発振装置
【課題】環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を補正する発振装置において、出力周波数の温度補償を高精度に行うこと。
【解決手段】共通の水晶片により第１及び第２の水晶振動子を構成すると共に、これら水晶振動子に夫々接続される第１及び第２の発振回路の発振出力をｆ１、ｆ２とし、基準温度における第１及び第２の発振回路の発振周波数を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値をそのときの温度として取り扱う。そしてこの差分値に対応する値に基づいてｆ１の周波数補正値の近似式により第１の補正値を求め、この第１の補正値と実測した周波数補正値との差である補正残差から当該補正残差分を相殺するための第２の補正値を求める。そしてこれら第１の補正値と第２の補正値との和から周波数補正値を求める。
【解決手段】共通の水晶片により第１及び第２の水晶振動子を構成すると共に、これら水晶振動子に夫々接続される第１及び第２の発振回路の発振出力をｆ１、ｆ２とし、基準温度における第１及び第２の発振回路の発振周波数を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値をそのときの温度として取り扱う。そしてこの差分値に対応する値に基づいてｆ１の周波数補正値の近似式により第１の補正値を求め、この第１の補正値と実測した周波数補正値との差である補正残差から当該補正残差分を相殺するための第２の補正値を求める。そしてこれら第１の補正値と第２の補正値との和から周波数補正値を求める。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶振動子が置かれる温度を検出し、温度検出結果に基づいて出力周波数の温度補償を行う発振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶発振器は、極めて高い周波数安定度が要求されるアプリケーションに組み込まれる場合には、通常ＯＣＸＯが一般的に用いられているが、ＯＣＸＯは装置が大掛かりであり、消費電力が大きい。このため簡素な構成であり、消費電力の少ないＴＣＸＯを利用することが検討されているが、ＴＣＸＯは温度に対する周波数安定度がＯＣＸＯに比べて劣る欠点がある。
図２０はＴＣＸＯの一般的な構成を示している。９０は水晶振動子、９１は発振回路であり、制御電圧発生部９３から電圧可変容量素子９２に供給される制御電圧を変えることにより、電圧可変容量素子９２の容量をコントロールして発振周波数（出力周波数）が調整される。
【０００３】
水晶振動子９０は温度に応じて周波数が変化するため、制御電圧発生部９３は、温度検出器９４により検出した温度に応じて制御電圧を補正している。具体的には、水晶振動子９０の周波数温度特性を基準温度にて正規化した関数である例えば３次関数をメモリ９５内に格納し、この関数（周波数温度特性）に基づいて温度検出値に対応する周波数を読み出す。即ち基準温度時の周波数に対してそのときの温度おける周波数がどのくらいずれているかを読み出し、この周波数のずれ分に対応する制御電圧を温度補償量として、基準温度時の周波数に対応する制御電圧から差し引くようにしている。
【０００４】
しかしながら、きめ細かな温度補正制御を行おうとすると、周波数温度特性の関数を規定するデータ量が大きくなり、メモリ９５として大容量のものが必要になることから高価なものになってしまう。また温度検出器としては通常サーミスタが用いられることから、前記データ量を大きくしても、温度検出器の検出精度の限界により、周波数精度の向上が期待できない。
更に温度検出器９４と水晶振動子９０とは、配置位置が異なることから、水晶振動子９０の実際の温度情報を正確に得ることができないため、この点からも周波数精度の向上が期待できない。
【０００５】
特許文献１の図２及び図３には、共通の水晶片に２対の電極を設けて２つの水晶振動子（水晶共振子）を構成することが記載されている。また段落００１８には、温度変化に応じて２つの水晶振動子の間で周波数差が現れるので、この周波数差を計測することにより温度を計測することと同じになると記載されている。そしてこの周波数差Δｆと補正すべき周波数の量との関係をＲＯＭに記憶させ、Δｆに基づいて周波数補正量を読み出している。
しかしながらこの手法は、段落００１９に記載されているように、所望の出力周波数ｆ０と、２つの水晶振動子の夫々の周波数ｆ１、ｆ２と、について、ｆ０≒ｆ１≒ｆ２の関係となるように水晶振動子の調整を行う必要があるため、水晶振動子の製造工程が複雑になる上、高い歩留まりが得られないという課題がある。更にまた図４に示されているように、各水晶振動子からの周波数信号であるクロックを一定時間カウントしてその差分（ｆ１−ｆ２）を求めているため、検出時間に検出精度が直接影響し、高精度な温度補償が困難である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−２９２０３０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、出力周波数の温度補償を高精度に行うことができる発振装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の発振装置は、環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を設定するための設定信号を補正する発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得する第１の補正値取得部と、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得する第２の補正値取得部と、
前記第１の補正値と第２の補正値とを加算して前記周波数補正値を求める加算部と、を備え、
発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
前記加算部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記設定信号を補正するように構成したことを特徴とする。
【０００９】
前記発振装置は以下の特徴を備えていてもよい。
（ａ）前記第１の近似式は、前記差分値に対応する値と実測した前記周波数補正値との関係を最小二乗法で多項式近似したものであること。
（ｂ）前記第２の近似式は、前記群に属し、互いに隣り合って配列される差分値に対応する値について取得した補正残差の間を１次関数で補間したものであること。
（ｃ）前記第１の補正値取得部及び第２の補正値取得部は、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を用いること。
【００１０】
（ｄ）周波数差検出部は、前記ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたこと。
（ｅ）第１の水晶振動子の水晶片と第２の水晶振動子の水晶片とは、共通化されていること。
（ｆ）前記第１の補正値取得部は、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得することに代えて、
周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子とは異なる他の水晶振動子を発振させる他の発振回路の環境温度が基準温度と異なることに起因する発振周波数ｆ０の周波数補正値と、の関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得し、
前記第２の補正値取得部は、
前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得することに代えて、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と前記他の水晶振動子について予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得し、
前記発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力に代えて、前記他の発振回路の出力を利用して生成されるものであること。
【発明の効果】
【００１１】
本発明は、環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を補正する発振装置において、第１及び第２の発振回路の発振出力をｆ１、ｆ２とし、基準温度における第１及び第２の発振回路の発振周波数を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値をそのときの温度として取り扱うようにしており、この値と温度との相関度が極めて高いため、出力周波数の温度補償を高精度に行うことができる。またこのとき、前記差分値に対応する値に基づいてｆ１の周波数補正値の近似式（第１の近似式）により第１の補正値を求め、この第１の補正値と実測した周波数補正値との差である補正残差の近似式（第２の近似式）から当該補正残差分を相殺するための第２の補正値を求める。そしてこれら第１の補正値と第２の補正値との和から周波数補正値を求めることにより、第１の補正値を求める際に近似式を用いることに起因して発生する誤差を低減して精度の高い温度補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態の一部を示すブロック図である。
【図３】図２に示す一部の出力の波形図である。
【図４】図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。
【図５】図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしている状態を模式的に示す各部の波形図である。
【図６】上記の実施形態に対応する実際の装置について前記ループにおける各部の波形図である。
【図７】第１の発振回路の周波数ｆ１及び第２の発振回路の周波数ｆ２と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図８】ｆ１、ｆ２の各々を正規化した値と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図９】ｆ１を正規化した値と温度との関係、及びｆ１を正規化した値とｆ２を正規化した値との差分ΔＦと温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１０】図９の縦軸を正規化した値と、周波数補正値との関係を示す特性図である。
【図１１】補正値演算部を示すブロック図である。
【図１２】前記補正値演算部に設けられている第１の補正値演算部を示すブロック図である。
【図１３】前記差分値ΔＦに対する補正残差の関係を示す特性図である。
【図１４】前記補正残差を予め設定した間隔の差分値ごとに取得してプロットした特性図である。
【図１５】前記補正値演算部に設けられている第２の補正値演算部を示すブロック図である。
【図１６】前記第２の補正演算部の作用を示す第１の説明図である。
【図１７】前記第２の補正演算部の作用を示す第２の説明図である。
【図１８】前記差分値ΔＦに対する、第１の補正値及び第２の補正値を用いて補正された後の補正残差の関係を示す特性図である。
【図１９】周波数差検出部の動作シミュレーションを示す特性図である。
【図２０】従来のＴＣＸＯを示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は本発明の発振装置の実施形態の全体を示すブロック図である。この発振装置は、設定された周波数の周波数信号を出力する周波数シンセサイザとして構成され、水晶振動子を用いた電圧制御発振器１００と、この電圧制御発振器１００におけるＰＬＬを構成する制御回路部２００と、この制御回路部２００に入力される基準クロックの温度補償を行う温度補償部と、を備えている。温度補償部については符号を付していないが、図１における制御回路部２００よりも左側部分に相当する。
【００１４】
制御回路部２００は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路部２０１から出力するリファレンス（参照用）クロックと、電圧制御発振器１００の出力を分周器２０４で分周したクロックの位相とを位相周波数比較部２０５にて比較し、その比較結果である位相差が図示しないチャージポンプによりアナログ化される。アナログ化された信号はループフィルタ２０６に入力され、ＰＬＬ（Phase locked loop）が安定するように制御される。従って制御回路部２００は、ＰＬＬ部であると言うこともできる。ここでＤＤＳ回路部２０１は、後述の第１の発振回路１から出力される周波数信号を基準クロックとして用い、目的とする周波数の信号を出力するための周波数データ（ディジタル値）が入力されている。
【００１５】
しかし前記基準クロックの周波数が温度特性をもっているため、この温度特性をキャンセルするためにＤＤＳ回路部２０１に入力される前記周波数データに後述の周波数補正値に対応する信号を加算している。ＤＤＳ回路部２０１に入力される周波数データを補正することで、基準クロックの温度特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の温度変動分がキャンセルされ、結果として温度変動に対して参照用クロックの周波数が安定し、以って電圧制御発振器１００からの出力周波数が安定することになる。
【００１６】
温度補償部は、第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を備えており、これら第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は、共通の水晶片Ｘｂを用いて構成されている。即ち例えば短冊状の水晶片Ｘｂの領域を長さ方向に２分割し、各分割領域（振動領域）の表裏両面に励振用の電極を設ける。従って一方の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第１の水晶振動子１０が構成され、他方の分割領域と一対の電極２１、２２とにより第２の水晶振動子２０が構成される。このため第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は熱的に結合されたものということができる。
【００１７】
第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０には夫々第１の発振回路１及び第２の発振回路２が接続されている。これら発振回路１、２の出力は、いずれについても例えば水晶振動子１０、２０のオーバートーン（高調波）であってもよいし、基本波であってもよい。オーバートーンの出力を得る場合には、例えば水晶振動子と増幅器とからなる発振ループ内にオーバートーンの同調回路を設けて、発振ループをオーバートーンで発振させてもよい。あるいは発振ループについては基本波で発振させ、発振段の後段、例えばコルピッツ回路の一部である増幅器の後段にＣ級増幅器を設けてこのＣ級増幅器により基本波を歪ませると共にＣ級増幅器の後段にオーバートーンに同調する同調回路を設けて、結果として発振回路１、２からいずれも例えば３次オーバートーンの発振周波数を出力するようにしてもよい。
【００１８】
ここで便宜上、第１の発振回路１から周波数ｆ１の周波数信号が出力され、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が出力されるものとすると、周波数ｆ１の周波数信号は、前記制御回路部２００に基準クロックとして供給される。３は周波数差検出部であり、この周波数差検出部３は概略的な言い方をすれば、ｆ１とｆ２との差分と、Δｆｒとの差分である、ΔＦ＝ｆ２−ｆ１−Δｆｒを取り出すための回路部である。Δｆｒは、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分である。ｆ１とｆ２との差分の一例を挙げれば、例えば数ＭＨｚである。本発明は、周波数差検出部３によりｆ１とｆ２との差分に対応する値と、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分に対応する値との差分であるΔＦを計算することにより成り立つ。この実施形態の場合、より詳しく言えば、周波数差検出部３から出力される値は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝である。ただし、図面では周波数差検出部３の出力の表示は略記している。
【００１９】
図２は、周波数差検出部３の具体例を示している。３１はフリップフロップ回路（Ｆ／Ｆ回路）であり、このフリップフロップ回路３１の一方の入力端に第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号が入力され、他方の入力端に第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が入力され、第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号により第２の発振回路２からの周波数ｆ２の周波数信号をラッチする。以下において記載の冗長を避けるために、ｆ１、ｆ２は、周波数あるいは周波数信号そのものを表しているとして取り扱う。フリップフロップ回路３１は、ｆ１とｆ２との周波数差に対応する値である（ｆ２−ｆ１）／ｆ１の周波数をもつ信号が出力される。
【００２０】
フリップフロップ回路３１の後段には、ワンショット回路３２が設けられ、ワンショット回路３２では、フリップフロップ回路３１から得られたパルス信号における立ち上がりにてワンショットのパルスを出力する。図３（ａ）〜（ｄ）はここまでの一連の信号を示したタイムチャートである。
ワンショット回路３２の後段にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が設けられ、このＰＬＬは、ラッチ回路３３、積分機能を有するループフィルタ３４、加算部３５及びＤＤＳ回路部３６により構成されている。ラッチ回路３３はＤＤＳ回路部３６から出力された鋸波をワンショット回路３２から出力されるパルスによりラッチするためのものであり、ラッチ回路３３の出力は、前記パルスが出力されるタイミングにおける前記鋸波の信号レベルである。ループフィルタ３４は、この信号レベルである直流電圧を積分し、加算部３５はこの直流電圧とΔｆｒに対応する直流電圧と加算する。Δｆｒに対応する直流電圧に対応するデータは図１に示すメモリ３０に格納されている。
【００２１】
この例では加算部３５における符号は、Δｆｒに対応する直流電圧の入力側が「＋」であり、ループフィルタ３４の出力電圧の入力側が「−」となっている。ＤＤＳ回路部３６には、加算部３５にて演算された直流電圧、即ちΔｆｒに対応する直流電圧からループフィルタ３４の出力電圧を差し引いた電圧が入力され、この電圧値に応じた周波数の鋸波が出力される。ＰＬＬの動作の理解を容易にするために図４に極めて模式的に各部の出力の様子を示しておく。装置の立ち上げ時には、Δｆｒに対応する直流電圧が加算部３５を通じてＤＤＳ回路部３６に入力され、例えばΔｆｒが５ＭＨｚであるとすると、この周波数に応じた周波数の鋸波がＤＤＳ回路部３６から出力される。
【００２２】
前記鋸波がラッチ回路３３により（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数のパルスでラッチされるが、（ｆ２−ｆ１）が例えば６ＭＨｚであるとすると、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が短いことから、鋸波のラッチポイントは図４（ａ）に示すように徐々に下がっていき、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力は図４（ｂ）、（ｃ）に示すように−側に徐々に下がっていく。加算部３５におけるループフィルタ３４の出力側の符号が「−」であることから、加算部３５からＤＤＳ回路部３６に入力される直流電圧が上昇する。このためＤＤＳ回路部３６から出力される鋸波の周波数が高くなり、ＤＤＳ回路部３６に６ＭＨｚに対応する直流電圧が入力されたときに、鋸波の周波数が６ＭＨｚとなって図５（ａ）〜（ｃ）に示すようにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝−１ＭＨｚに対応した値となる。つまりループフィルタ３４の積分値は、５ＭＨｚから６ＭＨｚへ鋸波が変化するときの１ＭＨｚの変化分の積分値に相当するということができる。
【００２３】
この例とは逆に、Δｆｒが６ＭＨｚ、（ｆ２−ｆ１）が５ＭＨｚの場合には、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が長いためにことから、図４（ａ）に示すラッチポイントは徐々に高くなり、これに伴い、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力も上昇する。このため加算部３５において差し引かれる値が大きくなるので、鋸波の周波数が徐々に下がり、やがて（ｆ２−ｆ１）と同じ５ＭＨｚとなったときにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝１ＭＨｚに対応した値となる。なお、図６は実測データであり、この例では時刻ｔ０にてＰＬＬがロックしている。
【００２４】
ところで既述のように実際には周波数差検出部３の出力、即ち図２に示す平均化回路３７の出力は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝の値を３４ビットのディジタル値で表した値である。−５０℃付近から１００℃付近までのこの値の集合は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ＝ＯＳＣ１（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）、（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ＝ＯＳＣ２（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）とすると、温度に対する変化はＯＳＣ２−ＯＳＣ１と実質同じカーブとなる。従って周波数差検出部３の出力は、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝温度データとして取り扱うことができる。
またフリップフロップ３１においてｆ２をｆ１によりラッチする動作は非同期であることから、メタステーブル（入力データをクロックのエッジでラッチする際、ラッチするエッジの前後一定時間は入力データを保持する必要があるが、クロックと入力データとがほぼ同時に変化することで出力が不安定になる状態）など不定区間が生じる可能性もあり、ループフィルタ３４の出力には瞬間誤差が含まれる可能性がある。上記のＰＬＬではループフィルタ３４の出力を、温度に対応する値であるΔｆｒと（ｆ２−ｆ１）との差分として取り扱っていることから、ループフィルタ３４の出力側に、予め設定した時間における入力値の移動平均を求める平均化回路３７を設け、前記瞬間誤差が生じても取り除くようにしている。平均化回路３７を設けることにより、最終的に変動温度分の周波数ずれ情報を高精度に取得することができる。
【００２５】
ＰＬＬのループフィルタ３４にて得られた変動温度分の周波数ずれ情報、この例ではΔｆｒ−（ｆ２−ｆ１）は、図１に示す補正値演算部４に入力され、ここで周波数の補正値が演算される。補正値演算部４に関して述べる前に図７から図１０を参照して周波数ずれ情報と周波数補正値とについて説明する。図７は、ｆ１及びｆ２を基準温度で正規化し、温度と周波数との関係を示す特性図である。ここでいう正規化とは、例えば２５℃を基準温度とし、温度と周波数との関係について基準温度における周波数をゼロとし、基準温度における周波数からの周波数のずれ分と温度との関係を求めることを意味している。第１の発振回路１における２５℃のときの周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路２における２５℃のときの周波数をｆ２ｒとすると、つまり２５℃におけるｆ１、ｆ２の値を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、図７の縦軸の値は（ｆ１−ｆ１ｒ）及び（ｆ２−ｆ２ｒ）ということになる。
【００２６】
また図８は、図７に示した各温度の周波数について、基準温度（２５℃）における周波数に対する変化率を表わしている。従って図８の縦軸の値は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ及び（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒであり、これらの値を夫々ＯＳＣ１及びＯＳＣ２で表わすこととする。なお図８の縦軸の値の単位はｐｐｍである。
【００２７】
ここで周波数差検出部３の説明に戻ると、既述のようにこの実施形態では周波数差検出部３は、（ｆ２−ｆ２ｒ）−（ｆ１−ｆ１ｒ）＝ｆ２−ｆ１−Δｆｒ、そのもの値ではなく、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１を求める演算を行っている。つまり、各周波数が基準温度からどのくらいの比率で外れているかを示す比率の値について、ｆ２における比率とｆ１における比率との差分を求めているということである。ラッチ回路３３には（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数信号が入力されるが、ＰＬＬループの中には鋸波が入ってくることから、このような計算を行うように回路を組むことができる。周波数差検出部３の出力が３４ビットのディジタル値であるとすると、例えば１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値を割り当てており、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値は、０．０５８（ｐｐｂ）までの精度が得られていることになる。なお１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値に設定できる根拠は、後述の（２）〜（４）式に基づく。この段階で図６の説明をすると、図６はｆ１とｆ２との周波数差（正確には周波数の変化率の差）ＯＳＣ２−ＯＳＣ１が４０ｐｐｍである場合において、実際の回路に組み込まれたラッチ回路３３及びループフィルタ３４の出力値である。
【００２８】
図９は、ＯＳＣ１と温度との関係（図８と同じである）、及び（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を示しており、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）が温度に対して直線関係にあることが分かる。従って（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は基準温度からの温度変動ずれ分に対応していることが分かる。そして一般的には水晶振動子の周波数温度特性は３次関数で表わされると言われていることから、この３次関数による周波数変動分を相殺する周波数補正値と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）との関係を求めておけば、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の検出値に基づいて周波数補正値が求まることになる。
【００２９】
この実施形態の発振装置は、既述のように第１の発振回路１から得られる周波数信号（ｆ１）を図１に示す制御回路部２００の基準クロックとして用いており、この基準クロックに周波数温度特性が存在することから、基準クロックの周波数に対して温度補正を行おうとしている。このため先ず基準温度で正規化した、温度とｆ１との関係を示す関数を予め求めておき、この関数によるｆ１の周波数変動分を相殺するための関数を図１０のように求めておく。従って図１０の縦軸は−ＯＳＣ１である。この例では温度補正を高精度に行うために前記関数を例えば９次関数として定めている。
【００３０】
既述のように温度と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）とが直線関係にあることから、図１０の横軸は、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値としているが、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値をそのまま用いると、この値を特定するためのデータ量が多くなることから、次のようにして（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を正規化している。即ち、発振装置が実際に使用されるであろう上限温度及び下限温度を定めておき、上限温度のときの（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を＋１、下限温度のときの（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を−１として取り扱っている。この例では図１０に示すように−３０ｐｐｍを＋１とし、＋３０ｐｐｍを−１としている。
【００３１】
水晶振動子における温度に対する周波数特性は、この例では９次の多項近似式として取り扱っている。具体的には、水晶振動子の生産時に（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を実測により取得し、この実測データから、温度に対する周波数変動分を相殺する、温度と−ＯＳＣ１との関係を示す補正周波数曲線を導き出し、最小二乗法により９次の多項近似式係数を導き出している。そして多項近似式係数を予めメモリ３０（図１参照）に記憶しておき、補正値演算部４は、これら多項近似式係数を用いて（１）式の演算処理を行う。
【００３２】
Ｙ＝Ｐ１・Ｘ９ ＋Ｐ２・Ｘ８ ＋Ｐ３・Ｘ７ ＋Ｐ４・Ｘ６ ＋Ｐ５・Ｘ５ ＋Ｐ６・Ｘ４ ＋Ｐ７・Ｘ３ ＋Ｐ８・Ｘ２ ＋Ｐ９・Ｘ ………（１）
（１）式においてＸは周波数差検出情報、Ｙは補正データ（第１の補正値に相当する）、Ｐ１〜Ｐ９は多項近似式係数である。
【００３３】
ここで、Ｘは図１に示す周波数差検出部３により得られた値、即ち図２に示す平均化回路３７により得られた値（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）である。
さらに補正値演算部４は、（１）式に示した多項近似式（第１の近似式）だけでは補正しきれずに残る補正残差（補正値の実測値と前記第１の補正値との差）を小さくするために、上述の第１の補正値に加えて第２の補正値を取得する機能を備えている。
【００３４】
補正値演算部４にて演算を実行するためのブロック図の一例を図１１に示す。補正値演算部４は、メモリ３０から読み出した補正用パラメータに基づき、第１の補正値演算部（第１の補正値取得部）４０及び第２の補正値演算部（第２の補正値取得部）５０にて別々に算出した補正データ（第１の補正値、第２の補正値）を加算部４１にて加算し、この加算結果を周波数補正値として出力する。なお図１１に示した第１の補正値演算部４０、第２の補正値演算部５０には周波数差検出値ΔＦが入力されるように略記しているが、既述のように本実施の形態ではΔＦに対応する値として｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を用いている。
【００３５】
まず、（１）式に示した多項近似式に基づき補正データ（第１の補正値）の演算処理を行う第１の補正値演算部４０の構成を図１２に示す。図１２中、４０１〜４０９は（１）式の各項の演算を行う演算部、４００は加算部、４１０は丸め処理を行う回路である。なお、第１の補正値演算部４０は、例えば１個の掛け算部を用い、この掛け算部にて９乗項の値を求め、次に当該掛け算部にて８乗項の値を求めるといった具合に、当該掛け算部をいわば使いまわして最終的に各乗項の値を加算するようにしてもよい。また補正値の演算式は９次の多項近似式を用いることに限定されるものではなく、要求される精度に応じた次数の近似式を用いてもよい。
【００３６】
このように第１の補正値演算部４０は、最小二乗法により求めた９次の多項近似式を用いて補正データ（第１の補正値）を演算し、水晶振動子の温度に対する周波数特性を補正している。しかしながら、このように比較的高次の多項式を用いたとしても、近似式は前記周波数温度特性を厳密に再現するものではない。
【００３７】
例えば図１３中の実線は、前記補正残差の温度特性を示しており、横軸は温度検出値に対応するＯＳＣ１とＯＳＣ２との差分値（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１[ｐｐｍ]）、縦軸は補正残差である。補正残差を算出するにあたり、第１、第２の水晶振動子１０、２０の周囲の温度を変化させながら実測した第１の発振回路１の発振周波数ｆ１と、基準温度（２５℃）における第１の発振回路１の発振周波数ｆ１ｒとから求めた−ＯＳＣ１（＝（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ）を実測した周波数補正値とした。そして、前記多項近似式から得られた補正データ（第１の補正値）と、実測した周波数補正値との差から補正残差を求めた。
【００３８】
図１３によれば、（１）式の多項近似式から得られた第１の補正値と実測した周波数補正値との間には±４０[ｐｐｂ]程度の補正残差が存在する。高精度の温度補償を行う場合は、この補正残差をより低減することが好ましい。
【００３９】
そこで本例の補正値演算部４は、第１の補正値に加え、前記補正残差に対応する第２の補正値を求め、第１の補正値と第２の補正値とを加算して周波数補正値を求めることにより、温度補償精度を高めている。図１１に示した第２の補正値演算部５０は、前記差分値に対応する値に基づいて第２の補正値を取得する第２の補正値取得部に相当する。
【００４０】
記述のように第２の補正値演算部５０は、第１の補正周波数と実測した補正周波数との差である補正残差に基づいて第２の補正値を取得する。例えば図１３中に実線で示すようにほぼ連続データと見なせる程度の細かい間隔（例えば差分値に対応する値の算出精度に対応する間隔）で補正残差を予め記憶しておき、差分値に対応する値の演算結果に対応して特定した補正残差を第２の補正値とすれば、より正確な補正が可能となる。
【００４１】
しかしながらこの場合には大容量のメモリが必要となると共に、補正残差の温度特性はそれぞれの水晶振動子１０で異なるので、全ての発振装置に設けられた水晶振動子１０ごとに膨大な補正残差を実測することは現実的ではない。
【００４２】
そこで本例の第１の補正値演算部４０では予め設定した間隔で配列された差分値に対応する値の群を設定し、この群に属する差分値にて補正残差を取得し、隣り合って配列される差分値に対応する値について取得した補正残差の間を１次関数で補間することにより、周波数差検出部３から取得した差分値に対応する値ΔＦについての第２の補正値を演算している。
【００４３】
例えば図１３には、差分値に対応する値（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の範囲を３２分割して補正残差の取得点とし、これらの点で取得した補正残差を白抜きの丸でプロットしてある。図１４は、図１３に示す補正残差について、横軸方向（差分値に対応する値の配列順）に互いに隣り合うプロット間を１次関数（直線）で補完した近似特性図である。本例の第２の補正値演算部５０はこの直線で補完された補正残差の近似式を利用して第２の補正値を取得している。
【００４４】
以下、第２の補正値を取得する第２の補正値演算部５０の構成及び作用について図１５〜図１７を参照しながら説明する。既述のように本例では周波数差検出部３から出力される差分値に対応する値ΔＦとして｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を採用しているが、理解を容易にする観点から図１５〜図１７の説明では差分値に対応する値としてΔＦ＝ｆ１−ｆ２−Δｆｒ［Ｈｚ］を使用する。
【００４５】
図１５は、第２の補正値演算部５０の構成を示すブロック図である。概略的には、第２の補正値演算部５０は周波数差検出部３より取得したΔＦを所定の除数で除算して、このΔＦが図１４に示したどの補正残差の区間内に位置しているかを判断する情報を出力する位置算出部５１０と、この位置算出部５１０から取得した情報に基づいて前記ΔＦが属する区間の両端の位置における補正残差を選択する補正残差選択部５２０と、この補正残差選択部５２０にて選択された２つの補正残差の間を補間する１次関数（第２の近似式）を求め、この１次関数から前記ΔＦに対応する第２の補正値を算出する第２の補正値算出部５３０と、を備えている。
【００４６】
位置算出部５１０は、周波数差検出部３より取得したΔＦに、メモリ３０内の除算パラメータテーブル３０１に格納されている加算値を加算して被除数として出力する加算部５１１と、加算部５１１から取得した被除数を前記除算パラメータテーブル３０１に格納されている除数により除算して、除算結果の整数部分（図１５中「商」と記してある）をΔＦが属する区間の下端側に対応するインデックス値として出力すると共に、前記除算結果の余り（同図中「剰余」と記してある）を第２の補正値算出部５３０に出力する除算回路５１２と、この除算回路５１２から出力された下端側のインデックス値に「１」を加え、ΔＦが属する区間の上端側のインデックス値として出力する定数加算部５１３とを備えている。
【００４７】
図１６は、例えば「−３２０００≦ΔＦ≦３２０００」の範囲を２０００Ｈｚごとに３２分割して得られた３３個の取得点に、ΔＦの値が小さい方から順に「０〜３２」のインデックス値を付し、各インデックス値に対応させて補正残差［ｐｐｂ］をプロットした様子を模式的に示している。
【００４８】
除算パラメータテーブル３０１には、ΔＦの範囲の下端の「−３２０００」が加算値として格納され、ΔＦの範囲を分割する区画単位「２０００」が除数として格納されている。ここに例えば周波数差検出部３から「ΔＦ＝−２７５００」の値が入力されると、加算部５１１は加算値の符号を反転してΔＦに加算し（「−２７５００−（−３２０００）＝４５００」の演算を行い）、この値を被除数として出力する。
【００４９】
除算回路５１２は、除算パラメータテーブル３０１から読み出した除数「２０００」により、加算部５１１から取得した被除数「４５００」を除算して、その除算結果「２．２５」の整数部分「２」を商とし、余り部分である「５００」を剰余として出力する。
【００５０】
一方、図１６から分かるように、周波数差検出部３から取得した「ΔＦ＝−２７５００」は、「−２８０００≦ΔＦ≦−２６０００」の区間に含まれている。この下端側の「−２８０００」について加算部５１１、除算回路５１２で行われる演算を行うと商が「２」、剰余が「０」となる。このようにΔＦの範囲を分割して得られた３３個の取得点は、上記の演算により剰余が「０」となる位置に、除算数「２０００」の倍数刻みに設けられている。そして、各取得点にて上述の演算を行って得られた商の値が、補正残差を選択するためのインデックス値として採用されている。
【００５１】
上述のように各取得点のΔＦの値とインデックス値との関係が設定されていることにより、除算回路５１２から出力される商の値は、周波数差検出部３から取得したΔＦが含まれる区間の下端側のインデックス値を示すことになる。そして除算回路５１２から出力された商に、定数加算部５１３にて「１」を加えると、その値は前記区間の上端側の取得点に対応するインデックス値に等しくなる。
【００５２】
この結果、周波数差検出部３から取得したΔＦが含まれる区間の上端側と下端側のインデックス値が特定され、これらのインデックス値は、補正残差選択部５２０内に設けられた第１のセレクタ５２１と第２のセレクタ５２２とに各々出力される。第１、第２のセレクタ５２１、５２２は、メモリ３０内の補正残差テーブル３０２から補正残差の値を読み出して第２の補正値算出部５３０に出力する役割を果たす。
【００５３】
（表１）に示すように補正残差テーブル３０２には、第１の水晶振動子１０の発振周波数ｆ１と多項近似式により求めた第１の補正値とから予め測定した補正残差がインデックス値に対応付けて記憶されている。各セレクタ５２１、５２２は、位置算出部５１０から取得したインデックス値に基づいて補正残差を選択する。これにより、周波数差検出部３から取得したΔＦが含まれる区間の上端側と下端側のΔＦに対応する補正残差を取得することができる。本例では第１のセレクタ５２１は前記区間の下端側のΔＦに対応する補正残差を選択し、第２のセレクタ５２２は上端側のΔＦに対応する補正残差を選択する。
【表１】
【００５４】
ここで周波数差検出回路３から取得したΔＦが含まれる区間の下端側の取得点に対応する値をｘ０、上端側の取得点に対応する値をｘ１、前記ΔＦをｘ、下端側、上端側の取得点に対応するインデックス値に基づいて選択された補正残差を各々ｙ０、ｙ１とする。このとき、図１７に示すように点Ｐ０（ｘ０，ｙ０）と点Ｐ１（ｘ１，ｙ１）との間を１次関数で補完すると、ｙの値を推定する近似式（第２の近似式）が得られる。本実施の形態では、この近似式にｘを代入して得られたｙの値を第２の補正値とする。
【００５５】
図１７によれば、前記近似式は下記（２）式で表される。
（ｙ−ｙ０）／（ｙ１−ｙ０）＝（ｘ−ｘ０）／（ｘ１−ｘ０）
…（２）
ここで隣り合う取得点同士の間隔は「ｘ１−ｘ０」はの値は除数であり、「ｘ−ｘ０」の値は剰余なので、（２）式は下記の（２）’式に書き替えられる。
ｙ＝｛（剰余）・（ｙ１−ｙ０）／（除数）｝＋ｙ０ …（２）’
第２の補正値算出部５３０は第１のセレクタ５２１から取得したｙ０、第２のセレクタ５２２から取得したｙ１、除算回路５１２から取得した剰余、及び除算パラメータテーブル３０１から読み出した除数の各値に基づいて（２）’の計算を行い、得られた値を第２の補正値として出力する。
【００５６】
次に上述の実施の形態の全体の動作についてまとめる。第１の発振回路１から出力される周波数信号は、電圧制御発振器１００の制御部２００にクロック信号として供給され、本実施形態の冒頭に述べたように制御部２００における制御動作により電圧制御発振器１００から目的とする周波数の周波数信号が出力される。一方第１の発振回路１及び第２の発振回路２から夫々出力される周波数信号ｆ１、ｆ２は、周波数差検出部３に入力され、既に詳述した動作によりこの例では周波数差検出部３の出力であるＰＬＬの出力ΔＦが｛Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）｝に対応する値、この例では（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）になったときにロックする。そしてこの値が補正値演算部４に入力され、第１の補正値演算部４０では（１）式の演算が実行されて第１の補正値を取得し、第２の補正値演算部５０ではΔＦが含まれる区間の補正残差をメモリ３０から読み出し（２）’式の演算を実行して第２の補正値を取得する。そして、これら第１の補正値及び第２の補正値が加算部４１にて加算され（このとき、第１の補正値及び第２の補正値の単位は例えばｐｐｍに揃えられる）、周波数補正値として出力される。
【００５７】
（１）式の演算は、例えば図１０に示す特性図において、周波数差検出部３の出力値に基づいて得られた値に対応する補正周波数の近似曲線の縦軸の値を求める処理である。また（２）'式の演算は図１４に示す特性図において、周波数差検出部３の出力値に基づいて得られた値に対応する補正残差の近似線の縦軸の値を求める処理である。
【００５８】
図１８には補正値演算部４から出力される周波数補正値（第１の補正値と第２の補正値との和）と実測した周波数補正値との間の差（補正残差）を実線で示し、図１３にて説明した第１の補正値との間の補正残差を一点鎖線で示す。図１８によれば、補正値演算部４から出力される周波数補正値は実測した周波数補正値に対する補正残差が±１０［ｐｐｂ］の範囲内に収まっており、第１の補正値における補正残差（±４０［ｐｐｂ］）よりも変動幅が小さくなっている。従って、（１）式の近似式（第１の近似式）を用いて得た第１の補正値に、補正残差に対応する（２）’式の近似式（第２の近似式）を用いて得た第２の補正値を加算することにより、周波数補正値の精度を向上させることができたと言える。
【００５９】
既述のように第２の補正値は、実測した周波数補正値との差分に基づいて得た補正残差を利用して算出しているので、一次関数のようにパラメータの少ない近似式を利用する場合であっても、周波数補正値の精度の相当程度の向上を図ることができる。ここで発明者は、（１）式に替えての補正周波数の近似式として、例えば３次のスプライン補間処理計算式（ｙ＝ａｘ３＋ｂｘ２＋ｃｘ＋ｄ（ａ，ｂ，ｃ，ｄはスプライン補間係数））を用いて、図１８に示した場合と同等程度の精度を実現する場合に必要なパラメータの情報量を検討したところ、概算で１６０ｂｙｔｅであった。これに対して、（１）式、（２）’式にの演算に必要なパラメータ情報量は６０ｂｙｔｅであり、情報量は約１／２．７となった。
【００６０】
但し、第２の補正値を算出する近似式は、既述の一次関数に限定されるものではない。使用可能なメモリ容量等に応じて、２次以上の高次の多項式を利用したスプライン補間や最小二乗法を利用した近似曲線を利用してもよいことは勿論である。また、第１の補正値と第２の補正値とを加算する際に、各々の補正値に係数を乗ずるなどしてもよい。
【００６１】
また、図１に示すように第１の水晶振動子１１及び第２の水晶振動子１２は共通の水晶片Ｘｂを用いて構成され、互いに熱的に結合されていることから、発振回路１１、１２の周波数差は、環境温度に極めて正確に対応した値であり、従って周波数差検出部３の出力は、環境温度と基準温度（この例では２５℃）との温度差情報である。第１の発振回路１１の出力される周波数信号ｆ１は制御部２００のメインクロックとして使用されるものであることから、補正値演算部４にて得られた補正値は、温度が２５℃からずれたことによるｆ１の周波数ずれ分に基づく制御部２００の動作への影響を相殺するために制御部２００の動作を補償するための信号として用いられる。この結果、本実施形態の発振装置１の出力である電圧制御発振器１００の出力周波数が温度変動にかかわらず安定したものとなる。
【００６２】
以上のように上述実施の形態によれば、動作クロック自身が温度変動しているにもかかわらず変動温度分に対応した正確な周波数ずれ情報を得ることができ、この結果高安定、高精度の発振装置を実現することができる。またｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値を周波数差検出情報（変動温度分の周波数ずれ情報）としているため、特許文献１のようにｆ１≒ｆ２に調整する煩わしい作業を必要とせず、また水晶振動子の歩留まりが低くなるという問題もない。
【００６３】
そして周波数差検出情報を求めるために、ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成し、ＤＤＳ回路部から出力された鋸波信号を前記パルスによりラッチ回路でラッチし、ラッチされた信号値を積分してその積分値を前記周波数差として出力すると共に、この出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力してＰＬＬを構成している。特許文献１のようにｆ１、ｆ２をカウントしてその差分を取得する場合には、カウント時間が検出精度に直接影響するが、このような構成では、このような問題がないため検出精度が高い。実際に両者の方式をシミュレーションにより比較し、周波数をカウントする方式においては２００ｍｓのカウント時間を設定したところ、検出精度について本実施形態の方式の方が約５０倍高いという結果を得た。
【００６４】
また本実施形態のＰＬＬの場合には、従来のＤＤＳ回路部のように正弦波ＲＯＭテーブルを持たないため、メモリ容量を小さくできる利点があり、装置の規模を小さくできる。また変動温度分の周波数ずれ情報に基づいて周波数の補正値を演算処理により求めているため、容量の大きなメモリが不要であり、この点からも装置の規模を小さくでき、コストを抑えることができる。
【００６５】
ここで図２の回路を用いて、ｆ１が８１．９ＭＨｚ、ｆ２が７６、６９ＭＨｚである場合に、周波数差検出部３の出力である周波数差情報と時間との関係を調べた結果を図１９に示しておく。この場合、周波数差情報は（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）となるように設定されており、この値は＋５０ｐｐｍである。
【００６６】
繰り返しの説明になるが、この実施形態ではｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値とは、｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝（＝ＯＳＣ１）であり、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値とは｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝（＝ＯＳＣ２）であり、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値とは、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１である。本発明はこれに限られず周波数差検出部３は、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、（ｆ１−ｆ１ｒ）と（ｆ２−ｆ２ｒ）との差分値そのものを用いてもよく、この場合には、図７のグラフが活用されて温度が求められることになる。
【００６７】
上述の実施形態において、図８から図１０の説明では、周波数の変化分を「ｐｐｍ」単位で表示しているが、実際のディジタル回路では全て２進数での扱いとなるため、ＤＤＳ回路部３６の周波数設定精度は構成ビット数で計算され、例えば３４ビットである。一例を挙げると、図１に示す制御回路部２００に含まれるＤＤＳ回路部２０１に１０ＭＨｚのクロックを供給する場合においてこのクロックの変動周波数が１００Ｈｚの場合
〔変動比率計算〕
１００Ｈｚ／１０ＭＨｚ＝０．００００１
〔ｐｐｍ換算〕
０．００００１＊１ｅ６＝１０〔ｐｐｍ〕
〔ＤＤＳ設定精度換算〕
０．００００１＊２＾３４≒１７１，７９９〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ（仮称）〕となる。
【００６８】
上記の構成の場合、前記周波数設定精度は次の（３）式で表わされる。
１×〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕＝１０Ｍ〔Ｈｚ〕／２＾３４≒０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕 ……（３）
従って１００〔Ｈｚ〕／０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕≒１７１，７９９〔ｂｉｔ（ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ）〕となる。
また、０．５８ｍＨｚは１０ＭＨｚに対して、次の（４）式のように計算できる。
０．５８ｍ〔Ｈｚ〕／１０Ｍ〔Ｈｚ〕＊１ｅ９≒０．０５８〔ｐｐｂ〕…（４）
従って（３）、（４）式から、（５）式の関係が成り立つ。
【００６９】
１ｅ９／２＾３４＝０．０５８〔ｐｐｂ／ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕…（５）
即ちＤＤＳ回路３６で処理した周波数は消え、ビット数のみの関係となる。
【００７０】
更にまた上述の例では第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０とは共通の水晶片Ｘｂを用いているが、水晶片Ｘｂが共通化されていなくてもよい。この場合、例えば共通の筐体の中に第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を配置する例を挙げることができる。このような構成によれば、実質同一の温度環境下に置かれるため、同様の効果が得られる。
【００７１】
周波数差検出部３のＤＤＳ回路部３６の出力信号は、鋸波に限ることなく、時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号であればよく、例えば正弦波であってもよい。
また周波数差検出部３としては、ｆ１とｆ２とをカウンタによりカウントし、そのカウント値の差分値からΔｆｒに相当する値を差し引いて、得られたカウント値に対応する値を出力するようにしてもよい。
【００７２】
補正値演算部４にて求めた補正値は、上述の実施形態のように用いることに限定されるものではなく、発振装置の出力周波数が温度で変動する場合に、補正値を用いて出力周波数の変動分を相殺できるように補償できる構成であれば他の手法で補正してもよい。例えば図２０に示すＴＣＸＯにおいて、温度検出器９４の出力に代えて周波数差検出部３で得られた周波数差情報を用い、この情報に基づいて周波数補正量に見合う制御電圧の補償分を求め、制御電圧発生部９３にて前記補償分と基準温度における周波数を出力するための基準電圧とを加算して制御電圧としてもよい。周波数差情報から周波数補正量を求める手法は、先の実施形態のように多項近似式に限らず、メモリに予め周波数差情報と周波数補正量との関係を示すテーブルを格納して、このテーブルを参照する手法であってもよい。
【００７３】
以上の実施の形態では、第１の水晶振動子１０と第２の水晶振動子２０との周波数差をいわば温度計測値として用い、この温度計測値に基づいて第１の水晶振動子１０の温度変動に対する周波数補正値を求めている。しかし本発明は、周波数補正の対象となる水晶振動子と、いわば温度計を構成する２つの水晶振動子の一方とを共通化しない構成を取った場合にも特許請求の技術的範囲に含まれる。
【００７４】
この場合の前記第１の補正値取得部は、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得することに代えて、
周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子とは異なる他の水晶振動子を発振させる他の発振回路の環境温度が基準温度と異なることに起因する発振周波数ｆ０の周波数補正値と、の関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得し、
前記第２の補正値取得部は、
前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得することに代えて、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と前記他の水晶振動子について予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得し、
前記発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力に代えて、前記他の発振回路の出力を利用して生成されるものであるということができる。
【符号の説明】
【００７５】
１ 第１の発振回路
２ 第２の発振回路
１０ 第１の水晶振動子
２０ 第２の水晶振動子
３ 周波数差検出部
３１ フリップフロップ回路
３２ ワンショット回路
３３ ラッチ回路
３４ ループフィルタ
３５ 加算部
３６ ＤＤＳ回路部
４ 補正値演算部
４０ 第１の補正値演算部
５０ 第２の補正値演算部
１００ 電圧制御発振器
２００ 制御回路部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶振動子が置かれる温度を検出し、温度検出結果に基づいて出力周波数の温度補償を行う発振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶発振器は、極めて高い周波数安定度が要求されるアプリケーションに組み込まれる場合には、通常ＯＣＸＯが一般的に用いられているが、ＯＣＸＯは装置が大掛かりであり、消費電力が大きい。このため簡素な構成であり、消費電力の少ないＴＣＸＯを利用することが検討されているが、ＴＣＸＯは温度に対する周波数安定度がＯＣＸＯに比べて劣る欠点がある。
図２０はＴＣＸＯの一般的な構成を示している。９０は水晶振動子、９１は発振回路であり、制御電圧発生部９３から電圧可変容量素子９２に供給される制御電圧を変えることにより、電圧可変容量素子９２の容量をコントロールして発振周波数（出力周波数）が調整される。
【０００３】
水晶振動子９０は温度に応じて周波数が変化するため、制御電圧発生部９３は、温度検出器９４により検出した温度に応じて制御電圧を補正している。具体的には、水晶振動子９０の周波数温度特性を基準温度にて正規化した関数である例えば３次関数をメモリ９５内に格納し、この関数（周波数温度特性）に基づいて温度検出値に対応する周波数を読み出す。即ち基準温度時の周波数に対してそのときの温度おける周波数がどのくらいずれているかを読み出し、この周波数のずれ分に対応する制御電圧を温度補償量として、基準温度時の周波数に対応する制御電圧から差し引くようにしている。
【０００４】
しかしながら、きめ細かな温度補正制御を行おうとすると、周波数温度特性の関数を規定するデータ量が大きくなり、メモリ９５として大容量のものが必要になることから高価なものになってしまう。また温度検出器としては通常サーミスタが用いられることから、前記データ量を大きくしても、温度検出器の検出精度の限界により、周波数精度の向上が期待できない。
更に温度検出器９４と水晶振動子９０とは、配置位置が異なることから、水晶振動子９０の実際の温度情報を正確に得ることができないため、この点からも周波数精度の向上が期待できない。
【０００５】
特許文献１の図２及び図３には、共通の水晶片に２対の電極を設けて２つの水晶振動子（水晶共振子）を構成することが記載されている。また段落００１８には、温度変化に応じて２つの水晶振動子の間で周波数差が現れるので、この周波数差を計測することにより温度を計測することと同じになると記載されている。そしてこの周波数差Δｆと補正すべき周波数の量との関係をＲＯＭに記憶させ、Δｆに基づいて周波数補正量を読み出している。
しかしながらこの手法は、段落００１９に記載されているように、所望の出力周波数ｆ０と、２つの水晶振動子の夫々の周波数ｆ１、ｆ２と、について、ｆ０≒ｆ１≒ｆ２の関係となるように水晶振動子の調整を行う必要があるため、水晶振動子の製造工程が複雑になる上、高い歩留まりが得られないという課題がある。更にまた図４に示されているように、各水晶振動子からの周波数信号であるクロックを一定時間カウントしてその差分（ｆ１−ｆ２）を求めているため、検出時間に検出精度が直接影響し、高精度な温度補償が困難である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−２９２０３０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、出力周波数の温度補償を高精度に行うことができる発振装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の発振装置は、環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を設定するための設定信号を補正する発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得する第１の補正値取得部と、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得する第２の補正値取得部と、
前記第１の補正値と第２の補正値とを加算して前記周波数補正値を求める加算部と、を備え、
発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
前記加算部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記設定信号を補正するように構成したことを特徴とする。
【０００９】
前記発振装置は以下の特徴を備えていてもよい。
（ａ）前記第１の近似式は、前記差分値に対応する値と実測した前記周波数補正値との関係を最小二乗法で多項式近似したものであること。
（ｂ）前記第２の近似式は、前記群に属し、互いに隣り合って配列される差分値に対応する値について取得した補正残差の間を１次関数で補間したものであること。
（ｃ）前記第１の補正値取得部及び第２の補正値取得部は、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を用いること。
【００１０】
（ｄ）周波数差検出部は、前記ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたこと。
（ｅ）第１の水晶振動子の水晶片と第２の水晶振動子の水晶片とは、共通化されていること。
（ｆ）前記第１の補正値取得部は、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得することに代えて、
周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子とは異なる他の水晶振動子を発振させる他の発振回路の環境温度が基準温度と異なることに起因する発振周波数ｆ０の周波数補正値と、の関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得し、
前記第２の補正値取得部は、
前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得することに代えて、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と前記他の水晶振動子について予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得し、
前記発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力に代えて、前記他の発振回路の出力を利用して生成されるものであること。
【発明の効果】
【００１１】
本発明は、環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を補正する発振装置において、第１及び第２の発振回路の発振出力をｆ１、ｆ２とし、基準温度における第１及び第２の発振回路の発振周波数を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値をそのときの温度として取り扱うようにしており、この値と温度との相関度が極めて高いため、出力周波数の温度補償を高精度に行うことができる。またこのとき、前記差分値に対応する値に基づいてｆ１の周波数補正値の近似式（第１の近似式）により第１の補正値を求め、この第１の補正値と実測した周波数補正値との差である補正残差の近似式（第２の近似式）から当該補正残差分を相殺するための第２の補正値を求める。そしてこれら第１の補正値と第２の補正値との和から周波数補正値を求めることにより、第１の補正値を求める際に近似式を用いることに起因して発生する誤差を低減して精度の高い温度補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態の一部を示すブロック図である。
【図３】図２に示す一部の出力の波形図である。
【図４】図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。
【図５】図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしている状態を模式的に示す各部の波形図である。
【図６】上記の実施形態に対応する実際の装置について前記ループにおける各部の波形図である。
【図７】第１の発振回路の周波数ｆ１及び第２の発振回路の周波数ｆ２と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図８】ｆ１、ｆ２の各々を正規化した値と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図９】ｆ１を正規化した値と温度との関係、及びｆ１を正規化した値とｆ２を正規化した値との差分ΔＦと温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１０】図９の縦軸を正規化した値と、周波数補正値との関係を示す特性図である。
【図１１】補正値演算部を示すブロック図である。
【図１２】前記補正値演算部に設けられている第１の補正値演算部を示すブロック図である。
【図１３】前記差分値ΔＦに対する補正残差の関係を示す特性図である。
【図１４】前記補正残差を予め設定した間隔の差分値ごとに取得してプロットした特性図である。
【図１５】前記補正値演算部に設けられている第２の補正値演算部を示すブロック図である。
【図１６】前記第２の補正演算部の作用を示す第１の説明図である。
【図１７】前記第２の補正演算部の作用を示す第２の説明図である。
【図１８】前記差分値ΔＦに対する、第１の補正値及び第２の補正値を用いて補正された後の補正残差の関係を示す特性図である。
【図１９】周波数差検出部の動作シミュレーションを示す特性図である。
【図２０】従来のＴＣＸＯを示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は本発明の発振装置の実施形態の全体を示すブロック図である。この発振装置は、設定された周波数の周波数信号を出力する周波数シンセサイザとして構成され、水晶振動子を用いた電圧制御発振器１００と、この電圧制御発振器１００におけるＰＬＬを構成する制御回路部２００と、この制御回路部２００に入力される基準クロックの温度補償を行う温度補償部と、を備えている。温度補償部については符号を付していないが、図１における制御回路部２００よりも左側部分に相当する。
【００１４】
制御回路部２００は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路部２０１から出力するリファレンス（参照用）クロックと、電圧制御発振器１００の出力を分周器２０４で分周したクロックの位相とを位相周波数比較部２０５にて比較し、その比較結果である位相差が図示しないチャージポンプによりアナログ化される。アナログ化された信号はループフィルタ２０６に入力され、ＰＬＬ（Phase locked loop）が安定するように制御される。従って制御回路部２００は、ＰＬＬ部であると言うこともできる。ここでＤＤＳ回路部２０１は、後述の第１の発振回路１から出力される周波数信号を基準クロックとして用い、目的とする周波数の信号を出力するための周波数データ（ディジタル値）が入力されている。
【００１５】
しかし前記基準クロックの周波数が温度特性をもっているため、この温度特性をキャンセルするためにＤＤＳ回路部２０１に入力される前記周波数データに後述の周波数補正値に対応する信号を加算している。ＤＤＳ回路部２０１に入力される周波数データを補正することで、基準クロックの温度特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の温度変動分がキャンセルされ、結果として温度変動に対して参照用クロックの周波数が安定し、以って電圧制御発振器１００からの出力周波数が安定することになる。
【００１６】
温度補償部は、第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を備えており、これら第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は、共通の水晶片Ｘｂを用いて構成されている。即ち例えば短冊状の水晶片Ｘｂの領域を長さ方向に２分割し、各分割領域（振動領域）の表裏両面に励振用の電極を設ける。従って一方の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第１の水晶振動子１０が構成され、他方の分割領域と一対の電極２１、２２とにより第２の水晶振動子２０が構成される。このため第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は熱的に結合されたものということができる。
【００１７】
第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０には夫々第１の発振回路１及び第２の発振回路２が接続されている。これら発振回路１、２の出力は、いずれについても例えば水晶振動子１０、２０のオーバートーン（高調波）であってもよいし、基本波であってもよい。オーバートーンの出力を得る場合には、例えば水晶振動子と増幅器とからなる発振ループ内にオーバートーンの同調回路を設けて、発振ループをオーバートーンで発振させてもよい。あるいは発振ループについては基本波で発振させ、発振段の後段、例えばコルピッツ回路の一部である増幅器の後段にＣ級増幅器を設けてこのＣ級増幅器により基本波を歪ませると共にＣ級増幅器の後段にオーバートーンに同調する同調回路を設けて、結果として発振回路１、２からいずれも例えば３次オーバートーンの発振周波数を出力するようにしてもよい。
【００１８】
ここで便宜上、第１の発振回路１から周波数ｆ１の周波数信号が出力され、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が出力されるものとすると、周波数ｆ１の周波数信号は、前記制御回路部２００に基準クロックとして供給される。３は周波数差検出部であり、この周波数差検出部３は概略的な言い方をすれば、ｆ１とｆ２との差分と、Δｆｒとの差分である、ΔＦ＝ｆ２−ｆ１−Δｆｒを取り出すための回路部である。Δｆｒは、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分である。ｆ１とｆ２との差分の一例を挙げれば、例えば数ＭＨｚである。本発明は、周波数差検出部３によりｆ１とｆ２との差分に対応する値と、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分に対応する値との差分であるΔＦを計算することにより成り立つ。この実施形態の場合、より詳しく言えば、周波数差検出部３から出力される値は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝である。ただし、図面では周波数差検出部３の出力の表示は略記している。
【００１９】
図２は、周波数差検出部３の具体例を示している。３１はフリップフロップ回路（Ｆ／Ｆ回路）であり、このフリップフロップ回路３１の一方の入力端に第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号が入力され、他方の入力端に第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が入力され、第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号により第２の発振回路２からの周波数ｆ２の周波数信号をラッチする。以下において記載の冗長を避けるために、ｆ１、ｆ２は、周波数あるいは周波数信号そのものを表しているとして取り扱う。フリップフロップ回路３１は、ｆ１とｆ２との周波数差に対応する値である（ｆ２−ｆ１）／ｆ１の周波数をもつ信号が出力される。
【００２０】
フリップフロップ回路３１の後段には、ワンショット回路３２が設けられ、ワンショット回路３２では、フリップフロップ回路３１から得られたパルス信号における立ち上がりにてワンショットのパルスを出力する。図３（ａ）〜（ｄ）はここまでの一連の信号を示したタイムチャートである。
ワンショット回路３２の後段にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が設けられ、このＰＬＬは、ラッチ回路３３、積分機能を有するループフィルタ３４、加算部３５及びＤＤＳ回路部３６により構成されている。ラッチ回路３３はＤＤＳ回路部３６から出力された鋸波をワンショット回路３２から出力されるパルスによりラッチするためのものであり、ラッチ回路３３の出力は、前記パルスが出力されるタイミングにおける前記鋸波の信号レベルである。ループフィルタ３４は、この信号レベルである直流電圧を積分し、加算部３５はこの直流電圧とΔｆｒに対応する直流電圧と加算する。Δｆｒに対応する直流電圧に対応するデータは図１に示すメモリ３０に格納されている。
【００２１】
この例では加算部３５における符号は、Δｆｒに対応する直流電圧の入力側が「＋」であり、ループフィルタ３４の出力電圧の入力側が「−」となっている。ＤＤＳ回路部３６には、加算部３５にて演算された直流電圧、即ちΔｆｒに対応する直流電圧からループフィルタ３４の出力電圧を差し引いた電圧が入力され、この電圧値に応じた周波数の鋸波が出力される。ＰＬＬの動作の理解を容易にするために図４に極めて模式的に各部の出力の様子を示しておく。装置の立ち上げ時には、Δｆｒに対応する直流電圧が加算部３５を通じてＤＤＳ回路部３６に入力され、例えばΔｆｒが５ＭＨｚであるとすると、この周波数に応じた周波数の鋸波がＤＤＳ回路部３６から出力される。
【００２２】
前記鋸波がラッチ回路３３により（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数のパルスでラッチされるが、（ｆ２−ｆ１）が例えば６ＭＨｚであるとすると、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が短いことから、鋸波のラッチポイントは図４（ａ）に示すように徐々に下がっていき、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力は図４（ｂ）、（ｃ）に示すように−側に徐々に下がっていく。加算部３５におけるループフィルタ３４の出力側の符号が「−」であることから、加算部３５からＤＤＳ回路部３６に入力される直流電圧が上昇する。このためＤＤＳ回路部３６から出力される鋸波の周波数が高くなり、ＤＤＳ回路部３６に６ＭＨｚに対応する直流電圧が入力されたときに、鋸波の周波数が６ＭＨｚとなって図５（ａ）〜（ｃ）に示すようにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝−１ＭＨｚに対応した値となる。つまりループフィルタ３４の積分値は、５ＭＨｚから６ＭＨｚへ鋸波が変化するときの１ＭＨｚの変化分の積分値に相当するということができる。
【００２３】
この例とは逆に、Δｆｒが６ＭＨｚ、（ｆ２−ｆ１）が５ＭＨｚの場合には、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が長いためにことから、図４（ａ）に示すラッチポイントは徐々に高くなり、これに伴い、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力も上昇する。このため加算部３５において差し引かれる値が大きくなるので、鋸波の周波数が徐々に下がり、やがて（ｆ２−ｆ１）と同じ５ＭＨｚとなったときにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝１ＭＨｚに対応した値となる。なお、図６は実測データであり、この例では時刻ｔ０にてＰＬＬがロックしている。
【００２４】
ところで既述のように実際には周波数差検出部３の出力、即ち図２に示す平均化回路３７の出力は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝の値を３４ビットのディジタル値で表した値である。−５０℃付近から１００℃付近までのこの値の集合は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ＝ＯＳＣ１（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）、（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ＝ＯＳＣ２（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）とすると、温度に対する変化はＯＳＣ２−ＯＳＣ１と実質同じカーブとなる。従って周波数差検出部３の出力は、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝温度データとして取り扱うことができる。
またフリップフロップ３１においてｆ２をｆ１によりラッチする動作は非同期であることから、メタステーブル（入力データをクロックのエッジでラッチする際、ラッチするエッジの前後一定時間は入力データを保持する必要があるが、クロックと入力データとがほぼ同時に変化することで出力が不安定になる状態）など不定区間が生じる可能性もあり、ループフィルタ３４の出力には瞬間誤差が含まれる可能性がある。上記のＰＬＬではループフィルタ３４の出力を、温度に対応する値であるΔｆｒと（ｆ２−ｆ１）との差分として取り扱っていることから、ループフィルタ３４の出力側に、予め設定した時間における入力値の移動平均を求める平均化回路３７を設け、前記瞬間誤差が生じても取り除くようにしている。平均化回路３７を設けることにより、最終的に変動温度分の周波数ずれ情報を高精度に取得することができる。
【００２５】
ＰＬＬのループフィルタ３４にて得られた変動温度分の周波数ずれ情報、この例ではΔｆｒ−（ｆ２−ｆ１）は、図１に示す補正値演算部４に入力され、ここで周波数の補正値が演算される。補正値演算部４に関して述べる前に図７から図１０を参照して周波数ずれ情報と周波数補正値とについて説明する。図７は、ｆ１及びｆ２を基準温度で正規化し、温度と周波数との関係を示す特性図である。ここでいう正規化とは、例えば２５℃を基準温度とし、温度と周波数との関係について基準温度における周波数をゼロとし、基準温度における周波数からの周波数のずれ分と温度との関係を求めることを意味している。第１の発振回路１における２５℃のときの周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路２における２５℃のときの周波数をｆ２ｒとすると、つまり２５℃におけるｆ１、ｆ２の値を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、図７の縦軸の値は（ｆ１−ｆ１ｒ）及び（ｆ２−ｆ２ｒ）ということになる。
【００２６】
また図８は、図７に示した各温度の周波数について、基準温度（２５℃）における周波数に対する変化率を表わしている。従って図８の縦軸の値は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ及び（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒであり、これらの値を夫々ＯＳＣ１及びＯＳＣ２で表わすこととする。なお図８の縦軸の値の単位はｐｐｍである。
【００２７】
ここで周波数差検出部３の説明に戻ると、既述のようにこの実施形態では周波数差検出部３は、（ｆ２−ｆ２ｒ）−（ｆ１−ｆ１ｒ）＝ｆ２−ｆ１−Δｆｒ、そのもの値ではなく、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１を求める演算を行っている。つまり、各周波数が基準温度からどのくらいの比率で外れているかを示す比率の値について、ｆ２における比率とｆ１における比率との差分を求めているということである。ラッチ回路３３には（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数信号が入力されるが、ＰＬＬループの中には鋸波が入ってくることから、このような計算を行うように回路を組むことができる。周波数差検出部３の出力が３４ビットのディジタル値であるとすると、例えば１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値を割り当てており、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値は、０．０５８（ｐｐｂ）までの精度が得られていることになる。なお１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値に設定できる根拠は、後述の（２）〜（４）式に基づく。この段階で図６の説明をすると、図６はｆ１とｆ２との周波数差（正確には周波数の変化率の差）ＯＳＣ２−ＯＳＣ１が４０ｐｐｍである場合において、実際の回路に組み込まれたラッチ回路３３及びループフィルタ３４の出力値である。
【００２８】
図９は、ＯＳＣ１と温度との関係（図８と同じである）、及び（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を示しており、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）が温度に対して直線関係にあることが分かる。従って（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は基準温度からの温度変動ずれ分に対応していることが分かる。そして一般的には水晶振動子の周波数温度特性は３次関数で表わされると言われていることから、この３次関数による周波数変動分を相殺する周波数補正値と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）との関係を求めておけば、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の検出値に基づいて周波数補正値が求まることになる。
【００２９】
この実施形態の発振装置は、既述のように第１の発振回路１から得られる周波数信号（ｆ１）を図１に示す制御回路部２００の基準クロックとして用いており、この基準クロックに周波数温度特性が存在することから、基準クロックの周波数に対して温度補正を行おうとしている。このため先ず基準温度で正規化した、温度とｆ１との関係を示す関数を予め求めておき、この関数によるｆ１の周波数変動分を相殺するための関数を図１０のように求めておく。従って図１０の縦軸は−ＯＳＣ１である。この例では温度補正を高精度に行うために前記関数を例えば９次関数として定めている。
【００３０】
既述のように温度と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）とが直線関係にあることから、図１０の横軸は、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値としているが、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値をそのまま用いると、この値を特定するためのデータ量が多くなることから、次のようにして（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を正規化している。即ち、発振装置が実際に使用されるであろう上限温度及び下限温度を定めておき、上限温度のときの（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を＋１、下限温度のときの（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を−１として取り扱っている。この例では図１０に示すように−３０ｐｐｍを＋１とし、＋３０ｐｐｍを−１としている。
【００３１】
水晶振動子における温度に対する周波数特性は、この例では９次の多項近似式として取り扱っている。具体的には、水晶振動子の生産時に（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を実測により取得し、この実測データから、温度に対する周波数変動分を相殺する、温度と−ＯＳＣ１との関係を示す補正周波数曲線を導き出し、最小二乗法により９次の多項近似式係数を導き出している。そして多項近似式係数を予めメモリ３０（図１参照）に記憶しておき、補正値演算部４は、これら多項近似式係数を用いて（１）式の演算処理を行う。
【００３２】
Ｙ＝Ｐ１・Ｘ９ ＋Ｐ２・Ｘ８ ＋Ｐ３・Ｘ７ ＋Ｐ４・Ｘ６ ＋Ｐ５・Ｘ５ ＋Ｐ６・Ｘ４ ＋Ｐ７・Ｘ３ ＋Ｐ８・Ｘ２ ＋Ｐ９・Ｘ ………（１）
（１）式においてＸは周波数差検出情報、Ｙは補正データ（第１の補正値に相当する）、Ｐ１〜Ｐ９は多項近似式係数である。
【００３３】
ここで、Ｘは図１に示す周波数差検出部３により得られた値、即ち図２に示す平均化回路３７により得られた値（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）である。
さらに補正値演算部４は、（１）式に示した多項近似式（第１の近似式）だけでは補正しきれずに残る補正残差（補正値の実測値と前記第１の補正値との差）を小さくするために、上述の第１の補正値に加えて第２の補正値を取得する機能を備えている。
【００３４】
補正値演算部４にて演算を実行するためのブロック図の一例を図１１に示す。補正値演算部４は、メモリ３０から読み出した補正用パラメータに基づき、第１の補正値演算部（第１の補正値取得部）４０及び第２の補正値演算部（第２の補正値取得部）５０にて別々に算出した補正データ（第１の補正値、第２の補正値）を加算部４１にて加算し、この加算結果を周波数補正値として出力する。なお図１１に示した第１の補正値演算部４０、第２の補正値演算部５０には周波数差検出値ΔＦが入力されるように略記しているが、既述のように本実施の形態ではΔＦに対応する値として｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を用いている。
【００３５】
まず、（１）式に示した多項近似式に基づき補正データ（第１の補正値）の演算処理を行う第１の補正値演算部４０の構成を図１２に示す。図１２中、４０１〜４０９は（１）式の各項の演算を行う演算部、４００は加算部、４１０は丸め処理を行う回路である。なお、第１の補正値演算部４０は、例えば１個の掛け算部を用い、この掛け算部にて９乗項の値を求め、次に当該掛け算部にて８乗項の値を求めるといった具合に、当該掛け算部をいわば使いまわして最終的に各乗項の値を加算するようにしてもよい。また補正値の演算式は９次の多項近似式を用いることに限定されるものではなく、要求される精度に応じた次数の近似式を用いてもよい。
【００３６】
このように第１の補正値演算部４０は、最小二乗法により求めた９次の多項近似式を用いて補正データ（第１の補正値）を演算し、水晶振動子の温度に対する周波数特性を補正している。しかしながら、このように比較的高次の多項式を用いたとしても、近似式は前記周波数温度特性を厳密に再現するものではない。
【００３７】
例えば図１３中の実線は、前記補正残差の温度特性を示しており、横軸は温度検出値に対応するＯＳＣ１とＯＳＣ２との差分値（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１[ｐｐｍ]）、縦軸は補正残差である。補正残差を算出するにあたり、第１、第２の水晶振動子１０、２０の周囲の温度を変化させながら実測した第１の発振回路１の発振周波数ｆ１と、基準温度（２５℃）における第１の発振回路１の発振周波数ｆ１ｒとから求めた−ＯＳＣ１（＝（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ）を実測した周波数補正値とした。そして、前記多項近似式から得られた補正データ（第１の補正値）と、実測した周波数補正値との差から補正残差を求めた。
【００３８】
図１３によれば、（１）式の多項近似式から得られた第１の補正値と実測した周波数補正値との間には±４０[ｐｐｂ]程度の補正残差が存在する。高精度の温度補償を行う場合は、この補正残差をより低減することが好ましい。
【００３９】
そこで本例の補正値演算部４は、第１の補正値に加え、前記補正残差に対応する第２の補正値を求め、第１の補正値と第２の補正値とを加算して周波数補正値を求めることにより、温度補償精度を高めている。図１１に示した第２の補正値演算部５０は、前記差分値に対応する値に基づいて第２の補正値を取得する第２の補正値取得部に相当する。
【００４０】
記述のように第２の補正値演算部５０は、第１の補正周波数と実測した補正周波数との差である補正残差に基づいて第２の補正値を取得する。例えば図１３中に実線で示すようにほぼ連続データと見なせる程度の細かい間隔（例えば差分値に対応する値の算出精度に対応する間隔）で補正残差を予め記憶しておき、差分値に対応する値の演算結果に対応して特定した補正残差を第２の補正値とすれば、より正確な補正が可能となる。
【００４１】
しかしながらこの場合には大容量のメモリが必要となると共に、補正残差の温度特性はそれぞれの水晶振動子１０で異なるので、全ての発振装置に設けられた水晶振動子１０ごとに膨大な補正残差を実測することは現実的ではない。
【００４２】
そこで本例の第１の補正値演算部４０では予め設定した間隔で配列された差分値に対応する値の群を設定し、この群に属する差分値にて補正残差を取得し、隣り合って配列される差分値に対応する値について取得した補正残差の間を１次関数で補間することにより、周波数差検出部３から取得した差分値に対応する値ΔＦについての第２の補正値を演算している。
【００４３】
例えば図１３には、差分値に対応する値（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の範囲を３２分割して補正残差の取得点とし、これらの点で取得した補正残差を白抜きの丸でプロットしてある。図１４は、図１３に示す補正残差について、横軸方向（差分値に対応する値の配列順）に互いに隣り合うプロット間を１次関数（直線）で補完した近似特性図である。本例の第２の補正値演算部５０はこの直線で補完された補正残差の近似式を利用して第２の補正値を取得している。
【００４４】
以下、第２の補正値を取得する第２の補正値演算部５０の構成及び作用について図１５〜図１７を参照しながら説明する。既述のように本例では周波数差検出部３から出力される差分値に対応する値ΔＦとして｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を採用しているが、理解を容易にする観点から図１５〜図１７の説明では差分値に対応する値としてΔＦ＝ｆ１−ｆ２−Δｆｒ［Ｈｚ］を使用する。
【００４５】
図１５は、第２の補正値演算部５０の構成を示すブロック図である。概略的には、第２の補正値演算部５０は周波数差検出部３より取得したΔＦを所定の除数で除算して、このΔＦが図１４に示したどの補正残差の区間内に位置しているかを判断する情報を出力する位置算出部５１０と、この位置算出部５１０から取得した情報に基づいて前記ΔＦが属する区間の両端の位置における補正残差を選択する補正残差選択部５２０と、この補正残差選択部５２０にて選択された２つの補正残差の間を補間する１次関数（第２の近似式）を求め、この１次関数から前記ΔＦに対応する第２の補正値を算出する第２の補正値算出部５３０と、を備えている。
【００４６】
位置算出部５１０は、周波数差検出部３より取得したΔＦに、メモリ３０内の除算パラメータテーブル３０１に格納されている加算値を加算して被除数として出力する加算部５１１と、加算部５１１から取得した被除数を前記除算パラメータテーブル３０１に格納されている除数により除算して、除算結果の整数部分（図１５中「商」と記してある）をΔＦが属する区間の下端側に対応するインデックス値として出力すると共に、前記除算結果の余り（同図中「剰余」と記してある）を第２の補正値算出部５３０に出力する除算回路５１２と、この除算回路５１２から出力された下端側のインデックス値に「１」を加え、ΔＦが属する区間の上端側のインデックス値として出力する定数加算部５１３とを備えている。
【００４７】
図１６は、例えば「−３２０００≦ΔＦ≦３２０００」の範囲を２０００Ｈｚごとに３２分割して得られた３３個の取得点に、ΔＦの値が小さい方から順に「０〜３２」のインデックス値を付し、各インデックス値に対応させて補正残差［ｐｐｂ］をプロットした様子を模式的に示している。
【００４８】
除算パラメータテーブル３０１には、ΔＦの範囲の下端の「−３２０００」が加算値として格納され、ΔＦの範囲を分割する区画単位「２０００」が除数として格納されている。ここに例えば周波数差検出部３から「ΔＦ＝−２７５００」の値が入力されると、加算部５１１は加算値の符号を反転してΔＦに加算し（「−２７５００−（−３２０００）＝４５００」の演算を行い）、この値を被除数として出力する。
【００４９】
除算回路５１２は、除算パラメータテーブル３０１から読み出した除数「２０００」により、加算部５１１から取得した被除数「４５００」を除算して、その除算結果「２．２５」の整数部分「２」を商とし、余り部分である「５００」を剰余として出力する。
【００５０】
一方、図１６から分かるように、周波数差検出部３から取得した「ΔＦ＝−２７５００」は、「−２８０００≦ΔＦ≦−２６０００」の区間に含まれている。この下端側の「−２８０００」について加算部５１１、除算回路５１２で行われる演算を行うと商が「２」、剰余が「０」となる。このようにΔＦの範囲を分割して得られた３３個の取得点は、上記の演算により剰余が「０」となる位置に、除算数「２０００」の倍数刻みに設けられている。そして、各取得点にて上述の演算を行って得られた商の値が、補正残差を選択するためのインデックス値として採用されている。
【００５１】
上述のように各取得点のΔＦの値とインデックス値との関係が設定されていることにより、除算回路５１２から出力される商の値は、周波数差検出部３から取得したΔＦが含まれる区間の下端側のインデックス値を示すことになる。そして除算回路５１２から出力された商に、定数加算部５１３にて「１」を加えると、その値は前記区間の上端側の取得点に対応するインデックス値に等しくなる。
【００５２】
この結果、周波数差検出部３から取得したΔＦが含まれる区間の上端側と下端側のインデックス値が特定され、これらのインデックス値は、補正残差選択部５２０内に設けられた第１のセレクタ５２１と第２のセレクタ５２２とに各々出力される。第１、第２のセレクタ５２１、５２２は、メモリ３０内の補正残差テーブル３０２から補正残差の値を読み出して第２の補正値算出部５３０に出力する役割を果たす。
【００５３】
（表１）に示すように補正残差テーブル３０２には、第１の水晶振動子１０の発振周波数ｆ１と多項近似式により求めた第１の補正値とから予め測定した補正残差がインデックス値に対応付けて記憶されている。各セレクタ５２１、５２２は、位置算出部５１０から取得したインデックス値に基づいて補正残差を選択する。これにより、周波数差検出部３から取得したΔＦが含まれる区間の上端側と下端側のΔＦに対応する補正残差を取得することができる。本例では第１のセレクタ５２１は前記区間の下端側のΔＦに対応する補正残差を選択し、第２のセレクタ５２２は上端側のΔＦに対応する補正残差を選択する。
【表１】
【００５４】
ここで周波数差検出回路３から取得したΔＦが含まれる区間の下端側の取得点に対応する値をｘ０、上端側の取得点に対応する値をｘ１、前記ΔＦをｘ、下端側、上端側の取得点に対応するインデックス値に基づいて選択された補正残差を各々ｙ０、ｙ１とする。このとき、図１７に示すように点Ｐ０（ｘ０，ｙ０）と点Ｐ１（ｘ１，ｙ１）との間を１次関数で補完すると、ｙの値を推定する近似式（第２の近似式）が得られる。本実施の形態では、この近似式にｘを代入して得られたｙの値を第２の補正値とする。
【００５５】
図１７によれば、前記近似式は下記（２）式で表される。
（ｙ−ｙ０）／（ｙ１−ｙ０）＝（ｘ−ｘ０）／（ｘ１−ｘ０）
…（２）
ここで隣り合う取得点同士の間隔は「ｘ１−ｘ０」はの値は除数であり、「ｘ−ｘ０」の値は剰余なので、（２）式は下記の（２）’式に書き替えられる。
ｙ＝｛（剰余）・（ｙ１−ｙ０）／（除数）｝＋ｙ０ …（２）’
第２の補正値算出部５３０は第１のセレクタ５２１から取得したｙ０、第２のセレクタ５２２から取得したｙ１、除算回路５１２から取得した剰余、及び除算パラメータテーブル３０１から読み出した除数の各値に基づいて（２）’の計算を行い、得られた値を第２の補正値として出力する。
【００５６】
次に上述の実施の形態の全体の動作についてまとめる。第１の発振回路１から出力される周波数信号は、電圧制御発振器１００の制御部２００にクロック信号として供給され、本実施形態の冒頭に述べたように制御部２００における制御動作により電圧制御発振器１００から目的とする周波数の周波数信号が出力される。一方第１の発振回路１及び第２の発振回路２から夫々出力される周波数信号ｆ１、ｆ２は、周波数差検出部３に入力され、既に詳述した動作によりこの例では周波数差検出部３の出力であるＰＬＬの出力ΔＦが｛Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）｝に対応する値、この例では（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）になったときにロックする。そしてこの値が補正値演算部４に入力され、第１の補正値演算部４０では（１）式の演算が実行されて第１の補正値を取得し、第２の補正値演算部５０ではΔＦが含まれる区間の補正残差をメモリ３０から読み出し（２）’式の演算を実行して第２の補正値を取得する。そして、これら第１の補正値及び第２の補正値が加算部４１にて加算され（このとき、第１の補正値及び第２の補正値の単位は例えばｐｐｍに揃えられる）、周波数補正値として出力される。
【００５７】
（１）式の演算は、例えば図１０に示す特性図において、周波数差検出部３の出力値に基づいて得られた値に対応する補正周波数の近似曲線の縦軸の値を求める処理である。また（２）'式の演算は図１４に示す特性図において、周波数差検出部３の出力値に基づいて得られた値に対応する補正残差の近似線の縦軸の値を求める処理である。
【００５８】
図１８には補正値演算部４から出力される周波数補正値（第１の補正値と第２の補正値との和）と実測した周波数補正値との間の差（補正残差）を実線で示し、図１３にて説明した第１の補正値との間の補正残差を一点鎖線で示す。図１８によれば、補正値演算部４から出力される周波数補正値は実測した周波数補正値に対する補正残差が±１０［ｐｐｂ］の範囲内に収まっており、第１の補正値における補正残差（±４０［ｐｐｂ］）よりも変動幅が小さくなっている。従って、（１）式の近似式（第１の近似式）を用いて得た第１の補正値に、補正残差に対応する（２）’式の近似式（第２の近似式）を用いて得た第２の補正値を加算することにより、周波数補正値の精度を向上させることができたと言える。
【００５９】
既述のように第２の補正値は、実測した周波数補正値との差分に基づいて得た補正残差を利用して算出しているので、一次関数のようにパラメータの少ない近似式を利用する場合であっても、周波数補正値の精度の相当程度の向上を図ることができる。ここで発明者は、（１）式に替えての補正周波数の近似式として、例えば３次のスプライン補間処理計算式（ｙ＝ａｘ３＋ｂｘ２＋ｃｘ＋ｄ（ａ，ｂ，ｃ，ｄはスプライン補間係数））を用いて、図１８に示した場合と同等程度の精度を実現する場合に必要なパラメータの情報量を検討したところ、概算で１６０ｂｙｔｅであった。これに対して、（１）式、（２）’式にの演算に必要なパラメータ情報量は６０ｂｙｔｅであり、情報量は約１／２．７となった。
【００６０】
但し、第２の補正値を算出する近似式は、既述の一次関数に限定されるものではない。使用可能なメモリ容量等に応じて、２次以上の高次の多項式を利用したスプライン補間や最小二乗法を利用した近似曲線を利用してもよいことは勿論である。また、第１の補正値と第２の補正値とを加算する際に、各々の補正値に係数を乗ずるなどしてもよい。
【００６１】
また、図１に示すように第１の水晶振動子１１及び第２の水晶振動子１２は共通の水晶片Ｘｂを用いて構成され、互いに熱的に結合されていることから、発振回路１１、１２の周波数差は、環境温度に極めて正確に対応した値であり、従って周波数差検出部３の出力は、環境温度と基準温度（この例では２５℃）との温度差情報である。第１の発振回路１１の出力される周波数信号ｆ１は制御部２００のメインクロックとして使用されるものであることから、補正値演算部４にて得られた補正値は、温度が２５℃からずれたことによるｆ１の周波数ずれ分に基づく制御部２００の動作への影響を相殺するために制御部２００の動作を補償するための信号として用いられる。この結果、本実施形態の発振装置１の出力である電圧制御発振器１００の出力周波数が温度変動にかかわらず安定したものとなる。
【００６２】
以上のように上述実施の形態によれば、動作クロック自身が温度変動しているにもかかわらず変動温度分に対応した正確な周波数ずれ情報を得ることができ、この結果高安定、高精度の発振装置を実現することができる。またｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値を周波数差検出情報（変動温度分の周波数ずれ情報）としているため、特許文献１のようにｆ１≒ｆ２に調整する煩わしい作業を必要とせず、また水晶振動子の歩留まりが低くなるという問題もない。
【００６３】
そして周波数差検出情報を求めるために、ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成し、ＤＤＳ回路部から出力された鋸波信号を前記パルスによりラッチ回路でラッチし、ラッチされた信号値を積分してその積分値を前記周波数差として出力すると共に、この出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力してＰＬＬを構成している。特許文献１のようにｆ１、ｆ２をカウントしてその差分を取得する場合には、カウント時間が検出精度に直接影響するが、このような構成では、このような問題がないため検出精度が高い。実際に両者の方式をシミュレーションにより比較し、周波数をカウントする方式においては２００ｍｓのカウント時間を設定したところ、検出精度について本実施形態の方式の方が約５０倍高いという結果を得た。
【００６４】
また本実施形態のＰＬＬの場合には、従来のＤＤＳ回路部のように正弦波ＲＯＭテーブルを持たないため、メモリ容量を小さくできる利点があり、装置の規模を小さくできる。また変動温度分の周波数ずれ情報に基づいて周波数の補正値を演算処理により求めているため、容量の大きなメモリが不要であり、この点からも装置の規模を小さくでき、コストを抑えることができる。
【００６５】
ここで図２の回路を用いて、ｆ１が８１．９ＭＨｚ、ｆ２が７６、６９ＭＨｚである場合に、周波数差検出部３の出力である周波数差情報と時間との関係を調べた結果を図１９に示しておく。この場合、周波数差情報は（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）となるように設定されており、この値は＋５０ｐｐｍである。
【００６６】
繰り返しの説明になるが、この実施形態ではｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値とは、｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝（＝ＯＳＣ１）であり、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値とは｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝（＝ＯＳＣ２）であり、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値とは、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１である。本発明はこれに限られず周波数差検出部３は、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、（ｆ１−ｆ１ｒ）と（ｆ２−ｆ２ｒ）との差分値そのものを用いてもよく、この場合には、図７のグラフが活用されて温度が求められることになる。
【００６７】
上述の実施形態において、図８から図１０の説明では、周波数の変化分を「ｐｐｍ」単位で表示しているが、実際のディジタル回路では全て２進数での扱いとなるため、ＤＤＳ回路部３６の周波数設定精度は構成ビット数で計算され、例えば３４ビットである。一例を挙げると、図１に示す制御回路部２００に含まれるＤＤＳ回路部２０１に１０ＭＨｚのクロックを供給する場合においてこのクロックの変動周波数が１００Ｈｚの場合
〔変動比率計算〕
１００Ｈｚ／１０ＭＨｚ＝０．００００１
〔ｐｐｍ換算〕
０．００００１＊１ｅ６＝１０〔ｐｐｍ〕
〔ＤＤＳ設定精度換算〕
０．００００１＊２＾３４≒１７１，７９９〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ（仮称）〕となる。
【００６８】
上記の構成の場合、前記周波数設定精度は次の（３）式で表わされる。
１×〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕＝１０Ｍ〔Ｈｚ〕／２＾３４≒０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕 ……（３）
従って１００〔Ｈｚ〕／０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕≒１７１，７９９〔ｂｉｔ（ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ）〕となる。
また、０．５８ｍＨｚは１０ＭＨｚに対して、次の（４）式のように計算できる。
０．５８ｍ〔Ｈｚ〕／１０Ｍ〔Ｈｚ〕＊１ｅ９≒０．０５８〔ｐｐｂ〕…（４）
従って（３）、（４）式から、（５）式の関係が成り立つ。
【００６９】
１ｅ９／２＾３４＝０．０５８〔ｐｐｂ／ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕…（５）
即ちＤＤＳ回路３６で処理した周波数は消え、ビット数のみの関係となる。
【００７０】
更にまた上述の例では第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０とは共通の水晶片Ｘｂを用いているが、水晶片Ｘｂが共通化されていなくてもよい。この場合、例えば共通の筐体の中に第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を配置する例を挙げることができる。このような構成によれば、実質同一の温度環境下に置かれるため、同様の効果が得られる。
【００７１】
周波数差検出部３のＤＤＳ回路部３６の出力信号は、鋸波に限ることなく、時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号であればよく、例えば正弦波であってもよい。
また周波数差検出部３としては、ｆ１とｆ２とをカウンタによりカウントし、そのカウント値の差分値からΔｆｒに相当する値を差し引いて、得られたカウント値に対応する値を出力するようにしてもよい。
【００７２】
補正値演算部４にて求めた補正値は、上述の実施形態のように用いることに限定されるものではなく、発振装置の出力周波数が温度で変動する場合に、補正値を用いて出力周波数の変動分を相殺できるように補償できる構成であれば他の手法で補正してもよい。例えば図２０に示すＴＣＸＯにおいて、温度検出器９４の出力に代えて周波数差検出部３で得られた周波数差情報を用い、この情報に基づいて周波数補正量に見合う制御電圧の補償分を求め、制御電圧発生部９３にて前記補償分と基準温度における周波数を出力するための基準電圧とを加算して制御電圧としてもよい。周波数差情報から周波数補正量を求める手法は、先の実施形態のように多項近似式に限らず、メモリに予め周波数差情報と周波数補正量との関係を示すテーブルを格納して、このテーブルを参照する手法であってもよい。
【００７３】
以上の実施の形態では、第１の水晶振動子１０と第２の水晶振動子２０との周波数差をいわば温度計測値として用い、この温度計測値に基づいて第１の水晶振動子１０の温度変動に対する周波数補正値を求めている。しかし本発明は、周波数補正の対象となる水晶振動子と、いわば温度計を構成する２つの水晶振動子の一方とを共通化しない構成を取った場合にも特許請求の技術的範囲に含まれる。
【００７４】
この場合の前記第１の補正値取得部は、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得することに代えて、
周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子とは異なる他の水晶振動子を発振させる他の発振回路の環境温度が基準温度と異なることに起因する発振周波数ｆ０の周波数補正値と、の関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得し、
前記第２の補正値取得部は、
前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得することに代えて、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と前記他の水晶振動子について予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得し、
前記発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力に代えて、前記他の発振回路の出力を利用して生成されるものであるということができる。
【符号の説明】
【００７５】
１ 第１の発振回路
２ 第２の発振回路
１０ 第１の水晶振動子
２０ 第２の水晶振動子
３ 周波数差検出部
３１ フリップフロップ回路
３２ ワンショット回路
３３ ラッチ回路
３４ ループフィルタ
３５ 加算部
３６ ＤＤＳ回路部
４ 補正値演算部
４０ 第１の補正値演算部
５０ 第２の補正値演算部
１００ 電圧制御発振器
２００ 制御回路部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を設定するための設定信号を補正する発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得する第１の補正値取得部と、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得する第２の補正値取得部と、
前記第１の補正値と第２の補正値とを加算して前記周波数補正値を求める加算部と、を備え、
発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
前記加算部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記設定信号を補正するように構成したことを特徴とする発振装置。
【請求項２】
前記第１の近似式は、前記差分値に対応する値と実測した前記周波数補正値との関係を最小二乗法で多項式近似したものであることを特徴とする請求項１に記載の発振装置。
【請求項３】
前記第２の近似式は、前記群に属し、互いに隣り合って配列される差分値に対応する値について取得した補正残差の間を１次関数で補間したものであることを特徴とする請求項１または２に記載の発振装置。
【請求項４】
前記第１の補正値取得部及び第２の補正値取得部は、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を用いることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一つに記載の発振装置。
【請求項５】
周波数差検出部は、
前記ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一つに記載の発振装置。
【請求項６】
第１の水晶振動子の水晶片と第２の水晶振動子の水晶片とは、共通化されていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一つに記載の発振装置。
【請求項７】
前記第１の補正値取得部は、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得することに代えて、
周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子とは異なる他の水晶振動子を発振させる他の発振回路の環境温度が基準温度と異なることに起因する発振周波数ｆ０の周波数補正値と、の関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得し、
前記第２の補正値取得部は、
前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得することに代えて、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と前記他の水晶振動子について予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得し、
前記発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力に代えて、前記他の発振回路の出力を利用して生成されるものであることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか一つに記載の発振装置。
【請求項１】
環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を設定するための設定信号を補正する発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得する第１の補正値取得部と、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得する第２の補正値取得部と、
前記第１の補正値と第２の補正値とを加算して前記周波数補正値を求める加算部と、を備え、
発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
前記加算部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記設定信号を補正するように構成したことを特徴とする発振装置。
【請求項２】
前記第１の近似式は、前記差分値に対応する値と実測した前記周波数補正値との関係を最小二乗法で多項式近似したものであることを特徴とする請求項１に記載の発振装置。
【請求項３】
前記第２の近似式は、前記群に属し、互いに隣り合って配列される差分値に対応する値について取得した補正残差の間を１次関数で補間したものであることを特徴とする請求項１または２に記載の発振装置。
【請求項４】
前記第１の補正値取得部及び第２の補正値取得部は、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を用いることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一つに記載の発振装置。
【請求項５】
周波数差検出部は、
前記ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一つに記載の発振装置。
【請求項６】
第１の水晶振動子の水晶片と第２の水晶振動子の水晶片とは、共通化されていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一つに記載の発振装置。
【請求項７】
前記第１の補正値取得部は、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と、環境温度が基準温度と異なることに起因する第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得することに代えて、
周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子とは異なる他の水晶振動子を発振させる他の発振回路の環境温度が基準温度と異なることに起因する発振周波数ｆ０の周波数補正値と、の関係を示す第１の近似式と、に基づいて、第１の補正値を取得し、
前記第２の補正値取得部は、
前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得することに代えて、
前記第１の近似式で決まる第１の補正値と前記他の水晶振動子について予め実測した周波数補正値との差分を補正残差と呼ぶとすると、前記差分値に対応する値と、予め設定した間隔で配列された前記差分値に対応する値の群と、この群に属する前記差分値に対応する値ごとに予め取得した補正残差と、の関係を示す第２の近似式と、に基づいて第２の補正値を取得し、
前記発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力に代えて、前記他の発振回路の出力を利用して生成されるものであることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか一つに記載の発振装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１３−９８８６５（Ｐ２０１３−９８８６５Ａ）
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４１５４５（Ｐ２０１１−２４１５４５）
【出願日】平成２３年１１月２日（２０１１．１１．２）
【出願人】（０００２３２４８３）日本電波工業株式会社 (1,148)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月２日（２０１１．１１．２）
【出願人】（０００２３２４８３）日本電波工業株式会社 (1,148)
【Ｆターム（参考）】
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