電子機器
【課題】本発明は、自己診断機能を有する回路の小型化を実現することを目的とする。
【解決手段】そして、この目的を達成するために本発明は、ＡＤ変換器１３のサンプリン
グ周波数を変化させる周波数可変回路１５と、ＡＤ変換器１３の出力信号に通過帯域を制限するフィルタ１６と、フィルタ１６を通過したＡＤ変換器１３の出力信号におけるノイズレベルの積分値を算出する出力電圧判定回路１７と、を備え、ＡＤ変換器１３のサンプリング周波数を前記フィルタ１６における通過帯域外まで変化させることにより、ＡＤ変換器１３の量子化ノイズレベルを変化させ、当該量子化ノイズレベルの積分値が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路１７において判定することにより自己診断を行う電子機器としたものである。
【解決手段】そして、この目的を達成するために本発明は、ＡＤ変換器１３のサンプリン
グ周波数を変化させる周波数可変回路１５と、ＡＤ変換器１３の出力信号に通過帯域を制限するフィルタ１６と、フィルタ１６を通過したＡＤ変換器１３の出力信号におけるノイズレベルの積分値を算出する出力電圧判定回路１７と、を備え、ＡＤ変換器１３のサンプリング周波数を前記フィルタ１６における通過帯域外まで変化させることにより、ＡＤ変換器１３の量子化ノイズレベルを変化させ、当該量子化ノイズレベルの積分値が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路１７において判定することにより自己診断を行う電子機器としたものである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車、航空機、船舶、ロボット、デジタルカメラ、カーナビゲーション、センサ等の、各種電子機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来この種の電子機器は、図６に示すごとく、検出素子１と、前記検出素子１が検出する物理情報を信号として検出するピックアップ回路２と、前記ピックアップ回路２によって検出された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器３と、前記ＡＤ変換器３のサンプリング周波数を決定する周波数供給回路４と、前記ＡＤ変換器３の出力信号における出力電圧の大きさを判定する出力電圧判定回路７と、を備えている。
【０００３】
そして、前記ＡＤ変換器３に故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路８を設け、このアナログ信号入力時における前記ＡＤ変換器３の出力信号が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路７が判定することにより、自己診断を行う構成としていた。
【０００４】
なお、この出願に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１５７７１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
このような従来の電子機器では、回路の小型化が難しいことが問題となっていた。
【０００７】
すなわち、上記従来の構成においては、自己診断を行うためにわざわざ故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路８を設ける必要があり、その結果として回路の小型化が難しくなってしまっていた。
【０００８】
そこで本発明は、自己診断機能を有する回路の小型化を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
そして、この目的を達成するために本発明は、検出素子と、前記検出素子が検出する物理情報を信号として検出するピックアップ回路と、前記ピックアップ回路によって検出された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を変化させる周波数可変回路と、前記ＡＤ変換器の出力信号に通過帯域を制限するフィルタと、前記フィルタを通過した前記ＡＤ変換器の出力信号におけるノイズレベルの積分値を算出する出力電圧判定回路と、を備え、前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を前記フィルタにおける通過帯域外まで変化させることにより、前記ＡＤ変換器の量子化ノイズレベルを変化させ、前記量子化ノイズレベルの積分値が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路において判定することにより自己診断を行う電子機器としたものである。
【発明の効果】
【００１０】
このような構成とすることにより、わざわざ故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路を設けることなく自己診断機能を保有する回路を実現することができ、その
結果として、回路の小型化を実現することができるのである。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１における電子機器を示す電気回路図
【図２】本発明の実施の形態１における電子機器の他の実施の形態を示す電気回路図
【図３】本発明の実施の形態１の電子機器におけるフィルタ回路を示す電気回路図
【図４】本発明の実施の形態１における電子機器のＡＤ変換器におけるサンプリング周波数と量子化ノイズとの関係図
【図５】本発明の実施の形態１における電子機器のフィルタ通過後におけるサンプリング周波数と量子化ノイズとの関係図
【図６】従来の電子機器を示す電気回路図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における電子機器について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
本実施の形態における電子機器は、図１に示すごとく、検出素子１１と、前記検出素子１１が検出する物理情報を信号として検出するピックアップ回路１２と、前記ピックアップ回路１２によって検出された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器１３と、前記ＡＤ変換器１３のサンプリング周波数を変化させる周波数可変回路１５と、前記ＡＤ変換器１３の出力信号に通過帯域を制限するフィルタ１６と、前記フィルタ１６を通過した前記ＡＤ変換器１３の出力信号におけるノイズレベルの積分値を算出する出力電圧判定回路１７と、を備えている。
【００１４】
そして、前記ＡＤ変換器１３のサンプリング周波数を前記フィルタ１６における通過帯域外まで変化させることにより、前記ＡＤ変換器１３の量子化ノイズレベルを変化させ、前記量子化ノイズレベルの積分値が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路１７において判定することにより自己診断を行う構成としている。
【００１５】
このような構成により、わざわざ故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路を設けることなく自己診断機能を保有する回路を実現することができ、その結果として、回路の小型化を実現することができるのである。
【００１６】
以下、より具体的に本実施の形態の構成について説明する。
【００１７】
図２は電子機器の一例として、角速度センサにおける実施の形態について説明したものであり、角速度センサは検出素子２１と、モニタ回路４１と、振動制御回路４２と、駆動回路４３とを少なくとも有しており、具体的には、前記駆動回路４３から出力される駆動信号により振動する前記検出素子２１と、前記検出素子２１からの振動振幅に応じたモニタ信号を検出し増幅するモニタ回路４１と、前記モニタ回路４１により増幅されたモニタ信号が入力されると共に、このモニタ信号の振幅を一定にすることにより前記検出素子２１の駆動振幅を一定にする前記振動制御回路４２と、前記振動制御回路４２により振幅が一定にされたモニタ信号が入力され、前記駆動信号を出力する前記駆動回路４３とを少なくとも有している。
【００１８】
また、前記検出素子２１において検出された角速度は信号として前記ピックアップ回路２２に検出され、前記ピックアップ回路２２の出力信号は前記ＡＤ変換器２３に入力されてＡＤ変換され、デジタル信号に変換される。前記ＡＤ変換器２３の出力信号は前記フィルタ２６に入力され、前記フィルタ２６の出力信号は前記出力電圧判定回路２７に入力される。この出力電圧判定回路２７において、前記フィルタ２６の出力信号に含まれる量子化ノイズレベルの積分値が算出される。
【００１９】
図３にフィルタ２６の一実施例を示す。まず、ＡＤ変換器２３の出力信号が、増幅度αである第１の増幅器５１、及び遅延時間Ｔである遅延器５２に入力される。そして、前記遅延器５２からの出力信号が増幅度βである第２の増幅器５３に入力され、前記第１の増幅器５１、及び前記第２の増幅器５３の出力が、加算器５４により加算され、出力されるような構成であり、本実施の形態におけるフィルタ２６はローパスフィルタである。なお、このフィルタ２６としては、ローパスフィルタ以外にバンドパスフィルタやハイパスフィルタなどを用いることも可能であるが、後述する量子化ノイズレベルの積分値の変化を出力電圧判定回路２７においてより高精度に検出する上では、ローパスフィルタを用いることが望ましい。
【００２０】
前記ＡＤ変換器２３におけるＡＤ変換は周波数可変回路２５より供給されるサンプリング周波数ｆｓに基づいて行われ、このとき、ＡＤ変換のサンプリング周波数ｆｓの大きさに応じた量子化誤差が生じ、量子化ノイズが発生する。この量子化ノイズの周波数スペクトルは、図４に示すごとく、サンプリング周波数ｆｓの大きさによって変化し、例えばサンプリング周波数が２倍になれば、量子化ノイズの周波数帯域は２倍となり、量子化ノイズレベルは１／２倍となる。
【００２１】
ここで、図２に示した前記周波数可変回路２５により、前記ＡＤ変換器２３のサンプリング周波数ｆｓを前記フィルタ２６における通過帯域外まで変化させることにより、前記フィルタ２６の出力における通過帯域内の量子化ノイズレベルの積分値は、図５に示すごとく低下する。すなわち、前記周波数可変回路２５によりサンプリング周波数ｆｓを変化させることで、前記出力電圧判定回路２７に入力される量子化ノイズレベルの積分値を変化させることが可能となる。
【００２２】
このとき、前記ＡＤ変換器２３より後段の信号経路に断線や固着等の故障があった場合には、サンプリング周波数ｆｓを変化させたとしても、前記出力電圧判定回路２７に入力される量子化ノイズレベルの積分値は変化しないため、前記出力電圧判定回路２７によってこの量子化ノイズレベルの積分値を算出することにより、故障の判定が可能となる。
【００２３】
このような構成により、わざわざ故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路を設けることなく自己診断機能を保有する回路を実現することができ、その結果として、回路の小型化を実現することができるのである。
【００２４】
なお、本実施の形態においては角速度センサを例に挙げて説明したが、その他の加速度センサ等、サンプリング周波数可変のＡＤ変換器２３を有する電子機器であれば本発明の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
本発明の電子機器は、回路の小型化を実現することができるという効果を有し、自動車、航空機、船舶、ロボット、デジタルカメラ、カーナビゲーション、センサ等の、各種電子機器において有用である。
【符号の説明】
【００２６】
１ 検出素子
２ ピックアップ回路
３ ＡＤ変換器
４ 周波数供給回路
７ 出力電圧判定回路
１１ 検出素子
１２ ピックアップ回路
１３ ＡＤ変換器
１５ 周波数可変回路
１６ フィルタ
１７ 出力電圧判定回路
２１ 検出素子
２２ ピックアップ回路
２３ ＡＤ変換器
２５ 周波数可変回路
２６ フィルタ
２７ 出力電圧判定回路
４１ モニタ回路
４２ 振動制御回路
４３ 駆動回路
５１ 第１の増幅器
５２ 遅延器
５３ 第２の増幅器
５４ 加算器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車、航空機、船舶、ロボット、デジタルカメラ、カーナビゲーション、センサ等の、各種電子機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来この種の電子機器は、図６に示すごとく、検出素子１と、前記検出素子１が検出する物理情報を信号として検出するピックアップ回路２と、前記ピックアップ回路２によって検出された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器３と、前記ＡＤ変換器３のサンプリング周波数を決定する周波数供給回路４と、前記ＡＤ変換器３の出力信号における出力電圧の大きさを判定する出力電圧判定回路７と、を備えている。
【０００３】
そして、前記ＡＤ変換器３に故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路８を設け、このアナログ信号入力時における前記ＡＤ変換器３の出力信号が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路７が判定することにより、自己診断を行う構成としていた。
【０００４】
なお、この出願に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１５７７１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
このような従来の電子機器では、回路の小型化が難しいことが問題となっていた。
【０００７】
すなわち、上記従来の構成においては、自己診断を行うためにわざわざ故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路８を設ける必要があり、その結果として回路の小型化が難しくなってしまっていた。
【０００８】
そこで本発明は、自己診断機能を有する回路の小型化を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
そして、この目的を達成するために本発明は、検出素子と、前記検出素子が検出する物理情報を信号として検出するピックアップ回路と、前記ピックアップ回路によって検出された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を変化させる周波数可変回路と、前記ＡＤ変換器の出力信号に通過帯域を制限するフィルタと、前記フィルタを通過した前記ＡＤ変換器の出力信号におけるノイズレベルの積分値を算出する出力電圧判定回路と、を備え、前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を前記フィルタにおける通過帯域外まで変化させることにより、前記ＡＤ変換器の量子化ノイズレベルを変化させ、前記量子化ノイズレベルの積分値が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路において判定することにより自己診断を行う電子機器としたものである。
【発明の効果】
【００１０】
このような構成とすることにより、わざわざ故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路を設けることなく自己診断機能を保有する回路を実現することができ、その
結果として、回路の小型化を実現することができるのである。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１における電子機器を示す電気回路図
【図２】本発明の実施の形態１における電子機器の他の実施の形態を示す電気回路図
【図３】本発明の実施の形態１の電子機器におけるフィルタ回路を示す電気回路図
【図４】本発明の実施の形態１における電子機器のＡＤ変換器におけるサンプリング周波数と量子化ノイズとの関係図
【図５】本発明の実施の形態１における電子機器のフィルタ通過後におけるサンプリング周波数と量子化ノイズとの関係図
【図６】従来の電子機器を示す電気回路図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における電子機器について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
本実施の形態における電子機器は、図１に示すごとく、検出素子１１と、前記検出素子１１が検出する物理情報を信号として検出するピックアップ回路１２と、前記ピックアップ回路１２によって検出された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器１３と、前記ＡＤ変換器１３のサンプリング周波数を変化させる周波数可変回路１５と、前記ＡＤ変換器１３の出力信号に通過帯域を制限するフィルタ１６と、前記フィルタ１６を通過した前記ＡＤ変換器１３の出力信号におけるノイズレベルの積分値を算出する出力電圧判定回路１７と、を備えている。
【００１４】
そして、前記ＡＤ変換器１３のサンプリング周波数を前記フィルタ１６における通過帯域外まで変化させることにより、前記ＡＤ変換器１３の量子化ノイズレベルを変化させ、前記量子化ノイズレベルの積分値が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路１７において判定することにより自己診断を行う構成としている。
【００１５】
このような構成により、わざわざ故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路を設けることなく自己診断機能を保有する回路を実現することができ、その結果として、回路の小型化を実現することができるのである。
【００１６】
以下、より具体的に本実施の形態の構成について説明する。
【００１７】
図２は電子機器の一例として、角速度センサにおける実施の形態について説明したものであり、角速度センサは検出素子２１と、モニタ回路４１と、振動制御回路４２と、駆動回路４３とを少なくとも有しており、具体的には、前記駆動回路４３から出力される駆動信号により振動する前記検出素子２１と、前記検出素子２１からの振動振幅に応じたモニタ信号を検出し増幅するモニタ回路４１と、前記モニタ回路４１により増幅されたモニタ信号が入力されると共に、このモニタ信号の振幅を一定にすることにより前記検出素子２１の駆動振幅を一定にする前記振動制御回路４２と、前記振動制御回路４２により振幅が一定にされたモニタ信号が入力され、前記駆動信号を出力する前記駆動回路４３とを少なくとも有している。
【００１８】
また、前記検出素子２１において検出された角速度は信号として前記ピックアップ回路２２に検出され、前記ピックアップ回路２２の出力信号は前記ＡＤ変換器２３に入力されてＡＤ変換され、デジタル信号に変換される。前記ＡＤ変換器２３の出力信号は前記フィルタ２６に入力され、前記フィルタ２６の出力信号は前記出力電圧判定回路２７に入力される。この出力電圧判定回路２７において、前記フィルタ２６の出力信号に含まれる量子化ノイズレベルの積分値が算出される。
【００１９】
図３にフィルタ２６の一実施例を示す。まず、ＡＤ変換器２３の出力信号が、増幅度αである第１の増幅器５１、及び遅延時間Ｔである遅延器５２に入力される。そして、前記遅延器５２からの出力信号が増幅度βである第２の増幅器５３に入力され、前記第１の増幅器５１、及び前記第２の増幅器５３の出力が、加算器５４により加算され、出力されるような構成であり、本実施の形態におけるフィルタ２６はローパスフィルタである。なお、このフィルタ２６としては、ローパスフィルタ以外にバンドパスフィルタやハイパスフィルタなどを用いることも可能であるが、後述する量子化ノイズレベルの積分値の変化を出力電圧判定回路２７においてより高精度に検出する上では、ローパスフィルタを用いることが望ましい。
【００２０】
前記ＡＤ変換器２３におけるＡＤ変換は周波数可変回路２５より供給されるサンプリング周波数ｆｓに基づいて行われ、このとき、ＡＤ変換のサンプリング周波数ｆｓの大きさに応じた量子化誤差が生じ、量子化ノイズが発生する。この量子化ノイズの周波数スペクトルは、図４に示すごとく、サンプリング周波数ｆｓの大きさによって変化し、例えばサンプリング周波数が２倍になれば、量子化ノイズの周波数帯域は２倍となり、量子化ノイズレベルは１／２倍となる。
【００２１】
ここで、図２に示した前記周波数可変回路２５により、前記ＡＤ変換器２３のサンプリング周波数ｆｓを前記フィルタ２６における通過帯域外まで変化させることにより、前記フィルタ２６の出力における通過帯域内の量子化ノイズレベルの積分値は、図５に示すごとく低下する。すなわち、前記周波数可変回路２５によりサンプリング周波数ｆｓを変化させることで、前記出力電圧判定回路２７に入力される量子化ノイズレベルの積分値を変化させることが可能となる。
【００２２】
このとき、前記ＡＤ変換器２３より後段の信号経路に断線や固着等の故障があった場合には、サンプリング周波数ｆｓを変化させたとしても、前記出力電圧判定回路２７に入力される量子化ノイズレベルの積分値は変化しないため、前記出力電圧判定回路２７によってこの量子化ノイズレベルの積分値を算出することにより、故障の判定が可能となる。
【００２３】
このような構成により、わざわざ故障診断用のアナログ信号を入力する診断信号供給回路を設けることなく自己診断機能を保有する回路を実現することができ、その結果として、回路の小型化を実現することができるのである。
【００２４】
なお、本実施の形態においては角速度センサを例に挙げて説明したが、その他の加速度センサ等、サンプリング周波数可変のＡＤ変換器２３を有する電子機器であれば本発明の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
本発明の電子機器は、回路の小型化を実現することができるという効果を有し、自動車、航空機、船舶、ロボット、デジタルカメラ、カーナビゲーション、センサ等の、各種電子機器において有用である。
【符号の説明】
【００２６】
１ 検出素子
２ ピックアップ回路
３ ＡＤ変換器
４ 周波数供給回路
７ 出力電圧判定回路
１１ 検出素子
１２ ピックアップ回路
１３ ＡＤ変換器
１５ 周波数可変回路
１６ フィルタ
１７ 出力電圧判定回路
２１ 検出素子
２２ ピックアップ回路
２３ ＡＤ変換器
２５ 周波数可変回路
２６ フィルタ
２７ 出力電圧判定回路
４１ モニタ回路
４２ 振動制御回路
４３ 駆動回路
５１ 第１の増幅器
５２ 遅延器
５３ 第２の増幅器
５４ 加算器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出素子と、
前記検出素子が検出する物理情報を信号として検出するピックアップ回路と、
前記ピックアップ回路によって検出された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を変化させる周波数可変回路と、
前記ＡＤ変換器の出力信号に通過帯域を制限するフィルタと、
前記フィルタを通過した前記ＡＤ変換器の出力信号におけるノイズレベルの積分値を算出する出力電圧判定回路と、を備え、
前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を前記フィルタにおける通過帯域外まで変化させることにより、前記ＡＤ変換器の量子化ノイズレベルを変化させ、前記量子化ノイズレベルの積分値が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路において判定することにより自己診断を行う
電子機器。
【請求項２】
前記検出素子が検出する物理情報が、前記検出素子に印加された角速度である
請求項１に記載の電子機器。
【請求項３】
前記フィルタがローパスフィルタである
請求項１に記載の電子機器。
【請求項４】
前記フィルタが、
前記ＡＤ変換器の出力信号が入力される第１の増幅器と、
前記ＡＤ変換器の出力信号が入力される遅延器と、
前記遅延器からの出力信号が入力される第２の増幅器と、
前記第１、第２の増幅器の出力信号を加算し出力する加算器と、
を具備する構成である
請求項３に記載の電子機器。
【請求項１】
検出素子と、
前記検出素子が検出する物理情報を信号として検出するピックアップ回路と、
前記ピックアップ回路によって検出された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を変化させる周波数可変回路と、
前記ＡＤ変換器の出力信号に通過帯域を制限するフィルタと、
前記フィルタを通過した前記ＡＤ変換器の出力信号におけるノイズレベルの積分値を算出する出力電圧判定回路と、を備え、
前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を前記フィルタにおける通過帯域外まで変化させることにより、前記ＡＤ変換器の量子化ノイズレベルを変化させ、前記量子化ノイズレベルの積分値が所定の範囲内にあるか否かを前記出力電圧判定回路において判定することにより自己診断を行う
電子機器。
【請求項２】
前記検出素子が検出する物理情報が、前記検出素子に印加された角速度である
請求項１に記載の電子機器。
【請求項３】
前記フィルタがローパスフィルタである
請求項１に記載の電子機器。
【請求項４】
前記フィルタが、
前記ＡＤ変換器の出力信号が入力される第１の増幅器と、
前記ＡＤ変換器の出力信号が入力される遅延器と、
前記遅延器からの出力信号が入力される第２の増幅器と、
前記第１、第２の増幅器の出力信号を加算し出力する加算器と、
を具備する構成である
請求項３に記載の電子機器。
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図１】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図１】
【公開番号】特開２０１１−１１７９２４（Ｐ２０１１−１１７９２４Ａ）
【公開日】平成２３年６月１６日（２０１１．６．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−３９７２４（Ｐ２０１０−３９７２４）
【出願日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【特許番号】特許第４６４５７６８号（Ｐ４６４５７６８）
【特許公報発行日】平成２３年３月９日（２０１１．３．９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月１６日（２０１１．６．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【特許番号】特許第４６４５７６８号（Ｐ４６４５７６８）
【特許公報発行日】平成２３年３月９日（２０１１．３．９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]