無線通信装置
【課題】消費電力を低減した無線通信装置を提供する。
【解決手段】送信信号をデジタル形式からアナログ形式に変換するＤ／Ａ変換器１２と、Ｄ／Ａ変換器１２から出力される送信信号を増幅して出力する増幅器１４と、増幅器１４から出力される増幅後の送信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換するＡ／Ｄ変換器１９と、増幅後の送信信号を受け、歪み補償を行う歪補償部５と、増幅後の送信信号における歪補償すべき帯域を検出する歪帯域検出部７とを備え、歪帯域検出部７で検出された歪補償すべき帯域に基づいて、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を制御する。
【解決手段】送信信号をデジタル形式からアナログ形式に変換するＤ／Ａ変換器１２と、Ｄ／Ａ変換器１２から出力される送信信号を増幅して出力する増幅器１４と、増幅器１４から出力される増幅後の送信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換するＡ／Ｄ変換器１９と、増幅後の送信信号を受け、歪み補償を行う歪補償部５と、増幅後の送信信号における歪補償すべき帯域を検出する歪帯域検出部７とを備え、歪帯域検出部７で検出された歪補償すべき帯域に基づいて、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信装置に関し、特に、送信信号の歪補償処理を行う無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信装置においては、例えば特許文献１に開示されるように、電力増幅部で増幅された送信信号の歪みを補償するために、ＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）と呼称されるデジタル処理での歪み補償処理が提案されている。
【０００３】
特許文献１においては、増幅器の入出力特性において、歪みが小さく線形性を示す領域では補償すべき歪補正量のサンプリング間隔は広く取り、歪みが大きく非線形性を示す領域では補償すべき歪補正量のサンプリング間隔を狭くすることで、記憶すべき歪補償量のデータを少なくするという構成を採っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−１３５３４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
歪みを補償するためには、通信帯域だけでなく歪補償すべき帯域（歪帯域）の信号も必要である。この歪帯域は、送信出力（送信パワー）が大きくなれば広くなり、送信パワーによっては通信帯域よりもかなり広くなる。そして、処理すべき帯域が広ければ広いほど、高速に動作するＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器が必要となり、さらに演算装置での計算量も多くなり、消費電力も高くなるという問題があった。
【０００６】
上述した特許文献１では、歪補償のために記憶すべき歪補償量のデータを少なくすることで、メモリの容量を減らす技術については開示されているが、上述したような問題については解決できていない。
【０００７】
本発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、消費電力を低減した無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明に係る無線通信装置は、送信信号をデジタル形式からアナログ形式に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器から出力される送信信号を増幅して出力する増幅器と、前記増幅器から出力される増幅後の送信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記増幅後の送信信号を受け、歪み補償を行う歪補償部と、前記増幅後の送信信号における歪補償すべき帯域を検出する歪帯域検出部とを備え、前記歪帯域検出部で検出された前記歪補償すべき帯域に基づいて、前記Ｄ／Ａ変換器および前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明に係る無線通信装置によれば、消費電力を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】送信信号のスペクトラム波形を概念的に示す図である。
【図２】送信信号のスペクトラム波形を概念的に示す図である。
【図３】送信信号のスペクトラム波形を概念的に示す図である。
【図４】本発明に係る実施の形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の変更動作を説明するフローチャートである。
【図６】送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルについて説明する。
【図７】増幅器の入出力特性を示す図である。
【図８】本発明に係る実施の形態の無線通信装置の変形例１の構成を示すブロック図である。
【図９】Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の変更動作を説明するフローチャートである。
【図１０】本発明に係る実施の形態の無線通信装置の変形例２の構成を示すブロック図である。
【図１１】Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の変更動作を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
＜実施の形態＞
まず、送信信号のスペクトラム波形を概念的に示す図１〜図３を用いて、通信帯域と歪補償すべき帯域との関係について説明する。
【００１２】
図１は、通信帯域が比較的広い場合の送信信号のスペクトラム波形を示し、横軸に周波数を、縦軸に送信パワーを示している。
【００１３】
図１において、スペクトラム波形は、中央部において突出し、その頂上部が平坦となった山状の形状を示し、山裾の部分は傾斜している。このようなスペクトラム波形において、中央部の突出部分の幅Ａが通信帯域に相当し、山裾の部分を含めたスペクトラム波形の全体の幅Ｂが歪補償に必要な帯域に相当する。そして、山裾の部分に相当する幅Ｃおよび幅Ｄに相当する帯域が歪補償すべき帯域（歪帯域）である。
【００１４】
この幅Ｃおよび幅Ｄに相当する歪帯域は、通信帯域が広くなれば広くなり、また送信パワーが大きくなれば広くなる。
【００１５】
図２は、通信帯域が比較的狭い場合の送信信号のスペクトラム波形を示しており、通信帯域が狭い場合には、歪帯域も狭くなる。
【００１６】
図３は、送信パワーが比較的大きなスペクトラム波形ＳＰ１（実線表示）と、スペクトラム波形ＳＰ１よりも送信パワーが小さなスペクトラム波形ＳＰ２（破線表示）とを示している。なお、両スペクトラム波形においては通信帯域は同じである。
【００１７】
図３より、通信帯域が同じであれば、送信パワーによって歪帯域が増減し、通信帯域を固定すれば、送信パワーに応じて歪帯域が決まることが判る。
【００１８】
＜装置構成＞
図４は、実施の形態に係る無線通信装置１００の構成を示すブロック図である。図４に示すように、無線通信装置１００は、制御部１と、無線通信部ＲＸと、デジタル処理部ＤＰとを備え、無線通信部ＲＸとデジタル処理部ＤＰとの間では、Ｄ／Ａ変換器１２、Ａ／Ｄ変換器１９および２１によってデジタルデータおよびアナログデータの授受を行う構成となっている。
【００１９】
無線通信部ＲＸは、アンテナＡＴで受信された搬送帯域の受信信号を基底帯域の受信信号に変換し、当該基底帯域の受信信号を出力する。また、無線通信部ＲＸは、Ｄ／Ａ変換器１２から出力される基底帯域の送信信号を搬送帯域の送信信号に変換し、当該搬送帯域の送信信号をアンテナＡＴから無線送信する。
【００２０】
Ｄ／Ａ変換器１２は、デジタル処理部ＤＰから出力される送信信号をデジタル形式からアナログ形式に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器１９および２１は、無線通信部ＲＸから出力される受信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換して出力する。
【００２１】
デジタル処理部ＤＰは、送信用の送信データを含むデジタル形式の送信信号を生成し、当該送信信号をＤ／Ａ変換器１２に入力する。また、デジタル処理部ＤＰは、Ａ／Ｄ変換器１９から出力される受信信号に含まれる受信データを取得する。
【００２２】
無線通信装置１００の構成をより詳細に説明すると、無線通信部ＲＸは、アンテナＡＴ、Ｄ／Ａ変換器１２の出力を受けるミキサ１３、ミキサ１３の出力を受ける増幅器１４、増幅器１４の出力を受ける分岐カプラ１５および分岐カプラ１５の一方の出力を受ける選択スイッチ１６を備えている。さらに、無線通信部ＲＸは、選択スイッチ１６の出力を受けるミキサ２０、分岐カプラ１５の他方の出力を受けるミキサ１８を備えている。また、無線通信部ＲＸは、ミキサ１３、１８および２１に乗算するための出力信号を供給する局部発振器１７を備えている。
【００２３】
ミキサ１３は、Ｄ／Ａ変換器１２から出力される送信信号と、局部発振器１７の出力信号とを乗算する。増幅器１４は、ミキサ１３から出力される送信信号を増幅して出力する。
【００２４】
ミキサ１３から出力される搬送帯域の送信信号は、増幅器１４によって増幅され、増幅器１４で増幅された送信信号は分岐カプラ１５によって２つに分岐して、一方の送信信号は選択スイッチ１６に与えられ、他方の送信信号はミキサ１８に与えられる。
【００２５】
選択スイッチ１６は、分岐カプラ１５から出力される送信信号をアンテナＡＴから送信するのか、アンテナＡＴで受信された受信信号をミキサ２０に入力するのかを選択するスイッチであり、分岐カプラ１５から出力される送信信号は端子Ａから入力され、アンテナＡＴで受信された受信信号は端子Ｂを介して出力される。従って、選択スイッチ１６は、分岐カプラ１５から出力される送信信号をアンテナＡＴから送信する場合には端子Ａを選択するように切り替えられ、アンテナＡＴで受信された受信信号を出力する場合には、端子Ｂを選択するように切り替えられる。なお、選択スイッチ１６の切り替え動作は、制御部１によって制御される。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器１９は、ミキサ１８の出力信号をアナログ形式からデジタル形式に変換する。すなわち、分岐カプラ１５から送信信号がミキサ１８に与えられた場合、Ａ／Ｄ変換器１９には、送信系回路からフィードバックされる増幅器１４の出力信号がダウンコンバートされて入力される。
【００２７】
また、Ａ／Ｄ変換器２１は、ミキサ２１の出力信号をアナログ形式からデジタル形式に変換する。すなわち、選択スイッチ１６がアンテナＡＴで受信された受信信号を出力する場合には、Ａ／Ｄ変換器２１には、当該受信信号がダウンコンバートされて入力される。
【００２８】
デジタル処理部ＤＰは、ＣＰＵやメモリなどで構成されており、機能ブロックとして、送信信号生成部２、通信帯域決定部３、送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、クロック変更部６、通信帯域・送信パワー監視部７、クロック発振器８、変調部１１、復調部２２および２３、受信処理部２４を備えている。
【００２９】
制御部１は、無線通信装置１００内の各部を制御し、送信信号生成部２は、送信用の送信データを含む、デジタル形式の送信信号ＳＳを生成して出力する。
【００３０】
送信信号ＳＳは、通信帯域決定部３および信号帯域変換部４を介してＤＰＤ部５に与えられる。
【００３１】
ＤＰＤ部５（歪補償部）は、増幅器１４で増幅された送信信号の歪みを補償するための歪補償値が登録された歪補償値テーブルを記憶しており、この歪補償値テーブルに基づいて、送信信号ＳＳの振幅および位相を調整することによって当該送信信号ＳＳを補償する。
【００３２】
ＤＰＤ部５には、Ａ／Ｄ変換器１９、復調部２２を介して増幅器１４で増幅された送信信号がフィードバックされ、ＤＰＤ部５では、増幅された送信信号と、増幅前の送信信号ＳＳとに基づいて、増幅された送信信号の歪みを推定し、その推定結果に基づいて上記歪補償値テーブルを作成する。
【００３３】
ＤＰＤ部５で補償された送信信号は変調部１１に与えられて変調され、Ｄ／Ａ変換器１２に与えられる。
【００３４】
なお、本発明においてはＤＰＤ部５の構成に限定はなく、上述した構成は一例に過ぎず、ＤＰＤを実現できるのであればどのような構成を採用しても良い。
【００３５】
また、復調部２３にはＡ／Ｄ変換器２１の出力が与えられ、復調部２３で復調されて受信処理部２４に与えられる。すなわち、選択スイッチ１６がアンテナＡＴで受信された受信信号を出力する場合には、Ａ／Ｄ変換器２１を介してダウンコンバートされた受信信号が復調部２３に与えられ、受信処理部２４において受信信号に含まれる受信データを取得する。
【００３６】
通信帯域決定部３は、送信信号ＳＳの通信帯域を決定するとともに、その情報を通信帯域・送信パワー監視部７に与えるように構成されている。
【００３７】
通信帯域・送信パワー監視部７は、分岐カプラ１５の一方の出力である増幅された送信信号の送信パワーおよび通信帯域決定部３で決定された通信帯域の情報を受けて、記憶部７１に格納された、通信帯域ごとに送信パワーを変化させて得られた歪補償に必要な帯域のテーブルに基づいて、歪補償に必要な帯域を導出する。そして、得られた歪補償に必要な帯域に基づいて歪帯域を決定し、得られた歪帯域に適したサンプリング周波数となるように、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９にクロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更するように、クロック変更部６に対する制御を行う。なお、通信帯域・送信パワー監視部７は、最終的には歪帯域を決定するので歪帯域決定部と呼称することができる。また、図４においては、記憶部７１は通信帯域・送信パワー監視部７とは別個の構成として示されているが、通信帯域・送信パワー監視部７内に含まれる構成であっても良い。
【００３８】
ここで、クロック変更部６としては、例えば、クロック発振器８から与えられるクロック信号を受けて、所定の周波数の信号を出力するフリップフロップ回路で構成されるシフトレジスタで実現することが考えられる。出力する信号の周波数が異なる複数のシフトレジスタを準備しておき、通信帯域・送信パワー監視部７からの指示に基づいて、複数のシフトレジスタを切り替えて、所望の周波数の出力信号を得る構成とし、当該出力信号を周波数が変更されたクロック信号として使用すれば良い。なお、クロック変更部６をフリップフロップ回路で構成されるシフトレジスタで実現することは一例に過ぎず、他の構成を用いても良いことは言うまでもない。
【００３９】
クロック変更部６により周波数が変更されたクロック信号は、送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に与えられる。なお、通信帯域・送信パワー監視部７から、クロック周波数の変更指示が出されない場合は、クロック発振器８から出力されるクロック信号が送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に与えられるように構成されている。
【００４０】
なお、送信信号ＳＳは、送信信号生成部２において所定の周波数のクロック信号（クロック発振器８から供給される）に基づいて作成されているので、クロック変更部６によりクロック信号の周波数が変更された場合には、その周波数に合わせて送信信号調整部４において送信信号ＳＳの調整を行う。
【００４１】
＜動作＞
次に、図５に示すフローチャートを用いて、無線通信装置１００におけるＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９でのサンプリング周波数の変更動作について説明する。
【００４２】
送信動作を開始すると、送信信号生成部２から出力された送信信号ＳＳに対して、通信帯域決定部３において通信帯域が決定され、その情報は通信帯域・送信パワー監視部７に与えられ、通信帯域・送信パワー監視部７において通信帯域を検出する（ステップＳ１）。
【００４３】
その後、送信信号ＳＳは、送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、変調部１１およびＤ／Ａ変換器１２を介して無線通信部ＲＸに与えられ、増幅器１４で増幅されて分岐カプラ１５から出力される。この増幅された送信信号が通信帯域・送信パワー監視部７に与えられ、その送信パワーが検出される（ステップＳ２）。
【００４４】
通信帯域・送信パワー監視部７では、記憶部７１に格納された、通信帯域ごとに送信パワーを変化させて得られた歪補償に必要な帯域のテーブルに基づいて、歪補償に必要な帯域を導出する。
【００４５】
ここで、図６を用いて、送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルについて説明する。図６は、通信帯域が１０ＭＨｚの場合と、２０ＭＨｚの場合において、送信パワーを−６ｄＢｍ〜−２５ｄＢｍの範囲で変化させた場合の歪補償に必要な帯域を示すテーブルであり、実測により求めたテーブルである。
【００４６】
図６は、送信パワーが大きくなればなるほど歪補償に必要な帯域が広くなり、また、信号帯域が広くなれば、歪補償に必要な帯域も広くなることを示している。従って、通信帯域を固定すれば、送信パワーに応じて歪補償に必要な帯域が決まるので、このようなテーブルを用いることで、通信帯域と送信パワーが判れば、歪補償に必要な帯域を導出することが容易にできる。
【００４７】
なお、上記においては、通信帯域が１０ＭＨｚの場合と、２０ＭＨｚの場合を示したが、これは一例であり、ＰＨＳ（Personal Handyphone System）であれば、５ＭＨｚ、１５ＭＨｚなどの通信帯域も使用するので、それらについても同様のテーブルを作成し、また、他の通信方式を採用する場合には、その通信方式に適応した通信帯域について同様のテーブルを作成しておけば良い。
【００４８】
また、上記テーブルは、予め準備したものを固定的に使用しても良いが、適宜、更新したものを使用しても良い。
【００４９】
通信帯域・送信パワー監視部７では、歪補償に必要な帯域を導出した後、それに基づいて歪補償すべき帯域（歪帯域）を決定する（ステップＳ３）。この決定は、最も単純には、歪補償に必要な帯域値から通信帯域値を差し引くことで行う。すなわち、例えば、通信帯域１０ＭＨｚで、送信パワーが−６ｄＢｍであれば、歪補償に必要な帯域値は図６のテーブルから５４．４ＭＨｚであることが判る。これから通信帯域値１０ＭＨｚを差し引けば歪帯域は４４．４ＭＨｚとなる。なお、歪帯域を決定した場合はステップＳ４に進み、歪帯域を決定するまでステップＳ１〜Ｓ３の動作を繰り返す。
【００５０】
次に、通信帯域・送信パワー監視部７では、得られた歪帯域に基づいて、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定する（ステップＳ４）。具体的には、クロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更することで、所望のサンプリング周波数を得る。
【００５１】
ここで、サンプリング周波数は、増幅器１４の入出力特性に基づいて決定される。図７に、増幅器１４の入出力特性を示す。図７において、横軸に入力信号レベルを、縦軸に出力信号レベルを示し、実線の特性Ｃ１が実際の入出力特性を示し、破線の特性Ｃ２が理想的な入出力特性を示している。図７より、入力が比較的小さい場合は特性Ｃ１と特性Ｃ２とは線形性を示し、両者は良く一致しているが、入力が大きくなると特性Ｃ２からのずれが大きくなることが判る。この特性Ｃ２からのずれが歪みの原因となるので、ＤＰＤ部５では、特性Ｃ１を相殺するように、特性Ｃ２に対して線対称な補償信号を与えることで歪補償を行い、特性Ｃ１に近い特性を得るようにしている。
【００５２】
本実施の形態では、ステップＳ３で算出した歪帯域が、図７に示すような入出力特性のどの部分に相当するかによってサンプリング周波数を決定する。例えば、算出した歪帯域が、特性Ｃ２からのずれが比較的小さく、線形性を有する部分の近傍に相当するのであれば、サンプリング周波数は比較的低くしてサンプリングデータを少なくする。一方、算出した歪帯域が、特性Ｃ２からのずれが比較的大きい場合には、サンプリング周波数は比較的高く設定してサンプリングデータを多くする。
【００５３】
ここで、歪帯域と入出力特性との関係、入出力特性とサンプリング周波数との関係、サンプリング周波数とクロック信号の周波数との関係を予め求めておけば、歪帯域を得ることで、サンプリング周波数を一義的に決定することができる。
【００５４】
ステップＳ４でサンプリング周波数を決定した後は、当該サンプリング周波数でＤ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換を行うものとし、送信データの送信が完了した場合には送信動作を終了し、未送信の送信データがある場合にはステップＳ１以下の動作を繰り返す。
【００５５】
以上説明したように、送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルに基づいて、歪補償すべき帯域（歪帯域）を算出し、当該歪帯域に合わせてＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定することで、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９で処理すべきデータ数を制限することができ、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に高速動作を要求せずに済む。このため、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９をスペックダウンすることが可能となり、無線通信装置１００の製造コストを下げることができる。また、サンプリングデータが少なくなれば、演算装置での計算量が少なくなり、消費電力を低減することができる。
【００５６】
＜変形例１＞
以上説明した実施の形態の無線通信装置１００においては、送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルから、歪補償すべき帯域（歪帯域）を算出する構成を採ったが、増幅器１４の特性のうち非線形領域の特性を表す近似式を用いて歪帯域を算出する構成を採っても良い。図８は、当該構成を採用した無線通信装置１００Ａの構成を示すブロック図である。なお、図４に示した無線通信装置１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００５７】
図８に示す無線通信装置１００Ａにおいては、ＤＰＤ部５の出力が、変調部１１に与えられると共に、近似式演算部９に与えられ、近似式演算部９での演算結果がＦＦＴ部１０に与えられ、ＦＦＴ処理を行うことで周波数軸成分の送信信号に変換されて、歪帯域検出部７Ａに与えられる構成となっている。
【００５８】
歪帯域検出部７Ａでは、周波数軸成分の送信信号から歪補償に必要な帯域を検出し、通信帯域決定部３から与えられる通信帯域の情報を用いて歪帯域を算出する。そして、得られた歪帯域に適したサンプリング周波数となるように、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９にクロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更する構成となっている。
【００５９】
以上説明した無線通信装置１００ＡにおけるＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９でのサンプリング周波数の変更動作について、図９に示すフローチャートを用いて説明する。
【００６０】
送信動作を開始すると、送信信号生成部２から出力された送信信号ＳＳに対して、通信帯域決定部３において通信帯域が決定され、その情報は歪帯域検出部７Ａに与えられ、歪帯域検出部７Ａにおいて通信帯域を検出する（ステップＳ１１）。
【００６１】
その後、送信信号ＳＳは、送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、変調部１１およびＤ／Ａ変換器１２を介して無線通信部ＲＸに与えられ、増幅器１４で増幅されて分岐カプラ１５から出力されるが、ＤＰＤ部５の出力が近似式演算部９に与えられ、予め準備された増幅器１４の特性を表す近似式に基づいて演算が実行され、増幅器１４での歪みを含んだ送信信号（近似値）を得る（ステップＳ１２）。増幅器１４の非線形領域の入出力特性を表す近似式を以下の数式（１）に示す。
【００６２】
【数１】
【００６３】
上記数式（１）は、増幅器１４の出力をｙ(ｔ)とし、入力をｘ(ｔ)とし、入出力特性の非線形領域をｎ次多項式で表している。多項式の係数ａiがＤＰＤにおける歪補償係数となる。
【００６４】
上記数式（１）での演算結果に対して、ＦＦＴ部１０でＦＦＴ処理を行うことで周波数軸成分の送信信号が得られる（ステップＳ１３）。
【００６５】
ＦＦＴ処理によって得られる周波数軸成分の送信信号は、図１〜図３に示したようなスペクトラム波形となり、歪帯域検出部７Ａでは、当該スペクトラム波形に基づいて歪補償に必要な帯域を検出する。そして、通信帯域決定部３から与えられる通信帯域の情報を用いて、歪帯域を決定する（ステップＳ１４）。
【００６６】
この決定は、最も単純には、検出した歪補償に必要な帯域値から通信帯域値を差し引くことで行う。すなわち、例えば、通信帯域１０ＭＨｚで、検出した歪補償に必要な帯域値が５４．４ＭＨｚである場合には、これから通信帯域値１０ＭＨｚを差し引くことで歪帯域を４４．４ＭＨｚとすることができる。なお、歪帯域を決定した場合はステップＳ１５に進み、歪帯域を決定するまでステップＳ１１〜Ｓ１４の動作を繰り返す。
【００６７】
次に、歪帯域検出部７Ａでは、得られた歪帯域に基づいて、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定する（ステップＳ１５）。具体的には、クロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更することで、所望のサンプリング周波数を得る。なお、サンプリング周波数の決定方法は先に説明した方法と同じである。
【００６８】
ステップＳ１５でサンプリング周波数を決定した後は、当該サンプリング周波数でＤ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換を行うものとし、送信データの送信が完了した場合には送信動作を終了し、未送信の送信データがある場合にはステップＳ１１以下の動作を繰り返す。
【００６９】
以上説明したように、無線通信装置１００Ａにおいては、増幅器１４の特性を表す近似式を用いて歪帯域を算出し、当該歪帯域に合わせてＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定することで、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９で処理すべきデータ数を制限することができ、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に高速動作を要求せずに済む。このため、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９をスペックダウンすることが可能となり、無線通信装置１００の製造コストを下げることができる。また、サンプリングデータが少なくなれば、演算装置での計算量が少なくなり、消費電力を低減することができる。
【００７０】
＜変形例２＞
実施の形態の無線通信装置１００においては、送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルから、歪補償すべき帯域（歪帯域）を算出する構成を採ったが、Ｄ／Ａ変換器１２の出力にＦＦＴ処理を行って歪帯域を算出する構成を採っても良い。図１０は、当該構成を採用した無線通信装置１００Ｂの構成を示すブロック図である。なお、図４に示した無線通信装置１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００７１】
図１０に示す無線通信装置１００Ｂにおいては、Ｄ／Ａ変換器１２の出力が、ミキサ１３に与えられると共に、ＦＦＴ部１０にも与えられ、ＦＦＴ処理を行うことで周波数軸成分の送信信号に変換されて、歪帯域検出部７Ａに与えられる構成となっている。
【００７２】
歪帯域検出部７Ａでは、周波数軸成分の送信信号から歪補償に必要な帯域を検出し、通信帯域決定部３から与えられる通信帯域の情報を用いて歪帯域を算出する。そして、得られた歪帯域に適したサンプリング周波数となるように、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９にクロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更する構成となっている。
【００７３】
以上説明した無線通信装置１００ＡにおけるＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９でのサンプリング周波数の変更動作について、図１１に示すフローチャートを用いて説明する。
【００７４】
送信動作を開始すると、送信信号生成部２から出力された送信信号ＳＳに対して、通信帯域決定部３において通信帯域が決定され、その情報は歪帯域検出部７Ａに与えられ、歪帯域検出部７Ａにおいて通信帯域を検出する（ステップＳ２１）。
【００７５】
その後、Ｄ／Ａ変換器１２の出力に対してＦＦＴ部１０でＦＦＴ処理を行うことで周波数軸成分の送信信号が得られる（ステップＳ２２）。
【００７６】
ＦＦＴ処理によって得られる信号は、図１〜図３に示したようなスペクトラム波形となり、歪帯域検出部７Ａでは、当該スペクトラム波形に基づいて歪補償に必要な帯域を検出する。そして、通信帯域決定部３から与えられる通信帯域の情報を用いて、歪帯域を決定する（ステップＳ２３）。
【００７７】
この決定は、先に説明したように、最も単純には、検出した歪補償に必要な帯域値から通信帯域値を差し引くことで行う。なお、歪帯域を決定した場合はステップＳ２５に進み、歪帯域を決定するまでステップＳ２１〜Ｓ２３の動作を繰り返す。
【００７８】
次に、歪帯域検出部７Ａでは、得られた歪帯域に基づいて、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定する（ステップＳ２５）。具体的には、クロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更することで、所望のサンプリング周波数を得る。なお、サンプリング周波数の決定方法は先に説明した方法と同じである。
【００７９】
ステップＳ２５でサンプリング周波数を決定した後は、当該サンプリング周波数でＤ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換を行うものとし、送信データの送信が完了した場合には送信動作を終了し、未送信の送信データがある場合にはステップＳ２１以下の動作を繰り返す。
【００８０】
以上説明したように、無線通信装置１００Ｂにおいては、Ｄ／Ａ変換器１２の出力にＦＦＴ処理を行って歪帯域を算出し、当該歪帯域に合わせてＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定することで、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９で処理すべきデータ数を制限することができ、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に高速動作を要求せずに済む。このため、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９をスペックダウンすることが可能となり、無線通信装置１００の製造コストを下げることができる。また、サンプリングデータが少なくなれば、演算装置での計算量が少なくなり、消費電力を低減することができる。
【符号の説明】
【００８１】
５ ＤＰＤ部
７ 通信帯域・送信パワー監視部
７Ａ 歪帯域検出部
９ 近似式演算部
１０ ＦＦＴ部
１２ Ｄ／Ａ変換器
１４ 増幅器
１９ Ａ／Ｄ変換器
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信装置に関し、特に、送信信号の歪補償処理を行う無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信装置においては、例えば特許文献１に開示されるように、電力増幅部で増幅された送信信号の歪みを補償するために、ＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）と呼称されるデジタル処理での歪み補償処理が提案されている。
【０００３】
特許文献１においては、増幅器の入出力特性において、歪みが小さく線形性を示す領域では補償すべき歪補正量のサンプリング間隔は広く取り、歪みが大きく非線形性を示す領域では補償すべき歪補正量のサンプリング間隔を狭くすることで、記憶すべき歪補償量のデータを少なくするという構成を採っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−１３５３４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
歪みを補償するためには、通信帯域だけでなく歪補償すべき帯域（歪帯域）の信号も必要である。この歪帯域は、送信出力（送信パワー）が大きくなれば広くなり、送信パワーによっては通信帯域よりもかなり広くなる。そして、処理すべき帯域が広ければ広いほど、高速に動作するＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器が必要となり、さらに演算装置での計算量も多くなり、消費電力も高くなるという問題があった。
【０００６】
上述した特許文献１では、歪補償のために記憶すべき歪補償量のデータを少なくすることで、メモリの容量を減らす技術については開示されているが、上述したような問題については解決できていない。
【０００７】
本発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、消費電力を低減した無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明に係る無線通信装置は、送信信号をデジタル形式からアナログ形式に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器から出力される送信信号を増幅して出力する増幅器と、前記増幅器から出力される増幅後の送信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記増幅後の送信信号を受け、歪み補償を行う歪補償部と、前記増幅後の送信信号における歪補償すべき帯域を検出する歪帯域検出部とを備え、前記歪帯域検出部で検出された前記歪補償すべき帯域に基づいて、前記Ｄ／Ａ変換器および前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明に係る無線通信装置によれば、消費電力を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】送信信号のスペクトラム波形を概念的に示す図である。
【図２】送信信号のスペクトラム波形を概念的に示す図である。
【図３】送信信号のスペクトラム波形を概念的に示す図である。
【図４】本発明に係る実施の形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の変更動作を説明するフローチャートである。
【図６】送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルについて説明する。
【図７】増幅器の入出力特性を示す図である。
【図８】本発明に係る実施の形態の無線通信装置の変形例１の構成を示すブロック図である。
【図９】Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の変更動作を説明するフローチャートである。
【図１０】本発明に係る実施の形態の無線通信装置の変形例２の構成を示すブロック図である。
【図１１】Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の変更動作を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
＜実施の形態＞
まず、送信信号のスペクトラム波形を概念的に示す図１〜図３を用いて、通信帯域と歪補償すべき帯域との関係について説明する。
【００１２】
図１は、通信帯域が比較的広い場合の送信信号のスペクトラム波形を示し、横軸に周波数を、縦軸に送信パワーを示している。
【００１３】
図１において、スペクトラム波形は、中央部において突出し、その頂上部が平坦となった山状の形状を示し、山裾の部分は傾斜している。このようなスペクトラム波形において、中央部の突出部分の幅Ａが通信帯域に相当し、山裾の部分を含めたスペクトラム波形の全体の幅Ｂが歪補償に必要な帯域に相当する。そして、山裾の部分に相当する幅Ｃおよび幅Ｄに相当する帯域が歪補償すべき帯域（歪帯域）である。
【００１４】
この幅Ｃおよび幅Ｄに相当する歪帯域は、通信帯域が広くなれば広くなり、また送信パワーが大きくなれば広くなる。
【００１５】
図２は、通信帯域が比較的狭い場合の送信信号のスペクトラム波形を示しており、通信帯域が狭い場合には、歪帯域も狭くなる。
【００１６】
図３は、送信パワーが比較的大きなスペクトラム波形ＳＰ１（実線表示）と、スペクトラム波形ＳＰ１よりも送信パワーが小さなスペクトラム波形ＳＰ２（破線表示）とを示している。なお、両スペクトラム波形においては通信帯域は同じである。
【００１７】
図３より、通信帯域が同じであれば、送信パワーによって歪帯域が増減し、通信帯域を固定すれば、送信パワーに応じて歪帯域が決まることが判る。
【００１８】
＜装置構成＞
図４は、実施の形態に係る無線通信装置１００の構成を示すブロック図である。図４に示すように、無線通信装置１００は、制御部１と、無線通信部ＲＸと、デジタル処理部ＤＰとを備え、無線通信部ＲＸとデジタル処理部ＤＰとの間では、Ｄ／Ａ変換器１２、Ａ／Ｄ変換器１９および２１によってデジタルデータおよびアナログデータの授受を行う構成となっている。
【００１９】
無線通信部ＲＸは、アンテナＡＴで受信された搬送帯域の受信信号を基底帯域の受信信号に変換し、当該基底帯域の受信信号を出力する。また、無線通信部ＲＸは、Ｄ／Ａ変換器１２から出力される基底帯域の送信信号を搬送帯域の送信信号に変換し、当該搬送帯域の送信信号をアンテナＡＴから無線送信する。
【００２０】
Ｄ／Ａ変換器１２は、デジタル処理部ＤＰから出力される送信信号をデジタル形式からアナログ形式に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器１９および２１は、無線通信部ＲＸから出力される受信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換して出力する。
【００２１】
デジタル処理部ＤＰは、送信用の送信データを含むデジタル形式の送信信号を生成し、当該送信信号をＤ／Ａ変換器１２に入力する。また、デジタル処理部ＤＰは、Ａ／Ｄ変換器１９から出力される受信信号に含まれる受信データを取得する。
【００２２】
無線通信装置１００の構成をより詳細に説明すると、無線通信部ＲＸは、アンテナＡＴ、Ｄ／Ａ変換器１２の出力を受けるミキサ１３、ミキサ１３の出力を受ける増幅器１４、増幅器１４の出力を受ける分岐カプラ１５および分岐カプラ１５の一方の出力を受ける選択スイッチ１６を備えている。さらに、無線通信部ＲＸは、選択スイッチ１６の出力を受けるミキサ２０、分岐カプラ１５の他方の出力を受けるミキサ１８を備えている。また、無線通信部ＲＸは、ミキサ１３、１８および２１に乗算するための出力信号を供給する局部発振器１７を備えている。
【００２３】
ミキサ１３は、Ｄ／Ａ変換器１２から出力される送信信号と、局部発振器１７の出力信号とを乗算する。増幅器１４は、ミキサ１３から出力される送信信号を増幅して出力する。
【００２４】
ミキサ１３から出力される搬送帯域の送信信号は、増幅器１４によって増幅され、増幅器１４で増幅された送信信号は分岐カプラ１５によって２つに分岐して、一方の送信信号は選択スイッチ１６に与えられ、他方の送信信号はミキサ１８に与えられる。
【００２５】
選択スイッチ１６は、分岐カプラ１５から出力される送信信号をアンテナＡＴから送信するのか、アンテナＡＴで受信された受信信号をミキサ２０に入力するのかを選択するスイッチであり、分岐カプラ１５から出力される送信信号は端子Ａから入力され、アンテナＡＴで受信された受信信号は端子Ｂを介して出力される。従って、選択スイッチ１６は、分岐カプラ１５から出力される送信信号をアンテナＡＴから送信する場合には端子Ａを選択するように切り替えられ、アンテナＡＴで受信された受信信号を出力する場合には、端子Ｂを選択するように切り替えられる。なお、選択スイッチ１６の切り替え動作は、制御部１によって制御される。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器１９は、ミキサ１８の出力信号をアナログ形式からデジタル形式に変換する。すなわち、分岐カプラ１５から送信信号がミキサ１８に与えられた場合、Ａ／Ｄ変換器１９には、送信系回路からフィードバックされる増幅器１４の出力信号がダウンコンバートされて入力される。
【００２７】
また、Ａ／Ｄ変換器２１は、ミキサ２１の出力信号をアナログ形式からデジタル形式に変換する。すなわち、選択スイッチ１６がアンテナＡＴで受信された受信信号を出力する場合には、Ａ／Ｄ変換器２１には、当該受信信号がダウンコンバートされて入力される。
【００２８】
デジタル処理部ＤＰは、ＣＰＵやメモリなどで構成されており、機能ブロックとして、送信信号生成部２、通信帯域決定部３、送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、クロック変更部６、通信帯域・送信パワー監視部７、クロック発振器８、変調部１１、復調部２２および２３、受信処理部２４を備えている。
【００２９】
制御部１は、無線通信装置１００内の各部を制御し、送信信号生成部２は、送信用の送信データを含む、デジタル形式の送信信号ＳＳを生成して出力する。
【００３０】
送信信号ＳＳは、通信帯域決定部３および信号帯域変換部４を介してＤＰＤ部５に与えられる。
【００３１】
ＤＰＤ部５（歪補償部）は、増幅器１４で増幅された送信信号の歪みを補償するための歪補償値が登録された歪補償値テーブルを記憶しており、この歪補償値テーブルに基づいて、送信信号ＳＳの振幅および位相を調整することによって当該送信信号ＳＳを補償する。
【００３２】
ＤＰＤ部５には、Ａ／Ｄ変換器１９、復調部２２を介して増幅器１４で増幅された送信信号がフィードバックされ、ＤＰＤ部５では、増幅された送信信号と、増幅前の送信信号ＳＳとに基づいて、増幅された送信信号の歪みを推定し、その推定結果に基づいて上記歪補償値テーブルを作成する。
【００３３】
ＤＰＤ部５で補償された送信信号は変調部１１に与えられて変調され、Ｄ／Ａ変換器１２に与えられる。
【００３４】
なお、本発明においてはＤＰＤ部５の構成に限定はなく、上述した構成は一例に過ぎず、ＤＰＤを実現できるのであればどのような構成を採用しても良い。
【００３５】
また、復調部２３にはＡ／Ｄ変換器２１の出力が与えられ、復調部２３で復調されて受信処理部２４に与えられる。すなわち、選択スイッチ１６がアンテナＡＴで受信された受信信号を出力する場合には、Ａ／Ｄ変換器２１を介してダウンコンバートされた受信信号が復調部２３に与えられ、受信処理部２４において受信信号に含まれる受信データを取得する。
【００３６】
通信帯域決定部３は、送信信号ＳＳの通信帯域を決定するとともに、その情報を通信帯域・送信パワー監視部７に与えるように構成されている。
【００３７】
通信帯域・送信パワー監視部７は、分岐カプラ１５の一方の出力である増幅された送信信号の送信パワーおよび通信帯域決定部３で決定された通信帯域の情報を受けて、記憶部７１に格納された、通信帯域ごとに送信パワーを変化させて得られた歪補償に必要な帯域のテーブルに基づいて、歪補償に必要な帯域を導出する。そして、得られた歪補償に必要な帯域に基づいて歪帯域を決定し、得られた歪帯域に適したサンプリング周波数となるように、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９にクロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更するように、クロック変更部６に対する制御を行う。なお、通信帯域・送信パワー監視部７は、最終的には歪帯域を決定するので歪帯域決定部と呼称することができる。また、図４においては、記憶部７１は通信帯域・送信パワー監視部７とは別個の構成として示されているが、通信帯域・送信パワー監視部７内に含まれる構成であっても良い。
【００３８】
ここで、クロック変更部６としては、例えば、クロック発振器８から与えられるクロック信号を受けて、所定の周波数の信号を出力するフリップフロップ回路で構成されるシフトレジスタで実現することが考えられる。出力する信号の周波数が異なる複数のシフトレジスタを準備しておき、通信帯域・送信パワー監視部７からの指示に基づいて、複数のシフトレジスタを切り替えて、所望の周波数の出力信号を得る構成とし、当該出力信号を周波数が変更されたクロック信号として使用すれば良い。なお、クロック変更部６をフリップフロップ回路で構成されるシフトレジスタで実現することは一例に過ぎず、他の構成を用いても良いことは言うまでもない。
【００３９】
クロック変更部６により周波数が変更されたクロック信号は、送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に与えられる。なお、通信帯域・送信パワー監視部７から、クロック周波数の変更指示が出されない場合は、クロック発振器８から出力されるクロック信号が送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に与えられるように構成されている。
【００４０】
なお、送信信号ＳＳは、送信信号生成部２において所定の周波数のクロック信号（クロック発振器８から供給される）に基づいて作成されているので、クロック変更部６によりクロック信号の周波数が変更された場合には、その周波数に合わせて送信信号調整部４において送信信号ＳＳの調整を行う。
【００４１】
＜動作＞
次に、図５に示すフローチャートを用いて、無線通信装置１００におけるＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９でのサンプリング周波数の変更動作について説明する。
【００４２】
送信動作を開始すると、送信信号生成部２から出力された送信信号ＳＳに対して、通信帯域決定部３において通信帯域が決定され、その情報は通信帯域・送信パワー監視部７に与えられ、通信帯域・送信パワー監視部７において通信帯域を検出する（ステップＳ１）。
【００４３】
その後、送信信号ＳＳは、送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、変調部１１およびＤ／Ａ変換器１２を介して無線通信部ＲＸに与えられ、増幅器１４で増幅されて分岐カプラ１５から出力される。この増幅された送信信号が通信帯域・送信パワー監視部７に与えられ、その送信パワーが検出される（ステップＳ２）。
【００４４】
通信帯域・送信パワー監視部７では、記憶部７１に格納された、通信帯域ごとに送信パワーを変化させて得られた歪補償に必要な帯域のテーブルに基づいて、歪補償に必要な帯域を導出する。
【００４５】
ここで、図６を用いて、送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルについて説明する。図６は、通信帯域が１０ＭＨｚの場合と、２０ＭＨｚの場合において、送信パワーを−６ｄＢｍ〜−２５ｄＢｍの範囲で変化させた場合の歪補償に必要な帯域を示すテーブルであり、実測により求めたテーブルである。
【００４６】
図６は、送信パワーが大きくなればなるほど歪補償に必要な帯域が広くなり、また、信号帯域が広くなれば、歪補償に必要な帯域も広くなることを示している。従って、通信帯域を固定すれば、送信パワーに応じて歪補償に必要な帯域が決まるので、このようなテーブルを用いることで、通信帯域と送信パワーが判れば、歪補償に必要な帯域を導出することが容易にできる。
【００４７】
なお、上記においては、通信帯域が１０ＭＨｚの場合と、２０ＭＨｚの場合を示したが、これは一例であり、ＰＨＳ（Personal Handyphone System）であれば、５ＭＨｚ、１５ＭＨｚなどの通信帯域も使用するので、それらについても同様のテーブルを作成し、また、他の通信方式を採用する場合には、その通信方式に適応した通信帯域について同様のテーブルを作成しておけば良い。
【００４８】
また、上記テーブルは、予め準備したものを固定的に使用しても良いが、適宜、更新したものを使用しても良い。
【００４９】
通信帯域・送信パワー監視部７では、歪補償に必要な帯域を導出した後、それに基づいて歪補償すべき帯域（歪帯域）を決定する（ステップＳ３）。この決定は、最も単純には、歪補償に必要な帯域値から通信帯域値を差し引くことで行う。すなわち、例えば、通信帯域１０ＭＨｚで、送信パワーが−６ｄＢｍであれば、歪補償に必要な帯域値は図６のテーブルから５４．４ＭＨｚであることが判る。これから通信帯域値１０ＭＨｚを差し引けば歪帯域は４４．４ＭＨｚとなる。なお、歪帯域を決定した場合はステップＳ４に進み、歪帯域を決定するまでステップＳ１〜Ｓ３の動作を繰り返す。
【００５０】
次に、通信帯域・送信パワー監視部７では、得られた歪帯域に基づいて、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定する（ステップＳ４）。具体的には、クロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更することで、所望のサンプリング周波数を得る。
【００５１】
ここで、サンプリング周波数は、増幅器１４の入出力特性に基づいて決定される。図７に、増幅器１４の入出力特性を示す。図７において、横軸に入力信号レベルを、縦軸に出力信号レベルを示し、実線の特性Ｃ１が実際の入出力特性を示し、破線の特性Ｃ２が理想的な入出力特性を示している。図７より、入力が比較的小さい場合は特性Ｃ１と特性Ｃ２とは線形性を示し、両者は良く一致しているが、入力が大きくなると特性Ｃ２からのずれが大きくなることが判る。この特性Ｃ２からのずれが歪みの原因となるので、ＤＰＤ部５では、特性Ｃ１を相殺するように、特性Ｃ２に対して線対称な補償信号を与えることで歪補償を行い、特性Ｃ１に近い特性を得るようにしている。
【００５２】
本実施の形態では、ステップＳ３で算出した歪帯域が、図７に示すような入出力特性のどの部分に相当するかによってサンプリング周波数を決定する。例えば、算出した歪帯域が、特性Ｃ２からのずれが比較的小さく、線形性を有する部分の近傍に相当するのであれば、サンプリング周波数は比較的低くしてサンプリングデータを少なくする。一方、算出した歪帯域が、特性Ｃ２からのずれが比較的大きい場合には、サンプリング周波数は比較的高く設定してサンプリングデータを多くする。
【００５３】
ここで、歪帯域と入出力特性との関係、入出力特性とサンプリング周波数との関係、サンプリング周波数とクロック信号の周波数との関係を予め求めておけば、歪帯域を得ることで、サンプリング周波数を一義的に決定することができる。
【００５４】
ステップＳ４でサンプリング周波数を決定した後は、当該サンプリング周波数でＤ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換を行うものとし、送信データの送信が完了した場合には送信動作を終了し、未送信の送信データがある場合にはステップＳ１以下の動作を繰り返す。
【００５５】
以上説明したように、送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルに基づいて、歪補償すべき帯域（歪帯域）を算出し、当該歪帯域に合わせてＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定することで、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９で処理すべきデータ数を制限することができ、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に高速動作を要求せずに済む。このため、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９をスペックダウンすることが可能となり、無線通信装置１００の製造コストを下げることができる。また、サンプリングデータが少なくなれば、演算装置での計算量が少なくなり、消費電力を低減することができる。
【００５６】
＜変形例１＞
以上説明した実施の形態の無線通信装置１００においては、送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルから、歪補償すべき帯域（歪帯域）を算出する構成を採ったが、増幅器１４の特性のうち非線形領域の特性を表す近似式を用いて歪帯域を算出する構成を採っても良い。図８は、当該構成を採用した無線通信装置１００Ａの構成を示すブロック図である。なお、図４に示した無線通信装置１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００５７】
図８に示す無線通信装置１００Ａにおいては、ＤＰＤ部５の出力が、変調部１１に与えられると共に、近似式演算部９に与えられ、近似式演算部９での演算結果がＦＦＴ部１０に与えられ、ＦＦＴ処理を行うことで周波数軸成分の送信信号に変換されて、歪帯域検出部７Ａに与えられる構成となっている。
【００５８】
歪帯域検出部７Ａでは、周波数軸成分の送信信号から歪補償に必要な帯域を検出し、通信帯域決定部３から与えられる通信帯域の情報を用いて歪帯域を算出する。そして、得られた歪帯域に適したサンプリング周波数となるように、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９にクロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更する構成となっている。
【００５９】
以上説明した無線通信装置１００ＡにおけるＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９でのサンプリング周波数の変更動作について、図９に示すフローチャートを用いて説明する。
【００６０】
送信動作を開始すると、送信信号生成部２から出力された送信信号ＳＳに対して、通信帯域決定部３において通信帯域が決定され、その情報は歪帯域検出部７Ａに与えられ、歪帯域検出部７Ａにおいて通信帯域を検出する（ステップＳ１１）。
【００６１】
その後、送信信号ＳＳは、送信信号調整部４、ＤＰＤ部５、変調部１１およびＤ／Ａ変換器１２を介して無線通信部ＲＸに与えられ、増幅器１４で増幅されて分岐カプラ１５から出力されるが、ＤＰＤ部５の出力が近似式演算部９に与えられ、予め準備された増幅器１４の特性を表す近似式に基づいて演算が実行され、増幅器１４での歪みを含んだ送信信号（近似値）を得る（ステップＳ１２）。増幅器１４の非線形領域の入出力特性を表す近似式を以下の数式（１）に示す。
【００６２】
【数１】
【００６３】
上記数式（１）は、増幅器１４の出力をｙ(ｔ)とし、入力をｘ(ｔ)とし、入出力特性の非線形領域をｎ次多項式で表している。多項式の係数ａiがＤＰＤにおける歪補償係数となる。
【００６４】
上記数式（１）での演算結果に対して、ＦＦＴ部１０でＦＦＴ処理を行うことで周波数軸成分の送信信号が得られる（ステップＳ１３）。
【００６５】
ＦＦＴ処理によって得られる周波数軸成分の送信信号は、図１〜図３に示したようなスペクトラム波形となり、歪帯域検出部７Ａでは、当該スペクトラム波形に基づいて歪補償に必要な帯域を検出する。そして、通信帯域決定部３から与えられる通信帯域の情報を用いて、歪帯域を決定する（ステップＳ１４）。
【００６６】
この決定は、最も単純には、検出した歪補償に必要な帯域値から通信帯域値を差し引くことで行う。すなわち、例えば、通信帯域１０ＭＨｚで、検出した歪補償に必要な帯域値が５４．４ＭＨｚである場合には、これから通信帯域値１０ＭＨｚを差し引くことで歪帯域を４４．４ＭＨｚとすることができる。なお、歪帯域を決定した場合はステップＳ１５に進み、歪帯域を決定するまでステップＳ１１〜Ｓ１４の動作を繰り返す。
【００６７】
次に、歪帯域検出部７Ａでは、得られた歪帯域に基づいて、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定する（ステップＳ１５）。具体的には、クロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更することで、所望のサンプリング周波数を得る。なお、サンプリング周波数の決定方法は先に説明した方法と同じである。
【００６８】
ステップＳ１５でサンプリング周波数を決定した後は、当該サンプリング周波数でＤ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換を行うものとし、送信データの送信が完了した場合には送信動作を終了し、未送信の送信データがある場合にはステップＳ１１以下の動作を繰り返す。
【００６９】
以上説明したように、無線通信装置１００Ａにおいては、増幅器１４の特性を表す近似式を用いて歪帯域を算出し、当該歪帯域に合わせてＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定することで、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９で処理すべきデータ数を制限することができ、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に高速動作を要求せずに済む。このため、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９をスペックダウンすることが可能となり、無線通信装置１００の製造コストを下げることができる。また、サンプリングデータが少なくなれば、演算装置での計算量が少なくなり、消費電力を低減することができる。
【００７０】
＜変形例２＞
実施の形態の無線通信装置１００においては、送信パワーに対する歪補償に必要な帯域のテーブルから、歪補償すべき帯域（歪帯域）を算出する構成を採ったが、Ｄ／Ａ変換器１２の出力にＦＦＴ処理を行って歪帯域を算出する構成を採っても良い。図１０は、当該構成を採用した無線通信装置１００Ｂの構成を示すブロック図である。なお、図４に示した無線通信装置１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００７１】
図１０に示す無線通信装置１００Ｂにおいては、Ｄ／Ａ変換器１２の出力が、ミキサ１３に与えられると共に、ＦＦＴ部１０にも与えられ、ＦＦＴ処理を行うことで周波数軸成分の送信信号に変換されて、歪帯域検出部７Ａに与えられる構成となっている。
【００７２】
歪帯域検出部７Ａでは、周波数軸成分の送信信号から歪補償に必要な帯域を検出し、通信帯域決定部３から与えられる通信帯域の情報を用いて歪帯域を算出する。そして、得られた歪帯域に適したサンプリング周波数となるように、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９にクロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更する構成となっている。
【００７３】
以上説明した無線通信装置１００ＡにおけるＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９でのサンプリング周波数の変更動作について、図１１に示すフローチャートを用いて説明する。
【００７４】
送信動作を開始すると、送信信号生成部２から出力された送信信号ＳＳに対して、通信帯域決定部３において通信帯域が決定され、その情報は歪帯域検出部７Ａに与えられ、歪帯域検出部７Ａにおいて通信帯域を検出する（ステップＳ２１）。
【００７５】
その後、Ｄ／Ａ変換器１２の出力に対してＦＦＴ部１０でＦＦＴ処理を行うことで周波数軸成分の送信信号が得られる（ステップＳ２２）。
【００７６】
ＦＦＴ処理によって得られる信号は、図１〜図３に示したようなスペクトラム波形となり、歪帯域検出部７Ａでは、当該スペクトラム波形に基づいて歪補償に必要な帯域を検出する。そして、通信帯域決定部３から与えられる通信帯域の情報を用いて、歪帯域を決定する（ステップＳ２３）。
【００７７】
この決定は、先に説明したように、最も単純には、検出した歪補償に必要な帯域値から通信帯域値を差し引くことで行う。なお、歪帯域を決定した場合はステップＳ２５に進み、歪帯域を決定するまでステップＳ２１〜Ｓ２３の動作を繰り返す。
【００７８】
次に、歪帯域検出部７Ａでは、得られた歪帯域に基づいて、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定する（ステップＳ２５）。具体的には、クロック発振器８から与えられるクロック信号の周波数をクロック変更部６を用いて変更することで、所望のサンプリング周波数を得る。なお、サンプリング周波数の決定方法は先に説明した方法と同じである。
【００７９】
ステップＳ２５でサンプリング周波数を決定した後は、当該サンプリング周波数でＤ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換を行うものとし、送信データの送信が完了した場合には送信動作を終了し、未送信の送信データがある場合にはステップＳ２１以下の動作を繰り返す。
【００８０】
以上説明したように、無線通信装置１００Ｂにおいては、Ｄ／Ａ変換器１２の出力にＦＦＴ処理を行って歪帯域を算出し、当該歪帯域に合わせてＤ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９のサンプリング周波数を決定することで、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９で処理すべきデータ数を制限することができ、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９に高速動作を要求せずに済む。このため、Ｄ／Ａ変換器１２およびＡ／Ｄ変換器１９をスペックダウンすることが可能となり、無線通信装置１００の製造コストを下げることができる。また、サンプリングデータが少なくなれば、演算装置での計算量が少なくなり、消費電力を低減することができる。
【符号の説明】
【００８１】
５ ＤＰＤ部
７ 通信帯域・送信パワー監視部
７Ａ 歪帯域検出部
９ 近似式演算部
１０ ＦＦＴ部
１２ Ｄ／Ａ変換器
１４ 増幅器
１９ Ａ／Ｄ変換器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号をデジタル形式からアナログ形式に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記Ｄ／Ａ変換器から出力される送信信号を増幅して出力する増幅器と、
前記増幅器から出力される増幅後の送信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記増幅後の送信信号を受け、歪み補償を行う歪補償部と、
前記増幅後の送信信号における歪補償すべき帯域を検出する歪帯域検出部と、を備え、
前記歪帯域検出部で検出された前記歪補償すべき帯域に基づいて、前記Ｄ／Ａ変換器および前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を制御することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記歪帯域検出部は、
前記送信信号の通信帯域および前記増幅後の送信信号の送信パワーを監視し、通信帯域ごとに送信パワーを変化させて得られた歪補償に必要な帯域の情報に基づいて、前記増幅後の送信信号の送信パワーに対応する前記歪補償に必要な帯域を導出し、導出した前記歪補償に必要な帯域に基づいて前記歪補償すべき帯域を決定する、請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記歪補償部の出力を受け、該出力に前記増幅器の特性のうち非線形領域の特性を表す近似式を適用することで前記増幅器での歪みを含んだ送信信号を算出する近似式演算部と、
前記近似式演算部で算出された前記増幅器での歪みを含んだ送信信号にＦＦＴ処理を行って、周波数軸成分の送信信号として出力するＦＦＴ部と、をさらに備え、
前記歪帯域検出部は、前記ＦＦＴ部から出力される前記周波数軸成分の送信信号から歪補償に必要な帯域を検出し、検出した前記歪補償に必要な帯域に基づいて前記歪補償すべき帯域を決定する、請求項１記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記Ｄ／Ａ変換器の出力を受け、該出力にＦＦＴ処理を行って周波数軸成分の送信信号として出力するＦＦＴ部をさらに備え、
前記歪帯域検出部は、前記ＦＦＴ部から出力される前記周波数軸成分の送信信号から歪補償に必要な帯域を検出し、検出した前記歪補償に必要な帯域に基づいて前記歪補償すべき帯域を決定する、請求項１記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記Ｄ／Ａ変換器および前記Ａ／Ｄ変換器の前記サンプリング周波数は、クロック信号に基づいて設定され、
前記歪帯域検出部で検出された前記歪補償すべき帯域に基づいて、前記クロック信号の周波数を変更することで、前記サンプリング周波数を変更する、請求項１記載の無線通信装置。
【請求項１】
送信信号をデジタル形式からアナログ形式に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記Ｄ／Ａ変換器から出力される送信信号を増幅して出力する増幅器と、
前記増幅器から出力される増幅後の送信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記増幅後の送信信号を受け、歪み補償を行う歪補償部と、
前記増幅後の送信信号における歪補償すべき帯域を検出する歪帯域検出部と、を備え、
前記歪帯域検出部で検出された前記歪補償すべき帯域に基づいて、前記Ｄ／Ａ変換器および前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を制御することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記歪帯域検出部は、
前記送信信号の通信帯域および前記増幅後の送信信号の送信パワーを監視し、通信帯域ごとに送信パワーを変化させて得られた歪補償に必要な帯域の情報に基づいて、前記増幅後の送信信号の送信パワーに対応する前記歪補償に必要な帯域を導出し、導出した前記歪補償に必要な帯域に基づいて前記歪補償すべき帯域を決定する、請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記歪補償部の出力を受け、該出力に前記増幅器の特性のうち非線形領域の特性を表す近似式を適用することで前記増幅器での歪みを含んだ送信信号を算出する近似式演算部と、
前記近似式演算部で算出された前記増幅器での歪みを含んだ送信信号にＦＦＴ処理を行って、周波数軸成分の送信信号として出力するＦＦＴ部と、をさらに備え、
前記歪帯域検出部は、前記ＦＦＴ部から出力される前記周波数軸成分の送信信号から歪補償に必要な帯域を検出し、検出した前記歪補償に必要な帯域に基づいて前記歪補償すべき帯域を決定する、請求項１記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記Ｄ／Ａ変換器の出力を受け、該出力にＦＦＴ処理を行って周波数軸成分の送信信号として出力するＦＦＴ部をさらに備え、
前記歪帯域検出部は、前記ＦＦＴ部から出力される前記周波数軸成分の送信信号から歪補償に必要な帯域を検出し、検出した前記歪補償に必要な帯域に基づいて前記歪補償すべき帯域を決定する、請求項１記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記Ｄ／Ａ変換器および前記Ａ／Ｄ変換器の前記サンプリング周波数は、クロック信号に基づいて設定され、
前記歪帯域検出部で検出された前記歪補償すべき帯域に基づいて、前記クロック信号の周波数を変更することで、前記サンプリング周波数を変更する、請求項１記載の無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１２−９５０７１（Ｐ２０１２−９５０７１Ａ）
【公開日】平成２４年５月１７日（２０１２．５．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２４０３７４（Ｐ２０１０−２４０３７４）
【出願日】平成２２年１０月２７日（２０１０．１０．２７）
【出願人】（０００００６６３３）京セラ株式会社 (13,660)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月１７日（２０１２．５．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１０月２７日（２０１０．１０．２７）
【出願人】（０００００６６３３）京セラ株式会社 (13,660)
【Ｆターム（参考）】
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