直流−直流変換回路
【課題】上下アーム入りの半導体モジュールを用いた直流−直流変換回路では、昇圧比や降圧比が大きい又は小さい場合には、発生損失が偏り、モジュールや装置が大型で、高価格になる。
【解決手段】ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ直列回路と、前記直列接続点に一端を接続した逆阻止形ＩＧＢＴの逆並列接続回路を内蔵した半導体モジュールとリアクトルを第１及び第２の直流電源の間に接続し、逆阻止形ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、第１又は第２の直流電源の正側又は負側電位に接続する。
【解決手段】ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ直列回路と、前記直列接続点に一端を接続した逆阻止形ＩＧＢＴの逆並列接続回路を内蔵した半導体モジュールとリアクトルを第１及び第２の直流電源の間に接続し、逆阻止形ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、第１又は第２の直流電源の正側又は負側電位に接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第1の直流電源から異なった電圧の第2の直流電源に電力変換する電力変換回路に適用するパワー半導体モジュールの構成および接続方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３に、従来の技術を用いた直流電源１から直流電源２に電力変換する変換回路例を示す。この回路構成は昇圧チョッパと呼ばれる直流−直流変換回路で、直流電源１の電圧Ｖｂを昇圧した直流電源２の電圧Ｖｄｃに変換する。直流電源１と直列にリアクトル３の一端を接続し、直流電源２（回路図では大容量のコンデンサとして表している）と並列に、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１と、ダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列接続回路を内蔵したパワー半導体モジュール４ｘを接続し、その直列接続点（Ｕ端子）にリアクトル３の他端を接続した回路構成である。通常、モジュール４ｘは、図１４に示すような構造で、上部に接続端子としてコレクタ端子Ｃ１（５）、エミッタ端子Ｅ２（６）、出力端子Ｕ（７）を備えた構成である。（実際には各ＩＧＢＴをオンオフ制御するためのゲート端子も有するが、本特許に直接関係しないので省略する）。
【０００３】
本回路構成において、直流電源１から負荷８に電力を供給する場合、電力の流れは直流電源１（電圧Ｖｂ）から直流電源２（電圧Ｖｄｃ）となる。ＩＧＢＴＴ２のオンとオフのデューティ比を、１−α：αとすると、直流電源１の電圧Ｖｂに対して直流電源２の電圧Ｖｄｃは、式１に基づいた昇圧動作となる。
【０００４】
Ｖｄｃ＝Ｖｂ・１/α ・・・（式１）
図１５に昇圧動作時の回路動作図を示す。モードａはＩＧＢＴＴ２がオン状態でリアクトル３にエネルギーを蓄積している状態で、ＩＧＢＴＴ２がオフするとモードｂの状態となり、リアクトル３に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１を介して直流電源２に移行する。
【０００５】
一方、電力の流れを直流電源２（電圧Ｖｄｃ）から直流電源１（電圧Ｖｂ）とした場合、ＩＧＢＴＴ１のオンとオフのデューティ比を、α：１−αとした場合、直流電源２の電圧Ｖｄｃに対して直流電源１の電圧Ｖｂは、式２に基づいた降圧動作となる。
【０００６】
Ｖｂ＝Ｖｄｃ・α ・・・（式２）
図１６に降圧動作時の回路動作図を示す。モードａはＩＧＢＴＴ１がオン状態でリアクトル３を介して直流電源１側にエネルギーが移行している状態で、ＩＧＢＴＴ１がオフすることによってモードｂのようなダイオードＤ２を介した環流モードとなり、リアクトル３のエネルギーが直流電源１側に移行する。
【０００７】
図１３に示す直流から直流に変換する回路例は特許文献１などに、図１４のモジュール例は特許文献２などに示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−１３０９９８号公報
【特許文献２】特開２００５−１９７４３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
一般に、図１４に示すようなパワー半導体モジュールとしては、上アーム側のＩＧＢＴ（Ｔ１）とダイオード（Ｄ１）、および下アーム側のＩＧＢＴ（Ｔ２）とダイオード（Ｄ２）は全て同一の電流定格品の半導体チップが内蔵されたものが市場に供給されている。
【００１０】
図１３の直流−直流変換回路において昇圧動作をさせる場合、昇圧比が大きいほどＩＧＢＴＴ２の負担が増加し、一方昇圧比が小さいほどダイオードＤ１の負担が増加する。また降圧動作させる場合では、降圧比が大きいほどダイオードＤ２の負担が増加し、降圧比が小さいほどＩＧＢＴＴ１の負担が増加する。以上のように、昇圧比や降圧比が極端に大きい場合又は小さい場合は、特定のＩＧＢＴ又はダイオードに電流が流れる期間が増加し、発生損失もそれに伴い増加する。
【００１１】
このような運転条件で図１４に示すような一般的なモジュールを選定する場合は、上記の動作条件に基づいて、最も電力負担の大きい特定のＩＧＢＴ又はダイオードを基準に定格を決定する必要があるため、モジュールや変換装置の大型化やコストアップ要因となっていた。また、特定の素子のみを定格アップさせるようなカスタムメイドのモジュールとすることも可能ではあるが、特注扱いで特殊仕様品となるため、必ずしも経済的であるとは言えない。
【００１２】
本発明は、上述のように、直流入力電圧と直流出力電圧の電圧比が大きな変換回路においても、装置が大型化せず、高コスト化しない半導体モジュールとその適用方法を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、第１の直流電源から一方の電位が共通で電圧値が異なる第２の直流電源に変換する直流−直流変換回路において、前記直流−直流変換回路は、前記第１と第２の直流電源間に、リアクトルと、電力用半導体素子を内蔵した電力用半導体モジュールとを接続した構成であって、前記電力用半導体モジュールは、前記第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、前記第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、前記第１のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続したパワー半導体モジュールとする。
【００１４】
第２の発明においては、前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、共通電位である前記第１と第２の直流電源の一方の電位又は共通電位でない他方の電位に接続する。
【００１５】
第３の発明においては、第1の発明における前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、前記第１又は第２の直流電源の共通電位である一方の電位又は共通電位でない他方の電位に切替接続するスイッチを備える。
【００１６】
第４の発明においては、第３の発明における前記切替接続するスイッチは、前記第１又は第２のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、切替制御する。
第５の発明においては、第３の発明における前記切替接続するスイッチは、前記第1の直流電源電圧に対する前記第2の直流電源電圧の昇圧比又は降圧比に応じて、切替制御する。
【００１７】
第６の発明においては、第1から第5の発明における第３及び第４のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードの直列回路を用いる。
第７の発明においては、第１の直流電源から一方の電位が共通で電圧値が異なる第２の直流電源に変換する直流−直流変換回路において、前記直流−直流変換回路は、第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続した第1のパワー半導体モジュールと、第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第５のＩＧＢＴと、第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第６のＩＧＢＴと、第５のＩＧＢＴのエミッタと第６のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続した第２のパワー半導体モジュールと、第1のパワー半導体モジュールと並列接続された第1の直流電源と、第２のパワー半導体モジュールと並列接続された第２の直流電源と、第１のパワー半導体モジュールの第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と第２のパワー半導体モジュールの第５のＩＧＢＴのエミッタと第６のＩＧＢＴのコレクタとの接続点との間に接続されたリアクトルとを備え、第1のパワー半導体モジュールの逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端は第1の直流電源の正側又は負側電位に、第２のパワー半導体モジュールの逆耐圧を有する第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端は第２の直流電源の正側又は負側電位に、各々接続される。
【００１８】
第８の発明においては、第7の発明における前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を前記第１の直流電源の正側電位又は負側電位に切替接続する第１のスイッチ、又は前記第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を前記第２の直流電源の正側電位又は負側電位に切替接続する第２のスイッチを備える。
【００１９】
第９の発明においては、第８の発明における前記切替接続する第１のスイッチは、前記第１又は第２のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、また前記切替接続する第２のスイッチは、前記第５又は第６のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、切替制御する。
【００２０】
第１０の発明においては、第8の発明における前記切替接続する第１のスイッチ又は第２のスイッチは、前記第1の直流電源電圧に対する前記第２の直流電源電圧の昇圧比又は降圧比に応じて、切替制御する。
【００２１】
第１１の発明においては、第7から第１０の発明における前記第３、第４、第７又は第８のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードの直列回路を用いる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明では、直流−直流変換回路に使用する半導体モジュールとして、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴの直列接続回路と、ＩＧＢＴの直列接続回路の直列接続点に一端を接続した逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路を内蔵させ、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を直流電源の正側電位又は負側電位に接続するようにした。この結果、電力負担の大きなＩＧＢＴ又はダイオードと逆阻止型ＩＧＢＴが並列接続され、直流入力電圧と直流出力電圧の比が大きな変換装置或いは比が小さな変換装置においても、電力負担を分担させることが可能で、特定の素子の責務が大きくなることがなくなり、モジュールや変換装置の大型化やコストアップを回避できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】昇圧型直流−直流変換回路での第1の実施例を示す。
【図２】昇圧型直流−直流変換回路での第２の実施例を示す。
【図３】昇圧型直流−直流変換回路での第３の実施例を示す。
【図４】昇圧型直流−直流変換回路での第４の実施例を示す。
【図５】降圧型直流−直流変換回路での第1の実施例を示す。
【図６】降圧型直流−直流変換回路での第２の実施例を示す。
【図７】降圧型直流−直流変換回路での第３の実施例を示す。
【図８】降圧型直流−直流変換回路での第４の実施例を示す。
【図９】昇降圧型直流−直流変換回路での第１の実施例を示す。
【図１０】昇降圧型直流−直流変換回路での第２の実施例を示す。
【図１１】昇降圧型直流−直流変換回路での第３の実施例を示す。
【図１２】昇降圧型直流−直流変換回路での第４の実施例を示す。
【図１３】従来の昇圧型直流変換回路の例を示す。
【図１４】一般的なＩＧＢＴモジュールの外観を示す。
【図１５】従来の直流−直流変換回路の昇圧動作説明図である。
【図１６】従来の直流−直流変換回路の降圧動作説明図である。
【図１７】３レベル直流−交流変換回路例である。
【図１８】３レベルインバータ用ＩＧＢＴモジュールの外観を示す。
【図１９】３レベルインバータ用ＩＧＢＴモジュールの回路例を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明に使用する半導体モジュールは、図１８に示す双方向スイッチ素子を使用した３レベルインバータ回路に適用する専用モジュールである。図１８に１相分の専用半導体モジュールの外観を、図１９に内部回路の構成例を、各々示す。本モジュールは、Ｃ１端子（５）、Ｍ端子（９）、Ｅ２端子（６）、Ｕ端子（７）の４出力端子構造である。尚、制御用のゲート端子も備えているが、ここでは省略してある。
【００２５】
内部回路は図１９に示すように、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列接続回路と、一端をＩＧＢＴＴ１とＩＧＢＴＴ２との直列接続点に接続した双方向スイッチ素子からなる。ここで、双方向スイッチ素子としては、図１９（ｂ）に示す逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路や、図１９（ａ）に示す逆耐圧のないＩＧＢＴＴ３ｘ、Ｔ４ｘとダイオードＤ３、Ｄ４を組合せた回路がある。尚、本モジュールは、特開２００８−１９３７７９号公報などで公知である。
【００２６】
本発明の要点は、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴの直列接続回路と、ＩＧＢＴの直列接続回路の直列接続点に一端を接続した逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路を内蔵させた半導体モジュールを、直流−直流変換回路に適用する構成として、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を直流電源の正側電位又は負側電位に接続している点である。その結果、電力責務の大きなＩＧＢＴ又はダイオードと並列に、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路が接続されることになり、電力責務が小さくなり、半導体モジュール及び装置の小型化、低コスト化が可能となる。
【実施例１】
【００２７】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。昇圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を直流電源の負側電位に接続した実施例である。
【００２８】
半導体モジュール４は、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列接続回路と、一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路とを内蔵している。ＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点であるＵ端子とＩＧＢＴＴ２のエミッタであるＥ２端子との間に第１の直流電源１とリアクトル３の直列回路が、ＩＧＢＴＴ１のコレクタであるＣ１端子とＩＧＢＴＴ２のエミッタであるＥ２端子との間に第２の直流電源としてのコンデンサ２と負荷８との並列回路が、各々接続される。一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）は直流電源１とコンデンサ２の共通電位である負側電位に接続される。
【００２９】
このような構成において、ＩＧＢＴＴ１，Ｔ２の昇圧動作は従来例と同じであるが、直流電源１の電圧Ｖｂに対する第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が大きい（約２倍以上）場合、ＩＧＢＴＴ２の導通率（スイッチング１周期に対するオン期間の比率）が大きく（約５０％以上）なり、損失が上アームのダイオードＤ１に比べて大きくなる。これを解決するため、ＩＧＢＴＴ２をオンさせる時に、逆阻止形ＩＧＢＴＴ３を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ＩＧＢＴＴ２の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【００３０】
また、負荷８からの回生電力がある場合は、ＩＧＢＴＴ１の責務に対してダイオードＤ２の責務が大きくなるので、逆阻止形ＩＧＢＴＴ４を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ダイオードＤ２の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例２】
【００３１】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。昇圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を第２の直流電源の正側電位に接続した実施例である。
【００３２】
実施例１との違いは、一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）がコンデンサ２の正側電位に接続されている点である。
【００３３】
このような構成において、ＩＧＢＴＴ１，Ｔ２昇圧動作は従来例と同じであるが、直流電源１の電圧Ｖｂに対する第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が小さい（約２倍未満）場合、ＩＧＢＴＴ２の導通率（スイッチング１周期に対するオン期間の比率）が小さく（約５０％未満）なり、ダイオードＤ１の損失が下アームのＩＧＢＴＴ２の損失に比べて大きくなる。これを解決するため、ダイオードＤ１がオンする時に、逆阻止形ＩＧＢＴＴ３を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ダイオードＤ１の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【００３４】
また、負荷８からの回生電力がある場合は、ダイオードＤ２の責務に対してＩＧＢＴＴ１の責務が大きくなるので、逆阻止形ＩＧＢＴＴ４を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ＩＧＢＴＴ１の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例３】
【００３５】
図３に、本発明の第３の実施例を示す。昇圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を第２の直流電源の正側電位又は負側電位に切替スイッチで切替える実施例である。
【００３６】
実施例１又は２との違いは、一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）が切替スイッチ１２に接続され、切替動作により、第２の直流電源としてのコンデンサ２の正側電位又は負側電位に接続可能となっている点である。
【００３７】
このような構成において、直流電源１の電圧Ｖｂに対する第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が大きい（約２倍以上）場合は、切替スイッチ１２を直流電源の負側電位に切替え、直流電源１の電圧Ｖｂに対する直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が小さい（約２倍未満）場合は、切替スイッチ１２を第２の直流電源の正側電位に切替える。
即ち、直流電圧１の電圧Ｖｂに対して第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃを昇圧動作で大きく可変させて使用する場合、昇圧比率の所定点で、切替スイッチを切替える。ここで、切替える昇圧比率は上アームの損失と下アームの損失がほぼ等しくなる比率が望ましい。この結果、実施例１や２と同様に、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例４】
【００３８】
図４に、本発明の第４の実施例を示す。第１〜第３の実施例との違いは、昇圧型直流−直流変換回路において、第１の直流電源と第２の直流電源の共通電位を正側電位とした点である。即ち、第１の直流電源１とリアクトル３の直列回路が、ＩＧＢＴＴ１のコレクタ端子であるＣ１端子と、ＩＧＢＴＴ１のエミッタとＩＧＢＴＴ２のコレクタの接続点であるＵ端子との間に接続される。ＩＧＢＴＴ１をオンするとリアクトル３にエネルギーが蓄積され、オフするとリアクトル３→直流電源１→コンデンサ２→ダイオードＤ２の経路で電流が流れ、コンデンサ２の電圧が昇圧される。本回路構成は、直流電源１の電圧Ｖｂとコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が大きい（約２倍以上）場合の構成で、半導体モジュール４のＭ端子が直流電源の正側電位に接続された例であるが、昇圧比が小さい（約２倍未満）場合はＭ端子を負側電位に接続すれば良い。その他は第１から第３の実施例と同様である。
【実施例５】
【００３９】
図５に、本発明の第５の実施例を示す。降圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を直流電源の負側電位に接続した実施例である。
【００４０】
ＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点であるＵ端子とＩＧＢＴＴ２のエミッタであるＥ２端子との間に第２の直流電源としてのコンデンサ２とリアクトル３との直列回路が、ＩＧＢＴＴ１のコレクタであるＣ１端子とＩＧＢＴＴ２のエミッタであるＥ２端子との間に第１の直流電源１が、コンデンサ２と並列に負荷８が、各々接続される。一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）は直流電源１とコンデンサ２の共通電位である負側電位に接続される。
【００４１】
このような構成において、直流電源１の電圧Ｖｂからこの電圧よりも低い第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃを生成するＩＧＢＴＴ１、Ｔ２の降圧動作は従来例と同じであるが、直流電源１の電圧Ｖｂに対する第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が大きい（約１／２以下）場合には、ＩＧＢＴＴ１の責務は小さいが、ダイオードＤ２の責務が大きくなる。
そこで、ダイオードＤ２に電流が流れる時に逆阻止型ＩＧＢＴＴ４をオンさせることにより、ダイオードＤ２の電流を逆阻止型ＩＧＢＴＴ４に分流させる。この結果、従来回路では損失が大きかったダイオードＤ２の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
また、負荷からの回生電力がある場合にはＩＧＢＴＴ２をオンさせて、第２の直流電源としてのコンデンサ２から昇圧動作で第１の直流電源に電力を回生する。この時、ＩＧＢＴＴ２の責務が大きくなるが、逆阻止型ＩＧＢＴＴ３をオンさせれば、電流を分担できるので、ＩＧＢＴＴ２の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例６】
【００４２】
図６に、本発明の第６の実施例を示す。降圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を直流電源１の正側電位に接続した実施例である。第５の実施例との違いは、半導体モジュール４のＭ端子が、第１の直流電源１の正側電位に接続されている点である。
【００４３】
このような構成において、ＩＧＢＴＴ１、Ｔ２の降圧動作は従来と同じであるが、直流電源１の電圧Ｖｂに対する直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が小さい（１〜約１／２）場合、ＩＧＢＴＴ１の導通率（スイッチング１周期に対するオン期間の比率）が大きくなり、ＩＧＢＴＴ１の損失が下アームのダイオードＤ２の損失に比べて大きくなる。これを解決するため、ＩＧＢＴＴ１がオンする時に、逆阻止形ＩＧＢＴＴ４を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ＩＧＢＴＴ１の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
また、負荷８からの回生電力がある場合は、ＩＧＢＴＴ２の責務に対してダイオードＤ１の責務が大きくなるので、逆阻止形ＩＧＢＴＴ３をダイオードＤ１と同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ダイオードＤ１の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例７】
【００４４】
図７に、本発明の第７の実施例を示す。降圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を直流電源の正側電位又は負側電位に切替スイッチで切替える実施例である。
【００４５】
実施例５又は６との違いは、一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）が切替スイッチ１２に接続され、切替動作により、第１の直流電源１の正側電位又は負側電位に接続可能となっている点である。
【００４６】
このような構成において、直流電源１の電圧Ｖｂに対する直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が大きい（約１／２未満）場合は、切替スイッチ１２を直流電源の負側電位に切替え、直流電源１の電圧Ｖｂに対する直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が小さい（１〜約１／２）場合は、切替スイッチ１２を第２の直流電源の正側電位に切替える。
即ち、直流電圧１の電圧Ｖｂに対して直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃを降圧動作で大きく可変させて使用する場合、降圧比の所定点で、切替スイッチを切替える。ここで、切替える降圧比は上アームの損失と下アームの損失がほぼ等しくなる点が望ましい。この結果、実施例４又は５と同様に、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例８】
【００４７】
図８に、本発明の第８の実施例を示す。第５〜第７の実施例との違いは、降圧型直流−直流変換回路において、第１の直流電源と第２の直流電源の共通電位を正側電位とした点である。即ち、第２の直流電源としてのコンデンサ２とリアクトル３の直列回路が、ＩＧＢＴＴ１のコレクタ端子であるＣ１端子と、ＩＧＢＴＴ１のエミッタとＩＧＢＴＴ２のコレクタの接続点であるＵ端子との間に接続されている。ＩＧＢＴＴ２をオンすると直流電源１→コンデンサ２→リアクトル３→ＩＧＢＴＴ２の経路でリアクトル３にエネルギーが蓄積され、オフするとリアクトル３→ダイオードＤ１→コンデンサ２→リアクトル３の経路で電流が流れ、コンデンサ２の電圧Ｖｄｃは直流電源１の電圧より低い電圧が得られる。本回路構成は、直流電源１の電圧Ｖｂに対するコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が大きい（約１／２未満）場合の構成で、半導体モジュール４のＭ端子が直流電源の正側電位に接続された例であるが、降圧比が小さい（１〜約１／２）場合はＭ端子を負側電位に接続すれば良い。その他は第５〜第７の実施例と同様である。
【実施例９】
【００４８】
図９に、本発明の第９の実施例を示す。昇降圧型直流−直流変換回路における実施例である。
半導体モジュール４ａは、ダイオードＤ１ａを逆並列接続したＩＧＢＴＴ１ａとダイオードＤ２ａを逆並列接続したＩＧＢＴＴ２ａとの直列接続回路と、一端をＩＧＢＴＴ１ａとＴ２ａの直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ａとＴ４ａの逆並列接続回路とを内蔵している。また、半導体モジュール４ｂは、ダイオードＤ１ｂを逆並列接続したＩＧＢＴＴ１ｂとダイオードＤ２ｂを逆並列接続したＩＧＢＴＴ２ｂとの直列接続回路と、一端をＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ｂの直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ｂとＴ４ｂの逆並列接続回路とを内蔵している。ＩＧＢＴＴ１ａのコレクタ端子であるＣ１ａ端子とＩＧＢＴＴ２ａのエミッタ端子であるＥ２ａ端子と並列に直流電源１が、ＩＧＢＴＴ１ｂのコレクタ端子であるＣ１ｂ端子とＩＧＢＴＴ２ｂのエミッタ端子であるＥ２ｂ端子と並列に直流電源としてのコンデンサ２が、各々接続される。
また、ＩＧＢＴＴ１ａとＴ２ａとの直列接続点であるＵａ端子と、ＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ｂとの直列接続点であるＵｂ端子との間にはリアクトル３が接続される。一端をＩＧＢＴＴ１ａとＴ２ａの直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ａとＴ４ａの逆並列接続回路の他端（Ｍａ端子）は、直流電源１の正側電位に、一端をＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ｂの直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ｂとＴ４ｂの逆並列接続回路の他端（Ｍｂ端子）は、直流電源２の負側電位に、各々接続される。
【００４９】
このような構成において、昇圧動作はＩＧＢＴＴ１ａをオンさせた状態でＩＧＢＴＴ２ｂをオンオフさせることにより、降圧動作はＩＧＢＴＴ２ｂをオフさせた状態でＩＧＢＴＴ１ａをオンオフさせることにより達成される。Ｍａ端子が直流電源１の正側電位に、Ｍｂ端子がコンデンサ２の負側電位に接続されている本回路構成は、直流電圧１の電圧Ｖａに対する直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が大きい（約２倍以上）場合の構成である。ＩＧＢＴＴ１ａは昇圧動作期間中常にオンで、ＩＧＢＴＴ２ｂはダイオードＤ１ｂのオン時間に比べてより長い時間オンであるため責務が大きくなる。
これを解消するため、ＩＧＢＴＴ１ａがオンする期間は逆阻止型ＩＧＢＴＴ４ａをオンさせ、ＩＧＢＴＴ２ｂがオンする期間は逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ｂをオンさせる。この結果、電流が分流するため、ＩＧＢＴＴ１ａとＩＧＢＴＴ２ｂの責務が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。同様に、直流電圧１の電圧Ｖａに対する直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が小さい（１〜約２倍）場合はＩＧＢＴＴ１ａとダイオードD１ｂの責務大きくなるので、Ｍａ端子は直流電源１の正側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の正側電位に接続すれば同様の効果が得られる。
【００５０】
また、降圧動作においては、降圧比が大きい（約１／２未満）場合は、ダイオードＤ１ｂとＤ２ａの責務が大きくなるので、図１０に示すように、Ｍａ端子は直流電源１の負側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の正側電位に接続すれば同様の効果が得られる。降圧比が小さい（１〜約１／２）場合は、ＩＧＢＴＴ１ａとダイオードＤ１ｂの責務が大きくなるので、Ｍａ端子は直流電源１の正側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の正側電位に接続すれば、同様の効果が得られる。
【実施例１０】
【００５１】
図１１に、本発明の第１０の実施例を示す。昇降圧型直流−直流変換回路における実施例である。図９及び図１０に示す第９の実施例との違いは、半導体モジュール４ａのＭａ端子が切替スイッチ１２ａを介して直流電源１の正側電位又は負側電位に接続可能になっている点と、半導体モジュール４ｂのＭｂ端子が切替スイッチ１２ｂを介して直流電源２の正側電位又は負側電位に接続可能になっている点である。
直流電源１の電圧Ｖｂに対して、直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃを、Ｖｂよりも低い電圧からＶｂよりも高い電圧まで変化させて使用する目的の場合、逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ａ、Ｔ４ａ、Ｔ３ｂ、Ｔ４ｂが責務の大きなＩＧＢＴ又はダイオードと並列接続されるように、切替スイッチ１２ａ、１２ｂを適宜切替える。この結果、責務の厳しかったＩＧＢＴとダイオードの責務が軽減され、他の実施例と同様の効果が得られる。
【実施例１１】
【００５２】
図１２に、本発明の第１１の実施例を示す。第９、第１０の実施例との違いは、昇降圧型直流−直流変換回路において、第１の直流電源と第２の直流電源の共通電位を正側電位とした点である。昇圧動作は、ＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ａをオンさせると、直流電源１→ＩＧＢＴＴ１ｂ→リアクトル３→ＩＧＢＴＴ２ａ→直流電源１の経路で、電流が流れ、リアクトル３にエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴＴ１ｂをオフさせると、リアクトル３→ＩＧＢＴＴ２ａ→直流電源１→コンデンサ２→ダイオードＤ２ｂ→リアクトルの経路でコンデンサ２を昇圧する。昇圧比が大きい場合には、ＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ａの責務が大きくなるので、Ｍａ端子は直流電源１の負側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の正側電位に接続する。また、昇圧比が小さい場合には、ダイオードＤ２ｂとＩＧＢＴＴ２ａの責務が大きくなるので、Ｍａ端子は直流電源１の負側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の負側電位に接続する。
【００５３】
降圧動作は、ＩＧＢＴＴ１ｂをオフした状態でＩＧＢＴＴ２ａをオンさせると、直流電源１→コンデンサ２→ダイオードＤ２ｂ→リアクトル３→ＩＧＢＴ２ａ→直流電源１の経路でリアクトル３にエネルギーが蓄積され、次にＩＧＢＴＴ２ａをオフさせると、リアクトルの電流は、リアクトル３→ダイオードＤ１ａ→コンデンサ２→ダイオードＤ２ｂ→リアクトル３の経路でコンデンサ２へ移行される。降圧比が大きい場合には、ダイオードＤ１ａとダイオードＤ２ｂの責務が大きいので、Ｍａ端子は直流電源１の正側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の負側電位に接続する。また、降圧比が小さい場合には、ＩＧＢＴＴ２ａとダイオードＤ２ｂの責務が大きいので、Ｍａ端子は直流電源１の負側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の負側電位に接続する。
この結果、責務の厳しかったＩＧＢＴ及びダイオードの責務が軽減され、他の実施例と同様の効果が得られる。尚、切替スイッチを用いた構成は図１１と同様であるので、省略する。
また、パワー半導体素子としてＩＧＢＴを用いた実施例を示したが、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯなどでも実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、責務の厳しい素子の責務を軽減させるための半導体モジュールの適用方法であり、可変速インバータ、無停電電源装置などへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００５５】
１、１ｐ、１ｎ・・・直流電源 ２・・・コンデンサ
３・・・リアクトル
４、４ａ、４ｂ・・・３レベルインバータ用ＩＧＢＴモジュール
４ｘ・・・一般的なＩＧＢＴモジュール ５・・・コレクタ端子
６・・・エミッタ端子 ７・・・Ｕ端子
８・・・負荷 ９・・・Ｍ端子
Ｔ１，Ｔ２、Ｔ３ｘ、Ｔ４ｘ、Ｔ１ａ、Ｔ２ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ２ｂ・・・ＩＧＢＴ
Ｄ１〜Ｄ４、Ｄ１ａ、Ｄ１ｂ、Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ・・・ダイオード
Ｔ３，Ｔ４、Ｔ３ａ、Ｔ３ｂ、Ｔ４ａ、Ｔ４ｂ・・・逆阻止型ＩＧＢＴ
１２、１２ａ、１２ｂ・・・切替スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第1の直流電源から異なった電圧の第2の直流電源に電力変換する電力変換回路に適用するパワー半導体モジュールの構成および接続方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３に、従来の技術を用いた直流電源１から直流電源２に電力変換する変換回路例を示す。この回路構成は昇圧チョッパと呼ばれる直流−直流変換回路で、直流電源１の電圧Ｖｂを昇圧した直流電源２の電圧Ｖｄｃに変換する。直流電源１と直列にリアクトル３の一端を接続し、直流電源２（回路図では大容量のコンデンサとして表している）と並列に、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１と、ダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列接続回路を内蔵したパワー半導体モジュール４ｘを接続し、その直列接続点（Ｕ端子）にリアクトル３の他端を接続した回路構成である。通常、モジュール４ｘは、図１４に示すような構造で、上部に接続端子としてコレクタ端子Ｃ１（５）、エミッタ端子Ｅ２（６）、出力端子Ｕ（７）を備えた構成である。（実際には各ＩＧＢＴをオンオフ制御するためのゲート端子も有するが、本特許に直接関係しないので省略する）。
【０００３】
本回路構成において、直流電源１から負荷８に電力を供給する場合、電力の流れは直流電源１（電圧Ｖｂ）から直流電源２（電圧Ｖｄｃ）となる。ＩＧＢＴＴ２のオンとオフのデューティ比を、１−α：αとすると、直流電源１の電圧Ｖｂに対して直流電源２の電圧Ｖｄｃは、式１に基づいた昇圧動作となる。
【０００４】
Ｖｄｃ＝Ｖｂ・１/α ・・・（式１）
図１５に昇圧動作時の回路動作図を示す。モードａはＩＧＢＴＴ２がオン状態でリアクトル３にエネルギーを蓄積している状態で、ＩＧＢＴＴ２がオフするとモードｂの状態となり、リアクトル３に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１を介して直流電源２に移行する。
【０００５】
一方、電力の流れを直流電源２（電圧Ｖｄｃ）から直流電源１（電圧Ｖｂ）とした場合、ＩＧＢＴＴ１のオンとオフのデューティ比を、α：１−αとした場合、直流電源２の電圧Ｖｄｃに対して直流電源１の電圧Ｖｂは、式２に基づいた降圧動作となる。
【０００６】
Ｖｂ＝Ｖｄｃ・α ・・・（式２）
図１６に降圧動作時の回路動作図を示す。モードａはＩＧＢＴＴ１がオン状態でリアクトル３を介して直流電源１側にエネルギーが移行している状態で、ＩＧＢＴＴ１がオフすることによってモードｂのようなダイオードＤ２を介した環流モードとなり、リアクトル３のエネルギーが直流電源１側に移行する。
【０００７】
図１３に示す直流から直流に変換する回路例は特許文献１などに、図１４のモジュール例は特許文献２などに示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−１３０９９８号公報
【特許文献２】特開２００５−１９７４３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
一般に、図１４に示すようなパワー半導体モジュールとしては、上アーム側のＩＧＢＴ（Ｔ１）とダイオード（Ｄ１）、および下アーム側のＩＧＢＴ（Ｔ２）とダイオード（Ｄ２）は全て同一の電流定格品の半導体チップが内蔵されたものが市場に供給されている。
【００１０】
図１３の直流−直流変換回路において昇圧動作をさせる場合、昇圧比が大きいほどＩＧＢＴＴ２の負担が増加し、一方昇圧比が小さいほどダイオードＤ１の負担が増加する。また降圧動作させる場合では、降圧比が大きいほどダイオードＤ２の負担が増加し、降圧比が小さいほどＩＧＢＴＴ１の負担が増加する。以上のように、昇圧比や降圧比が極端に大きい場合又は小さい場合は、特定のＩＧＢＴ又はダイオードに電流が流れる期間が増加し、発生損失もそれに伴い増加する。
【００１１】
このような運転条件で図１４に示すような一般的なモジュールを選定する場合は、上記の動作条件に基づいて、最も電力負担の大きい特定のＩＧＢＴ又はダイオードを基準に定格を決定する必要があるため、モジュールや変換装置の大型化やコストアップ要因となっていた。また、特定の素子のみを定格アップさせるようなカスタムメイドのモジュールとすることも可能ではあるが、特注扱いで特殊仕様品となるため、必ずしも経済的であるとは言えない。
【００１２】
本発明は、上述のように、直流入力電圧と直流出力電圧の電圧比が大きな変換回路においても、装置が大型化せず、高コスト化しない半導体モジュールとその適用方法を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、第１の直流電源から一方の電位が共通で電圧値が異なる第２の直流電源に変換する直流−直流変換回路において、前記直流−直流変換回路は、前記第１と第２の直流電源間に、リアクトルと、電力用半導体素子を内蔵した電力用半導体モジュールとを接続した構成であって、前記電力用半導体モジュールは、前記第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、前記第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、前記第１のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続したパワー半導体モジュールとする。
【００１４】
第２の発明においては、前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、共通電位である前記第１と第２の直流電源の一方の電位又は共通電位でない他方の電位に接続する。
【００１５】
第３の発明においては、第1の発明における前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、前記第１又は第２の直流電源の共通電位である一方の電位又は共通電位でない他方の電位に切替接続するスイッチを備える。
【００１６】
第４の発明においては、第３の発明における前記切替接続するスイッチは、前記第１又は第２のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、切替制御する。
第５の発明においては、第３の発明における前記切替接続するスイッチは、前記第1の直流電源電圧に対する前記第2の直流電源電圧の昇圧比又は降圧比に応じて、切替制御する。
【００１７】
第６の発明においては、第1から第5の発明における第３及び第４のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードの直列回路を用いる。
第７の発明においては、第１の直流電源から一方の電位が共通で電圧値が異なる第２の直流電源に変換する直流−直流変換回路において、前記直流−直流変換回路は、第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続した第1のパワー半導体モジュールと、第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第５のＩＧＢＴと、第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第６のＩＧＢＴと、第５のＩＧＢＴのエミッタと第６のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続した第２のパワー半導体モジュールと、第1のパワー半導体モジュールと並列接続された第1の直流電源と、第２のパワー半導体モジュールと並列接続された第２の直流電源と、第１のパワー半導体モジュールの第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と第２のパワー半導体モジュールの第５のＩＧＢＴのエミッタと第６のＩＧＢＴのコレクタとの接続点との間に接続されたリアクトルとを備え、第1のパワー半導体モジュールの逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端は第1の直流電源の正側又は負側電位に、第２のパワー半導体モジュールの逆耐圧を有する第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端は第２の直流電源の正側又は負側電位に、各々接続される。
【００１８】
第８の発明においては、第7の発明における前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を前記第１の直流電源の正側電位又は負側電位に切替接続する第１のスイッチ、又は前記第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を前記第２の直流電源の正側電位又は負側電位に切替接続する第２のスイッチを備える。
【００１９】
第９の発明においては、第８の発明における前記切替接続する第１のスイッチは、前記第１又は第２のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、また前記切替接続する第２のスイッチは、前記第５又は第６のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、切替制御する。
【００２０】
第１０の発明においては、第8の発明における前記切替接続する第１のスイッチ又は第２のスイッチは、前記第1の直流電源電圧に対する前記第２の直流電源電圧の昇圧比又は降圧比に応じて、切替制御する。
【００２１】
第１１の発明においては、第7から第１０の発明における前記第３、第４、第７又は第８のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードの直列回路を用いる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明では、直流−直流変換回路に使用する半導体モジュールとして、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴの直列接続回路と、ＩＧＢＴの直列接続回路の直列接続点に一端を接続した逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路を内蔵させ、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を直流電源の正側電位又は負側電位に接続するようにした。この結果、電力負担の大きなＩＧＢＴ又はダイオードと逆阻止型ＩＧＢＴが並列接続され、直流入力電圧と直流出力電圧の比が大きな変換装置或いは比が小さな変換装置においても、電力負担を分担させることが可能で、特定の素子の責務が大きくなることがなくなり、モジュールや変換装置の大型化やコストアップを回避できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】昇圧型直流−直流変換回路での第1の実施例を示す。
【図２】昇圧型直流−直流変換回路での第２の実施例を示す。
【図３】昇圧型直流−直流変換回路での第３の実施例を示す。
【図４】昇圧型直流−直流変換回路での第４の実施例を示す。
【図５】降圧型直流−直流変換回路での第1の実施例を示す。
【図６】降圧型直流−直流変換回路での第２の実施例を示す。
【図７】降圧型直流−直流変換回路での第３の実施例を示す。
【図８】降圧型直流−直流変換回路での第４の実施例を示す。
【図９】昇降圧型直流−直流変換回路での第１の実施例を示す。
【図１０】昇降圧型直流−直流変換回路での第２の実施例を示す。
【図１１】昇降圧型直流−直流変換回路での第３の実施例を示す。
【図１２】昇降圧型直流−直流変換回路での第４の実施例を示す。
【図１３】従来の昇圧型直流変換回路の例を示す。
【図１４】一般的なＩＧＢＴモジュールの外観を示す。
【図１５】従来の直流−直流変換回路の昇圧動作説明図である。
【図１６】従来の直流−直流変換回路の降圧動作説明図である。
【図１７】３レベル直流−交流変換回路例である。
【図１８】３レベルインバータ用ＩＧＢＴモジュールの外観を示す。
【図１９】３レベルインバータ用ＩＧＢＴモジュールの回路例を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明に使用する半導体モジュールは、図１８に示す双方向スイッチ素子を使用した３レベルインバータ回路に適用する専用モジュールである。図１８に１相分の専用半導体モジュールの外観を、図１９に内部回路の構成例を、各々示す。本モジュールは、Ｃ１端子（５）、Ｍ端子（９）、Ｅ２端子（６）、Ｕ端子（７）の４出力端子構造である。尚、制御用のゲート端子も備えているが、ここでは省略してある。
【００２５】
内部回路は図１９に示すように、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列接続回路と、一端をＩＧＢＴＴ１とＩＧＢＴＴ２との直列接続点に接続した双方向スイッチ素子からなる。ここで、双方向スイッチ素子としては、図１９（ｂ）に示す逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路や、図１９（ａ）に示す逆耐圧のないＩＧＢＴＴ３ｘ、Ｔ４ｘとダイオードＤ３、Ｄ４を組合せた回路がある。尚、本モジュールは、特開２００８−１９３７７９号公報などで公知である。
【００２６】
本発明の要点は、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴの直列接続回路と、ＩＧＢＴの直列接続回路の直列接続点に一端を接続した逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路を内蔵させた半導体モジュールを、直流−直流変換回路に適用する構成として、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を直流電源の正側電位又は負側電位に接続している点である。その結果、電力責務の大きなＩＧＢＴ又はダイオードと並列に、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路が接続されることになり、電力責務が小さくなり、半導体モジュール及び装置の小型化、低コスト化が可能となる。
【実施例１】
【００２７】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。昇圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を直流電源の負側電位に接続した実施例である。
【００２８】
半導体モジュール４は、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列接続回路と、一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路とを内蔵している。ＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点であるＵ端子とＩＧＢＴＴ２のエミッタであるＥ２端子との間に第１の直流電源１とリアクトル３の直列回路が、ＩＧＢＴＴ１のコレクタであるＣ１端子とＩＧＢＴＴ２のエミッタであるＥ２端子との間に第２の直流電源としてのコンデンサ２と負荷８との並列回路が、各々接続される。一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）は直流電源１とコンデンサ２の共通電位である負側電位に接続される。
【００２９】
このような構成において、ＩＧＢＴＴ１，Ｔ２の昇圧動作は従来例と同じであるが、直流電源１の電圧Ｖｂに対する第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が大きい（約２倍以上）場合、ＩＧＢＴＴ２の導通率（スイッチング１周期に対するオン期間の比率）が大きく（約５０％以上）なり、損失が上アームのダイオードＤ１に比べて大きくなる。これを解決するため、ＩＧＢＴＴ２をオンさせる時に、逆阻止形ＩＧＢＴＴ３を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ＩＧＢＴＴ２の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【００３０】
また、負荷８からの回生電力がある場合は、ＩＧＢＴＴ１の責務に対してダイオードＤ２の責務が大きくなるので、逆阻止形ＩＧＢＴＴ４を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ダイオードＤ２の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例２】
【００３１】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。昇圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を第２の直流電源の正側電位に接続した実施例である。
【００３２】
実施例１との違いは、一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）がコンデンサ２の正側電位に接続されている点である。
【００３３】
このような構成において、ＩＧＢＴＴ１，Ｔ２昇圧動作は従来例と同じであるが、直流電源１の電圧Ｖｂに対する第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が小さい（約２倍未満）場合、ＩＧＢＴＴ２の導通率（スイッチング１周期に対するオン期間の比率）が小さく（約５０％未満）なり、ダイオードＤ１の損失が下アームのＩＧＢＴＴ２の損失に比べて大きくなる。これを解決するため、ダイオードＤ１がオンする時に、逆阻止形ＩＧＢＴＴ３を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ダイオードＤ１の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【００３４】
また、負荷８からの回生電力がある場合は、ダイオードＤ２の責務に対してＩＧＢＴＴ１の責務が大きくなるので、逆阻止形ＩＧＢＴＴ４を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ＩＧＢＴＴ１の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例３】
【００３５】
図３に、本発明の第３の実施例を示す。昇圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を第２の直流電源の正側電位又は負側電位に切替スイッチで切替える実施例である。
【００３６】
実施例１又は２との違いは、一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）が切替スイッチ１２に接続され、切替動作により、第２の直流電源としてのコンデンサ２の正側電位又は負側電位に接続可能となっている点である。
【００３７】
このような構成において、直流電源１の電圧Ｖｂに対する第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が大きい（約２倍以上）場合は、切替スイッチ１２を直流電源の負側電位に切替え、直流電源１の電圧Ｖｂに対する直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が小さい（約２倍未満）場合は、切替スイッチ１２を第２の直流電源の正側電位に切替える。
即ち、直流電圧１の電圧Ｖｂに対して第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃを昇圧動作で大きく可変させて使用する場合、昇圧比率の所定点で、切替スイッチを切替える。ここで、切替える昇圧比率は上アームの損失と下アームの損失がほぼ等しくなる比率が望ましい。この結果、実施例１や２と同様に、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例４】
【００３８】
図４に、本発明の第４の実施例を示す。第１〜第３の実施例との違いは、昇圧型直流−直流変換回路において、第１の直流電源と第２の直流電源の共通電位を正側電位とした点である。即ち、第１の直流電源１とリアクトル３の直列回路が、ＩＧＢＴＴ１のコレクタ端子であるＣ１端子と、ＩＧＢＴＴ１のエミッタとＩＧＢＴＴ２のコレクタの接続点であるＵ端子との間に接続される。ＩＧＢＴＴ１をオンするとリアクトル３にエネルギーが蓄積され、オフするとリアクトル３→直流電源１→コンデンサ２→ダイオードＤ２の経路で電流が流れ、コンデンサ２の電圧が昇圧される。本回路構成は、直流電源１の電圧Ｖｂとコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が大きい（約２倍以上）場合の構成で、半導体モジュール４のＭ端子が直流電源の正側電位に接続された例であるが、昇圧比が小さい（約２倍未満）場合はＭ端子を負側電位に接続すれば良い。その他は第１から第３の実施例と同様である。
【実施例５】
【００３９】
図５に、本発明の第５の実施例を示す。降圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を直流電源の負側電位に接続した実施例である。
【００４０】
ＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点であるＵ端子とＩＧＢＴＴ２のエミッタであるＥ２端子との間に第２の直流電源としてのコンデンサ２とリアクトル３との直列回路が、ＩＧＢＴＴ１のコレクタであるＣ１端子とＩＧＢＴＴ２のエミッタであるＥ２端子との間に第１の直流電源１が、コンデンサ２と並列に負荷８が、各々接続される。一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）は直流電源１とコンデンサ２の共通電位である負側電位に接続される。
【００４１】
このような構成において、直流電源１の電圧Ｖｂからこの電圧よりも低い第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃを生成するＩＧＢＴＴ１、Ｔ２の降圧動作は従来例と同じであるが、直流電源１の電圧Ｖｂに対する第２の直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が大きい（約１／２以下）場合には、ＩＧＢＴＴ１の責務は小さいが、ダイオードＤ２の責務が大きくなる。
そこで、ダイオードＤ２に電流が流れる時に逆阻止型ＩＧＢＴＴ４をオンさせることにより、ダイオードＤ２の電流を逆阻止型ＩＧＢＴＴ４に分流させる。この結果、従来回路では損失が大きかったダイオードＤ２の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
また、負荷からの回生電力がある場合にはＩＧＢＴＴ２をオンさせて、第２の直流電源としてのコンデンサ２から昇圧動作で第１の直流電源に電力を回生する。この時、ＩＧＢＴＴ２の責務が大きくなるが、逆阻止型ＩＧＢＴＴ３をオンさせれば、電流を分担できるので、ＩＧＢＴＴ２の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例６】
【００４２】
図６に、本発明の第６の実施例を示す。降圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を直流電源１の正側電位に接続した実施例である。第５の実施例との違いは、半導体モジュール４のＭ端子が、第１の直流電源１の正側電位に接続されている点である。
【００４３】
このような構成において、ＩＧＢＴＴ１、Ｔ２の降圧動作は従来と同じであるが、直流電源１の電圧Ｖｂに対する直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が小さい（１〜約１／２）場合、ＩＧＢＴＴ１の導通率（スイッチング１周期に対するオン期間の比率）が大きくなり、ＩＧＢＴＴ１の損失が下アームのダイオードＤ２の損失に比べて大きくなる。これを解決するため、ＩＧＢＴＴ１がオンする時に、逆阻止形ＩＧＢＴＴ４を同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ＩＧＢＴＴ１の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
また、負荷８からの回生電力がある場合は、ＩＧＢＴＴ２の責務に対してダイオードＤ１の責務が大きくなるので、逆阻止形ＩＧＢＴＴ３をダイオードＤ１と同時にオンさせることにより、電流を分担させる。この結果、ダイオードＤ１の損失が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例７】
【００４４】
図７に、本発明の第７の実施例を示す。降圧型の直流−直流変換回路において、逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）を直流電源の正側電位又は負側電位に切替スイッチで切替える実施例である。
【００４５】
実施例５又は６との違いは、一端をＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３とＴ４の逆並列接続回路の他端（Ｍ端子）が切替スイッチ１２に接続され、切替動作により、第１の直流電源１の正側電位又は負側電位に接続可能となっている点である。
【００４６】
このような構成において、直流電源１の電圧Ｖｂに対する直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が大きい（約１／２未満）場合は、切替スイッチ１２を直流電源の負側電位に切替え、直流電源１の電圧Ｖｂに対する直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が小さい（１〜約１／２）場合は、切替スイッチ１２を第２の直流電源の正側電位に切替える。
即ち、直流電圧１の電圧Ｖｂに対して直流電源２としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃを降圧動作で大きく可変させて使用する場合、降圧比の所定点で、切替スイッチを切替える。ここで、切替える降圧比は上アームの損失と下アームの損失がほぼ等しくなる点が望ましい。この結果、実施例４又は５と同様に、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。
【実施例８】
【００４７】
図８に、本発明の第８の実施例を示す。第５〜第７の実施例との違いは、降圧型直流−直流変換回路において、第１の直流電源と第２の直流電源の共通電位を正側電位とした点である。即ち、第２の直流電源としてのコンデンサ２とリアクトル３の直列回路が、ＩＧＢＴＴ１のコレクタ端子であるＣ１端子と、ＩＧＢＴＴ１のエミッタとＩＧＢＴＴ２のコレクタの接続点であるＵ端子との間に接続されている。ＩＧＢＴＴ２をオンすると直流電源１→コンデンサ２→リアクトル３→ＩＧＢＴＴ２の経路でリアクトル３にエネルギーが蓄積され、オフするとリアクトル３→ダイオードＤ１→コンデンサ２→リアクトル３の経路で電流が流れ、コンデンサ２の電圧Ｖｄｃは直流電源１の電圧より低い電圧が得られる。本回路構成は、直流電源１の電圧Ｖｂに対するコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの降圧比が大きい（約１／２未満）場合の構成で、半導体モジュール４のＭ端子が直流電源の正側電位に接続された例であるが、降圧比が小さい（１〜約１／２）場合はＭ端子を負側電位に接続すれば良い。その他は第５〜第７の実施例と同様である。
【実施例９】
【００４８】
図９に、本発明の第９の実施例を示す。昇降圧型直流−直流変換回路における実施例である。
半導体モジュール４ａは、ダイオードＤ１ａを逆並列接続したＩＧＢＴＴ１ａとダイオードＤ２ａを逆並列接続したＩＧＢＴＴ２ａとの直列接続回路と、一端をＩＧＢＴＴ１ａとＴ２ａの直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ａとＴ４ａの逆並列接続回路とを内蔵している。また、半導体モジュール４ｂは、ダイオードＤ１ｂを逆並列接続したＩＧＢＴＴ１ｂとダイオードＤ２ｂを逆並列接続したＩＧＢＴＴ２ｂとの直列接続回路と、一端をＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ｂの直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ｂとＴ４ｂの逆並列接続回路とを内蔵している。ＩＧＢＴＴ１ａのコレクタ端子であるＣ１ａ端子とＩＧＢＴＴ２ａのエミッタ端子であるＥ２ａ端子と並列に直流電源１が、ＩＧＢＴＴ１ｂのコレクタ端子であるＣ１ｂ端子とＩＧＢＴＴ２ｂのエミッタ端子であるＥ２ｂ端子と並列に直流電源としてのコンデンサ２が、各々接続される。
また、ＩＧＢＴＴ１ａとＴ２ａとの直列接続点であるＵａ端子と、ＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ｂとの直列接続点であるＵｂ端子との間にはリアクトル３が接続される。一端をＩＧＢＴＴ１ａとＴ２ａの直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ａとＴ４ａの逆並列接続回路の他端（Ｍａ端子）は、直流電源１の正側電位に、一端をＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ｂの直列接続点に接続した逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ｂとＴ４ｂの逆並列接続回路の他端（Ｍｂ端子）は、直流電源２の負側電位に、各々接続される。
【００４９】
このような構成において、昇圧動作はＩＧＢＴＴ１ａをオンさせた状態でＩＧＢＴＴ２ｂをオンオフさせることにより、降圧動作はＩＧＢＴＴ２ｂをオフさせた状態でＩＧＢＴＴ１ａをオンオフさせることにより達成される。Ｍａ端子が直流電源１の正側電位に、Ｍｂ端子がコンデンサ２の負側電位に接続されている本回路構成は、直流電圧１の電圧Ｖａに対する直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が大きい（約２倍以上）場合の構成である。ＩＧＢＴＴ１ａは昇圧動作期間中常にオンで、ＩＧＢＴＴ２ｂはダイオードＤ１ｂのオン時間に比べてより長い時間オンであるため責務が大きくなる。
これを解消するため、ＩＧＢＴＴ１ａがオンする期間は逆阻止型ＩＧＢＴＴ４ａをオンさせ、ＩＧＢＴＴ２ｂがオンする期間は逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ｂをオンさせる。この結果、電流が分流するため、ＩＧＢＴＴ１ａとＩＧＢＴＴ２ｂの責務が軽減され、半導体モジュールや冷却装置の大型化を防止でき、装置の低コスト化が可能となる。同様に、直流電圧１の電圧Ｖａに対する直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃの昇圧比が小さい（１〜約２倍）場合はＩＧＢＴＴ１ａとダイオードD１ｂの責務大きくなるので、Ｍａ端子は直流電源１の正側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の正側電位に接続すれば同様の効果が得られる。
【００５０】
また、降圧動作においては、降圧比が大きい（約１／２未満）場合は、ダイオードＤ１ｂとＤ２ａの責務が大きくなるので、図１０に示すように、Ｍａ端子は直流電源１の負側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の正側電位に接続すれば同様の効果が得られる。降圧比が小さい（１〜約１／２）場合は、ＩＧＢＴＴ１ａとダイオードＤ１ｂの責務が大きくなるので、Ｍａ端子は直流電源１の正側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の正側電位に接続すれば、同様の効果が得られる。
【実施例１０】
【００５１】
図１１に、本発明の第１０の実施例を示す。昇降圧型直流−直流変換回路における実施例である。図９及び図１０に示す第９の実施例との違いは、半導体モジュール４ａのＭａ端子が切替スイッチ１２ａを介して直流電源１の正側電位又は負側電位に接続可能になっている点と、半導体モジュール４ｂのＭｂ端子が切替スイッチ１２ｂを介して直流電源２の正側電位又は負側電位に接続可能になっている点である。
直流電源１の電圧Ｖｂに対して、直流電源としてのコンデンサ２の電圧Ｖｄｃを、Ｖｂよりも低い電圧からＶｂよりも高い電圧まで変化させて使用する目的の場合、逆阻止型ＩＧＢＴＴ３ａ、Ｔ４ａ、Ｔ３ｂ、Ｔ４ｂが責務の大きなＩＧＢＴ又はダイオードと並列接続されるように、切替スイッチ１２ａ、１２ｂを適宜切替える。この結果、責務の厳しかったＩＧＢＴとダイオードの責務が軽減され、他の実施例と同様の効果が得られる。
【実施例１１】
【００５２】
図１２に、本発明の第１１の実施例を示す。第９、第１０の実施例との違いは、昇降圧型直流−直流変換回路において、第１の直流電源と第２の直流電源の共通電位を正側電位とした点である。昇圧動作は、ＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ａをオンさせると、直流電源１→ＩＧＢＴＴ１ｂ→リアクトル３→ＩＧＢＴＴ２ａ→直流電源１の経路で、電流が流れ、リアクトル３にエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴＴ１ｂをオフさせると、リアクトル３→ＩＧＢＴＴ２ａ→直流電源１→コンデンサ２→ダイオードＤ２ｂ→リアクトルの経路でコンデンサ２を昇圧する。昇圧比が大きい場合には、ＩＧＢＴＴ１ｂとＴ２ａの責務が大きくなるので、Ｍａ端子は直流電源１の負側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の正側電位に接続する。また、昇圧比が小さい場合には、ダイオードＤ２ｂとＩＧＢＴＴ２ａの責務が大きくなるので、Ｍａ端子は直流電源１の負側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の負側電位に接続する。
【００５３】
降圧動作は、ＩＧＢＴＴ１ｂをオフした状態でＩＧＢＴＴ２ａをオンさせると、直流電源１→コンデンサ２→ダイオードＤ２ｂ→リアクトル３→ＩＧＢＴ２ａ→直流電源１の経路でリアクトル３にエネルギーが蓄積され、次にＩＧＢＴＴ２ａをオフさせると、リアクトルの電流は、リアクトル３→ダイオードＤ１ａ→コンデンサ２→ダイオードＤ２ｂ→リアクトル３の経路でコンデンサ２へ移行される。降圧比が大きい場合には、ダイオードＤ１ａとダイオードＤ２ｂの責務が大きいので、Ｍａ端子は直流電源１の正側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の負側電位に接続する。また、降圧比が小さい場合には、ＩＧＢＴＴ２ａとダイオードＤ２ｂの責務が大きいので、Ｍａ端子は直流電源１の負側電位に、Ｍｂ端子はコンデンサ２の負側電位に接続する。
この結果、責務の厳しかったＩＧＢＴ及びダイオードの責務が軽減され、他の実施例と同様の効果が得られる。尚、切替スイッチを用いた構成は図１１と同様であるので、省略する。
また、パワー半導体素子としてＩＧＢＴを用いた実施例を示したが、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯなどでも実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、責務の厳しい素子の責務を軽減させるための半導体モジュールの適用方法であり、可変速インバータ、無停電電源装置などへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００５５】
１、１ｐ、１ｎ・・・直流電源 ２・・・コンデンサ
３・・・リアクトル
４、４ａ、４ｂ・・・３レベルインバータ用ＩＧＢＴモジュール
４ｘ・・・一般的なＩＧＢＴモジュール ５・・・コレクタ端子
６・・・エミッタ端子 ７・・・Ｕ端子
８・・・負荷 ９・・・Ｍ端子
Ｔ１，Ｔ２、Ｔ３ｘ、Ｔ４ｘ、Ｔ１ａ、Ｔ２ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ２ｂ・・・ＩＧＢＴ
Ｄ１〜Ｄ４、Ｄ１ａ、Ｄ１ｂ、Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ・・・ダイオード
Ｔ３，Ｔ４、Ｔ３ａ、Ｔ３ｂ、Ｔ４ａ、Ｔ４ｂ・・・逆阻止型ＩＧＢＴ
１２、１２ａ、１２ｂ・・・切替スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電源から一方の電位が共通で電圧値が異なる第２の直流電源に変換する直流−直流変換回路において、前記直流−直流変換回路は、前記第１と第２の直流電源間に、リアクトルと、電力用半導体素子を内蔵した電力用半導体モジュールとを接続した構成であって、前記電力用半導体モジュールは、前記第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、前記第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、前記第１のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続したパワー半導体モジュールとすることを特徴とする直流−直流変換回路。
【請求項２】
前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、共通電位である前記第１と第２の直流電源の一方の電位又は共通電位でない他方の電位に接続することを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換回路。
【請求項３】
前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、前記第１又は第２の直流電源の共通電位である一方の電位又は共通電位でない他方の電位に切替接続するスイッチを備えることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換回路。
【請求項４】
前記切替接続するスイッチは、前記第１又は第２のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、切替制御することを特徴とする請求項３に記載の直流−直流変換回路。
【請求項５】
前記切替接続するスイッチは、前記第1の直流電源電圧に対する前記第2の直流電源電圧の昇圧比又は降圧比に応じて、切替制御することを特徴とする請求項３に記載の直流−直流変換回路。
【請求項６】
前記第３又は第４のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードの直列回路を用いることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流−直流変換回路。
【請求項７】
第１の直流電源から一方の電位が共通で電圧値が異なる第２の直流電源に変換する直流−直流変換回路において、前記直流−直流変換回路は、第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続した第1のパワー半導体モジュールと、第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第５のＩＧＢＴと、第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第６のＩＧＢＴと、第５のＩＧＢＴのエミッタと第６のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続した第２のパワー半導体モジュールと、第1のパワー半導体モジュールと並列接続された第1の直流電源と、第２のパワー半導体モジュールと並列接続された第２の直流電源と、第１のパワー半導体モジュールの第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と第２のパワー半導体モジュールの第５のＩＧＢＴのエミッタと第６のＩＧＢＴのコレクタとの接続点との間に接続されたリアクトルとを備え、
第1のパワー半導体モジュールの逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端は第1の直流電源の正側又は負側電位に、第２のパワー半導体モジュールの逆耐圧を有する第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端は第２の直流電源の正側又は負側電位に、各々接続されることを特徴とする直流−直流変換回路。
【請求項８】
前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を前記第１の直流電源の正側電位又は負側電位に切替接続する第１のスイッチ、又は前記第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を前記第２の直流電源の正側電位又は負側電位に切替接続する第２のスイッチを備えることを特徴とする請求項７に記載の直流−直流変換回路。
【請求項９】
前記切替接続する第１のスイッチは、前記第１又は第２のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、また前記切替接続する第２のスイッチは、前記第５又は第６のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、切替制御することを特徴とする請求項８に記載の直流−直流変換回路。
【請求項１０】
前記切替接続する第１のスイッチ又は第２のスイッチは、前記第1の直流電源電圧に対する前記第２の直流電源電圧の昇圧比又は降圧比に応じて、切替制御することを特徴とする請求項８に記載の直流−直流変換回路。
【請求項１１】
前記第３、第４、第７又は第８のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードの直列回路を用いることを特徴とする請求項７〜１０のいずれか１項に記載の直流−直流変換回路。
【請求項１】
第１の直流電源から一方の電位が共通で電圧値が異なる第２の直流電源に変換する直流−直流変換回路において、前記直流−直流変換回路は、前記第１と第２の直流電源間に、リアクトルと、電力用半導体素子を内蔵した電力用半導体モジュールとを接続した構成であって、前記電力用半導体モジュールは、前記第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、前記第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、前記第１のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続したパワー半導体モジュールとすることを特徴とする直流−直流変換回路。
【請求項２】
前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、共通電位である前記第１と第２の直流電源の一方の電位又は共通電位でない他方の電位に接続することを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換回路。
【請求項３】
前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を、前記第１又は第２の直流電源の共通電位である一方の電位又は共通電位でない他方の電位に切替接続するスイッチを備えることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換回路。
【請求項４】
前記切替接続するスイッチは、前記第１又は第２のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、切替制御することを特徴とする請求項３に記載の直流−直流変換回路。
【請求項５】
前記切替接続するスイッチは、前記第1の直流電源電圧に対する前記第2の直流電源電圧の昇圧比又は降圧比に応じて、切替制御することを特徴とする請求項３に記載の直流−直流変換回路。
【請求項６】
前記第３又は第４のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードの直列回路を用いることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流−直流変換回路。
【請求項７】
第１の直流電源から一方の電位が共通で電圧値が異なる第２の直流電源に変換する直流−直流変換回路において、前記直流−直流変換回路は、第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続した第1のパワー半導体モジュールと、第１又は第２の直流電源の正側端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第５のＩＧＢＴと、第１又は第２の直流電源の負側端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第６のＩＧＢＴと、第５のＩＧＢＴのエミッタと第６のＩＧＢＴのコレクタとの接続点に、逆耐圧を有する第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の一端を接続した第２のパワー半導体モジュールと、第1のパワー半導体モジュールと並列接続された第1の直流電源と、第２のパワー半導体モジュールと並列接続された第２の直流電源と、第１のパワー半導体モジュールの第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と第２のパワー半導体モジュールの第５のＩＧＢＴのエミッタと第６のＩＧＢＴのコレクタとの接続点との間に接続されたリアクトルとを備え、
第1のパワー半導体モジュールの逆耐圧を有する第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端は第1の直流電源の正側又は負側電位に、第２のパワー半導体モジュールの逆耐圧を有する第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端は第２の直流電源の正側又は負側電位に、各々接続されることを特徴とする直流−直流変換回路。
【請求項８】
前記第３及び第４のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を前記第１の直流電源の正側電位又は負側電位に切替接続する第１のスイッチ、又は前記第７及び第８のＩＧＢＴの逆並列接続回路の他端を前記第２の直流電源の正側電位又は負側電位に切替接続する第２のスイッチを備えることを特徴とする請求項７に記載の直流−直流変換回路。
【請求項９】
前記切替接続する第１のスイッチは、前記第１又は第２のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、また前記切替接続する第２のスイッチは、前記第５又は第６のＩＧＢＴの導通率、温度又は発生損失のいずれかに応じて、切替制御することを特徴とする請求項８に記載の直流−直流変換回路。
【請求項１０】
前記切替接続する第１のスイッチ又は第２のスイッチは、前記第1の直流電源電圧に対する前記第２の直流電源電圧の昇圧比又は降圧比に応じて、切替制御することを特徴とする請求項８に記載の直流−直流変換回路。
【請求項１１】
前記第３、第４、第７又は第８のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードの直列回路を用いることを特徴とする請求項７〜１０のいずれか１項に記載の直流−直流変換回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２０１１−１７２３７０（Ｐ２０１１−１７２３７０Ａ）
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−３３３２９（Ｐ２０１０−３３３２９）
【出願日】平成２２年２月１８日（２０１０．２．１８）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月１８日（２０１０．２．１８）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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