高周波交流電源装置
【課題】ゲート用電源の構成を改善し、インバータ等を構成する複数の半導体スイッチのスイッチング周波数とスイッチング電圧を向上できる高周波交流電源装置を提供する。
【解決手段】多出力ゲート用電源７は、各ゲートドライブ回路１９に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランス１５と、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路１４を含み、トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコア１８と、このトランスコアに巻回された２次巻線１７と、トランスコアの中空部を貫通する１次巻線１６とで構成され、２次巻線は各ゲートドライブ回路に接続され、複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、直列１次巻線１６と２次巻線１７が空間距離を設けて配置され、かつ、直列１次巻線１６がプリント基板２８に配置されている。
【解決手段】多出力ゲート用電源７は、各ゲートドライブ回路１９に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランス１５と、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路１４を含み、トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコア１８と、このトランスコアに巻回された２次巻線１７と、トランスコアの中空部を貫通する１次巻線１６とで構成され、２次巻線は各ゲートドライブ回路に接続され、複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、直列１次巻線１６と２次巻線１７が空間距離を設けて配置され、かつ、直列１次巻線１６がプリント基板２８に配置されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ等を構成する複数の半導体スイッチを有し、これらの半導体スイッチをスイッチング動作させ、高周波交流電力を供給する高周波交流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のこの種の高周波交流電源装置において、直流電圧を高速でスイッチングする複数の半導体スイッチにゲート駆動用電力を供給する方法として、
例えば特許文献１に示されるように、トランスコアを共通とし複数の異なる２次巻線を有するトランスを備え、各２次巻線を、半導体スイッチを駆動する複数のゲートドライブ回路にそれぞれ接続することが行われていた。
また、他の従来技術として特許文献２に示されるように、複数個の円環状のトランスコアを、高絶縁を施したケーブル状のもので貫通連結し、各々の２次電圧を整流して半導体スイッチを駆動していた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第3991450号公報
【特許文献２】特開平5-304451号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来、特許文献１に示されるような方法において、例えば、半導体スイッチで構成され数kVの高電圧をスイッチングするインバータ回路のハイサイドのゲートに、絶縁トランスを用いたゲート用電源から駆動用電力を供給するような場合、絶縁トランスの２次巻線はGND（グランド）に対してフローティングしているため、絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間の電位差は数kVの高電圧になる。この場合、絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間を絶縁する絶縁材料中にボイドがあると、ボイド部分に局部的に高電界が印加され部分放電が発生する。
そして、半導体スイッチのスイッチング周波数が高いほど部分放電の発生頻度が高くなり、時間経過と共にトリーイングによってやがて絶縁破壊に至る確率が高まり信頼性が低下するため、通常はモールドトランスと呼ばれる樹脂封止型のトランスを使用しなければならず、コスト高となる問題があった。
また、このようなモールドトランスは内部が見えないので、劣化や汚損の状態が把握し難くメンテナンス周期を短くする必要があった。また劣化や汚損が生じた場合でも絶縁部がモールドされているので、清掃など簡便な方法によって機能を回復できないため、トランスを交換する必要がありメンテナンスコストが高くなるという問題があった。
【０００５】
一方、特許文献２に示されるように１次巻線に高絶縁を施したケーブル状のものを使用して１次巻線と２次巻線間を絶縁したトランスは、ケーブル表面の絶縁材料の誘電率が高いため、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量は通常数百〜数千pFにもなる。
このようなトランスを用いて半導体スイッチを高いスイッチング周波数で動作させると、ケーブル表面の絶縁材料部に部分放電が発生しやすくなり、１次巻線表面の絶縁材料がトリーイングによって劣化し、やがて絶縁破壊に至るため品質、信頼性の低下を招いていた。
さらに１次巻線と２次巻線間の浮遊容量が大きいと、浮遊容量を介してコモンモード電流が流れる。このようなコモンモード電流は、ノイズ輻射の原因になる他、ノイズ電流による装置の誤動作や発熱などの原因となるため、コモンモード電流を抑制する部品としてチョークコイルやフィルタを挿入する必要がありコスト高となる問題があった。
【０００６】
半導体スイッチのスイッチング周波数が高くなると、前記チョークコイルやフィルタを構成する回路基板の外形も大きくなり装置が大型化する他、回路基板自体とアース間の浮遊容量が増加するため高周波化が難しいという問題があった。
また、前記ノイズ輻射を抑制するためにトランスを金属シャーシでシールドする必要があり、このためコスト高になるだけでなく、トランスの外形サイズ・重量が大きくなり装置への取り付け作業が困難となる。
【０００７】
特許文献２に記載されるように、１次巻線として１本の高絶縁を施したケーブルで複数のトランスコアを貫通した場合、１次巻線の巻数は１ターンになり、１次側インダクタンスを高くすることができない。
同一のトランスコア材を用いてトランスコアを小型・軽量化するにはトランスを駆動するトランスドライブ回路のスイッチング周波数を高周波化する必要があった。
高速トランスドライブ回路の設計には、素子選定をはじめとした高い技術力が必要で、設計が困難だった。
従来トランスでは１次巻線の巻数を２ターン以上にするには、内径の大きな環状トランスコアを使う必要があるので、トランスコア形状が大きくなり高周波交流電源装置の小型軽量化が困難だった。
【０００８】
特許文献１に記載されるトランスコアを共通とし複数の異なる２次巻線を有するトランスから、各２次巻線の電圧を直流電圧に変換する整流回路とゲートドライブ回路を介して、各２次巻線に対応して直列に接続された複数の半導体スイッチを駆動する場合、複数のゲートドライブ回路のうち１つが故障しトランスの出力がショートすると、トランス１次側が短絡状態となり、トランス１次側の回路も連鎖的に故障してしまう。
これを防ぐため従来は各トランスの出力に短絡状態を検出するための保護回路を設けるなどの対策が必要であった。
また、トランスコアを共通としたトランスは、各２次巻線を離して絶縁するために大きなトランスコアを使う必要がありトランスが重く大型化してしまう。
前記問題を解決するためにトランスをエポキシ樹脂でモールドしたり絶縁性能の高い絶縁線を使用したりする必要がありコスト高となっていた。
【０００９】
また、直列に接続された複数の半導体スイッチでスイッチングを行った場合、スイッチング電圧は、半導体スイッチを駆動するゲートドライブ回路に駆動用電力を供給するゲート用電源の絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間の浮遊容量によるトランス結合容量と半導体スイッチの出力容量とで分圧され、出力端子に近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなり、分担電圧が高い半導体スイッチの出力容量の充放電に伴う損失が増大する問題があった。
前記の問題を解決するため、従来は各半導体スイッチにコンデンサが並列に接続され電圧が均等に分担するように出力端子に近い半導体スイッチほど大容量のコンデンサが接続されていた。そのため部品点数が多くなり、コスト高となっていた。
【００１０】
本発明は、前記のような問題を解決するためになされたもので、ゲート用電源の構成を改善し、インバータ等を構成する複数の半導体スイッチのスイッチング周波数とスイッチング電圧を向上できる高周波交流電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の高周波電源装置は、直列に接続された複数の半導体スイッチと、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源とを備え、前記多出力ゲート用電源は、前記各ゲートドライブ回路に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランスと、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路を含み、前記トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコアと、このトランスコアに巻回された２次巻線と、前記トランスコアの中空部を貫通する１次巻線とで構成され、前記２次巻線は前記各ゲートドライブ回路に接続され、前記複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、前記直列１次巻線と２次巻線が空間距離を設けて配置され、かつ、前記直列１次巻線がプリント基板に配置されている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、２次巻線が巻回された閉じた磁路を形成する複数のトランスコアの中空部を１次巻線が貫通し各トランスの１次巻線と２次巻線間は空気によって絶縁される。空気は比誘電率が1.0と最も低いため、１次巻線と２次巻線間に高周波、高電圧が印加されても、１次巻線と２次巻線間で部分放電が発生し難い。また、部分放電が発生したとしても空気は固体絶縁材料のような材料劣化がないので、信頼性・安全性が大幅に向上する。
また、１次巻線をプリント基板に配置することで１次巻線と２次巻線間の空間距離を保ちつつ複数の１次巻線をトランスコアに貫通させることが可能となる。これによりトランス１次側インダクタンスを高めることができるのでトランスコアの小型軽量化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施例１に係る高周波交流電源装置の基本的な構成を示す回路構成図である。
【図２】実施例１における制御回路の出力信号の一例を示す波形図である。
【図３】実施例１におけるゲート用電源を含む要部の構成を示す回路構成図である。
【図４】実施例１におけるゲート用電源のトランス部分の構成を示す斜視図である。
【図５】実施例１におけるトランスの詳細を示す要部平面図である。
【図６】絶縁物中にボイドが存在する場合の等価回路図である。
【図７】空気中でのコロナ開始電圧と絶縁距離の関係を表すグラフである。
【図８】インバータの１アームを構成する半導体スイッチの分担電圧を示す説明図である。
【図９】本発明の実施例１におけるゲート用電源のトランス部分の他の構成例を示す斜視図である。
【図１０】本発明の実施例２におけるゲート用電源のトランス部分の構成を示す斜視図である。
【図１１】実施例２におけるトランスの詳細を示す要部平面図である。
【図１２】実施例２におけるトランスの１次巻線の他の例を示す要部平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下図にもとづいて、本発明の実施例を詳細に説明する。
実施例１．
【００１５】
図１は高周波交流電源装置に接続する負荷としてレーザ出力を得る放電管を接続した場合の基本的な構成を示す回路構成図である。
図１において、負荷である放電管１は、誘電体コンデンサ２と放電抵抗３を含んでいる。フルブリッジインバータの４つのアームA1〜A4を構成する複数の高電圧スイッチ５は、中点を接地された直流高圧電源８の直流電圧Ea/2を高速でスイッチングして高周波交流電圧に変換し出力リアクトル４を介して放電管１に供給する。各高電圧スイッチ５は直列接続された複数のＦＥＴ等の半導体スイッチで構成され、各半導体スイッチは各ゲート回路６によって駆動される。各ゲート回路６はゲート用電源７から駆動用電力を供給されると共に、制御回路９から光発振器１０、光ファイバ１１を介してオン・オフ用の制御信号を供給される。
【００１６】
制御回路９は、フルブリッジインバータを制御する一般的なPWMジェネレータである。
図２に制御回路９から出力される制御信号S1〜S4と出力電圧Voutのタイミングチャートの一例を示す。
制御信号S1〜S4はオン時間がオフ時間よりも2td短いオン・オフ信号で、制御信号S3、S4は制御信号S1、S2よりも位相が90度進みまたは遅れたオン・オフ信号である。
前記のようにオン時間をオフ時間よりも2td短くすることで制御信号S1、S2と制御信号S3、S4の立ち上がり、立下りのタイミングが同じにならないようにデッドタイムtdが設けられる。
制御信号S1,S2がオンのときに、出力電圧Voutは+Ea、制御信号S3,S4がオンのときに、出力電圧Voutは-Eaとなり±Eaの高周波交流電圧が出力される。
前記S1〜S4のオン・オフ信号を光発振器１０で光に変換し光ファイバ１１を介してゲート回路６に伝送する。
【００１７】
前記の構成では、高電圧スイッチ５が直接高電圧をスイッチングするため、昇圧トランスは不要となる。そのため、高電圧スイッチ５で構成されるフルブリッジインバータの出力端から負荷までのインダクタンスは、ほぼ挿入する出力リアクトル４によって決まる。負荷としてレーザ出力を得る放電管１を接続した場合には出力リアクトル４は十分に小さく選定できるから、インバータの周波数を高くすることができ、放電電力を大きくすることができ、結果的にレーザ出力強度も大きくできる。
【００１８】
図３は高電圧スイッチ５、ゲート回路６、ゲート用電源７の詳細を示しており、図はフルブリッジインバータの１アーム分を示している。
高電圧スイッチ５は、直列多段接続された６個の半導体スイッチ２０で構成され、ゲート回路６は、各半導体スイッチ２０にゲート信号を供給する６個のゲートドライブ回路１９で構成されている。ゲート用電源７は、商用電源１２、AC/DCコンバータ１３、ゲートドライブ回路１９、６個のトランス１５、６個の整流回路２７で構成されている。トランスドライブ回路１４はフルブリッジ回路といった一般的なスイッチング回路でAC/DCコンバータ１３からの出力電圧をスイッチングする。
各トランス１５は、閉じた磁路を形成する複数のトランスコア１８、これらのトランスコアを貫通し直列接続された１次巻線１６、複数の１次巻線１６が外層に配置されたプリント基板２８、及びこの複数の直列１次巻線と空間距離を設けて各トランスコアに巻回された複数の２次巻線１７を有し、複数の直列１次巻線１６はトランスドライブ回路１４に接続されると共に、各２次巻線１７は対応する各ゲートドライブ回路１９に整流回路２７を介して接続されている。
【００１９】
前記の構成において、商用電源１２がAC/DCコンバータ１３に入力されるとAC/DCコンバータ１３からはトランスドライブ回路１４を駆動する直流電圧が出力される。トランスドライブ回路１４がスイッチング動作し、各トランス１５で直列１次巻線１６に交流信号が流れ、各２次巻線１７に発生した交流電圧は整流回路２７を介して直流電圧に変換されて各ゲートドライブ回路１９に供給される。
各ゲートドライブ回路１９には光ファイバ１１を通してオン・オフ信号が伝送されており、ゲートドライブ回路１９から各半導体スイッチ２０にスイッチング信号が供給される。半導体スイッチ２０はそれぞれ直列に接続されているため、１つの耐圧が小さくても全体としては、高電圧仕様を満足し得る。
【００２０】
図４、図５はゲート用電源７のトランス部分（図３のＡ−Ｂ間）の詳細構造を示す斜視図及び要部平面図である。 図４において、複数（図では６個）のトランス１５は、それぞれ閉じた磁路を形成するように円環状のトランスコア１８と、トランスコアに巻回された２次巻線１７と、全てのトランスコア１８を貫通し全ての次巻線１７に対して直列な１次巻線１６が複数配置されたプリント基板２８を有し、１次巻線は多ピン端子台２２を介してプリント基板２１上に配設されている。
即ち、図４に示すように、複数のトランスコア１８が、それらの中空部が一列に連なるように台座２３を介してプリント基板２１上に取り付けられた状態で、プリント基板２８に配置された複数の直列１次巻線１６は、全てのトランスコア１８の中空部を直線状に貫通するように配置され、その両端が多ピン端子台２２を介してプリント基板２１上に支持され、多ピン端子台２２を介して１次電流が供給される。各２次巻線１７は、その両端がプリント基板２１上の配線（図示せず）に接続され、整流回路２７を介して対応する各ゲートドライブ回路１９に直流電圧を供給する。
そして、このトランス構造においては、各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線間は空気によって絶縁される。このため、部分放電が発生し難く、部分放電が発生したとしても絶縁材料の劣化による絶縁破壊がないため信頼性・安全性が大幅に向上する。
【００２１】
トランスの１次巻線と２次巻線の間が固体絶縁材料によって絶縁された一般的な絶縁トランスは絶縁物中にボイドや不純物が存在する場合があり、ボイドや不純物のある箇所では局部的に電界強度が高くなる。
図６に絶縁物中にボイドが１個ある場合の等価回路を示す。図中、Cvはボイド２５の静電容量、C1〜C4は右図の位置に対応した絶縁物の静電容量を示している。
通常、絶縁物２６中のボイド２５は空気等の気体でできていて、その大きさは非常に小さい。絶縁物２６の電極２４間に電圧を印加すると静電容量の小さいボイド２５に高い電圧が印加され、ボイド部の電界強度が局部的に高くなる。電界強度が局部的に高くなると部分放電の発生確率が高まり、さらに半導体スイッチのスイッチング周波数が高くなるとその確率はより高まる。部分放電が発生すると絶縁物が炭化し侵食され時間経過と共に侵食された部位が発展して局部破壊を起こす。これが更に樹枝状に発達して全路破壊に至るトリーイング現象が起こる。
【００２２】
前記トランス１５のようにプリント基板２８に配置された複数の１次巻線１６を全てのトランスコア１８に貫通させて、１次巻線１６と２次巻線１７間を空間距離によって絶縁する構造にすることで、１次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量が小さくなり、高周波領域での容量性リアクタンスXcが増加する。これにより高周波領域でのインピーダンスが増加しコモンモード電流が流れるのを抑えることができる。
【００２３】
従来技術として、特許文献２に記載されるように、高絶縁が施されたケーブルのみで１次巻線と２次巻線間を絶縁する構造では部分放電を防ぐことが出来ないだけでなく、むしろ部分放電が発生しやすくなる。
絶縁距離をt、比誘電率をεsとすると、部分放電のコロナ開始電圧Vcはダーキンの実験式
Vc=163*(t/εs)^0.46 [V] ・・・(1)
で概算できる。
ケーブル表面の絶縁材料部の比誘電率は空気の比誘電率εs=１よりも高いためケーブル表面では部分放電が発生しやすい。
部分放電によりケーブル表面の絶縁材料が劣化するので、１次巻線、２次巻線間の短絡故障が生じやすく品質・信頼性が低いといった問題があった。
式(1)より空気中でのコロナ開始電圧と絶縁距離の関係をグラフ化したものが図７である。
部分放電を防ぐには絶縁の施されていない裸導体を使用し、(1)式から求まる絶縁距離以上に１次巻線と２次巻線間に空間距離を設けるなどして電界強度を均一にして、絶縁距離間における部分的な電界強度の上昇を抑える必要がある。
【００２４】
部分放電による絶縁破壊を防ぐため、一般的にはモールドトランスと呼ばれる樹脂封止型のトランスが使用される。モールドトランスは、１次巻線と２次巻線間を絶縁するため絶縁テープなどの絶縁材料を挟み込んでトランスコアに巻線を巻きつけた後、巻線間の隙間・ボイドを減らすためエポキシ樹脂などの絶縁材料でモールドしている。
【００２５】
トランスの絶縁に用いられる代表的な絶縁材料であるエポキシ樹脂の比誘電率は2.5〜6.0なのに対し空気は1.0である。静電容量CはC=(ε0εs・S)/dから計算でき、静電容量Cは比誘電率εsに比例する。比誘電率の小さな空気で絶縁することで、１次巻線と２次巻線間をエポキシ樹脂で満たして絶縁した場合と比較して１次巻線と２次巻線間の浮遊容量を1/2.5〜1/6.0に抑えることができる。また静電容量Cは距離dに反比例するので１次巻線と２次巻線間に十分な空間距離を設けることでさらに浮遊容量を小さくすることができる。
【００２６】
各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量を小さくできれば、浮遊容量を介して流れるコモンモード電流が減少し、チョークコイルやフィルタ等のノイズ対策部品が必要なくなる。また、ノイズ輻射も抑制されるため金属シャーシを必要とせずトランスが軽量化され、トランスの装置への取り付けが容易となる。
【００２７】
図３に示すような直列に接続された複数の半導体スイッチ２０を用いてスイッチング動作を行った場合、スイッチング電圧はゲート用電源７における各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量によるトランス結合容量と半導体スイッチの出力容量Coesとで分圧され、出力端子に近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなる。
半導体スイッチの出力容量Coesでの充放電損失Wcは、分担電圧をVc、スイッチング周波数をfとすると、1/2・Coes・Vc^2・ｆで求めることができ、上式より分担電圧Vcが高くなると出力容量Coesでの損失Wcは分担電圧Vcの２乗に比例して増加する。そのため分担電圧Vcが高い一部の半導体スイッチで損失Wcが大きくなるといった問題があった。
かかる問題を解決するため従来は各半導体スイッチにコンデンサが並列に接続され、電圧が均等に分担するように出力端子に近い半導体スイッチほど大容量のコンデンサが接続されていた。そのため部品点数が多くなり、コスト高となっていた。
【００２８】
図８は図１のフルブリッジインバータを構成する４つのアームA1〜A4のうちA１を例にとって、各接続点の電位が図のようになった場合の、各部分の移動電荷、分担電圧を求めたものである(実際は各接続点の電位は分圧状態によって異なるので少し電荷も異なってくる)。直流高圧電源８としてEa=±3kVを印加し、アームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6の出力容量を400pF、トランスの結合容量を10pFとすると各部分の容量値は図８の通りである。
図８(a)に示すようにアームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6全てがオン、A2がオン、A3,A4がオフの時、各出力容量の両端電圧は0V、各接続点の電位は+3kVとなりトランス結合容量10pFが充電される。図８(b)に示すようにアームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6全てがオフ、A2がオフ、A3,A4がオンで、各接続点の電位が図のようになった場合、トランス結合容量10pFから各半導体スイッチの出力容量に移動電荷が流れ込む。
図８(b)中の10nC〜60nCは、図８(a)中のQ1〜Q6がオンからオフに切り替わった際、トランス結合容量10pFにかかる電圧が図８(b)のように仮に+2kV〜-3kVである場合に移動する電荷を表している。
また、図８(b)中の400nC〜550nCは、各出力容量400pFに流れる電荷を表しており、最初に図８(b)中、左端の出力容量400pFに1kVが印加され、400nC(=400pF/1kV)の電荷が流れ、その後、接続点に流れ込んでくる上記トランス結合容量10pFからの移動電荷が加算され、各出力容量に400nC〜550nCの電荷が流れる。
出力アームに近い半導体スイッチの出力容量ほど多くの移動電荷が流れ、この各部の移動電荷を出力容量で除したものが半導体スイッチの分担電圧を等価的に表し、出力アームに近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなる。
従来は分担電圧を均等化させるため半導体スイッチQ1〜Q6にコンデンサを並列に接続し出力アームに近い半導体スイッチほど大容量コンデンサが接続されていた。
【００２９】
本実施例１によれば、各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間が空気によって絶縁されるので、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量、つまりトランス結合容量は数pF以下と小さく、トランス結合容量から出力容量への移動電荷が少ない。
このため半導体スイッチ２０の分担電圧のアンバランスが小さくなり、出力容量の充放電に伴う損失を均一化できると共に、半導体スイッチにコンデンサを並列に接続する必要がなくなり部品点数・コストを抑えることができる。
【００３０】
更に、従来は、直列多段に接続された半導体スイッチに絶縁トランスを用いて各ゲート回路に駆動用電力を供給する方法として、複数個の絶縁トランスの１次側を並列に接続し、各トランスの２次巻線に整流回路を介して該ゲート回路が接続され駆動用電力が供給されていた。
この場合、複数のゲート回路のうち１つでも故障しトランスの出力がショートするとトランス１次側が短絡状態となり、トランス１次側のトランスドライブ回路も連鎖的に故障してしまうため、各トランスの出力(２次側)に短絡電流検出のための保護回路を設けるなどの対策を行っていた。
本実施例１によれば、複数のゲートドライブ回路１９のうち１つが故障しトランス１５の出力がショートした場合でも、トランス１次側が短絡状態にならずトランス１５は継続して他のゲートドライブ回路に駆動用電力を供給することができる。
【００３１】
即ち、入力電圧Vinで巻数比N、インダクタンスL1のトランスをn個直列に接続した場合の総インダクタンスLはn・L１、インダクタンス導通時間をｔとするとこの場合の励磁電流IlはVin・t/(n・L1)である。
n個のトランスのうち１個の出力がショートした場合、ショートしたトランスは磁気飽和
を起こし１次側インダクタンスはゼロとなる。
これによりトランスの１次電圧がV１'=Vin/(n-1)に上昇するため、他の２次側の出力電圧(即ちゲートドライブ回路の出力電圧＝ゲート電圧)もV2'=Vin・N/(n-1)に上昇する。
また１次側の総インダクタンスＬ=n・L1はL'=(n-1)・L1に減少し、励磁電流ＩlがVin・t/((n-1)・L1)に増加する。
１次電流I1は２次電流I2と励磁電流との和なので、１次電流I1はI2+ Vin・t/(n・L1)からI2+ Vin・t/((n-1)・L1)に増加する。
つまり、n個のトランスのうち１個の出力がショートすると、２次側出力電圧(ゲート電圧)はV2'=Vin・N/(n-1)に増加またはゼロとなり、１次電流I1も増加するが、nが十分に大きければ２次側出力電圧及び１次電流の増加分もわずかである。
【００３２】
１次巻線を直列に接続しない従来の絶縁トランスは、少なくとも１つの２次巻線がショートすると、トランスドライブ回路が故障し、他の２次巻線の電圧が低下するため継続動作が不可能であった。
１次巻線を直列に接続した本実施例1によれば、必要耐圧に対して十分なマージンを有する半導体スイッチを用いれば、ゲート電圧がV2'=Vin・N/(n-1)に上昇するが、装置が停止することなく継続して動作可能である。
また半導体スイッチとして絶縁ゲート素子を用いた場合では、ゲート電圧が上がるとオン抵抗が下がり、損失増加が低減されるので、
半導体スイッチの分担電圧増加に伴う発熱の増加が緩和され、故障箇所のメンテナンスを行うまでの期間、装置を停止させること無く、継続動作させることが可能となり、非常に高い信頼性を確保できる。
【００３３】
更に、従来はゲートドライブ回路１９の故障を検出するには、トランスの各出力(２次
側)を監視する必要があった。本実施例１においては、１次巻線が直列である複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側がショートすると、他のトランスの２次側の出力電圧はVin・N/nからVin・N/(n-1)に増加する。
上記のように２次側の出力電圧はVin・N/(n-1)に増加するが、必要耐圧に対して十分なマージンを有する半導体スイッチを使用することで複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側がショートしても装置のメンテナンスを行うまでの期間、装置を停止することなく継続して動作が可能であるため高い信頼性が得られる。
また、複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側電圧を監視し、２次側電圧が所定のしきい値を超えた場合にゲートドライブ回路１９の動作を停止させる保護回路を備えることにより、ゲートドライブ回路１９の故障に対して容易に対処することができる。
【００３４】
また、前記のように２次側の出力電圧を監視する場合は、保護回路のある１次側と２次側をフォトカプラなどで絶縁する必要がある。本実施例１によれば、故障により出力がショートになると、１次電流はI1=I2+ Vin・ｔ/((n-1)・L1)に、１次電圧はV1'=Vin/(n-1)に増加する。従って、直列１次巻線における１次電流または１次電圧を監視し、１次電流または１次電圧が所定のしきい値を超えた場合に、ゲートドライブ回路１９の動作を停止させる保護回路を備えるようにしても、ゲートドライブ回路１９の故障に対して容易に対処することができる。
本実施例1によれば保護回路と監視電圧を絶縁することなく保護をかけられるので、複雑な回路を必要とせず、回路調整などに時間を割かれることがなくなり、設計時間の短縮とコスト削減の両方が図れる。
【００３５】
従来１次巻線を直列にしたこの種のトランスは各々のトランスコアに１次巻線を巻回し、プリント基板上にトランスコアを台座や接着剤等で固定すると共に、１次巻線はプリント基板の配線パターンで直列に接続されていた。１次巻線を複数のトランスに巻回する従来トランスは組立工数が多くコスト高となっていた。
上記問題を解決するため、銅ブスバー等の機械的剛性の高い導体を１次巻線に使用し、複数のトランスコアを、その中空部が１列に連なるように固定した後、複数のトランスコアを前記銅ブスバーで貫通連結することが行われていた。これにより、１次巻線を複数のトランスコアに巻回する手間が省かれ、組立工数は大幅に改善される。
しかし、１次巻線の巻数が２ターン以上の場合、各々の１次巻線を保持・固定するために複数の端子台と、上記複数の端子台を実装するための広い実装スペースが必要で基板サイズが大型化してしまう問題があった。
また、トランスコアに複数の１次巻線を貫通させるには内径が大きなトランスコアが必要だった。内径が大きなトランスコアは形状が大きく重いためプリント基板への実装が困難で電源装置全体の小型化が難しく、コスト高になる。さらに１次巻線の耐振動性を向上させるため１次巻線には機械的剛性の高いブスバー等を使用する必要があり、やはりコスト高となっていた。
本実施例１によれば、ゲート用電源７を構成する複数のトランス１５の複数の１次巻線１６はプリント基板２８に配置される。プリント基板２８に配置された複数の１次巻線１６の両端は多ピン端子台２２を介して一括してプリント基板２１上の配線に接続されるので、実装スペースが抑えられると共に組み立てが簡単になり、装置の小型化と組み立て工数の削減が図れる。さらに１次巻線１６である配線パターンはプリント基板２８上に固定され、銅ブスバー等を使用する必要が無くなる。１次巻線１６はプリント基板２８の製造精度で高密度配線が可能なので１次巻線１６の巻数が２ターン以上の場合でも内径が小さなトランスコアを使用でき電源装置全体の小型化とコスト削減が図れる。
【００３６】
一般的にトランスを小型化するため、スイッチング周波数は数百kHzの高周波に設定される。１次巻線を流れる電流のスイッチング周波数が数百kHzの高周波になると１次電流は導体内部には流れず、表皮効果のため導体表面近傍にしか流れない。
従来は、１次巻線として、機械的剛性を得るための理由で必要以上に肉厚で高コストの銅ブスバー等を使用していた。
本実施例1に示すように１次巻線にプリント基板上の配線パターンを使用した場合、配線パターンの厚さはスイッチング周波数が数百kHz時の表皮効果の表皮深さよりも十分に薄いため、１次電流は配線パターン全体に流れる。上記、配線パターンはプリント基板に固定されており、プリント基板に剛性があるので複数のトランスコアを貫通しやすい。
本実施例1によれば、必要最小限の導体で高い剛性を持つ１次巻線が低コストに得られる。
【００３７】
従来は実装スペースやコスト削減といった製造上の制約から１次巻線の巻数N1を増やして１次側インダクタンス値を大きくすることが困難であったため、スイッチング周波数を高くし、トランスが磁気飽和を起さないようにピーク電流を抑える必要があった。
トランス１次巻線には励磁電流Ilと出力電流Ioからなる１次電流I1が流れ、励磁電流IlはIl= Vin・ton/L1から求められる。また、１次側インダクタンスL1はL1= μ・S・N1^2/lから算出でき、励磁電流Ilは巻数N1の２乗に比例する。従来はスイッチング周波数を高くし、オン時間tonを短くしたり、トランスコア断面積Sを大きくすることで励磁電流Ilを小さくし、ピーク電流Ipkを抑えていた。
本実施例１によれば実装スペースを抑えつつ１次巻線の巻数N1を容易に増やすことができ、励磁電流Ilは巻数N1の２乗に反比例するのでスイッチング周波数を高くすることなくピーク電流Ipkを抑えることが可能である。
スイッチング周波数の低周波化により部分放電の発生頻度が低減するだけでなくコモンモード電流も減少するので電源の低ノイズ化が図れる。またコア断面積の小さなトランスコアが使用可能となるので電源装置全体の小型化ができる。
トランスを駆動するトランスドライブ回路の設計には、素子選定をはじめとした高い技術力が必要で、設計が困難だった。本実施例1によれば、スイッチング周波数が低周波化され、トランスドライブ回路設計者の設計負荷を軽減できる。
【００３８】
更に、トランスコアが小型・軽量化されることで、複数のトランス１５をプリント基板２１上に実装可能となり、取り付け性が向上すると共に、台座２３を介してトランスがはんだ付けによって固定されるため耐振動性が向上する。またプリント基板上の配線パターンのノイズシールド効果により、プリント基板２１の裏面方向へのトランスからの輻射ノイズがシールドされる。
このようにプリント基板上にトランスを実装することで、配線部材、トランスや端子台といった構造体とシールド板とを兼ね備えたゲート用電源が構成でき、トランスの１次巻線と２次巻線間の距離と位置、空間・沿面距離といった絶縁距離を、プリント基板の製造精度で極めて高精度に制御可能であると共に、配線が簡便な低ノイズ高周波交流電源装置が得られる。
【００３９】
また、本実施例１によれば、独立した複数のトランスコア１８に２次巻線１７が巻かれるため、２次巻線１７間は空間距離を設けて絶縁され、トランスコアを小型・軽量化できると共にエポキシ樹脂でモールドする必要がないためコストを抑えることができる。
また、本実施例１によれば、各トランス１５は広く流通している部材を用いて構成可能なため汎用性に優れ、構成部材は極めて安価であるため、モールドトランスを用いた従来の装置と比較して安価な高周波交流電源装置が得られる。
また、本実施例１によれば、各トランス１５を樹脂で封止する必要が無く、汚損状態を目で見て確認できるためメンテナンス時期を容易に確認できるほか、ハケなどでトランスコア周辺を清掃することによって簡便に機能を回復することができるためメンテナンスコストを抑えることができる。
【００４０】
従来、複数のトランスコアに１次巻線が貫通するこの種のトランスでは１次巻線に銅ブスバー等が用いられており、１次巻線の両端を端子台にネジ締め固定していたが、ネジ締め時にネジ回転方向に１次巻線も動いてしまい、トランスコア中心から１次巻線がズレ易く、高い精度で１次巻線を各トランスコアの中心に貫通させることが困難であった。
そのため、１次巻線と２次巻線間の距離が部分的に短くなり、１次巻線と２次巻線間の距離が短い部分で部分放電の発生確率が高まり、コモンモード電流が増加するといった問題があった。
本実施例1によれば１次巻線をプリント基板に配置し、図４に示すように複数の１次巻線と多ピン構造の多ピン端子台２２をはんだ付けなどで接続することで、従来のネジ締め固定とは異なり１次巻線を端子台に固定する際に１次巻線が動かないため、高い精度で１次巻線を各トランスコア中心に貫通させることが出来る。
１次巻線を高い精度で各トランスコア中心に貫通させることが出来るため、１次巻線と２次巻線間の距離を均等に保つことができ、部分放電の発生を抑えるとともに、コモンモード電流の少ない低ノイズ多出力ゲート電源が得られる。
【００４１】
以上のように本発明の実施例１に係る高周波交流電源装置によれば、直列に接続された複数の半導体スイッチ２０と、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路１９と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源７とを備え、多出力ゲート用電源７は、各ゲートドライブ回路１９に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランス１５と、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路１４を含み、トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコア１８と、このトランスコアに巻回された２次巻線１７と、トランスコアの中空部を貫通する１次巻線１６とで構成され、２次巻線は各ゲートドライブ回路に接続され、複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、直列１次巻線１６と２次巻線１７が空間距離を設けて配置され、かつ、直列１次巻線１６がプリント基板２８に配置されているので、トランスの１次巻線と２次巻線間の絶縁性能を向上させると共に浮遊容量を低減し、巻線間の絶縁が容易に取れ、かつ小型・軽量、低コストのゲート用電源を構成でき、直列多段接続されたインバータ等の半導体スイッチのスイッチング周波数とスイッチング電圧を高めることができる。
さらに、１次巻線はプリント基板に固定され、銅ブスバー等を使用する必要が無く、１次巻線はプリント基板の製造精度で高密度配線が可能なので１次巻線の巻数が２ターン以上の場合でも内径が小さなトランスコアを使用でき電源装置全体の小型化とコスト削減が図れる。
【００４２】
なお、本実施例1ではトロイダル状(環状)のトランスコアを例に説明したが、トロイダル状(環状)のトランスコア以外でも閉じた磁路が形成されるため、図９に示すような角型のトランスコアでも、トロイダル状(環状)のトランスコアと同様に本実施例1で説明したような効果が得られることは言うまでも無い。
この場合、トランスコアが角型であることで、トロイダル状(環状)のトランスコアと比較して、トランスコアとトランスコア取り付け面の接触面積が広いので、安定してトランスコアを基板に固定できるため台座を必要とせず、耐振動性が向上するとともに信頼性が向上し、コストと組み立て工数が削減される。
また一般的に角型のトランスコアには、トランスコアを分割できるものがあり、１次巻線を配線後に、トランスコアを組み立てることで、トランスコア中空部に１次巻線を配置することができ、組み立て性が向上する。
【００４３】
また、本実施例1ではギャップ(スリット)がないトランスコアを例に説明したが、トランスコアに軽微なギャップ(スリット)がある場合でも、ギャップ(スリット)間でも磁束が連続しており、閉じた磁路が形成されるため、ギャップ(スリット)がないトランスコアと同様な効果が得られる。
またギャップ(スリット)を設けることで、トランスコアを基板に固定した後、１次巻線をトランスコアに貫通させることなく、ギャップ(スリット)を通して１次巻線をトランスコア中空部に配置することができるので組み立て性が向上する。
【００４４】
本実施例1では部分放電が発生しても１次巻線と２次巻線間は空気によって絶縁されているため従来のモールドトランスのように部分放電が発生することで起きるトリーイング現象による絶縁破壊が起こらず、装置を停止させること無く継続して運転を行うことができる。
従って、本実施例1と異なり１次巻線と２次巻線間の距離が短い場合やトランスが汚損した場合は部分放電を発生しやすいが、部分放電発生時に生成されるオゾンによって装置内部への害虫やネズミ等の侵入を防止することができる（オゾンにはハエやゴキブリ等の害虫やネズミ等の忌避効果、殺虫や害虫の活動の抑制効果がある）。
上記のように１次巻線と２次巻線間に部分放電が発生する場合はオゾンが生成されオゾンによって害虫やネズミ等が装置に侵入することで起きる故障、短絡事故などを防止できるため装置の信頼性が高まる。
【００４５】
実施例２．
図１０、及び図１１は、ゲート用電源７におけるトランス部分の他の構成例を示す斜視図及び要部平面図である。
図１０において、複数のトランスコア１８は、それらの中空部が一列に連なるように台座２３を介してプリント基板２１上に取り付けられる。複数の直列１次巻線１６は多層プリント基板２９の内層を通り、全てのトランスコア１８の中空部を直線状に貫通するように配置される。１次巻線１６の両端は多ピン端子台２２でプリント基板２１上に支持され、前記多ピン端子台２２を介して１次巻線１６には１次電流が供給される。各２次巻線１７は、その両端がプリント基板２１上の配線に接続され、整流回路２７を介して対応する各ゲートドライブ回路１９に直流電圧を供給する。
【００４６】
本実施例２においては、図１１に詳細を示すように、複数のトランス１５は、２次巻線１７が各トランスコア１８の中心よりトランスコアのプリント基板取り付け部側（台座２３側）に偏って巻かれ、複数の直列１次巻線１６は多層プリント基板２９の内層を通り、多ピン端子台２２を介してプリント基板上の配線に接続される。
上記実施例１に示すように複数の１次巻線を外層に配置した場合、導電性の汚損物質により複数の１次巻線間が短絡するのを防ぐため、プリント基板外装に絶縁性コーティング材等を塗布し、１次巻線間を絶縁する必要があった。
また、確実に汚損物質による１次巻線間の短絡を防ぐため絶縁性コーティング材の膜厚を管理する必要があったが、複数の１次巻線を多層プリント基板２９の内層に配置することで確実に１次巻線間を絶縁することができ、１次巻線間の短絡故障に対する信頼性を高めることができると共に、プリント基板に絶縁性コーティング材等を塗布する必要がないので、加工数削減によるコスト低減が図れる。
【００４７】
一般的にトランスの巻線はトランスコア全体に均一に起磁力を発生させるためトランスコア全周に均一に巻かれるが、２次巻線をコア全周に均一に巻いた場合は、１次巻線がトランスコアの中心を通るときに１次巻線と２次巻線間の空間距離、つまり絶縁性能が最大になると共に浮遊容量が最小となる。従って、図１１に示されるように、２次巻線１７をトランスコア１８の中心より下のトランスコア取り付け部側に偏らせて巻き、１次巻線１６を２次巻線１７の偏りとは反対側に偏らせて複数のトランスコア１８に貫通させることで、１次巻線１６がトランスコア１８の中心を通るときよりも１次巻線１６と２次巻線１７間の空間距離を容易に大きくできるため、所望の絶縁距離を取りやすくトランスコアを小型・軽量化できる。
また１次巻線１６と２次巻線１７の間の浮遊容量は距離に反比例するので、前記のように１次巻線１６と２次巻線１７間の空間距離を大きくすることで、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量が小さくなり、浮遊容量を介して流れるコモンモード電流を抑制できる。
【００４８】
更に、一般的に振動などによって巻線が動くと巻線とトランスコアが擦れて巻線の絶縁皮膜が剥がれる恐れがあるため、巻線をトランスコアに接着剤で固定するなどの対策が施されるが、巻線をコア全周に均一に巻いた場合は、コア全周に接着剤を塗布する必要があり組み立て工数、加工時間が長くなるためコスト高となる。
本実施例２のように、２次巻線１７をトランスコア１８の中心より、トランスコア取り付け部の方向に偏らせて巻くことで、コアと取り付け面との接着の際に巻線も同時に接着固定できるので、組み立て性・加工時間が改善されるだけでなく巻線の配線長を短くでき、コストを抑えることができる。
【００４９】
なお、このような構成とした場合であっても、上記実施例１と同様の効果を奏することは、言うまでもない。
また、本実施例２ではトロイダル状(環状)のトランスコアを例に説明したが、トロイダル状(環状)のトランスコア以外でも閉じた磁路が形成されるため、図１２に示すような角型のトランスコアでも、トロイダル状(環状)のトランスコアと同様に本実施例２で説明したような効果が得られることは言うまでも無い。
この場合、トランスコアが角型であることで、トロイダル状(環状)のトランスコアと比較して、トランスコアとトランスコア取り付け面の接触面積が広いので、安定してトランスコアを基板に固定できるため台座を必要とせず、耐振動性が向上するとともに信頼性が向上し、コストと組み立て工数が削減される。
また一般的に角型のトランスコアには、トランスコアを分割できるものがあり、１次巻線を配線後に、トランスコアを組み立てることで、トランスコア中空部に１次巻線を配置することができ、組み立て性が向上する。
【００５０】
また、本実施例２ではギャップ(スリット)がないトランスコアを例に説明したが、トランスコアに軽微なギャップ(スリット)がある場合でも、ギャップ(スリット)間でも磁束が連続しており、閉じた磁路が形成されるため、ギャップ(スリット)がないトランスコアと同様な効果が得られる。
またギャップ(スリット)を設けることで、トランスコアを基板に固定した後、１次巻線をトランスコアに貫通させることなく、ギャップ(スリット)を通して１次巻線をトランスコア中空部に配置することができるので組み立て性が向上する。
【符号の説明】
【００５１】
１ 放電管、２ 誘電体コンデンサ、３ 放電抵抗、４ 出力リアクトル、５ 高電圧スイッチ、６ ゲート回路、７ ゲート用電源、８ 直流高圧電源、９ 制御回路、１０
光発振器、１１ 光ファイバ、１２ 商用電源、１３ AC/DCコンバータ、１４ トランスゲートドライブ回路、１５ トランス、１６ １次巻線、１７ ２次巻線、１８ トランスコア、１９ ゲートドライブ回路、２０ 半導体スイッチ、２１ プリント基板、２２ 多ピン端子台、２３ 台座、２４ 電極、２５ ボイド、２６ 絶縁物、２７ 整流回路、２８ プリント基板、２９ 多層プリント基板
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ等を構成する複数の半導体スイッチを有し、これらの半導体スイッチをスイッチング動作させ、高周波交流電力を供給する高周波交流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のこの種の高周波交流電源装置において、直流電圧を高速でスイッチングする複数の半導体スイッチにゲート駆動用電力を供給する方法として、
例えば特許文献１に示されるように、トランスコアを共通とし複数の異なる２次巻線を有するトランスを備え、各２次巻線を、半導体スイッチを駆動する複数のゲートドライブ回路にそれぞれ接続することが行われていた。
また、他の従来技術として特許文献２に示されるように、複数個の円環状のトランスコアを、高絶縁を施したケーブル状のもので貫通連結し、各々の２次電圧を整流して半導体スイッチを駆動していた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第3991450号公報
【特許文献２】特開平5-304451号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来、特許文献１に示されるような方法において、例えば、半導体スイッチで構成され数kVの高電圧をスイッチングするインバータ回路のハイサイドのゲートに、絶縁トランスを用いたゲート用電源から駆動用電力を供給するような場合、絶縁トランスの２次巻線はGND（グランド）に対してフローティングしているため、絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間の電位差は数kVの高電圧になる。この場合、絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間を絶縁する絶縁材料中にボイドがあると、ボイド部分に局部的に高電界が印加され部分放電が発生する。
そして、半導体スイッチのスイッチング周波数が高いほど部分放電の発生頻度が高くなり、時間経過と共にトリーイングによってやがて絶縁破壊に至る確率が高まり信頼性が低下するため、通常はモールドトランスと呼ばれる樹脂封止型のトランスを使用しなければならず、コスト高となる問題があった。
また、このようなモールドトランスは内部が見えないので、劣化や汚損の状態が把握し難くメンテナンス周期を短くする必要があった。また劣化や汚損が生じた場合でも絶縁部がモールドされているので、清掃など簡便な方法によって機能を回復できないため、トランスを交換する必要がありメンテナンスコストが高くなるという問題があった。
【０００５】
一方、特許文献２に示されるように１次巻線に高絶縁を施したケーブル状のものを使用して１次巻線と２次巻線間を絶縁したトランスは、ケーブル表面の絶縁材料の誘電率が高いため、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量は通常数百〜数千pFにもなる。
このようなトランスを用いて半導体スイッチを高いスイッチング周波数で動作させると、ケーブル表面の絶縁材料部に部分放電が発生しやすくなり、１次巻線表面の絶縁材料がトリーイングによって劣化し、やがて絶縁破壊に至るため品質、信頼性の低下を招いていた。
さらに１次巻線と２次巻線間の浮遊容量が大きいと、浮遊容量を介してコモンモード電流が流れる。このようなコモンモード電流は、ノイズ輻射の原因になる他、ノイズ電流による装置の誤動作や発熱などの原因となるため、コモンモード電流を抑制する部品としてチョークコイルやフィルタを挿入する必要がありコスト高となる問題があった。
【０００６】
半導体スイッチのスイッチング周波数が高くなると、前記チョークコイルやフィルタを構成する回路基板の外形も大きくなり装置が大型化する他、回路基板自体とアース間の浮遊容量が増加するため高周波化が難しいという問題があった。
また、前記ノイズ輻射を抑制するためにトランスを金属シャーシでシールドする必要があり、このためコスト高になるだけでなく、トランスの外形サイズ・重量が大きくなり装置への取り付け作業が困難となる。
【０００７】
特許文献２に記載されるように、１次巻線として１本の高絶縁を施したケーブルで複数のトランスコアを貫通した場合、１次巻線の巻数は１ターンになり、１次側インダクタンスを高くすることができない。
同一のトランスコア材を用いてトランスコアを小型・軽量化するにはトランスを駆動するトランスドライブ回路のスイッチング周波数を高周波化する必要があった。
高速トランスドライブ回路の設計には、素子選定をはじめとした高い技術力が必要で、設計が困難だった。
従来トランスでは１次巻線の巻数を２ターン以上にするには、内径の大きな環状トランスコアを使う必要があるので、トランスコア形状が大きくなり高周波交流電源装置の小型軽量化が困難だった。
【０００８】
特許文献１に記載されるトランスコアを共通とし複数の異なる２次巻線を有するトランスから、各２次巻線の電圧を直流電圧に変換する整流回路とゲートドライブ回路を介して、各２次巻線に対応して直列に接続された複数の半導体スイッチを駆動する場合、複数のゲートドライブ回路のうち１つが故障しトランスの出力がショートすると、トランス１次側が短絡状態となり、トランス１次側の回路も連鎖的に故障してしまう。
これを防ぐため従来は各トランスの出力に短絡状態を検出するための保護回路を設けるなどの対策が必要であった。
また、トランスコアを共通としたトランスは、各２次巻線を離して絶縁するために大きなトランスコアを使う必要がありトランスが重く大型化してしまう。
前記問題を解決するためにトランスをエポキシ樹脂でモールドしたり絶縁性能の高い絶縁線を使用したりする必要がありコスト高となっていた。
【０００９】
また、直列に接続された複数の半導体スイッチでスイッチングを行った場合、スイッチング電圧は、半導体スイッチを駆動するゲートドライブ回路に駆動用電力を供給するゲート用電源の絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間の浮遊容量によるトランス結合容量と半導体スイッチの出力容量とで分圧され、出力端子に近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなり、分担電圧が高い半導体スイッチの出力容量の充放電に伴う損失が増大する問題があった。
前記の問題を解決するため、従来は各半導体スイッチにコンデンサが並列に接続され電圧が均等に分担するように出力端子に近い半導体スイッチほど大容量のコンデンサが接続されていた。そのため部品点数が多くなり、コスト高となっていた。
【００１０】
本発明は、前記のような問題を解決するためになされたもので、ゲート用電源の構成を改善し、インバータ等を構成する複数の半導体スイッチのスイッチング周波数とスイッチング電圧を向上できる高周波交流電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の高周波電源装置は、直列に接続された複数の半導体スイッチと、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源とを備え、前記多出力ゲート用電源は、前記各ゲートドライブ回路に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランスと、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路を含み、前記トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコアと、このトランスコアに巻回された２次巻線と、前記トランスコアの中空部を貫通する１次巻線とで構成され、前記２次巻線は前記各ゲートドライブ回路に接続され、前記複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、前記直列１次巻線と２次巻線が空間距離を設けて配置され、かつ、前記直列１次巻線がプリント基板に配置されている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、２次巻線が巻回された閉じた磁路を形成する複数のトランスコアの中空部を１次巻線が貫通し各トランスの１次巻線と２次巻線間は空気によって絶縁される。空気は比誘電率が1.0と最も低いため、１次巻線と２次巻線間に高周波、高電圧が印加されても、１次巻線と２次巻線間で部分放電が発生し難い。また、部分放電が発生したとしても空気は固体絶縁材料のような材料劣化がないので、信頼性・安全性が大幅に向上する。
また、１次巻線をプリント基板に配置することで１次巻線と２次巻線間の空間距離を保ちつつ複数の１次巻線をトランスコアに貫通させることが可能となる。これによりトランス１次側インダクタンスを高めることができるのでトランスコアの小型軽量化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施例１に係る高周波交流電源装置の基本的な構成を示す回路構成図である。
【図２】実施例１における制御回路の出力信号の一例を示す波形図である。
【図３】実施例１におけるゲート用電源を含む要部の構成を示す回路構成図である。
【図４】実施例１におけるゲート用電源のトランス部分の構成を示す斜視図である。
【図５】実施例１におけるトランスの詳細を示す要部平面図である。
【図６】絶縁物中にボイドが存在する場合の等価回路図である。
【図７】空気中でのコロナ開始電圧と絶縁距離の関係を表すグラフである。
【図８】インバータの１アームを構成する半導体スイッチの分担電圧を示す説明図である。
【図９】本発明の実施例１におけるゲート用電源のトランス部分の他の構成例を示す斜視図である。
【図１０】本発明の実施例２におけるゲート用電源のトランス部分の構成を示す斜視図である。
【図１１】実施例２におけるトランスの詳細を示す要部平面図である。
【図１２】実施例２におけるトランスの１次巻線の他の例を示す要部平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下図にもとづいて、本発明の実施例を詳細に説明する。
実施例１．
【００１５】
図１は高周波交流電源装置に接続する負荷としてレーザ出力を得る放電管を接続した場合の基本的な構成を示す回路構成図である。
図１において、負荷である放電管１は、誘電体コンデンサ２と放電抵抗３を含んでいる。フルブリッジインバータの４つのアームA1〜A4を構成する複数の高電圧スイッチ５は、中点を接地された直流高圧電源８の直流電圧Ea/2を高速でスイッチングして高周波交流電圧に変換し出力リアクトル４を介して放電管１に供給する。各高電圧スイッチ５は直列接続された複数のＦＥＴ等の半導体スイッチで構成され、各半導体スイッチは各ゲート回路６によって駆動される。各ゲート回路６はゲート用電源７から駆動用電力を供給されると共に、制御回路９から光発振器１０、光ファイバ１１を介してオン・オフ用の制御信号を供給される。
【００１６】
制御回路９は、フルブリッジインバータを制御する一般的なPWMジェネレータである。
図２に制御回路９から出力される制御信号S1〜S4と出力電圧Voutのタイミングチャートの一例を示す。
制御信号S1〜S4はオン時間がオフ時間よりも2td短いオン・オフ信号で、制御信号S3、S4は制御信号S1、S2よりも位相が90度進みまたは遅れたオン・オフ信号である。
前記のようにオン時間をオフ時間よりも2td短くすることで制御信号S1、S2と制御信号S3、S4の立ち上がり、立下りのタイミングが同じにならないようにデッドタイムtdが設けられる。
制御信号S1,S2がオンのときに、出力電圧Voutは+Ea、制御信号S3,S4がオンのときに、出力電圧Voutは-Eaとなり±Eaの高周波交流電圧が出力される。
前記S1〜S4のオン・オフ信号を光発振器１０で光に変換し光ファイバ１１を介してゲート回路６に伝送する。
【００１７】
前記の構成では、高電圧スイッチ５が直接高電圧をスイッチングするため、昇圧トランスは不要となる。そのため、高電圧スイッチ５で構成されるフルブリッジインバータの出力端から負荷までのインダクタンスは、ほぼ挿入する出力リアクトル４によって決まる。負荷としてレーザ出力を得る放電管１を接続した場合には出力リアクトル４は十分に小さく選定できるから、インバータの周波数を高くすることができ、放電電力を大きくすることができ、結果的にレーザ出力強度も大きくできる。
【００１８】
図３は高電圧スイッチ５、ゲート回路６、ゲート用電源７の詳細を示しており、図はフルブリッジインバータの１アーム分を示している。
高電圧スイッチ５は、直列多段接続された６個の半導体スイッチ２０で構成され、ゲート回路６は、各半導体スイッチ２０にゲート信号を供給する６個のゲートドライブ回路１９で構成されている。ゲート用電源７は、商用電源１２、AC/DCコンバータ１３、ゲートドライブ回路１９、６個のトランス１５、６個の整流回路２７で構成されている。トランスドライブ回路１４はフルブリッジ回路といった一般的なスイッチング回路でAC/DCコンバータ１３からの出力電圧をスイッチングする。
各トランス１５は、閉じた磁路を形成する複数のトランスコア１８、これらのトランスコアを貫通し直列接続された１次巻線１６、複数の１次巻線１６が外層に配置されたプリント基板２８、及びこの複数の直列１次巻線と空間距離を設けて各トランスコアに巻回された複数の２次巻線１７を有し、複数の直列１次巻線１６はトランスドライブ回路１４に接続されると共に、各２次巻線１７は対応する各ゲートドライブ回路１９に整流回路２７を介して接続されている。
【００１９】
前記の構成において、商用電源１２がAC/DCコンバータ１３に入力されるとAC/DCコンバータ１３からはトランスドライブ回路１４を駆動する直流電圧が出力される。トランスドライブ回路１４がスイッチング動作し、各トランス１５で直列１次巻線１６に交流信号が流れ、各２次巻線１７に発生した交流電圧は整流回路２７を介して直流電圧に変換されて各ゲートドライブ回路１９に供給される。
各ゲートドライブ回路１９には光ファイバ１１を通してオン・オフ信号が伝送されており、ゲートドライブ回路１９から各半導体スイッチ２０にスイッチング信号が供給される。半導体スイッチ２０はそれぞれ直列に接続されているため、１つの耐圧が小さくても全体としては、高電圧仕様を満足し得る。
【００２０】
図４、図５はゲート用電源７のトランス部分（図３のＡ−Ｂ間）の詳細構造を示す斜視図及び要部平面図である。 図４において、複数（図では６個）のトランス１５は、それぞれ閉じた磁路を形成するように円環状のトランスコア１８と、トランスコアに巻回された２次巻線１７と、全てのトランスコア１８を貫通し全ての次巻線１７に対して直列な１次巻線１６が複数配置されたプリント基板２８を有し、１次巻線は多ピン端子台２２を介してプリント基板２１上に配設されている。
即ち、図４に示すように、複数のトランスコア１８が、それらの中空部が一列に連なるように台座２３を介してプリント基板２１上に取り付けられた状態で、プリント基板２８に配置された複数の直列１次巻線１６は、全てのトランスコア１８の中空部を直線状に貫通するように配置され、その両端が多ピン端子台２２を介してプリント基板２１上に支持され、多ピン端子台２２を介して１次電流が供給される。各２次巻線１７は、その両端がプリント基板２１上の配線（図示せず）に接続され、整流回路２７を介して対応する各ゲートドライブ回路１９に直流電圧を供給する。
そして、このトランス構造においては、各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線間は空気によって絶縁される。このため、部分放電が発生し難く、部分放電が発生したとしても絶縁材料の劣化による絶縁破壊がないため信頼性・安全性が大幅に向上する。
【００２１】
トランスの１次巻線と２次巻線の間が固体絶縁材料によって絶縁された一般的な絶縁トランスは絶縁物中にボイドや不純物が存在する場合があり、ボイドや不純物のある箇所では局部的に電界強度が高くなる。
図６に絶縁物中にボイドが１個ある場合の等価回路を示す。図中、Cvはボイド２５の静電容量、C1〜C4は右図の位置に対応した絶縁物の静電容量を示している。
通常、絶縁物２６中のボイド２５は空気等の気体でできていて、その大きさは非常に小さい。絶縁物２６の電極２４間に電圧を印加すると静電容量の小さいボイド２５に高い電圧が印加され、ボイド部の電界強度が局部的に高くなる。電界強度が局部的に高くなると部分放電の発生確率が高まり、さらに半導体スイッチのスイッチング周波数が高くなるとその確率はより高まる。部分放電が発生すると絶縁物が炭化し侵食され時間経過と共に侵食された部位が発展して局部破壊を起こす。これが更に樹枝状に発達して全路破壊に至るトリーイング現象が起こる。
【００２２】
前記トランス１５のようにプリント基板２８に配置された複数の１次巻線１６を全てのトランスコア１８に貫通させて、１次巻線１６と２次巻線１７間を空間距離によって絶縁する構造にすることで、１次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量が小さくなり、高周波領域での容量性リアクタンスXcが増加する。これにより高周波領域でのインピーダンスが増加しコモンモード電流が流れるのを抑えることができる。
【００２３】
従来技術として、特許文献２に記載されるように、高絶縁が施されたケーブルのみで１次巻線と２次巻線間を絶縁する構造では部分放電を防ぐことが出来ないだけでなく、むしろ部分放電が発生しやすくなる。
絶縁距離をt、比誘電率をεsとすると、部分放電のコロナ開始電圧Vcはダーキンの実験式
Vc=163*(t/εs)^0.46 [V] ・・・(1)
で概算できる。
ケーブル表面の絶縁材料部の比誘電率は空気の比誘電率εs=１よりも高いためケーブル表面では部分放電が発生しやすい。
部分放電によりケーブル表面の絶縁材料が劣化するので、１次巻線、２次巻線間の短絡故障が生じやすく品質・信頼性が低いといった問題があった。
式(1)より空気中でのコロナ開始電圧と絶縁距離の関係をグラフ化したものが図７である。
部分放電を防ぐには絶縁の施されていない裸導体を使用し、(1)式から求まる絶縁距離以上に１次巻線と２次巻線間に空間距離を設けるなどして電界強度を均一にして、絶縁距離間における部分的な電界強度の上昇を抑える必要がある。
【００２４】
部分放電による絶縁破壊を防ぐため、一般的にはモールドトランスと呼ばれる樹脂封止型のトランスが使用される。モールドトランスは、１次巻線と２次巻線間を絶縁するため絶縁テープなどの絶縁材料を挟み込んでトランスコアに巻線を巻きつけた後、巻線間の隙間・ボイドを減らすためエポキシ樹脂などの絶縁材料でモールドしている。
【００２５】
トランスの絶縁に用いられる代表的な絶縁材料であるエポキシ樹脂の比誘電率は2.5〜6.0なのに対し空気は1.0である。静電容量CはC=(ε0εs・S)/dから計算でき、静電容量Cは比誘電率εsに比例する。比誘電率の小さな空気で絶縁することで、１次巻線と２次巻線間をエポキシ樹脂で満たして絶縁した場合と比較して１次巻線と２次巻線間の浮遊容量を1/2.5〜1/6.0に抑えることができる。また静電容量Cは距離dに反比例するので１次巻線と２次巻線間に十分な空間距離を設けることでさらに浮遊容量を小さくすることができる。
【００２６】
各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量を小さくできれば、浮遊容量を介して流れるコモンモード電流が減少し、チョークコイルやフィルタ等のノイズ対策部品が必要なくなる。また、ノイズ輻射も抑制されるため金属シャーシを必要とせずトランスが軽量化され、トランスの装置への取り付けが容易となる。
【００２７】
図３に示すような直列に接続された複数の半導体スイッチ２０を用いてスイッチング動作を行った場合、スイッチング電圧はゲート用電源７における各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量によるトランス結合容量と半導体スイッチの出力容量Coesとで分圧され、出力端子に近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなる。
半導体スイッチの出力容量Coesでの充放電損失Wcは、分担電圧をVc、スイッチング周波数をfとすると、1/2・Coes・Vc^2・ｆで求めることができ、上式より分担電圧Vcが高くなると出力容量Coesでの損失Wcは分担電圧Vcの２乗に比例して増加する。そのため分担電圧Vcが高い一部の半導体スイッチで損失Wcが大きくなるといった問題があった。
かかる問題を解決するため従来は各半導体スイッチにコンデンサが並列に接続され、電圧が均等に分担するように出力端子に近い半導体スイッチほど大容量のコンデンサが接続されていた。そのため部品点数が多くなり、コスト高となっていた。
【００２８】
図８は図１のフルブリッジインバータを構成する４つのアームA1〜A4のうちA１を例にとって、各接続点の電位が図のようになった場合の、各部分の移動電荷、分担電圧を求めたものである(実際は各接続点の電位は分圧状態によって異なるので少し電荷も異なってくる)。直流高圧電源８としてEa=±3kVを印加し、アームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6の出力容量を400pF、トランスの結合容量を10pFとすると各部分の容量値は図８の通りである。
図８(a)に示すようにアームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6全てがオン、A2がオン、A3,A4がオフの時、各出力容量の両端電圧は0V、各接続点の電位は+3kVとなりトランス結合容量10pFが充電される。図８(b)に示すようにアームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6全てがオフ、A2がオフ、A3,A4がオンで、各接続点の電位が図のようになった場合、トランス結合容量10pFから各半導体スイッチの出力容量に移動電荷が流れ込む。
図８(b)中の10nC〜60nCは、図８(a)中のQ1〜Q6がオンからオフに切り替わった際、トランス結合容量10pFにかかる電圧が図８(b)のように仮に+2kV〜-3kVである場合に移動する電荷を表している。
また、図８(b)中の400nC〜550nCは、各出力容量400pFに流れる電荷を表しており、最初に図８(b)中、左端の出力容量400pFに1kVが印加され、400nC(=400pF/1kV)の電荷が流れ、その後、接続点に流れ込んでくる上記トランス結合容量10pFからの移動電荷が加算され、各出力容量に400nC〜550nCの電荷が流れる。
出力アームに近い半導体スイッチの出力容量ほど多くの移動電荷が流れ、この各部の移動電荷を出力容量で除したものが半導体スイッチの分担電圧を等価的に表し、出力アームに近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなる。
従来は分担電圧を均等化させるため半導体スイッチQ1〜Q6にコンデンサを並列に接続し出力アームに近い半導体スイッチほど大容量コンデンサが接続されていた。
【００２９】
本実施例１によれば、各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間が空気によって絶縁されるので、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量、つまりトランス結合容量は数pF以下と小さく、トランス結合容量から出力容量への移動電荷が少ない。
このため半導体スイッチ２０の分担電圧のアンバランスが小さくなり、出力容量の充放電に伴う損失を均一化できると共に、半導体スイッチにコンデンサを並列に接続する必要がなくなり部品点数・コストを抑えることができる。
【００３０】
更に、従来は、直列多段に接続された半導体スイッチに絶縁トランスを用いて各ゲート回路に駆動用電力を供給する方法として、複数個の絶縁トランスの１次側を並列に接続し、各トランスの２次巻線に整流回路を介して該ゲート回路が接続され駆動用電力が供給されていた。
この場合、複数のゲート回路のうち１つでも故障しトランスの出力がショートするとトランス１次側が短絡状態となり、トランス１次側のトランスドライブ回路も連鎖的に故障してしまうため、各トランスの出力(２次側)に短絡電流検出のための保護回路を設けるなどの対策を行っていた。
本実施例１によれば、複数のゲートドライブ回路１９のうち１つが故障しトランス１５の出力がショートした場合でも、トランス１次側が短絡状態にならずトランス１５は継続して他のゲートドライブ回路に駆動用電力を供給することができる。
【００３１】
即ち、入力電圧Vinで巻数比N、インダクタンスL1のトランスをn個直列に接続した場合の総インダクタンスLはn・L１、インダクタンス導通時間をｔとするとこの場合の励磁電流IlはVin・t/(n・L1)である。
n個のトランスのうち１個の出力がショートした場合、ショートしたトランスは磁気飽和
を起こし１次側インダクタンスはゼロとなる。
これによりトランスの１次電圧がV１'=Vin/(n-1)に上昇するため、他の２次側の出力電圧(即ちゲートドライブ回路の出力電圧＝ゲート電圧)もV2'=Vin・N/(n-1)に上昇する。
また１次側の総インダクタンスＬ=n・L1はL'=(n-1)・L1に減少し、励磁電流ＩlがVin・t/((n-1)・L1)に増加する。
１次電流I1は２次電流I2と励磁電流との和なので、１次電流I1はI2+ Vin・t/(n・L1)からI2+ Vin・t/((n-1)・L1)に増加する。
つまり、n個のトランスのうち１個の出力がショートすると、２次側出力電圧(ゲート電圧)はV2'=Vin・N/(n-1)に増加またはゼロとなり、１次電流I1も増加するが、nが十分に大きければ２次側出力電圧及び１次電流の増加分もわずかである。
【００３２】
１次巻線を直列に接続しない従来の絶縁トランスは、少なくとも１つの２次巻線がショートすると、トランスドライブ回路が故障し、他の２次巻線の電圧が低下するため継続動作が不可能であった。
１次巻線を直列に接続した本実施例1によれば、必要耐圧に対して十分なマージンを有する半導体スイッチを用いれば、ゲート電圧がV2'=Vin・N/(n-1)に上昇するが、装置が停止することなく継続して動作可能である。
また半導体スイッチとして絶縁ゲート素子を用いた場合では、ゲート電圧が上がるとオン抵抗が下がり、損失増加が低減されるので、
半導体スイッチの分担電圧増加に伴う発熱の増加が緩和され、故障箇所のメンテナンスを行うまでの期間、装置を停止させること無く、継続動作させることが可能となり、非常に高い信頼性を確保できる。
【００３３】
更に、従来はゲートドライブ回路１９の故障を検出するには、トランスの各出力(２次
側)を監視する必要があった。本実施例１においては、１次巻線が直列である複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側がショートすると、他のトランスの２次側の出力電圧はVin・N/nからVin・N/(n-1)に増加する。
上記のように２次側の出力電圧はVin・N/(n-1)に増加するが、必要耐圧に対して十分なマージンを有する半導体スイッチを使用することで複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側がショートしても装置のメンテナンスを行うまでの期間、装置を停止することなく継続して動作が可能であるため高い信頼性が得られる。
また、複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側電圧を監視し、２次側電圧が所定のしきい値を超えた場合にゲートドライブ回路１９の動作を停止させる保護回路を備えることにより、ゲートドライブ回路１９の故障に対して容易に対処することができる。
【００３４】
また、前記のように２次側の出力電圧を監視する場合は、保護回路のある１次側と２次側をフォトカプラなどで絶縁する必要がある。本実施例１によれば、故障により出力がショートになると、１次電流はI1=I2+ Vin・ｔ/((n-1)・L1)に、１次電圧はV1'=Vin/(n-1)に増加する。従って、直列１次巻線における１次電流または１次電圧を監視し、１次電流または１次電圧が所定のしきい値を超えた場合に、ゲートドライブ回路１９の動作を停止させる保護回路を備えるようにしても、ゲートドライブ回路１９の故障に対して容易に対処することができる。
本実施例1によれば保護回路と監視電圧を絶縁することなく保護をかけられるので、複雑な回路を必要とせず、回路調整などに時間を割かれることがなくなり、設計時間の短縮とコスト削減の両方が図れる。
【００３５】
従来１次巻線を直列にしたこの種のトランスは各々のトランスコアに１次巻線を巻回し、プリント基板上にトランスコアを台座や接着剤等で固定すると共に、１次巻線はプリント基板の配線パターンで直列に接続されていた。１次巻線を複数のトランスに巻回する従来トランスは組立工数が多くコスト高となっていた。
上記問題を解決するため、銅ブスバー等の機械的剛性の高い導体を１次巻線に使用し、複数のトランスコアを、その中空部が１列に連なるように固定した後、複数のトランスコアを前記銅ブスバーで貫通連結することが行われていた。これにより、１次巻線を複数のトランスコアに巻回する手間が省かれ、組立工数は大幅に改善される。
しかし、１次巻線の巻数が２ターン以上の場合、各々の１次巻線を保持・固定するために複数の端子台と、上記複数の端子台を実装するための広い実装スペースが必要で基板サイズが大型化してしまう問題があった。
また、トランスコアに複数の１次巻線を貫通させるには内径が大きなトランスコアが必要だった。内径が大きなトランスコアは形状が大きく重いためプリント基板への実装が困難で電源装置全体の小型化が難しく、コスト高になる。さらに１次巻線の耐振動性を向上させるため１次巻線には機械的剛性の高いブスバー等を使用する必要があり、やはりコスト高となっていた。
本実施例１によれば、ゲート用電源７を構成する複数のトランス１５の複数の１次巻線１６はプリント基板２８に配置される。プリント基板２８に配置された複数の１次巻線１６の両端は多ピン端子台２２を介して一括してプリント基板２１上の配線に接続されるので、実装スペースが抑えられると共に組み立てが簡単になり、装置の小型化と組み立て工数の削減が図れる。さらに１次巻線１６である配線パターンはプリント基板２８上に固定され、銅ブスバー等を使用する必要が無くなる。１次巻線１６はプリント基板２８の製造精度で高密度配線が可能なので１次巻線１６の巻数が２ターン以上の場合でも内径が小さなトランスコアを使用でき電源装置全体の小型化とコスト削減が図れる。
【００３６】
一般的にトランスを小型化するため、スイッチング周波数は数百kHzの高周波に設定される。１次巻線を流れる電流のスイッチング周波数が数百kHzの高周波になると１次電流は導体内部には流れず、表皮効果のため導体表面近傍にしか流れない。
従来は、１次巻線として、機械的剛性を得るための理由で必要以上に肉厚で高コストの銅ブスバー等を使用していた。
本実施例1に示すように１次巻線にプリント基板上の配線パターンを使用した場合、配線パターンの厚さはスイッチング周波数が数百kHz時の表皮効果の表皮深さよりも十分に薄いため、１次電流は配線パターン全体に流れる。上記、配線パターンはプリント基板に固定されており、プリント基板に剛性があるので複数のトランスコアを貫通しやすい。
本実施例1によれば、必要最小限の導体で高い剛性を持つ１次巻線が低コストに得られる。
【００３７】
従来は実装スペースやコスト削減といった製造上の制約から１次巻線の巻数N1を増やして１次側インダクタンス値を大きくすることが困難であったため、スイッチング周波数を高くし、トランスが磁気飽和を起さないようにピーク電流を抑える必要があった。
トランス１次巻線には励磁電流Ilと出力電流Ioからなる１次電流I1が流れ、励磁電流IlはIl= Vin・ton/L1から求められる。また、１次側インダクタンスL1はL1= μ・S・N1^2/lから算出でき、励磁電流Ilは巻数N1の２乗に比例する。従来はスイッチング周波数を高くし、オン時間tonを短くしたり、トランスコア断面積Sを大きくすることで励磁電流Ilを小さくし、ピーク電流Ipkを抑えていた。
本実施例１によれば実装スペースを抑えつつ１次巻線の巻数N1を容易に増やすことができ、励磁電流Ilは巻数N1の２乗に反比例するのでスイッチング周波数を高くすることなくピーク電流Ipkを抑えることが可能である。
スイッチング周波数の低周波化により部分放電の発生頻度が低減するだけでなくコモンモード電流も減少するので電源の低ノイズ化が図れる。またコア断面積の小さなトランスコアが使用可能となるので電源装置全体の小型化ができる。
トランスを駆動するトランスドライブ回路の設計には、素子選定をはじめとした高い技術力が必要で、設計が困難だった。本実施例1によれば、スイッチング周波数が低周波化され、トランスドライブ回路設計者の設計負荷を軽減できる。
【００３８】
更に、トランスコアが小型・軽量化されることで、複数のトランス１５をプリント基板２１上に実装可能となり、取り付け性が向上すると共に、台座２３を介してトランスがはんだ付けによって固定されるため耐振動性が向上する。またプリント基板上の配線パターンのノイズシールド効果により、プリント基板２１の裏面方向へのトランスからの輻射ノイズがシールドされる。
このようにプリント基板上にトランスを実装することで、配線部材、トランスや端子台といった構造体とシールド板とを兼ね備えたゲート用電源が構成でき、トランスの１次巻線と２次巻線間の距離と位置、空間・沿面距離といった絶縁距離を、プリント基板の製造精度で極めて高精度に制御可能であると共に、配線が簡便な低ノイズ高周波交流電源装置が得られる。
【００３９】
また、本実施例１によれば、独立した複数のトランスコア１８に２次巻線１７が巻かれるため、２次巻線１７間は空間距離を設けて絶縁され、トランスコアを小型・軽量化できると共にエポキシ樹脂でモールドする必要がないためコストを抑えることができる。
また、本実施例１によれば、各トランス１５は広く流通している部材を用いて構成可能なため汎用性に優れ、構成部材は極めて安価であるため、モールドトランスを用いた従来の装置と比較して安価な高周波交流電源装置が得られる。
また、本実施例１によれば、各トランス１５を樹脂で封止する必要が無く、汚損状態を目で見て確認できるためメンテナンス時期を容易に確認できるほか、ハケなどでトランスコア周辺を清掃することによって簡便に機能を回復することができるためメンテナンスコストを抑えることができる。
【００４０】
従来、複数のトランスコアに１次巻線が貫通するこの種のトランスでは１次巻線に銅ブスバー等が用いられており、１次巻線の両端を端子台にネジ締め固定していたが、ネジ締め時にネジ回転方向に１次巻線も動いてしまい、トランスコア中心から１次巻線がズレ易く、高い精度で１次巻線を各トランスコアの中心に貫通させることが困難であった。
そのため、１次巻線と２次巻線間の距離が部分的に短くなり、１次巻線と２次巻線間の距離が短い部分で部分放電の発生確率が高まり、コモンモード電流が増加するといった問題があった。
本実施例1によれば１次巻線をプリント基板に配置し、図４に示すように複数の１次巻線と多ピン構造の多ピン端子台２２をはんだ付けなどで接続することで、従来のネジ締め固定とは異なり１次巻線を端子台に固定する際に１次巻線が動かないため、高い精度で１次巻線を各トランスコア中心に貫通させることが出来る。
１次巻線を高い精度で各トランスコア中心に貫通させることが出来るため、１次巻線と２次巻線間の距離を均等に保つことができ、部分放電の発生を抑えるとともに、コモンモード電流の少ない低ノイズ多出力ゲート電源が得られる。
【００４１】
以上のように本発明の実施例１に係る高周波交流電源装置によれば、直列に接続された複数の半導体スイッチ２０と、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路１９と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源７とを備え、多出力ゲート用電源７は、各ゲートドライブ回路１９に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランス１５と、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路１４を含み、トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコア１８と、このトランスコアに巻回された２次巻線１７と、トランスコアの中空部を貫通する１次巻線１６とで構成され、２次巻線は各ゲートドライブ回路に接続され、複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、直列１次巻線１６と２次巻線１７が空間距離を設けて配置され、かつ、直列１次巻線１６がプリント基板２８に配置されているので、トランスの１次巻線と２次巻線間の絶縁性能を向上させると共に浮遊容量を低減し、巻線間の絶縁が容易に取れ、かつ小型・軽量、低コストのゲート用電源を構成でき、直列多段接続されたインバータ等の半導体スイッチのスイッチング周波数とスイッチング電圧を高めることができる。
さらに、１次巻線はプリント基板に固定され、銅ブスバー等を使用する必要が無く、１次巻線はプリント基板の製造精度で高密度配線が可能なので１次巻線の巻数が２ターン以上の場合でも内径が小さなトランスコアを使用でき電源装置全体の小型化とコスト削減が図れる。
【００４２】
なお、本実施例1ではトロイダル状(環状)のトランスコアを例に説明したが、トロイダル状(環状)のトランスコア以外でも閉じた磁路が形成されるため、図９に示すような角型のトランスコアでも、トロイダル状(環状)のトランスコアと同様に本実施例1で説明したような効果が得られることは言うまでも無い。
この場合、トランスコアが角型であることで、トロイダル状(環状)のトランスコアと比較して、トランスコアとトランスコア取り付け面の接触面積が広いので、安定してトランスコアを基板に固定できるため台座を必要とせず、耐振動性が向上するとともに信頼性が向上し、コストと組み立て工数が削減される。
また一般的に角型のトランスコアには、トランスコアを分割できるものがあり、１次巻線を配線後に、トランスコアを組み立てることで、トランスコア中空部に１次巻線を配置することができ、組み立て性が向上する。
【００４３】
また、本実施例1ではギャップ(スリット)がないトランスコアを例に説明したが、トランスコアに軽微なギャップ(スリット)がある場合でも、ギャップ(スリット)間でも磁束が連続しており、閉じた磁路が形成されるため、ギャップ(スリット)がないトランスコアと同様な効果が得られる。
またギャップ(スリット)を設けることで、トランスコアを基板に固定した後、１次巻線をトランスコアに貫通させることなく、ギャップ(スリット)を通して１次巻線をトランスコア中空部に配置することができるので組み立て性が向上する。
【００４４】
本実施例1では部分放電が発生しても１次巻線と２次巻線間は空気によって絶縁されているため従来のモールドトランスのように部分放電が発生することで起きるトリーイング現象による絶縁破壊が起こらず、装置を停止させること無く継続して運転を行うことができる。
従って、本実施例1と異なり１次巻線と２次巻線間の距離が短い場合やトランスが汚損した場合は部分放電を発生しやすいが、部分放電発生時に生成されるオゾンによって装置内部への害虫やネズミ等の侵入を防止することができる（オゾンにはハエやゴキブリ等の害虫やネズミ等の忌避効果、殺虫や害虫の活動の抑制効果がある）。
上記のように１次巻線と２次巻線間に部分放電が発生する場合はオゾンが生成されオゾンによって害虫やネズミ等が装置に侵入することで起きる故障、短絡事故などを防止できるため装置の信頼性が高まる。
【００４５】
実施例２．
図１０、及び図１１は、ゲート用電源７におけるトランス部分の他の構成例を示す斜視図及び要部平面図である。
図１０において、複数のトランスコア１８は、それらの中空部が一列に連なるように台座２３を介してプリント基板２１上に取り付けられる。複数の直列１次巻線１６は多層プリント基板２９の内層を通り、全てのトランスコア１８の中空部を直線状に貫通するように配置される。１次巻線１６の両端は多ピン端子台２２でプリント基板２１上に支持され、前記多ピン端子台２２を介して１次巻線１６には１次電流が供給される。各２次巻線１７は、その両端がプリント基板２１上の配線に接続され、整流回路２７を介して対応する各ゲートドライブ回路１９に直流電圧を供給する。
【００４６】
本実施例２においては、図１１に詳細を示すように、複数のトランス１５は、２次巻線１７が各トランスコア１８の中心よりトランスコアのプリント基板取り付け部側（台座２３側）に偏って巻かれ、複数の直列１次巻線１６は多層プリント基板２９の内層を通り、多ピン端子台２２を介してプリント基板上の配線に接続される。
上記実施例１に示すように複数の１次巻線を外層に配置した場合、導電性の汚損物質により複数の１次巻線間が短絡するのを防ぐため、プリント基板外装に絶縁性コーティング材等を塗布し、１次巻線間を絶縁する必要があった。
また、確実に汚損物質による１次巻線間の短絡を防ぐため絶縁性コーティング材の膜厚を管理する必要があったが、複数の１次巻線を多層プリント基板２９の内層に配置することで確実に１次巻線間を絶縁することができ、１次巻線間の短絡故障に対する信頼性を高めることができると共に、プリント基板に絶縁性コーティング材等を塗布する必要がないので、加工数削減によるコスト低減が図れる。
【００４７】
一般的にトランスの巻線はトランスコア全体に均一に起磁力を発生させるためトランスコア全周に均一に巻かれるが、２次巻線をコア全周に均一に巻いた場合は、１次巻線がトランスコアの中心を通るときに１次巻線と２次巻線間の空間距離、つまり絶縁性能が最大になると共に浮遊容量が最小となる。従って、図１１に示されるように、２次巻線１７をトランスコア１８の中心より下のトランスコア取り付け部側に偏らせて巻き、１次巻線１６を２次巻線１７の偏りとは反対側に偏らせて複数のトランスコア１８に貫通させることで、１次巻線１６がトランスコア１８の中心を通るときよりも１次巻線１６と２次巻線１７間の空間距離を容易に大きくできるため、所望の絶縁距離を取りやすくトランスコアを小型・軽量化できる。
また１次巻線１６と２次巻線１７の間の浮遊容量は距離に反比例するので、前記のように１次巻線１６と２次巻線１７間の空間距離を大きくすることで、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量が小さくなり、浮遊容量を介して流れるコモンモード電流を抑制できる。
【００４８】
更に、一般的に振動などによって巻線が動くと巻線とトランスコアが擦れて巻線の絶縁皮膜が剥がれる恐れがあるため、巻線をトランスコアに接着剤で固定するなどの対策が施されるが、巻線をコア全周に均一に巻いた場合は、コア全周に接着剤を塗布する必要があり組み立て工数、加工時間が長くなるためコスト高となる。
本実施例２のように、２次巻線１７をトランスコア１８の中心より、トランスコア取り付け部の方向に偏らせて巻くことで、コアと取り付け面との接着の際に巻線も同時に接着固定できるので、組み立て性・加工時間が改善されるだけでなく巻線の配線長を短くでき、コストを抑えることができる。
【００４９】
なお、このような構成とした場合であっても、上記実施例１と同様の効果を奏することは、言うまでもない。
また、本実施例２ではトロイダル状(環状)のトランスコアを例に説明したが、トロイダル状(環状)のトランスコア以外でも閉じた磁路が形成されるため、図１２に示すような角型のトランスコアでも、トロイダル状(環状)のトランスコアと同様に本実施例２で説明したような効果が得られることは言うまでも無い。
この場合、トランスコアが角型であることで、トロイダル状(環状)のトランスコアと比較して、トランスコアとトランスコア取り付け面の接触面積が広いので、安定してトランスコアを基板に固定できるため台座を必要とせず、耐振動性が向上するとともに信頼性が向上し、コストと組み立て工数が削減される。
また一般的に角型のトランスコアには、トランスコアを分割できるものがあり、１次巻線を配線後に、トランスコアを組み立てることで、トランスコア中空部に１次巻線を配置することができ、組み立て性が向上する。
【００５０】
また、本実施例２ではギャップ(スリット)がないトランスコアを例に説明したが、トランスコアに軽微なギャップ(スリット)がある場合でも、ギャップ(スリット)間でも磁束が連続しており、閉じた磁路が形成されるため、ギャップ(スリット)がないトランスコアと同様な効果が得られる。
またギャップ(スリット)を設けることで、トランスコアを基板に固定した後、１次巻線をトランスコアに貫通させることなく、ギャップ(スリット)を通して１次巻線をトランスコア中空部に配置することができるので組み立て性が向上する。
【符号の説明】
【００５１】
１ 放電管、２ 誘電体コンデンサ、３ 放電抵抗、４ 出力リアクトル、５ 高電圧スイッチ、６ ゲート回路、７ ゲート用電源、８ 直流高圧電源、９ 制御回路、１０
光発振器、１１ 光ファイバ、１２ 商用電源、１３ AC/DCコンバータ、１４ トランスゲートドライブ回路、１５ トランス、１６ １次巻線、１７ ２次巻線、１８ トランスコア、１９ ゲートドライブ回路、２０ 半導体スイッチ、２１ プリント基板、２２ 多ピン端子台、２３ 台座、２４ 電極、２５ ボイド、２６ 絶縁物、２７ 整流回路、２８ プリント基板、２９ 多層プリント基板
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された複数の半導体スイッチと、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源とを備え、
前記多出力ゲート用電源は、前記各ゲートドライブ回路に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランスと、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路を含み、
前記トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコアと、このトランスコアに巻回された２次巻線と、前記トランスコアの中空部を貫通する１次巻線とで構成され、
前記２次巻線は前記各ゲートドライブ回路に接続され、
前記複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、
前記直列１次巻線と２次巻線が空間距離を設けて配置され、
かつ、前記直列１次巻線がプリント基板に配置されている
ことを特徴とする高周波交流電源装置。
【請求項２】
前記複数のトランスを構成する複数のトランスコアはそれらの中空部が一列に連なるように配置され、前記１次巻線は直線状の導体で構成され、前記複数のトランスコアの中空部を一括して貫通することを特徴とする請求項１記載の高周波交流電源装置。
【請求項３】
前記各トランスコアにギャップ（スリット）を形成したことを特徴とする請求項１または２記載の高周波交流電源装置。
【請求項４】
前記各２次巻線が、前記各トランスコアのプリント基板取り付け部側に偏って巻かれており、前記１次巻線がプリント基板取り付け部とは反対方向に偏ってトランスコアを貫通することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項５】
前記直列１次巻線が配置されたプリント基板は多層プリント基板で、前記直列１次巻線が多層プリント基板の内層に配置されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項６】
前記直列１次巻線における１次電流または１次電圧を監視し、前記１次電流または１次電圧が所定のしきい値を超えた場合に、前記ゲートドライブ回路の動作が停止することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項７】
前記複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側電圧を監視し、前記２次側電圧が所定のしきい値を超えた場合に、前記ゲートドライブ回路の動作が停止することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項８】
前記複数のトランスの１次巻線と２次巻線間に部分放電が発生し、オゾンが生成されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項１】
直列に接続された複数の半導体スイッチと、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源とを備え、
前記多出力ゲート用電源は、前記各ゲートドライブ回路に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランスと、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路を含み、
前記トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコアと、このトランスコアに巻回された２次巻線と、前記トランスコアの中空部を貫通する１次巻線とで構成され、
前記２次巻線は前記各ゲートドライブ回路に接続され、
前記複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、
前記直列１次巻線と２次巻線が空間距離を設けて配置され、
かつ、前記直列１次巻線がプリント基板に配置されている
ことを特徴とする高周波交流電源装置。
【請求項２】
前記複数のトランスを構成する複数のトランスコアはそれらの中空部が一列に連なるように配置され、前記１次巻線は直線状の導体で構成され、前記複数のトランスコアの中空部を一括して貫通することを特徴とする請求項１記載の高周波交流電源装置。
【請求項３】
前記各トランスコアにギャップ（スリット）を形成したことを特徴とする請求項１または２記載の高周波交流電源装置。
【請求項４】
前記各２次巻線が、前記各トランスコアのプリント基板取り付け部側に偏って巻かれており、前記１次巻線がプリント基板取り付け部とは反対方向に偏ってトランスコアを貫通することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項５】
前記直列１次巻線が配置されたプリント基板は多層プリント基板で、前記直列１次巻線が多層プリント基板の内層に配置されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項６】
前記直列１次巻線における１次電流または１次電圧を監視し、前記１次電流または１次電圧が所定のしきい値を超えた場合に、前記ゲートドライブ回路の動作が停止することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項７】
前記複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側電圧を監視し、前記２次側電圧が所定のしきい値を超えた場合に、前記ゲートドライブ回路の動作が停止することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【請求項８】
前記複数のトランスの１次巻線と２次巻線間に部分放電が発生し、オゾンが生成されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
【図９】
【図１２】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１０−２８４０２７（Ｐ２０１０−２８４０２７Ａ）
【公開日】平成２２年１２月１６日（２０１０．１２．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１３６１７１（Ｐ２００９−１３６１７１）
【出願日】平成２１年６月５日（２００９．６．５）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１２月１６日（２０１０．１２．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年６月５日（２００９．６．５）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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