複合電源システム
【課題】従来回路では、交流入力電圧が高い時、昇降圧チョッパの降圧比と昇圧比が大きくなり、発生損失が特定の半導体素子に偏り、素子コストと冷却装置が大型で、高コストとなる。
【解決手段】交流電源電圧が高い（例えば４００Ｖ）場合、電動機からの回生電力を第２の昇降圧チョッパで一旦ＣＶＣＦインバータの直流入力に放電し、放電した電力を第１の昇降圧チョッパで蓄電手段に充電する。また、交流電源の停電時や電圧低下時には、蓄電手段から第１の昇降圧チョッパでＣＶＣＦインバータの直流入力へ放電し、この直流電力を第２の昇降圧チョッパで直流中間コンデンサへ放出する。
【解決手段】交流電源電圧が高い（例えば４００Ｖ）場合、電動機からの回生電力を第２の昇降圧チョッパで一旦ＣＶＣＦインバータの直流入力に放電し、放電した電力を第１の昇降圧チョッパで蓄電手段に充電する。また、交流電源の停電時や電圧低下時には、蓄電手段から第１の昇降圧チョッパでＣＶＣＦインバータの直流入力へ放電し、この直流電力を第２の昇降圧チョッパで直流中間コンデンサへ放出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータからの回生電力を蓄電池に充電し、交流電源の停電時や電圧低下時に蓄電池からインバータへ直流電力を放出して有効利用する電源システムの回路構成技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５に、特許技術文献１に示された従来の技術に無停電電源回路を付加した電源システムを示す。回生電力を蓄積する蓄電池から無停電の電源（制御電源）を作る従来技術は特許文献２に記載されている。
【０００３】
交流電源ＡＣＰをＡＣ／ＤＣコンバータＣＮＶで直流に変換し、コンデンサＣ１で平滑した後、交流電動機ＡＣＭを制御するための可変電圧・可変周波数制御のＶＶＶＦインバータＩＮＶ１に供給する一般的な電動機駆動用インバータにおける回生電力活用システムである。
【０００４】
直流中間回路のコンデンサＣ１と並列に、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列回路と、一端が前記直列回路の直列接続点に接続されたリアクトルＬ１とからなる第２の昇圧チョッパ回路が接続され、さらにリアクトルＬ１の他端とＩＧＢＴＴ２のエミッタとの間には蓄電池ＢＡＴが接続される。ここで、蓄電池ＢＡＴの電圧としては、コストパフォーマンスの観点から１００Ｖ程度が選択される。
【０００５】
また、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４との直列回路と、一端が前記直列回路の直列接続点に他端が蓄電池に各々接続されたリアクトルＬ２とからなる第１の昇圧チョッパ回路が、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力及びコンデンサＣ２と並列に接続される。ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２は蓄電池ＢＡＴから無停電化された定電圧・定周波数の交流電圧を作り出す。ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の出力は、交流入力が停電した場合や電圧低下した場合にも安定な電力を要求される負荷ＬＤに供給される。特許文献２では、蓄電池から専用のインバータで制御回路の電源を供給している。
【０００６】
このような電源システムにおいて、電動機からの回生電力は昇降圧チョッパ２の降圧動作により、蓄電池ＢＡＴに蓄積される。また、交流電源ＡＣＰが停電した時は、昇降圧チョッパ２を昇圧動作させてＶＶＶＦインバータＩＮＶ１に直流電力を供給し、無停電化を達成する。
【０００７】
このような構成における各部の電圧変動範囲は以下となる。交流電源ＡＣＰとしてＡＣ２００Ｖ系の電源に対応する場合、直流中間電圧（コンデンサＣ１の電圧）変動範囲は例えばＤＣ２４０Ｖ〜４３０Ｖ程度、交流電源ＡＣＰとしてＡＣ４００Ｖ系の電源に対応する場合、例えばＤＣ４８０Ｖ〜８６０Ｖ程度になる。また、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力電圧は、交流出力電圧としてＡＣ２００Ｖを確保するため、例えばＤＣ３５０Ｖ程度が選択される。
上述の電圧変動範囲に対応するための、昇降圧チョッパ回路２の昇降圧比は下記となる。
交流電源ＡＣＰがＡＣ２００Ｖ系の時、降圧動作では降圧比が０．４２〜０．２３、昇圧動作では約２．７となる。また、交流電源ＡＣＰがＡＣ４００Ｖ系の時、降圧動作では降圧比が約０．２１〜０．１２、昇圧動作では昇圧比が約５．４となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−２８９９５０号公報
【特許文献２】特開平７−２３２８７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述のように、半導体素子として２アーム入りのモジュールを使用する場合、降圧比が０．５程度、昇圧比が２程度が発生損失を各アームでバランスさせるのに適しており、コスト、冷却装置の小型化などの点で有利である。本発明が対象とする電源システムでは、蓄電池電圧は交流電源ＡＣＰの電圧に依存せず、コストの制約からＤＣ１００Ｖ程度に選択される。このため、従来回路では、交流電源電圧がＡＣ４００Ｖ系の場合、降圧比が約０．２１〜０．１２と小さく、かつ昇圧比が約５．４と大きく、昇降圧チョッパ回路の特定の半導体素子を大型化する必要がある。また、発生損失が特定の素子に偏り、半導体素子と冷却装置が大型で、電源装置が高価格となる。従って、本発明の課題は、交流電源電圧がＡＣ４００Ｖ系でも、小型化、低損失化が図れる電源システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、交流入力を直流に変換するコンバータと、この直流を平滑する直流中間コンデンサと、この直流を可変電圧・可変周波数の交流に変換し負荷に供給するＶＶＶＦインバータと、負荷からの回生電力を蓄電する蓄電手段と、前記蓄電手段から無停電化された定電圧・定周波数の交流電圧を作り出すＣＶＣＦインバータとを有する電源システムにおいて、前記ＣＶＣＦインバータの直流入力間に接続したそれぞれダイオードを逆並列接続した第１及び第２の半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点に一端を、前記蓄電手段の一方の端子に他端を、各々接続した第１のリアクトルとからなる第1の昇降圧チョッパと、前記直流中間コンデンサの正極と負極との間に接続したそれぞれダイオードを逆並列接続した第３及び第４の半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点に一端を、前記ＣＶＣＦインバータの直流入力の一方の端子に他端を、各々接続した第２のリアクトルとからなる第２の昇降圧チョッパと、を備える。
【００１１】
第２の発明においては、第1の発明における前記第２の昇降圧チョッパのリアクトルの他端を前記ＣＶＣＦインバータの直流入力の一方の端子又は前記蓄電手段の一方の端子に接続変更する接続変更手段を備える。
【００１２】
第３の発明においては、第1又は第２の発明における前記ＣＶＣＦインバータの交流出力から制御回路の電源を得る。
【発明の効果】
【００１３】
本発明では、交流電源の電圧が高い（例えば４００Ｖ）場合、電動機からの回生電力を第２の昇降圧チョッパで一端ＣＶＣＦインバータの直流入力に放電し、この放電した電力を第１の昇降圧チョッパで蓄電手段に充電する。また、交流電源が停電した時や電圧低下した時には、蓄電手段から第１の昇降圧チョッパでＣＶＣＦインバータの直流入力へ放電し、この直流電力を第２の昇降圧チョッパで直流中間コンデンサへ放出する構成としている。
【００１４】
この結果、従来に比べて、第２の昇降圧チョッパの降圧比を、より０．５に近い値に、昇圧比を、より２に近い値にすることが可能で、チョッパ回路を構成する半導体素子の発生損失を分散させることが可能となり、半導体素子と冷却装置の小型化と低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の要点は、交流電源の電圧が高い（例えば４００Ｖ）場合、電動機からの回生電力を第２の昇降圧チョッパで一旦ＣＶＣＦインバータの直流入力に放電し、この放電した電力を第１の昇降圧チョッパで蓄電手段に充電する。また、交流電源が停電した時や電圧が低下した時には、蓄電手段から第１の昇降圧チョッパでＣＶＣＦインバータの直流入力へ放電し、この直流電力を第２の昇降圧チョッパで直流中間コンデンサへ放出する点である。
【実施例１】
【００１７】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。交流電源ＡＣＰの交流をＡＣ／ＤＣコンバータＣＮＶで直流に変換し、コンデンサＣ１で平滑した後、電動機ＡＣＭを制御するための可変電圧・可変周波数制御のＶＶＶＦインバータＩＮＶ１に供給する一般的な電動機駆動用インバータにおける回生電力活用システムである。
【００１８】
直流中間回路のコンデンサＣ１と並列に、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列回路と、一端が前記直列回路内部の直列接続点に接続されたリアクトルＬ１とからなる第２の昇降圧チョッパ回路が接続され、さらにリアクトルＬ１の他端はＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力コンデンサＣ２の正極に接続される。
【００１９】
また、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４との直列回路と、一端が前記直列回路内部の直列接続点に他端が蓄電池に各々接続されたリアクトルＬ２とからなる第１の昇圧チョッパ回路が、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力及びコンデンサＣ２と並列に接続される。ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２は蓄電池ＢＡＴから無停電化された定電圧・定周波数の交流電圧を作り出す。ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の出力は、交流入力が停電した場合や電圧低下した場合にも安定な電力を要求される負荷ＬＤに供給される。
【００２０】
このような電源システムにおいて、電動機からの回生電力は昇降圧チョッパ２の降圧動作により、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力のコンデンサＣ２に放出され、さらに昇降圧チョッパ１の降圧動作により、蓄電池ＢＡＴに充電される。ここで、蓄電池ＢＡＴの電圧としては、コストパフォーマンスの観点から１００Ｖ程度が選択される。また、交流電源ＡＣＰが停電或いは電圧低下した時は、昇降圧チョッパ１を昇圧動作させて蓄電池ＢＡＴからＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力コンデンサＣ２を充電し、さらに昇圧チョッパ２を昇圧動作させて、直流中間コンデンサＣ１に直流電力を供給し、無停電化を達成する。
【００２１】
このような構成における各部の電圧変動範囲は以下となる。交流電源ＡＣＰとしてＡＣ４００Ｖ系の電源に対応する場合、直流中間コンデンサＣ１の電圧変動範囲は例えばＤＣ４８０Ｖ〜８６０Ｖ程度になる。また、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力電圧は、交流出力電圧としてＡＣ２００Ｖを確保するため、例えばＤＣ３５０Ｖ程度が選択される。
上述の電圧変動範囲に対応するための、昇降圧チョッパ回路２の昇降圧比は下記となる。
降圧動作では降圧比が約０．７２〜０．４１、昇圧動作では昇圧比が約１．５４となる。
従来例では、降圧比が０．２１〜０．１２であったが、本実施例では０．７２〜０．４１で、より０．５に近い値であり、半導体素子の発生損失を分散させることができる。
また、昇圧比は従来例では５．４であったが、本実施例では１．５４であり、より２に近い値となり、半導体素子の発生損失を分散させることができる。
【実施例２】
【００２２】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、昇降圧チョッパ２のダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列回路と、一端が前記直列回路内部の直列接続点に接続されたリアクトルＬ１の他端をＣＶＣＦインバータの直流入力の正極又は蓄電池ＢＡＴの正極に切替えるための切替器Ｓ１が接続されている点である。この構成例は、運転開始前に交流電源ＡＣＰの電圧を検出し、交流電源電圧が２００Ｖ系の場合には切替器を蓄電池ＢＡＴの正極側に、４００Ｖ系の場合にはＣＶＣＦインバータの直流入力の正極側に、各々切替える例である。ＣＶＣＦインバータの直流入力の正極及び蓄電池ＢＡＴの正極に構造的に端子を設けて、別の切替手段を接続しても同様の機能を達成できる。
【実施例３】
【００２３】
図３に、本発明の第３の実施例を示す。第１の実施例は蓄電池の負極をＣＶＣＦインバータの直流入力の負極及びＶＶＶＦインバータの直流中間電圧の負極に、各々接続した場合の構成であるが、本実施例は蓄電池の正極をＣＶＣＦインバータの直流入力の正極及びＶＶＶＦインバータの直流中間電圧の正極に接続した場合の構成である。リアクトルＬ２はＩＧＢＴＴ３とＴ４の直列接続点と蓄電池ＢＡＴの負極端子間に、リアクトルＬ１はＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点とＣＶＣＦインバータ直流入力の負極との間に、各々接続される。
【００２４】
第１の実施例では、降圧動作では第２の昇降圧チョッパではＩＧＢＴＴ１が、第１の昇降圧チョッパではＩＧＢＴＴ３がオンオフ制御しているが、本発明の構成では、各々ＩＧＢＴＴ２又はＩＧＢＴＴ４がオンオフ制御する点が違う。その他の動作は第１の実施例と同様である。
【実施例４】
【００２５】
図４に、本発明の第４の実施例を示す。第２の実施例に第３の実施例を付加した構成である。第２の実施例は蓄電池の負極をＣＶＣＦインバータの直流入力の負極及びＶＶＶＦインバータの直流中間電圧の負極に、各々接続した場合の構成であるが、本実施例は蓄電池の正極をＣＶＣＦインバータの直流入力の正極及びＶＶＶＦインバータの直流中間電圧の正極に接続した場合の構成である。一端がＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点接続されたリアクトルＬ１は切替器Ｓ１を介して蓄電池ＢＡＴの負極又はＣＶＣＦインバータ直流入力の負極に切替えることができる。第２の実施例では、降圧動作では第２の昇降圧チョッパではＩＧＢＴＴ１が、第２の昇降圧チョッパではＩＧＢＴＴ３がオンオフ制御しているが、本発明の構成では、各々ＩＧＢＴＴ２又はＩＧＢＴＴ４がオンオフ制御する点が違う。
この構成例は、運転開始前に交流電源ＡＣＰの電圧を検出し、交流電源電圧が２００Ｖ系の場合には切替器を蓄電池ＢＡＴの負極側に、４００Ｖ系の場合にはＣＶＣＦインバータの直流入力の負極側に、切替える例である。
尚、上記実施例には、蓄電手段として蓄電池を用いた例を示したが、蓄電池の代わりに大容量のキャパシタなどでも実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２６】
本発明は、交流電源の入力電圧対応範囲が広く要求される場合の電動機回生電力の有効活用に関する発明であり、力行、回生を頻繁に繰り返す電動機駆動装置、無停電化の必要な電動機駆動装置などへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００２７】
ＡＣＰ・・・交流電源 ＡＣＭ・・・交流電動機 ＬＤ・・・負荷
ＢＡＴ・・・蓄電池 ＣＮＶ・・・ＡＣ／ＤＣコンバータ
ＩＮＶ１・・・ＶＶＶＦインバータ ＩＮＶ２・・・ＣＶＣＦインバータ
Ｓ１・・・切替スイッチ Ｌ１、Ｌ２・・・リアクトル
Ｔ１〜Ｔ４・・・ＩＧＢＴ Ｄ１〜Ｄ４ダイオード
Ｃ１、Ｃ２・・・コンデンサ ＣＮＴ・・・制御装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータからの回生電力を蓄電池に充電し、交流電源の停電時や電圧低下時に蓄電池からインバータへ直流電力を放出して有効利用する電源システムの回路構成技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５に、特許技術文献１に示された従来の技術に無停電電源回路を付加した電源システムを示す。回生電力を蓄積する蓄電池から無停電の電源（制御電源）を作る従来技術は特許文献２に記載されている。
【０００３】
交流電源ＡＣＰをＡＣ／ＤＣコンバータＣＮＶで直流に変換し、コンデンサＣ１で平滑した後、交流電動機ＡＣＭを制御するための可変電圧・可変周波数制御のＶＶＶＦインバータＩＮＶ１に供給する一般的な電動機駆動用インバータにおける回生電力活用システムである。
【０００４】
直流中間回路のコンデンサＣ１と並列に、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列回路と、一端が前記直列回路の直列接続点に接続されたリアクトルＬ１とからなる第２の昇圧チョッパ回路が接続され、さらにリアクトルＬ１の他端とＩＧＢＴＴ２のエミッタとの間には蓄電池ＢＡＴが接続される。ここで、蓄電池ＢＡＴの電圧としては、コストパフォーマンスの観点から１００Ｖ程度が選択される。
【０００５】
また、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４との直列回路と、一端が前記直列回路の直列接続点に他端が蓄電池に各々接続されたリアクトルＬ２とからなる第１の昇圧チョッパ回路が、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力及びコンデンサＣ２と並列に接続される。ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２は蓄電池ＢＡＴから無停電化された定電圧・定周波数の交流電圧を作り出す。ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の出力は、交流入力が停電した場合や電圧低下した場合にも安定な電力を要求される負荷ＬＤに供給される。特許文献２では、蓄電池から専用のインバータで制御回路の電源を供給している。
【０００６】
このような電源システムにおいて、電動機からの回生電力は昇降圧チョッパ２の降圧動作により、蓄電池ＢＡＴに蓄積される。また、交流電源ＡＣＰが停電した時は、昇降圧チョッパ２を昇圧動作させてＶＶＶＦインバータＩＮＶ１に直流電力を供給し、無停電化を達成する。
【０００７】
このような構成における各部の電圧変動範囲は以下となる。交流電源ＡＣＰとしてＡＣ２００Ｖ系の電源に対応する場合、直流中間電圧（コンデンサＣ１の電圧）変動範囲は例えばＤＣ２４０Ｖ〜４３０Ｖ程度、交流電源ＡＣＰとしてＡＣ４００Ｖ系の電源に対応する場合、例えばＤＣ４８０Ｖ〜８６０Ｖ程度になる。また、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力電圧は、交流出力電圧としてＡＣ２００Ｖを確保するため、例えばＤＣ３５０Ｖ程度が選択される。
上述の電圧変動範囲に対応するための、昇降圧チョッパ回路２の昇降圧比は下記となる。
交流電源ＡＣＰがＡＣ２００Ｖ系の時、降圧動作では降圧比が０．４２〜０．２３、昇圧動作では約２．７となる。また、交流電源ＡＣＰがＡＣ４００Ｖ系の時、降圧動作では降圧比が約０．２１〜０．１２、昇圧動作では昇圧比が約５．４となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−２８９９５０号公報
【特許文献２】特開平７−２３２８７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述のように、半導体素子として２アーム入りのモジュールを使用する場合、降圧比が０．５程度、昇圧比が２程度が発生損失を各アームでバランスさせるのに適しており、コスト、冷却装置の小型化などの点で有利である。本発明が対象とする電源システムでは、蓄電池電圧は交流電源ＡＣＰの電圧に依存せず、コストの制約からＤＣ１００Ｖ程度に選択される。このため、従来回路では、交流電源電圧がＡＣ４００Ｖ系の場合、降圧比が約０．２１〜０．１２と小さく、かつ昇圧比が約５．４と大きく、昇降圧チョッパ回路の特定の半導体素子を大型化する必要がある。また、発生損失が特定の素子に偏り、半導体素子と冷却装置が大型で、電源装置が高価格となる。従って、本発明の課題は、交流電源電圧がＡＣ４００Ｖ系でも、小型化、低損失化が図れる電源システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、交流入力を直流に変換するコンバータと、この直流を平滑する直流中間コンデンサと、この直流を可変電圧・可変周波数の交流に変換し負荷に供給するＶＶＶＦインバータと、負荷からの回生電力を蓄電する蓄電手段と、前記蓄電手段から無停電化された定電圧・定周波数の交流電圧を作り出すＣＶＣＦインバータとを有する電源システムにおいて、前記ＣＶＣＦインバータの直流入力間に接続したそれぞれダイオードを逆並列接続した第１及び第２の半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点に一端を、前記蓄電手段の一方の端子に他端を、各々接続した第１のリアクトルとからなる第1の昇降圧チョッパと、前記直流中間コンデンサの正極と負極との間に接続したそれぞれダイオードを逆並列接続した第３及び第４の半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点に一端を、前記ＣＶＣＦインバータの直流入力の一方の端子に他端を、各々接続した第２のリアクトルとからなる第２の昇降圧チョッパと、を備える。
【００１１】
第２の発明においては、第1の発明における前記第２の昇降圧チョッパのリアクトルの他端を前記ＣＶＣＦインバータの直流入力の一方の端子又は前記蓄電手段の一方の端子に接続変更する接続変更手段を備える。
【００１２】
第３の発明においては、第1又は第２の発明における前記ＣＶＣＦインバータの交流出力から制御回路の電源を得る。
【発明の効果】
【００１３】
本発明では、交流電源の電圧が高い（例えば４００Ｖ）場合、電動機からの回生電力を第２の昇降圧チョッパで一端ＣＶＣＦインバータの直流入力に放電し、この放電した電力を第１の昇降圧チョッパで蓄電手段に充電する。また、交流電源が停電した時や電圧低下した時には、蓄電手段から第１の昇降圧チョッパでＣＶＣＦインバータの直流入力へ放電し、この直流電力を第２の昇降圧チョッパで直流中間コンデンサへ放出する構成としている。
【００１４】
この結果、従来に比べて、第２の昇降圧チョッパの降圧比を、より０．５に近い値に、昇圧比を、より２に近い値にすることが可能で、チョッパ回路を構成する半導体素子の発生損失を分散させることが可能となり、半導体素子と冷却装置の小型化と低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の要点は、交流電源の電圧が高い（例えば４００Ｖ）場合、電動機からの回生電力を第２の昇降圧チョッパで一旦ＣＶＣＦインバータの直流入力に放電し、この放電した電力を第１の昇降圧チョッパで蓄電手段に充電する。また、交流電源が停電した時や電圧が低下した時には、蓄電手段から第１の昇降圧チョッパでＣＶＣＦインバータの直流入力へ放電し、この直流電力を第２の昇降圧チョッパで直流中間コンデンサへ放出する点である。
【実施例１】
【００１７】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。交流電源ＡＣＰの交流をＡＣ／ＤＣコンバータＣＮＶで直流に変換し、コンデンサＣ１で平滑した後、電動機ＡＣＭを制御するための可変電圧・可変周波数制御のＶＶＶＦインバータＩＮＶ１に供給する一般的な電動機駆動用インバータにおける回生電力活用システムである。
【００１８】
直流中間回路のコンデンサＣ１と並列に、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列回路と、一端が前記直列回路内部の直列接続点に接続されたリアクトルＬ１とからなる第２の昇降圧チョッパ回路が接続され、さらにリアクトルＬ１の他端はＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力コンデンサＣ２の正極に接続される。
【００１９】
また、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４との直列回路と、一端が前記直列回路内部の直列接続点に他端が蓄電池に各々接続されたリアクトルＬ２とからなる第１の昇圧チョッパ回路が、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力及びコンデンサＣ２と並列に接続される。ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２は蓄電池ＢＡＴから無停電化された定電圧・定周波数の交流電圧を作り出す。ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の出力は、交流入力が停電した場合や電圧低下した場合にも安定な電力を要求される負荷ＬＤに供給される。
【００２０】
このような電源システムにおいて、電動機からの回生電力は昇降圧チョッパ２の降圧動作により、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力のコンデンサＣ２に放出され、さらに昇降圧チョッパ１の降圧動作により、蓄電池ＢＡＴに充電される。ここで、蓄電池ＢＡＴの電圧としては、コストパフォーマンスの観点から１００Ｖ程度が選択される。また、交流電源ＡＣＰが停電或いは電圧低下した時は、昇降圧チョッパ１を昇圧動作させて蓄電池ＢＡＴからＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力コンデンサＣ２を充電し、さらに昇圧チョッパ２を昇圧動作させて、直流中間コンデンサＣ１に直流電力を供給し、無停電化を達成する。
【００２１】
このような構成における各部の電圧変動範囲は以下となる。交流電源ＡＣＰとしてＡＣ４００Ｖ系の電源に対応する場合、直流中間コンデンサＣ１の電圧変動範囲は例えばＤＣ４８０Ｖ〜８６０Ｖ程度になる。また、ＣＶＣＦインバータＩＮＶ２の直流入力電圧は、交流出力電圧としてＡＣ２００Ｖを確保するため、例えばＤＣ３５０Ｖ程度が選択される。
上述の電圧変動範囲に対応するための、昇降圧チョッパ回路２の昇降圧比は下記となる。
降圧動作では降圧比が約０．７２〜０．４１、昇圧動作では昇圧比が約１．５４となる。
従来例では、降圧比が０．２１〜０．１２であったが、本実施例では０．７２〜０．４１で、より０．５に近い値であり、半導体素子の発生損失を分散させることができる。
また、昇圧比は従来例では５．４であったが、本実施例では１．５４であり、より２に近い値となり、半導体素子の発生損失を分散させることができる。
【実施例２】
【００２２】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、昇降圧チョッパ２のダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２との直列回路と、一端が前記直列回路内部の直列接続点に接続されたリアクトルＬ１の他端をＣＶＣＦインバータの直流入力の正極又は蓄電池ＢＡＴの正極に切替えるための切替器Ｓ１が接続されている点である。この構成例は、運転開始前に交流電源ＡＣＰの電圧を検出し、交流電源電圧が２００Ｖ系の場合には切替器を蓄電池ＢＡＴの正極側に、４００Ｖ系の場合にはＣＶＣＦインバータの直流入力の正極側に、各々切替える例である。ＣＶＣＦインバータの直流入力の正極及び蓄電池ＢＡＴの正極に構造的に端子を設けて、別の切替手段を接続しても同様の機能を達成できる。
【実施例３】
【００２３】
図３に、本発明の第３の実施例を示す。第１の実施例は蓄電池の負極をＣＶＣＦインバータの直流入力の負極及びＶＶＶＦインバータの直流中間電圧の負極に、各々接続した場合の構成であるが、本実施例は蓄電池の正極をＣＶＣＦインバータの直流入力の正極及びＶＶＶＦインバータの直流中間電圧の正極に接続した場合の構成である。リアクトルＬ２はＩＧＢＴＴ３とＴ４の直列接続点と蓄電池ＢＡＴの負極端子間に、リアクトルＬ１はＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点とＣＶＣＦインバータ直流入力の負極との間に、各々接続される。
【００２４】
第１の実施例では、降圧動作では第２の昇降圧チョッパではＩＧＢＴＴ１が、第１の昇降圧チョッパではＩＧＢＴＴ３がオンオフ制御しているが、本発明の構成では、各々ＩＧＢＴＴ２又はＩＧＢＴＴ４がオンオフ制御する点が違う。その他の動作は第１の実施例と同様である。
【実施例４】
【００２５】
図４に、本発明の第４の実施例を示す。第２の実施例に第３の実施例を付加した構成である。第２の実施例は蓄電池の負極をＣＶＣＦインバータの直流入力の負極及びＶＶＶＦインバータの直流中間電圧の負極に、各々接続した場合の構成であるが、本実施例は蓄電池の正極をＣＶＣＦインバータの直流入力の正極及びＶＶＶＦインバータの直流中間電圧の正極に接続した場合の構成である。一端がＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点接続されたリアクトルＬ１は切替器Ｓ１を介して蓄電池ＢＡＴの負極又はＣＶＣＦインバータ直流入力の負極に切替えることができる。第２の実施例では、降圧動作では第２の昇降圧チョッパではＩＧＢＴＴ１が、第２の昇降圧チョッパではＩＧＢＴＴ３がオンオフ制御しているが、本発明の構成では、各々ＩＧＢＴＴ２又はＩＧＢＴＴ４がオンオフ制御する点が違う。
この構成例は、運転開始前に交流電源ＡＣＰの電圧を検出し、交流電源電圧が２００Ｖ系の場合には切替器を蓄電池ＢＡＴの負極側に、４００Ｖ系の場合にはＣＶＣＦインバータの直流入力の負極側に、切替える例である。
尚、上記実施例には、蓄電手段として蓄電池を用いた例を示したが、蓄電池の代わりに大容量のキャパシタなどでも実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２６】
本発明は、交流電源の入力電圧対応範囲が広く要求される場合の電動機回生電力の有効活用に関する発明であり、力行、回生を頻繁に繰り返す電動機駆動装置、無停電化の必要な電動機駆動装置などへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００２７】
ＡＣＰ・・・交流電源 ＡＣＭ・・・交流電動機 ＬＤ・・・負荷
ＢＡＴ・・・蓄電池 ＣＮＶ・・・ＡＣ／ＤＣコンバータ
ＩＮＶ１・・・ＶＶＶＦインバータ ＩＮＶ２・・・ＣＶＣＦインバータ
Ｓ１・・・切替スイッチ Ｌ１、Ｌ２・・・リアクトル
Ｔ１〜Ｔ４・・・ＩＧＢＴ Ｄ１〜Ｄ４ダイオード
Ｃ１、Ｃ２・・・コンデンサ ＣＮＴ・・・制御装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力を直流に変換するコンバータと、この直流を平滑する直流中間コンデンサと、この直流を可変電圧・可変周波数の交流に変換し負荷に供給するＶＶＶＦインバータと、負荷からの回生電力を蓄電する蓄電手段と、前記蓄電手段から無停電化された定電圧・定周波数の交流電圧を作り出すＣＶＣＦインバータとを有する電源システムにおいて、
前記ＣＶＣＦインバータの直流入力間に接続したそれぞれダイオードを逆並列接続した第１及び第２の半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点に一端を、前記蓄電手段の一方の端子に他端を、各々接続した第１のリアクトルとからなる第1の昇降圧チョッパと、
前記直流中間コンデンサの正極と負極との間に接続したそれぞれダイオードを逆並列接続した第３及び第４の半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点に一端を、前記ＣＶＣＦインバータの直流入力の一方の端子に他端を、各々接続した第２のリアクトルとからなる第２の昇降圧チョッパと、を備えたことを特徴とする電源システム。
【請求項２】
前記第２の昇降圧チョッパの第２のリアクトルの他端を前記ＣＶＣＦインバータの直流入力の一方の端子又は前記蓄電手段の一方の端子に接続変更する接続変更手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
【請求項３】
前記ＣＶＣＦインバータの交流出力から制御回路の電源を得ることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源システム。
【請求項１】
交流入力を直流に変換するコンバータと、この直流を平滑する直流中間コンデンサと、この直流を可変電圧・可変周波数の交流に変換し負荷に供給するＶＶＶＦインバータと、負荷からの回生電力を蓄電する蓄電手段と、前記蓄電手段から無停電化された定電圧・定周波数の交流電圧を作り出すＣＶＣＦインバータとを有する電源システムにおいて、
前記ＣＶＣＦインバータの直流入力間に接続したそれぞれダイオードを逆並列接続した第１及び第２の半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点に一端を、前記蓄電手段の一方の端子に他端を、各々接続した第１のリアクトルとからなる第1の昇降圧チョッパと、
前記直流中間コンデンサの正極と負極との間に接続したそれぞれダイオードを逆並列接続した第３及び第４の半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点に一端を、前記ＣＶＣＦインバータの直流入力の一方の端子に他端を、各々接続した第２のリアクトルとからなる第２の昇降圧チョッパと、を備えたことを特徴とする電源システム。
【請求項２】
前記第２の昇降圧チョッパの第２のリアクトルの他端を前記ＣＶＣＦインバータの直流入力の一方の端子又は前記蓄電手段の一方の端子に接続変更する接続変更手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
【請求項３】
前記ＣＶＣＦインバータの交流出力から制御回路の電源を得ることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−１００５００（Ｐ２０１２−１００５００Ａ）
【公開日】平成２４年５月２４日（２０１２．５．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２４８３５４（Ｐ２０１０−２４８３５４）
【出願日】平成２２年１１月５日（２０１０．１１．５）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月２４日（２０１２．５．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月５日（２０１０．１１．５）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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