発振回路
【課題】 負性抵抗の減少を抑制することを目的とし、また、発振周波数付近で負性抵抗を選択的に増大させること。
【解決手段】 増幅器の出力から入力への帰還によって発振を行う発振回路において、発振回路が通常備える発振のための第１の帰還とは別に、振幅及び位相推移を行う第２の帰還の２重帰還を行うことによって、発振回路の負性抵抗を所望の周波数で増加させると共に、等価リアクタンス成分を調整する。発振回路は、コルピッツ発振回路が備える負性抵抗を生成する第１の帰還回路と、コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子に電流帰還する第２の帰還回路とによって構成することができる。エミッタ端子からベース端子への電流帰還は帰還容量を介して行う。
【解決手段】 増幅器の出力から入力への帰還によって発振を行う発振回路において、発振回路が通常備える発振のための第１の帰還とは別に、振幅及び位相推移を行う第２の帰還の２重帰還を行うことによって、発振回路の負性抵抗を所望の周波数で増加させると共に、等価リアクタンス成分を調整する。発振回路は、コルピッツ発振回路が備える負性抵抗を生成する第１の帰還回路と、コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子に電流帰還する第２の帰還回路とによって構成することができる。エミッタ端子からベース端子への電流帰還は帰還容量を介して行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振回路に関し、特にコルピッツ発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ネットワークの高速化、大容量化に伴い、ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨなどの光デジタル通信ネットワークにおける基準周波数発生源の需要が高まっている。このような基準周波数発生源として、１５０ＭＨｚ基本波水晶発振を逓倍する発振器やＳＡＷ発振器が製品化されている。逓倍を行う方法では、ジッタ特性の劣化が課題であり、ＳＡＷ発振器では周波数温度特性が課題である。
【０００３】
１００ＭＨｚ〜ＧＨｚ帯において共振器を用いる発振器では、主にコルピッツ発振回路が用いられている。１００ＭＨｚ以上のコルピッツ発振回路では、十分な負性抵抗を得るために発振周波数を決定する容量の値を小さくしなければならず、設計が困難となったり、電圧制御発振器を構成する場合に周波数可変範囲が十分にとれないなどの問題が生じている。
【０００４】
また、バイアス電流を増やして負性抵抗を増大させると、消費電力が増加し、発振時に共振子に流れる電流が大きくなり特性の劣化につながるという問題がある。
【０００５】
このような問題に対して、コルピッツ発振回路のコレクタ端子からエミッタ端子に容量結合で帰還させることにより発振回路の負性抵抗を増加させる回路（非特許文献１）や、コルピッツ発振回路の出力をエミッタ・ホロワを介して帰還することにより負性抵抗を増加させる回路が提案されている（非特許文献２，３）。
【０００６】
図２７は非特許文献３の発振回路を示している。トランジスタＱ1、容量ＣA，ＣB及び水晶振動子によりコルピッツ発振回路が構成される。図中の破線で囲まれる部分はエミッタ・ホロワであり、コルピッツ発振回路のエミッタ端子の信号電圧を検出し、それにほぼ等しい電圧がトランジスタＱ1のコレクタ端子に加えられ負性抵抗の増大に寄与している。
【０００７】
一般に、負性抵抗−Ｒと容量Ｃiの直列回路に容量Ｃpが並列接続された回路は、負性抵抗−Ｒ´と容量Ｃi´の直列回路で等価的に表すことができる。このとき、負性抵抗−Ｒ´の絶対値は負性抵抗−Ｒの絶対値よりも小さくなる。
【０００８】
一方、コルピッツ発振回路は、インダクタンスＬと能動回路とによって構成され。能動回路は、直列接続された２つの容量と、これらの容量に接続された電圧制御電流源（トランジスタ）とから構成され、負性抵抗−Ｒと容量Ｃiの直列回路からなる等価回路によって表すことができる。ここで、コルピッツ発振回路が備えるトランジスタのベース・コレクタ間には容量Ｃbc（トランジスタのベース・コレクタ間の容量）が存在するため、コルピッツ発振回路は、前記した負性抵抗−Ｒと容量Ｃiの直列回路に容量Ｃbcをトランジスタのベース端子から見た容量に換算した容量Ｃbc´が並列接続された回路として表すことができる。
【０００９】
したがって、このコルピッツ発振回路の正味の負性抵抗−Ｒ´は、
−Ｒ´＝−Ｒ／（（１＋Ｃbc´／Ｃi）2＋（ωＣbc´Ｒ）2）
で表されるため、本来の負性抵抗−Ｒよりも減少する。この効果は、高周波の発振器になると、Ｃbc´がＣiに近い値となるためより大きくなる。
【００１０】
ここで、トランジスタのコレクタ端子と電源との間に負荷抵抗Ｒcを接続してコルピッツ発振回路を構成すると、トランジスタの入力端子（ベース端子）から見た容量Ｃbc´は、トランジスタの増幅作用によって、トランジスタと負荷抵抗Ｒcで構成される増幅器の利得をＡとしたとき、Ｃbc´＝（１＋Ａ）Ｃbcとなる。利得Ａ＝ｇｍＲcであって１より十分に大きいため、Ｃbc´はＣbcより大きくなる。上記の現象はミラー効果と呼ばれている。したがって、負荷抵抗Ｒcのあるコルピッツ発振回路ではトランジスタのベース・コレクタ間の容量Ｃbcの影響が顕著に表れる。トランジスタのベース・コレクタ間の容量Ｃbcの影響は、負性抵抗の減少として現れ、発振特性を低下させることになる。
【００１１】
非特許文献３の発振回路において、このＣbcによる影響を除去するためには、Ｃbcに流れる電流を０とすればよい。これによってＣbcは開放状態と同様となり、Ｃbcによる影響を除去することができる。
【００１２】
Ｃbcに流れる電流を０とするには、Ｃbcの両端の電圧を等しくすればよく、非特許文献３の発振回路では、エミッタ・ホロワによって、発振器のコレクタ端子にベース端子と等しい電圧を返すことによって、Ｃbcの両端の電圧を等しくしている。
【００１３】
【非特許文献１】松岡，佐藤，大島；“高負性抵抗・低ドライブ６００ＭＨｚ帯水晶発振回路”，第３２回ＥＭシンポジウム，pp.45-48，2003-05
【非特許文献２】周，野村，青柳，関根；“コルピッツ発振回路の高周波化に対する一検討”，平成１５年電気学会電子・情報・システム部門大会，GS3-6，pp.728-730，2003-09
【非特許文献３】周，野村，青柳，関根；“エミッタ・ホロワ回路を付加した高周波数用コルピッツ発振回路に対する検討 ”，電気学会電子回路研究会資料，ECT-04-20，pp.17-21，2004
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
エミッタ・ホロワ回路を付加した高周波数用コルピッツ発振回路では、上記したように、発振器のコレクタ端子にベース端子と等しい電圧を返すことによって、トランジスタのベース・コレクタ間の容量Ｃbcの影響を除去し、負性抵抗の減少を抑えようとするものであるが、実際の回路においては、種々の要因によってＣbcの影響が残るため、負性抵抗の減少の抑制は不十分なものであるという問題がある。
【００１５】
上記のＣbcの影響が除去されずに残る要因として、例えば、ベース端子の電圧とエミッタ・ホロワ回路の入力電圧との間には交流電圧の大きさ及び位相において差が生じることや、エミッタ・ホロワ回路の出力インピーダンスが０とならないため、負荷抵抗ＲcとＲo（エミッタ・ホロワ回路の出力抵抗）との関係から、コレクタ端子電圧はエミッタ・ホロワ回路の出力電圧よりも小さくなるなどの要因がある。これらの要因の影響によって、トランジスタのベース・コレクタ間の容量Ｃbcの両端の電圧は等しくならず、Ｃbcの影響が残ることになる。
【００１６】
本発明は前記した従来の問題点を解決し、負性抵抗の減少を抑制することを目的とし、また、発振周波数付近で負性抵抗を選択的に増大させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、出力から入力への帰還増幅によって発振を行う発振回路において、発振回路が通常備える発振のための第１の帰還とは別に、振幅及び位相推移を行う第２の帰還の２重帰還を行うことによって、発振回路の負性抵抗を所望の周波数で増加させると共に、等価リアクタンス成分を調整する。
【００１８】
発振回路が通常備える帰還回路（上記した第１の帰還）では、直列接続された２つの容量とインダクタンスとの並列回路によって増幅器に対する正帰還を行う構成である。本発明はこの帰還回路に、もう一つの帰還回路（上記した第２の帰還）を設けて、第１の帰還回路のインダクタンスからの電流Ｉxと同相の電流を帰還させて、増幅器に入る電流を増やし、これによって負性抵抗を増加させるものである。このとき、第２の帰還では振幅及び位相推移を行うことで帰還する電流を調整する。
【００１９】
なお、この電流帰還において、前記電流Ｉxと完全に同相とせずに積極的に位相差を付けることによって、発振回路の等価リアクタンス成分を調整することもできる。
【００２０】
本発明の発振回路は、２重帰還の構成とすることにより、通常の発振回路が備える発振段と第１の帰還回路に加えて第２の帰還回路を回路設計要素として備えるため、全体のループ利得の振幅及び位相の周波数特性を調整でき、従来のコルピッツ発振回路に比べて大幅に回路設計の自由度を高めることができる。
【００２１】
本発明の発振回路をコルピッツ発振回路で構成した場合には、発振回路は、コルピッツ発振回路が備える負性抵抗を生成する第１の帰還回路と、コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子に電流帰還する第２の帰還回路とによって構成することができる。エミッタ端子からベース端子への電流帰還は帰還容量を介して行う。
【００２２】
本発明の第２の帰還回路は、受動回路に限らず能動回路で構成することができ、能動回路が備える増幅特性及び位相推移特性により負性抵抗及び／又は等価リアクタンス成分を変更する。
【００２３】
本発明の第２の帰還回路の電圧利得の振幅特性及び位相特性を変化させることにより、負性抵抗の周波数特性を変化させることができる。つまり、負性抵抗のピークとなる周波数とその大きさを変えることができる。
【００２４】
また、第２の帰還回路の電圧利得の振幅特性及び位相特性を変化させることにより、発振回路の等価リアクタンス成分の容量値を変え、さらに誘導性に変化することもできる。
【００２５】
第２の帰還回路による負性抵抗及び／又は等価リアクタンス成分の変更と、コルピッツ発振回路の周波数を決定する容量及びバイアス回路の抵抗や負荷抵抗とを独立とすることができるため、発振段の回路素子値を変えることなく、負性抵抗や等価リアクタンス成分を変更することができる。
【００２６】
また、負性抵抗は発振段の容量と反比例するため、通常のコルピッツ発振回路では、発振段の容量を大きくすると、負性抵抗が減少し、発振が起動しにくくなったり、回路素子の変動による発振停止が起きやすくなったりするため、これらの容量値を大きく取ることができない。しかし、本発明の発振回路では、第２の帰還回路により発振段容量値とは独立に負性抵抗を増大できるので、発振段の容量を大きくとることができる。
【００２７】
本発明の発振回路は、発振を行う能動素子にインバータを用いた構成に適用することもできる。
【００２８】
また、発振要素としてインダクタンス又は共振子を備えることができ、共振子として、水晶振動子、セラミック振動子、弾性表面波振動子、端面反射振動子、バルク振動子の何れかの圧電振動子、又は誘電体共振器を用いることができる。
【００２９】
本発明の発振回路は電圧制御発振回路に適用することができる。一般に、電圧制御発振回路では、発振段のインダクタンスと能動回路との間に可変容量Ｃsを接続し、この可変容量Ｃsを変えることによって周波数を変化させている。発振周波数は、インダクタンスのＬと可変容量Ｃsと能動回路の等価容量Ｃｉの直列容量で決まり、可変容量Ｃsと等価容量Ｃｉとは直列接続であるため、小さい方の容量値で主に決まることになる。高周波の発振回路では、周波数を高めるために容量を小さくすると、等価容量Ｃiが小さくなるため、前記したように発振周波数は、この小さな等価容量Ｃiに主に依存し、可変容量Ｃsを変化されても周波数を変えることが難しい。
【００３０】
本発明の発振回路では、第２の帰還回路によって負性抵抗を高くすることができるため、発振器の容量を大きくとって等価容量Ｃiを大きくできるため、可変容量Ｃsの変化による発振周波数の可変範囲が大きく取れる。さらに、この等価容量Ｃiを可変とすることで、可変容量Ｃsを用いることなく発振周波数を変えることができる。可変容量Ｃsは通常バリキャップを用いて構成するが、このバリキャップは容積や特性等の問題から集積化に不適であり、また、発振周波数制御の直線性の点からも周波数制御に不適である。これに対して、本発明の発振回路によれば、第２の帰還回路により等価容量Ｃiを変えることで、バリキャップ等の可変容量を用いることなく周波数を変えることができる。
【００３１】
また、インダクタンスに代えて圧電振動子などの共振器を備えた電圧制御発振回路において、発振周波数の可変範囲を大きくとるためにはＣiの影響を小さくする必要がある。通常、Ｃiの影響を小さくするため、伸張コイルを振動子に直列に挿入しているが、本発明の能動回路（第２の帰還回路）の等価リアクタンスを誘導性とすることで電圧制御発振回路の伸張用コイルの一部又は全部に代えることができるため、伸張用コイルを不要とする構成、あるいは、伸張用コイルを小さくすることができる。これによって、回路を小型とすることができる。
【００３２】
電圧制御発振器のインダクタンスとしては、水晶振動子、セラミック振動子、弾性表面波振動子、端面反射振動子、バルク振動子などの圧電振動子や誘電体共振器を用いることができる。
【００３３】
また、本発明の発振回路は温度補償発振回路に適用することができる。本発明の温度補償発振回路によれば、発振回路の能動回路の等価容量を、温度に応じて可変とすることにより、周波数温度特性の補償を行う。
【００３４】
また、本発明の発振回路の発振段トランジスタは、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタとすることができる。
【００３５】
さらに、本発明の発振を行う発振段としてインバータ発振器を用いることもできる。発振段の発振要素としてインダクタンス又は共振子とすることができる。
【００３６】
本発明の発振回路は、複数の形態で構成することができる。
【００３７】
本発明の発振回路の第１の形態において、コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子への電流帰還に用いる帰還容量として、第２の帰還回路の出力端子と発振段トランジスタのベース端子との間に容量要素を接続し、出力端子から容量要素を介してベース端子に電流帰還する。
【００３８】
本発明の発振回路の第２の形態では、前記の帰還容量として、発振段トランジスタのコレクタ・ベース間容量を用い、第２の帰還回路の出力端子を別の容量（十分大きい値の結合容量）を介して発振段トランジスタのコレクタ端子に接続し、コレクタ端子からコレクタ・ベース間容量を介してベース端子に電流帰還する。
【００３９】
第１の形態においては、発振トランジスタのコレクタ端子と電源との間は、直接に接続する構成、あるいは負荷抵抗を接続する構成とすることができる。
【００４０】
負荷抵抗はミラー効果によって負性抵抗を低減するため、コレクタ端子と電源との間を直接に接続して負荷抵抗をなくす構成とすることで、高い負性抵抗を得ることができる。
【００４１】
第２の形態においては、発振トランジスタのコレクタ端子と電源との間には、負荷抵抗を接続する構成とする。
【００４２】
また、第１の形態及び第２の形態において、第２の帰還回路は、２段のエミッタ接地増幅器により構成することができる。
【００４３】
本発明の発振回路の第３の形態では、第２の帰還回路は共振特性を備える構成とすることができ、これにより狭帯域特性とすることができる。
【００４４】
また、第２の帰還回路は複数の共振特性を切り換え自在に備えることができ、発振周波数を切り換えて多周波切り換えを行うことができる。
【００４５】
本発明の発振回路の第４の形態では、第２の帰還回路は差動型帰還回路で構成する。これにより、差動出力を得ることができる他、同相雑音を除去することができる。また、エミッタ接地を２段接続した回路と比較して位相雑音を改善することができる。
【００４６】
本発明の発振回路では、第２の帰還回路のパラメータを切り換えることによって、負性抵抗が生じる周波数帯を切り換えることができる。
【発明の効果】
【００４７】
以上説明したように、本発明によれば、負性抵抗の減少を抑制することができる。
【００４８】
また、発振周波数付近で負性抵抗を選択的に増大させることができる。
【００４９】
また、発振段の回路容量を大きくとることができ、電圧制御発振器を構成した場合、発振周波数の可変範囲を大きくとることができる。
【００５０】
また、高い周波数帯（例えば、１００ＭＨｚ〜数１０ＧＨｚ帯）の発振器を容易に構成することができる。
【００５１】
また、従来の回路と同程度又は低消費電力で負性抵抗が大幅に大きくなり、発振の起動が容易となる。共振子、回路の変動による発振の停止、発振の不発などに対する余裕を大きくとることができ、信頼度のある発振器を構成することができる。
【００５２】
また、電流帰還において、発振電流と完全に同相とせずに積極的に位相差を付加することによって、発振回路の等価リアクタンス分の大きさを変えたり、さらに、誘導性の等価リアクタンスとすることもできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５３】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
【００５４】
はじめに、図１〜図６を用いて本発明の発振回路の基本構成について説明する。なお、以下では、発振回路としてコルピッツ発振回路について説明する。
【００５５】
図１は本発明の発振回路の基本的な回路構成を示し、図２は図１の回路において交流信号のみについて着目した回路構成を示し、図３は図２の回路構成を２ポート型に書き換えた回路構成を示し、図４は本発明の発振回路の基本的な回路構成の簡略化した等価回路を示し、図５は本発明の発振回路の基本的な回路構成の２ポート型の簡略化した等価回路を示している。
【００５６】
図１において、図１（ａ）は負荷抵抗Ｒcを接続しない構成例であり、図１（ｂ）は負荷抵抗Ｒcを接続する構成例を示し、その他の構成は共通している。なお、発振回路において負性抵抗の発生には、負荷抵抗Ｒcを要さず、回路中の損失分も負荷抵抗Ｒcを備えていない回路構成の方が少なくなる。そこで、以下では主に図１（ａ）の構成例について説明する。
【００５７】
図１（ａ）において、コルピッツ発振回路は、トランジスタＱ1、容量ＣA，ＣB及びインダクタンスＬにより構成され、トランジスタＱ1のベース端子には、容量ＣA，ＣBの直列回路とインダクタンスＬとを並列接続した回路が接続される。容量ＣA，ＣBとインダクタンスＬは、トランジスタＱ1のコレクタ端子の信号をベース端子に帰還する帰還回路（第１の帰還回路）を構成している。なお、ベース端子には抵抗ＲAと抵抗ＲBによって電源電圧ＶCCを分圧した電圧が印加されている。また、エミッタ端子には、バイアス電流を定めるための抵抗REが接続されている。第１の帰還回路は、発振段増幅器の出力から入力へ帰還して発振を行うための帰還回路を構成している。ここで、トランジスタＱ1はコルピッツ発振回路の発振段トランジスタであって、発振回路の電流制御源を構成している。
【００５８】
本発明の発振回路は、上記したコルピッツ発振回路に第２の帰還回路Ｈ2を備える。この第２の帰還回路Ｈ2は、トランジスタＱ1のエミッタ端子の電圧に比例した電流をトランジスタＱ1のベース端子に電流帰還させ、これによって、発振回路の負性抵抗を所定の周波数で増加させるとともに、等価リアクタンス成分を調整する。
【００５９】
ここで、第２の帰還回路Ｈ2からベース端子への電流帰還は、帰還容量ＣFを介して行う。なお、この帰還容量ＣFは、第２の帰還回路Ｈ2が備える容量素子として、この容量素子の一端をトランジスタＱ1のベース端子に接続する構成とする他、トランジスタＱ1が備えるコレクタ・ベース間容量によって代用し、第２の帰還回路Ｈ2の出力端子から先の帰還容量とは異なる容量(十分大きい結合容量)を介してトランジスタＱ1のコレクタ端子に接続する構成とすることもできる。トランジスタＱ1のコレクタ端子に接続された電流は、コレクタ・ベース間容量を介してトランジスタＱ1のベース端子に帰還される。
【００６０】
この構成により、トランジスタＱ1には、インダクタンスＬからの電流Ｉxが入力すると共に、第２の帰還回路Ｈ2から同相の電流が帰還し、トランジスタＱ1に入る電流が増加し、これによって負性抵抗が増加する。
【００６１】
前記したように、図１（ａ）に示す回路は、トランジスタＱ1のコレクタ端子を電源に直接接続する構成であるのに対して、図１（ｂ）に示す回路はトランジスタＱ1のコレクタ端子と電源との間に負荷抵抗Ｒcを接続した構成である。したがって、図１（ａ）の回路構成は、図１（ｂ）の回路構成において負荷抵抗を０としたものと同じとすることができる。
【００６２】
図２は図１の回路において交流信号のみについて着目した回路構成を示し、図３は図２の回路構成を２ポート型に書き換えた回路構成を示している。発振回路は、２ポート型と１ポート型に分類される。１ポート型は、１端子対回路（２端子回路）であって、共振器の振動を利用して、共振器の損失分を能動回路の負性抵抗で補うことで振動を持続させる発振方式であり、２ポート型は、２端子対回路（４端子回路）であって、出力から入力に帰還をかけて発振を起こす発振方式である。１ポート型の発振器は２ポート回路に書き換えることで、帰還の解析を適用することができる。
【００６３】
図２は本発明の発振回路について交流信号のみについて１ポート型で示している。この図２の回路を２ポート型に書き換えると、本発明の発振回路は図３に示す２ポート型の回路構成で表すことができる。
【００６４】
図３において、第１の帰還回路Ｈ1はインダクタンスＬと容量ＣA，ＣBのＬＣ回路で表され、第２の帰還回路Ｈ2は帰還容量ＣFを介して発振段Ａに帰還されている。
【００６５】
また、図４，５は等価回路であり、図４は図２の１ポート型の等価回路であり、図５は図３の２ポート型に書き換えたときの等価回路である。
【００６６】
図４，５の等価回路において、トランジスタは電流制御源で表され、入力した端子電圧ＶAを相互コンダクタンスｇｍ倍して電流ＶAｇｍを出力する。また、第２の帰還回路Ｈ2は、電流制御源と第１の帰還回路Ｈ1による発振段の端子電圧ＶBに基づいて電流を出力し、帰還容量ＣFを介して電流制御源Ａに入力端に帰還する。
【００６７】
図６は、本発明の第２の帰還回路Ｈ2の効果を説明するためのベクトル図である。
【００６８】
図６において、コルピッツ発振回路の容量ＣAの端子電圧は、振動子電流Ｉxに対して９０度遅れる。また、トランジスタのコレクタ電流は容量ＣAの端子電圧ＶAと同位相でｇｍ倍となる。
【００６９】
トランジスタのコレクタ電流ｇｍ・ＶAが容量ＣBに流れて生じる電圧はｇｍ・ＶAにＣBのインピーダンスをかけたものであるから、コレクタ電流よりさらに９０度位相が遅れる。従って、振動子電流Ｉxからちょうど１８０度位相が遅れることになる。即ち、容量CBには負の電圧が発生し、負性抵抗−Ｒとなる。
【００７０】
図６（ａ）は、本発明による電流帰還を行わずにインダクタンスに流れる電流Ｉxのみがコルピッツ発振回路に流れる場合の負性抵抗について示している。これに対して、図６（ｂ）は、本発明による電流帰還を行ってインダクタンスに流れる電流Ｉxに加えて帰還電流ＩFがコルピッツ発振回路に流れる場合の負性抵抗について示している。
【００７１】
第２の帰還回路によって、コルピッツ発振回路に振動子電流Ｉxと同相の帰還電流ＩFが帰還されると、トランジスタに流れる電流Ｉbは（Ｉx＋ＩF）となって増加する。この電流Ｉbの増加により、前記したと同様に、容量CBには負の電圧が発生し、その負性抵抗は−Ｒ´（＝ｇｍＶA´／ｊωＣB）となる。この負性抵抗−Ｒ´はコレクタ電流ｇｍＶA´のＶA´が電流Ｉbの増加によって増大するため、電流を帰還することで増加する。
帰還容量ＣFの役割は、第１の形態においては、第２の帰還回路から発振段増幅回路に帰還する電流の大きさと位相を調整する役割と、第２の帰還回路と発信段増幅回路を直流的に分離し交流電流のみを帰還する役割を兼ね備える。第２の形態においては、帰還容量ＣFの役割は、第２の帰還回路から発振段増幅回路に帰還する電流の大きさと位相を調整する役割を果たす。
【００７２】
図６について以下に詳細に説明する。なお、ここでは図４に示した簡略化等価回路を用いて説明する。また、第２の帰還回路の出力インピーダンスＲ0が無限大で、帰還容量が十分大きい理想的な場合について説明する。
【００７３】
コイル(インダクター)から発振回路の能動回路に流れ込む電流をＩxとする。
【００７４】
まず、第２の帰還回路H2が無く、通常のコルピッツ発振回路の場合について説明する。容量ＣAの端子には、大きさがＩxの(１／ωＣA)倍で、Ｉxより９０度位相が遅れた電圧ＶAが発生する。トランジスタの相互コンダクタンスをｇｍとすると、トランジスタの制御電流源には、ＶAのｇｍ倍の電流が流れる。ｇｍは実数なので、相互コンダクタンスにより生じる電流はＶAと同位相となる。従って、Ｉxより９０度遅れた電流となる。またその大きさは、ＶAの大きさが（Ｉx／ωＣA）となるので、ｇｍ（Ｉx／ωＣA）となる。この電流が容量ＣBに流れると、その端子に大きさがｇｍ（Ｉx／ωＣA）（１／ωＣB）で、位相が相互コンダクタンスの電流よりさらに９０度遅れた電圧が発生する。
【００７５】
相互コンダクタンスの電流は、コイルから流れ込む電流Ｉxより９０度遅れていたので、相互コンダクタンスに流れる電流によって容量ＣBに発生する電圧は、Ｉxより１８０度位相が遅れていることになる。
【００７６】
すなわち、Ｉxと丁度逆相の電圧が発生していることになり、Ｉxに対しては、負の電圧を発生していることになるため、抵抗としてみれば負性抵抗となる。
【００７７】
一方、容量には、相互コンダクタンスによる電流だけでなく、本来トランジスタのベースから流れ込んだ電流Ｉxも流れる。この電流により容量ＣBの端子に発生する電圧は、容量ＣAの場合と同様、Ｉxより位相が９０度遅れていて、大きさは（１／ωＣB）となる。
【００７８】
コイルから流れ込む電流Ｉxにより容量ＣA，ＣBに生じる電圧は足し合わされて、Ｉxより位相が９０度遅れ、大きさが（Ｉx／ωＣA）＋（Ｉx／ωＣB）の電圧となる。
【００７９】
コイルの端子から見た能動回路側の電圧Ｖxは、この容量ＣA、ＣBによる電圧と、負性抵抗による電圧のベクトル合成となる。従って、ＶxはＩxに対して位相が遅れ、その遅れは、０度から−１８０度の範囲となる。
【００８０】
すなわち、コイルの端子から見た能動回路は容量性となり、負性抵抗とＣA、ＣBの直列容量の直列回路として表すことができる。
【００８１】
負性抵抗が十分大きい場合、ＶxのＩxに対する位相は、−１８０度に近い値となる。また、容量ＣBの端子電圧は、トランジスタの制御電流によって生じる電圧とＩxによる電圧のベクトル合成となる。したがって、容量ＣBの端子電圧ＶBとＶxとはＣAの容量性電圧分だけ異なることになる。
【００８２】
ここで、帰還回路H2は、容量ＣBの端子電圧を検出、増幅・位相推移させてトランジスタのベース端子にＩxと同じ向きに加える働きを有する。
【００８３】
いま、Ｈ2の位相推移がＶ2のＩxに対する位相遅れをキャンセルする場合を考える。この時、帰還電流ＩFは、もともと、トランジスタのベース端子に加えられる電流Ｉxと同位相になるので、トランジスタのベースに流れ込む電流は単純にこれらの和となり、Ｉx＋ＩFとなる。
【００８４】
ＩF の大きさは、Ｉxに負性抵抗の大きさ（ｇｍ／（ω2ＣA・ＣB））及びH2の増幅度A2をかけた値となり、１より大きな値となる。従って、Ｉbは、Ｉxと同じ位相で大きさが大きくなる。
【００８５】
負性抵抗の発生メカニズムは上記の説明とまったく同様なので、Ｉxが大きくなったと考えればよく、従って、負性抵抗は増大する。
【００８６】
言い換えれば、帰還回路H2を付加したことにより、コイルから流れ込む電流Ｉxが第２の帰還回路H2により増大・加算されて、トランジスタのベースに流れ込み、負性抵抗が増大される。
【００８７】
このように、第２の帰還回路H2の位相推移がＶ2のＩxに対する位相遅れをキャンセルする場合には、負性抵抗の増大だけが実現される。
【００８８】
次に、第２の帰還回路H2の位相推移が０か正、すなわち位相推移が無いか位相が進んでいる場合を考える。
【００８９】
この時、第２の帰還回路H2によって帰還される帰還電流ＩFは、コイルより流れ込む電流Ｉxより位相が進んだ電流となるため、トランジスタのベースに流れ込む電流Ｉｂは、ＩxとＩFのベクトル合成となり、位相角は小さくなるものの、Ｉxより位相の進んだ電流となる。Ｉbの大きさは、Ｉxより大きくなる。
【００９０】
この場合も、負性抵抗の発生メカニズムはまったく同様なので、第２の帰還回路H2の無い場合のベクトル図において、Ｉxを大きくして位相を進める。即ち、ベクトル図上において、第２の帰還回路H2の無い場合のＩxより上側に傾けたと考えればよい。
【００９１】
したがって、ベクトル図は大きさが大きくなるだけでなく、反時計方向に回転した形となるため、最終的に能動回路の端子電圧Ｖxも、第２の帰還回路H2の無い場合より、大きくなり、反時計方向に回転したものとなるため、負性抵抗だけでなく等価リアクタンス分も大きくなって等価容量値も大きくなる。
【００９２】
一方、第２の帰還回路H2の位相推移が負、すなわち位相遅れがある場合を考える。この時、第２の帰還回路H2によって帰還される電流ＩFは、コイルより流れ込む電流Ｉxより位相が遅れた電流となるため、トランジスタのベースに流れ込む電流Ｉbは、ＩxとＩFのベクトル合成となり、Ｉxより位相が遅れた電流となる。Ｉbの大きさは、Ｉxより大きくなる。
【００９３】
この場合も、負性抵抗の発生メカニズムはまったく同様なので、第２の帰還回路H2の無い場合のベクトル図において、Ｉxを大きくして位相を遅らせる。即ち、ベクトル図上において、第２の帰還回路H2の無い場合のＩxより下側に傾けたと考えればよい。
【００９４】
したがって、ベクトル図は大きさが大きくなるだけでなく、時計方向に回転した形となるため、最終的に能動回路の端子電圧Ｖxは、第２の帰還回路H2の無い場合より、大きくなり、時計方向に回転したものとなるため、Ｉxの線より上側となり、負性抵抗が大きくなるだけでなく、等価リアクタンス分は、誘導性となる。
【００９５】
前記非特許文献３に示したエミッタ・ホロワを用いた帰還の場合には、エミッタ端子から発振段トランジスタのコレクタ端子に電圧を帰還することによって、ベース・コレクタ間容量Ｃbcの両端にかかる電圧を合わせることで、ベース・コレクタ間容量Ｃbcに流れる電流を抑制して、ベース・コレクタ間容量Ｃbcによる影響を低減している。
【００９６】
これに対して、本発明の第２の帰還回路は、図６のベクトル図で説明したように、発振段トランジスタのベース端子に対して電流帰還を行うことによって、トランジスタＱ1に入る電流を増加させて負性抵抗を増大させ、また、帰還電流に適切に位相推移を与えることによって、発振回路の等価リアクタンス分を変化させることができる。
【００９７】
なお、第２の帰還回路の出力インピーダンスＲ0が有限の値である場合には、発振段トランジスタへの電流帰還の効果を高めるように帰還容量を設定する必要がある。
【００９８】
具体的には、発振段トランジスタのベース・コレクタ容量（主にＣbc）とＲ0の帰還回路のインピーダンスとのインピーダンス関係に基づいて帰還容量を定める。
【００９９】
本発明の発振回路は、第２の帰還回路により負性抵抗を周波数軸上で選択的に増大させ、また、等価リアクタンスを改善する作用効果を奏する。そこで、以下、負性抵抗の周波数特性について図７〜図１０を用いて説明し、等価リアクタンスについて図１１を用いて説明する。
【０１００】
はじめに、コルピッツ発振回路の負性抵抗の周波数特性について図７を用いて説明する。
【０１０１】
図７は通常のコルピッツ発振回路において、容量ＣAを変化させたときの負性抵抗の周波数特性を示している。図７において、容量ＣA，ＣBを小さくしていくと、コルピッツ発振回路の負性抵抗はピーク周波数は高周波側に移動するが、ピーク値は次第に低下する。また、１ＧＨｚ付近では容量値も著しく低下する。
【０１０２】
これに対して、本発明の発振回路によれば、負性抵抗を増加させることができる。ここで、図８に示すベース帰還型の回路構成を用いて、通常のコルピッツ発振回路との周波数特性の比較を行う。
【０１０３】
図８は前記した図１（ａ）と同様の発振回路の構成例であり、負荷抵抗Ｒcが０の場合を示している。図９は、この発振回路の構成において、負性抵抗のピーク周波数が３００ＭＨｚとなるように設計したシミュレーション結果を示している。図９のシミュレーション結果によれば、本発明の発振回路による負性抵抗の周波数特性（図中でproposedで示す）は、通常のコルピッツ発振回路による負性抵抗の周波数特性（図中でcolpittsで示す）と比較して、予定する３００ＭＨｚにおける負性抵抗が大幅に増大することが確認される。
【０１０４】
本発明の発振回路において、負性抵抗と第２の帰還回路の相互コンダクタンスｇｍ（図ではｇｍ２で示す）との関係について図１０を用いて説明する。なお、図１０では、回路構成は前記した図８と同様にベース帰還型の回路構成を用い、負荷抵抗Ｒcを０として場合について説明する。図１０は、第２の帰還回路Ｈ2の相互コンダクタンスｇｍ（利得）を変化したときの、負性抵抗の周波数特性を示している。図１０のシミュレーション結果によれば、相互コンダクタンスｇｍの増大に伴って負性抵抗が増大し、ｇｍの特定の値で最大となることが確認される。
【０１０５】
また、本発明の発振回路において、等価リアクタンスと第２の帰還回路の相互コンダクタンスｇｍ（図ではｇｍ２で示す）との関係について図１１を用いて説明する。なお、図１１のシミュレーションに用いる回路構成は前記した図８に示したベース帰還型の回路構成と同様であり、負荷抵抗Ｒcを０とした場合である。図１１は、第２の帰還回路Ｈ2の相互コンダクタンスｇｍ（利得）を変化したときの、等価リアクタンスの周波数特性を示している。図１１のシミュレーション結果によれば、相互インダクタンスｇｍによって等価リアクタンスが変化し、発振回路の等価リアクタンス成分を容量性（ｇｍ２＝２０ｍ）から誘導性（ｇｍ２＝６０ｍ）に変化できることが確認される。
【０１０６】
上記例では、負荷抵抗Ｒcを０とする構成例について説明したが、本発明の発振回路は、図１（ｂ）に示すように負荷抵抗Ｒcを接続する構成例としてもよい。この負荷抵抗Ｒcによる影響について図１２を用いて説明する。なお、図１２のシミュレーションに用いる回路構成は前記した図８に示したベース帰還型の回路構成と同様であり、負荷抵抗Ｒc（図中ではＲc1としている）を０，５０，１００Ωとした場合である。
【０１０７】
図１２のシミュレーション結果によれば、負荷抵抗Ｒcが小さいほど負性抵抗は大きくなる。この負性抵抗の低下は、ミラー効果によるものと推定される。
【０１０８】
発振回路では、負荷抵抗Ｒcは負性抵抗の生成には不要であるため、大きな負性抵抗を得るにはＲc＝０が望ましい。
【０１０９】
なお、第２帰還回路の相互コンダクタンスｇｍはバイアス条件で決めることができ、トランジスタのバイアス抵抗によって制御することができる。また、第２の帰還回路の振幅及び位相特性は、第２の帰還回路中の容量等のパラメータによっても制御することができる。
【０１１０】
本発明の発振回路は複数の形態で構成することができる。以下、発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子への電流帰還に用いる帰還容量の形態を異にする第１の形態と第２の形態、第２の帰還回路に共振特性を備える第３の形態、及び第２の帰還回路を差動型帰還回路で構成する第４の形態について説明する。
【０１１１】
はじめに、図１３，図１４を用いて第１の形態について説明する。第１の形態は、コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子の電圧を第２の帰還回路で増幅位相推移させて、第２帰還回路の出力端子から帰還容量を介してベース端子に電流帰還する形態であって、直接ベース帰還型の形態である。
【０１１２】
図１３は第１の形態の回路構成例を示し、図１４は第１の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示している。なお、負荷抵抗Ｒcは０としている。
【０１１３】
図１３に示す回路構成例では、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成している。１段目のエミッタ接地増幅器の入力端はトランジスタＱ1のエミッタ端子に接続され、２段目のエミッタ接地増幅器の出力端は帰還容量ＣF（十分小さい容量）を介してトランジスタＱ1のベース端子に接続され、２段のエミッタ接地増幅器の出力電流が発振段のトランジスタＱ1のベース端子に帰還される。
【０１１４】
帰還容量ＣFは、ＣAとＣBとの直列接続容量の１／１０〜１／５程度の小さな値でよい。例えば、ＣA，ＣBが２〜３pFの場合には、帰還容量ＣFは０．２pF〜１pF程度であることが望ましい。
【０１１５】
負性抵抗の周波数特性は、この第２の帰還回路のパラメータを変更することで変えることができる。例えば、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成した場合には、エミッタ接地増幅器を構成するコレクタ端子に接続される抵抗ＲD2，ＲD3、エミッタ端子に接続される抵抗ＲE2，ＲE3や容量ＣE2，ＣE3等の回路定数を変更することによって負性抵抗の周波数特性を変更することができる。
【０１１６】
このパラメータの変更において、これら抵抗を並列接続した複数の抵抗をスイッチ手段を介して接続・切断自在に構成しておき、スイッチ手段の切り換えによって接続する抵抗値を選択することで、負性抵抗の周波数特性（負性抵抗のピークとなる周波数と大きさ）を選択することができる。
【０１１７】
例えば、無線ＬＡＮにおいて使用される９００ＭＨｚと１．２ＧＨｚの発振周波数を一つの発振回路で切り換えて出力することができる。
【０１１８】
図１４に示す周波数特性は、３００ＭＨｚ，６００ＭＨｚ，９００ＭＨｚ，１．２ＧＨｚで設計した場合のシミュレーション結果である。
【０１１９】
回路定数の設定により、２．０ＧＨｚまで十分な負性抵抗を得る構成を設計することができる。
【０１２０】
次に、図１５，図１６を用いて第２の形態について説明する。第２の形態は、帰還容量として、発振段トランジスタのコレクタ・ベース間容量を帰還容量ＣF´として用い、第２の帰還回路の出力端子を上記帰還容量ＣF´とは異なる容量（十分大きい結合容量）Ｃ31を介して発振段トランジスタのコレクタ端子に接続し、コレクタ端子からコレクタ・ベース間容量を介してベース端子に電流帰還する形態であり、コレクタ経由のベース帰還型の形態である。
【０１２１】
図１５は第２の形態の回路構成例を示し、図１６は第２の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示している。
【０１２２】
図１５の回路構成例は前記した図１３の回路構成例とほぼ同様であり、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成している。図１３に示す第１の形態の回路構成との相違は、２段目のエミッタ接地増幅器の出力電流を容量Ｃ31を介して発振段トランジスタであるトランジスタＱ1のコレクタ端子に帰還し、このコレクタ端子には負荷抵抗Ｒcとして抵抗ＲD1を接続している点である。ここで、容量Ｃ31は、直流を遮断する交流結合容量であり、例えば、１００pF〜１０００pF程度の大きい容量が望ましい。なお、この場合には、抵抗ＲD1は必須である。
【０１２３】
図１５に示す回路構成例では、図１３と同様に、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成している。１段目のエミッタ接地増幅器の入力端はトランジスタＱ1のエミッタ端子に接続され、２段目のエミッタ接地増幅器の出力端は容量Ｃ31を介してトランジスタＱ1のコレクタ端子に接続される。２段のエミッタ接地増幅器の出力電流は発振段のトランジスタＱ1のコレクタ端子から、ベース・コレクタ間容量を介してベース端子に帰還される。
【０１２４】
また、負性抵抗の周波数特性は、前記回路構成例と同様に、第２の帰還回路のパラメータを変更することで変えることができ、例えば、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成した場合には、エミッタ接地増幅器を構成するコレクタ端子に接続される抵抗ＲD2，ＲD3、エミッタ端子に接続される抵抗ＲE2，ＲE3や容量ＣE2，ＣE3等の回路定数を変更することによって負性抵抗の周波数特性を変更することができる。
【０１２５】
また、パラメータの変更において、これら抵抗を並列接続した複数の抵抗をスイッチ手段を介して接続・切断自在に構成し、スイッチ手段の切り換えによって接続する抵抗値を選択することで、負性抵抗の周波数特性を選択することができる。
【０１２６】
図１６に示す周波数特性は、３００ＭＨｚ，６００ＭＨｚ，９００ＭＨｚ，１．２ＧＨｚで設計した場合のシミュレーション結果である。
【０１２７】
回路定数の設定により、２．０ＧＨｚまで十分な負性抵抗を得る構成を設計することができる。
【０１２８】
次に、図１７〜図１９を用いて第３の形態について説明する。第３の形態は、第２の帰還回路は共振特性を備える形態である。
【０１２９】
図１７は第３の形態の回路の概略図を示し、図１８は第３の形態の回路構成例を示し、図１９は第３の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示している。
【０１３０】
図１７の回路構成の概略は前記した図１の回路構成例において、第２の帰還回路に共振特性を持たせたものであり、図１８はその一例としての回路構成例である。この回路構成において、インダクタンスと容量の並列回路Ｂを付加することによって共振特性を持たせることができる。この回路構成においても、２段のエミッタ接地増幅器からなる第２の帰還回路の出力は、発振段トランジスタのベース端子に帰還されている。
【０１３１】
この回路構成によれば、共振特性によって負性抵抗のピークが得られる周波数域を狭帯域とすることができる。
【０１３２】
図１８の回路構成例は、第２の形態の図１５で示した回路構成にも適用することができる。
【０１３３】
また、第２の帰還回路は複数の共振特性を切り換え自在に備えることができ、発振周波数を切り換えて多周波切り換えを行うことができる。
【０１３４】
図１９に示す周波数特性は、Ｑ＝２０として設計した場合のシミュレーション結果である。
【０１３５】
前記第１の形態の図１４及び第２の形態の図１６に示すシミュレーション結果と比較すると、負性抵抗のピークの周波数帯域を狭帯域にできることがわかる。
【０１３６】
次に、図２０を用いて第４の形態について説明する。第４の形態は、第２の帰還回路を差動型帰還回路で構成する形態である。図２０（ａ）は第４の形態の回路の概略図を示し、図２０（ｂ）は第４の形態の回路構成例を示している。
【０１３７】
図２０（ａ）の回路構成例は前記した図１の回路構成例において、第２の帰還回路を差動型帰還回路で構成したものであり、図２０（ｂ）その一例としての回路構成例である。
【０１３８】
差動型帰還回路によれば、差動出力を得ることができる他、同相雑音を除去することができる。また、エミッタ接地を２段接続した回路と比較して位相雑音を改善することができる。
【０１３９】
なお、図２０（ｂ）において、差動出力は、差動ぺアの２つのトランジスタのコレクタ端子あるいは、図中で四角で示した負荷から取り出すことができる。
【０１４０】
次に、本発明の第１の形態、第２の形態、通常のコルピッツ発振回路、及び非特許文献３で提案される回路例において負性抵抗を図２１を用いて比較する。なお、第２帰還回路の効果を明確に比較するため、これらの回路において発振段（すなわち通常のコルピッッ発振回路部分）の回路素子値は等しくしてある。
【０１４１】
図２１に示す各構成例によるシミュレーション結果を比較すると、負性抵抗の大きさは、本発明の第１の形態（図中Base FBで示す）、第２の形態（図中Collector FBで示す）、非特許文献３で提案されるエミッタ・ホロワによる回路例（図中Followerで示す）、通常のコルピッツ発振回路（図中でcolpittsで示す）の順であり、本発明の構成とすることで十分に大きな負性抵抗を得ることができる。
【０１４２】
次に、ベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果について図２２〜図２４を用いて説明する。
【０１４３】
図２２は本発明の第１の形態でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。ここでは、ベース・コレクタ間容量による影響を調べるために、ベース・コレクタ間容量を取り除いた場合（図中のＣjc＝０の場合）と、存在する場合（図中のＣjc＝０．１６ｐの場合）とを比較して示している。なお、ここではＲc＝０でありミラー効果はない。
【０１４４】
シミュレーション結果によれば、ベース・コレクタ間容量を介して帰還信号がベース端子に注入される効果により、ベース・コレクタ間容量が存在する場合の方が大きな負性抵抗が得られる。
【０１４５】
図２３は本発明の第２の形態でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。ここでも、ベース・コレクタ間容量による影響を調べるために、ベース・コレクタ間容量を取り除いた場合（図中のＣjc＝０の場合）と、存在する場合（図中のＣjc＝０．１６ｐの場合）とを比較して示している。なお、ここでは負荷抵抗Ｒが接続されているためミラー効果があり、これにより負性抵抗は図２２で示した第１の形態と比較して小さい。また、シミュレーション結果によれば、ベース・コレクタ間容量を介して帰還信号がベース端子に注入される効果により、ベース・コレクタ間容量が存在する場合の方が大きな負性抵抗が得られる。
【０１４６】
図２４は非特許文献３で提案されるエミッタ・ホロワによる回路例でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。
【０１４７】
このシミュレーション結果によれば、ベース・コレクタ間容量による変化は少ない。すなわち、エミッタ・ホロワ増幅器により、発振段トランジスタのエミッタ端子とコレクタ端子の電圧がほぼ等しい値に設定され、負性抵抗の大きさが容量ＣＢの 容量性の電圧より十分大きいことから、インダクタンスの両端の電圧がほぼ負性抵抗の電圧と等しくなっており、従って、トランジスタＱ１のベースの電圧とコレクタの電圧がほぼ等しくなり、ベース・コレクタ容量の影響による負性抵抗の減少を低減する回路となっていると考えられる。
【０１４８】
次に、本発明の発振回路の電圧制御発振回路への適用について図２５を用いて説明する。電圧制御発振回路は、通常、インダクタンスＬと能動回路との間に可変容量Ｃsを挿入することにより周波数を変化させる。
【０１４９】
発振周波数は、可変容量Ｃsと能動回路の等価容量Ｃiとの直列容量とインダクタンスＬによって決まる。従って、等価容量Ｃiが小さい場合には、可変容量Ｃsと等価容量Ｃiとの直列容量は主に等価容量Ｃiによって決まるため、可変容量Ｃsを変えても発振周波数の変化は小さい。従って、本発明の発振回路により負性抵抗を大きくとることによって、ＣA，ＣBを大きくすることによる負性抵抗の減少分を補うことができる。
【０１５０】
これにより、発振のし難さや変動による発振停止といったこと無く、周波数の可変量をとることができる。
【０１５１】
可変容量Ｃsは通常バリキャップを用いて構成するが、このバリキャップは容積や特性等の問題から集積化に不適であり、また、発振周波数制御の直線性の点からも周波数制御に不適である。これに対して、本発明の発振回路によれば、第２の帰還回路により等価容量Ｃiを直接変えることで、バリキャップ等の可変容量を用いることなく周波数を変えることができる。
【０１５２】
図２６は圧電振動子などの共振子を用いた電圧制御発振回路の構成例であり、伸張用コイルを備える例である。なお、図２６（ｂ）は共振子の等価回路である。
【０１５３】
インダクタンスに代えて圧電振動子を備えた電圧制御発振回路において、発振周波数の可変範囲を大きくとるためにはＣiの影響を小さくする必要がある。通常、Ｃiの影響を小さくするため、伸張コイルを振動子を直列に挿入しているが、本発明の能動回路（第２の帰還回路）の等価容量を誘導性とすることで電圧制御発振回路の伸張用コイルに代えることができる。伸張用コイルを不要とする構成、あるいは、伸張用コイルを小さくすることができる。これによって、回路構成を小型とすることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１５４】
本発明は、無線システムの発振器、ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨなどの光伝送システムの発振器、ハイビジョンカメラなどの基準周波数源、無線ＬＡＮ、ＵＷＢなどの発振器に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５５】
【図１】本発明の発振回路の基本的な回路構成を示す図である。
【図２】図１の回路において交流信号のみについて着目した回路構成を示す図である。
【図３】図２の回路構成を２ポート型に書き換えた回路構成を示す図である。
【図４】本発明の発振回路の基本的な回路構成の簡略化した等価回路を示す図である。
【図５】本発明の発振回路の基本的な回路構成の２ポート型の簡略化した等価回路を示す図である。
【図６】本発明の第２の帰還回路Ｈ2の効果を説明するためのベクトル図である。
【図７】通常のコルピッツ発振回路において、容量ＣAを変化させたときの負性抵抗の周波数特性を示す図である。
【図８】本発明のベース帰還型の回路構成を説明するための図である。
【図９】本発明の発振回路の構成において、負性抵抗のピーク周波数が３００ＭＨｚとなるように設計したシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】本発明の発振回路において、負性抵抗と第２の帰還回路の相互コンダクタンスｇｍとの関係を説明する図である。
【図１１】第２の帰還回路Ｈ2の相互コンダクタンスｇｍを変化したときの、等価リアクタンスの周波数特性を示す図である。
【図１２】負荷抵抗Ｒcによる影響を説明するための図である。
【図１３】第１の形態の回路構成例を示す図である。
【図１４】第１の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示す図である。
【図１５】第２の形態の回路構成例を示す図である。
【図１６】第２の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示す図である。
【図１７】第３の形態の回路の基本的な回路構成を示す図である。
【図１８】第３の形態の回路構成例を示す図である。
【図１９】第３の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示す図である。
【図２０】第４の形態を説明するための図である。
【図２１】第１の形態、第２の形態、通常のコルピッツ発振回路、及び非特許文献３で提案される回路例の負性抵抗を比較するための図である。
【図２２】本発明の第１の形態でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。
【図２３】本発明の第２の形態でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。
【図２４】非特許文献３で提案されるエミッタ・ホロワによる回路例でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。
【図２５】本発明の発振回路の電圧制御発振回路への適用を説明するための図である。
【図２６】圧電振動子などの共振子を用いた電圧制御発振回路の構成例である。
【図２７】非特許文献３の発振回路を示す図である。
【符号の説明】
【０１５６】
Ａ…発振段
Ｑ1…発振段トランジスタ
Ｈ1…第１の帰還回路
Ｈ2…第２の帰還回路
ＣF…帰還容量
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振回路に関し、特にコルピッツ発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ネットワークの高速化、大容量化に伴い、ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨなどの光デジタル通信ネットワークにおける基準周波数発生源の需要が高まっている。このような基準周波数発生源として、１５０ＭＨｚ基本波水晶発振を逓倍する発振器やＳＡＷ発振器が製品化されている。逓倍を行う方法では、ジッタ特性の劣化が課題であり、ＳＡＷ発振器では周波数温度特性が課題である。
【０００３】
１００ＭＨｚ〜ＧＨｚ帯において共振器を用いる発振器では、主にコルピッツ発振回路が用いられている。１００ＭＨｚ以上のコルピッツ発振回路では、十分な負性抵抗を得るために発振周波数を決定する容量の値を小さくしなければならず、設計が困難となったり、電圧制御発振器を構成する場合に周波数可変範囲が十分にとれないなどの問題が生じている。
【０００４】
また、バイアス電流を増やして負性抵抗を増大させると、消費電力が増加し、発振時に共振子に流れる電流が大きくなり特性の劣化につながるという問題がある。
【０００５】
このような問題に対して、コルピッツ発振回路のコレクタ端子からエミッタ端子に容量結合で帰還させることにより発振回路の負性抵抗を増加させる回路（非特許文献１）や、コルピッツ発振回路の出力をエミッタ・ホロワを介して帰還することにより負性抵抗を増加させる回路が提案されている（非特許文献２，３）。
【０００６】
図２７は非特許文献３の発振回路を示している。トランジスタＱ1、容量ＣA，ＣB及び水晶振動子によりコルピッツ発振回路が構成される。図中の破線で囲まれる部分はエミッタ・ホロワであり、コルピッツ発振回路のエミッタ端子の信号電圧を検出し、それにほぼ等しい電圧がトランジスタＱ1のコレクタ端子に加えられ負性抵抗の増大に寄与している。
【０００７】
一般に、負性抵抗−Ｒと容量Ｃiの直列回路に容量Ｃpが並列接続された回路は、負性抵抗−Ｒ´と容量Ｃi´の直列回路で等価的に表すことができる。このとき、負性抵抗−Ｒ´の絶対値は負性抵抗−Ｒの絶対値よりも小さくなる。
【０００８】
一方、コルピッツ発振回路は、インダクタンスＬと能動回路とによって構成され。能動回路は、直列接続された２つの容量と、これらの容量に接続された電圧制御電流源（トランジスタ）とから構成され、負性抵抗−Ｒと容量Ｃiの直列回路からなる等価回路によって表すことができる。ここで、コルピッツ発振回路が備えるトランジスタのベース・コレクタ間には容量Ｃbc（トランジスタのベース・コレクタ間の容量）が存在するため、コルピッツ発振回路は、前記した負性抵抗−Ｒと容量Ｃiの直列回路に容量Ｃbcをトランジスタのベース端子から見た容量に換算した容量Ｃbc´が並列接続された回路として表すことができる。
【０００９】
したがって、このコルピッツ発振回路の正味の負性抵抗−Ｒ´は、
−Ｒ´＝−Ｒ／（（１＋Ｃbc´／Ｃi）2＋（ωＣbc´Ｒ）2）
で表されるため、本来の負性抵抗−Ｒよりも減少する。この効果は、高周波の発振器になると、Ｃbc´がＣiに近い値となるためより大きくなる。
【００１０】
ここで、トランジスタのコレクタ端子と電源との間に負荷抵抗Ｒcを接続してコルピッツ発振回路を構成すると、トランジスタの入力端子（ベース端子）から見た容量Ｃbc´は、トランジスタの増幅作用によって、トランジスタと負荷抵抗Ｒcで構成される増幅器の利得をＡとしたとき、Ｃbc´＝（１＋Ａ）Ｃbcとなる。利得Ａ＝ｇｍＲcであって１より十分に大きいため、Ｃbc´はＣbcより大きくなる。上記の現象はミラー効果と呼ばれている。したがって、負荷抵抗Ｒcのあるコルピッツ発振回路ではトランジスタのベース・コレクタ間の容量Ｃbcの影響が顕著に表れる。トランジスタのベース・コレクタ間の容量Ｃbcの影響は、負性抵抗の減少として現れ、発振特性を低下させることになる。
【００１１】
非特許文献３の発振回路において、このＣbcによる影響を除去するためには、Ｃbcに流れる電流を０とすればよい。これによってＣbcは開放状態と同様となり、Ｃbcによる影響を除去することができる。
【００１２】
Ｃbcに流れる電流を０とするには、Ｃbcの両端の電圧を等しくすればよく、非特許文献３の発振回路では、エミッタ・ホロワによって、発振器のコレクタ端子にベース端子と等しい電圧を返すことによって、Ｃbcの両端の電圧を等しくしている。
【００１３】
【非特許文献１】松岡，佐藤，大島；“高負性抵抗・低ドライブ６００ＭＨｚ帯水晶発振回路”，第３２回ＥＭシンポジウム，pp.45-48，2003-05
【非特許文献２】周，野村，青柳，関根；“コルピッツ発振回路の高周波化に対する一検討”，平成１５年電気学会電子・情報・システム部門大会，GS3-6，pp.728-730，2003-09
【非特許文献３】周，野村，青柳，関根；“エミッタ・ホロワ回路を付加した高周波数用コルピッツ発振回路に対する検討 ”，電気学会電子回路研究会資料，ECT-04-20，pp.17-21，2004
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
エミッタ・ホロワ回路を付加した高周波数用コルピッツ発振回路では、上記したように、発振器のコレクタ端子にベース端子と等しい電圧を返すことによって、トランジスタのベース・コレクタ間の容量Ｃbcの影響を除去し、負性抵抗の減少を抑えようとするものであるが、実際の回路においては、種々の要因によってＣbcの影響が残るため、負性抵抗の減少の抑制は不十分なものであるという問題がある。
【００１５】
上記のＣbcの影響が除去されずに残る要因として、例えば、ベース端子の電圧とエミッタ・ホロワ回路の入力電圧との間には交流電圧の大きさ及び位相において差が生じることや、エミッタ・ホロワ回路の出力インピーダンスが０とならないため、負荷抵抗ＲcとＲo（エミッタ・ホロワ回路の出力抵抗）との関係から、コレクタ端子電圧はエミッタ・ホロワ回路の出力電圧よりも小さくなるなどの要因がある。これらの要因の影響によって、トランジスタのベース・コレクタ間の容量Ｃbcの両端の電圧は等しくならず、Ｃbcの影響が残ることになる。
【００１６】
本発明は前記した従来の問題点を解決し、負性抵抗の減少を抑制することを目的とし、また、発振周波数付近で負性抵抗を選択的に増大させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、出力から入力への帰還増幅によって発振を行う発振回路において、発振回路が通常備える発振のための第１の帰還とは別に、振幅及び位相推移を行う第２の帰還の２重帰還を行うことによって、発振回路の負性抵抗を所望の周波数で増加させると共に、等価リアクタンス成分を調整する。
【００１８】
発振回路が通常備える帰還回路（上記した第１の帰還）では、直列接続された２つの容量とインダクタンスとの並列回路によって増幅器に対する正帰還を行う構成である。本発明はこの帰還回路に、もう一つの帰還回路（上記した第２の帰還）を設けて、第１の帰還回路のインダクタンスからの電流Ｉxと同相の電流を帰還させて、増幅器に入る電流を増やし、これによって負性抵抗を増加させるものである。このとき、第２の帰還では振幅及び位相推移を行うことで帰還する電流を調整する。
【００１９】
なお、この電流帰還において、前記電流Ｉxと完全に同相とせずに積極的に位相差を付けることによって、発振回路の等価リアクタンス成分を調整することもできる。
【００２０】
本発明の発振回路は、２重帰還の構成とすることにより、通常の発振回路が備える発振段と第１の帰還回路に加えて第２の帰還回路を回路設計要素として備えるため、全体のループ利得の振幅及び位相の周波数特性を調整でき、従来のコルピッツ発振回路に比べて大幅に回路設計の自由度を高めることができる。
【００２１】
本発明の発振回路をコルピッツ発振回路で構成した場合には、発振回路は、コルピッツ発振回路が備える負性抵抗を生成する第１の帰還回路と、コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子に電流帰還する第２の帰還回路とによって構成することができる。エミッタ端子からベース端子への電流帰還は帰還容量を介して行う。
【００２２】
本発明の第２の帰還回路は、受動回路に限らず能動回路で構成することができ、能動回路が備える増幅特性及び位相推移特性により負性抵抗及び／又は等価リアクタンス成分を変更する。
【００２３】
本発明の第２の帰還回路の電圧利得の振幅特性及び位相特性を変化させることにより、負性抵抗の周波数特性を変化させることができる。つまり、負性抵抗のピークとなる周波数とその大きさを変えることができる。
【００２４】
また、第２の帰還回路の電圧利得の振幅特性及び位相特性を変化させることにより、発振回路の等価リアクタンス成分の容量値を変え、さらに誘導性に変化することもできる。
【００２５】
第２の帰還回路による負性抵抗及び／又は等価リアクタンス成分の変更と、コルピッツ発振回路の周波数を決定する容量及びバイアス回路の抵抗や負荷抵抗とを独立とすることができるため、発振段の回路素子値を変えることなく、負性抵抗や等価リアクタンス成分を変更することができる。
【００２６】
また、負性抵抗は発振段の容量と反比例するため、通常のコルピッツ発振回路では、発振段の容量を大きくすると、負性抵抗が減少し、発振が起動しにくくなったり、回路素子の変動による発振停止が起きやすくなったりするため、これらの容量値を大きく取ることができない。しかし、本発明の発振回路では、第２の帰還回路により発振段容量値とは独立に負性抵抗を増大できるので、発振段の容量を大きくとることができる。
【００２７】
本発明の発振回路は、発振を行う能動素子にインバータを用いた構成に適用することもできる。
【００２８】
また、発振要素としてインダクタンス又は共振子を備えることができ、共振子として、水晶振動子、セラミック振動子、弾性表面波振動子、端面反射振動子、バルク振動子の何れかの圧電振動子、又は誘電体共振器を用いることができる。
【００２９】
本発明の発振回路は電圧制御発振回路に適用することができる。一般に、電圧制御発振回路では、発振段のインダクタンスと能動回路との間に可変容量Ｃsを接続し、この可変容量Ｃsを変えることによって周波数を変化させている。発振周波数は、インダクタンスのＬと可変容量Ｃsと能動回路の等価容量Ｃｉの直列容量で決まり、可変容量Ｃsと等価容量Ｃｉとは直列接続であるため、小さい方の容量値で主に決まることになる。高周波の発振回路では、周波数を高めるために容量を小さくすると、等価容量Ｃiが小さくなるため、前記したように発振周波数は、この小さな等価容量Ｃiに主に依存し、可変容量Ｃsを変化されても周波数を変えることが難しい。
【００３０】
本発明の発振回路では、第２の帰還回路によって負性抵抗を高くすることができるため、発振器の容量を大きくとって等価容量Ｃiを大きくできるため、可変容量Ｃsの変化による発振周波数の可変範囲が大きく取れる。さらに、この等価容量Ｃiを可変とすることで、可変容量Ｃsを用いることなく発振周波数を変えることができる。可変容量Ｃsは通常バリキャップを用いて構成するが、このバリキャップは容積や特性等の問題から集積化に不適であり、また、発振周波数制御の直線性の点からも周波数制御に不適である。これに対して、本発明の発振回路によれば、第２の帰還回路により等価容量Ｃiを変えることで、バリキャップ等の可変容量を用いることなく周波数を変えることができる。
【００３１】
また、インダクタンスに代えて圧電振動子などの共振器を備えた電圧制御発振回路において、発振周波数の可変範囲を大きくとるためにはＣiの影響を小さくする必要がある。通常、Ｃiの影響を小さくするため、伸張コイルを振動子に直列に挿入しているが、本発明の能動回路（第２の帰還回路）の等価リアクタンスを誘導性とすることで電圧制御発振回路の伸張用コイルの一部又は全部に代えることができるため、伸張用コイルを不要とする構成、あるいは、伸張用コイルを小さくすることができる。これによって、回路を小型とすることができる。
【００３２】
電圧制御発振器のインダクタンスとしては、水晶振動子、セラミック振動子、弾性表面波振動子、端面反射振動子、バルク振動子などの圧電振動子や誘電体共振器を用いることができる。
【００３３】
また、本発明の発振回路は温度補償発振回路に適用することができる。本発明の温度補償発振回路によれば、発振回路の能動回路の等価容量を、温度に応じて可変とすることにより、周波数温度特性の補償を行う。
【００３４】
また、本発明の発振回路の発振段トランジスタは、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタとすることができる。
【００３５】
さらに、本発明の発振を行う発振段としてインバータ発振器を用いることもできる。発振段の発振要素としてインダクタンス又は共振子とすることができる。
【００３６】
本発明の発振回路は、複数の形態で構成することができる。
【００３７】
本発明の発振回路の第１の形態において、コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子への電流帰還に用いる帰還容量として、第２の帰還回路の出力端子と発振段トランジスタのベース端子との間に容量要素を接続し、出力端子から容量要素を介してベース端子に電流帰還する。
【００３８】
本発明の発振回路の第２の形態では、前記の帰還容量として、発振段トランジスタのコレクタ・ベース間容量を用い、第２の帰還回路の出力端子を別の容量（十分大きい値の結合容量）を介して発振段トランジスタのコレクタ端子に接続し、コレクタ端子からコレクタ・ベース間容量を介してベース端子に電流帰還する。
【００３９】
第１の形態においては、発振トランジスタのコレクタ端子と電源との間は、直接に接続する構成、あるいは負荷抵抗を接続する構成とすることができる。
【００４０】
負荷抵抗はミラー効果によって負性抵抗を低減するため、コレクタ端子と電源との間を直接に接続して負荷抵抗をなくす構成とすることで、高い負性抵抗を得ることができる。
【００４１】
第２の形態においては、発振トランジスタのコレクタ端子と電源との間には、負荷抵抗を接続する構成とする。
【００４２】
また、第１の形態及び第２の形態において、第２の帰還回路は、２段のエミッタ接地増幅器により構成することができる。
【００４３】
本発明の発振回路の第３の形態では、第２の帰還回路は共振特性を備える構成とすることができ、これにより狭帯域特性とすることができる。
【００４４】
また、第２の帰還回路は複数の共振特性を切り換え自在に備えることができ、発振周波数を切り換えて多周波切り換えを行うことができる。
【００４５】
本発明の発振回路の第４の形態では、第２の帰還回路は差動型帰還回路で構成する。これにより、差動出力を得ることができる他、同相雑音を除去することができる。また、エミッタ接地を２段接続した回路と比較して位相雑音を改善することができる。
【００４６】
本発明の発振回路では、第２の帰還回路のパラメータを切り換えることによって、負性抵抗が生じる周波数帯を切り換えることができる。
【発明の効果】
【００４７】
以上説明したように、本発明によれば、負性抵抗の減少を抑制することができる。
【００４８】
また、発振周波数付近で負性抵抗を選択的に増大させることができる。
【００４９】
また、発振段の回路容量を大きくとることができ、電圧制御発振器を構成した場合、発振周波数の可変範囲を大きくとることができる。
【００５０】
また、高い周波数帯（例えば、１００ＭＨｚ〜数１０ＧＨｚ帯）の発振器を容易に構成することができる。
【００５１】
また、従来の回路と同程度又は低消費電力で負性抵抗が大幅に大きくなり、発振の起動が容易となる。共振子、回路の変動による発振の停止、発振の不発などに対する余裕を大きくとることができ、信頼度のある発振器を構成することができる。
【００５２】
また、電流帰還において、発振電流と完全に同相とせずに積極的に位相差を付加することによって、発振回路の等価リアクタンス分の大きさを変えたり、さらに、誘導性の等価リアクタンスとすることもできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５３】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
【００５４】
はじめに、図１〜図６を用いて本発明の発振回路の基本構成について説明する。なお、以下では、発振回路としてコルピッツ発振回路について説明する。
【００５５】
図１は本発明の発振回路の基本的な回路構成を示し、図２は図１の回路において交流信号のみについて着目した回路構成を示し、図３は図２の回路構成を２ポート型に書き換えた回路構成を示し、図４は本発明の発振回路の基本的な回路構成の簡略化した等価回路を示し、図５は本発明の発振回路の基本的な回路構成の２ポート型の簡略化した等価回路を示している。
【００５６】
図１において、図１（ａ）は負荷抵抗Ｒcを接続しない構成例であり、図１（ｂ）は負荷抵抗Ｒcを接続する構成例を示し、その他の構成は共通している。なお、発振回路において負性抵抗の発生には、負荷抵抗Ｒcを要さず、回路中の損失分も負荷抵抗Ｒcを備えていない回路構成の方が少なくなる。そこで、以下では主に図１（ａ）の構成例について説明する。
【００５７】
図１（ａ）において、コルピッツ発振回路は、トランジスタＱ1、容量ＣA，ＣB及びインダクタンスＬにより構成され、トランジスタＱ1のベース端子には、容量ＣA，ＣBの直列回路とインダクタンスＬとを並列接続した回路が接続される。容量ＣA，ＣBとインダクタンスＬは、トランジスタＱ1のコレクタ端子の信号をベース端子に帰還する帰還回路（第１の帰還回路）を構成している。なお、ベース端子には抵抗ＲAと抵抗ＲBによって電源電圧ＶCCを分圧した電圧が印加されている。また、エミッタ端子には、バイアス電流を定めるための抵抗REが接続されている。第１の帰還回路は、発振段増幅器の出力から入力へ帰還して発振を行うための帰還回路を構成している。ここで、トランジスタＱ1はコルピッツ発振回路の発振段トランジスタであって、発振回路の電流制御源を構成している。
【００５８】
本発明の発振回路は、上記したコルピッツ発振回路に第２の帰還回路Ｈ2を備える。この第２の帰還回路Ｈ2は、トランジスタＱ1のエミッタ端子の電圧に比例した電流をトランジスタＱ1のベース端子に電流帰還させ、これによって、発振回路の負性抵抗を所定の周波数で増加させるとともに、等価リアクタンス成分を調整する。
【００５９】
ここで、第２の帰還回路Ｈ2からベース端子への電流帰還は、帰還容量ＣFを介して行う。なお、この帰還容量ＣFは、第２の帰還回路Ｈ2が備える容量素子として、この容量素子の一端をトランジスタＱ1のベース端子に接続する構成とする他、トランジスタＱ1が備えるコレクタ・ベース間容量によって代用し、第２の帰還回路Ｈ2の出力端子から先の帰還容量とは異なる容量(十分大きい結合容量)を介してトランジスタＱ1のコレクタ端子に接続する構成とすることもできる。トランジスタＱ1のコレクタ端子に接続された電流は、コレクタ・ベース間容量を介してトランジスタＱ1のベース端子に帰還される。
【００６０】
この構成により、トランジスタＱ1には、インダクタンスＬからの電流Ｉxが入力すると共に、第２の帰還回路Ｈ2から同相の電流が帰還し、トランジスタＱ1に入る電流が増加し、これによって負性抵抗が増加する。
【００６１】
前記したように、図１（ａ）に示す回路は、トランジスタＱ1のコレクタ端子を電源に直接接続する構成であるのに対して、図１（ｂ）に示す回路はトランジスタＱ1のコレクタ端子と電源との間に負荷抵抗Ｒcを接続した構成である。したがって、図１（ａ）の回路構成は、図１（ｂ）の回路構成において負荷抵抗を０としたものと同じとすることができる。
【００６２】
図２は図１の回路において交流信号のみについて着目した回路構成を示し、図３は図２の回路構成を２ポート型に書き換えた回路構成を示している。発振回路は、２ポート型と１ポート型に分類される。１ポート型は、１端子対回路（２端子回路）であって、共振器の振動を利用して、共振器の損失分を能動回路の負性抵抗で補うことで振動を持続させる発振方式であり、２ポート型は、２端子対回路（４端子回路）であって、出力から入力に帰還をかけて発振を起こす発振方式である。１ポート型の発振器は２ポート回路に書き換えることで、帰還の解析を適用することができる。
【００６３】
図２は本発明の発振回路について交流信号のみについて１ポート型で示している。この図２の回路を２ポート型に書き換えると、本発明の発振回路は図３に示す２ポート型の回路構成で表すことができる。
【００６４】
図３において、第１の帰還回路Ｈ1はインダクタンスＬと容量ＣA，ＣBのＬＣ回路で表され、第２の帰還回路Ｈ2は帰還容量ＣFを介して発振段Ａに帰還されている。
【００６５】
また、図４，５は等価回路であり、図４は図２の１ポート型の等価回路であり、図５は図３の２ポート型に書き換えたときの等価回路である。
【００６６】
図４，５の等価回路において、トランジスタは電流制御源で表され、入力した端子電圧ＶAを相互コンダクタンスｇｍ倍して電流ＶAｇｍを出力する。また、第２の帰還回路Ｈ2は、電流制御源と第１の帰還回路Ｈ1による発振段の端子電圧ＶBに基づいて電流を出力し、帰還容量ＣFを介して電流制御源Ａに入力端に帰還する。
【００６７】
図６は、本発明の第２の帰還回路Ｈ2の効果を説明するためのベクトル図である。
【００６８】
図６において、コルピッツ発振回路の容量ＣAの端子電圧は、振動子電流Ｉxに対して９０度遅れる。また、トランジスタのコレクタ電流は容量ＣAの端子電圧ＶAと同位相でｇｍ倍となる。
【００６９】
トランジスタのコレクタ電流ｇｍ・ＶAが容量ＣBに流れて生じる電圧はｇｍ・ＶAにＣBのインピーダンスをかけたものであるから、コレクタ電流よりさらに９０度位相が遅れる。従って、振動子電流Ｉxからちょうど１８０度位相が遅れることになる。即ち、容量CBには負の電圧が発生し、負性抵抗−Ｒとなる。
【００７０】
図６（ａ）は、本発明による電流帰還を行わずにインダクタンスに流れる電流Ｉxのみがコルピッツ発振回路に流れる場合の負性抵抗について示している。これに対して、図６（ｂ）は、本発明による電流帰還を行ってインダクタンスに流れる電流Ｉxに加えて帰還電流ＩFがコルピッツ発振回路に流れる場合の負性抵抗について示している。
【００７１】
第２の帰還回路によって、コルピッツ発振回路に振動子電流Ｉxと同相の帰還電流ＩFが帰還されると、トランジスタに流れる電流Ｉbは（Ｉx＋ＩF）となって増加する。この電流Ｉbの増加により、前記したと同様に、容量CBには負の電圧が発生し、その負性抵抗は−Ｒ´（＝ｇｍＶA´／ｊωＣB）となる。この負性抵抗−Ｒ´はコレクタ電流ｇｍＶA´のＶA´が電流Ｉbの増加によって増大するため、電流を帰還することで増加する。
帰還容量ＣFの役割は、第１の形態においては、第２の帰還回路から発振段増幅回路に帰還する電流の大きさと位相を調整する役割と、第２の帰還回路と発信段増幅回路を直流的に分離し交流電流のみを帰還する役割を兼ね備える。第２の形態においては、帰還容量ＣFの役割は、第２の帰還回路から発振段増幅回路に帰還する電流の大きさと位相を調整する役割を果たす。
【００７２】
図６について以下に詳細に説明する。なお、ここでは図４に示した簡略化等価回路を用いて説明する。また、第２の帰還回路の出力インピーダンスＲ0が無限大で、帰還容量が十分大きい理想的な場合について説明する。
【００７３】
コイル(インダクター)から発振回路の能動回路に流れ込む電流をＩxとする。
【００７４】
まず、第２の帰還回路H2が無く、通常のコルピッツ発振回路の場合について説明する。容量ＣAの端子には、大きさがＩxの(１／ωＣA)倍で、Ｉxより９０度位相が遅れた電圧ＶAが発生する。トランジスタの相互コンダクタンスをｇｍとすると、トランジスタの制御電流源には、ＶAのｇｍ倍の電流が流れる。ｇｍは実数なので、相互コンダクタンスにより生じる電流はＶAと同位相となる。従って、Ｉxより９０度遅れた電流となる。またその大きさは、ＶAの大きさが（Ｉx／ωＣA）となるので、ｇｍ（Ｉx／ωＣA）となる。この電流が容量ＣBに流れると、その端子に大きさがｇｍ（Ｉx／ωＣA）（１／ωＣB）で、位相が相互コンダクタンスの電流よりさらに９０度遅れた電圧が発生する。
【００７５】
相互コンダクタンスの電流は、コイルから流れ込む電流Ｉxより９０度遅れていたので、相互コンダクタンスに流れる電流によって容量ＣBに発生する電圧は、Ｉxより１８０度位相が遅れていることになる。
【００７６】
すなわち、Ｉxと丁度逆相の電圧が発生していることになり、Ｉxに対しては、負の電圧を発生していることになるため、抵抗としてみれば負性抵抗となる。
【００７７】
一方、容量には、相互コンダクタンスによる電流だけでなく、本来トランジスタのベースから流れ込んだ電流Ｉxも流れる。この電流により容量ＣBの端子に発生する電圧は、容量ＣAの場合と同様、Ｉxより位相が９０度遅れていて、大きさは（１／ωＣB）となる。
【００７８】
コイルから流れ込む電流Ｉxにより容量ＣA，ＣBに生じる電圧は足し合わされて、Ｉxより位相が９０度遅れ、大きさが（Ｉx／ωＣA）＋（Ｉx／ωＣB）の電圧となる。
【００７９】
コイルの端子から見た能動回路側の電圧Ｖxは、この容量ＣA、ＣBによる電圧と、負性抵抗による電圧のベクトル合成となる。従って、ＶxはＩxに対して位相が遅れ、その遅れは、０度から−１８０度の範囲となる。
【００８０】
すなわち、コイルの端子から見た能動回路は容量性となり、負性抵抗とＣA、ＣBの直列容量の直列回路として表すことができる。
【００８１】
負性抵抗が十分大きい場合、ＶxのＩxに対する位相は、−１８０度に近い値となる。また、容量ＣBの端子電圧は、トランジスタの制御電流によって生じる電圧とＩxによる電圧のベクトル合成となる。したがって、容量ＣBの端子電圧ＶBとＶxとはＣAの容量性電圧分だけ異なることになる。
【００８２】
ここで、帰還回路H2は、容量ＣBの端子電圧を検出、増幅・位相推移させてトランジスタのベース端子にＩxと同じ向きに加える働きを有する。
【００８３】
いま、Ｈ2の位相推移がＶ2のＩxに対する位相遅れをキャンセルする場合を考える。この時、帰還電流ＩFは、もともと、トランジスタのベース端子に加えられる電流Ｉxと同位相になるので、トランジスタのベースに流れ込む電流は単純にこれらの和となり、Ｉx＋ＩFとなる。
【００８４】
ＩF の大きさは、Ｉxに負性抵抗の大きさ（ｇｍ／（ω2ＣA・ＣB））及びH2の増幅度A2をかけた値となり、１より大きな値となる。従って、Ｉbは、Ｉxと同じ位相で大きさが大きくなる。
【００８５】
負性抵抗の発生メカニズムは上記の説明とまったく同様なので、Ｉxが大きくなったと考えればよく、従って、負性抵抗は増大する。
【００８６】
言い換えれば、帰還回路H2を付加したことにより、コイルから流れ込む電流Ｉxが第２の帰還回路H2により増大・加算されて、トランジスタのベースに流れ込み、負性抵抗が増大される。
【００８７】
このように、第２の帰還回路H2の位相推移がＶ2のＩxに対する位相遅れをキャンセルする場合には、負性抵抗の増大だけが実現される。
【００８８】
次に、第２の帰還回路H2の位相推移が０か正、すなわち位相推移が無いか位相が進んでいる場合を考える。
【００８９】
この時、第２の帰還回路H2によって帰還される帰還電流ＩFは、コイルより流れ込む電流Ｉxより位相が進んだ電流となるため、トランジスタのベースに流れ込む電流Ｉｂは、ＩxとＩFのベクトル合成となり、位相角は小さくなるものの、Ｉxより位相の進んだ電流となる。Ｉbの大きさは、Ｉxより大きくなる。
【００９０】
この場合も、負性抵抗の発生メカニズムはまったく同様なので、第２の帰還回路H2の無い場合のベクトル図において、Ｉxを大きくして位相を進める。即ち、ベクトル図上において、第２の帰還回路H2の無い場合のＩxより上側に傾けたと考えればよい。
【００９１】
したがって、ベクトル図は大きさが大きくなるだけでなく、反時計方向に回転した形となるため、最終的に能動回路の端子電圧Ｖxも、第２の帰還回路H2の無い場合より、大きくなり、反時計方向に回転したものとなるため、負性抵抗だけでなく等価リアクタンス分も大きくなって等価容量値も大きくなる。
【００９２】
一方、第２の帰還回路H2の位相推移が負、すなわち位相遅れがある場合を考える。この時、第２の帰還回路H2によって帰還される電流ＩFは、コイルより流れ込む電流Ｉxより位相が遅れた電流となるため、トランジスタのベースに流れ込む電流Ｉbは、ＩxとＩFのベクトル合成となり、Ｉxより位相が遅れた電流となる。Ｉbの大きさは、Ｉxより大きくなる。
【００９３】
この場合も、負性抵抗の発生メカニズムはまったく同様なので、第２の帰還回路H2の無い場合のベクトル図において、Ｉxを大きくして位相を遅らせる。即ち、ベクトル図上において、第２の帰還回路H2の無い場合のＩxより下側に傾けたと考えればよい。
【００９４】
したがって、ベクトル図は大きさが大きくなるだけでなく、時計方向に回転した形となるため、最終的に能動回路の端子電圧Ｖxは、第２の帰還回路H2の無い場合より、大きくなり、時計方向に回転したものとなるため、Ｉxの線より上側となり、負性抵抗が大きくなるだけでなく、等価リアクタンス分は、誘導性となる。
【００９５】
前記非特許文献３に示したエミッタ・ホロワを用いた帰還の場合には、エミッタ端子から発振段トランジスタのコレクタ端子に電圧を帰還することによって、ベース・コレクタ間容量Ｃbcの両端にかかる電圧を合わせることで、ベース・コレクタ間容量Ｃbcに流れる電流を抑制して、ベース・コレクタ間容量Ｃbcによる影響を低減している。
【００９６】
これに対して、本発明の第２の帰還回路は、図６のベクトル図で説明したように、発振段トランジスタのベース端子に対して電流帰還を行うことによって、トランジスタＱ1に入る電流を増加させて負性抵抗を増大させ、また、帰還電流に適切に位相推移を与えることによって、発振回路の等価リアクタンス分を変化させることができる。
【００９７】
なお、第２の帰還回路の出力インピーダンスＲ0が有限の値である場合には、発振段トランジスタへの電流帰還の効果を高めるように帰還容量を設定する必要がある。
【００９８】
具体的には、発振段トランジスタのベース・コレクタ容量（主にＣbc）とＲ0の帰還回路のインピーダンスとのインピーダンス関係に基づいて帰還容量を定める。
【００９９】
本発明の発振回路は、第２の帰還回路により負性抵抗を周波数軸上で選択的に増大させ、また、等価リアクタンスを改善する作用効果を奏する。そこで、以下、負性抵抗の周波数特性について図７〜図１０を用いて説明し、等価リアクタンスについて図１１を用いて説明する。
【０１００】
はじめに、コルピッツ発振回路の負性抵抗の周波数特性について図７を用いて説明する。
【０１０１】
図７は通常のコルピッツ発振回路において、容量ＣAを変化させたときの負性抵抗の周波数特性を示している。図７において、容量ＣA，ＣBを小さくしていくと、コルピッツ発振回路の負性抵抗はピーク周波数は高周波側に移動するが、ピーク値は次第に低下する。また、１ＧＨｚ付近では容量値も著しく低下する。
【０１０２】
これに対して、本発明の発振回路によれば、負性抵抗を増加させることができる。ここで、図８に示すベース帰還型の回路構成を用いて、通常のコルピッツ発振回路との周波数特性の比較を行う。
【０１０３】
図８は前記した図１（ａ）と同様の発振回路の構成例であり、負荷抵抗Ｒcが０の場合を示している。図９は、この発振回路の構成において、負性抵抗のピーク周波数が３００ＭＨｚとなるように設計したシミュレーション結果を示している。図９のシミュレーション結果によれば、本発明の発振回路による負性抵抗の周波数特性（図中でproposedで示す）は、通常のコルピッツ発振回路による負性抵抗の周波数特性（図中でcolpittsで示す）と比較して、予定する３００ＭＨｚにおける負性抵抗が大幅に増大することが確認される。
【０１０４】
本発明の発振回路において、負性抵抗と第２の帰還回路の相互コンダクタンスｇｍ（図ではｇｍ２で示す）との関係について図１０を用いて説明する。なお、図１０では、回路構成は前記した図８と同様にベース帰還型の回路構成を用い、負荷抵抗Ｒcを０として場合について説明する。図１０は、第２の帰還回路Ｈ2の相互コンダクタンスｇｍ（利得）を変化したときの、負性抵抗の周波数特性を示している。図１０のシミュレーション結果によれば、相互コンダクタンスｇｍの増大に伴って負性抵抗が増大し、ｇｍの特定の値で最大となることが確認される。
【０１０５】
また、本発明の発振回路において、等価リアクタンスと第２の帰還回路の相互コンダクタンスｇｍ（図ではｇｍ２で示す）との関係について図１１を用いて説明する。なお、図１１のシミュレーションに用いる回路構成は前記した図８に示したベース帰還型の回路構成と同様であり、負荷抵抗Ｒcを０とした場合である。図１１は、第２の帰還回路Ｈ2の相互コンダクタンスｇｍ（利得）を変化したときの、等価リアクタンスの周波数特性を示している。図１１のシミュレーション結果によれば、相互インダクタンスｇｍによって等価リアクタンスが変化し、発振回路の等価リアクタンス成分を容量性（ｇｍ２＝２０ｍ）から誘導性（ｇｍ２＝６０ｍ）に変化できることが確認される。
【０１０６】
上記例では、負荷抵抗Ｒcを０とする構成例について説明したが、本発明の発振回路は、図１（ｂ）に示すように負荷抵抗Ｒcを接続する構成例としてもよい。この負荷抵抗Ｒcによる影響について図１２を用いて説明する。なお、図１２のシミュレーションに用いる回路構成は前記した図８に示したベース帰還型の回路構成と同様であり、負荷抵抗Ｒc（図中ではＲc1としている）を０，５０，１００Ωとした場合である。
【０１０７】
図１２のシミュレーション結果によれば、負荷抵抗Ｒcが小さいほど負性抵抗は大きくなる。この負性抵抗の低下は、ミラー効果によるものと推定される。
【０１０８】
発振回路では、負荷抵抗Ｒcは負性抵抗の生成には不要であるため、大きな負性抵抗を得るにはＲc＝０が望ましい。
【０１０９】
なお、第２帰還回路の相互コンダクタンスｇｍはバイアス条件で決めることができ、トランジスタのバイアス抵抗によって制御することができる。また、第２の帰還回路の振幅及び位相特性は、第２の帰還回路中の容量等のパラメータによっても制御することができる。
【０１１０】
本発明の発振回路は複数の形態で構成することができる。以下、発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子への電流帰還に用いる帰還容量の形態を異にする第１の形態と第２の形態、第２の帰還回路に共振特性を備える第３の形態、及び第２の帰還回路を差動型帰還回路で構成する第４の形態について説明する。
【０１１１】
はじめに、図１３，図１４を用いて第１の形態について説明する。第１の形態は、コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子の電圧を第２の帰還回路で増幅位相推移させて、第２帰還回路の出力端子から帰還容量を介してベース端子に電流帰還する形態であって、直接ベース帰還型の形態である。
【０１１２】
図１３は第１の形態の回路構成例を示し、図１４は第１の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示している。なお、負荷抵抗Ｒcは０としている。
【０１１３】
図１３に示す回路構成例では、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成している。１段目のエミッタ接地増幅器の入力端はトランジスタＱ1のエミッタ端子に接続され、２段目のエミッタ接地増幅器の出力端は帰還容量ＣF（十分小さい容量）を介してトランジスタＱ1のベース端子に接続され、２段のエミッタ接地増幅器の出力電流が発振段のトランジスタＱ1のベース端子に帰還される。
【０１１４】
帰還容量ＣFは、ＣAとＣBとの直列接続容量の１／１０〜１／５程度の小さな値でよい。例えば、ＣA，ＣBが２〜３pFの場合には、帰還容量ＣFは０．２pF〜１pF程度であることが望ましい。
【０１１５】
負性抵抗の周波数特性は、この第２の帰還回路のパラメータを変更することで変えることができる。例えば、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成した場合には、エミッタ接地増幅器を構成するコレクタ端子に接続される抵抗ＲD2，ＲD3、エミッタ端子に接続される抵抗ＲE2，ＲE3や容量ＣE2，ＣE3等の回路定数を変更することによって負性抵抗の周波数特性を変更することができる。
【０１１６】
このパラメータの変更において、これら抵抗を並列接続した複数の抵抗をスイッチ手段を介して接続・切断自在に構成しておき、スイッチ手段の切り換えによって接続する抵抗値を選択することで、負性抵抗の周波数特性（負性抵抗のピークとなる周波数と大きさ）を選択することができる。
【０１１７】
例えば、無線ＬＡＮにおいて使用される９００ＭＨｚと１．２ＧＨｚの発振周波数を一つの発振回路で切り換えて出力することができる。
【０１１８】
図１４に示す周波数特性は、３００ＭＨｚ，６００ＭＨｚ，９００ＭＨｚ，１．２ＧＨｚで設計した場合のシミュレーション結果である。
【０１１９】
回路定数の設定により、２．０ＧＨｚまで十分な負性抵抗を得る構成を設計することができる。
【０１２０】
次に、図１５，図１６を用いて第２の形態について説明する。第２の形態は、帰還容量として、発振段トランジスタのコレクタ・ベース間容量を帰還容量ＣF´として用い、第２の帰還回路の出力端子を上記帰還容量ＣF´とは異なる容量（十分大きい結合容量）Ｃ31を介して発振段トランジスタのコレクタ端子に接続し、コレクタ端子からコレクタ・ベース間容量を介してベース端子に電流帰還する形態であり、コレクタ経由のベース帰還型の形態である。
【０１２１】
図１５は第２の形態の回路構成例を示し、図１６は第２の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示している。
【０１２２】
図１５の回路構成例は前記した図１３の回路構成例とほぼ同様であり、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成している。図１３に示す第１の形態の回路構成との相違は、２段目のエミッタ接地増幅器の出力電流を容量Ｃ31を介して発振段トランジスタであるトランジスタＱ1のコレクタ端子に帰還し、このコレクタ端子には負荷抵抗Ｒcとして抵抗ＲD1を接続している点である。ここで、容量Ｃ31は、直流を遮断する交流結合容量であり、例えば、１００pF〜１０００pF程度の大きい容量が望ましい。なお、この場合には、抵抗ＲD1は必須である。
【０１２３】
図１５に示す回路構成例では、図１３と同様に、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成している。１段目のエミッタ接地増幅器の入力端はトランジスタＱ1のエミッタ端子に接続され、２段目のエミッタ接地増幅器の出力端は容量Ｃ31を介してトランジスタＱ1のコレクタ端子に接続される。２段のエミッタ接地増幅器の出力電流は発振段のトランジスタＱ1のコレクタ端子から、ベース・コレクタ間容量を介してベース端子に帰還される。
【０１２４】
また、負性抵抗の周波数特性は、前記回路構成例と同様に、第２の帰還回路のパラメータを変更することで変えることができ、例えば、第２の帰還回路を２段のエミッタ接地増幅器により構成した場合には、エミッタ接地増幅器を構成するコレクタ端子に接続される抵抗ＲD2，ＲD3、エミッタ端子に接続される抵抗ＲE2，ＲE3や容量ＣE2，ＣE3等の回路定数を変更することによって負性抵抗の周波数特性を変更することができる。
【０１２５】
また、パラメータの変更において、これら抵抗を並列接続した複数の抵抗をスイッチ手段を介して接続・切断自在に構成し、スイッチ手段の切り換えによって接続する抵抗値を選択することで、負性抵抗の周波数特性を選択することができる。
【０１２６】
図１６に示す周波数特性は、３００ＭＨｚ，６００ＭＨｚ，９００ＭＨｚ，１．２ＧＨｚで設計した場合のシミュレーション結果である。
【０１２７】
回路定数の設定により、２．０ＧＨｚまで十分な負性抵抗を得る構成を設計することができる。
【０１２８】
次に、図１７〜図１９を用いて第３の形態について説明する。第３の形態は、第２の帰還回路は共振特性を備える形態である。
【０１２９】
図１７は第３の形態の回路の概略図を示し、図１８は第３の形態の回路構成例を示し、図１９は第３の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示している。
【０１３０】
図１７の回路構成の概略は前記した図１の回路構成例において、第２の帰還回路に共振特性を持たせたものであり、図１８はその一例としての回路構成例である。この回路構成において、インダクタンスと容量の並列回路Ｂを付加することによって共振特性を持たせることができる。この回路構成においても、２段のエミッタ接地増幅器からなる第２の帰還回路の出力は、発振段トランジスタのベース端子に帰還されている。
【０１３１】
この回路構成によれば、共振特性によって負性抵抗のピークが得られる周波数域を狭帯域とすることができる。
【０１３２】
図１８の回路構成例は、第２の形態の図１５で示した回路構成にも適用することができる。
【０１３３】
また、第２の帰還回路は複数の共振特性を切り換え自在に備えることができ、発振周波数を切り換えて多周波切り換えを行うことができる。
【０１３４】
図１９に示す周波数特性は、Ｑ＝２０として設計した場合のシミュレーション結果である。
【０１３５】
前記第１の形態の図１４及び第２の形態の図１６に示すシミュレーション結果と比較すると、負性抵抗のピークの周波数帯域を狭帯域にできることがわかる。
【０１３６】
次に、図２０を用いて第４の形態について説明する。第４の形態は、第２の帰還回路を差動型帰還回路で構成する形態である。図２０（ａ）は第４の形態の回路の概略図を示し、図２０（ｂ）は第４の形態の回路構成例を示している。
【０１３７】
図２０（ａ）の回路構成例は前記した図１の回路構成例において、第２の帰還回路を差動型帰還回路で構成したものであり、図２０（ｂ）その一例としての回路構成例である。
【０１３８】
差動型帰還回路によれば、差動出力を得ることができる他、同相雑音を除去することができる。また、エミッタ接地を２段接続した回路と比較して位相雑音を改善することができる。
【０１３９】
なお、図２０（ｂ）において、差動出力は、差動ぺアの２つのトランジスタのコレクタ端子あるいは、図中で四角で示した負荷から取り出すことができる。
【０１４０】
次に、本発明の第１の形態、第２の形態、通常のコルピッツ発振回路、及び非特許文献３で提案される回路例において負性抵抗を図２１を用いて比較する。なお、第２帰還回路の効果を明確に比較するため、これらの回路において発振段（すなわち通常のコルピッッ発振回路部分）の回路素子値は等しくしてある。
【０１４１】
図２１に示す各構成例によるシミュレーション結果を比較すると、負性抵抗の大きさは、本発明の第１の形態（図中Base FBで示す）、第２の形態（図中Collector FBで示す）、非特許文献３で提案されるエミッタ・ホロワによる回路例（図中Followerで示す）、通常のコルピッツ発振回路（図中でcolpittsで示す）の順であり、本発明の構成とすることで十分に大きな負性抵抗を得ることができる。
【０１４２】
次に、ベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果について図２２〜図２４を用いて説明する。
【０１４３】
図２２は本発明の第１の形態でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。ここでは、ベース・コレクタ間容量による影響を調べるために、ベース・コレクタ間容量を取り除いた場合（図中のＣjc＝０の場合）と、存在する場合（図中のＣjc＝０．１６ｐの場合）とを比較して示している。なお、ここではＲc＝０でありミラー効果はない。
【０１４４】
シミュレーション結果によれば、ベース・コレクタ間容量を介して帰還信号がベース端子に注入される効果により、ベース・コレクタ間容量が存在する場合の方が大きな負性抵抗が得られる。
【０１４５】
図２３は本発明の第２の形態でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。ここでも、ベース・コレクタ間容量による影響を調べるために、ベース・コレクタ間容量を取り除いた場合（図中のＣjc＝０の場合）と、存在する場合（図中のＣjc＝０．１６ｐの場合）とを比較して示している。なお、ここでは負荷抵抗Ｒが接続されているためミラー効果があり、これにより負性抵抗は図２２で示した第１の形態と比較して小さい。また、シミュレーション結果によれば、ベース・コレクタ間容量を介して帰還信号がベース端子に注入される効果により、ベース・コレクタ間容量が存在する場合の方が大きな負性抵抗が得られる。
【０１４６】
図２４は非特許文献３で提案されるエミッタ・ホロワによる回路例でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。
【０１４７】
このシミュレーション結果によれば、ベース・コレクタ間容量による変化は少ない。すなわち、エミッタ・ホロワ増幅器により、発振段トランジスタのエミッタ端子とコレクタ端子の電圧がほぼ等しい値に設定され、負性抵抗の大きさが容量ＣＢの 容量性の電圧より十分大きいことから、インダクタンスの両端の電圧がほぼ負性抵抗の電圧と等しくなっており、従って、トランジスタＱ１のベースの電圧とコレクタの電圧がほぼ等しくなり、ベース・コレクタ容量の影響による負性抵抗の減少を低減する回路となっていると考えられる。
【０１４８】
次に、本発明の発振回路の電圧制御発振回路への適用について図２５を用いて説明する。電圧制御発振回路は、通常、インダクタンスＬと能動回路との間に可変容量Ｃsを挿入することにより周波数を変化させる。
【０１４９】
発振周波数は、可変容量Ｃsと能動回路の等価容量Ｃiとの直列容量とインダクタンスＬによって決まる。従って、等価容量Ｃiが小さい場合には、可変容量Ｃsと等価容量Ｃiとの直列容量は主に等価容量Ｃiによって決まるため、可変容量Ｃsを変えても発振周波数の変化は小さい。従って、本発明の発振回路により負性抵抗を大きくとることによって、ＣA，ＣBを大きくすることによる負性抵抗の減少分を補うことができる。
【０１５０】
これにより、発振のし難さや変動による発振停止といったこと無く、周波数の可変量をとることができる。
【０１５１】
可変容量Ｃsは通常バリキャップを用いて構成するが、このバリキャップは容積や特性等の問題から集積化に不適であり、また、発振周波数制御の直線性の点からも周波数制御に不適である。これに対して、本発明の発振回路によれば、第２の帰還回路により等価容量Ｃiを直接変えることで、バリキャップ等の可変容量を用いることなく周波数を変えることができる。
【０１５２】
図２６は圧電振動子などの共振子を用いた電圧制御発振回路の構成例であり、伸張用コイルを備える例である。なお、図２６（ｂ）は共振子の等価回路である。
【０１５３】
インダクタンスに代えて圧電振動子を備えた電圧制御発振回路において、発振周波数の可変範囲を大きくとるためにはＣiの影響を小さくする必要がある。通常、Ｃiの影響を小さくするため、伸張コイルを振動子を直列に挿入しているが、本発明の能動回路（第２の帰還回路）の等価容量を誘導性とすることで電圧制御発振回路の伸張用コイルに代えることができる。伸張用コイルを不要とする構成、あるいは、伸張用コイルを小さくすることができる。これによって、回路構成を小型とすることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１５４】
本発明は、無線システムの発振器、ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨなどの光伝送システムの発振器、ハイビジョンカメラなどの基準周波数源、無線ＬＡＮ、ＵＷＢなどの発振器に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５５】
【図１】本発明の発振回路の基本的な回路構成を示す図である。
【図２】図１の回路において交流信号のみについて着目した回路構成を示す図である。
【図３】図２の回路構成を２ポート型に書き換えた回路構成を示す図である。
【図４】本発明の発振回路の基本的な回路構成の簡略化した等価回路を示す図である。
【図５】本発明の発振回路の基本的な回路構成の２ポート型の簡略化した等価回路を示す図である。
【図６】本発明の第２の帰還回路Ｈ2の効果を説明するためのベクトル図である。
【図７】通常のコルピッツ発振回路において、容量ＣAを変化させたときの負性抵抗の周波数特性を示す図である。
【図８】本発明のベース帰還型の回路構成を説明するための図である。
【図９】本発明の発振回路の構成において、負性抵抗のピーク周波数が３００ＭＨｚとなるように設計したシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】本発明の発振回路において、負性抵抗と第２の帰還回路の相互コンダクタンスｇｍとの関係を説明する図である。
【図１１】第２の帰還回路Ｈ2の相互コンダクタンスｇｍを変化したときの、等価リアクタンスの周波数特性を示す図である。
【図１２】負荷抵抗Ｒcによる影響を説明するための図である。
【図１３】第１の形態の回路構成例を示す図である。
【図１４】第１の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示す図である。
【図１５】第２の形態の回路構成例を示す図である。
【図１６】第２の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示す図である。
【図１７】第３の形態の回路の基本的な回路構成を示す図である。
【図１８】第３の形態の回路構成例を示す図である。
【図１９】第３の形態の回路構成例による負性抵抗の周波数特性を示す図である。
【図２０】第４の形態を説明するための図である。
【図２１】第１の形態、第２の形態、通常のコルピッツ発振回路、及び非特許文献３で提案される回路例の負性抵抗を比較するための図である。
【図２２】本発明の第１の形態でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。
【図２３】本発明の第２の形態でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。
【図２４】非特許文献３で提案されるエミッタ・ホロワによる回路例でのベース・コレクタ間容量による影響のシミュレーション結果である。
【図２５】本発明の発振回路の電圧制御発振回路への適用を説明するための図である。
【図２６】圧電振動子などの共振子を用いた電圧制御発振回路の構成例である。
【図２７】非特許文献３の発振回路を示す図である。
【符号の説明】
【０１５６】
Ａ…発振段
Ｑ1…発振段トランジスタ
Ｈ1…第１の帰還回路
Ｈ2…第２の帰還回路
ＣF…帰還容量
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力から入力への帰還増幅によって発振を行う発振回路において、
前記発振のための第１の帰還と、振幅及び位相推移を行う第２の帰還の二重帰還を行うことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
コルピッツ発振回路が備える負性抵抗を生成する第１の帰還回路と、当該コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子に電流帰還する第２の帰還回路とを備えたことを特徴とする発振回路。
【請求項３】
前記エミッタ端子から第２の帰還回路さらに帰還容量を介してベース端子に電流帰還することを特徴とする請求項２に記載の発振回路。
【請求項４】
前記第２の帰還回路は能動回路を備え、当該能動回路が備える増幅特性及び位相推移特性により負性抵抗及び／又は等価リアクタンス成分を変更することを特徴とする請求項２又は３に記載の発振回路。
【請求項５】
前記第２の帰還回路による負性抵抗及び／又は等価リアクタンス成分の変更と、コルピッツ発振回路の周波数を決定する容量とは独立であることを特徴とする請求項４に記載の発振回路。
【請求項６】
前記帰還容量は、第２の帰還回路が備える容量要素であり、当該容量要素を前記第２の帰還回路の出力端子と発振段トランジスタのベース端子との間に接続することを特徴とする請求項３乃至５の何れかに記載の発振回路。
【請求項７】
前記帰還容量は、発振段トランジスタのコレクタ・ベース間容量であり、前記エミッタ端子を第２の帰還回路を介して発振段トランジスタのコレクタ端子に接続することを特徴とする請求項３乃至６の何れかに記載の発振回路。
【請求項８】
前記発振トランジスタのコレクタ端子と電源とを直接に接続することを特徴とする請求項６に記載の発振回路。
【請求項９】
前記発振トランジスタのコレクタ端子と電源との間に負荷抵抗を接続することを特徴とする請求項６又は７に記載の発振回路。
【請求項１０】
前記第２の帰還回路は、２段のエミッタ接地増幅器により構成することを特徴とする請求項６乃至９の何れかに記載の発振回路。
【請求項１１】
前記第２の帰還回路は共振特性を備えることを特徴とする請求項２乃至５の何れかに記載の発振回路。
【請求項１２】
前記第２の帰還回路は複数の共振特性を切り換え自在に備えることを特徴とする請求項１１に記載の発振回路。
【請求項１３】
前記第２の帰還回路は差動型帰還回路であることを特徴とする請求項２乃至５の何れかに記載の発振回路。
【請求項１４】
前記発振段トランジスタは、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項２乃至１３の何れかに記載の発振回路。
【請求項１５】
前記発振を行う発振段にインバータ発振器を用いたことを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項１６】
発振段の発振要素としてインダクタンス又は共振子を備えることを特徴とする請求項１乃至１５の何れかに記載の発振回路。
【請求項１７】
前記共振子は、水晶振動子、セラミック振動子、弾性表面波振動子、端面反射振動子、バルク振動子の何れかの圧電振動子、又は誘電体共振器であることを特徴とする請求項１６に記載の発振回路。
【請求項１８】
インダクタンスと伸張用コイルと容量を備え、
前記容量を前記請求項１乃至１７の何れかに記載の発振回路の能動回路の等価容量とし、当該等価容量を可変とすることにより、周波数を制御することを特徴とする電圧制御発振回路。
【請求項１９】
インダクタンスに代えて共振子を備え、電圧制御発振回路の伸張用コイルの一部又は全部に代えて能動回路の等価リアクタンス分を誘導性とすることを特徴とする請求項１８に記載の電圧制御発振回路。
【請求項２０】
前記共振子は、水晶振動子、セラミック振動子、弾性表面波振動子、端面反射振動子、バルク振動子の何れかの圧電振動子、又は、誘電体共振器であることを特徴とする請求項１９に記載の電圧制御発振回路。
【請求項２１】
前記請求項１乃至１７の何れかに記載の発振回路の能動回路の等価容量又はインダクタンスを、発振回路の周波数温度特性に応じて可変とすることにより、周波数温度特性の補償を行うことを特徴とする温度補償発振回路。
【請求項１】
出力から入力への帰還増幅によって発振を行う発振回路において、
前記発振のための第１の帰還と、振幅及び位相推移を行う第２の帰還の二重帰還を行うことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
コルピッツ発振回路が備える負性抵抗を生成する第１の帰還回路と、当該コルピッツ発振回路の発振段トランジスタのエミッタ端子からベース端子に電流帰還する第２の帰還回路とを備えたことを特徴とする発振回路。
【請求項３】
前記エミッタ端子から第２の帰還回路さらに帰還容量を介してベース端子に電流帰還することを特徴とする請求項２に記載の発振回路。
【請求項４】
前記第２の帰還回路は能動回路を備え、当該能動回路が備える増幅特性及び位相推移特性により負性抵抗及び／又は等価リアクタンス成分を変更することを特徴とする請求項２又は３に記載の発振回路。
【請求項５】
前記第２の帰還回路による負性抵抗及び／又は等価リアクタンス成分の変更と、コルピッツ発振回路の周波数を決定する容量とは独立であることを特徴とする請求項４に記載の発振回路。
【請求項６】
前記帰還容量は、第２の帰還回路が備える容量要素であり、当該容量要素を前記第２の帰還回路の出力端子と発振段トランジスタのベース端子との間に接続することを特徴とする請求項３乃至５の何れかに記載の発振回路。
【請求項７】
前記帰還容量は、発振段トランジスタのコレクタ・ベース間容量であり、前記エミッタ端子を第２の帰還回路を介して発振段トランジスタのコレクタ端子に接続することを特徴とする請求項３乃至６の何れかに記載の発振回路。
【請求項８】
前記発振トランジスタのコレクタ端子と電源とを直接に接続することを特徴とする請求項６に記載の発振回路。
【請求項９】
前記発振トランジスタのコレクタ端子と電源との間に負荷抵抗を接続することを特徴とする請求項６又は７に記載の発振回路。
【請求項１０】
前記第２の帰還回路は、２段のエミッタ接地増幅器により構成することを特徴とする請求項６乃至９の何れかに記載の発振回路。
【請求項１１】
前記第２の帰還回路は共振特性を備えることを特徴とする請求項２乃至５の何れかに記載の発振回路。
【請求項１２】
前記第２の帰還回路は複数の共振特性を切り換え自在に備えることを特徴とする請求項１１に記載の発振回路。
【請求項１３】
前記第２の帰還回路は差動型帰還回路であることを特徴とする請求項２乃至５の何れかに記載の発振回路。
【請求項１４】
前記発振段トランジスタは、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項２乃至１３の何れかに記載の発振回路。
【請求項１５】
前記発振を行う発振段にインバータ発振器を用いたことを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項１６】
発振段の発振要素としてインダクタンス又は共振子を備えることを特徴とする請求項１乃至１５の何れかに記載の発振回路。
【請求項１７】
前記共振子は、水晶振動子、セラミック振動子、弾性表面波振動子、端面反射振動子、バルク振動子の何れかの圧電振動子、又は誘電体共振器であることを特徴とする請求項１６に記載の発振回路。
【請求項１８】
インダクタンスと伸張用コイルと容量を備え、
前記容量を前記請求項１乃至１７の何れかに記載の発振回路の能動回路の等価容量とし、当該等価容量を可変とすることにより、周波数を制御することを特徴とする電圧制御発振回路。
【請求項１９】
インダクタンスに代えて共振子を備え、電圧制御発振回路の伸張用コイルの一部又は全部に代えて能動回路の等価リアクタンス分を誘導性とすることを特徴とする請求項１８に記載の電圧制御発振回路。
【請求項２０】
前記共振子は、水晶振動子、セラミック振動子、弾性表面波振動子、端面反射振動子、バルク振動子の何れかの圧電振動子、又は、誘電体共振器であることを特徴とする請求項１９に記載の電圧制御発振回路。
【請求項２１】
前記請求項１乃至１７の何れかに記載の発振回路の能動回路の等価容量又はインダクタンスを、発振回路の周波数温度特性に応じて可変とすることにより、周波数温度特性の補償を行うことを特徴とする温度補償発振回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【公開番号】特開２００６−６０６８７（Ｐ２００６−６０６８７Ａ）
【公開日】平成１８年３月２日（２００６．３．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−２４２３９４（Ｐ２００４−２４２３９４）
【出願日】平成１６年８月２３日（２００４．８．２３）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り ２００４年６月２４日 社団法人電気学会主催の「電気学会研究会」において文書をもって発表
【出願人】（５０４１８２２５５）国立大学法人横浜国立大学 (429)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年３月２日（２００６．３．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年８月２３日（２００４．８．２３）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り ２００４年６月２４日 社団法人電気学会主催の「電気学会研究会」において文書をもって発表
【出願人】（５０４１８２２５５）国立大学法人横浜国立大学 (429)
【Ｆターム（参考）】
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