徴とする請求項１または２に記載の波長可変フィルタ。
【請求項５】
一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；４以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、
前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、
前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からｊ段目（ｊは２≦ｊ≦Ｎ−１の自然数）のアレー導波路の順番に光路長差が一定の長さで増加し、ｊ段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路差長が前記一定の長さで減少することを特徴とする波長可変フィルタ。
【請求項６】
請求項５に記載の波長可変フィルタと、
前記波長可変フィルタの前記入力導波路および第２の光結合器を介して前記波長可変フィルタの前記出力導波路に接続された半導体光増幅器と、
前記第２の光結合器に接続された１つまたは複数の光導波路とを備え、
前記波長可変フィルタの前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる前記手段により発振波長を一定周波数間隔で可変することを特徴とする波長可変レーザ。
【請求項７】
請求項１乃至４のいずれかに記載の波長可変フィルタと、
リング共振器と、
前記波長可変フィルタの前記入力導波路および前記出力導波路とそれぞれ光結合器および前記リング共振器を介して接続された半導体増幅器と、
前記第２の光結合器に接続された光導波路と
を備えたことを特徴とする波長可変レーザ。
【請求項１】
一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；３以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、
前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、
前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路長差が減少することを特徴とする波長可変フィルタ。
【請求項２】
前記光結合器のパラメータは、最適化されていることを特徴とする請求項１に記載の波長可変フィルタ。
【請求項３】
前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からＮ−１段目のアレー導波路の順番に一定の光路長差で減少し、Ｎ−１段目のアレー導波路とＮ段目のアレー導波路の光路長差のみ前記一定の光路差長のｐ倍（ｐは１＜ｐの実数）で減少し、
Ｎ段目のアレー導波路を前記入力導波路および前記出力導波路の少なくとも一方の前記光結合器のパラメータは、最適化されていることを特徴とする請求項１に記載の波長可変フィルタ。
【請求項４】
前記アレー導波路は、１段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路まで光路長差の変化が分布的に減少することを特徴とする請求項１または２に記載の波長可変フィルタ。
【請求項５】
一対の入力導波路および出力導波路と、前記入力導波路および前記出力導波路に一定の間隔で配置された光結合器と、前記光結合器を介して入力導波路と出力導波路との間を接続するＮ本（Ｎ；４以上の自然数）のアレー導波路とからなるラダー干渉型フィルタと、
前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる手段とを備えた波長可変フィルタであって、
前記アレー導波路は、前記入力導波路の入射端側に接続された１段目のアレー導波路からｊ段目（ｊは２≦ｊ≦Ｎ−１の自然数）のアレー導波路の順番に光路長差が一定の長さで増加し、ｊ段目のアレー導波路からＮ段目のアレー導波路の順番に光路差長が前記一定の長さで減少することを特徴とする波長可変フィルタ。
【請求項６】
請求項５に記載の波長可変フィルタと、
前記波長可変フィルタの前記入力導波路および第２の光結合器を介して前記波長可変フィルタの前記出力導波路に接続された半導体光増幅器と、
前記第２の光結合器に接続された１つまたは複数の光導波路とを備え、
前記波長可変フィルタの前記入力導波路および前記出力導波路の屈折率を変化させる前記手段により発振波長を一定周波数間隔で可変することを特徴とする波長可変レーザ。
【請求項７】
請求項１乃至４のいずれかに記載の波長可変フィルタと、
リング共振器と、
前記波長可変フィルタの前記入力導波路および前記出力導波路とそれぞれ光結合器および前記リング共振器を介して接続された半導体増幅器と、
前記第２の光結合器に接続された光導波路と
を備えたことを特徴とする波長可変レーザ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２００７−１８３４３０（Ｐ２００７−１８３４３０Ａ）
【公開日】平成１９年７月１９日（２００７．７．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１７９９（Ｐ２００６−１７９９）
【出願日】平成１８年１月６日（２００６．１．６）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年７月１９日（２００７．７．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１月６日（２００６．１．６）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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