電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路
【課題】 電圧形電力変換器の高速スイッチングにより発生するコモンモード電流を抑制するＥＭＩ抑制回路であって、電力損失を軽減し、かつ接地線に流れるコモンモード電流を効果的に低減することができる電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路を提供する。
【解決手段】 電源装置１、電圧形電力変換器３および負荷としてモータ４で構成される電気回路において、電圧形電力変換器３のシャーシに接地線９を接続して１次２次側結合トランス（ＷＬＴ：Winding-Linked-Transformer）１０を介して大地に接地し、同様に、モータ４のフレームに接地線１１を接続してＷＬＴ１２を介して接地することで、接地線に流れるコモンモード電流を高インピーダンスのＷＬＴで抑制してＥＭＩノイズを軽減する。
【解決手段】 電源装置１、電圧形電力変換器３および負荷としてモータ４で構成される電気回路において、電圧形電力変換器３のシャーシに接地線９を接続して１次２次側結合トランス（ＷＬＴ：Winding-Linked-Transformer）１０を介して大地に接地し、同様に、モータ４のフレームに接地線１１を接続してＷＬＴ１２を介して接地することで、接地線に流れるコモンモード電流を高インピーダンスのＷＬＴで抑制してＥＭＩノイズを軽減する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器のノイズ抑制回路に関し、電圧形電力変換器、特に新型のＺソースインバータを導入した回路におけるコモンモード電流を抑制するＥＭＩ抑制回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、消費電力の削減のために、電力変換器を使用し可変電圧可変周波数電源でモータを駆動して家庭用電化製品の動作をきめ細かく制御し、省エネルギーを達成する技術が広まっている。また、地球温暖化防止や化石燃料資源枯渇の観点から急速に開発が進んでいる電気自動車においても、その速度制御に電力変換器が重要な役割を果たしている。
【０００３】
しかし、高速スイッチング素子の発展に伴い、高速のスイッチング動作により発生し、電力変換器およびモータ負荷側における漂遊容量を通して接地線から電源装置に還流するコモンモード電流が問題となっている。高周波のコモンモード電流が接地線等を通して多くのノイズを発生し、周辺の精密電子機器等を誤作動させる原因となる。したがって、電力変換器の高周波化に伴い、自己および他の電子機器に対する電磁妨害（ＥＭＩ：electromagnetic interference）の管理がより重要になる。
【０００４】
コモンモード電流によるＥＭＩを低減する方法として、コモンモードフィルタを利用する方法、アクティブキャンセラによる方法、コモンモードトランスによる方法など種々のものがある。
【０００５】
例えば特許文献１には、コモンモードトランスを整流器とインバータの間の直流部に挿入することにより、トランスの巻線数を減らし、窓面積を節約したコモンモードトランスを挿入した電力変換装置が開示されている。従来のコモンモードトランスは、回路の交流部分に挿入することが一般的であるため、１次巻線に三相の導線を巻き付けなければならない。これに対して、特許文献１に記載された電力変換装置に用いるコモンモードトランスでは、トランスを電力変換装置の直流部分に挿入したことから、１次巻線として巻き付ける巻線を直流電力線２本のみに節約している。これにより、トランスの窓面積を縮小しトランスを小型化している。
【０００６】
しかし、特許文献１に開示された発明を含む、従来の一般的なコモンモードトランスでは、２次側に励起された電流を抵抗で消費することによりコモンモード電流を抑制するため、２次側に大きな抵抗を必要とし、抵抗での電力損失を避けることができない。
また、従来発明は、主回路中のコモンモード電流を抑制することを目的としており、接地線から電源装置に還流するコモンモード電流により放射されるＥＭＩノイズを直接抑制する構成とはなっていない。
【０００７】
また、近年、電圧形電力変換器の降圧特性及びスイッチング制約を問題としない第３の電力変換器として、Ｚソースインバータが開発されている。Ｚソースインバータは、直流リンク部における独特なＬＣネットワーク及び短絡スイッチング制御（シュートスルー制御：Shoot-Through）を組み合わせることにより、シングルステージでの昇圧制御を可能にし、加えてデットタイム制御を不要のものとしたものである。現在、各方面の注目を集め、各種の研究論文が発表されている。しかし、Ｚソースインバータにおけるコモンモード電流の解析及びその抑制に関する論文は見あたらない。
【特許文献１】特開２０００−０６０１０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、電圧形電力変換器の高速スイッチングにより発生するコモンモード電流を抑制するＥＭＩ抑制回路において、電力損失を軽減し、かつ接地線に流れるコモンモード電流を直接的に低減することができる電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路は、一端が電圧形電力変換器のシャーシに接続され他端が接地されてコモンモード電流の経路となる接地線に、第１巻線と第２巻線が加極性を有する向きに直列に接続された１次２次側結合トランス（ＷＴＬ）を直列に接続して形成されることを特徴とする。
１次２次側結合トランスは電圧形電力変換器の接地線および負荷の接地線にそれぞれ配すことができる。また、電圧形電力変換器の接地線と負荷の接地線を連結し、かかる連結点と接地点との間に１次２次側結合トランスを挿入してもよい。
【００１０】
本発明のＥＭＩ抑制回路に利用する電圧形電力変換器は、Ｚソースインバータであってもよい。本発明のＥＭＩ抑制回路は、新型のＺソースインバータに対しても、コモンモード電流から発生する電磁妨害を効率的に抑制することができる。
本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路は、電圧形電力変換器を主要素とする電気回路に高インダクタンスの１次２次側結合トランスを挿入することで、電圧形電力変換器から接地線に流れるコモンモード電流のピーク振幅値および高周波成分を低減する。
【００１１】
本発明に使用する１次２次側結合トランスは、電流流路の上流に第１巻線を、下流に第２巻線を加極性を有する向きに接続した形態になっている。従って、第１巻線、第２巻線の自己励磁力および相互インダクタンスがコモンモード電流の振幅の抑止に寄与するため、従来型のコモンモードトランスより高インダクタンスとなり効率的にコモンモード電流のピーク振幅値および高周波成分を低減する。
また、１次２次側結合トランスに抵抗を備えないため、抵抗による電力消費を削減し、電力効率を向上することができる。
【００１２】
さらに負荷を備え、負荷に、一端が負荷に接続され他端が接地されている負荷側接地線を配し、負荷側接地線上に負荷側第１巻線と負荷側第２巻線を直列に挿入し、負荷側第１巻線と負荷側第２巻線を加極性に電磁的に結合して負荷側１次２次側結合トランスを形成しても良い。
本形態とすれば、電圧形電力変換器からの高周波電流により駆動されるモータ等から発生し接地線に流れるコモンモード電流も抑制することができる。
【００１３】
電圧形電力変換器および負荷に接続された接地線にトランスを挿入しているため、主回路の電流に影響を与えず、電圧形電力変換器および負荷から接地線を通して電源装置に還流するコモンモード電流のみを直接的に抑制することができる。また、電圧形電力変換器、負荷に接続される接地線を連結して１本とし、連結点と接地点の間に１次２次側結合トランスを挿入することで、１台の１次２次側結合トランスで同様の効果を得ることができる。
【００１４】
本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路では、電圧形電力変換器としてＺソースインバータを用いても良好なコモンモード電流の抑制効果を得ることができる。また、たとえば負荷が電力系統であっても、同様にコモンモード電流のピーク振幅値および高周波成分を抑制することができる。
なお、負荷のみに本発明の１次２次側結合トランスを備えても、負荷から接地線に流れるコモンモード電流の抑制に効果を発揮することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（実施態様１）
以下、図面を用い実施形態に基づいて本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路を詳細に説明する。
図１は本発明の１実施形態における１実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。電源装置１がＶｉｎの電圧を発生しており、電源装置１は接地線２によって接地されている。電源装置１には電圧形電力変換器３が接続されている。電圧形電力変換器３は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードからなる６個のスイッチング素子５で構成されている。電圧形電力変換器３からインダクタ７、キャパシタ８を介してモータ４が配されている。
【００１６】
電圧形電力変換器３の放熱板に接地線９が接続されており、接地線９は１次２次側結合トランス（ＷＬＴ：Winding-Linked-Transformer）１０を介して大地に接地されている。同様に、モータ４のフレームに接地線１１が接続されており、負荷用のＷＬＴ１２を介して大地に接地している。
【００１７】
電圧形電力変換器３では、電圧変換部と放熱板間に漂遊キャパシタ（Ｃｓ）１３が存在し、放熱板は変換器のシャーシに接続されるので、接地線９をシャーシに接続するとコモンモード電流ｉｃｃが流れる経路ができる。また、負荷側においては、モータ４における内部巻線とフレームの間に漂遊キャパシタ（Ｃｌ）１４が存在するので、モータフレームに接地線１１を接続するとコモンモード電流ｉｃｌの経路が成立する。また、それぞれの接地線９，１１に直列に挿入されたＷＬＴ１０，１２では、コモンモード電流は漂遊キャパシタ側から１次巻線と２次巻線を通って接地点へと流れる。
【００１８】
図２は、加極性のＷＬＴを挿入したときのコモンモード電流に係る等価回路図である。ＷＬＴ１０は、接地線の上流に１次巻線２０、下流に２次巻線２１が電磁的に連結して配されたものであり、１次巻線２０と２次巻線２１が加極性を有する向きに直列に接続されたトランスである。コモンモード電流等価回路には、１次巻線２０の自己インダクタンス２２、２次巻線の自己インダクタンス２３に加えて相互インダクタンス２４が挿入される。図２では、ステップ電圧源の入力電圧をＶｉｎ／３としている。コモンモード電流ｉｃｏｍｍｏｎは、電圧形電力変換器のスイッチング素子がスイッチングするたびに、コモンモード電流経路を流れる。
【００１９】
本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路は、接地線を通して電源装置に還流するコモンモード電流ｉｃｏｍｍｏｎにより発生するＥＭＩノイズを抑制するために、接地線に高インピーダンスのＷＬＴを挿入してコモンモード電流のピーク振幅値と高周波成分を減少させるものである。
後述するように、コモンモード電流流路にインダクタを挿入することで、ピーク振幅値を抑制し低周波数化することができる。本実施態様に用いたＷＬＴは、２個のインダクタの相互インダクタンスを効果的に用いるため、小型のインダクタでも高インピーダンスを得ることができ、効率的にＥＭＩノイズを抑制することができる。また、抵抗に電流を流すことによりコモンモード電流を抑制するものではないため、抵抗での電力損失が少ない。
【００２０】
以下、シミュレーションによって本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路のＥＭＩ抑制効果を証明する。
図３は、図１に示す本実施態様のＥＭＩ抑制回路の適用対象であって、コモンモード電流解析のためのシミュレーションモデルの回路図である。図３に示した回路は、図１の回路からＷＬＴを除いたものになっている。なお、簡便のため図１と同等の各要素に対しては図１と同じ番号を付番している。
【００２１】
図３に示したシミュレーションモデル回路において、電圧形電力変換器３のスイッチング素子５がスイッチングするたびに、電圧形電力変換器３の配線のインダクタンス、電力変換部と放熱板間の漂遊キャパシタ（Ｃｓ）１３および接地線９を通して、コモンモード電流ｉｃｃが流れる。また、電力変換器３で駆動されるモータ４についても、スイッチング素子５がスイッチングするときに、モータ４の内部巻線とフレーム間の漂遊キャパシタ（Ｃｌ）１４を通して、大きなコモンモード電流ｉｃｌが接地線１１に流れる。
【００２２】
このコモンモード電流は、ＲＬＣ直列共振回路にステップ状の電圧を印加した場合の減衰振動波形と相似な波形となる。よって、電圧形電力変換器３のスイッチングにより発生するコモンモード電流についての等価回路は、図４で表すことができる。図４では、ステップ電圧源の入力電圧をＶｉｎ／３としている。図４に示されるＲＬＣ直列共振回路におけるコモンモード電流ｉｃは伝達関数を用いて下の（１）式で表される。
（１） ｉｃ＝（Ｖｉｎ／３ｓ）・ｓＣｃ／（ＬｃＣｃｓ２＋ＲｃＣｃｓ＋１）
【００２３】
（１）式より、ＲＬＣ直列共振回路の減衰振動電流ｉｃは（２）式で表される。
（２） ｉｃ＝Ｖｉｎ／｛（１−ζ２）１／２Ｚ０｝・ε−ζωｎｔｓｉｎ｛（１−ζ２）１／２ωｎｔ｝
ここで、ωｎ＝１／（ＬｃＣｃ）１／２、ζ＝Ｒｃ／２・（Ｃｃ／Ｌｃ）１／２、Ｚ０＝（Ｌｃ／Ｃｃ）１／２
である。
ωｎは固有角周波数すなわち共振角周波数、ζは減衰係数、Ｚ０は特性インピーダンスを意味する。この特性インピーダンスは減衰振動電流の振幅を決定する。減衰係数が小さい（１≫ζ２）場合には、減衰振動電流ｉｃは（３）式で表現される。
【００２４】
（３） ｉｃ≒Ｖｉｎ／Ｚ０・ε−ζωｎｔｓｉｎωｎｔ
（３）式より、振動電流のピーク値はＶｉｎ／Ｚ０で近似できる。このコモンモード電流解析式より、コモンモード電流のピーク振幅値抑制および低周波数化には、コモンモード電流の流れる経路にインピーダンスの大きなインダクタを挿入すればよいことがわかる。
【００２５】
以上に基づき、本実施態様のＥＭＩ抑制回路を適用する前の、図３に示すシミュレーションモデル回路に流れるコモンモード電流の波形を算出した結果を図５に示す。算出時に使用した各パラメータは図６に示す表のとおりである。
【００２６】
図５は、上から、電圧形電力変換器３のスイッチング素子Ｕｐのスイッチング動作を示す波形図（図５（ａ））、スイッチング素子Ｖｐのスイッチング動作を示す波形図（図５（ｂ））、スイッチング素子Ｗｐのスイッチング動作を示す波形図（図５（ｃ））、電圧形電力変換器３に接続された接地線９に流れるコモンモード電流ｉｃｃの波形図（図５（ｄ））およびその拡大図（図５（ｅ））、モータ４に接続された接地線１１に流れるコモンモード電流ｉｃｌの波形図（図５（ｆ））を表している。
【００２７】
図５（ｄ）または図５（ｅ）から、電力変換部のスイッチングに同期して振幅値が大きなコモンモード電流ｉｃｃ，ｉｃｌが流れることが確認できる。また、スイッチング後は経時と共に振幅が減衰していく振動電流となっており、（２）式における減衰振動電流式に沿った動作となっていることがわかる。
【００２８】
図５（ｄ）および図５（ｆ）より、電圧形電力変換器３に接続された接地線９に流れるコモンモード電流ｉｃｃのピーク振幅値は±３．０Ａ程度、モータ４に接続された接地線１１に流れるコモンモード電流ｉｃｌのピーク振幅値は±０．４Ａ程度と読み取れる。モータ４側のコモンモード電流ｉｃｌが電圧形電力変換器３側のコモンモード電流ｉｃｃより小さくなっているのは、モータ４側に接続されているＬＣフィルタの抑制効果だと考えられる。
【００２９】
つぎに、導出したコモンモード電流のシミュレーション式を用い、図３に示す適用対象の回路において、従来技術におけるコモンモードトランス（ＣＭＴ）を接地線に挿入した場合と、本実施態様のＥＭＩ抑制回路におけるＷＬＴを挿入した場合のＥＭＩ抑制効果の比較を行う。
【００３０】
図７に、従来のＣＭＴを備えたＥＭＩ抑制回路の回路図を示す。
図７に示した回路において、電圧形電力変換器３のスイッチング素子５がスイッチングすると、電力変換器３の接地線９を通してコモンモード電流ｉｃｃが流れ、電圧形電力変換器３で駆動されるモータ４についても、コモンモード電流ｉｃｌがモータ４の接地線１１に流れる。
従来のＣＭＴ３０は、１次巻線３１に対して電磁的に結合する２次巻線３２を配し、２次巻線３２の両端に抵抗３３を接続したものである。接地線９に１次巻線３１を直列に接続し、２次巻線３２は接地線９と接続せずコモンモード電流ｉｃｃの流路外に配される。モータ４についても、同様に、接地線１１にＣＭＴが設けられる。
【００３１】
ＣＭＴ３０のトランス内部の励磁インダクタンスをＬｔ、２次巻線３２に接続される抵抗３３の抵抗値をＲｔとすると、図７の回路におけるコモンモード電流に係る等価回路は図８に示したＲＬＣ直列共振回路で表される。ただし、１次巻線３１と２次巻線３２の結合は非常に強いものと考え、漏れインダクタンスは考慮していない。ステップ電圧源の電圧をＶｉｎ／３とすると、ＲＬＣ直列共振回路におけるコモンモード電流ｉｃは伝達関数を用いて（４）式で表現される。
【００３２】
（４） ｉｃ＝（Ｖｉｎ／３ｓ）・ｓＣｃ（ｓＬｔ＋Ｒｔ）／｛ＬｔＬｃＣｃｓ３＋（Ｌｔ＋Ｌｃ）ＲｔＣｃｓ２＋Ｌｔｓ＋Ｒｔ｝
ここで、抵抗Ｒｃは２次側に挿入されるＲｔと比較し十分小さいため考慮されない。（４）式の特性方程式は、（５）式で表現される。
（５） ＬｔＬｃＣｃｓ３＋（Ｌｔ＋Ｌｃ）ＲｔＣｃｓ２＋Ｌｔｓ＋Ｒｔ＝０
の３次方程式となり、３つの根を持つ。Ｌｔ≫Ｌｃであることを考慮すれば、判別式は（６）式で表現される。
（６） Ｄ＝４／ＬｔＬｃ・Ｒｔ４−１／ＬｃＣｃ・Ｒｔ２＋４／Ｃｃ２＝０
【００３３】
上式をＲｔについて解くと、
（７） Ｒｔ＝２Ｚｃ０、または、Ｒｔ＝１／２Ｚｃ∞
となる。したがって、抵抗Ｒｔの大きさを適切な値に設定することでコモンモード電流の振舞いを変化させることが可能となることが分かる。
【００３４】
ここで、Ｚｃ０とＺｃ∞はそれぞれ、Ｒｔ＝０およびＲｔ＝∞の場合の特性インピーダンスを意味し、Ｚｃ０＝（Ｌｃ／Ｃｃ）１／２、Ｚｃ∞＝（Ｌｔ／Ｃｃ）１／２である。
Ｒｔ＝０〜２Ｚｃ０の場合（Ｉ）、コモンモード電流は高周波の減衰振動波形となり、Ｒｔ＝２Ｚｃ０〜１／２Ｚｃ∞の場合（II）は指数関数状の波形、Ｒｔ＞１／２Ｚｃ∞の場合（III）は低周波の振動波形となる。（III）の場合におけるコモンモード電流のピーク値低減効果は大きいが、振動周波数の減衰効果が低いため実効値計算において、（II）の場合と比較し大きくなる。したがって、ＣＭＴでは（II）の場合を選択し、抵抗Ｒｔの値をＲｔ＝２Ｚｃ０〜１／２Ｚｃ∞となるように調整する。
【００３５】
図９にＣＭＴを用いたＥＭＩ抑制回路のコモンモード電流の波形図を示す。パラメータは図３４の表のものを用い、Ｒｔを５００Ω、ＣＭＴにおける例示インダクタンスＬｔを１７．１ｍＨとしている。図９（ａ）は電圧形電力変換器３に接続された接地線９におけるコモンモード電流の波形図であり、図９（ｂ）はその拡大図である。図９（ｃ）はモータ４に接続された接地線１１におけるコモンモード電流の波形図であり、図９（ｄ）はその拡大図である。
【００３６】
図９（ｂ）（ｄ）より、コモンモード電流が指数関数状の波形となっていることがわかる。図５に示したＣＭＴを挿入しない状態のコモンモード電流と比較すると、およそ３Ａおよび０．４Ａの振動ピーク電流値を持つ電力変換側および負荷側におけるコモンモード電流が、ＣＭＴ接続によりそれぞれ０．１Ａおよび０．０５Ａまで低減され、低周波数化されている。
【００３７】
続いて、本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路でのコモンモード電流の振幅・高周波抑制効果を示す。本実施態様のＥＭＩ抑制回路の回路図は図１に、コモンモード電流流路の等価回路図は図２に示したとおりである。
【００３８】
図２に示す等価回路はＲＬＣの直列共振回路であるため、解析式は（２）式と同じものとなる。すなわち、コモンモード電流ｉｃは下の（８）式で表される。
（８） ｉｃ＝Ｖｉｎ／｛（１−ζ２）１／２Ｚ０｝・ε−ζωｎｔｓｉｎ｛（１−ζ２）１／２ωｎｔ｝
ここで、ωｎ＝１／｛（Ｌｃ＋２Ｍ＋Ｌ１＋Ｌ２）Ｃｎ｝１／２、
ζ＝Ｒｃ／２・｛Ｃｃ／（Ｌｃ＋２Ｍ＋Ｌ１＋Ｌ２）｝１／２、
Ｚ０＝｛（Ｌｃ＋２Ｍ＋Ｌ１＋Ｌ２）／Ｃｃ｝１／２
である。
【００３９】
上式より、ＷＬＴの接続回路は、１次側および２次側自己インダクタンスに加え、相互インダクタンス２ＭをＲＬＣ直列共振回路のインダクタンス要素として扱うことができる。つまり、（２）式に示された振動電流式におけるインダクタンスＬにおいて、Ｌ１およびＬ２に加え相互インダクタンス２Ｍが高周波振動電流のピーク振幅値および周波数の低減に寄与する点でＣＭＴ接続による抑制回路とは抑制原理が異なる。
【００４０】
図６の表に記載したパラメータを用い上式により算出した、本実施態様のＥＭＩ抑制回路におけるコモンモード電流の波形を図１０に示す。図１０（ａ）は電圧形電力変換器３に接続された接地線９に流れるコモンモード電流ｉｃｃの波形図であり、図１０（ｂ）はその拡大図、図１０（ｃ）はモータ４に接続された接地線１１に流れるコモンモード電流ｉｃｌの波形図であり、図１０（ｄ）はその拡大図である。なお、励磁インダクタンスＬｔはＣＭＴと同様に１７．１ｍＨとしている。
【００４１】
図１０（ｂ）より、電圧形電力変換器３側ではコモンモード電流ｉｃｃの振幅値が図５で得られた約３Ａから約０．０５Ａに低減され、周波数が約５００ｋＨｚから約５ｋＨｚの振動電流になっていることが確認できる。また、図１０（ｄ）によれば、モータ４側ではコモンモード電流ｉｃｌのピーク振幅が図５における約０．４Ａから約０．１Ａに、周波数が約５００ｋＨｚから約５ｋＨｚになっている。
【００４２】
図９に示されたＣＭＴの効果と図１０に示された本実施態様のＷＬＴとを比較すると、電圧形電力変換器３側では、ＣＭＴを挿入した場合のピーク振幅値が約０．１Ａに対して、ＷＬＴの場合は約０．０５Ａ、モータ４側ではＣＭＴが約０．０５Ａに対して、ＷＬＴが約０．１Ａと、ほぼ同等のピーク振幅値抑制効果を持つことが確認できる。また、双方ともに、接地線に挿入したトランスにより高調波成分はほぼ完全に除去できることが分かる。
【００４３】
さらに、それぞれのコモンモード電流の波形を比較すると、ＣＭＴの場合は指数関数状で時間変化率が大きな波形になっているのに対し、ＷＬＴでは、高周波成分が消滅して正弦波に近い波形となっており、低周波数化効果においてはＷＬＴの方が優れていることがわかる。
【００４４】
以上のように、本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路は、電圧形電力変換器およびモータからグラウンドに接続する接地線にＷＬＴを挿入することで、コモンモード電流のピーク振幅値と高調波成分を抑制することができる。特に、高調波成分の抑制に関しては、従来型のＣＭＴに比べて効果が高い。また、本実施態様に用いたＷＬＴは抵抗を使用しないため、新たな電力消費が発生せず、電力効率の点でも優れている。
【００４５】
（実施態様２）
図１１は本実施形態における第２の実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。図１に示した第１実施態様のＥＭＩ抑制回路では、電圧形電力変換器に接続した接地線と、モータに接続した接地線はそれぞれ独立に１次２次側結合トランス（ＷＬＴ）を介して大地に接地されているが、図１１に示した本実施態様のＥＭＩ抑制回路は、電圧形電力変換器３のシャーシに接続された接地線９とモータ４のフレームに接続された接地線１１が連結点４１で連結され、１本の接地線４２として大地に接地している。連結点４１と大地との間にＷＬＴ４３が挿入されている。コモンモード電流は電圧形電力変換器３側と負荷であるモータ４側のコモンモード電流が合成された一括コモンモード電流ｉｃｔとしてＷＬＴ４３を流れる。
【００４６】
図１２は、本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の効果を示す図面である。図１２（ａ）は、ＷＬＴ４３に流れる一括コモンモード電流ｉｃｔの波形図であり、図１２（ｂ）はその拡大図である。
電力変換器３側とモータ４側の接地線がそれぞれ接地されている場合と比較すると、二つの接地線が接続されて１本の接地線として大地に接地される場合の方が、スイッチング信号と同期したピーク電流及び衰退時における振動電流の周波数の低下が大きい。それぞれのコモンモード電流が合流して一括コモンモード電流ｉｃｔとなるからである。一括コモンモード電流ｉｃｔの流れる１本の接地線４２にＷＬＴ４３を適用することにより、図１２に見るように、一括コモンモード電流ｉｃｔの電流波形はさらに振幅が小さくなり周波数が低くなる。
このように、電力変換器３側とモータ４側の接地線を連結して連結点４１より下流にＷＬＴ４３を挿入することで、コモンモード電流をより効果的に抑制することが可能になるばかりか、ＷＬＴの個数を節約し、回路の規模を縮小することができる。
【００４７】
（実施態様３）
図１３は本実施形態における第３の実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。本実施態様における電圧形電力変換器３は、電源装置１と電圧形電力変換器３の間にＬＣネットワーク部５０が形成されたＺソースインバータとなっている。また、電圧形電力変換器３のシャーシに接続された接地線９とモータ４のフレームに接続された接地線１１が連結点４１で連結され、１本の接地線４２としてＷＬＴ４３を介して接地している。２つの接地線９，１１が連結した後の接地線４２には電力変換器側のコモンモード電流とモータ側のコモンモード電流が合流した一括コモンモード電流ｉｃｔが流れる。
【００４８】
本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路をＺソースインバータに対して用いたときのシミュレーション結果を図１４に示す。図１４（ａ）は、ＷＬＴ４３に流れる一括コモンモード電流ｉｃｔの波形図であり、図１４（ｂ）はその拡大図である。
また、比較のために、コモンモード電流抑制のための付加回路を備えない状態の図１５に示すシミュレーションモデル回路におけるコモンモード電流の波形図を図１６に示し、さらにＣＭＴを備えたＥＭＩ抑制回路を適用した図１７に示す回路におけるコモンモード電流の波形を図１８に示す。
【００４９】
図１６（ａ）（ｂ）（ｃ）はそれぞれ、スイッチング素子Ｖｐ、Ｕｐ、Ｗｐのスイッチング動作を示す電流値のグラフであり、図１６（ｄ）はＺソースインバータに特徴的なシュートスルー動作の動作状態を示す波形図である。また、図１６（ｅ）は接地線を流れるコモンモード電流の波形図であり、図１６（ｆ）はその拡大図である。
図１６から、Ｚソースインバータを用いたモータ負荷回路では、シュートスルー動作の際に１．５〜２．５Ａ程度のピーク振幅が現れ、電圧形電力変換器を用いた回路と同様、５００ｋＨｚ程度の高調波成分を含んでいることが確認できる。
【００５０】
図１８（ａ）は図１７に示すＣＭＴを備えたＥＭＩ抑制回路のＣＭＴ部を流れるコモンモード電流の波形図であり、図１８（ｂ）はその拡大図である。なお、各グラフ描出のために用いたシミュレーション式は第１実施態様のものと同一であり、パラメータは図６の表に記載の通りである。
【００５１】
Ｚソースインバータを用いたモータ負荷回路において、図１３、図１５および図１７に基づいて、ＥＭＩ抑制回路が付属しない場合（図１４）に対して、この回路にＣＭＴを用いたＥＭＩ抑制回路（図１６）を適用した場合とＷＬＴを用いたＥＭＩ抑制回路（図１２）を適用した場合についてコモンモード電流抑制効果を比較すると、コモンモード電流のピーク振幅値が、ＥＭＩ抑制回路のついていないもので約２．５ＡであったものをＣＭＴの挿入により約０．５Ａに抑制することができるが、さらに、ＣＭＴに代えてＷＬＴを用いることにより約０．０５Ａまで抑制されることがわかる。
【００５２】
また、低周波数化効果においても、ＣＭＴでは図１７に見られるように約５００ｋＨｚのコモンモード電流を数１０ｋＨｚに低周波数化しているが、図１１に表したＷＬＴではさらに数ｋＨｚまで低周波数化できていることが確認できた。また、波形についてもＣＭＴでは指数関数状の時間変化率が高い波形になっているが、ＷＬＴではピークが穏やかな波形となっている。
以上のように、Ｚソースインバータを用いたモータ負荷回路においては、従来型のＣＭＴに比較して、ピーク振幅値の抑制、波形の低周波数化の両方において本実施態様のＷＬＴを利用したＥＭＩ抑制回路が遥かに優れていることがわかる。
【００５３】
また、本実施態様のＥＭＩ抑制回路では、電圧形電力変換器に接続した接地線と、モータに接続した接地線を連結点で結線して１本とし、連結後の接地線にＷＬＴを挿入しているが、それぞれの接地線にＷＬＴを挿入した場合に比べても良好なコモンモード電流の抑制効果を得ることが可能である。したがって、接地線を連結して連結点より下流にＷＬＴを挿入することで、ＷＬＴの個数を節約し、回路の規模を縮小することができる。
【００５４】
以上の各実施態様について見たとおり、本実施形態の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路によれば、電圧形電力変換器およびＺソースインバータを用いたモータ負荷回路において、ＷＬＴを挿入することにより、接地線を通して電源装置に還流するコモンモード電流のピーク振幅値および高周波数成分を低減し、コモンモード電流から発生するＥＭＩノイズを効果的に抑制することができる。
上記のシミュレーションにより、１次２次側結合トランス（ＷＬＴ）を各接地線側に接続することで、コモンモード電流の最大ピーク振幅値を１／２０〜１／４０に抑制し、高周波成分の周波数をおよそ１／１００に低減することが可能であることを確認した。
【００５５】
なお、上記各実施態様は本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の実施形態の１つについて示したものに過ぎず、別の実施態様の抑制回路を形成することもできることは言うまでもない。たとえば、Ｚソースインバータにおいて電力変換器側のコモンモード電流とモータ側のコモンモード電流のそれぞれに対してＷＬＴを用いたＥＭＩ抑制回路を形成することができる。また、負荷は電気モータに限らず、たとえば電力系統に接続した場合にも、モータに代えて電力変換器と電力系統の間に介在させるスターデルタトランスについて、モータにおけるコモンモード電流と同様に処置することにより、効果的にコモンモード電流のピーク振幅値と高周波成分を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の１実施形態における第１の実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。
【図２】ＷＬＴを挿入したときのコモンモード電流に係る等価回路の回路図である。
【図３】第１実施態様に係るＥＭＩ抑制回路の適用対象となる電圧形電力変換器のコモンモード電流解析のためのシミュレーションモデルの回路図である。
【図４】コモンモード電流に関する等価回路である。
【図５】第１実施態様に係るＥＭＩ抑制回路の適用対象について行ったコモンモード電流解析のためのシミュレーションの結果を示す波形図である。（ａ）はシミュレーション回路におけるスイッチング素子Ｕｐのスイッチング動作を示す波形図、（ｂ）はスイッチング素子Ｖｐのスイッチング動作を示す波形図、（ｃ）はスイッチング素子Ｗｐのスイッチング動作を示す波形図、（ｄ）は電圧形電力変換器に接続された接地線に流れる電流の波形図、（ｅ）は電圧形電力変換器に接続された接地線に流れる電流の波形図の拡大図、（ｆ）はモータに接続された接地線に流れる電流の波形図である。
【図６】シミュレーションに用いたパラメータの表である。
【図７】従来型のＣＭＴを備えたＥＭＩ抑制回路の回路図である。
【図８】図７におけるコモンモード電流に係る等価回路図である。
【図９】第１実施態様に係るＥＭＩ抑制回路の適用対象についてＣＭＴを挿入したときのシミュレーションの結果を示す波形図である。（ａ）はシミュレーション回路における電圧形電力変換器に接続された接地線に流れる電流の波形図、（ｂ）はその拡大図、（ｃ）はモータに接続された接地線における波形図、（ｄ）はその拡大図である。
【図１０】第１実施態様に係るＥＭＩ抑制回路について行ったシミュレーションの結果を示す波形図である。（ａ）はシミュレーション回路における電圧形電力変換器に接続された接地線に流れる電流の波形図、（ｂ）はその拡大図、（ｃ）はモータに接続された接地線における波形図、（ｄ）はその拡大図である。
【図１１】第２実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。
【図１２】第２実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の効果を示す図面である。（ａ）は電圧形電力変換器とモータに接続された接地線に流れる一括コモンモード電流の波形図、（ｂ）はその拡大図である。
【図１３】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路の回路図である。
【図１４】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路の効果を示す図面である。（ａ）は電圧形電力変換器とモータに接続された接地線に流れる一括コモンモード電流の波形図、（ｂ）はその拡大図である。
【図１５】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路の適用対象となるシミュレーションモデルの回路図である。
【図１６】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路に特徴的なシュートスルー動作状態における各所の波形図である。（ａ）（ｂ）（ｃ）はそれぞれスイッチング素子Ｖｐ，Ｕｐ，Ｗｐのスイッチング動作を示す波形図、（ｄ）はＺソースインバータのシュートスルー動作状況を示す波形図、（ｅ）は接地線を流れる一括コモンモード電流の波形図、（ｆ）はその拡大図である。
【図１７】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路にＣＭＴを適用した場合の回路図である。
【図１８】図１７のＥＭＩ抑制回路の効果を示す図面である。（ａ）は電圧形電力変換器とモータに接続された接地線に流れる一括コモンモード電流の波形図、（ｂ）はその拡大図である。
【符号の説明】
【００５７】
１ 電源装置
２、９、１１、４２ 接地線
３ 電圧形電力変換器
４ モータ
５ スイッチング素子
７ インダクタ
８ キャパシタ
１０、１２、４３ ＷＬＴ
１３、１４ 漂遊キャパシタ
２０、３１ １次巻線
２１、３２ ２次巻線
２２、２３ 自己インダクタンス
２４ 相互インダクタンス
３０ ＣＭＴ
３３ 抵抗
４０ ＬＣネットワーク
４１ 連結点
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器のノイズ抑制回路に関し、電圧形電力変換器、特に新型のＺソースインバータを導入した回路におけるコモンモード電流を抑制するＥＭＩ抑制回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、消費電力の削減のために、電力変換器を使用し可変電圧可変周波数電源でモータを駆動して家庭用電化製品の動作をきめ細かく制御し、省エネルギーを達成する技術が広まっている。また、地球温暖化防止や化石燃料資源枯渇の観点から急速に開発が進んでいる電気自動車においても、その速度制御に電力変換器が重要な役割を果たしている。
【０００３】
しかし、高速スイッチング素子の発展に伴い、高速のスイッチング動作により発生し、電力変換器およびモータ負荷側における漂遊容量を通して接地線から電源装置に還流するコモンモード電流が問題となっている。高周波のコモンモード電流が接地線等を通して多くのノイズを発生し、周辺の精密電子機器等を誤作動させる原因となる。したがって、電力変換器の高周波化に伴い、自己および他の電子機器に対する電磁妨害（ＥＭＩ：electromagnetic interference）の管理がより重要になる。
【０００４】
コモンモード電流によるＥＭＩを低減する方法として、コモンモードフィルタを利用する方法、アクティブキャンセラによる方法、コモンモードトランスによる方法など種々のものがある。
【０００５】
例えば特許文献１には、コモンモードトランスを整流器とインバータの間の直流部に挿入することにより、トランスの巻線数を減らし、窓面積を節約したコモンモードトランスを挿入した電力変換装置が開示されている。従来のコモンモードトランスは、回路の交流部分に挿入することが一般的であるため、１次巻線に三相の導線を巻き付けなければならない。これに対して、特許文献１に記載された電力変換装置に用いるコモンモードトランスでは、トランスを電力変換装置の直流部分に挿入したことから、１次巻線として巻き付ける巻線を直流電力線２本のみに節約している。これにより、トランスの窓面積を縮小しトランスを小型化している。
【０００６】
しかし、特許文献１に開示された発明を含む、従来の一般的なコモンモードトランスでは、２次側に励起された電流を抵抗で消費することによりコモンモード電流を抑制するため、２次側に大きな抵抗を必要とし、抵抗での電力損失を避けることができない。
また、従来発明は、主回路中のコモンモード電流を抑制することを目的としており、接地線から電源装置に還流するコモンモード電流により放射されるＥＭＩノイズを直接抑制する構成とはなっていない。
【０００７】
また、近年、電圧形電力変換器の降圧特性及びスイッチング制約を問題としない第３の電力変換器として、Ｚソースインバータが開発されている。Ｚソースインバータは、直流リンク部における独特なＬＣネットワーク及び短絡スイッチング制御（シュートスルー制御：Shoot-Through）を組み合わせることにより、シングルステージでの昇圧制御を可能にし、加えてデットタイム制御を不要のものとしたものである。現在、各方面の注目を集め、各種の研究論文が発表されている。しかし、Ｚソースインバータにおけるコモンモード電流の解析及びその抑制に関する論文は見あたらない。
【特許文献１】特開２０００−０６０１０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、電圧形電力変換器の高速スイッチングにより発生するコモンモード電流を抑制するＥＭＩ抑制回路において、電力損失を軽減し、かつ接地線に流れるコモンモード電流を直接的に低減することができる電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路は、一端が電圧形電力変換器のシャーシに接続され他端が接地されてコモンモード電流の経路となる接地線に、第１巻線と第２巻線が加極性を有する向きに直列に接続された１次２次側結合トランス（ＷＴＬ）を直列に接続して形成されることを特徴とする。
１次２次側結合トランスは電圧形電力変換器の接地線および負荷の接地線にそれぞれ配すことができる。また、電圧形電力変換器の接地線と負荷の接地線を連結し、かかる連結点と接地点との間に１次２次側結合トランスを挿入してもよい。
【００１０】
本発明のＥＭＩ抑制回路に利用する電圧形電力変換器は、Ｚソースインバータであってもよい。本発明のＥＭＩ抑制回路は、新型のＺソースインバータに対しても、コモンモード電流から発生する電磁妨害を効率的に抑制することができる。
本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路は、電圧形電力変換器を主要素とする電気回路に高インダクタンスの１次２次側結合トランスを挿入することで、電圧形電力変換器から接地線に流れるコモンモード電流のピーク振幅値および高周波成分を低減する。
【００１１】
本発明に使用する１次２次側結合トランスは、電流流路の上流に第１巻線を、下流に第２巻線を加極性を有する向きに接続した形態になっている。従って、第１巻線、第２巻線の自己励磁力および相互インダクタンスがコモンモード電流の振幅の抑止に寄与するため、従来型のコモンモードトランスより高インダクタンスとなり効率的にコモンモード電流のピーク振幅値および高周波成分を低減する。
また、１次２次側結合トランスに抵抗を備えないため、抵抗による電力消費を削減し、電力効率を向上することができる。
【００１２】
さらに負荷を備え、負荷に、一端が負荷に接続され他端が接地されている負荷側接地線を配し、負荷側接地線上に負荷側第１巻線と負荷側第２巻線を直列に挿入し、負荷側第１巻線と負荷側第２巻線を加極性に電磁的に結合して負荷側１次２次側結合トランスを形成しても良い。
本形態とすれば、電圧形電力変換器からの高周波電流により駆動されるモータ等から発生し接地線に流れるコモンモード電流も抑制することができる。
【００１３】
電圧形電力変換器および負荷に接続された接地線にトランスを挿入しているため、主回路の電流に影響を与えず、電圧形電力変換器および負荷から接地線を通して電源装置に還流するコモンモード電流のみを直接的に抑制することができる。また、電圧形電力変換器、負荷に接続される接地線を連結して１本とし、連結点と接地点の間に１次２次側結合トランスを挿入することで、１台の１次２次側結合トランスで同様の効果を得ることができる。
【００１４】
本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路では、電圧形電力変換器としてＺソースインバータを用いても良好なコモンモード電流の抑制効果を得ることができる。また、たとえば負荷が電力系統であっても、同様にコモンモード電流のピーク振幅値および高周波成分を抑制することができる。
なお、負荷のみに本発明の１次２次側結合トランスを備えても、負荷から接地線に流れるコモンモード電流の抑制に効果を発揮することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（実施態様１）
以下、図面を用い実施形態に基づいて本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路を詳細に説明する。
図１は本発明の１実施形態における１実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。電源装置１がＶｉｎの電圧を発生しており、電源装置１は接地線２によって接地されている。電源装置１には電圧形電力変換器３が接続されている。電圧形電力変換器３は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードからなる６個のスイッチング素子５で構成されている。電圧形電力変換器３からインダクタ７、キャパシタ８を介してモータ４が配されている。
【００１６】
電圧形電力変換器３の放熱板に接地線９が接続されており、接地線９は１次２次側結合トランス（ＷＬＴ：Winding-Linked-Transformer）１０を介して大地に接地されている。同様に、モータ４のフレームに接地線１１が接続されており、負荷用のＷＬＴ１２を介して大地に接地している。
【００１７】
電圧形電力変換器３では、電圧変換部と放熱板間に漂遊キャパシタ（Ｃｓ）１３が存在し、放熱板は変換器のシャーシに接続されるので、接地線９をシャーシに接続するとコモンモード電流ｉｃｃが流れる経路ができる。また、負荷側においては、モータ４における内部巻線とフレームの間に漂遊キャパシタ（Ｃｌ）１４が存在するので、モータフレームに接地線１１を接続するとコモンモード電流ｉｃｌの経路が成立する。また、それぞれの接地線９，１１に直列に挿入されたＷＬＴ１０，１２では、コモンモード電流は漂遊キャパシタ側から１次巻線と２次巻線を通って接地点へと流れる。
【００１８】
図２は、加極性のＷＬＴを挿入したときのコモンモード電流に係る等価回路図である。ＷＬＴ１０は、接地線の上流に１次巻線２０、下流に２次巻線２１が電磁的に連結して配されたものであり、１次巻線２０と２次巻線２１が加極性を有する向きに直列に接続されたトランスである。コモンモード電流等価回路には、１次巻線２０の自己インダクタンス２２、２次巻線の自己インダクタンス２３に加えて相互インダクタンス２４が挿入される。図２では、ステップ電圧源の入力電圧をＶｉｎ／３としている。コモンモード電流ｉｃｏｍｍｏｎは、電圧形電力変換器のスイッチング素子がスイッチングするたびに、コモンモード電流経路を流れる。
【００１９】
本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路は、接地線を通して電源装置に還流するコモンモード電流ｉｃｏｍｍｏｎにより発生するＥＭＩノイズを抑制するために、接地線に高インピーダンスのＷＬＴを挿入してコモンモード電流のピーク振幅値と高周波成分を減少させるものである。
後述するように、コモンモード電流流路にインダクタを挿入することで、ピーク振幅値を抑制し低周波数化することができる。本実施態様に用いたＷＬＴは、２個のインダクタの相互インダクタンスを効果的に用いるため、小型のインダクタでも高インピーダンスを得ることができ、効率的にＥＭＩノイズを抑制することができる。また、抵抗に電流を流すことによりコモンモード電流を抑制するものではないため、抵抗での電力損失が少ない。
【００２０】
以下、シミュレーションによって本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路のＥＭＩ抑制効果を証明する。
図３は、図１に示す本実施態様のＥＭＩ抑制回路の適用対象であって、コモンモード電流解析のためのシミュレーションモデルの回路図である。図３に示した回路は、図１の回路からＷＬＴを除いたものになっている。なお、簡便のため図１と同等の各要素に対しては図１と同じ番号を付番している。
【００２１】
図３に示したシミュレーションモデル回路において、電圧形電力変換器３のスイッチング素子５がスイッチングするたびに、電圧形電力変換器３の配線のインダクタンス、電力変換部と放熱板間の漂遊キャパシタ（Ｃｓ）１３および接地線９を通して、コモンモード電流ｉｃｃが流れる。また、電力変換器３で駆動されるモータ４についても、スイッチング素子５がスイッチングするときに、モータ４の内部巻線とフレーム間の漂遊キャパシタ（Ｃｌ）１４を通して、大きなコモンモード電流ｉｃｌが接地線１１に流れる。
【００２２】
このコモンモード電流は、ＲＬＣ直列共振回路にステップ状の電圧を印加した場合の減衰振動波形と相似な波形となる。よって、電圧形電力変換器３のスイッチングにより発生するコモンモード電流についての等価回路は、図４で表すことができる。図４では、ステップ電圧源の入力電圧をＶｉｎ／３としている。図４に示されるＲＬＣ直列共振回路におけるコモンモード電流ｉｃは伝達関数を用いて下の（１）式で表される。
（１） ｉｃ＝（Ｖｉｎ／３ｓ）・ｓＣｃ／（ＬｃＣｃｓ２＋ＲｃＣｃｓ＋１）
【００２３】
（１）式より、ＲＬＣ直列共振回路の減衰振動電流ｉｃは（２）式で表される。
（２） ｉｃ＝Ｖｉｎ／｛（１−ζ２）１／２Ｚ０｝・ε−ζωｎｔｓｉｎ｛（１−ζ２）１／２ωｎｔ｝
ここで、ωｎ＝１／（ＬｃＣｃ）１／２、ζ＝Ｒｃ／２・（Ｃｃ／Ｌｃ）１／２、Ｚ０＝（Ｌｃ／Ｃｃ）１／２
である。
ωｎは固有角周波数すなわち共振角周波数、ζは減衰係数、Ｚ０は特性インピーダンスを意味する。この特性インピーダンスは減衰振動電流の振幅を決定する。減衰係数が小さい（１≫ζ２）場合には、減衰振動電流ｉｃは（３）式で表現される。
【００２４】
（３） ｉｃ≒Ｖｉｎ／Ｚ０・ε−ζωｎｔｓｉｎωｎｔ
（３）式より、振動電流のピーク値はＶｉｎ／Ｚ０で近似できる。このコモンモード電流解析式より、コモンモード電流のピーク振幅値抑制および低周波数化には、コモンモード電流の流れる経路にインピーダンスの大きなインダクタを挿入すればよいことがわかる。
【００２５】
以上に基づき、本実施態様のＥＭＩ抑制回路を適用する前の、図３に示すシミュレーションモデル回路に流れるコモンモード電流の波形を算出した結果を図５に示す。算出時に使用した各パラメータは図６に示す表のとおりである。
【００２６】
図５は、上から、電圧形電力変換器３のスイッチング素子Ｕｐのスイッチング動作を示す波形図（図５（ａ））、スイッチング素子Ｖｐのスイッチング動作を示す波形図（図５（ｂ））、スイッチング素子Ｗｐのスイッチング動作を示す波形図（図５（ｃ））、電圧形電力変換器３に接続された接地線９に流れるコモンモード電流ｉｃｃの波形図（図５（ｄ））およびその拡大図（図５（ｅ））、モータ４に接続された接地線１１に流れるコモンモード電流ｉｃｌの波形図（図５（ｆ））を表している。
【００２７】
図５（ｄ）または図５（ｅ）から、電力変換部のスイッチングに同期して振幅値が大きなコモンモード電流ｉｃｃ，ｉｃｌが流れることが確認できる。また、スイッチング後は経時と共に振幅が減衰していく振動電流となっており、（２）式における減衰振動電流式に沿った動作となっていることがわかる。
【００２８】
図５（ｄ）および図５（ｆ）より、電圧形電力変換器３に接続された接地線９に流れるコモンモード電流ｉｃｃのピーク振幅値は±３．０Ａ程度、モータ４に接続された接地線１１に流れるコモンモード電流ｉｃｌのピーク振幅値は±０．４Ａ程度と読み取れる。モータ４側のコモンモード電流ｉｃｌが電圧形電力変換器３側のコモンモード電流ｉｃｃより小さくなっているのは、モータ４側に接続されているＬＣフィルタの抑制効果だと考えられる。
【００２９】
つぎに、導出したコモンモード電流のシミュレーション式を用い、図３に示す適用対象の回路において、従来技術におけるコモンモードトランス（ＣＭＴ）を接地線に挿入した場合と、本実施態様のＥＭＩ抑制回路におけるＷＬＴを挿入した場合のＥＭＩ抑制効果の比較を行う。
【００３０】
図７に、従来のＣＭＴを備えたＥＭＩ抑制回路の回路図を示す。
図７に示した回路において、電圧形電力変換器３のスイッチング素子５がスイッチングすると、電力変換器３の接地線９を通してコモンモード電流ｉｃｃが流れ、電圧形電力変換器３で駆動されるモータ４についても、コモンモード電流ｉｃｌがモータ４の接地線１１に流れる。
従来のＣＭＴ３０は、１次巻線３１に対して電磁的に結合する２次巻線３２を配し、２次巻線３２の両端に抵抗３３を接続したものである。接地線９に１次巻線３１を直列に接続し、２次巻線３２は接地線９と接続せずコモンモード電流ｉｃｃの流路外に配される。モータ４についても、同様に、接地線１１にＣＭＴが設けられる。
【００３１】
ＣＭＴ３０のトランス内部の励磁インダクタンスをＬｔ、２次巻線３２に接続される抵抗３３の抵抗値をＲｔとすると、図７の回路におけるコモンモード電流に係る等価回路は図８に示したＲＬＣ直列共振回路で表される。ただし、１次巻線３１と２次巻線３２の結合は非常に強いものと考え、漏れインダクタンスは考慮していない。ステップ電圧源の電圧をＶｉｎ／３とすると、ＲＬＣ直列共振回路におけるコモンモード電流ｉｃは伝達関数を用いて（４）式で表現される。
【００３２】
（４） ｉｃ＝（Ｖｉｎ／３ｓ）・ｓＣｃ（ｓＬｔ＋Ｒｔ）／｛ＬｔＬｃＣｃｓ３＋（Ｌｔ＋Ｌｃ）ＲｔＣｃｓ２＋Ｌｔｓ＋Ｒｔ｝
ここで、抵抗Ｒｃは２次側に挿入されるＲｔと比較し十分小さいため考慮されない。（４）式の特性方程式は、（５）式で表現される。
（５） ＬｔＬｃＣｃｓ３＋（Ｌｔ＋Ｌｃ）ＲｔＣｃｓ２＋Ｌｔｓ＋Ｒｔ＝０
の３次方程式となり、３つの根を持つ。Ｌｔ≫Ｌｃであることを考慮すれば、判別式は（６）式で表現される。
（６） Ｄ＝４／ＬｔＬｃ・Ｒｔ４−１／ＬｃＣｃ・Ｒｔ２＋４／Ｃｃ２＝０
【００３３】
上式をＲｔについて解くと、
（７） Ｒｔ＝２Ｚｃ０、または、Ｒｔ＝１／２Ｚｃ∞
となる。したがって、抵抗Ｒｔの大きさを適切な値に設定することでコモンモード電流の振舞いを変化させることが可能となることが分かる。
【００３４】
ここで、Ｚｃ０とＺｃ∞はそれぞれ、Ｒｔ＝０およびＲｔ＝∞の場合の特性インピーダンスを意味し、Ｚｃ０＝（Ｌｃ／Ｃｃ）１／２、Ｚｃ∞＝（Ｌｔ／Ｃｃ）１／２である。
Ｒｔ＝０〜２Ｚｃ０の場合（Ｉ）、コモンモード電流は高周波の減衰振動波形となり、Ｒｔ＝２Ｚｃ０〜１／２Ｚｃ∞の場合（II）は指数関数状の波形、Ｒｔ＞１／２Ｚｃ∞の場合（III）は低周波の振動波形となる。（III）の場合におけるコモンモード電流のピーク値低減効果は大きいが、振動周波数の減衰効果が低いため実効値計算において、（II）の場合と比較し大きくなる。したがって、ＣＭＴでは（II）の場合を選択し、抵抗Ｒｔの値をＲｔ＝２Ｚｃ０〜１／２Ｚｃ∞となるように調整する。
【００３５】
図９にＣＭＴを用いたＥＭＩ抑制回路のコモンモード電流の波形図を示す。パラメータは図３４の表のものを用い、Ｒｔを５００Ω、ＣＭＴにおける例示インダクタンスＬｔを１７．１ｍＨとしている。図９（ａ）は電圧形電力変換器３に接続された接地線９におけるコモンモード電流の波形図であり、図９（ｂ）はその拡大図である。図９（ｃ）はモータ４に接続された接地線１１におけるコモンモード電流の波形図であり、図９（ｄ）はその拡大図である。
【００３６】
図９（ｂ）（ｄ）より、コモンモード電流が指数関数状の波形となっていることがわかる。図５に示したＣＭＴを挿入しない状態のコモンモード電流と比較すると、およそ３Ａおよび０．４Ａの振動ピーク電流値を持つ電力変換側および負荷側におけるコモンモード電流が、ＣＭＴ接続によりそれぞれ０．１Ａおよび０．０５Ａまで低減され、低周波数化されている。
【００３７】
続いて、本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路でのコモンモード電流の振幅・高周波抑制効果を示す。本実施態様のＥＭＩ抑制回路の回路図は図１に、コモンモード電流流路の等価回路図は図２に示したとおりである。
【００３８】
図２に示す等価回路はＲＬＣの直列共振回路であるため、解析式は（２）式と同じものとなる。すなわち、コモンモード電流ｉｃは下の（８）式で表される。
（８） ｉｃ＝Ｖｉｎ／｛（１−ζ２）１／２Ｚ０｝・ε−ζωｎｔｓｉｎ｛（１−ζ２）１／２ωｎｔ｝
ここで、ωｎ＝１／｛（Ｌｃ＋２Ｍ＋Ｌ１＋Ｌ２）Ｃｎ｝１／２、
ζ＝Ｒｃ／２・｛Ｃｃ／（Ｌｃ＋２Ｍ＋Ｌ１＋Ｌ２）｝１／２、
Ｚ０＝｛（Ｌｃ＋２Ｍ＋Ｌ１＋Ｌ２）／Ｃｃ｝１／２
である。
【００３９】
上式より、ＷＬＴの接続回路は、１次側および２次側自己インダクタンスに加え、相互インダクタンス２ＭをＲＬＣ直列共振回路のインダクタンス要素として扱うことができる。つまり、（２）式に示された振動電流式におけるインダクタンスＬにおいて、Ｌ１およびＬ２に加え相互インダクタンス２Ｍが高周波振動電流のピーク振幅値および周波数の低減に寄与する点でＣＭＴ接続による抑制回路とは抑制原理が異なる。
【００４０】
図６の表に記載したパラメータを用い上式により算出した、本実施態様のＥＭＩ抑制回路におけるコモンモード電流の波形を図１０に示す。図１０（ａ）は電圧形電力変換器３に接続された接地線９に流れるコモンモード電流ｉｃｃの波形図であり、図１０（ｂ）はその拡大図、図１０（ｃ）はモータ４に接続された接地線１１に流れるコモンモード電流ｉｃｌの波形図であり、図１０（ｄ）はその拡大図である。なお、励磁インダクタンスＬｔはＣＭＴと同様に１７．１ｍＨとしている。
【００４１】
図１０（ｂ）より、電圧形電力変換器３側ではコモンモード電流ｉｃｃの振幅値が図５で得られた約３Ａから約０．０５Ａに低減され、周波数が約５００ｋＨｚから約５ｋＨｚの振動電流になっていることが確認できる。また、図１０（ｄ）によれば、モータ４側ではコモンモード電流ｉｃｌのピーク振幅が図５における約０．４Ａから約０．１Ａに、周波数が約５００ｋＨｚから約５ｋＨｚになっている。
【００４２】
図９に示されたＣＭＴの効果と図１０に示された本実施態様のＷＬＴとを比較すると、電圧形電力変換器３側では、ＣＭＴを挿入した場合のピーク振幅値が約０．１Ａに対して、ＷＬＴの場合は約０．０５Ａ、モータ４側ではＣＭＴが約０．０５Ａに対して、ＷＬＴが約０．１Ａと、ほぼ同等のピーク振幅値抑制効果を持つことが確認できる。また、双方ともに、接地線に挿入したトランスにより高調波成分はほぼ完全に除去できることが分かる。
【００４３】
さらに、それぞれのコモンモード電流の波形を比較すると、ＣＭＴの場合は指数関数状で時間変化率が大きな波形になっているのに対し、ＷＬＴでは、高周波成分が消滅して正弦波に近い波形となっており、低周波数化効果においてはＷＬＴの方が優れていることがわかる。
【００４４】
以上のように、本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路は、電圧形電力変換器およびモータからグラウンドに接続する接地線にＷＬＴを挿入することで、コモンモード電流のピーク振幅値と高調波成分を抑制することができる。特に、高調波成分の抑制に関しては、従来型のＣＭＴに比べて効果が高い。また、本実施態様に用いたＷＬＴは抵抗を使用しないため、新たな電力消費が発生せず、電力効率の点でも優れている。
【００４５】
（実施態様２）
図１１は本実施形態における第２の実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。図１に示した第１実施態様のＥＭＩ抑制回路では、電圧形電力変換器に接続した接地線と、モータに接続した接地線はそれぞれ独立に１次２次側結合トランス（ＷＬＴ）を介して大地に接地されているが、図１１に示した本実施態様のＥＭＩ抑制回路は、電圧形電力変換器３のシャーシに接続された接地線９とモータ４のフレームに接続された接地線１１が連結点４１で連結され、１本の接地線４２として大地に接地している。連結点４１と大地との間にＷＬＴ４３が挿入されている。コモンモード電流は電圧形電力変換器３側と負荷であるモータ４側のコモンモード電流が合成された一括コモンモード電流ｉｃｔとしてＷＬＴ４３を流れる。
【００４６】
図１２は、本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の効果を示す図面である。図１２（ａ）は、ＷＬＴ４３に流れる一括コモンモード電流ｉｃｔの波形図であり、図１２（ｂ）はその拡大図である。
電力変換器３側とモータ４側の接地線がそれぞれ接地されている場合と比較すると、二つの接地線が接続されて１本の接地線として大地に接地される場合の方が、スイッチング信号と同期したピーク電流及び衰退時における振動電流の周波数の低下が大きい。それぞれのコモンモード電流が合流して一括コモンモード電流ｉｃｔとなるからである。一括コモンモード電流ｉｃｔの流れる１本の接地線４２にＷＬＴ４３を適用することにより、図１２に見るように、一括コモンモード電流ｉｃｔの電流波形はさらに振幅が小さくなり周波数が低くなる。
このように、電力変換器３側とモータ４側の接地線を連結して連結点４１より下流にＷＬＴ４３を挿入することで、コモンモード電流をより効果的に抑制することが可能になるばかりか、ＷＬＴの個数を節約し、回路の規模を縮小することができる。
【００４７】
（実施態様３）
図１３は本実施形態における第３の実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。本実施態様における電圧形電力変換器３は、電源装置１と電圧形電力変換器３の間にＬＣネットワーク部５０が形成されたＺソースインバータとなっている。また、電圧形電力変換器３のシャーシに接続された接地線９とモータ４のフレームに接続された接地線１１が連結点４１で連結され、１本の接地線４２としてＷＬＴ４３を介して接地している。２つの接地線９，１１が連結した後の接地線４２には電力変換器側のコモンモード電流とモータ側のコモンモード電流が合流した一括コモンモード電流ｉｃｔが流れる。
【００４８】
本実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路をＺソースインバータに対して用いたときのシミュレーション結果を図１４に示す。図１４（ａ）は、ＷＬＴ４３に流れる一括コモンモード電流ｉｃｔの波形図であり、図１４（ｂ）はその拡大図である。
また、比較のために、コモンモード電流抑制のための付加回路を備えない状態の図１５に示すシミュレーションモデル回路におけるコモンモード電流の波形図を図１６に示し、さらにＣＭＴを備えたＥＭＩ抑制回路を適用した図１７に示す回路におけるコモンモード電流の波形を図１８に示す。
【００４９】
図１６（ａ）（ｂ）（ｃ）はそれぞれ、スイッチング素子Ｖｐ、Ｕｐ、Ｗｐのスイッチング動作を示す電流値のグラフであり、図１６（ｄ）はＺソースインバータに特徴的なシュートスルー動作の動作状態を示す波形図である。また、図１６（ｅ）は接地線を流れるコモンモード電流の波形図であり、図１６（ｆ）はその拡大図である。
図１６から、Ｚソースインバータを用いたモータ負荷回路では、シュートスルー動作の際に１．５〜２．５Ａ程度のピーク振幅が現れ、電圧形電力変換器を用いた回路と同様、５００ｋＨｚ程度の高調波成分を含んでいることが確認できる。
【００５０】
図１８（ａ）は図１７に示すＣＭＴを備えたＥＭＩ抑制回路のＣＭＴ部を流れるコモンモード電流の波形図であり、図１８（ｂ）はその拡大図である。なお、各グラフ描出のために用いたシミュレーション式は第１実施態様のものと同一であり、パラメータは図６の表に記載の通りである。
【００５１】
Ｚソースインバータを用いたモータ負荷回路において、図１３、図１５および図１７に基づいて、ＥＭＩ抑制回路が付属しない場合（図１４）に対して、この回路にＣＭＴを用いたＥＭＩ抑制回路（図１６）を適用した場合とＷＬＴを用いたＥＭＩ抑制回路（図１２）を適用した場合についてコモンモード電流抑制効果を比較すると、コモンモード電流のピーク振幅値が、ＥＭＩ抑制回路のついていないもので約２．５ＡであったものをＣＭＴの挿入により約０．５Ａに抑制することができるが、さらに、ＣＭＴに代えてＷＬＴを用いることにより約０．０５Ａまで抑制されることがわかる。
【００５２】
また、低周波数化効果においても、ＣＭＴでは図１７に見られるように約５００ｋＨｚのコモンモード電流を数１０ｋＨｚに低周波数化しているが、図１１に表したＷＬＴではさらに数ｋＨｚまで低周波数化できていることが確認できた。また、波形についてもＣＭＴでは指数関数状の時間変化率が高い波形になっているが、ＷＬＴではピークが穏やかな波形となっている。
以上のように、Ｚソースインバータを用いたモータ負荷回路においては、従来型のＣＭＴに比較して、ピーク振幅値の抑制、波形の低周波数化の両方において本実施態様のＷＬＴを利用したＥＭＩ抑制回路が遥かに優れていることがわかる。
【００５３】
また、本実施態様のＥＭＩ抑制回路では、電圧形電力変換器に接続した接地線と、モータに接続した接地線を連結点で結線して１本とし、連結後の接地線にＷＬＴを挿入しているが、それぞれの接地線にＷＬＴを挿入した場合に比べても良好なコモンモード電流の抑制効果を得ることが可能である。したがって、接地線を連結して連結点より下流にＷＬＴを挿入することで、ＷＬＴの個数を節約し、回路の規模を縮小することができる。
【００５４】
以上の各実施態様について見たとおり、本実施形態の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路によれば、電圧形電力変換器およびＺソースインバータを用いたモータ負荷回路において、ＷＬＴを挿入することにより、接地線を通して電源装置に還流するコモンモード電流のピーク振幅値および高周波数成分を低減し、コモンモード電流から発生するＥＭＩノイズを効果的に抑制することができる。
上記のシミュレーションにより、１次２次側結合トランス（ＷＬＴ）を各接地線側に接続することで、コモンモード電流の最大ピーク振幅値を１／２０〜１／４０に抑制し、高周波成分の周波数をおよそ１／１００に低減することが可能であることを確認した。
【００５５】
なお、上記各実施態様は本発明の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の実施形態の１つについて示したものに過ぎず、別の実施態様の抑制回路を形成することもできることは言うまでもない。たとえば、Ｚソースインバータにおいて電力変換器側のコモンモード電流とモータ側のコモンモード電流のそれぞれに対してＷＬＴを用いたＥＭＩ抑制回路を形成することができる。また、負荷は電気モータに限らず、たとえば電力系統に接続した場合にも、モータに代えて電力変換器と電力系統の間に介在させるスターデルタトランスについて、モータにおけるコモンモード電流と同様に処置することにより、効果的にコモンモード電流のピーク振幅値と高周波成分を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の１実施形態における第１の実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。
【図２】ＷＬＴを挿入したときのコモンモード電流に係る等価回路の回路図である。
【図３】第１実施態様に係るＥＭＩ抑制回路の適用対象となる電圧形電力変換器のコモンモード電流解析のためのシミュレーションモデルの回路図である。
【図４】コモンモード電流に関する等価回路である。
【図５】第１実施態様に係るＥＭＩ抑制回路の適用対象について行ったコモンモード電流解析のためのシミュレーションの結果を示す波形図である。（ａ）はシミュレーション回路におけるスイッチング素子Ｕｐのスイッチング動作を示す波形図、（ｂ）はスイッチング素子Ｖｐのスイッチング動作を示す波形図、（ｃ）はスイッチング素子Ｗｐのスイッチング動作を示す波形図、（ｄ）は電圧形電力変換器に接続された接地線に流れる電流の波形図、（ｅ）は電圧形電力変換器に接続された接地線に流れる電流の波形図の拡大図、（ｆ）はモータに接続された接地線に流れる電流の波形図である。
【図６】シミュレーションに用いたパラメータの表である。
【図７】従来型のＣＭＴを備えたＥＭＩ抑制回路の回路図である。
【図８】図７におけるコモンモード電流に係る等価回路図である。
【図９】第１実施態様に係るＥＭＩ抑制回路の適用対象についてＣＭＴを挿入したときのシミュレーションの結果を示す波形図である。（ａ）はシミュレーション回路における電圧形電力変換器に接続された接地線に流れる電流の波形図、（ｂ）はその拡大図、（ｃ）はモータに接続された接地線における波形図、（ｄ）はその拡大図である。
【図１０】第１実施態様に係るＥＭＩ抑制回路について行ったシミュレーションの結果を示す波形図である。（ａ）はシミュレーション回路における電圧形電力変換器に接続された接地線に流れる電流の波形図、（ｂ）はその拡大図、（ｃ）はモータに接続された接地線における波形図、（ｄ）はその拡大図である。
【図１１】第２実施態様に係る電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の回路図である。
【図１２】第２実施態様の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路の効果を示す図面である。（ａ）は電圧形電力変換器とモータに接続された接地線に流れる一括コモンモード電流の波形図、（ｂ）はその拡大図である。
【図１３】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路の回路図である。
【図１４】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路の効果を示す図面である。（ａ）は電圧形電力変換器とモータに接続された接地線に流れる一括コモンモード電流の波形図、（ｂ）はその拡大図である。
【図１５】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路の適用対象となるシミュレーションモデルの回路図である。
【図１６】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路に特徴的なシュートスルー動作状態における各所の波形図である。（ａ）（ｂ）（ｃ）はそれぞれスイッチング素子Ｖｐ，Ｕｐ，Ｗｐのスイッチング動作を示す波形図、（ｄ）はＺソースインバータのシュートスルー動作状況を示す波形図、（ｅ）は接地線を流れる一括コモンモード電流の波形図、（ｆ）はその拡大図である。
【図１７】第３実施態様に係るＺソースインバータのＥＭＩ抑制回路にＣＭＴを適用した場合の回路図である。
【図１８】図１７のＥＭＩ抑制回路の効果を示す図面である。（ａ）は電圧形電力変換器とモータに接続された接地線に流れる一括コモンモード電流の波形図、（ｂ）はその拡大図である。
【符号の説明】
【００５７】
１ 電源装置
２、９、１１、４２ 接地線
３ 電圧形電力変換器
４ モータ
５ スイッチング素子
７ インダクタ
８ キャパシタ
１０、１２、４３ ＷＬＴ
１３、１４ 漂遊キャパシタ
２０、３１ １次巻線
２１、３２ ２次巻線
２２、２３ 自己インダクタンス
２４ 相互インダクタンス
３０ ＣＭＴ
３３ 抵抗
４０ ＬＣネットワーク
４１ 連結点
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端が電圧形電力変換器のシャーシに接続され他端が接地されてコモンモード電流の経路となる接地線に、第１巻線と第２巻線が加極性を有する向きに直列に接続された１次２次側結合トランス（ＷＴＬ）を直列に接続して形成される、電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項２】
前記電圧形電力変換器に駆動される負荷を備え、該負荷に、一端が該負荷に接続され他端が接地されている負荷側接地線が配されており、該負荷側接地線中に負荷側第１巻線と負荷側第２巻線が直列に加極性に結合して形成される負荷側１次２次側結合トランスが直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項３】
前記電圧形電力変換器に駆動される負荷および負荷側接地線を備え、該負荷側接地線が、一端が該負荷に接続され、他端が前記電圧形電力変換器のシャーシに接続された変換器接地線の前記１次２次側結合トランスとの接続部に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項４】
電圧形電力変換器に駆動される負荷に、一端が該負荷に接続され他端が接地されている負荷側接地線が配されており、該負荷側接地線中に第１巻線と第２巻線が直列に加極性に結合して形成される１次２次側結合トランスが直列に接続されている電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項５】
前記電圧形電力変換器がＺソースインバータであることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項１】
一端が電圧形電力変換器のシャーシに接続され他端が接地されてコモンモード電流の経路となる接地線に、第１巻線と第２巻線が加極性を有する向きに直列に接続された１次２次側結合トランス（ＷＴＬ）を直列に接続して形成される、電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項２】
前記電圧形電力変換器に駆動される負荷を備え、該負荷に、一端が該負荷に接続され他端が接地されている負荷側接地線が配されており、該負荷側接地線中に負荷側第１巻線と負荷側第２巻線が直列に加極性に結合して形成される負荷側１次２次側結合トランスが直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項３】
前記電圧形電力変換器に駆動される負荷および負荷側接地線を備え、該負荷側接地線が、一端が該負荷に接続され、他端が前記電圧形電力変換器のシャーシに接続された変換器接地線の前記１次２次側結合トランスとの接続部に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項４】
電圧形電力変換器に駆動される負荷に、一端が該負荷に接続され他端が接地されている負荷側接地線が配されており、該負荷側接地線中に第１巻線と第２巻線が直列に加極性に結合して形成される１次２次側結合トランスが直列に接続されている電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【請求項５】
前記電圧形電力変換器がＺソースインバータであることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電圧形電力変換器のＥＭＩ抑制回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
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【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１０−４５９４０（Ｐ２０１０−４５９４０Ａ）
【公開日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２０９６８３（Ｐ２００８−２０９６８３）
【出願日】平成２０年８月１８日（２００８．８．１８）
【出願人】（５０４１４５３０８）国立大学法人 琉球大学 (100)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年８月１８日（２００８．８．１８）
【出願人】（５０４１４５３０８）国立大学法人 琉球大学 (100)
【Ｆターム（参考）】
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