マルチフェーズコンバータ回路
【課題】装置構成を小型化し、かつ低コストで外部電源と二次電池の間の電力授受を可能とする。
【解決手段】二次電池１４からの直流電圧を昇圧して駆動回路２０に供給する昇圧コンバータ回路の昇圧リアクトルに一次側インダクタ１０３を付加し、一次側インダクタ１０３に外部電源からＰＦＣ回路１０６、ＤＣ／ＡＣ変換回路１０８を介して交流電圧を供給する。交流電圧の位相を調整することで、出力コンデンサＣ２の端子間電圧を昇圧させ、出力コンデンサＣ２から二次電池１４に直流電流を流して二次電池１４を充電する。また、交流電圧の位相を変えることで、二次電池１４から外部電源に発電する。
【解決手段】二次電池１４からの直流電圧を昇圧して駆動回路２０に供給する昇圧コンバータ回路の昇圧リアクトルに一次側インダクタ１０３を付加し、一次側インダクタ１０３に外部電源からＰＦＣ回路１０６、ＤＣ／ＡＣ変換回路１０８を介して交流電圧を供給する。交流電圧の位相を調整することで、出力コンデンサＣ２の端子間電圧を昇圧させ、出力コンデンサＣ２から二次電池１４に直流電流を流して二次電池１４を充電する。また、交流電圧の位相を変えることで、二次電池１４から外部電源に発電する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は多機能型マルチフェーズコンバータ回路、特に、外部との間で電力を授受するコンバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力回路における、回路電圧を昇圧及び降圧する電力変換器（コンバータ回路）が広く使用されており、例えばハイブリッド自動車や電気自動車、燃料電池自動車等の電動車両への搭載が検討されている。そして、このようなコンバータ回路に別の回路を付加し、外部電源との間で絶縁型の充電あるいは発電を可能とする回路構成が提案されている。
【０００３】
図１４に、このような回路構成の基本例を示す。ハイブリッド自動車等に搭載される二次電池及びコンバータ回路に対し、別付けで双方向ＰＦＣ回路と絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータから構成され、双方向ＰＦＣ回路には外部電源が接続される。
【０００４】
また、下記の特許文献１には、装置規模を小型化することを目的とした、外部充電機能を有する車両搭載用のマルチフェーズコンバータが記載されている。
【０００５】
図１５及び図１６に、この従来技術のマルチフェーズコンバータの構成を示す。図１５において、ハイブリッド車両駆動システム１０は、切り換え式３相マルチフェーズコンバータ１２を備え、商用電源等の外部電源装置から取得した電力に基づいて二次電池１４を充電し、または二次電池１４の出力電圧を昇圧して駆動回路２０に出力する。また、切り換え式３相マルチフェーズコンバータ１２と駆動モータ２２及び発電モータ２４との間で直流交流変換を行い電力の受け渡しを行う駆動回路２０、駆動モータ２２、発電モータ２４を備える。切り換え式３相マルチフェーズコンバータ１２は、上下に接続されたスイッチング素子の接続節点にインダクタを接続した構成であり、二次電池１４の出力電圧を昇圧する昇圧モード、あるいは外部電源装置から取得した電力に基づいて二次電池１４を充電する外部充電モードで動作する。外部充電モードでは、コントローラ２８は、リレースイッチＲＳ１〜ＲＳ４をオフに制御する。単相電源プラグ２６は単相電源コンセントに差し込まれる。単相電源プラグ２６の一方の電極は、リレースイッチＲＳ１側のインダクタＬ１の一端に接続され、単相電源プラグ２６の他方の電極は、リレースイッチＲＳ２側のインダクタＬ２の一端に接続される。
【０００６】
スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の接続節点Ａとスイッチング素子Ｓ３及びＳ４の接続節点Ｂとの間には、単相電源プラグ２６からインダクタＬ１及びＬ２を介して単相交流電圧が印加される。コントローラ２８は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子をＰＷＭ制御して接続節点の間に交流電圧を整流及び昇圧し、これにより得られる直流電圧を出力コンデンサ１８に印加する。次に、スイッチング素子Ｓ６をオンとしスイッチング素子Ｓ５をオフとすると、インダクタＬ３を介して二次電池１４の正極からスイッチング素子Ｓ６に電流が流れる。この状態においてスイッチング素子Ｓ６をオフとするとインダクタＬ３に誘導起電力が発生する。このとき、二次電池１４の出力電圧にインダクタＬ３を加えた電圧が出力コンデンサ１８の端子間電圧より小さいときは、スイッチング素子Ｓ５をオンとすることにより、出力コンデンサ１８からインダクタＬ３を介して入力コンデンサ１６及び二次電池１４が充電される。この構成では、昇圧モードにおいて昇圧用のインダクタとして用いられたインダクタＬ１及びＬ２を、外部充電モードにおける力率改善用及び昇圧用のインダクタとして用いることができ、昇圧モードにおいて昇圧用のインダクタとして用いられたインダクタＬ３を、外部充電モードにおける降圧用のインダクタとして用いることができる。
【０００７】
一方、図１６において、ハイブリッド車両駆動システム４４は、切り換え式６相マルチフェーズコンバータ４６を備える。外部充電モードでは、コントローラ４８は、リレースイッチＳＷ１〜ＳＷ４、ＳＷ６及びＳＷ７をオフに制御し、ＳＷ５をオンに制御する。単相電源プラグ２６は、リレースイッチＳＷ１側のインダクタＬ１の一端に接続され、単相電源プラグ２６の他方の電極は、リレースイッチＳＷ２側のインダクタＬ２の一端に接続される。コントローラ４８は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を単相インバータとして動作させ、これにより接続節点ＡとＢとの間の交流電圧を整流及び昇圧し、整流及び昇圧後の直流電圧を出力コンデンサ１８−１に印加する。スイッチング素子Ｓ５及びＳ６の接続節点Ｄとスイッチング素子Ｓ７及びＳ８の接続節点Ｅとの間には、一次側インダクタＬ３＋Ｌ４が接続される。スイッチング素子Ｓ９及びＳ１０の接続節点Ｆとスイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２の接続節点Ｇとの間には、二次側インダクタＬ５＋Ｌ６が接続される。
【０００８】
コントローラ４８は、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のＰＷＭ制御を行い、出力コンデンサ１８−１の端子間電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧を一次側インダクタＬ３＋Ｌ４に印加する。一次側インダクタＬ３＋Ｌ４と二次側インダクタＬ５＋Ｌ６との磁気的結合により、二次側Ｌ５＋Ｌ６には交流電圧が発生し、その交流電圧は接続節点ＦとＧとの間に印加される。
【０００９】
コントローラ４８は、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２のＰＷＭ制御を行い、二次側インダクタＬ５＋Ｌ６から接続節点ＦとＧとの間に印加された交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を出力コンデンサ１８−２、入力コンデンサ１６及び二次電池１４に印加し、二次電池１４を充電する。
【００１０】
この構成では、前段側と後段側とは一次側インダクタＬ３＋Ｌ４及び二次側インダクタＬ５＋Ｌ６の磁気的結合に基づいて結合され、電気的に絶縁される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１０−２２０４４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、図１４に示す基本例では、別付け回路として複数のスイッチング素子、具体的には１２個のスイッチング素子と高周波トランスが必要となるため、構成が大型化するとともに、コストも増大する問題がある。
【００１３】
また、図１５の構成では、昇圧モードにおいて昇圧用のインダクタとして用いられたインダクタを外部充電モードにおける力率改善用及び昇圧用のインダクタとして用いることができるため、この部分においては部品点数を削減することができるものの絶縁性が確保されておらず、図１６の構成では絶縁性が確保されてはいるものの、それでも新たに追加するリレーの個数が７個と比較的多く、昇圧回路の相数も６相と多く、低コスト化が困難である。
【００１４】
本発明の目的は、外部電源との間で絶縁性を確保しつつ、装置の小型化、低コスト化を図ることができるマルチフェーズコンバータ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のマルチフェーズコンバータ回路は、二次電池からの直流電圧を昇圧するマルチフェーズ昇圧リアクトルと、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルに付加され磁気的に結合するインダクタであって、外部電源からの交流電圧が印加されるインダクタとを備え、前記交流電圧の位相を調整することで前記外部電源と前記二次電池との間で前記マルチフェーズ昇圧リアクトルを介して電力を供給することを特徴とする。
【００１６】
本発明の１つの実施形態では、前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧Ｖ２に対し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相を９０度ずらして前記インダクタに供給する。
【００１７】
また、本発明の他の実施形態では、前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧Ｖ２に対し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相差を９０度として前記インダクタに供給することで前記外部電源から前記二次電池に電力を供給し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相差を−９０度として前記インダクタに供給することで前記二次電池から前記外部電源に電力を供給する。
【００１８】
また、本発明のさらに他の実施形態では、前記インダクタに直列に接続される電流制限用の第２インダクタを備える。
【００１９】
また、本発明のさらに他の実施形態では、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは、逆結合と順結合の２つの磁気結合リアクトルを直結して構成され、前記インダクタは、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの前記逆結合の磁気結合リアクトルに付加され磁気結合される。
【００２０】
また、本発明のさらに他の実施形態では、前記インダクタは中性点を有し、かつ、その一端には第１スイッチング素子が接続されるとともにその他端には第２スイッチング素子が接続され、前記第１スイッチング素子の他端と前記第２スイッチング素子の他端は互いに接続され、前記外部電源からの電力は、前記中性点と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続節点との間に供給される。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、外部電源との間で絶縁性を確保しつつ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。特に、本発明によれば、昇圧リアクトルをトランスとして援用できるため、別個のトランスを用いる必要がない。言い換えれば、昇圧リアクトルを外部電源からの充電ユニット、あるいは外部電源への発電ユニットの一部として機能させることができるので、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】実施形態の基本回路図である。
【図２】図１の等価回路図である。
【図３】実施形態のＶ１、Ｖ２、ｉ２の波形及び位相説明図である。
【図４】実施形態の前提となる具体的な基本回路図である。
【図５】実施形態の具体的な回路図である。
【図６】図５の等価回路図である。
【図７】電流変化のシミュレーション結果を示すグラフ図である。
【図８】電池電流のシミュレーション結果を示すグラフ図である。
【図９】磁気結合型昇圧リアクトルの構成及び回路図である。
【図１０】実施形態の一次側インダクタを付加した磁気結合型昇圧リアクトルの構成図である。
【図１１】図１０の磁気結合型昇圧リアクトルを用いた等価回路図である。
【図１２】他の実施形態の回路図である。
【図１３】図１２に示す回路と図１４に示す従来回路との対比説明図である
【図１４】従来技術の回路図である。
【図１５】従来技術の回路図である。
【図１６】従来技術の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。なお、本実施形態のマルチフェーズコンバータ回路は、好適にはハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池自動車等の電動車両に搭載され、車載の二次電池とモータとの間の電力供給に用いられるが、これに限定されるものではない。
【００２４】
＜基本構成及び基本原理＞
まず、本実施形態の基本構成及び基本原理について説明する。
【００２５】
図１に、本実施形態におけるマルチフェーズコンバータ回路の回路構成を示す。マルチフェーズコンバータ回路１００は、二次電池１４の出力電圧を昇圧して駆動回路２０に出力する昇圧モードの他に、外部電源から取得した電力に基づいて二次電池１４を充電する外部充電モード、さらには外部に対して電力を出力する外部発電モードを備える。
【００２６】
マルチフェーズコンバータ回路１００は、上下に接続されたスイッチング素子の接続節点にインダクタを接続した２相昇圧コンバータを基本構成として有し、この２相昇圧コンバータにさらにインダクタ１０３を付加して構成される。二次電池１４の両端には入力コンデンサＣ１が並列に接続される。二次電池１４の正極には、インダクタ１０１，１０２のそれぞれの一端が接続される。インダクタ１０１の他端は、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の接続節点に接続され、インダクタ１０２の他端は、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４の接続節点に接続される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３の他端は出力側コンデンサＣ２の一端に接続され、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４の他端は出力側コンデンサＣ２の他端に接続される。出力側コンデンサＣ２は駆動回路２０に接続される。
【００２７】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作は従来と同様であり、図示しないコントローラ（図１５におけるコントローラ２８と同様でよい）は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子をＰＷＭ制御して接続節点の間に交流電圧を整流及び昇圧し、これにより得られる直流電圧を出力コンデンサＣ２に印加する。
【００２８】
一方、昇圧リアクトルを構成するインダクタ１０１，１０２には一次側インダクタ１０３が結合される。一次側インダクタ１０３はＤＣ／ＡＣ変換回路１０８に接続される。ＤＣ／ＡＣ変換回路１０８は、ＰＦＣ回路１０６を介して外部電源プラグ２６に接続される。
【００２９】
図２に、図１におけるインダクタ１０１，１０２，１０３の等価回路を示す。インダクタ１０３は一次側であってインダクタＬ１とし、インダクタ１０１，１０２は二次側であってまとめてインダクタＬ３として示す。また、図１には示されていないが、インダクタＬ１には電流変動を制限するためのインダクタＬ２を加えた構成として示す。図１におけるインダクタ１０１，１０２，１０３からなるトランスの結合率ｋを１とする。
【００３０】
図２において、インダクタＬ１，Ｌ２に流れる一次側電流をｉ１、インダクタＬ３に流れる二次側電流をｉ２、一次側電圧をＶ１、二次側電圧をＶ２とすると、電流変化率は
【数１】
【数２】
であり、相互インダクタンスは、
【数３】
である。但し、上記のようにｋは１とする。
【００３１】
図１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４からなる上下のアームを１８０度位相をずらせてデューティ比約５０％で駆動した場合、二次側の電圧Ｖ２の波形は図３（ａ）に示すような矩形波形となる。昇圧リアクトルの昇圧比は２倍となり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の接続節点の電圧はＶｂで常に二次電池１４の電圧と同じであり、二次電池１４への直流電流は生じない。また、Ｖ２のみを二次側のインダクタＬ３に印加した場合、二次側の電流ｉ２と二次側の電圧Ｖ２の位相は９０度ずれているから電力は発生しない。すなわち、二次側の電流ｉ２と二次側の電圧Ｖ２の積分を１周期で行った場合、電力＝０となる。
【００３２】
これに対し、一次側電圧Ｖ１を同様にデューティ比約５０％の矩形波形とし、図３（ｂ）に示すようにＶ２に対して位相差９０度で印加した場合には、図３（ｃ）に示すように二次側の電流ｉ２と二次側の電圧Ｖ２の位相差が４５度となり、電力が発生する。図３（ｄ）は二次側の電流ｉ２とその時間変化ｄｉ２／ｄｔを示す。一方、Ｖ２に対してＶ１の位相を位相差−９０度で印加した場合には、９０度の場合と符号が反転した電力が発生する。このことは、Ｖ１の位相を−９０度から＋９０度まで変化させることで、充電から発電まで電力量が制御可能であることを意味する。すなわち、図１におけるインダクタＬ１０１，１０２に、インダクタ１０３を結合させることで、一次側から二次側に（充電）、あるいは二次側から一次側に（発電）電力を移行することができる。
【００３３】
また、二次側の電力は充電の場合には図１におけるコンデンサＣ２に蓄積され、コンデンサＣ２の端子間電圧が昇圧する。すると、昇圧コンバータに二次電池１４を充電する直流電流が流れる。電流は振動するが、最終的にはトランスを介して伝達される電力量と、直流による電力量が等しくなった時点で平衡になる。
【００３４】
＜具体的構成＞
次に、本実施形態における具体的構成について説明する。
【００３５】
図４に、本実施形態における基本回路構成を示す。マルチフェーズコンバータ回路は、順結合と逆結合の２つの磁気結合リアクトルを直結した構成の磁気結合型である。すなわち、二次電池１４の正極側とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続節点の間には、第１のインダクタ及び第２のインダクタが互いに直列に接続され、また、二次電池１４の正極側とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続節点の間には、第３のインダクタと第４のインダクタが互いに直列に接続される。第１のインダクタと第３のインダクタは逆結合され、第２のインダクタと第４のインダクタは順結合される。逆結合の相互インダクタンスをＭ１、順結合の相互インダクタンスをＭ２とすると、昇圧リアクトルのインダクタンスＬ＝Ｍ１＋Ｍ２とする（強結合とし、漏れインダクタンスは無視する）。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３の他端は出力側コンデンサＣ２の一端に接続され、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４の他端は出力側コンデンサＣ２の他端に接続される。出力側コンデンサＣ２は駆動回路２０に接続される。
【００３６】
図５に、本実施形態のマルチフェーズコンバータ回路２００の回路構成を示す。図４に示された回路構成において、昇圧リアクトルの逆結合部に一次側インダクタ１０３を付加し、さらに一次側インダクタ１０３に電流制限用のインダクタＬ２を接続する。一次側インダクタ１０３は、ＡＣ／ＡＣ変換回路１０９を介して外部電源プラグ２６に接続される。ＡＣ／ＡＣ変換回路１０９は、商用交流電力を１０ｋＨｚの高周波電力に変換する回路である。
【００３７】
図６に、ＡＣ／ＡＣ変換回路１０９の出力電圧として、４００Ｖ、１０ｋＨｚの矩形波を設定した場合を示す。図６において、一次側インダクタ１０３のインダクタンスは２４２μＨ、Ｌ２＝８０μＨ、逆結合のインダクタンスは２４２μＨ、順結合のインダクタンスは９４μＨである。また、図７に、図６の動作をコンピュータでシミュレーションした結果を示す。なお、二次側には一次側と同様に１０ｋＨｚの矩形波を印加している。図７において、グラフａは一次電流ｉ１の電流変化であり、上記の（１）、（２）式で計算した電流変化率は９．０６Ａ／μＳであるのに対し、シミュレーション結果は９．２９Ａ／μＳである。また、グラフｂは二次電流ｉ２の電流変化であり、上記の（１）、（２）式で計算した電流変化率は５．２Ａ／μＳであるのに対し、シミュレーション結果は５．２４μＳである。計算結果とシミュレーション結果がよく一致している。このことは、数（１）、（２）の元となる図２の等価回路が正しいことを意味している。
【００３８】
なお、交流電力はトランスを介して出力コンデンサＣ２に伝達される。昇圧コンバータは２倍昇圧とし、この状態で交流電力が供給されると、出力コンデンサＣ２が二次電池１４の電池電圧Ｖｂの２倍より高くなる。端子間電圧が電池電圧Ｖｂの２倍より高くなると、駆動側の平均電圧電池電圧Ｖｂより高くなるため、昇圧リアクトルに電池側への直流電流が発生し、交流電力を直流電力として二次電池１４に蓄電する。直流電力量と交流伝達電力量が等しくなったところで平衡に達し、出力コンデンサＣ２の端子間電圧も電池電圧Ｖｂの２倍で安定する。
【００３９】
図８に、送電する交流電力を０ｋＷから１０ｋＷにステップ的に印加した場合の電池電流の時間変化をコンピュータでシミュレーションした結果を示す。直流電流は振動しながらやがて一定値に収斂していく。シミュレーションにおける平衡状態での電池電流（図において「Ｓｉｍ．」として示す）は３２．８Ａであり、計算値の３３．２３Ａとよく一致している。
【００４０】
ここで、入力矩形波電圧の位相を充電状態から１８０度シフトさせると、充電ではなく発電となることは上述した通りである。発電の場合には充電とは逆方向の電池電流が発生する。
【００４１】
図４では、逆結合と順結合の昇圧リアクトルにおいて、逆結合リアクトルに一次側インダクタを付加しているが、順結合を独立リアクトルとすることもできる。
【００４２】
図９に、順結合リアクトルを独立リアクトルとした場合の昇圧リアクトルの構成及び回路図を示す。図９（ａ）は磁気結合リアクトルの構成図であり、図９（ｂ）は回路図である。磁気結合リアクトル３００は、断面形状がＥ字型をなすコア片、すなわち所定間隔だけ離間させて３つの凸部が形成されたコア片３００ａ，３００ｂを互いに凸部が対向するように配置させてコア構造が構成され、コア構造の２つの脚部にインダクタＬを形成することで、インダクタＬによって生じる独立した磁束と、２つのインダクタが干渉して生じる干渉磁束が存在し、磁気的に結合している。図９（ｂ）において、二次電池１４の正極側とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続節点の間には、第１のインダクタ及び第２のインダクタが互いに直列に接続され、また、二次電池１４の正極側とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続節点の間には、第３のインダクタと第４のインダクタが互いに直列に接続される。第１のインダクタと第３のインダクタは逆結合され、第２のインダクタと第４のインダクタはそれぞれ独立している。
【００４３】
図１０に、図９の磁気結合リアクトルに一次側インダクタ１０３を付加した磁気結合リアクトルの構成を示す。磁気結合リアクトル４００は、図９（ａ）に示す磁気結合リアクトル３００と同様に、断面形状がＥ字型をなすコア片、すなわち所定間隔だけ離間させて３つの凸部が形成されたコア片４００ａ，４００ｂを互いに凸部が対向するように配置させてコア構造が構成され、コア構造の２つの脚部にインダクタＬを形成する。さらに、インダクタＬが形成された２つの脚部であって、インダクタＬの内部に、一次側インダクタ１０３がそれぞれ形成される。これにより、逆結合したインダクタに一次側インダクタ１０３が結合される構成となり、図５の場合と同様に、入力矩形波電圧の位相を変化させることで、充電及び発電が可能となる。但し、この構成では、独立したインダクタＬが一次側ではなく二次側に接続される構成となる。
【００４４】
図１１に、図１０の磁気結合リアクトル４００を用いた場合の等価回路を示す。図６の場合と比較すると、一次側にインダクタＬ２が接続されておらず、その代わりに二次側、すなわち逆結合インダクタＬｒとスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続節点の間、及び逆結合インダクタＬｒとスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続節点の間に独立インダクタＬが接続されていることがわかる。因みに、図６の場合では、一次側にインダクタＬ２を接続して電流を制限しており、インダクタＬ２のインダクタンスの値は一次側であるため相対的に小さく設定できることから、図１１の場合と比べて多くの電力を処理することが可能である。従って、例えば５０ｋＷまでの充放電も可能であり、いわゆる急速充電にも対応可能である。
【００４５】
最後に、図１におけるＤＣ／ＡＣ変換回路１０８について説明する。ＤＣ／ＡＣ変換回路１０８としては、図１３に示す従来技術のようにフルブリッジ構成の単相インバータを用いることも可能であるが、既述したように多数のスイッチング素子及びトランスが必要となり、トランスを小型化するために１００ｋＨｚ程度の駆動周波数であるためスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる必要がある。ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は耐圧の上昇とともに著しい増加傾向を示す。
【００４６】
一方、本実施形態では、図１２に示すように、一次側インダクタ１０３に中性点を設け、その両端に２つのスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１を接続する構成とする。中性点にはＰＦＣ回路１０６が接続される。具体的には、一次側インダクタ１０３の接続節点を中性点の一端（図中−端子）とし、一次側インダクタ１０３の一端にはスイッチング素子Ｓ１０が接続され、一次側インダクタ１０３の他端にはスイッチング素子Ｓ１１が接続される。スイッチング素子Ｓ１０とＳ１１の接続節点を中性点の他端（図中＋端子）とし、ＰＦＣ回路１０６の出力の正極側を中性点の＋側に接続し、ＰＦＣ回路１０６の出力の負極側を中性点の−側に接続する。本実施形態では、別付けのトランスを新たに付加することなく、昇圧コンバータの昇圧リアクトルに一次側インダクタを付加する構成であるため、トランスを小型化するために１００ｋＨｚ程度の駆動周波数とする必要がなく、駆動周波数を１０ｋＨｚ程度としても問題ない。この場合、スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１としてＭＯＳＦＥＴではなくＩＧＢＴを用いることが可能となる。ＩＧＢＴの耐圧として１２００Ｖ程度は一般的であり、直流電圧を最大で４００Ｖとした場合にスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１に印加される電圧は８００Ｖのサージ電圧となるため、１２００Ｖ耐圧のＩＧＢＴを用いることが十分可能である。
【００４７】
したがって、図１４に示す従来の構成と図１２に示す本実施形態の構成とを対比すると、従来の回路構成では、ＭＯＳＦＥＴが１２素子、コンデンサ、トランスが必要であるところ、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴが４素子、ＩＧＢＴが２素子、コンデンサ、一次側インダクタとなり、スイッチング素子数を１２素子から６素子に半減できるとともに、トランスを省くことができる。
【００４８】
図１３に、図１２に示す本実施形態の回路構成と、図１４に示す従来の回路構成とを対比して示す。従来における外部電源プラグ２６及びＰＦＣ回路は本実施形態における外部電源プラグ２６及びＰＦＣ回路と同一であるが、従来におけるＤＣ／ＡＣ変換回路は本実施形態における２つのスイッチング素子と一次側インダクタに対応し、従来における２次側回路は本実施形態における昇圧リアクトルを含む昇圧コンバータ回路に対応する。昇圧コンバータの部分は何ら素子を付加しておらず、ＤＣ／ＡＣ変換回路及びトランスの部分がインダクタ及び２つのスイッチング素子に置換される。従来においては、双方向ＰＦＣ回路部分、ＤＣ／ＡＣ変換回路部分、トランス部分の３つの機能ブロックが別付けで必要であるところ、本実施形態では、双方向ＰＦＣ回路部分及びインダクタとスイッチング素子部分の２つの機能ブロックを付加するだけで済むことが理解されよう。
【００４９】
以上説明したように、本実施形態では、ハイブリッド自動車等の昇圧コンバータの昇圧リアクトルにインダクタを付加し、このインダクタに外部電源から交流電力を供給することで、二次電池１４への充電機能あるいは二次電池１４からの発電機能を付加することができる。本実施形態では、昇圧コンバータの昇圧リアクトルを援用して外部電源から二次電池１４への充電機能あるいは二次電池１４から外部電源への発電機能を付加することで、昇圧コンバータを多機能化するものといえる。また、昇圧コンバータの昇圧リアクトルに付加するインダクタは磁気結合しており、絶縁性も確保される。
【００５０】
なお、本実施形態では、外部電源として交流電源を示し、この交流外部電源からＰＦＣ回路１０６、ＤＣ／ＡＣ変換回路１０８を介して交流電圧をインダクタ１０３に供給しているが、外部電源を直流電源とし、この直流電源からＤＣ／ＡＣ変換回路１０８を介して交流電圧をインダクタ１０３に供給する構成としてもよい。
【００５１】
本実施形態におけるマルチフェーズコンバータ回路は、二次電池からの直流電圧を昇圧してモータに供給するとともに、外部電源からの交流電力により当該二次電池を充電するプラグインハイブリッド自動車に特に好適であるが、これに限定されるものではない。
【符号の説明】
【００５２】
１４ 二次電池、２０ 駆動回路、２６ 外部電源プラグ、１０６ ＰＦＣ回路、１０８ ＤＣ／ＡＣ変換回路、１００ マルチフェーズコンバータ回路、１０１，１０２ インダクタ、１０３ 一次側インダクタ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は多機能型マルチフェーズコンバータ回路、特に、外部との間で電力を授受するコンバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力回路における、回路電圧を昇圧及び降圧する電力変換器（コンバータ回路）が広く使用されており、例えばハイブリッド自動車や電気自動車、燃料電池自動車等の電動車両への搭載が検討されている。そして、このようなコンバータ回路に別の回路を付加し、外部電源との間で絶縁型の充電あるいは発電を可能とする回路構成が提案されている。
【０００３】
図１４に、このような回路構成の基本例を示す。ハイブリッド自動車等に搭載される二次電池及びコンバータ回路に対し、別付けで双方向ＰＦＣ回路と絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータから構成され、双方向ＰＦＣ回路には外部電源が接続される。
【０００４】
また、下記の特許文献１には、装置規模を小型化することを目的とした、外部充電機能を有する車両搭載用のマルチフェーズコンバータが記載されている。
【０００５】
図１５及び図１６に、この従来技術のマルチフェーズコンバータの構成を示す。図１５において、ハイブリッド車両駆動システム１０は、切り換え式３相マルチフェーズコンバータ１２を備え、商用電源等の外部電源装置から取得した電力に基づいて二次電池１４を充電し、または二次電池１４の出力電圧を昇圧して駆動回路２０に出力する。また、切り換え式３相マルチフェーズコンバータ１２と駆動モータ２２及び発電モータ２４との間で直流交流変換を行い電力の受け渡しを行う駆動回路２０、駆動モータ２２、発電モータ２４を備える。切り換え式３相マルチフェーズコンバータ１２は、上下に接続されたスイッチング素子の接続節点にインダクタを接続した構成であり、二次電池１４の出力電圧を昇圧する昇圧モード、あるいは外部電源装置から取得した電力に基づいて二次電池１４を充電する外部充電モードで動作する。外部充電モードでは、コントローラ２８は、リレースイッチＲＳ１〜ＲＳ４をオフに制御する。単相電源プラグ２６は単相電源コンセントに差し込まれる。単相電源プラグ２６の一方の電極は、リレースイッチＲＳ１側のインダクタＬ１の一端に接続され、単相電源プラグ２６の他方の電極は、リレースイッチＲＳ２側のインダクタＬ２の一端に接続される。
【０００６】
スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の接続節点Ａとスイッチング素子Ｓ３及びＳ４の接続節点Ｂとの間には、単相電源プラグ２６からインダクタＬ１及びＬ２を介して単相交流電圧が印加される。コントローラ２８は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子をＰＷＭ制御して接続節点の間に交流電圧を整流及び昇圧し、これにより得られる直流電圧を出力コンデンサ１８に印加する。次に、スイッチング素子Ｓ６をオンとしスイッチング素子Ｓ５をオフとすると、インダクタＬ３を介して二次電池１４の正極からスイッチング素子Ｓ６に電流が流れる。この状態においてスイッチング素子Ｓ６をオフとするとインダクタＬ３に誘導起電力が発生する。このとき、二次電池１４の出力電圧にインダクタＬ３を加えた電圧が出力コンデンサ１８の端子間電圧より小さいときは、スイッチング素子Ｓ５をオンとすることにより、出力コンデンサ１８からインダクタＬ３を介して入力コンデンサ１６及び二次電池１４が充電される。この構成では、昇圧モードにおいて昇圧用のインダクタとして用いられたインダクタＬ１及びＬ２を、外部充電モードにおける力率改善用及び昇圧用のインダクタとして用いることができ、昇圧モードにおいて昇圧用のインダクタとして用いられたインダクタＬ３を、外部充電モードにおける降圧用のインダクタとして用いることができる。
【０００７】
一方、図１６において、ハイブリッド車両駆動システム４４は、切り換え式６相マルチフェーズコンバータ４６を備える。外部充電モードでは、コントローラ４８は、リレースイッチＳＷ１〜ＳＷ４、ＳＷ６及びＳＷ７をオフに制御し、ＳＷ５をオンに制御する。単相電源プラグ２６は、リレースイッチＳＷ１側のインダクタＬ１の一端に接続され、単相電源プラグ２６の他方の電極は、リレースイッチＳＷ２側のインダクタＬ２の一端に接続される。コントローラ４８は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を単相インバータとして動作させ、これにより接続節点ＡとＢとの間の交流電圧を整流及び昇圧し、整流及び昇圧後の直流電圧を出力コンデンサ１８−１に印加する。スイッチング素子Ｓ５及びＳ６の接続節点Ｄとスイッチング素子Ｓ７及びＳ８の接続節点Ｅとの間には、一次側インダクタＬ３＋Ｌ４が接続される。スイッチング素子Ｓ９及びＳ１０の接続節点Ｆとスイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２の接続節点Ｇとの間には、二次側インダクタＬ５＋Ｌ６が接続される。
【０００８】
コントローラ４８は、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のＰＷＭ制御を行い、出力コンデンサ１８−１の端子間電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧を一次側インダクタＬ３＋Ｌ４に印加する。一次側インダクタＬ３＋Ｌ４と二次側インダクタＬ５＋Ｌ６との磁気的結合により、二次側Ｌ５＋Ｌ６には交流電圧が発生し、その交流電圧は接続節点ＦとＧとの間に印加される。
【０００９】
コントローラ４８は、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２のＰＷＭ制御を行い、二次側インダクタＬ５＋Ｌ６から接続節点ＦとＧとの間に印加された交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を出力コンデンサ１８−２、入力コンデンサ１６及び二次電池１４に印加し、二次電池１４を充電する。
【００１０】
この構成では、前段側と後段側とは一次側インダクタＬ３＋Ｌ４及び二次側インダクタＬ５＋Ｌ６の磁気的結合に基づいて結合され、電気的に絶縁される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１０−２２０４４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、図１４に示す基本例では、別付け回路として複数のスイッチング素子、具体的には１２個のスイッチング素子と高周波トランスが必要となるため、構成が大型化するとともに、コストも増大する問題がある。
【００１３】
また、図１５の構成では、昇圧モードにおいて昇圧用のインダクタとして用いられたインダクタを外部充電モードにおける力率改善用及び昇圧用のインダクタとして用いることができるため、この部分においては部品点数を削減することができるものの絶縁性が確保されておらず、図１６の構成では絶縁性が確保されてはいるものの、それでも新たに追加するリレーの個数が７個と比較的多く、昇圧回路の相数も６相と多く、低コスト化が困難である。
【００１４】
本発明の目的は、外部電源との間で絶縁性を確保しつつ、装置の小型化、低コスト化を図ることができるマルチフェーズコンバータ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のマルチフェーズコンバータ回路は、二次電池からの直流電圧を昇圧するマルチフェーズ昇圧リアクトルと、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルに付加され磁気的に結合するインダクタであって、外部電源からの交流電圧が印加されるインダクタとを備え、前記交流電圧の位相を調整することで前記外部電源と前記二次電池との間で前記マルチフェーズ昇圧リアクトルを介して電力を供給することを特徴とする。
【００１６】
本発明の１つの実施形態では、前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧Ｖ２に対し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相を９０度ずらして前記インダクタに供給する。
【００１７】
また、本発明の他の実施形態では、前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧Ｖ２に対し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相差を９０度として前記インダクタに供給することで前記外部電源から前記二次電池に電力を供給し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相差を−９０度として前記インダクタに供給することで前記二次電池から前記外部電源に電力を供給する。
【００１８】
また、本発明のさらに他の実施形態では、前記インダクタに直列に接続される電流制限用の第２インダクタを備える。
【００１９】
また、本発明のさらに他の実施形態では、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは、逆結合と順結合の２つの磁気結合リアクトルを直結して構成され、前記インダクタは、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの前記逆結合の磁気結合リアクトルに付加され磁気結合される。
【００２０】
また、本発明のさらに他の実施形態では、前記インダクタは中性点を有し、かつ、その一端には第１スイッチング素子が接続されるとともにその他端には第２スイッチング素子が接続され、前記第１スイッチング素子の他端と前記第２スイッチング素子の他端は互いに接続され、前記外部電源からの電力は、前記中性点と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続節点との間に供給される。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、外部電源との間で絶縁性を確保しつつ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。特に、本発明によれば、昇圧リアクトルをトランスとして援用できるため、別個のトランスを用いる必要がない。言い換えれば、昇圧リアクトルを外部電源からの充電ユニット、あるいは外部電源への発電ユニットの一部として機能させることができるので、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】実施形態の基本回路図である。
【図２】図１の等価回路図である。
【図３】実施形態のＶ１、Ｖ２、ｉ２の波形及び位相説明図である。
【図４】実施形態の前提となる具体的な基本回路図である。
【図５】実施形態の具体的な回路図である。
【図６】図５の等価回路図である。
【図７】電流変化のシミュレーション結果を示すグラフ図である。
【図８】電池電流のシミュレーション結果を示すグラフ図である。
【図９】磁気結合型昇圧リアクトルの構成及び回路図である。
【図１０】実施形態の一次側インダクタを付加した磁気結合型昇圧リアクトルの構成図である。
【図１１】図１０の磁気結合型昇圧リアクトルを用いた等価回路図である。
【図１２】他の実施形態の回路図である。
【図１３】図１２に示す回路と図１４に示す従来回路との対比説明図である
【図１４】従来技術の回路図である。
【図１５】従来技術の回路図である。
【図１６】従来技術の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。なお、本実施形態のマルチフェーズコンバータ回路は、好適にはハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池自動車等の電動車両に搭載され、車載の二次電池とモータとの間の電力供給に用いられるが、これに限定されるものではない。
【００２４】
＜基本構成及び基本原理＞
まず、本実施形態の基本構成及び基本原理について説明する。
【００２５】
図１に、本実施形態におけるマルチフェーズコンバータ回路の回路構成を示す。マルチフェーズコンバータ回路１００は、二次電池１４の出力電圧を昇圧して駆動回路２０に出力する昇圧モードの他に、外部電源から取得した電力に基づいて二次電池１４を充電する外部充電モード、さらには外部に対して電力を出力する外部発電モードを備える。
【００２６】
マルチフェーズコンバータ回路１００は、上下に接続されたスイッチング素子の接続節点にインダクタを接続した２相昇圧コンバータを基本構成として有し、この２相昇圧コンバータにさらにインダクタ１０３を付加して構成される。二次電池１４の両端には入力コンデンサＣ１が並列に接続される。二次電池１４の正極には、インダクタ１０１，１０２のそれぞれの一端が接続される。インダクタ１０１の他端は、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の接続節点に接続され、インダクタ１０２の他端は、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４の接続節点に接続される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３の他端は出力側コンデンサＣ２の一端に接続され、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４の他端は出力側コンデンサＣ２の他端に接続される。出力側コンデンサＣ２は駆動回路２０に接続される。
【００２７】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作は従来と同様であり、図示しないコントローラ（図１５におけるコントローラ２８と同様でよい）は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子をＰＷＭ制御して接続節点の間に交流電圧を整流及び昇圧し、これにより得られる直流電圧を出力コンデンサＣ２に印加する。
【００２８】
一方、昇圧リアクトルを構成するインダクタ１０１，１０２には一次側インダクタ１０３が結合される。一次側インダクタ１０３はＤＣ／ＡＣ変換回路１０８に接続される。ＤＣ／ＡＣ変換回路１０８は、ＰＦＣ回路１０６を介して外部電源プラグ２６に接続される。
【００２９】
図２に、図１におけるインダクタ１０１，１０２，１０３の等価回路を示す。インダクタ１０３は一次側であってインダクタＬ１とし、インダクタ１０１，１０２は二次側であってまとめてインダクタＬ３として示す。また、図１には示されていないが、インダクタＬ１には電流変動を制限するためのインダクタＬ２を加えた構成として示す。図１におけるインダクタ１０１，１０２，１０３からなるトランスの結合率ｋを１とする。
【００３０】
図２において、インダクタＬ１，Ｌ２に流れる一次側電流をｉ１、インダクタＬ３に流れる二次側電流をｉ２、一次側電圧をＶ１、二次側電圧をＶ２とすると、電流変化率は
【数１】
【数２】
であり、相互インダクタンスは、
【数３】
である。但し、上記のようにｋは１とする。
【００３１】
図１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４からなる上下のアームを１８０度位相をずらせてデューティ比約５０％で駆動した場合、二次側の電圧Ｖ２の波形は図３（ａ）に示すような矩形波形となる。昇圧リアクトルの昇圧比は２倍となり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の接続節点の電圧はＶｂで常に二次電池１４の電圧と同じであり、二次電池１４への直流電流は生じない。また、Ｖ２のみを二次側のインダクタＬ３に印加した場合、二次側の電流ｉ２と二次側の電圧Ｖ２の位相は９０度ずれているから電力は発生しない。すなわち、二次側の電流ｉ２と二次側の電圧Ｖ２の積分を１周期で行った場合、電力＝０となる。
【００３２】
これに対し、一次側電圧Ｖ１を同様にデューティ比約５０％の矩形波形とし、図３（ｂ）に示すようにＶ２に対して位相差９０度で印加した場合には、図３（ｃ）に示すように二次側の電流ｉ２と二次側の電圧Ｖ２の位相差が４５度となり、電力が発生する。図３（ｄ）は二次側の電流ｉ２とその時間変化ｄｉ２／ｄｔを示す。一方、Ｖ２に対してＶ１の位相を位相差−９０度で印加した場合には、９０度の場合と符号が反転した電力が発生する。このことは、Ｖ１の位相を−９０度から＋９０度まで変化させることで、充電から発電まで電力量が制御可能であることを意味する。すなわち、図１におけるインダクタＬ１０１，１０２に、インダクタ１０３を結合させることで、一次側から二次側に（充電）、あるいは二次側から一次側に（発電）電力を移行することができる。
【００３３】
また、二次側の電力は充電の場合には図１におけるコンデンサＣ２に蓄積され、コンデンサＣ２の端子間電圧が昇圧する。すると、昇圧コンバータに二次電池１４を充電する直流電流が流れる。電流は振動するが、最終的にはトランスを介して伝達される電力量と、直流による電力量が等しくなった時点で平衡になる。
【００３４】
＜具体的構成＞
次に、本実施形態における具体的構成について説明する。
【００３５】
図４に、本実施形態における基本回路構成を示す。マルチフェーズコンバータ回路は、順結合と逆結合の２つの磁気結合リアクトルを直結した構成の磁気結合型である。すなわち、二次電池１４の正極側とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続節点の間には、第１のインダクタ及び第２のインダクタが互いに直列に接続され、また、二次電池１４の正極側とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続節点の間には、第３のインダクタと第４のインダクタが互いに直列に接続される。第１のインダクタと第３のインダクタは逆結合され、第２のインダクタと第４のインダクタは順結合される。逆結合の相互インダクタンスをＭ１、順結合の相互インダクタンスをＭ２とすると、昇圧リアクトルのインダクタンスＬ＝Ｍ１＋Ｍ２とする（強結合とし、漏れインダクタンスは無視する）。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３の他端は出力側コンデンサＣ２の一端に接続され、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４の他端は出力側コンデンサＣ２の他端に接続される。出力側コンデンサＣ２は駆動回路２０に接続される。
【００３６】
図５に、本実施形態のマルチフェーズコンバータ回路２００の回路構成を示す。図４に示された回路構成において、昇圧リアクトルの逆結合部に一次側インダクタ１０３を付加し、さらに一次側インダクタ１０３に電流制限用のインダクタＬ２を接続する。一次側インダクタ１０３は、ＡＣ／ＡＣ変換回路１０９を介して外部電源プラグ２６に接続される。ＡＣ／ＡＣ変換回路１０９は、商用交流電力を１０ｋＨｚの高周波電力に変換する回路である。
【００３７】
図６に、ＡＣ／ＡＣ変換回路１０９の出力電圧として、４００Ｖ、１０ｋＨｚの矩形波を設定した場合を示す。図６において、一次側インダクタ１０３のインダクタンスは２４２μＨ、Ｌ２＝８０μＨ、逆結合のインダクタンスは２４２μＨ、順結合のインダクタンスは９４μＨである。また、図７に、図６の動作をコンピュータでシミュレーションした結果を示す。なお、二次側には一次側と同様に１０ｋＨｚの矩形波を印加している。図７において、グラフａは一次電流ｉ１の電流変化であり、上記の（１）、（２）式で計算した電流変化率は９．０６Ａ／μＳであるのに対し、シミュレーション結果は９．２９Ａ／μＳである。また、グラフｂは二次電流ｉ２の電流変化であり、上記の（１）、（２）式で計算した電流変化率は５．２Ａ／μＳであるのに対し、シミュレーション結果は５．２４μＳである。計算結果とシミュレーション結果がよく一致している。このことは、数（１）、（２）の元となる図２の等価回路が正しいことを意味している。
【００３８】
なお、交流電力はトランスを介して出力コンデンサＣ２に伝達される。昇圧コンバータは２倍昇圧とし、この状態で交流電力が供給されると、出力コンデンサＣ２が二次電池１４の電池電圧Ｖｂの２倍より高くなる。端子間電圧が電池電圧Ｖｂの２倍より高くなると、駆動側の平均電圧電池電圧Ｖｂより高くなるため、昇圧リアクトルに電池側への直流電流が発生し、交流電力を直流電力として二次電池１４に蓄電する。直流電力量と交流伝達電力量が等しくなったところで平衡に達し、出力コンデンサＣ２の端子間電圧も電池電圧Ｖｂの２倍で安定する。
【００３９】
図８に、送電する交流電力を０ｋＷから１０ｋＷにステップ的に印加した場合の電池電流の時間変化をコンピュータでシミュレーションした結果を示す。直流電流は振動しながらやがて一定値に収斂していく。シミュレーションにおける平衡状態での電池電流（図において「Ｓｉｍ．」として示す）は３２．８Ａであり、計算値の３３．２３Ａとよく一致している。
【００４０】
ここで、入力矩形波電圧の位相を充電状態から１８０度シフトさせると、充電ではなく発電となることは上述した通りである。発電の場合には充電とは逆方向の電池電流が発生する。
【００４１】
図４では、逆結合と順結合の昇圧リアクトルにおいて、逆結合リアクトルに一次側インダクタを付加しているが、順結合を独立リアクトルとすることもできる。
【００４２】
図９に、順結合リアクトルを独立リアクトルとした場合の昇圧リアクトルの構成及び回路図を示す。図９（ａ）は磁気結合リアクトルの構成図であり、図９（ｂ）は回路図である。磁気結合リアクトル３００は、断面形状がＥ字型をなすコア片、すなわち所定間隔だけ離間させて３つの凸部が形成されたコア片３００ａ，３００ｂを互いに凸部が対向するように配置させてコア構造が構成され、コア構造の２つの脚部にインダクタＬを形成することで、インダクタＬによって生じる独立した磁束と、２つのインダクタが干渉して生じる干渉磁束が存在し、磁気的に結合している。図９（ｂ）において、二次電池１４の正極側とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続節点の間には、第１のインダクタ及び第２のインダクタが互いに直列に接続され、また、二次電池１４の正極側とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続節点の間には、第３のインダクタと第４のインダクタが互いに直列に接続される。第１のインダクタと第３のインダクタは逆結合され、第２のインダクタと第４のインダクタはそれぞれ独立している。
【００４３】
図１０に、図９の磁気結合リアクトルに一次側インダクタ１０３を付加した磁気結合リアクトルの構成を示す。磁気結合リアクトル４００は、図９（ａ）に示す磁気結合リアクトル３００と同様に、断面形状がＥ字型をなすコア片、すなわち所定間隔だけ離間させて３つの凸部が形成されたコア片４００ａ，４００ｂを互いに凸部が対向するように配置させてコア構造が構成され、コア構造の２つの脚部にインダクタＬを形成する。さらに、インダクタＬが形成された２つの脚部であって、インダクタＬの内部に、一次側インダクタ１０３がそれぞれ形成される。これにより、逆結合したインダクタに一次側インダクタ１０３が結合される構成となり、図５の場合と同様に、入力矩形波電圧の位相を変化させることで、充電及び発電が可能となる。但し、この構成では、独立したインダクタＬが一次側ではなく二次側に接続される構成となる。
【００４４】
図１１に、図１０の磁気結合リアクトル４００を用いた場合の等価回路を示す。図６の場合と比較すると、一次側にインダクタＬ２が接続されておらず、その代わりに二次側、すなわち逆結合インダクタＬｒとスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続節点の間、及び逆結合インダクタＬｒとスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続節点の間に独立インダクタＬが接続されていることがわかる。因みに、図６の場合では、一次側にインダクタＬ２を接続して電流を制限しており、インダクタＬ２のインダクタンスの値は一次側であるため相対的に小さく設定できることから、図１１の場合と比べて多くの電力を処理することが可能である。従って、例えば５０ｋＷまでの充放電も可能であり、いわゆる急速充電にも対応可能である。
【００４５】
最後に、図１におけるＤＣ／ＡＣ変換回路１０８について説明する。ＤＣ／ＡＣ変換回路１０８としては、図１３に示す従来技術のようにフルブリッジ構成の単相インバータを用いることも可能であるが、既述したように多数のスイッチング素子及びトランスが必要となり、トランスを小型化するために１００ｋＨｚ程度の駆動周波数であるためスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる必要がある。ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は耐圧の上昇とともに著しい増加傾向を示す。
【００４６】
一方、本実施形態では、図１２に示すように、一次側インダクタ１０３に中性点を設け、その両端に２つのスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１を接続する構成とする。中性点にはＰＦＣ回路１０６が接続される。具体的には、一次側インダクタ１０３の接続節点を中性点の一端（図中−端子）とし、一次側インダクタ１０３の一端にはスイッチング素子Ｓ１０が接続され、一次側インダクタ１０３の他端にはスイッチング素子Ｓ１１が接続される。スイッチング素子Ｓ１０とＳ１１の接続節点を中性点の他端（図中＋端子）とし、ＰＦＣ回路１０６の出力の正極側を中性点の＋側に接続し、ＰＦＣ回路１０６の出力の負極側を中性点の−側に接続する。本実施形態では、別付けのトランスを新たに付加することなく、昇圧コンバータの昇圧リアクトルに一次側インダクタを付加する構成であるため、トランスを小型化するために１００ｋＨｚ程度の駆動周波数とする必要がなく、駆動周波数を１０ｋＨｚ程度としても問題ない。この場合、スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１としてＭＯＳＦＥＴではなくＩＧＢＴを用いることが可能となる。ＩＧＢＴの耐圧として１２００Ｖ程度は一般的であり、直流電圧を最大で４００Ｖとした場合にスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１に印加される電圧は８００Ｖのサージ電圧となるため、１２００Ｖ耐圧のＩＧＢＴを用いることが十分可能である。
【００４７】
したがって、図１４に示す従来の構成と図１２に示す本実施形態の構成とを対比すると、従来の回路構成では、ＭＯＳＦＥＴが１２素子、コンデンサ、トランスが必要であるところ、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴが４素子、ＩＧＢＴが２素子、コンデンサ、一次側インダクタとなり、スイッチング素子数を１２素子から６素子に半減できるとともに、トランスを省くことができる。
【００４８】
図１３に、図１２に示す本実施形態の回路構成と、図１４に示す従来の回路構成とを対比して示す。従来における外部電源プラグ２６及びＰＦＣ回路は本実施形態における外部電源プラグ２６及びＰＦＣ回路と同一であるが、従来におけるＤＣ／ＡＣ変換回路は本実施形態における２つのスイッチング素子と一次側インダクタに対応し、従来における２次側回路は本実施形態における昇圧リアクトルを含む昇圧コンバータ回路に対応する。昇圧コンバータの部分は何ら素子を付加しておらず、ＤＣ／ＡＣ変換回路及びトランスの部分がインダクタ及び２つのスイッチング素子に置換される。従来においては、双方向ＰＦＣ回路部分、ＤＣ／ＡＣ変換回路部分、トランス部分の３つの機能ブロックが別付けで必要であるところ、本実施形態では、双方向ＰＦＣ回路部分及びインダクタとスイッチング素子部分の２つの機能ブロックを付加するだけで済むことが理解されよう。
【００４９】
以上説明したように、本実施形態では、ハイブリッド自動車等の昇圧コンバータの昇圧リアクトルにインダクタを付加し、このインダクタに外部電源から交流電力を供給することで、二次電池１４への充電機能あるいは二次電池１４からの発電機能を付加することができる。本実施形態では、昇圧コンバータの昇圧リアクトルを援用して外部電源から二次電池１４への充電機能あるいは二次電池１４から外部電源への発電機能を付加することで、昇圧コンバータを多機能化するものといえる。また、昇圧コンバータの昇圧リアクトルに付加するインダクタは磁気結合しており、絶縁性も確保される。
【００５０】
なお、本実施形態では、外部電源として交流電源を示し、この交流外部電源からＰＦＣ回路１０６、ＤＣ／ＡＣ変換回路１０８を介して交流電圧をインダクタ１０３に供給しているが、外部電源を直流電源とし、この直流電源からＤＣ／ＡＣ変換回路１０８を介して交流電圧をインダクタ１０３に供給する構成としてもよい。
【００５１】
本実施形態におけるマルチフェーズコンバータ回路は、二次電池からの直流電圧を昇圧してモータに供給するとともに、外部電源からの交流電力により当該二次電池を充電するプラグインハイブリッド自動車に特に好適であるが、これに限定されるものではない。
【符号の説明】
【００５２】
１４ 二次電池、２０ 駆動回路、２６ 外部電源プラグ、１０６ ＰＦＣ回路、１０８ ＤＣ／ＡＣ変換回路、１００ マルチフェーズコンバータ回路、１０１，１０２ インダクタ、１０３ 一次側インダクタ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
二次電池からの直流電圧を昇圧するマルチフェーズ昇圧リアクトルと、
前記マルチフェーズ昇圧リアクトルに付加され磁気的に結合するインダクタであって、外部電源からの交流電圧が印加されるインダクタと、
を備え、前記交流電圧の位相を調整することで前記外部電源と前記二次電池との間で前記マルチフェーズ昇圧リアクトルを介して電力を供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項２】
請求項１記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧Ｖ２に対し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相を９０度ずらして前記インダクタに供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項３】
請求項２記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧Ｖ２に対し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相差を９０度として前記インダクタに供給することで前記外部電源から前記二次電池に電力を供給し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相差を−９０度として前記インダクタに供給することで前記二次電池から前記外部電源に電力を供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項４】
請求項１記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記インダクタに直列に接続される電流制限用の第２インダクタと、
を備えることを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項５】
請求項１記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは、逆結合と順結合の２つの磁気結合リアクトルを直結して構成され、
前記インダクタは、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの前記逆結合の磁気結合リアクトルに付加され磁気結合される
ことを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項６】
請求項１記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記インダクタは中性点を有し、かつ、その一端には第１スイッチング素子が接続されるとともにその他端には第２スイッチング素子が接続され、
前記第１スイッチング素子の他端と前記第２スイッチング素子の他端は互いに接続され、
前記外部電源からの電力は、前記中性点と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続節点との間に供給される
ことを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項７】
請求項２，３のいずれかに記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは２相昇圧リアクトルであってその昇圧比は２倍であり、
前記Ｖ１及びＶ２は同一周波数である
ことを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項１】
二次電池からの直流電圧を昇圧するマルチフェーズ昇圧リアクトルと、
前記マルチフェーズ昇圧リアクトルに付加され磁気的に結合するインダクタであって、外部電源からの交流電圧が印加されるインダクタと、
を備え、前記交流電圧の位相を調整することで前記外部電源と前記二次電池との間で前記マルチフェーズ昇圧リアクトルを介して電力を供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項２】
請求項１記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧Ｖ２に対し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相を９０度ずらして前記インダクタに供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項３】
請求項２記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧Ｖ２に対し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相差を９０度として前記インダクタに供給することで前記外部電源から前記二次電池に電力を供給し、前記外部電源からの交流電圧Ｖ１の位相差を−９０度として前記インダクタに供給することで前記二次電池から前記外部電源に電力を供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項４】
請求項１記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記インダクタに直列に接続される電流制限用の第２インダクタと、
を備えることを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項５】
請求項１記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは、逆結合と順結合の２つの磁気結合リアクトルを直結して構成され、
前記インダクタは、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの前記逆結合の磁気結合リアクトルに付加され磁気結合される
ことを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項６】
請求項１記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記インダクタは中性点を有し、かつ、その一端には第１スイッチング素子が接続されるとともにその他端には第２スイッチング素子が接続され、
前記第１スイッチング素子の他端と前記第２スイッチング素子の他端は互いに接続され、
前記外部電源からの電力は、前記中性点と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続節点との間に供給される
ことを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【請求項７】
請求項２，３のいずれかに記載のマルチフェーズコンバータ回路において、
前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは２相昇圧リアクトルであってその昇圧比は２倍であり、
前記Ｖ１及びＶ２は同一周波数である
ことを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１３−３４２７９（Ｐ２０１３−３４２７９Ａ）
【公開日】平成２５年２月１４日（２０１３．２．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６８１５２（Ｐ２０１１−１６８１５２）
【出願日】平成２３年８月１日（２０１１．８．１）
【出願人】（０００００３６０９）株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月１４日（２０１３．２．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月１日（２０１１．８．１）
【出願人】（０００００３６０９）株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]