電磁比例弁駆動回路
【課題】電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性を良くする。
【解決手段】電磁比例弁駆動回路３は出力トランジスタとなる第１のトランジスタ１３及びフライホイールダイオード１５に加えて、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１を備える。第２のトランジスタ１７はエミッタＥがフライホイールダイオード１５に接続され、コレクタＣが接地され、ベースＢが電磁比例弁１に接続されている。電磁比例弁１に供給したい目標駆動電流(目標電圧Ｖｔ)を減少させる場合において、目標電圧Ｖｔが予め定められた値より大きい段階では、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７をオンさせ、目標電圧Ｖｔが予め定められた値より小さい段階では、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７をオフさせる。
【解決手段】電磁比例弁駆動回路３は出力トランジスタとなる第１のトランジスタ１３及びフライホイールダイオード１５に加えて、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１を備える。第２のトランジスタ１７はエミッタＥがフライホイールダイオード１５に接続され、コレクタＣが接地され、ベースＢが電磁比例弁１に接続されている。電磁比例弁１に供給したい目標駆動電流(目標電圧Ｖｔ)を減少させる場合において、目標電圧Ｖｔが予め定められた値より大きい段階では、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７をオンさせ、目標電圧Ｖｔが予め定められた値より小さい段階では、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７をオフさせる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁比例弁に駆動電流を供給する電磁比例弁駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、例えば建設機械、クレーン、農業機械及び工事機械における油圧制御において、流体の流量を制御するために電磁比例弁が広く用いられている。電磁比例弁は例えばソレノイドを用いて弁体を駆動して弁体の開口面積を変化させている。電磁比例弁は電磁比例弁を駆動する駆動電流と、弁体の開口面積とが比例するようにされており、駆動電流を調節することによって、弁体の開口面積を調節して流体の流量を制御する。よって、駆動電流の制御性がそのまま流体の流量の制御性に影響するので、駆動電流を高精度で制御する必要がある。そのため、電磁比例弁駆動回路では、電磁比例弁を流れる駆動電流を検出し、その検出値を駆動電流の出力制御にフィードバックすることで、駆動電流を高精度に制御している。
【０００３】
図３は電磁比例弁駆動回路の一般的な構成の一例を示す図である。電磁比例弁１０１はコイルＬと抵抗Ｒとの直列回路によって等価的に表される。電磁比例弁駆動回路１０３はディザ発生器１０５、加算器１０６、比較器１０７、シャント抵抗１０９、駆動回路１１１、出力トランジスタ１１３及びフライホイールダイオード１１５を備える。
【０００４】
指示電圧Ｖ１は電磁比例弁１０１を開閉するための駆動電流を示し、ディザ電圧Ｖ２はディザ発生器１０５で発生したディザ電流を示し、目標電圧Ｖｔは電磁比例弁１０１に供給したい目標駆動電流を示し、検出電圧Ｖｄは電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流を示している。
【０００５】
加算器１０６は指示電圧Ｖ１とディザ電圧Ｖ２とを加算して、目標電圧Ｖｔを生成し、比較器１０７へ出力する。ディザ電圧Ｖ２を指示電圧Ｖ１に加算するのは、電磁比例弁１０１の弁体の固着を防止すると共にヒステリシス特性の改善を図るためである。
【０００６】
電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流はシャント抵抗１０９によって検出電圧Ｖｄとして検出されて、比較器１０７に送られる。比較器１０７は目標電圧Ｖｔと検出電圧Ｖｄとの大きさを比較する。検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、比較器１０７はＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号のデューティ比を小さくする指令信号を出力する。これに対して、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、比較器１０７はＰＷＭ信号のデューティ比を大きくする指令信号を出力する。
【０００７】
指令信号はＰＷＭ制御方式の駆動回路１１１に入力され、駆動回路１１１は指令信号に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を制御する。駆動回路１１１から出力されたＰＷＭ信号は出力トランジスタ１１３のベースＢに入力される。出力トランジスタ１１３はダーリントン接続回路である。出力トランジスタ１１３のエミッタＥは電源１１７に接続され、コレクタＣは電磁比例弁１０１に接続されている。ＰＷＭ制御方式によれば、出力トランジスタ１１３をオンオフさせる動作(すなわち飽和領域の動作)でコレクタ電流を制御するので、出力トランジスタ１１３の発熱量を低減することができる。
【０００８】
出力トランジスタ１１３は、そのベースＢに入力されたＰＷＭ信号に応じて、駆動電流となるコレクタ電流を電磁比例弁１０１に供給する。詳しくは、ＰＷＭ信号により出力トランジスタ１１３がオンすれば、電源１１７から電磁比例弁１０１に駆動電流が流れる。電磁比例弁１０１の時定数に従って電磁比例弁１０１を流れる駆動電流が増加する。一方、ＰＷＭ信号により出力トランジスタ１１３がオフすれば、電磁比例弁１０１のインダクタ成分に蓄積されたエネルギーによって、電磁比例弁１０１に電流が流し続けようとされる。フライホイールダイオード１１５のカソードＫは出力トランジスタ１１３のコレクタＣに接続され、アノードＡは接地されている。上記エネルギーにより電磁比例弁１０１に流れ続けようとする電流は、フライホイールダイオード１１５に流れて消費されることにより、出力トランジスタ１１３のオフ時にコレクタＣに大きな電圧が印加されるのを防いでいる。
【０００９】
従来の電磁比例弁駆動回路の他の例として、電流ブレーキ用素子を備えたものが提案されている(例えば特許文献１参照)。図４はその特許文献に開示された電磁比例弁駆動回路を示す図である。電磁比例弁２０１の弁体２０３を駆動するソレノイド２０５の後段にトランジスタからなる電流ブレーキ用素子２０７が接続されている。ソレノイド２０５の前段には出力トランジスタ２０９のコレクタが接続されている。そのコレクタにはフライホイールダイオード２１１が接続されている。
【００１０】
ＰＷＭ変換回路を備えたアンプ２１３に入力される電流指令値が、ソレノイド２０５に供給される駆動電流の値よりも小さければ、電流ブレーキ用素子２０７のベース電流を減少させるための指令信号を出力する。これにより、ソレノイド２０５に供給される駆動電流を電流指令値に収束させている。図４に示す電磁比例弁駆動回路によれば、フライホイールダイオード２１１のみを備えた場合と比べて、ソレノイド２０５を流れる駆動電流の制御性を向上させることができる。
【００１１】
電磁比例弁駆動回路では出力トランジスタ１１３，２０９(図３、図４)の信頼性が最大のポイントとなる。しかし、図４に示す電磁比例弁駆動回路では、出力トランジスタ２０９とソレノイド２０５との直列回路に電流ブレーキ用素子２０７をさらに接続しているので、電流ブレーキ用素子２０７の分だけ信頼性が低下するおそれがある。これを防ぐためには、電流ブレーキ用素子２０７を信頼性の高い高価な部品にする必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平９−１４４８６号公報(段落００３２、図１８)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図３に示す電磁比例弁駆動回路１０３は電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に追従するように、フィードバック制御をしている。電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性が悪ければ、電磁比例弁１０１の弁体の位置を正確に制御できなくなるので、油圧制御の精度が低下する。
【００１４】
上述したように、電磁比例弁１０１のインダクタ成分に蓄積されたエネルギーによって、出力トランジスタ１１３のオフ時に電磁比例弁１０１には電流が流れ続けようとする。この電流によって、目標駆動電流に対して電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流の追従性が悪くなる。そこで、その電流を、接地しているフライホイールダイオード１１５に流して消費するようにしている。
【００１５】
しかし、目標駆動電流を減少させる場合において、フライホイールダイオード１１５だけでは、出力トランジスタ１１３のオフ時に電磁比例弁１０１に蓄積されたエネルギーを迅速に放出できない現象が生じる。従って、電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流は目標駆動電流に対して追従性が悪くなる。これについて説明する。
【００１６】
図５は図３に示す電磁比例弁駆動回路１０３において、出力トランジスタ１１３のコレクタＣの電圧と、目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄとの関係を示す図である。これは出力トランジスタ１１３のベースＢに入力されるＰＷＭ信号のデューティ比を変えてシミュレーションをしたものである。横軸は時間であり、単位はｍｓｅｃである。上側のグラフの縦軸は出力トランジスタ１１３のコレクタＣの電圧であり、単位はＶである。下側のグラフの縦軸は目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄを示しており、単位はｍＶである。目標電圧Ｖｔ、検出電圧Ｖｄはそれぞれ、電磁比例弁１０１に供給したい目標駆動電流、電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流が、シャント抵抗１０９に流れた際のシャント抵抗１０９の両端電圧によって示される。
【００１７】
出力トランジスタ１１３がオンの期間をＴ１、オフの期間をＴ２とすれば、Ｔ１／(Ｔ１＋Ｔ２)はＰＷＭ信号のデューティ比となる。
【００１８】
電磁比例弁駆動回路１１３は駆動方式としてＰＷＭ制御方式を用いており、電磁比例弁１０１のインダクタ成分に蓄積されたエネルギーにより、出力トランジスタ１１３がオフの時に電磁比例弁１０１に流れ続けようとする電流は、フライホイールダイオード１１５及び電磁比例弁１０１の抵抗Ｒによって消費される。電磁比例弁１０１に流れ続けようとする電流を減少させる場合における各電気素子の電圧は以下の関係を満たす。
【００１９】
−Ｖｆ＝Ｒ×ｉ(ｔ)−Ｌ×｛ｄｉ(ｔ)／ｄｔ｝
Ｖｆはフライホイールダイオード１１５の順方向電圧であり、Ｌ×｛ｄｉ(ｔ)／ｄｔ｝はコイルＬの両端電圧であり、Ｒ×ｉ(ｔ)は抵抗Ｒの電圧である。Ｖｆは電流ｉ(ｔ)によらず、ほぼ一定である。ｄｉ／ｄｔは短時間であれば大きな変化はないと考えられるので、Ｌ×｛ｄｉ(ｔ)／ｄｔ｝はほぼ一定として考えることができる。これに対して、抵抗Ｒの電圧はＲ×ｉ(ｔ)なので、電流ｉ(ｔ)に比例する。
【００２０】
ここで、電磁比例弁１０１の時定数τは、τ＝Ｌ／Ｒ、で表される。出力トランジスタ１１３のオフ時において、シャント抵抗１０９の両端電圧Ｖ(ｔ)は、Ｖ(ｔ)＝Ｖｅ−ｔ／τ、で表される。Ｖ(ｔ)は検出電圧Ｖｄを示している。検出電圧Ｖｄが小さくなると(図５では４０ｍＶより小さくなると)、検出電圧Ｖｄのグラフの傾きが小さくなり、検出電圧Ｖｄと目標電圧Ｖｔとの差が大きくなる。つまり、検出電圧Ｖｄと目標電圧Ｖｔとの乖離が大きくなり、追従性が悪くなっている。Ｖ(ｔ)を決定する要素である抵抗Ｒ及びコイルＬは、電磁比例弁１０１の特性値なので、電磁比例弁１０１によって決まり、選択できない。これは検出電圧Ｖｄのグラフの傾きを調整できないことを意味する。
【００２１】
目標電圧Ｖｔのグラフ傾きを検出電圧Ｖｄのグラフの傾きより小さくなるようにすれば、ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくすることにより、検出電圧Ｖｄを目標電圧Ｖｔに追従させることができる。しかし、目標電圧Ｖｔは指示電圧Ｖ１にディザ電圧Ｖ２を加算したものであり、目標電圧Ｖｔの周期はディザ電圧Ｖ２の周期で決まる。ディザ電圧Ｖ２は電磁比例弁１０１の弁体の固着を防止する等の観点から決まり、選択できない。これは目標電圧Ｖｔのグラフの傾きを調整できないこと意味する。
【００２２】
以上説明したように、目標駆動電流を減少させる場合において、フライホイールダイオード１１５だけでは、出力トランジスタ１１３のオフ時に電磁比例弁１０１に蓄積されたエネルギーを迅速に放出できないことが起きる。これにより、実際の駆動電流は波形歪みによって下がりきらずに持ち上がることにより、目標駆動電流よりも大きな値になり、従って、目標駆動電流の値と実際の駆動電流の値の乖離が大きくなるので、目標駆動電流の値に対する実際の駆動電流の値の追従性が悪くなる。その結果、電磁比例弁１０１の弁体の位置を正確に制御できなくなるので、油圧制御の精度が低下する。
【００２３】
本発明は電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる電磁比例弁駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記目的を達成する本発明の一の局面に係る電磁比例弁駆動回路は、電源と接続可能な第１の端子、電磁比例弁に接続可能な第２の端子及び制御信号が入力される第１の制御端子を含み、前記制御信号のデューティ比に応じて前記電磁比例弁に供給される駆動電流の供給経路を開閉する第１のトランジスタと、前記電磁比例弁を開閉するための駆動電流にディザ電流を重畳した目標駆動電流の大きさと、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流の大きさと、を比較する比較部と、前記制御信号を発生する回路であり、前記比較部による比較の結果、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が前記目標駆動電流よりも大きければ前記制御信号のデューティ比を小さくし、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が前記目標駆動電流よりも小さければ前記制御信号のデューティ比を大きくする駆動回路と、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流に応じて検出電圧を生成する検出電圧生成部と、第３の端子、接地可能な第４の端子及び前記検出電圧が印加される第２の制御端子を含み、前記検出電圧に応じてオンオフする第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタの前記第２の端子と前記第２のトランジスタの前記第３の端子との間に接続されたフライホイールダイオードと、前記第３の端子と前記第４の端子との間に接続された電圧保持用コンデンサと、前記第３の端子と前記第４の端子との間に前記電圧保持用コンデンサと並列に接続されたクランプダイオードと、を備え、前記目標駆動電流を減少させる場合において、前記目標駆動電流が予め定められた値より大きい段階では、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２のトランジスタをオンさせ、前記目標駆動電流が前記予め定められた値より小さい段階では、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２のトランジスタをオフさせる。
【００２５】
本発明によれば、目標駆動電流を減少させる場合において、目標駆動電流が予め定められた値より小さい段階では、第１のトランジスタのオフ時に第２のトランジスタをオフさせている。これにより、第２のトランジスタが抵抗となること、並びに、電圧保持用コンデンサ及びクランプダイオードを動作させることで、電磁比例弁のインダクタ成分に蓄積されたエネルギーにより電磁比例弁を流れ続けようとする電流を迅速に消費するようにしている。従って、電磁比例弁に供給された実際の駆動電流を目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる。
【００２６】
上記予め定められた値は、フライホイールダイオードだけでは、電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性が悪くなる目標駆動電流の大きさにより定められる。
【００２７】
上記構成において、前記第３の端子と前記第４の端子との間に前記電圧保持用コンデンサ及び前記クランプダイオードと並列に接続された整流ダイオードを備える。
【００２８】
この構成によれば、フライホイールダイオードの逆回復の期間中に電源からフライホイールダイオードに電流が流れても、その電流を整流ダイオードに流すことができるので、第２のトランジスタ、電圧保持用コンデンサ及びクランプダイオードを保護することができる。
【００２９】
上記構成において、前記検出電圧生成部はシャント抵抗を含み、前記比較部は前記目標駆動電流を示す目標電圧の大きさと前記検出電圧の大きさとを比較し、前記駆動回路は、前記比較器による比較の結果、前記検出電圧が前記目標電圧よりも大きければ前記制御信号のデューティ比を小さくし、前記検出電圧が前記目標電圧よりも小さければ前記制御信号のデューティ比を大きくする。
【００３０】
この構成によれば、シャント抵抗により、電磁比例弁に供給された実際の駆動電流に応じて生成される検出電圧と、第２のトランジスタのベース電圧と、を生成している。従って、検出電圧とベース電圧とを異なる回路素子で生成するよりも、電磁比例弁駆動回路をコンパクトにすることができる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の一実施形態に係る電磁比例弁駆動回路の構成を示す図である。
【図２】図１に示す電磁比例弁駆動回路において、出力トランジスタである第１のトランジスタのコレクタ電圧と、目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄとの関係を示す図である。
【図３】従来の電磁比例弁駆動回路の構成の一例を示す図である。
【図４】従来の電磁比例弁駆動回路の構成の他の例を示す図である。
【図５】図３に示す電磁比例弁駆動回路において、出力トランジスタのコレクタ電圧と、目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄとの関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態を詳細に説明する。図１は本発明の一実施形態に係る電磁比例弁駆動回路の構成を示す図である。電磁比例弁１には電磁比例弁駆動回路３から駆動電流が供給される。電磁比例弁１はコイルＬと抵抗Ｒとの直列回路によって等価的に表される。その直列回路を流れる駆動電流と電磁比例弁１の弁体の開口面積とが比例するようにされている。
【００３４】
電磁比例弁駆動回路３はディザ発生器５、加算器６、比較器７、シャント抵抗９、駆動回路１１、出力トランジスタとして機能する第１のトランジスタ１３及びフライホイールダイオード１５に加えて、さらに第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１、整流ダイオード２３及び抵抗２５を備える。
【００３５】
図３と同様に、指示電圧Ｖ１は電磁比例弁１を開閉するための駆動電流を示し、ディザ電圧Ｖ２はディザ発生器５で発生したディザ電流を示し、目標電圧Ｖｔは電磁比例弁１に供給したい目標駆動電流を示し、検出電圧Ｖｄは電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１を示している。
【００３６】
加算器６は指示電圧Ｖ１とディザ電圧Ｖ２とを加算して、目標電圧Ｖｔを生成し、比較器７へ出力する。
【００３７】
電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１はシャント抵抗９を流れる。これによりシャント抵抗９に生じたシャント抵抗９の両端電圧である検出電圧Ｖｄが比較器７に送られる。シャント抵抗９は検出電圧生成部の一例であり、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｌ１に応じて検出電圧Ｖｄを生成する。本実施形態のシャント抵抗９は電流検出と第２のトランジスタ１７のベースＢ電圧生成を兼ねている。
【００３８】
比較器７は比較部の一例であり、目標電圧Ｖｔの大きさと検出電圧Ｖｄとの大きさとを比較する。検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、比較器７はＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする指令信号を出力する。これに対して、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、比較器７はＰＷＭ信号のデューティ比を大きくする指令信号を出力する。本実施形態では比較器７により、目標電圧Ｖｔの大きさと検出電圧Ｖｄの大きさとを比較しているが、電磁比例弁１に供給したい目標駆動電流の大きさと電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１の大きさとを比較してもよい。
【００３９】
指令信号はＰＷＭ制御方式の駆動回路１１に入力し、駆動回路１１は指令信号に応じてＰＷＭ信号(制御信号の一例)のデューティ比を制御する。詳しくは、駆動回路１１はＰＷＭ信号を発生する回路である。比較器７による比較の結果、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、駆動回路１１はＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする。これに対して、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、駆動回路１１はＰＷＭ信号のデューティ比を大きくする制御をする。
【００４０】
ＰＷＭ信号の周期は電磁比例弁１の時定数より充分小さくされている。そのため、ＰＷＭ信号がハイレベルの時は第１のトランジスタ１３をオン、ＰＷＭ信号がローレベルの時は第１のトランジスタ１３をオフさせることで、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じた電流を電磁比例弁１に供給するようにされている。なお、検出電圧Ｖｄと目標電圧Ｖｔとの比較の結果、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、第１のトランジスタ１３をオフし、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、第１のトランジスタ１３をオンさせる制御でもよい。このような比較制御でも、結果的には、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、デューティ比が小さくされ、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、デューティ比が大きくされる。
【００４１】
駆動回路１１から出力されたＰＷＭ信号は第１のトランジスタ１３のベースＢに入力される。第１のトランジスタ１３はダーリントン接続回路である。第１のトランジスタ１３のエミッタＥは電源２７に接続され、コレクタＣは電磁比例弁１に接続されている。第１のトランジスタ１３のベースＢはＰＷＭ信号が入力される第１の制御端子である。第１のトランジスタ１３のエミッタＥは電源２７と接続される第１の端子である。第１のトランジスタ１３のコレクタＣは電磁比例弁１と接続される第２の端子である。
【００４２】
第１のトランジスタ１３は、そのベースＢに入力されたＰＷＭ信号のデューティ比に応じて、電磁比例弁１に供給される駆動電流の供給経路を開閉する。電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１は、上述したようにシャント抵抗９に流れると共に抵抗２５を介して第２のトランジスタ１７のベースＢに入力される。
【００４３】
第２のトランジスタ１７はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。第２のトランジスタ１７のエミッタＥ(第３の端子の一例)にはフライホイールダイオード１５のアノードＡが接続されている。フライホイールダイオード１５のカソードＫは第１のトランジスタ１３のコレクタＣと接続されている。第２のトランジスタ１７のコレクタＣ(第４の端子の一例)は接地されている。第２のトランジスタ１７のベースＢは抵抗２５を介して電磁比例弁１と接続されている。第２のトランジスタ１７のベースＢは検出電圧Ｖｄが印加される第２の制御端子となる。第２のトランジスタ１７は検出電圧に応じてオンオフする。
【００４４】
第２のトランジスタ１７のオンオフを切り替えるタイミングについて説明する。図５で説明したように、目標電圧Ｖｔが下がる場合、時間の経過に従って、検出電圧Ｖｄのグラフの傾きが小さくなり、その結果、検出電圧Ｖｄの値と目標電圧Ｖｔの値との乖離が大きくなる。つまり、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔに対して追従性が悪くなる。
【００４５】
追従性が悪くなる目標電圧Ｖｔの値となる基準電圧値Ｖｒｅｆ(予め定められた値)を予め決める。例えば、図５に示すように、目標電圧Ｖｔが４０ｍＶより小さくなると、追従性が悪くなるので、基準電圧値Ｖｒｅｆを４０ｍＶとする。第２のトランジスタ１７のベースＢに印加される電圧が、４０ｍＶより大きければ、第２のトランジスタ１７をオンさせ、４０ｍＶより小さければ、第２のトランジスタ１７をオフさせる。これはシャント抵抗９及び抵抗２５の値を調整することにより実現できる。
【００４６】
第２のトランジスタ１７のエミッタＥとコレクタＣには、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３が並列に接続されている。クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３のそれぞれのアノードは第２のトランジスタ１７のエミッタＥに接続され、カソードは第２のトランジスタ１７のコレクタＣに接続されている。
【００４７】
上述のように、基準電圧値Ｖｒｅｆが設定されているので、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆ(ここでは４０ｍＶ)より大きければ、検出電圧Ｖｄは目標電圧Ｖｔに対して追従性がよい。言い換えれば、目標駆動電流が予め定められた値より大きければ、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１は目標駆動電流に対して追従性が良い。従って、この段階では、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７をオンさせて、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３を動作させない。
【００４８】
一方、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆ(ここでは４０ｍＶ)より小さければ、検出電圧Ｖｄの値と目標電圧Ｖｔの値との乖離が大きくなり、上記追従性が悪くなる。言い換えれば、目標駆動電流が予め定められた値より小さければ、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１は目標駆動電流に対して追従性が悪くなる。従って、この段階では、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７をオフさせて、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３を動作させる。
【００４９】
次に、本実施形態に係る電磁比例弁駆動回路３の動作を説明する。図２は電磁比例弁駆動回路３において、第１のトランジスタ１３のコレクタＣの電圧と、目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄとの関係を示す図であり、図５と対応する。第１のトランジスタ１３のベースＢに入力されるＰＷＭ信号のデューティ比を変えてシミュレーションをしたものである。横軸は時間であり、単位はｍｓｅｃである。上側のグラフの縦軸は第１のトランジスタ１３のコレクタＣの電圧であり、単位はＶである。下側のグラフの縦軸は目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄを示しており、単位はｍＶである。
【００５０】
ＰＷＭ信号のデューティ比を所定値(例えば５０％)より大きくすると、検出電圧Ｖｄが増加し、ＰＷＭ信号のデューティ比が上記所定値より小さくなると、検出電圧Ｖｄが減少する。目標電圧Ｖｔが増加する場合、ＰＷＭ信号のデューティ比を所定値より大きくして、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔに追従するようにフィードバック制御する。目標電圧Ｖｔが減少する場合、ＰＷＭ信号のデューティ比を所定値より小さくして、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔに追従するようにフィードバック制御する。
【００５１】
ＰＷＭ信号により第１のトランジスタ１３はオンオフされる。第１のトランジスタ１３をオンさせて、電磁比例弁１に電流を流すと、電磁比例弁１のインダクタ成分にエネルギーが蓄積される。第１のトランジスタ１３がオフの時にそのエネルギーにより電磁比例弁１に電流が流れ続けようとする。目標電圧Ｖｔを減少させる場合において、本実施形態では、その流れ続けようとする電流の消費の仕方を、目標電圧Ｖｔが４０ｍＶを境界にして変えている。
【００５２】
目標電圧Ｖｔが４０ｍＶより大きい段階(すなわち、目標駆動電流が予め定められた値より大きい段階)では、目標電圧Ｖｔに対する検出電圧Ｖｄの追従性が良い。よって、この段階では第２のトランジスタ１７をオンさせる。第２のトランジスタ１７がオンすると、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３は短絡されて動作しない。第２のトランジスタ１７がオンすれば、フライホイールダイオード１５と第２のトランジスタ１７とで構成される回路は、図３に示すフライホイールダイオード１１５と等価となる。従って、電磁比例弁１を流れ続けようとする電流は、接地されているフライホイールダイオード１５及び電磁比例弁１の抵抗Ｒを流れて消費される。従って、目標電圧Ｖｔが４０ｍＶより大きい段階では、図２に示す検出電圧Ｖｄのグラフは図５に示す検出電圧Ｖｄのグラフと同様の軌跡を示す。
【００５３】
一方、目標電圧Ｖｔが４０ｍＶより小さい段階(すなわち、目標駆動電流が予め定められた値より小さい段階)では、目標電圧Ｖｔに対する検出電圧Ｖｄの追従性が悪い。そこで、この段階では第２のトランジスタ１７をオフさせる。
【００５４】
第２のトランジスタ１７がオンからオフに切り換えられることにより、フライホイールダイオード１５のアノードＡが電圧保持用コンデンサ１９を介してグランドと接続される。これにより、第１のトランジスタ１３がオフした時、電磁比例弁１のコイルＬの逆起電力によって、電圧保持用コンデンサ１９が、第２のトランジスタ１７のエミッタＥ側でマイナス、コレクタＣ側でプラスになるように充電される。電圧保持用コンデンサ１９の充電電圧がクランプダイオード２１のツェナー電圧以上になると、クランプダイオード２１がオンして、電圧保持用コンデンサ１９の両端電圧がクランプされる。その結果、フライホイールダイオード１５、電磁比例弁１の抵抗Ｒ及びクランプダイオード２１によって、コイルＬに蓄積されていたエネルギーが消費される。従って、第２のトランジスタ１７がオンした時よりも、コイルＬの放電電力の消費量が増大するので、コイルＬの逆起電力の低下速度が高くなる。また、電圧保持用コンデンサ１９の充電電圧が、コイルＬの逆起電力から減算されて、フライホイールダイオード１５に印加されるので、フライホイールダイオード１５に流れる電流、すなわち、実際の駆動電流Ｉ１が低下する(言い換えれば検出電圧Ｖｄが低下する)。以上により検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔに近づくことになる。
【００５５】
また、第２のトランジスタ１７がオンからオフに切り換えられることにより、第２のトランジスタ１７の抵抗分によって電圧が発生する。第１のトランジスタ１３はオフなので、フライホイールダイオード１５に流れる電流により電圧降下(０．６〜０．７Ｖ)が生じている。これらにより、フライホイールダイオード１５が接続される第１のトランジスタ１３のコレクタＣの電圧を例えば数ボルト〜数十ボルトまで下がるので、第１のトランジスタ１３のコレクタＣに印加される電圧が負電圧となる期間がある。
【００５６】
このように、本実施形態によれば、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆ(ここでは４０ｍＶ)より小さい段階でも、電磁比例弁１を流れ続けようとする電流を迅速に消費できるので、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１を目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる。
【００５７】
そして、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆより小さい段階で、比較器７により検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔより小さくなったことが分かると、駆動回路１１はＰＷＭのデューティ比を上げることにより、実際の駆動電流Ｉ１を大きくする。この時、フライホイールダイオード１５に流れる電流が一定以下に下がっていなければ、フライホイールダイオード１５の逆回復時間の間、電源２７からフライホイールダイオード１５に電流が流れる可能性がある。そこで、その電流を流す整流ダイオード２３が設けられている。これにより、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１をその電流から保護することができる。
【００５８】
フライホイールダイオード１５に流れる電流が一定以下に下がれば、電源２７からの電流はフライホイールダイオード１５によってブロックされるので、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１を保護することができる。
【００５９】
なお、図３に示す電磁比例弁駆動回路１０３において、出力トランジスタ１１３のコレクタＣには０Ｖより低い電圧は印加されない(図５)。しかしながら、本実施形態では上述したように、第１のトランジスタ１３のコレクタＣには負電圧が印加される(図２)。従って、第１のトランジスタ１３の耐圧を大きく設定する必要がある。
【００６０】
以上説明したように、本実施形態によれば、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆより小さくなると(目標駆動電流が予め定められた値より小さくなると)、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７がオフするようにしている。これにより、第２のトランジスタ１７が抵抗となること、並びに、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１を動作させることで、電磁比例弁１を流れ続けようとする電流を迅速に消費するようにしている。従って、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１を目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる。
【００６１】
また、本実施形態によれば、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１と並列に接続された整流ダイオード２３を備えている。これにより、フライホイールダイオード１５の逆回復の期間中に電源２７からフライホイールダイオード１５に電流が流れても、その電流を整流ダイオード２３に流すことができるので、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１を保護することができる。
【００６２】
さらに、本実施形態によれば、シャント抵抗９により、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流に応じて生成される検出電圧Ｖｄと、第２のトランジスタ１７のベースＢ電圧と、を生成している。従って、検出電圧ＶｄとベースＢ電圧とを異なる回路素子で生成するよりも、電磁比例弁駆動回路３をコンパクトにすることができる。
【００６３】
本実施形態によれば、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３により構成される回路(以下、電流消費回路)を備える。電流消費回路は、第２のトランジスタ１７と、これに並列接続されている電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３と、を備えた構成にしているので、それらの素子を一カ所に集中させることができる。従って、電磁比例弁駆動回路３に電流消費回路を組み込むことが容易である。
【００６４】
上記電流消費回路が故障した場合について説明する。第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３の少なくとも一つがショートモードで故障した場合、すなわち、これらの少なくとも一つがショート状態になった場合、電流消費回路は図３に示す接地されたフライホイールダイオード１１５と等価な回路となる。従って、電流消費回路によって、接地されたフライホイールダイオード１１５を備えたことによる効果を得ることができる。
【００６５】
第２のトランジスタ１７がオープンモードで故障した場合、すなわち、第２のトランジスタ１７が故障して、第２のトランジスタ１７がオフ状態となった場合、目標駆動電流が予め定められた値より大きい段階でも、電流消費回路が動作する。この場合、電磁比例弁駆動回路３でのノイズのレベルが高くなるが、電磁比例弁駆動回路３の動作には大きな問題が生じない。
【００６６】
電圧保持用コンデンサ１９がオープンモードで故障した場合、目標駆動電流が予め定められた値より小さい段階において電圧保持用コンデンサ１９に電流が流れようとすると、電流が大きく上昇する。これにより、電磁比例弁駆動回路３でのノイズのレベルが高くなるが、電磁比例弁駆動回路３の動作には大きな問題が生じない。
【００６７】
クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３に対して冗長構成を加えることで、これらの素子の故障に対応することができる。なお、冗長構成を加える場合、それに応じて第１のトランジスタ１３の耐圧を設定する必要がある。
【００６８】
以上により、本実施形態によれば、電流消費回路が故障しても、電磁比例弁駆動回路３の動作を急に止めることなく、動作を継続することができる。油圧制御で大きな質量を移動させる場合(例えば建設機械、クレーン)、油圧制御を急停止するよりも、一定時間動作を続ける方が安全である。従って、本実施形態によれば、油圧制御で大きな質量を移動させる場合に有効である。
【００６９】
なお、本実施形態において、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３を電流消費回路にしている。しかしながら、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１で電流消費回路を構成してもよい。
【００７０】
また、本実施形態において、ディザ発生器５、加算器６及び比較器７をマイクロコンピュータにより構成してもよい。この場合、マイクロコンピュータは、電磁比例弁１を開閉するための駆動電流(指示電圧Ｖ１に対応)の値とディザ電流値とを生成し、加算して目標駆動電流値を生成する。電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１がマイクロコンピュータに送られる。マイクロコンピュータは目標駆動電流値と実際の駆動電流Ｉ１の値を比較して、ＰＷＭ信号のデューティ比を変える指令信号を駆動回路７に出力する。
【符号の説明】
【００７１】
１ 電磁比例弁
３ 電磁比例弁駆動回路
５ ディザ発生器
７ 比較器(比較部の一例)
９ シャント抵抗(検出電圧生成部の一例)
１１ 駆動回路
１３ 第１のトランジスタ
１５ フライホイールダイオード
１７ 第２のトランジスタ
１９ 電圧保持用コンデンサ
２１ クランプダイオード
２３ 整流ダイオード
２５ 抵抗
２７ 電源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁比例弁に駆動電流を供給する電磁比例弁駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、例えば建設機械、クレーン、農業機械及び工事機械における油圧制御において、流体の流量を制御するために電磁比例弁が広く用いられている。電磁比例弁は例えばソレノイドを用いて弁体を駆動して弁体の開口面積を変化させている。電磁比例弁は電磁比例弁を駆動する駆動電流と、弁体の開口面積とが比例するようにされており、駆動電流を調節することによって、弁体の開口面積を調節して流体の流量を制御する。よって、駆動電流の制御性がそのまま流体の流量の制御性に影響するので、駆動電流を高精度で制御する必要がある。そのため、電磁比例弁駆動回路では、電磁比例弁を流れる駆動電流を検出し、その検出値を駆動電流の出力制御にフィードバックすることで、駆動電流を高精度に制御している。
【０００３】
図３は電磁比例弁駆動回路の一般的な構成の一例を示す図である。電磁比例弁１０１はコイルＬと抵抗Ｒとの直列回路によって等価的に表される。電磁比例弁駆動回路１０３はディザ発生器１０５、加算器１０６、比較器１０７、シャント抵抗１０９、駆動回路１１１、出力トランジスタ１１３及びフライホイールダイオード１１５を備える。
【０００４】
指示電圧Ｖ１は電磁比例弁１０１を開閉するための駆動電流を示し、ディザ電圧Ｖ２はディザ発生器１０５で発生したディザ電流を示し、目標電圧Ｖｔは電磁比例弁１０１に供給したい目標駆動電流を示し、検出電圧Ｖｄは電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流を示している。
【０００５】
加算器１０６は指示電圧Ｖ１とディザ電圧Ｖ２とを加算して、目標電圧Ｖｔを生成し、比較器１０７へ出力する。ディザ電圧Ｖ２を指示電圧Ｖ１に加算するのは、電磁比例弁１０１の弁体の固着を防止すると共にヒステリシス特性の改善を図るためである。
【０００６】
電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流はシャント抵抗１０９によって検出電圧Ｖｄとして検出されて、比較器１０７に送られる。比較器１０７は目標電圧Ｖｔと検出電圧Ｖｄとの大きさを比較する。検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、比較器１０７はＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号のデューティ比を小さくする指令信号を出力する。これに対して、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、比較器１０７はＰＷＭ信号のデューティ比を大きくする指令信号を出力する。
【０００７】
指令信号はＰＷＭ制御方式の駆動回路１１１に入力され、駆動回路１１１は指令信号に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を制御する。駆動回路１１１から出力されたＰＷＭ信号は出力トランジスタ１１３のベースＢに入力される。出力トランジスタ１１３はダーリントン接続回路である。出力トランジスタ１１３のエミッタＥは電源１１７に接続され、コレクタＣは電磁比例弁１０１に接続されている。ＰＷＭ制御方式によれば、出力トランジスタ１１３をオンオフさせる動作(すなわち飽和領域の動作)でコレクタ電流を制御するので、出力トランジスタ１１３の発熱量を低減することができる。
【０００８】
出力トランジスタ１１３は、そのベースＢに入力されたＰＷＭ信号に応じて、駆動電流となるコレクタ電流を電磁比例弁１０１に供給する。詳しくは、ＰＷＭ信号により出力トランジスタ１１３がオンすれば、電源１１７から電磁比例弁１０１に駆動電流が流れる。電磁比例弁１０１の時定数に従って電磁比例弁１０１を流れる駆動電流が増加する。一方、ＰＷＭ信号により出力トランジスタ１１３がオフすれば、電磁比例弁１０１のインダクタ成分に蓄積されたエネルギーによって、電磁比例弁１０１に電流が流し続けようとされる。フライホイールダイオード１１５のカソードＫは出力トランジスタ１１３のコレクタＣに接続され、アノードＡは接地されている。上記エネルギーにより電磁比例弁１０１に流れ続けようとする電流は、フライホイールダイオード１１５に流れて消費されることにより、出力トランジスタ１１３のオフ時にコレクタＣに大きな電圧が印加されるのを防いでいる。
【０００９】
従来の電磁比例弁駆動回路の他の例として、電流ブレーキ用素子を備えたものが提案されている(例えば特許文献１参照)。図４はその特許文献に開示された電磁比例弁駆動回路を示す図である。電磁比例弁２０１の弁体２０３を駆動するソレノイド２０５の後段にトランジスタからなる電流ブレーキ用素子２０７が接続されている。ソレノイド２０５の前段には出力トランジスタ２０９のコレクタが接続されている。そのコレクタにはフライホイールダイオード２１１が接続されている。
【００１０】
ＰＷＭ変換回路を備えたアンプ２１３に入力される電流指令値が、ソレノイド２０５に供給される駆動電流の値よりも小さければ、電流ブレーキ用素子２０７のベース電流を減少させるための指令信号を出力する。これにより、ソレノイド２０５に供給される駆動電流を電流指令値に収束させている。図４に示す電磁比例弁駆動回路によれば、フライホイールダイオード２１１のみを備えた場合と比べて、ソレノイド２０５を流れる駆動電流の制御性を向上させることができる。
【００１１】
電磁比例弁駆動回路では出力トランジスタ１１３，２０９(図３、図４)の信頼性が最大のポイントとなる。しかし、図４に示す電磁比例弁駆動回路では、出力トランジスタ２０９とソレノイド２０５との直列回路に電流ブレーキ用素子２０７をさらに接続しているので、電流ブレーキ用素子２０７の分だけ信頼性が低下するおそれがある。これを防ぐためには、電流ブレーキ用素子２０７を信頼性の高い高価な部品にする必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平９−１４４８６号公報(段落００３２、図１８)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図３に示す電磁比例弁駆動回路１０３は電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に追従するように、フィードバック制御をしている。電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性が悪ければ、電磁比例弁１０１の弁体の位置を正確に制御できなくなるので、油圧制御の精度が低下する。
【００１４】
上述したように、電磁比例弁１０１のインダクタ成分に蓄積されたエネルギーによって、出力トランジスタ１１３のオフ時に電磁比例弁１０１には電流が流れ続けようとする。この電流によって、目標駆動電流に対して電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流の追従性が悪くなる。そこで、その電流を、接地しているフライホイールダイオード１１５に流して消費するようにしている。
【００１５】
しかし、目標駆動電流を減少させる場合において、フライホイールダイオード１１５だけでは、出力トランジスタ１１３のオフ時に電磁比例弁１０１に蓄積されたエネルギーを迅速に放出できない現象が生じる。従って、電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流は目標駆動電流に対して追従性が悪くなる。これについて説明する。
【００１６】
図５は図３に示す電磁比例弁駆動回路１０３において、出力トランジスタ１１３のコレクタＣの電圧と、目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄとの関係を示す図である。これは出力トランジスタ１１３のベースＢに入力されるＰＷＭ信号のデューティ比を変えてシミュレーションをしたものである。横軸は時間であり、単位はｍｓｅｃである。上側のグラフの縦軸は出力トランジスタ１１３のコレクタＣの電圧であり、単位はＶである。下側のグラフの縦軸は目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄを示しており、単位はｍＶである。目標電圧Ｖｔ、検出電圧Ｖｄはそれぞれ、電磁比例弁１０１に供給したい目標駆動電流、電磁比例弁１０１に供給された実際の駆動電流が、シャント抵抗１０９に流れた際のシャント抵抗１０９の両端電圧によって示される。
【００１７】
出力トランジスタ１１３がオンの期間をＴ１、オフの期間をＴ２とすれば、Ｔ１／(Ｔ１＋Ｔ２)はＰＷＭ信号のデューティ比となる。
【００１８】
電磁比例弁駆動回路１１３は駆動方式としてＰＷＭ制御方式を用いており、電磁比例弁１０１のインダクタ成分に蓄積されたエネルギーにより、出力トランジスタ１１３がオフの時に電磁比例弁１０１に流れ続けようとする電流は、フライホイールダイオード１１５及び電磁比例弁１０１の抵抗Ｒによって消費される。電磁比例弁１０１に流れ続けようとする電流を減少させる場合における各電気素子の電圧は以下の関係を満たす。
【００１９】
−Ｖｆ＝Ｒ×ｉ(ｔ)−Ｌ×｛ｄｉ(ｔ)／ｄｔ｝
Ｖｆはフライホイールダイオード１１５の順方向電圧であり、Ｌ×｛ｄｉ(ｔ)／ｄｔ｝はコイルＬの両端電圧であり、Ｒ×ｉ(ｔ)は抵抗Ｒの電圧である。Ｖｆは電流ｉ(ｔ)によらず、ほぼ一定である。ｄｉ／ｄｔは短時間であれば大きな変化はないと考えられるので、Ｌ×｛ｄｉ(ｔ)／ｄｔ｝はほぼ一定として考えることができる。これに対して、抵抗Ｒの電圧はＲ×ｉ(ｔ)なので、電流ｉ(ｔ)に比例する。
【００２０】
ここで、電磁比例弁１０１の時定数τは、τ＝Ｌ／Ｒ、で表される。出力トランジスタ１１３のオフ時において、シャント抵抗１０９の両端電圧Ｖ(ｔ)は、Ｖ(ｔ)＝Ｖｅ−ｔ／τ、で表される。Ｖ(ｔ)は検出電圧Ｖｄを示している。検出電圧Ｖｄが小さくなると(図５では４０ｍＶより小さくなると)、検出電圧Ｖｄのグラフの傾きが小さくなり、検出電圧Ｖｄと目標電圧Ｖｔとの差が大きくなる。つまり、検出電圧Ｖｄと目標電圧Ｖｔとの乖離が大きくなり、追従性が悪くなっている。Ｖ(ｔ)を決定する要素である抵抗Ｒ及びコイルＬは、電磁比例弁１０１の特性値なので、電磁比例弁１０１によって決まり、選択できない。これは検出電圧Ｖｄのグラフの傾きを調整できないことを意味する。
【００２１】
目標電圧Ｖｔのグラフ傾きを検出電圧Ｖｄのグラフの傾きより小さくなるようにすれば、ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくすることにより、検出電圧Ｖｄを目標電圧Ｖｔに追従させることができる。しかし、目標電圧Ｖｔは指示電圧Ｖ１にディザ電圧Ｖ２を加算したものであり、目標電圧Ｖｔの周期はディザ電圧Ｖ２の周期で決まる。ディザ電圧Ｖ２は電磁比例弁１０１の弁体の固着を防止する等の観点から決まり、選択できない。これは目標電圧Ｖｔのグラフの傾きを調整できないこと意味する。
【００２２】
以上説明したように、目標駆動電流を減少させる場合において、フライホイールダイオード１１５だけでは、出力トランジスタ１１３のオフ時に電磁比例弁１０１に蓄積されたエネルギーを迅速に放出できないことが起きる。これにより、実際の駆動電流は波形歪みによって下がりきらずに持ち上がることにより、目標駆動電流よりも大きな値になり、従って、目標駆動電流の値と実際の駆動電流の値の乖離が大きくなるので、目標駆動電流の値に対する実際の駆動電流の値の追従性が悪くなる。その結果、電磁比例弁１０１の弁体の位置を正確に制御できなくなるので、油圧制御の精度が低下する。
【００２３】
本発明は電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる電磁比例弁駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記目的を達成する本発明の一の局面に係る電磁比例弁駆動回路は、電源と接続可能な第１の端子、電磁比例弁に接続可能な第２の端子及び制御信号が入力される第１の制御端子を含み、前記制御信号のデューティ比に応じて前記電磁比例弁に供給される駆動電流の供給経路を開閉する第１のトランジスタと、前記電磁比例弁を開閉するための駆動電流にディザ電流を重畳した目標駆動電流の大きさと、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流の大きさと、を比較する比較部と、前記制御信号を発生する回路であり、前記比較部による比較の結果、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が前記目標駆動電流よりも大きければ前記制御信号のデューティ比を小さくし、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が前記目標駆動電流よりも小さければ前記制御信号のデューティ比を大きくする駆動回路と、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流に応じて検出電圧を生成する検出電圧生成部と、第３の端子、接地可能な第４の端子及び前記検出電圧が印加される第２の制御端子を含み、前記検出電圧に応じてオンオフする第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタの前記第２の端子と前記第２のトランジスタの前記第３の端子との間に接続されたフライホイールダイオードと、前記第３の端子と前記第４の端子との間に接続された電圧保持用コンデンサと、前記第３の端子と前記第４の端子との間に前記電圧保持用コンデンサと並列に接続されたクランプダイオードと、を備え、前記目標駆動電流を減少させる場合において、前記目標駆動電流が予め定められた値より大きい段階では、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２のトランジスタをオンさせ、前記目標駆動電流が前記予め定められた値より小さい段階では、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２のトランジスタをオフさせる。
【００２５】
本発明によれば、目標駆動電流を減少させる場合において、目標駆動電流が予め定められた値より小さい段階では、第１のトランジスタのオフ時に第２のトランジスタをオフさせている。これにより、第２のトランジスタが抵抗となること、並びに、電圧保持用コンデンサ及びクランプダイオードを動作させることで、電磁比例弁のインダクタ成分に蓄積されたエネルギーにより電磁比例弁を流れ続けようとする電流を迅速に消費するようにしている。従って、電磁比例弁に供給された実際の駆動電流を目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる。
【００２６】
上記予め定められた値は、フライホイールダイオードだけでは、電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性が悪くなる目標駆動電流の大きさにより定められる。
【００２７】
上記構成において、前記第３の端子と前記第４の端子との間に前記電圧保持用コンデンサ及び前記クランプダイオードと並列に接続された整流ダイオードを備える。
【００２８】
この構成によれば、フライホイールダイオードの逆回復の期間中に電源からフライホイールダイオードに電流が流れても、その電流を整流ダイオードに流すことができるので、第２のトランジスタ、電圧保持用コンデンサ及びクランプダイオードを保護することができる。
【００２９】
上記構成において、前記検出電圧生成部はシャント抵抗を含み、前記比較部は前記目標駆動電流を示す目標電圧の大きさと前記検出電圧の大きさとを比較し、前記駆動回路は、前記比較器による比較の結果、前記検出電圧が前記目標電圧よりも大きければ前記制御信号のデューティ比を小さくし、前記検出電圧が前記目標電圧よりも小さければ前記制御信号のデューティ比を大きくする。
【００３０】
この構成によれば、シャント抵抗により、電磁比例弁に供給された実際の駆動電流に応じて生成される検出電圧と、第２のトランジスタのベース電圧と、を生成している。従って、検出電圧とベース電圧とを異なる回路素子で生成するよりも、電磁比例弁駆動回路をコンパクトにすることができる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の一実施形態に係る電磁比例弁駆動回路の構成を示す図である。
【図２】図１に示す電磁比例弁駆動回路において、出力トランジスタである第１のトランジスタのコレクタ電圧と、目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄとの関係を示す図である。
【図３】従来の電磁比例弁駆動回路の構成の一例を示す図である。
【図４】従来の電磁比例弁駆動回路の構成の他の例を示す図である。
【図５】図３に示す電磁比例弁駆動回路において、出力トランジスタのコレクタ電圧と、目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄとの関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態を詳細に説明する。図１は本発明の一実施形態に係る電磁比例弁駆動回路の構成を示す図である。電磁比例弁１には電磁比例弁駆動回路３から駆動電流が供給される。電磁比例弁１はコイルＬと抵抗Ｒとの直列回路によって等価的に表される。その直列回路を流れる駆動電流と電磁比例弁１の弁体の開口面積とが比例するようにされている。
【００３４】
電磁比例弁駆動回路３はディザ発生器５、加算器６、比較器７、シャント抵抗９、駆動回路１１、出力トランジスタとして機能する第１のトランジスタ１３及びフライホイールダイオード１５に加えて、さらに第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１、整流ダイオード２３及び抵抗２５を備える。
【００３５】
図３と同様に、指示電圧Ｖ１は電磁比例弁１を開閉するための駆動電流を示し、ディザ電圧Ｖ２はディザ発生器５で発生したディザ電流を示し、目標電圧Ｖｔは電磁比例弁１に供給したい目標駆動電流を示し、検出電圧Ｖｄは電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１を示している。
【００３６】
加算器６は指示電圧Ｖ１とディザ電圧Ｖ２とを加算して、目標電圧Ｖｔを生成し、比較器７へ出力する。
【００３７】
電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１はシャント抵抗９を流れる。これによりシャント抵抗９に生じたシャント抵抗９の両端電圧である検出電圧Ｖｄが比較器７に送られる。シャント抵抗９は検出電圧生成部の一例であり、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｌ１に応じて検出電圧Ｖｄを生成する。本実施形態のシャント抵抗９は電流検出と第２のトランジスタ１７のベースＢ電圧生成を兼ねている。
【００３８】
比較器７は比較部の一例であり、目標電圧Ｖｔの大きさと検出電圧Ｖｄとの大きさとを比較する。検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、比較器７はＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする指令信号を出力する。これに対して、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、比較器７はＰＷＭ信号のデューティ比を大きくする指令信号を出力する。本実施形態では比較器７により、目標電圧Ｖｔの大きさと検出電圧Ｖｄの大きさとを比較しているが、電磁比例弁１に供給したい目標駆動電流の大きさと電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１の大きさとを比較してもよい。
【００３９】
指令信号はＰＷＭ制御方式の駆動回路１１に入力し、駆動回路１１は指令信号に応じてＰＷＭ信号(制御信号の一例)のデューティ比を制御する。詳しくは、駆動回路１１はＰＷＭ信号を発生する回路である。比較器７による比較の結果、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、駆動回路１１はＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする。これに対して、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、駆動回路１１はＰＷＭ信号のデューティ比を大きくする制御をする。
【００４０】
ＰＷＭ信号の周期は電磁比例弁１の時定数より充分小さくされている。そのため、ＰＷＭ信号がハイレベルの時は第１のトランジスタ１３をオン、ＰＷＭ信号がローレベルの時は第１のトランジスタ１３をオフさせることで、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じた電流を電磁比例弁１に供給するようにされている。なお、検出電圧Ｖｄと目標電圧Ｖｔとの比較の結果、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、第１のトランジスタ１３をオフし、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、第１のトランジスタ１３をオンさせる制御でもよい。このような比較制御でも、結果的には、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも大きければ、デューティ比が小さくされ、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔよりも小さければ、デューティ比が大きくされる。
【００４１】
駆動回路１１から出力されたＰＷＭ信号は第１のトランジスタ１３のベースＢに入力される。第１のトランジスタ１３はダーリントン接続回路である。第１のトランジスタ１３のエミッタＥは電源２７に接続され、コレクタＣは電磁比例弁１に接続されている。第１のトランジスタ１３のベースＢはＰＷＭ信号が入力される第１の制御端子である。第１のトランジスタ１３のエミッタＥは電源２７と接続される第１の端子である。第１のトランジスタ１３のコレクタＣは電磁比例弁１と接続される第２の端子である。
【００４２】
第１のトランジスタ１３は、そのベースＢに入力されたＰＷＭ信号のデューティ比に応じて、電磁比例弁１に供給される駆動電流の供給経路を開閉する。電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１は、上述したようにシャント抵抗９に流れると共に抵抗２５を介して第２のトランジスタ１７のベースＢに入力される。
【００４３】
第２のトランジスタ１７はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。第２のトランジスタ１７のエミッタＥ(第３の端子の一例)にはフライホイールダイオード１５のアノードＡが接続されている。フライホイールダイオード１５のカソードＫは第１のトランジスタ１３のコレクタＣと接続されている。第２のトランジスタ１７のコレクタＣ(第４の端子の一例)は接地されている。第２のトランジスタ１７のベースＢは抵抗２５を介して電磁比例弁１と接続されている。第２のトランジスタ１７のベースＢは検出電圧Ｖｄが印加される第２の制御端子となる。第２のトランジスタ１７は検出電圧に応じてオンオフする。
【００４４】
第２のトランジスタ１７のオンオフを切り替えるタイミングについて説明する。図５で説明したように、目標電圧Ｖｔが下がる場合、時間の経過に従って、検出電圧Ｖｄのグラフの傾きが小さくなり、その結果、検出電圧Ｖｄの値と目標電圧Ｖｔの値との乖離が大きくなる。つまり、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔに対して追従性が悪くなる。
【００４５】
追従性が悪くなる目標電圧Ｖｔの値となる基準電圧値Ｖｒｅｆ(予め定められた値)を予め決める。例えば、図５に示すように、目標電圧Ｖｔが４０ｍＶより小さくなると、追従性が悪くなるので、基準電圧値Ｖｒｅｆを４０ｍＶとする。第２のトランジスタ１７のベースＢに印加される電圧が、４０ｍＶより大きければ、第２のトランジスタ１７をオンさせ、４０ｍＶより小さければ、第２のトランジスタ１７をオフさせる。これはシャント抵抗９及び抵抗２５の値を調整することにより実現できる。
【００４６】
第２のトランジスタ１７のエミッタＥとコレクタＣには、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３が並列に接続されている。クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３のそれぞれのアノードは第２のトランジスタ１７のエミッタＥに接続され、カソードは第２のトランジスタ１７のコレクタＣに接続されている。
【００４７】
上述のように、基準電圧値Ｖｒｅｆが設定されているので、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆ(ここでは４０ｍＶ)より大きければ、検出電圧Ｖｄは目標電圧Ｖｔに対して追従性がよい。言い換えれば、目標駆動電流が予め定められた値より大きければ、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１は目標駆動電流に対して追従性が良い。従って、この段階では、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７をオンさせて、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３を動作させない。
【００４８】
一方、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆ(ここでは４０ｍＶ)より小さければ、検出電圧Ｖｄの値と目標電圧Ｖｔの値との乖離が大きくなり、上記追従性が悪くなる。言い換えれば、目標駆動電流が予め定められた値より小さければ、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１は目標駆動電流に対して追従性が悪くなる。従って、この段階では、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７をオフさせて、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３を動作させる。
【００４９】
次に、本実施形態に係る電磁比例弁駆動回路３の動作を説明する。図２は電磁比例弁駆動回路３において、第１のトランジスタ１３のコレクタＣの電圧と、目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄとの関係を示す図であり、図５と対応する。第１のトランジスタ１３のベースＢに入力されるＰＷＭ信号のデューティ比を変えてシミュレーションをしたものである。横軸は時間であり、単位はｍｓｅｃである。上側のグラフの縦軸は第１のトランジスタ１３のコレクタＣの電圧であり、単位はＶである。下側のグラフの縦軸は目標電圧Ｖｔ及び検出電圧Ｖｄを示しており、単位はｍＶである。
【００５０】
ＰＷＭ信号のデューティ比を所定値(例えば５０％)より大きくすると、検出電圧Ｖｄが増加し、ＰＷＭ信号のデューティ比が上記所定値より小さくなると、検出電圧Ｖｄが減少する。目標電圧Ｖｔが増加する場合、ＰＷＭ信号のデューティ比を所定値より大きくして、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔに追従するようにフィードバック制御する。目標電圧Ｖｔが減少する場合、ＰＷＭ信号のデューティ比を所定値より小さくして、検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔに追従するようにフィードバック制御する。
【００５１】
ＰＷＭ信号により第１のトランジスタ１３はオンオフされる。第１のトランジスタ１３をオンさせて、電磁比例弁１に電流を流すと、電磁比例弁１のインダクタ成分にエネルギーが蓄積される。第１のトランジスタ１３がオフの時にそのエネルギーにより電磁比例弁１に電流が流れ続けようとする。目標電圧Ｖｔを減少させる場合において、本実施形態では、その流れ続けようとする電流の消費の仕方を、目標電圧Ｖｔが４０ｍＶを境界にして変えている。
【００５２】
目標電圧Ｖｔが４０ｍＶより大きい段階(すなわち、目標駆動電流が予め定められた値より大きい段階)では、目標電圧Ｖｔに対する検出電圧Ｖｄの追従性が良い。よって、この段階では第２のトランジスタ１７をオンさせる。第２のトランジスタ１７がオンすると、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３は短絡されて動作しない。第２のトランジスタ１７がオンすれば、フライホイールダイオード１５と第２のトランジスタ１７とで構成される回路は、図３に示すフライホイールダイオード１１５と等価となる。従って、電磁比例弁１を流れ続けようとする電流は、接地されているフライホイールダイオード１５及び電磁比例弁１の抵抗Ｒを流れて消費される。従って、目標電圧Ｖｔが４０ｍＶより大きい段階では、図２に示す検出電圧Ｖｄのグラフは図５に示す検出電圧Ｖｄのグラフと同様の軌跡を示す。
【００５３】
一方、目標電圧Ｖｔが４０ｍＶより小さい段階(すなわち、目標駆動電流が予め定められた値より小さい段階)では、目標電圧Ｖｔに対する検出電圧Ｖｄの追従性が悪い。そこで、この段階では第２のトランジスタ１７をオフさせる。
【００５４】
第２のトランジスタ１７がオンからオフに切り換えられることにより、フライホイールダイオード１５のアノードＡが電圧保持用コンデンサ１９を介してグランドと接続される。これにより、第１のトランジスタ１３がオフした時、電磁比例弁１のコイルＬの逆起電力によって、電圧保持用コンデンサ１９が、第２のトランジスタ１７のエミッタＥ側でマイナス、コレクタＣ側でプラスになるように充電される。電圧保持用コンデンサ１９の充電電圧がクランプダイオード２１のツェナー電圧以上になると、クランプダイオード２１がオンして、電圧保持用コンデンサ１９の両端電圧がクランプされる。その結果、フライホイールダイオード１５、電磁比例弁１の抵抗Ｒ及びクランプダイオード２１によって、コイルＬに蓄積されていたエネルギーが消費される。従って、第２のトランジスタ１７がオンした時よりも、コイルＬの放電電力の消費量が増大するので、コイルＬの逆起電力の低下速度が高くなる。また、電圧保持用コンデンサ１９の充電電圧が、コイルＬの逆起電力から減算されて、フライホイールダイオード１５に印加されるので、フライホイールダイオード１５に流れる電流、すなわち、実際の駆動電流Ｉ１が低下する(言い換えれば検出電圧Ｖｄが低下する)。以上により検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔに近づくことになる。
【００５５】
また、第２のトランジスタ１７がオンからオフに切り換えられることにより、第２のトランジスタ１７の抵抗分によって電圧が発生する。第１のトランジスタ１３はオフなので、フライホイールダイオード１５に流れる電流により電圧降下(０．６〜０．７Ｖ)が生じている。これらにより、フライホイールダイオード１５が接続される第１のトランジスタ１３のコレクタＣの電圧を例えば数ボルト〜数十ボルトまで下がるので、第１のトランジスタ１３のコレクタＣに印加される電圧が負電圧となる期間がある。
【００５６】
このように、本実施形態によれば、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆ(ここでは４０ｍＶ)より小さい段階でも、電磁比例弁１を流れ続けようとする電流を迅速に消費できるので、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１を目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる。
【００５７】
そして、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆより小さい段階で、比較器７により検出電圧Ｖｄが目標電圧Ｖｔより小さくなったことが分かると、駆動回路１１はＰＷＭのデューティ比を上げることにより、実際の駆動電流Ｉ１を大きくする。この時、フライホイールダイオード１５に流れる電流が一定以下に下がっていなければ、フライホイールダイオード１５の逆回復時間の間、電源２７からフライホイールダイオード１５に電流が流れる可能性がある。そこで、その電流を流す整流ダイオード２３が設けられている。これにより、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１をその電流から保護することができる。
【００５８】
フライホイールダイオード１５に流れる電流が一定以下に下がれば、電源２７からの電流はフライホイールダイオード１５によってブロックされるので、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１を保護することができる。
【００５９】
なお、図３に示す電磁比例弁駆動回路１０３において、出力トランジスタ１１３のコレクタＣには０Ｖより低い電圧は印加されない(図５)。しかしながら、本実施形態では上述したように、第１のトランジスタ１３のコレクタＣには負電圧が印加される(図２)。従って、第１のトランジスタ１３の耐圧を大きく設定する必要がある。
【００６０】
以上説明したように、本実施形態によれば、目標電圧Ｖｔが基準電圧値Ｖｒｅｆより小さくなると(目標駆動電流が予め定められた値より小さくなると)、第１のトランジスタ１３のオフ時に第２のトランジスタ１７がオフするようにしている。これにより、第２のトランジスタ１７が抵抗となること、並びに、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１を動作させることで、電磁比例弁１を流れ続けようとする電流を迅速に消費するようにしている。従って、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１を目標駆動電流に対して追従性を良くすることができる。
【００６１】
また、本実施形態によれば、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１と並列に接続された整流ダイオード２３を備えている。これにより、フライホイールダイオード１５の逆回復の期間中に電源２７からフライホイールダイオード１５に電流が流れても、その電流を整流ダイオード２３に流すことができるので、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１を保護することができる。
【００６２】
さらに、本実施形態によれば、シャント抵抗９により、電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流に応じて生成される検出電圧Ｖｄと、第２のトランジスタ１７のベースＢ電圧と、を生成している。従って、検出電圧ＶｄとベースＢ電圧とを異なる回路素子で生成するよりも、電磁比例弁駆動回路３をコンパクトにすることができる。
【００６３】
本実施形態によれば、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３により構成される回路(以下、電流消費回路)を備える。電流消費回路は、第２のトランジスタ１７と、これに並列接続されている電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３と、を備えた構成にしているので、それらの素子を一カ所に集中させることができる。従って、電磁比例弁駆動回路３に電流消費回路を組み込むことが容易である。
【００６４】
上記電流消費回路が故障した場合について説明する。第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３の少なくとも一つがショートモードで故障した場合、すなわち、これらの少なくとも一つがショート状態になった場合、電流消費回路は図３に示す接地されたフライホイールダイオード１１５と等価な回路となる。従って、電流消費回路によって、接地されたフライホイールダイオード１１５を備えたことによる効果を得ることができる。
【００６５】
第２のトランジスタ１７がオープンモードで故障した場合、すなわち、第２のトランジスタ１７が故障して、第２のトランジスタ１７がオフ状態となった場合、目標駆動電流が予め定められた値より大きい段階でも、電流消費回路が動作する。この場合、電磁比例弁駆動回路３でのノイズのレベルが高くなるが、電磁比例弁駆動回路３の動作には大きな問題が生じない。
【００６６】
電圧保持用コンデンサ１９がオープンモードで故障した場合、目標駆動電流が予め定められた値より小さい段階において電圧保持用コンデンサ１９に電流が流れようとすると、電流が大きく上昇する。これにより、電磁比例弁駆動回路３でのノイズのレベルが高くなるが、電磁比例弁駆動回路３の動作には大きな問題が生じない。
【００６７】
クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３に対して冗長構成を加えることで、これらの素子の故障に対応することができる。なお、冗長構成を加える場合、それに応じて第１のトランジスタ１３の耐圧を設定する必要がある。
【００６８】
以上により、本実施形態によれば、電流消費回路が故障しても、電磁比例弁駆動回路３の動作を急に止めることなく、動作を継続することができる。油圧制御で大きな質量を移動させる場合(例えば建設機械、クレーン)、油圧制御を急停止するよりも、一定時間動作を続ける方が安全である。従って、本実施形態によれば、油圧制御で大きな質量を移動させる場合に有効である。
【００６９】
なお、本実施形態において、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９、クランプダイオード２１及び整流ダイオード２３を電流消費回路にしている。しかしながら、第２のトランジスタ１７、電圧保持用コンデンサ１９及びクランプダイオード２１で電流消費回路を構成してもよい。
【００７０】
また、本実施形態において、ディザ発生器５、加算器６及び比較器７をマイクロコンピュータにより構成してもよい。この場合、マイクロコンピュータは、電磁比例弁１を開閉するための駆動電流(指示電圧Ｖ１に対応)の値とディザ電流値とを生成し、加算して目標駆動電流値を生成する。電磁比例弁１に供給された実際の駆動電流Ｉ１がマイクロコンピュータに送られる。マイクロコンピュータは目標駆動電流値と実際の駆動電流Ｉ１の値を比較して、ＰＷＭ信号のデューティ比を変える指令信号を駆動回路７に出力する。
【符号の説明】
【００７１】
１ 電磁比例弁
３ 電磁比例弁駆動回路
５ ディザ発生器
７ 比較器(比較部の一例)
９ シャント抵抗(検出電圧生成部の一例)
１１ 駆動回路
１３ 第１のトランジスタ
１５ フライホイールダイオード
１７ 第２のトランジスタ
１９ 電圧保持用コンデンサ
２１ クランプダイオード
２３ 整流ダイオード
２５ 抵抗
２７ 電源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と接続可能な第１の端子、電磁比例弁に接続可能な第２の端子及び制御信号が入力される第１の制御端子を含み、前記制御信号のデューティ比に応じて前記電磁比例弁に供給される駆動電流の供給経路を開閉する第１のトランジスタと、
前記電磁比例弁を開閉するための駆動電流にディザ電流を重畳した目標駆動電流の大きさと、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流の大きさと、を比較する比較部と、
前記制御信号を発生する回路であり、前記比較部による比較の結果、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が前記目標駆動電流よりも大きければ前記制御信号のデューティ比を小さくし、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が前記目標駆動電流よりも小さければ前記制御信号のデューティ比を大きくする駆動回路と、
前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流に応じて検出電圧を生成する検出電圧生成部と、
第３の端子、接地可能な第４の端子及び前記検出電圧が印加される第２の制御端子を含み、前記検出電圧に応じてオンオフする第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの前記第２の端子と前記第２のトランジスタの前記第３の端子との間に接続されたフライホイールダイオードと、
前記第３の端子と前記第４の端子との間に接続された電圧保持用コンデンサと、
前記第３の端子と前記第４の端子との間に前記電圧保持用コンデンサと並列に接続されたクランプダイオードと、を備え、
前記目標駆動電流を減少させる場合において、前記目標駆動電流が予め定められた値より大きい段階では、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２のトランジスタをオンさせ、前記目標駆動電流が前記予め定められた値より小さい段階では、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２のトランジスタをオフさせる電磁比例弁駆動回路。
【請求項２】
前記第３の端子と前記第４の端子との間に前記電圧保持用コンデンサ及び前記クランプダイオードと並列に接続された整流ダイオードを備える請求項１に記載の電磁比例弁駆動回路。
【請求項３】
前記検出電圧生成部はシャント抵抗を含み、
前記比較部は前記目標駆動電流を示す目標電圧の大きさと前記検出電圧の大きさとを比較し、
前記駆動回路は、前記比較器による比較の結果、前記検出電圧が前記目標電圧よりも大きければ前記制御信号のデューティ比を小さくし、前記検出電圧が前記目標電圧よりも小さければ前記制御信号のデューティ比を大きくする請求項１又は２に記載の電磁比例弁駆動回路。
【請求項１】
電源と接続可能な第１の端子、電磁比例弁に接続可能な第２の端子及び制御信号が入力される第１の制御端子を含み、前記制御信号のデューティ比に応じて前記電磁比例弁に供給される駆動電流の供給経路を開閉する第１のトランジスタと、
前記電磁比例弁を開閉するための駆動電流にディザ電流を重畳した目標駆動電流の大きさと、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流の大きさと、を比較する比較部と、
前記制御信号を発生する回路であり、前記比較部による比較の結果、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が前記目標駆動電流よりも大きければ前記制御信号のデューティ比を小さくし、前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流が前記目標駆動電流よりも小さければ前記制御信号のデューティ比を大きくする駆動回路と、
前記電磁比例弁に供給された実際の駆動電流に応じて検出電圧を生成する検出電圧生成部と、
第３の端子、接地可能な第４の端子及び前記検出電圧が印加される第２の制御端子を含み、前記検出電圧に応じてオンオフする第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの前記第２の端子と前記第２のトランジスタの前記第３の端子との間に接続されたフライホイールダイオードと、
前記第３の端子と前記第４の端子との間に接続された電圧保持用コンデンサと、
前記第３の端子と前記第４の端子との間に前記電圧保持用コンデンサと並列に接続されたクランプダイオードと、を備え、
前記目標駆動電流を減少させる場合において、前記目標駆動電流が予め定められた値より大きい段階では、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２のトランジスタをオンさせ、前記目標駆動電流が前記予め定められた値より小さい段階では、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２のトランジスタをオフさせる電磁比例弁駆動回路。
【請求項２】
前記第３の端子と前記第４の端子との間に前記電圧保持用コンデンサ及び前記クランプダイオードと並列に接続された整流ダイオードを備える請求項１に記載の電磁比例弁駆動回路。
【請求項３】
前記検出電圧生成部はシャント抵抗を含み、
前記比較部は前記目標駆動電流を示す目標電圧の大きさと前記検出電圧の大きさとを比較し、
前記駆動回路は、前記比較器による比較の結果、前記検出電圧が前記目標電圧よりも大きければ前記制御信号のデューティ比を小さくし、前記検出電圧が前記目標電圧よりも小さければ前記制御信号のデューティ比を大きくする請求項１又は２に記載の電磁比例弁駆動回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−１１７５８９（Ｐ２０１２−１１７５８９Ａ）
【公開日】平成２４年６月２１日（２０１２．６．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２６６６４４（Ｐ２０１０−２６６６４４）
【出願日】平成２２年１１月３０日（２０１０．１１．３０）
【出願人】（０００００１１９９）株式会社神戸製鋼所 (5,860)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年６月２１日（２０１２．６．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月３０日（２０１０．１１．３０）
【出願人】（０００００１１９９）株式会社神戸製鋼所 (5,860)
【Ｆターム（参考）】
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