電源装置
【課題】 高効率で安定性が高く、かつ、特性のよい電源装置を提供すること。
【解決手段】 商用電源１からの商用電力を直流電力に変換するコンバータ回路３５と、商用電源１と負荷３２との間にその二次巻き線が直列に接続されたトランス３０と、負荷３２に出力される出力電圧に応じて、コンバータ回路３５から出力される直流電力を交流電力に変換してトランス３０の一次巻き線に印加するインバータ回路３６と、コンバータ回路３５およびインバータ回路３６を制御する制御回路（補償回路９〜１１等）と、を有する。
【解決手段】 商用電源１からの商用電力を直流電力に変換するコンバータ回路３５と、商用電源１と負荷３２との間にその二次巻き線が直列に接続されたトランス３０と、負荷３２に出力される出力電圧に応じて、コンバータ回路３５から出力される直流電力を交流電力に変換してトランス３０の一次巻き線に印加するインバータ回路３６と、コンバータ回路３５およびインバータ回路３６を制御する制御回路（補償回路９〜１１等）と、を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無停電電源装置の動作方式としては、常時商用給電方式と常時インバータ給電方式とがある。ここで、常時商用給電方式は、入力された交流電力をそのまま負荷に供給するとともに、整流して得られた直流電力により二次電池を充電する。そして、停電発生時には、二次電池に蓄積された電力を、インバータ回路により交流電力に変換して負荷に供給する。一方、常時インバータ給電方式は、入力された交流電力を、コンバータ回路によって直流電力に変換し、二次電池の充電に使用するとともに、インバータ回路によって交流電力に変換して負荷に供給する。そして、停電発生時には、二次電池の出力をインバータ回路によって交流電力に変換して負荷に供給する。
【０００３】
常時インバータ給電方式は、出力される電力が常にインバータ回路を経由しているため、入力電圧に変動があっても出力には影響が波及しにくい。また、常時商用給電方式のように、停電発生時において、商用電源からインバータ回路への切り換えが必要ないことから、出力が乱れたり、途切れたりすることがない。
【０００４】
しかしながら、常時インバータ給電方式は、コンバータ回路とインバータ回路が常に駆動されることから、電力損失が大きい。このため、常時インバータ給電方式と常時商用給電方式のそれぞれの長所を生かすための技術が特許文献１に開示されている。
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−１７２３５０号公報（特許請求の範囲、要約書）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、特許文献１に示す技術では、主変圧器を介して電力を負荷に供給することから、出力電力の定格に応じた変圧器が必要になり、装置のサイズが大型化するとともに、製造コストが高くなるという問題点がある。
【０００７】
また、特許文献１に示す技術では、入力される商用電力の電圧に応じて、主変圧器のタップを切り換え、最適な巻き数比を選択できるようにしている。しかしながら、このような技術では、電圧調整をタップ切換で行うため出力電圧を段階的にしか調整できないという問題点もある。
【０００８】
本発明は、上記の事情に基づきなされたもので、その目的とするところは、高効率で安定性が高く、かつ、特性のよい電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述の目的を達成するため、本発明の電源装置は、商用電源からの商用電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、商用電源と負荷との間にその二次巻き線が直列に接続されたトランスと、負荷に出力される出力電圧に応じて、コンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換してトランスの一次巻き線に印加するインバータ回路と、コンバータ回路およびインバータ回路を制御する制御回路と、を有している。
【００１０】
このため、高効率で安定性が高く、かつ、特性のよい電源装置を提供することが可能となる。
【００１１】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、制御回路が、直流電力の電圧が一定となるようにコンバータ回路を制御するようにしている。このため、インバータ回路に常に一定の電圧の直流電力が供給されることからインバータ回路の動作を安定化することが可能になる。
【００１２】
また、本発明の他の電源装置は、上述の各発明に加えて、制御回路が、直流電力の電圧の基準電圧からの偏差に応じてコンバータ回路を制御するようにしている。このため、インバータ回路に一定の直流電力を供給することが可能となる。
【００１３】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、制御回路が、商用電源からの入力電流が正弦波となるとともに、入力電圧と入力電流との位相が等しくなるようにコンバータ回路を制御するようにしている。このため、高調波特性を改善するとともに、力率特性を改善することが可能になる。
【００１４】
また、本発明の他の電源装置は、上述の各発明に加えて、制御回路が、直流電力の電圧の基準電圧からの偏差と入力電圧とによって生成される信号からの入力電流の偏差に応じてコンバータ回路を制御するようにしている。このため、高調波特性と力率特性を容易に改善することが可能になる。
【００１５】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、制御回路が、出力電圧が一定の電圧となるとともに、出力電圧が正弦波となるようにインバータ回路を制御するようにしている。このため、負荷に対して一定電圧で、かつ、きれいな正弦波を供給することが可能になる。
【００１６】
また、本発明の他の電源装置は、上述の各発明に加えて、制御回路が、出力電圧の正弦波基準信号からの偏差に基づいてインバータ回路を制御するようにしている。このため、負荷に対して一定電圧で、かつ、きれいな正弦波を容易に供給することが可能になる。
【００１７】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、トランスの二次巻き線または負荷と並列にコンデンサが接続されている。このため、出力電圧に重畳する高調波を除去することが可能になる。
【００１８】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、商用電源に異常が発生したことを検出する検出回路と、商用電源からの入力を遮断する遮断回路と、直流電源からの直流電力をコンバータ回路およびインバータ回路に供給する供給回路と、をさらに有し、検出回路によって商用電源に異常が発生したことが検出された場合には、遮断回路によって商用電源からの入力を遮断するとともに、コンバータ回路がインバータ回路として動作し、直流電源からの直流電力を商用電力と同等の交流電力に変換して出力するようにしている。このため、商用電源に異常が発生した場合でも負荷に電力を供給し続けることが可能になる。
【００１９】
また、本発明の他の電源装置は、上述の各発明に加えて、制御回路が、検出回路によって商用電源に異常が発生したことが検出された場合には、コンバータ回路の出力電圧の正弦波基準信号からの偏差に基づいてコンバータ回路を制御するようにしている。商用電源に異常が発生した場合でも負荷に電力を容易に供給し続けることが可能になる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明は、高効率で安定性が高く、かつ、特性のよい電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の一実施の形態について図に基づいて説明する。
【００２２】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の構成例を示す図である。なお、第１の実施の形態の電源装置は、負荷に一定の電圧の正弦波が供給されるとともに、商用電源から入力される電流が正弦波となり、かつ、力率が“１”となるように制御する装置として構成される。
【００２３】
図１に示すように、本発明の第１の実施の形態に係る電源装置は、検出回路２〜５、カレントトランス６、コンデンサ７、昇圧コイル８、補償回路９〜１１、乗算回路１２、減算回路１３〜１５、基準電圧１６、ＰＬＬ（Phase Lock Loop）回路１７、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御回路１８，１９、トランジスタ２０，２１、ダイオード２２，２３、トランジスタ２６，２７、ダイオード２８，２９、トランス３０、および、コンデンサ３１によって構成され、その入力側には商用電源１が接続され、出力側には負荷３２が接続されている。
【００２４】
ここで、商用電源１は、例えば、１００Ｖの単相交流を供給する電源である。
【００２５】
検出回路２は、商用電源１の電圧を検出して乗算回路１２およびＰＬＬ回路１７に供給する。検出回路３は、カレントトランス６から出力される入力電流に対応する電圧を検出し、減算回路１３に供給する。検出回路４は、トランジスタ２０，２１、ダイオード２２，２３によって構成されるコンバータ回路３５の出力である直流電圧を検出し、減算回路１４に供給する。検出回路５は、負荷３２に供給される出力電圧を検出して、減算回路１５に供給する。
【００２６】
カレントトランス６は、入力電流に対応する電圧を生成して、検出回路３に出力する。コンデンサ７は、コンバータ回路３５のスイッチング動作により生じる高調波電流を減衰させるための平滑用のコンデンサである。
【００２７】
昇圧コイル８は、コンバータ回路３５のスイッチング動作に応じて入力電圧を昇圧して出力する。
【００２８】
制御回路の一部としての補償回路９は、コンバータ回路３５の出力電圧が一定になるように制御するための回路である。制御回路の一部としての補償回路１０は、入力電流波形が正弦波になるようにするとともに、商用電源１からみた場合の装置の力率が“１”になるように制御するための回路である。制御回路の一部としての補償回路１１は、出力電圧が一定になるように制御するとともに、出力電圧が正弦波になるように制御するための回路である。
【００２９】
制御回路の一部としての乗算回路１２は、補償回路９の出力と、検出回路２の出力とを乗算した結果を減算回路１３に対して出力する。制御回路の一部としての減算回路１３は、乗算回路１２の出力から検出回路３の出力を減算した結果を補償回路１０に出力する。制御回路の一部としての減算回路１４は、基準電圧１６から検出回路４の出力を減算した結果を補償回路１０に出力する。制御回路の一部としての減算回路１５は、ＰＬＬ回路１７の出力から検出回路５の出力を減算した結果を補償回路１１に出力する。
【００３０】
基準電圧１６は、コンバータ回路３５から出力される直流電圧の制御目標となる電圧である。制御回路の一部としてのＰＬＬ回路１７は、入力電圧と同期した正弦波基準信号を生成して出力する。制御回路の一部としてのＰＷＭ制御回路１８は、補償回路１０の出力に応じてトランジスタ２０，２１をＰＷＭ制御する。制御回路の一部としてのＰＷＭ制御回路１９は、補償回路１１の出力に応じてトランジスタ２６，２７をＰＷＭ制御する。
【００３１】
トランジスタ２０，２１は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等によって構成されており、ＰＷＭ制御回路１８から供給される駆動信号によって交互にオンまたはオフの状態にされ、入力電圧を昇圧する。ダイオード２２，２３は、トランジスタ２０，２１とそれぞれ並列に接続され、昇圧コイル８に蓄積されたエネルギーを直流出力にバイパスさせる役割を有している。
【００３２】
コンデンサ２４，２５は、例えば、電解コンデンサによって構成されており、トランジスタ２０，２１のスイッチング動作によって昇圧コイル８に蓄積されたエネルギーにより充電され、蓄積されたエネルギーに応じた直流電圧を、トランジスタ２６，２７およびダイオード２８，２９によって構成されるインバータ回路３６に供給する。
【００３３】
トランジスタ２６，２７は、例えば、ＩＧＢＴ等によって構成されており、ＰＷＭ制御回路１９から供給される駆動信号によって交互にオンまたはオフの状態にされ、トランス３０の一次巻き線に電流を通じ、出力電圧が所定の電圧の正弦波になるように制御する。
【００３４】
ダイオード２８，２９は、フリーホイールダイオードであり、負荷３２の無効電流を還流する役割を有している。
【００３５】
トランス３０は、その二次巻き線が商用電源１と負荷３２の間に直列に挿入されており、一次巻き線がインバータ回路３６の出力に接続されている。このトランス３０は、インバータ回路３６によって駆動され、出力電圧が一定になるとともに、出力電圧の波形が正弦波になるように制御する。
【００３６】
コンデンサ３１は、平滑用のコンデンサであり、トランス３０の二次巻き線に並列に接続されている。
【００３７】
負荷３２は、例えば、ホストコンピュータ等である。
【００３８】
つぎに、本発明の第１の実施の形態の動作について説明する。
【００３９】
商用電源１から交流電力が供給されているとき、減算回路１４は、基準電圧１６の出力から検出回路４の出力であるコンバータ回路３５の出力電圧を減算して出力する。すなわち、減算回路１４は、コンバータ回路３５の出力電圧の基準電圧からの偏差を計算して出力する。補償回路９は、減算回路１４の出力に基づいてコンバータ回路３５の出力が一定の電圧となるように制御する。乗算回路１２は、補償回路９の出力と、検出回路２の出力である入力電圧とを乗算して出力する。この結果、乗算回路１２の出力は、コンバータ回路３５の出力電圧の基準電圧１６からの偏差に応じた正弦波が出力される。
【００４０】
減算回路１３は、乗算回路１２の出力からカレントトランス６の出力を減算した結果を出力する。すなわち、減算回路１３は、カレントトランス６の出力の乗算回路１２の出力からの偏差を計算して出力する。補償回路１０は、入力電流が正弦波になるように制御するとともに、商用電源１からみた場合の装置の力率が“１”となるように制御する。
【００４１】
ＰＷＭ制御回路１８は、補償回路１０からの出力に応じて、トランジスタ２０，２１を交互にスイッチングさせる。具体的には、商用電源１の昇圧コイル８側の電圧が正である場合に、ＰＷＭ制御回路１８から供給される駆動信号によって、トランジスタ２０がオフの状態に、また、トランジスタ２１がオンの状態になると、商用電源１の上側の端子から流出した電流は、昇圧コイル８、トランジスタ２１、および、コンデンサ２５を経由して商用電源１の下側の端子に流出する。その結果、昇圧コイル８には、図の左から右方向へ電流が流れるので、この電流に対応する磁気エネルギーが蓄積される。
【００４２】
つぎに、ＰＷＭ制御回路１８は、トランジスタ２１をオフの状態に、また、トランジスタ２０をオンの状態にする。トランジスタ２１がオフの状態になると、昇圧コイル８に流れていた電流が急に遮断されるので、昇圧コイル８には自己誘導によって高い電圧が発生する。このとき、コンデンサ２４の電圧が、商用電源１の電圧と昇圧コイル８の電圧の合計よりも低い場合には、ダイオード２２を経由して電流が通じ、コンデンサ２４が充電される。
【００４３】
一方、交流電源１の昇圧コイル８側の電圧が負である場合に、トランジスタ２０がオンの状態に、また、トランジスタ２１がオフの状態になると、昇圧コイル８には、図の右から左方向への電流が流れる。つづいて、ＰＷＭ制御回路１８は、トランジスタ２０をオフの状態に、また、トランジスタ２１をオンの状態にする。トランジスタ２０がオフ状態になると、昇圧コイル８に流れていた電流が急に遮断されるので、前述の場合と同様に自己誘導によって高い電圧が発生する。このとき、コンデンサ２５の電圧が、商用電源１の電圧と昇圧コイル８の電圧の合計よりも低い場合には、ダイオード２３を経由して電流が通じ、コンデンサ２５が充電される。
【００４４】
なお、ＰＷＭ制御回路１８は、コンバータ回路３５の出力電圧（コンデンサ２４，２５の端子電圧）が、基準電圧１６よりも低い場合には、トランジスタ２０，２１を駆動する駆動信号のデューティー比を調整することにより、コンバータ回路３５の出力電圧を増加させるように制御する。また、ＰＷＭ制御回路１８は、入力電流が乗算回路１２の出力信号（コンバータ回路３５の出力電圧の基準電圧１６からの偏差と入力電圧とによって生成される信号）に追従するように制御する。この結果、入力電流は、入力電圧に追従するように制御されるので、力率を改善することができる。また、入力電流が正弦波となるように制御されるので、負荷電流の高調波を補償することができる。
【００４５】
ＰＬＬ回路１７は、入力電圧に同期した正弦波信号（基準正弦波信号）を生成して出力する。減算回路１５は、ＰＬＬ回路１７から出力される基準正弦波信号から検出回路５の出力である出力電圧を減算して出力する。すなわち、減算回路１５は、検出回路５の出力の正弦波基準信号からの偏差を計算して出力する。補償回路１１は、減算回路１５の出力に基づいて出力電圧が一定になるように制御するとともに、出力電圧が正弦波となるように制御する。ＰＷＭ制御回路１９は、補償回路１１の出力に応じて、インバータ回路３６を構成するトランジスタ２６，２７を交互にスイッチングさせる。
【００４６】
インバータ回路３６の出力は、トランス３０の一次巻き線に供給される。トランス３０の二次巻き線には、一次巻き線に流れた電流に応じた電流が流れる。ここで、ＰＷＭ制御回路１９は、基準正弦波信号と出力電圧の差分に応じてトランジスタ２６，２７を駆動することから、出力電圧が基準正弦波に追従するように制御される。この結果、出力電圧は、きれいな正弦波となり、また、出力電圧も一定となる。
【００４７】
つぎに、本発明の第１の実施の形態の電源装置の動作をコンピュータによってシミュレーションした結果について説明する。
【００４８】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の比較対象となる回路の構成を示している。この例では、商用電源１、電源インピーダンス４１、および、負荷３２を有している。商用電源１は、６０Ｈｚ、１００Ｖを定格とし、１００Ｖ±２０％の範囲を２．５Ｈｚの周期で変動する電源である。電源インピーダンス４１は、例えば、抵抗である。負荷３２は、この例では、ダイオード３２ａ〜３２ｄによる全波整流器ならびにコンデンサ３２ｅおよび抵抗３２ｆによって構成される非線形負荷である。
【００４９】
図３は、シミュレーション対象となる本発明の第１の実施の形態の電源装置の構成例を示す図である。この例では、商用電源１は、前述の場合と同様に、６０Ｈｚ、１００Ｖを定格とし、１００Ｖ±２０％の範囲を２．５Ｈｚの周期で変動する電源である。電源インピーダンス４１は、前述の場合と同様に、例えば、抵抗である。また、負荷３２は、前述の場合と同様に、ダイオード３２ａ〜３２ｄによる全波整流器ならびにコンデンサ３２ｅおよび抵抗３２ｆによって構成される非線形負荷である。
【００５０】
図４は、図２に示す回路のシミュレーション結果を示す図である。図４（Ａ）は、図２の回路の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、図２の回路では、入力電圧Ｖｉｎの変動に応じて出力電圧Ｖｏｕｔも変動している。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、その頂部が歪んだ波形となっている。図４（Ｂ）は、図２の回路の出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、図２の回路の負荷３２は、非線形負荷であるので、出力電流は非正弦波となっている。また、前述したように出力電圧Ｖｏｕｔは頂部が歪んだ波形となっている。
【００５１】
図５は、図４の１０〜６０ｍｓの範囲を拡大して示した図である。図５（Ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、頂部が歪んだ波形となっている。また、図５（Ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏｕｔは、正弦波ではなく脈流状の波形となっている。
【００５２】
図６は、図３に示す回路の各部の波形を示す図である。図６（Ａ）は、図３に示すコンバータ回路３５の出力電圧を示している。この図に示すように、コンバータ回路３５の正側の出力電圧Ｖｐ（図３参照）および負側の出力電圧Ｖｎ（図３参照）は、基準電圧１６に基づいて一定の電圧になるように制御されるので、入力電圧Ｖｉｎが変動する場合でも略一定の電圧を維持している。また、図６（Ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎが変動した場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔは基準正弦波信号に基づいて制御されているので、一定の電圧を維持し、また、歪みのない正弦波となっている。図６（Ｃ）に示すように、負荷３２が非線形負荷であることに起因して、出力電流Ｉｏｕｔは非正弦波となっているが、補償回路１０等の働きにより、入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。
【００５３】
図７は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。この図に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合であっても出力電圧Ｖｏｕｔはピーク値が定格である約１４０Ｖを維持している。また、その波形も歪みのない正弦波となっている。
【００５４】
図８は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。この図に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合であっても出力電圧Ｖｏｕｔはピーク値が定格である約１４０Ｖを維持している。また、その波形も歪みのない正弦波となっている。
【００５５】
図９は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、図３に示す回路では、出力電流Ｉｏｕｔが非正弦波であっても、補償回路１０等の動作により入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。一方、図２に示す回路では、入力電流と出力電流は等しいので、出力電流が非正弦波であれば、入力電流も非正弦波となるが、図３に示す回路では回路の補償動作により、入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。なお、この図において、入力電流Ｉｉｎは、所定の幅を有する曲線となっているが、これはＰＷＭ制御のスイッチングによる高調波が含まれているためである。
【００５６】
図１０は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、図３に示す回路では、出力電流Ｉｏｕｔが非正弦波であっても、入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。一方、図２に示す回路では、前述のように、入力電流と出力電流は等しいので、出力電流が非正弦波であれば、入力電流も非正弦波となるが、図３に示す回路では回路の補償動作により、入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。
【００５７】
図１１は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの関係を示す図である。この図に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合であっても、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎとは、同相となっており、その力率は“１”となっている。
【００５８】
図１２は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの関係を示す図である。この図に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合であっても、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎとは、同相となっており、その力率は“１”となっている。
【００５９】
図１３は、図３の回路に、遅れが“０．８”である負荷３２を接続した場合における、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および、出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、出力電流Ｉｏｕｔは、負荷３２が遅れ力率を有することから遅れを生じている。しかしながら、入力電流Ｉｉｎについては、補償回路１０等によって補正動作が行われることから、入力電圧Ｖｉｎと同相となっており、その力率は“１”となっている。
【００６０】
図１４は、図１３の一部を拡大して示す図である。この図に示すように、出力電流Ｉｏｕｔは、遅れを生じているが、入力電流Ｉｉｎについては、補償回路１０等によって補正動作が行われることから、入力電圧Ｖｉｎと同相となっており、その力率は“１”となっている。
【００６１】
以上に説明したように、本発明の第１の実施の形態に係る電源装置では、商用電源１からの商用電力を直流電力に変換するコンバータ回路３５と、商用電源１と負荷３２との間にその二次巻き線が直列に接続されたトランス３０と、負荷３２に出力される出力電圧に応じて、コンバータ回路３５から出力される直流電力をトランス３０の一次巻き線に印加するインバータ回路３６と、コンバータ回路３５およびインバータ回路３６を制御する制御回路（補償回路９〜１５等）とを設けるようにした。このため、インバータ回路３６は、商用電源の過不足分を補償するだけでよいことから、インバータ回路３６に使用する素子として小容量のものを使用することができるので、装置のサイズを小型化するとともに、製造コストを低減することができる。また、トランス３０についても同様に、小容量のものを使用することができるので、装置のサイズを小型化するとともに、製造コストを低減することができる。具体的には、入力電力の変動を±２０％の範囲であるとすると、この変動分（過不足分）を補償すればいいので、インバータ回路３６を構成する素子およびトランス３０の容量としては、全定格の２０％程度の容量を有すればよい。
【００６２】
また、コンバータ回路３５は、インバータ回路３６への供給電力と、高調波補償のための電力供給を行うのみであるので、回路に流れる電流が小さく、損失が少ない。このため、常時商用給電方式と同等の高効率（９５％程度）を実現することができる。
【００６３】
また、コンバータ回路３５により、入力電力を昇圧して直流電力に変換するとともに、コンバータ回路３５の出力電圧が一定になるように制御するようにしたので、インバータ回路３６を安定して動作させることが可能になる。
【００６４】
また、補償回路１０等により、入力電流が正弦波となるように制御するようにしたので、出力電流が非正弦波である場合であっても入力電流が正弦波になるようにできる。このため、例えば、高調波の影響が商用電源１に及ぶことを防止できる。
【００６５】
また、補償回路１０等により、入力電流が入力電圧に追従するようにしたので、力率を改善することが可能になる。
【００６６】
また、補償回路１１等により、基準正弦波信号に基づいて出力電圧を制御するようにしたので、出力電圧を一定に保つとともに、歪みのない正弦波を負荷３２に供給することができる。
【００６７】
つぎに、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００６８】
図１５は、本発明の第２の実施の形態に係る電源装置の構成例を示す図である。なお、この図において、図１と対応する部分には、同一の符号を付してその説明を省略する。この図例では、図１と比較して、スイッチ７０、停電検出回路７１、減算回路７２、補償回路７３、スイッチ７４、二次電池７５、スイッチ７６、および、検出回路７７が新たに追加されている。それ以外の構成は、図１の場合と同様である。
【００６９】
ここで、遮断回路としてのスイッチ７０は、停電検出回路７１から出力される信号φ１によって制御され、停電が発生した場合にはスイッチが開いた状態となり、それ以外の場合には閉じた状態となる。
【００７０】
異常検出回路としての停電検出回路７１は、商用電源１に停電が発生したことを検出し、スイッチ７０、スイッチ７４、スイッチ７６、および、ＰＬＬ回路１７を制御する。
【００７１】
制御回路の一部としての減算回路７２は、検出回路７７の出力とＰＬＬ回路１７から出力される基準正弦波信号との差分を求めて補償回路７３に供給する。すなわち、減算回路７２は、コンバータ回路３５の出力電圧の正弦波基準信号からの偏差を求めて出力する。
【００７２】
制御回路の一部としての補償回路７３は、停電発生時において、コンバータ回路３５をインバータ回路として動作させる際に、コンバータ回路３５の出力が基準正弦波と等しくなるように制御する。
【００７３】
スイッチ７４は、停電検出回路７１から出力される信号φ３によって制御され、停電が発生した場合には補償回路７３の出力を選択し、それ以外の場合には補償回路１０の出力を選択する。
【００７４】
直流電源としての二次電池７５は、停電発生時にはコンバータ回路３５およびインバータ回路３６に対して直流電力を供給し、それ以外の場合には図示せぬ充電回路により商用電源１によって充電される。
【００７５】
供給回路としてのスイッチ７６は、停電検出回路７１から出力される信号φ２によって制御され、停電が発生した場合にはスイッチが閉じた状態となり、それ以外の場合には開いた状態となる。
【００７６】
検出回路７７は、停電発生時において、コンバータ回路３５を介して昇圧コイル８を介して出力される交流電力の電圧を検出して減算回路７２に供給する。
【００７７】
つぎに、以上の実施の形態の動作について説明する。なお、本発明の第２の実施の形態は、通常時の動作は第１の実施の形態と同様であるが、停電発生時の動作が第１の実施の形態と異なっている。以下では、停電発生時の動作を中心に説明を行う。
【００７８】
通常の動作時においては、停電検出回路７１の制御により、スイッチ７０は閉じた状態とされ、スイッチ７４は補償回路１０側に接続された状態とされ、また、スイッチ７６は開いた状態とされる。また、ＰＬＬ回路１７は、商用電源１の電圧に追従するように基準正弦波信号を生成して出力する。この結果、図１５に示す回路は、図１の場合と同様の動作を行うことから、前述の場合と同様に負荷３２に対して安定した電力を供給するとともに、力率等の特性を改善することができる。
【００７９】
このような場合において、停電が発生すると、停電検出回路７１がこれを検出し、スイッチ７０を開いた状態とし、スイッチ７４を補償回路７３側に接続した状態とし、また、スイッチ７６を閉じた状態にする。また、ＰＬＬ回路１７は、商用電源１に追従するのではなく、独立に基準正弦波信号を生成して出力する。
【００８０】
スイッチ７０が開いた状態となると、商用電源１から完全に切り離された状態となる。このとき、スイッチ７４が補償回路７３の出力を選択しているので、ＰＷＭ制御回路１８には、補償回路７３の出力が供給される。この結果、ＰＷＭ制御回路１８は、ＰＬＬ回路１７の出力と昇圧コイル８の出力との偏差に応じてトランジスタ２０，２１を交互にスイッチングさせるので、二次電池７５から供給される直流電力が交流電力に変換されて昇圧コイル８を介して出力される。すなわち、コンバータ回路３５は、インバータ回路として動作し、直流電力を交流電力に変換する。
【００８１】
一方、インバータ回路３６は、二次電池７５から供給される直流電力に基づいて、前述の場合と同様の動作を行う。すなわち、インバータ回路３６は、出力電圧と基準正弦波信号との偏差に基づいて制御が行われるので、出力電圧が一定になるように制御されるとともに、出力電圧の波形が正弦波となるように制御される。
【００８２】
以上の動作により、停電が発生した場合でも負荷３２に対して交流電力を供給し続けることが可能になる。
【００８３】
そして、停電検出回路７１により停電の解消（復電）が検出された場合には、まず、ＰＬＬ回路１７を制御して、商用電源１の電圧に追従する動作を行い、追従が完了した場合（商用電源に同期した場合）には、スイッチ７０を閉じた状態とし、スイッチ７４を補償回路１０を選択した状態とし、スイッチ７６を開いた状態とする。その結果、第１の実施の形態と同様の動作が実行されることになる。
【００８４】
つぎに、本発明の第２の実施の形態の電源装置の動作をコンピュータによってシミュレーションした結果について説明する。なお、シミュレーションの条件としては、入力電圧は定格である１００Ｖよりも小さい８０Ｖであり、周波数は６０Ｈｚとする。
【００８５】
図１６は、シミュレーションの対象となる回路構成を示す図である。この例では、図１５に示す電源装置１００に対して、整流回路５０、コンデンサ５１、および、抵抗５２より構成される非線形負荷と、抵抗５３およびコイル５４によって構成される線形負荷とが並列に接続されている。
【００８６】
図１７は、図１６に示す回路をコンピュータによってシミュレーションした結果を示す図である。図１７（Ａ）は、入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。この例では、５４．２ｍｓにおいて停電が発生し、１０４．２ｍｓにおいて復電しているので、入力電流Ｉｉｎは５４．２〜１０４．２ｍｓの期間は、“０”の状態となっている。しかしながら、出力電流Ｉｏｕｔについては、二次電池７５から供給される直流電力をコンバータ回路３５が交流電力に変換して出力するので、当該期間においても通常期間と同様に出力されている。
【００８７】
図１７（Ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。この例では、停電が発生すると入力電圧Ｖｉｎは“０”の状態となっている。一方、出力電圧Ｖｏｕｔは、当該期間中であっても二次電池７５からの直流電圧がコンバータ回路３５によって交流電力に変換されて出力されるので、通常時と同様の正弦波が出力される。
【００８８】
図１７（Ｃ）は、トランス３０の二次巻き線の電圧Ｖｃｏｍの変化を示す図である。この例では、前述のように定格である１００Ｖよりも小さい８０Ｖの電圧が入力されているので、通常時においては不足分の電圧を補うための電圧がトランス３０の二次巻き線に現れている。一方、停電発生時には、コンバータ回路３５がほとんどすべての電力を発生しているので、トランス３０の二次巻き線の電圧はほぼ“０”となっている。
【００８９】
以上に説明したように、本発明の第２の実施の形態に係る電源装置では、コンバータ回路３５をインバータ回路として動作させ、二次電池７５から出力される直流電力を交流電力に変換して出力するようにしたので、停電が発生した場合でも負荷３２に継続して電力を供給することができる。
【００９０】
また、停電発生時には、コンバータ回路３５がほとんどすべての電力を出力し、インバータ回路３６による補償はほとんどゼロの状態となることから、インバータ回路３６として小容量の回路および素子を用いることができる。
【００９１】
なお、上述の各実施の形態は、本発明の好適な例であるが、本発明は、これらに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形、変更が可能である。
【００９２】
例えば、上述の第１の実施の形態では、コンデンサ３１をトランス３０の二次巻き線に並列に接続するようにしたが、例えば、図１８に示すように、出力端子（負荷３２）と並列に接続するようにしてもよい。また、第２の実施の形態の場合も同様に出力端子（負荷３２）と並列に接続するようにしてもよい。なお、このような場合でも前述の場合と同様に、出力に含まれている高調波を除去することができる。
【００９３】
また、上述の第２の実施の形態では、１つの二次電池７５から直流電力を供給するようにしたが、例えば、２つの二次電池をコンデンサ２４およびコンデンサ２５にそれぞれ並列接続して直流電力を供給することも可能である。また、１つの二次電池から正負電源を生成して供給することも可能である。
【００９４】
また、上述の各実施の形態では、補償回路９〜１１等の制御回路についてはアナログ回路として構成するようにしたが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）またはＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を用いてディジタル回路として構成することも可能である。その場合には、補償回路９〜１１等の制御回路の動作をプログラムとして記述し、当該プログラムに基づいて処理を実行するようにすればよい。
【００９５】
また、上述の各実施の形態では、トランジスタ２０，２１，２６，２７として、ＩＧＢＴを用いる場合を例に挙げて説明したが、例えば、サイリスタまたはＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）等を使用することも可能である。
【００９６】
また、上述の各実施の形態の回路は一例であって、これ以外の構成とすることを妨げるものではないことはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００９７】
本発明は、商用電源を負荷に供給する電源装置に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の構成例を示す図である。
【図２】図１に示す実施の形態の動作をコンピュータでシミュレーションする際に比較対象となる回路の一例である。
【図３】図１に示す実施の形態の動作をコンピュータでシミュレーションする場合の回路構成を示す図である。
【図４】図２に示す回路のシミュレーション結果を示す図であり、（Ａ）は入力電圧と出力電圧の関係を示す図であり、（Ｂ）は出力電圧と出力電流の関係を示す図である。
【図５】図４に示す図を拡大して示す図であり、（Ａ）は入力電圧と出力電圧の関係を示す図であり、（Ｂ）は出力電圧と出力電流の関係を示す図である。
【図６】図３に示す回路のシミュレーション結果を示す図であり、（Ａ）はコンバータ回路の出力電圧を示す図であり、（Ｂ）は入力電圧と出力電圧の関係を示す図であり、（Ｃ）は入力電流と出力電流の関係を示す図である。
【図７】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。
【図８】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。
【図９】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。
【図１０】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。
【図１１】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの関係を示す図である。
【図１２】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの関係を示す図である。
【図１３】図３の回路に、遅れが０．８である負荷３２を接続した場合における、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および、出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。
【図１４】図１３の一部を拡大して示す図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置の構成例を示す図である。
【図１６】図１５に示す実施の形態の動作をコンピュータでシミュレーションする場合の回路構成を示す図である。
【図１７】図１６に示す回路をコンピュータによってシミュレーションした結果得られた図であり、（Ａ）は入力電流と入力電圧との関係を示す図であり、（Ｂ）は入力電圧と出力電圧の関係を示す図であり、（Ｃ）はトランスの二次巻き線に現れる電圧の変化を示す図である。
【図１８】図１に示す第１の実施の形態の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００９９】
９〜１１ 補償回路（制御回路の一部）
１２ 乗算回路（制御回路の一部）
１３〜１５ 減算回路（制御回路の一部）
１７ ＰＬＬ回路（制御回路の一部）
１８，１９ ＰＷＭ制御回路（制御回路の一部）
３０ トランス
３１ コンデンサ
３５ コンバータ回路
３６ インバータ回路
７０ スイッチ（遮断回路）
７１ 停電検出回路（異常検出回路）
７２ 減算回路（制御回路の一部）
７３ 補償回路（制御回路の一部）
７５ 二次電池（直流電源）
７６ スイッチ（供給回路）
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無停電電源装置の動作方式としては、常時商用給電方式と常時インバータ給電方式とがある。ここで、常時商用給電方式は、入力された交流電力をそのまま負荷に供給するとともに、整流して得られた直流電力により二次電池を充電する。そして、停電発生時には、二次電池に蓄積された電力を、インバータ回路により交流電力に変換して負荷に供給する。一方、常時インバータ給電方式は、入力された交流電力を、コンバータ回路によって直流電力に変換し、二次電池の充電に使用するとともに、インバータ回路によって交流電力に変換して負荷に供給する。そして、停電発生時には、二次電池の出力をインバータ回路によって交流電力に変換して負荷に供給する。
【０００３】
常時インバータ給電方式は、出力される電力が常にインバータ回路を経由しているため、入力電圧に変動があっても出力には影響が波及しにくい。また、常時商用給電方式のように、停電発生時において、商用電源からインバータ回路への切り換えが必要ないことから、出力が乱れたり、途切れたりすることがない。
【０００４】
しかしながら、常時インバータ給電方式は、コンバータ回路とインバータ回路が常に駆動されることから、電力損失が大きい。このため、常時インバータ給電方式と常時商用給電方式のそれぞれの長所を生かすための技術が特許文献１に開示されている。
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−１７２３５０号公報（特許請求の範囲、要約書）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、特許文献１に示す技術では、主変圧器を介して電力を負荷に供給することから、出力電力の定格に応じた変圧器が必要になり、装置のサイズが大型化するとともに、製造コストが高くなるという問題点がある。
【０００７】
また、特許文献１に示す技術では、入力される商用電力の電圧に応じて、主変圧器のタップを切り換え、最適な巻き数比を選択できるようにしている。しかしながら、このような技術では、電圧調整をタップ切換で行うため出力電圧を段階的にしか調整できないという問題点もある。
【０００８】
本発明は、上記の事情に基づきなされたもので、その目的とするところは、高効率で安定性が高く、かつ、特性のよい電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述の目的を達成するため、本発明の電源装置は、商用電源からの商用電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、商用電源と負荷との間にその二次巻き線が直列に接続されたトランスと、負荷に出力される出力電圧に応じて、コンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換してトランスの一次巻き線に印加するインバータ回路と、コンバータ回路およびインバータ回路を制御する制御回路と、を有している。
【００１０】
このため、高効率で安定性が高く、かつ、特性のよい電源装置を提供することが可能となる。
【００１１】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、制御回路が、直流電力の電圧が一定となるようにコンバータ回路を制御するようにしている。このため、インバータ回路に常に一定の電圧の直流電力が供給されることからインバータ回路の動作を安定化することが可能になる。
【００１２】
また、本発明の他の電源装置は、上述の各発明に加えて、制御回路が、直流電力の電圧の基準電圧からの偏差に応じてコンバータ回路を制御するようにしている。このため、インバータ回路に一定の直流電力を供給することが可能となる。
【００１３】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、制御回路が、商用電源からの入力電流が正弦波となるとともに、入力電圧と入力電流との位相が等しくなるようにコンバータ回路を制御するようにしている。このため、高調波特性を改善するとともに、力率特性を改善することが可能になる。
【００１４】
また、本発明の他の電源装置は、上述の各発明に加えて、制御回路が、直流電力の電圧の基準電圧からの偏差と入力電圧とによって生成される信号からの入力電流の偏差に応じてコンバータ回路を制御するようにしている。このため、高調波特性と力率特性を容易に改善することが可能になる。
【００１５】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、制御回路が、出力電圧が一定の電圧となるとともに、出力電圧が正弦波となるようにインバータ回路を制御するようにしている。このため、負荷に対して一定電圧で、かつ、きれいな正弦波を供給することが可能になる。
【００１６】
また、本発明の他の電源装置は、上述の各発明に加えて、制御回路が、出力電圧の正弦波基準信号からの偏差に基づいてインバータ回路を制御するようにしている。このため、負荷に対して一定電圧で、かつ、きれいな正弦波を容易に供給することが可能になる。
【００１７】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、トランスの二次巻き線または負荷と並列にコンデンサが接続されている。このため、出力電圧に重畳する高調波を除去することが可能になる。
【００１８】
また、本発明の他の電源装置は、上述の発明に加えて、商用電源に異常が発生したことを検出する検出回路と、商用電源からの入力を遮断する遮断回路と、直流電源からの直流電力をコンバータ回路およびインバータ回路に供給する供給回路と、をさらに有し、検出回路によって商用電源に異常が発生したことが検出された場合には、遮断回路によって商用電源からの入力を遮断するとともに、コンバータ回路がインバータ回路として動作し、直流電源からの直流電力を商用電力と同等の交流電力に変換して出力するようにしている。このため、商用電源に異常が発生した場合でも負荷に電力を供給し続けることが可能になる。
【００１９】
また、本発明の他の電源装置は、上述の各発明に加えて、制御回路が、検出回路によって商用電源に異常が発生したことが検出された場合には、コンバータ回路の出力電圧の正弦波基準信号からの偏差に基づいてコンバータ回路を制御するようにしている。商用電源に異常が発生した場合でも負荷に電力を容易に供給し続けることが可能になる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明は、高効率で安定性が高く、かつ、特性のよい電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の一実施の形態について図に基づいて説明する。
【００２２】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の構成例を示す図である。なお、第１の実施の形態の電源装置は、負荷に一定の電圧の正弦波が供給されるとともに、商用電源から入力される電流が正弦波となり、かつ、力率が“１”となるように制御する装置として構成される。
【００２３】
図１に示すように、本発明の第１の実施の形態に係る電源装置は、検出回路２〜５、カレントトランス６、コンデンサ７、昇圧コイル８、補償回路９〜１１、乗算回路１２、減算回路１３〜１５、基準電圧１６、ＰＬＬ（Phase Lock Loop）回路１７、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御回路１８，１９、トランジスタ２０，２１、ダイオード２２，２３、トランジスタ２６，２７、ダイオード２８，２９、トランス３０、および、コンデンサ３１によって構成され、その入力側には商用電源１が接続され、出力側には負荷３２が接続されている。
【００２４】
ここで、商用電源１は、例えば、１００Ｖの単相交流を供給する電源である。
【００２５】
検出回路２は、商用電源１の電圧を検出して乗算回路１２およびＰＬＬ回路１７に供給する。検出回路３は、カレントトランス６から出力される入力電流に対応する電圧を検出し、減算回路１３に供給する。検出回路４は、トランジスタ２０，２１、ダイオード２２，２３によって構成されるコンバータ回路３５の出力である直流電圧を検出し、減算回路１４に供給する。検出回路５は、負荷３２に供給される出力電圧を検出して、減算回路１５に供給する。
【００２６】
カレントトランス６は、入力電流に対応する電圧を生成して、検出回路３に出力する。コンデンサ７は、コンバータ回路３５のスイッチング動作により生じる高調波電流を減衰させるための平滑用のコンデンサである。
【００２７】
昇圧コイル８は、コンバータ回路３５のスイッチング動作に応じて入力電圧を昇圧して出力する。
【００２８】
制御回路の一部としての補償回路９は、コンバータ回路３５の出力電圧が一定になるように制御するための回路である。制御回路の一部としての補償回路１０は、入力電流波形が正弦波になるようにするとともに、商用電源１からみた場合の装置の力率が“１”になるように制御するための回路である。制御回路の一部としての補償回路１１は、出力電圧が一定になるように制御するとともに、出力電圧が正弦波になるように制御するための回路である。
【００２９】
制御回路の一部としての乗算回路１２は、補償回路９の出力と、検出回路２の出力とを乗算した結果を減算回路１３に対して出力する。制御回路の一部としての減算回路１３は、乗算回路１２の出力から検出回路３の出力を減算した結果を補償回路１０に出力する。制御回路の一部としての減算回路１４は、基準電圧１６から検出回路４の出力を減算した結果を補償回路１０に出力する。制御回路の一部としての減算回路１５は、ＰＬＬ回路１７の出力から検出回路５の出力を減算した結果を補償回路１１に出力する。
【００３０】
基準電圧１６は、コンバータ回路３５から出力される直流電圧の制御目標となる電圧である。制御回路の一部としてのＰＬＬ回路１７は、入力電圧と同期した正弦波基準信号を生成して出力する。制御回路の一部としてのＰＷＭ制御回路１８は、補償回路１０の出力に応じてトランジスタ２０，２１をＰＷＭ制御する。制御回路の一部としてのＰＷＭ制御回路１９は、補償回路１１の出力に応じてトランジスタ２６，２７をＰＷＭ制御する。
【００３１】
トランジスタ２０，２１は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等によって構成されており、ＰＷＭ制御回路１８から供給される駆動信号によって交互にオンまたはオフの状態にされ、入力電圧を昇圧する。ダイオード２２，２３は、トランジスタ２０，２１とそれぞれ並列に接続され、昇圧コイル８に蓄積されたエネルギーを直流出力にバイパスさせる役割を有している。
【００３２】
コンデンサ２４，２５は、例えば、電解コンデンサによって構成されており、トランジスタ２０，２１のスイッチング動作によって昇圧コイル８に蓄積されたエネルギーにより充電され、蓄積されたエネルギーに応じた直流電圧を、トランジスタ２６，２７およびダイオード２８，２９によって構成されるインバータ回路３６に供給する。
【００３３】
トランジスタ２６，２７は、例えば、ＩＧＢＴ等によって構成されており、ＰＷＭ制御回路１９から供給される駆動信号によって交互にオンまたはオフの状態にされ、トランス３０の一次巻き線に電流を通じ、出力電圧が所定の電圧の正弦波になるように制御する。
【００３４】
ダイオード２８，２９は、フリーホイールダイオードであり、負荷３２の無効電流を還流する役割を有している。
【００３５】
トランス３０は、その二次巻き線が商用電源１と負荷３２の間に直列に挿入されており、一次巻き線がインバータ回路３６の出力に接続されている。このトランス３０は、インバータ回路３６によって駆動され、出力電圧が一定になるとともに、出力電圧の波形が正弦波になるように制御する。
【００３６】
コンデンサ３１は、平滑用のコンデンサであり、トランス３０の二次巻き線に並列に接続されている。
【００３７】
負荷３２は、例えば、ホストコンピュータ等である。
【００３８】
つぎに、本発明の第１の実施の形態の動作について説明する。
【００３９】
商用電源１から交流電力が供給されているとき、減算回路１４は、基準電圧１６の出力から検出回路４の出力であるコンバータ回路３５の出力電圧を減算して出力する。すなわち、減算回路１４は、コンバータ回路３５の出力電圧の基準電圧からの偏差を計算して出力する。補償回路９は、減算回路１４の出力に基づいてコンバータ回路３５の出力が一定の電圧となるように制御する。乗算回路１２は、補償回路９の出力と、検出回路２の出力である入力電圧とを乗算して出力する。この結果、乗算回路１２の出力は、コンバータ回路３５の出力電圧の基準電圧１６からの偏差に応じた正弦波が出力される。
【００４０】
減算回路１３は、乗算回路１２の出力からカレントトランス６の出力を減算した結果を出力する。すなわち、減算回路１３は、カレントトランス６の出力の乗算回路１２の出力からの偏差を計算して出力する。補償回路１０は、入力電流が正弦波になるように制御するとともに、商用電源１からみた場合の装置の力率が“１”となるように制御する。
【００４１】
ＰＷＭ制御回路１８は、補償回路１０からの出力に応じて、トランジスタ２０，２１を交互にスイッチングさせる。具体的には、商用電源１の昇圧コイル８側の電圧が正である場合に、ＰＷＭ制御回路１８から供給される駆動信号によって、トランジスタ２０がオフの状態に、また、トランジスタ２１がオンの状態になると、商用電源１の上側の端子から流出した電流は、昇圧コイル８、トランジスタ２１、および、コンデンサ２５を経由して商用電源１の下側の端子に流出する。その結果、昇圧コイル８には、図の左から右方向へ電流が流れるので、この電流に対応する磁気エネルギーが蓄積される。
【００４２】
つぎに、ＰＷＭ制御回路１８は、トランジスタ２１をオフの状態に、また、トランジスタ２０をオンの状態にする。トランジスタ２１がオフの状態になると、昇圧コイル８に流れていた電流が急に遮断されるので、昇圧コイル８には自己誘導によって高い電圧が発生する。このとき、コンデンサ２４の電圧が、商用電源１の電圧と昇圧コイル８の電圧の合計よりも低い場合には、ダイオード２２を経由して電流が通じ、コンデンサ２４が充電される。
【００４３】
一方、交流電源１の昇圧コイル８側の電圧が負である場合に、トランジスタ２０がオンの状態に、また、トランジスタ２１がオフの状態になると、昇圧コイル８には、図の右から左方向への電流が流れる。つづいて、ＰＷＭ制御回路１８は、トランジスタ２０をオフの状態に、また、トランジスタ２１をオンの状態にする。トランジスタ２０がオフ状態になると、昇圧コイル８に流れていた電流が急に遮断されるので、前述の場合と同様に自己誘導によって高い電圧が発生する。このとき、コンデンサ２５の電圧が、商用電源１の電圧と昇圧コイル８の電圧の合計よりも低い場合には、ダイオード２３を経由して電流が通じ、コンデンサ２５が充電される。
【００４４】
なお、ＰＷＭ制御回路１８は、コンバータ回路３５の出力電圧（コンデンサ２４，２５の端子電圧）が、基準電圧１６よりも低い場合には、トランジスタ２０，２１を駆動する駆動信号のデューティー比を調整することにより、コンバータ回路３５の出力電圧を増加させるように制御する。また、ＰＷＭ制御回路１８は、入力電流が乗算回路１２の出力信号（コンバータ回路３５の出力電圧の基準電圧１６からの偏差と入力電圧とによって生成される信号）に追従するように制御する。この結果、入力電流は、入力電圧に追従するように制御されるので、力率を改善することができる。また、入力電流が正弦波となるように制御されるので、負荷電流の高調波を補償することができる。
【００４５】
ＰＬＬ回路１７は、入力電圧に同期した正弦波信号（基準正弦波信号）を生成して出力する。減算回路１５は、ＰＬＬ回路１７から出力される基準正弦波信号から検出回路５の出力である出力電圧を減算して出力する。すなわち、減算回路１５は、検出回路５の出力の正弦波基準信号からの偏差を計算して出力する。補償回路１１は、減算回路１５の出力に基づいて出力電圧が一定になるように制御するとともに、出力電圧が正弦波となるように制御する。ＰＷＭ制御回路１９は、補償回路１１の出力に応じて、インバータ回路３６を構成するトランジスタ２６，２７を交互にスイッチングさせる。
【００４６】
インバータ回路３６の出力は、トランス３０の一次巻き線に供給される。トランス３０の二次巻き線には、一次巻き線に流れた電流に応じた電流が流れる。ここで、ＰＷＭ制御回路１９は、基準正弦波信号と出力電圧の差分に応じてトランジスタ２６，２７を駆動することから、出力電圧が基準正弦波に追従するように制御される。この結果、出力電圧は、きれいな正弦波となり、また、出力電圧も一定となる。
【００４７】
つぎに、本発明の第１の実施の形態の電源装置の動作をコンピュータによってシミュレーションした結果について説明する。
【００４８】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の比較対象となる回路の構成を示している。この例では、商用電源１、電源インピーダンス４１、および、負荷３２を有している。商用電源１は、６０Ｈｚ、１００Ｖを定格とし、１００Ｖ±２０％の範囲を２．５Ｈｚの周期で変動する電源である。電源インピーダンス４１は、例えば、抵抗である。負荷３２は、この例では、ダイオード３２ａ〜３２ｄによる全波整流器ならびにコンデンサ３２ｅおよび抵抗３２ｆによって構成される非線形負荷である。
【００４９】
図３は、シミュレーション対象となる本発明の第１の実施の形態の電源装置の構成例を示す図である。この例では、商用電源１は、前述の場合と同様に、６０Ｈｚ、１００Ｖを定格とし、１００Ｖ±２０％の範囲を２．５Ｈｚの周期で変動する電源である。電源インピーダンス４１は、前述の場合と同様に、例えば、抵抗である。また、負荷３２は、前述の場合と同様に、ダイオード３２ａ〜３２ｄによる全波整流器ならびにコンデンサ３２ｅおよび抵抗３２ｆによって構成される非線形負荷である。
【００５０】
図４は、図２に示す回路のシミュレーション結果を示す図である。図４（Ａ）は、図２の回路の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、図２の回路では、入力電圧Ｖｉｎの変動に応じて出力電圧Ｖｏｕｔも変動している。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、その頂部が歪んだ波形となっている。図４（Ｂ）は、図２の回路の出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、図２の回路の負荷３２は、非線形負荷であるので、出力電流は非正弦波となっている。また、前述したように出力電圧Ｖｏｕｔは頂部が歪んだ波形となっている。
【００５１】
図５は、図４の１０〜６０ｍｓの範囲を拡大して示した図である。図５（Ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、頂部が歪んだ波形となっている。また、図５（Ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏｕｔは、正弦波ではなく脈流状の波形となっている。
【００５２】
図６は、図３に示す回路の各部の波形を示す図である。図６（Ａ）は、図３に示すコンバータ回路３５の出力電圧を示している。この図に示すように、コンバータ回路３５の正側の出力電圧Ｖｐ（図３参照）および負側の出力電圧Ｖｎ（図３参照）は、基準電圧１６に基づいて一定の電圧になるように制御されるので、入力電圧Ｖｉｎが変動する場合でも略一定の電圧を維持している。また、図６（Ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎが変動した場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔは基準正弦波信号に基づいて制御されているので、一定の電圧を維持し、また、歪みのない正弦波となっている。図６（Ｃ）に示すように、負荷３２が非線形負荷であることに起因して、出力電流Ｉｏｕｔは非正弦波となっているが、補償回路１０等の働きにより、入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。
【００５３】
図７は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。この図に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合であっても出力電圧Ｖｏｕｔはピーク値が定格である約１４０Ｖを維持している。また、その波形も歪みのない正弦波となっている。
【００５４】
図８は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。この図に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合であっても出力電圧Ｖｏｕｔはピーク値が定格である約１４０Ｖを維持している。また、その波形も歪みのない正弦波となっている。
【００５５】
図９は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、図３に示す回路では、出力電流Ｉｏｕｔが非正弦波であっても、補償回路１０等の動作により入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。一方、図２に示す回路では、入力電流と出力電流は等しいので、出力電流が非正弦波であれば、入力電流も非正弦波となるが、図３に示す回路では回路の補償動作により、入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。なお、この図において、入力電流Ｉｉｎは、所定の幅を有する曲線となっているが、これはＰＷＭ制御のスイッチングによる高調波が含まれているためである。
【００５６】
図１０は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、図３に示す回路では、出力電流Ｉｏｕｔが非正弦波であっても、入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。一方、図２に示す回路では、前述のように、入力電流と出力電流は等しいので、出力電流が非正弦波であれば、入力電流も非正弦波となるが、図３に示す回路では回路の補償動作により、入力電流Ｉｉｎは正弦波となる。
【００５７】
図１１は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの関係を示す図である。この図に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合であっても、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎとは、同相となっており、その力率は“１”となっている。
【００５８】
図１２は、図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの関係を示す図である。この図に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合であっても、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎとは、同相となっており、その力率は“１”となっている。
【００５９】
図１３は、図３の回路に、遅れが“０．８”である負荷３２を接続した場合における、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および、出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。この図に示すように、出力電流Ｉｏｕｔは、負荷３２が遅れ力率を有することから遅れを生じている。しかしながら、入力電流Ｉｉｎについては、補償回路１０等によって補正動作が行われることから、入力電圧Ｖｉｎと同相となっており、その力率は“１”となっている。
【００６０】
図１４は、図１３の一部を拡大して示す図である。この図に示すように、出力電流Ｉｏｕｔは、遅れを生じているが、入力電流Ｉｉｎについては、補償回路１０等によって補正動作が行われることから、入力電圧Ｖｉｎと同相となっており、その力率は“１”となっている。
【００６１】
以上に説明したように、本発明の第１の実施の形態に係る電源装置では、商用電源１からの商用電力を直流電力に変換するコンバータ回路３５と、商用電源１と負荷３２との間にその二次巻き線が直列に接続されたトランス３０と、負荷３２に出力される出力電圧に応じて、コンバータ回路３５から出力される直流電力をトランス３０の一次巻き線に印加するインバータ回路３６と、コンバータ回路３５およびインバータ回路３６を制御する制御回路（補償回路９〜１５等）とを設けるようにした。このため、インバータ回路３６は、商用電源の過不足分を補償するだけでよいことから、インバータ回路３６に使用する素子として小容量のものを使用することができるので、装置のサイズを小型化するとともに、製造コストを低減することができる。また、トランス３０についても同様に、小容量のものを使用することができるので、装置のサイズを小型化するとともに、製造コストを低減することができる。具体的には、入力電力の変動を±２０％の範囲であるとすると、この変動分（過不足分）を補償すればいいので、インバータ回路３６を構成する素子およびトランス３０の容量としては、全定格の２０％程度の容量を有すればよい。
【００６２】
また、コンバータ回路３５は、インバータ回路３６への供給電力と、高調波補償のための電力供給を行うのみであるので、回路に流れる電流が小さく、損失が少ない。このため、常時商用給電方式と同等の高効率（９５％程度）を実現することができる。
【００６３】
また、コンバータ回路３５により、入力電力を昇圧して直流電力に変換するとともに、コンバータ回路３５の出力電圧が一定になるように制御するようにしたので、インバータ回路３６を安定して動作させることが可能になる。
【００６４】
また、補償回路１０等により、入力電流が正弦波となるように制御するようにしたので、出力電流が非正弦波である場合であっても入力電流が正弦波になるようにできる。このため、例えば、高調波の影響が商用電源１に及ぶことを防止できる。
【００６５】
また、補償回路１０等により、入力電流が入力電圧に追従するようにしたので、力率を改善することが可能になる。
【００６６】
また、補償回路１１等により、基準正弦波信号に基づいて出力電圧を制御するようにしたので、出力電圧を一定に保つとともに、歪みのない正弦波を負荷３２に供給することができる。
【００６７】
つぎに、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００６８】
図１５は、本発明の第２の実施の形態に係る電源装置の構成例を示す図である。なお、この図において、図１と対応する部分には、同一の符号を付してその説明を省略する。この図例では、図１と比較して、スイッチ７０、停電検出回路７１、減算回路７２、補償回路７３、スイッチ７４、二次電池７５、スイッチ７６、および、検出回路７７が新たに追加されている。それ以外の構成は、図１の場合と同様である。
【００６９】
ここで、遮断回路としてのスイッチ７０は、停電検出回路７１から出力される信号φ１によって制御され、停電が発生した場合にはスイッチが開いた状態となり、それ以外の場合には閉じた状態となる。
【００７０】
異常検出回路としての停電検出回路７１は、商用電源１に停電が発生したことを検出し、スイッチ７０、スイッチ７４、スイッチ７６、および、ＰＬＬ回路１７を制御する。
【００７１】
制御回路の一部としての減算回路７２は、検出回路７７の出力とＰＬＬ回路１７から出力される基準正弦波信号との差分を求めて補償回路７３に供給する。すなわち、減算回路７２は、コンバータ回路３５の出力電圧の正弦波基準信号からの偏差を求めて出力する。
【００７２】
制御回路の一部としての補償回路７３は、停電発生時において、コンバータ回路３５をインバータ回路として動作させる際に、コンバータ回路３５の出力が基準正弦波と等しくなるように制御する。
【００７３】
スイッチ７４は、停電検出回路７１から出力される信号φ３によって制御され、停電が発生した場合には補償回路７３の出力を選択し、それ以外の場合には補償回路１０の出力を選択する。
【００７４】
直流電源としての二次電池７５は、停電発生時にはコンバータ回路３５およびインバータ回路３６に対して直流電力を供給し、それ以外の場合には図示せぬ充電回路により商用電源１によって充電される。
【００７５】
供給回路としてのスイッチ７６は、停電検出回路７１から出力される信号φ２によって制御され、停電が発生した場合にはスイッチが閉じた状態となり、それ以外の場合には開いた状態となる。
【００７６】
検出回路７７は、停電発生時において、コンバータ回路３５を介して昇圧コイル８を介して出力される交流電力の電圧を検出して減算回路７２に供給する。
【００７７】
つぎに、以上の実施の形態の動作について説明する。なお、本発明の第２の実施の形態は、通常時の動作は第１の実施の形態と同様であるが、停電発生時の動作が第１の実施の形態と異なっている。以下では、停電発生時の動作を中心に説明を行う。
【００７８】
通常の動作時においては、停電検出回路７１の制御により、スイッチ７０は閉じた状態とされ、スイッチ７４は補償回路１０側に接続された状態とされ、また、スイッチ７６は開いた状態とされる。また、ＰＬＬ回路１７は、商用電源１の電圧に追従するように基準正弦波信号を生成して出力する。この結果、図１５に示す回路は、図１の場合と同様の動作を行うことから、前述の場合と同様に負荷３２に対して安定した電力を供給するとともに、力率等の特性を改善することができる。
【００７９】
このような場合において、停電が発生すると、停電検出回路７１がこれを検出し、スイッチ７０を開いた状態とし、スイッチ７４を補償回路７３側に接続した状態とし、また、スイッチ７６を閉じた状態にする。また、ＰＬＬ回路１７は、商用電源１に追従するのではなく、独立に基準正弦波信号を生成して出力する。
【００８０】
スイッチ７０が開いた状態となると、商用電源１から完全に切り離された状態となる。このとき、スイッチ７４が補償回路７３の出力を選択しているので、ＰＷＭ制御回路１８には、補償回路７３の出力が供給される。この結果、ＰＷＭ制御回路１８は、ＰＬＬ回路１７の出力と昇圧コイル８の出力との偏差に応じてトランジスタ２０，２１を交互にスイッチングさせるので、二次電池７５から供給される直流電力が交流電力に変換されて昇圧コイル８を介して出力される。すなわち、コンバータ回路３５は、インバータ回路として動作し、直流電力を交流電力に変換する。
【００８１】
一方、インバータ回路３６は、二次電池７５から供給される直流電力に基づいて、前述の場合と同様の動作を行う。すなわち、インバータ回路３６は、出力電圧と基準正弦波信号との偏差に基づいて制御が行われるので、出力電圧が一定になるように制御されるとともに、出力電圧の波形が正弦波となるように制御される。
【００８２】
以上の動作により、停電が発生した場合でも負荷３２に対して交流電力を供給し続けることが可能になる。
【００８３】
そして、停電検出回路７１により停電の解消（復電）が検出された場合には、まず、ＰＬＬ回路１７を制御して、商用電源１の電圧に追従する動作を行い、追従が完了した場合（商用電源に同期した場合）には、スイッチ７０を閉じた状態とし、スイッチ７４を補償回路１０を選択した状態とし、スイッチ７６を開いた状態とする。その結果、第１の実施の形態と同様の動作が実行されることになる。
【００８４】
つぎに、本発明の第２の実施の形態の電源装置の動作をコンピュータによってシミュレーションした結果について説明する。なお、シミュレーションの条件としては、入力電圧は定格である１００Ｖよりも小さい８０Ｖであり、周波数は６０Ｈｚとする。
【００８５】
図１６は、シミュレーションの対象となる回路構成を示す図である。この例では、図１５に示す電源装置１００に対して、整流回路５０、コンデンサ５１、および、抵抗５２より構成される非線形負荷と、抵抗５３およびコイル５４によって構成される線形負荷とが並列に接続されている。
【００８６】
図１７は、図１６に示す回路をコンピュータによってシミュレーションした結果を示す図である。図１７（Ａ）は、入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。この例では、５４．２ｍｓにおいて停電が発生し、１０４．２ｍｓにおいて復電しているので、入力電流Ｉｉｎは５４．２〜１０４．２ｍｓの期間は、“０”の状態となっている。しかしながら、出力電流Ｉｏｕｔについては、二次電池７５から供給される直流電力をコンバータ回路３５が交流電力に変換して出力するので、当該期間においても通常期間と同様に出力されている。
【００８７】
図１７（Ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。この例では、停電が発生すると入力電圧Ｖｉｎは“０”の状態となっている。一方、出力電圧Ｖｏｕｔは、当該期間中であっても二次電池７５からの直流電圧がコンバータ回路３５によって交流電力に変換されて出力されるので、通常時と同様の正弦波が出力される。
【００８８】
図１７（Ｃ）は、トランス３０の二次巻き線の電圧Ｖｃｏｍの変化を示す図である。この例では、前述のように定格である１００Ｖよりも小さい８０Ｖの電圧が入力されているので、通常時においては不足分の電圧を補うための電圧がトランス３０の二次巻き線に現れている。一方、停電発生時には、コンバータ回路３５がほとんどすべての電力を発生しているので、トランス３０の二次巻き線の電圧はほぼ“０”となっている。
【００８９】
以上に説明したように、本発明の第２の実施の形態に係る電源装置では、コンバータ回路３５をインバータ回路として動作させ、二次電池７５から出力される直流電力を交流電力に変換して出力するようにしたので、停電が発生した場合でも負荷３２に継続して電力を供給することができる。
【００９０】
また、停電発生時には、コンバータ回路３５がほとんどすべての電力を出力し、インバータ回路３６による補償はほとんどゼロの状態となることから、インバータ回路３６として小容量の回路および素子を用いることができる。
【００９１】
なお、上述の各実施の形態は、本発明の好適な例であるが、本発明は、これらに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形、変更が可能である。
【００９２】
例えば、上述の第１の実施の形態では、コンデンサ３１をトランス３０の二次巻き線に並列に接続するようにしたが、例えば、図１８に示すように、出力端子（負荷３２）と並列に接続するようにしてもよい。また、第２の実施の形態の場合も同様に出力端子（負荷３２）と並列に接続するようにしてもよい。なお、このような場合でも前述の場合と同様に、出力に含まれている高調波を除去することができる。
【００９３】
また、上述の第２の実施の形態では、１つの二次電池７５から直流電力を供給するようにしたが、例えば、２つの二次電池をコンデンサ２４およびコンデンサ２５にそれぞれ並列接続して直流電力を供給することも可能である。また、１つの二次電池から正負電源を生成して供給することも可能である。
【００９４】
また、上述の各実施の形態では、補償回路９〜１１等の制御回路についてはアナログ回路として構成するようにしたが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）またはＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を用いてディジタル回路として構成することも可能である。その場合には、補償回路９〜１１等の制御回路の動作をプログラムとして記述し、当該プログラムに基づいて処理を実行するようにすればよい。
【００９５】
また、上述の各実施の形態では、トランジスタ２０，２１，２６，２７として、ＩＧＢＴを用いる場合を例に挙げて説明したが、例えば、サイリスタまたはＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）等を使用することも可能である。
【００９６】
また、上述の各実施の形態の回路は一例であって、これ以外の構成とすることを妨げるものではないことはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００９７】
本発明は、商用電源を負荷に供給する電源装置に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の構成例を示す図である。
【図２】図１に示す実施の形態の動作をコンピュータでシミュレーションする際に比較対象となる回路の一例である。
【図３】図１に示す実施の形態の動作をコンピュータでシミュレーションする場合の回路構成を示す図である。
【図４】図２に示す回路のシミュレーション結果を示す図であり、（Ａ）は入力電圧と出力電圧の関係を示す図であり、（Ｂ）は出力電圧と出力電流の関係を示す図である。
【図５】図４に示す図を拡大して示す図であり、（Ａ）は入力電圧と出力電圧の関係を示す図であり、（Ｂ）は出力電圧と出力電流の関係を示す図である。
【図６】図３に示す回路のシミュレーション結果を示す図であり、（Ａ）はコンバータ回路の出力電圧を示す図であり、（Ｂ）は入力電圧と出力電圧の関係を示す図であり、（Ｃ）は入力電流と出力電流の関係を示す図である。
【図７】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。
【図８】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。
【図９】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。
【図１０】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。
【図１１】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも高い場合の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの関係を示す図である。
【図１２】図３に示す回路において、入力電圧Ｖｉｎが定格よりも低い場合の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの関係を示す図である。
【図１３】図３の回路に、遅れが０．８である負荷３２を接続した場合における、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および、出力電流Ｉｏｕｔの関係を示す図である。
【図１４】図１３の一部を拡大して示す図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置の構成例を示す図である。
【図１６】図１５に示す実施の形態の動作をコンピュータでシミュレーションする場合の回路構成を示す図である。
【図１７】図１６に示す回路をコンピュータによってシミュレーションした結果得られた図であり、（Ａ）は入力電流と入力電圧との関係を示す図であり、（Ｂ）は入力電圧と出力電圧の関係を示す図であり、（Ｃ）はトランスの二次巻き線に現れる電圧の変化を示す図である。
【図１８】図１に示す第１の実施の形態の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００９９】
９〜１１ 補償回路（制御回路の一部）
１２ 乗算回路（制御回路の一部）
１３〜１５ 減算回路（制御回路の一部）
１７ ＰＬＬ回路（制御回路の一部）
１８，１９ ＰＷＭ制御回路（制御回路の一部）
３０ トランス
３１ コンデンサ
３５ コンバータ回路
３６ インバータ回路
７０ スイッチ（遮断回路）
７１ 停電検出回路（異常検出回路）
７２ 減算回路（制御回路の一部）
７３ 補償回路（制御回路の一部）
７５ 二次電池（直流電源）
７６ スイッチ（供給回路）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源からの商用電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、
上記商用電源と負荷との間にその二次巻き線が直列に接続されたトランスと、
上記負荷に出力される出力電圧に応じて、上記コンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換して上記トランスの一次巻き線に印加するインバータ回路と、
上記コンバータ回路および上記インバータ回路を制御する制御回路と、
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記直流電力の電圧が一定となるように前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記直流電力の電圧の基準電圧からの偏差に応じて前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記商用電源からの入力電流が正弦波となるとともに、入力電圧と入力電流との位相が等しくなるように前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記直流電力の電圧の基準電圧からの偏差と入力電圧とによって生成される信号からの入力電流の偏差に応じて前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記制御回路は、前記出力電圧が一定の電圧となるとともに、前記出力電圧が正弦波となるように前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記出力電圧の正弦波基準信号からの偏差に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項６記載の電源装置。
【請求項８】
前記トランスの二次巻き線または負荷と並列にコンデンサが接続されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項９】
前記商用電源に異常が発生したことを検出する検出回路と、
前記商用電源からの入力を遮断する遮断回路と、
直流電源からの直流電力を前記コンバータ回路およびインバータ回路に供給する供給回路と、をさらに有し、
上記検出回路によって前記商用電源に異常が発生したことが検出された場合には、上記遮断回路によって前記商用電源からの入力を遮断するとともに、前記コンバータ回路がインバータ回路として動作し、上記直流電源からの直流電力を商用電力と同等の交流電力に変換して出力することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、前記検出回路によって前記商用電源に異常が発生したことが検出された場合には、前記コンバータ回路の出力電圧の正弦波基準信号からの偏差に基づいて前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項９記載の電源装置。
【請求項１】
商用電源からの商用電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、
上記商用電源と負荷との間にその二次巻き線が直列に接続されたトランスと、
上記負荷に出力される出力電圧に応じて、上記コンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換して上記トランスの一次巻き線に印加するインバータ回路と、
上記コンバータ回路および上記インバータ回路を制御する制御回路と、
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記直流電力の電圧が一定となるように前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記直流電力の電圧の基準電圧からの偏差に応じて前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記商用電源からの入力電流が正弦波となるとともに、入力電圧と入力電流との位相が等しくなるように前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記直流電力の電圧の基準電圧からの偏差と入力電圧とによって生成される信号からの入力電流の偏差に応じて前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記制御回路は、前記出力電圧が一定の電圧となるとともに、前記出力電圧が正弦波となるように前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記出力電圧の正弦波基準信号からの偏差に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項６記載の電源装置。
【請求項８】
前記トランスの二次巻き線または負荷と並列にコンデンサが接続されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項９】
前記商用電源に異常が発生したことを検出する検出回路と、
前記商用電源からの入力を遮断する遮断回路と、
直流電源からの直流電力を前記コンバータ回路およびインバータ回路に供給する供給回路と、をさらに有し、
上記検出回路によって前記商用電源に異常が発生したことが検出された場合には、上記遮断回路によって前記商用電源からの入力を遮断するとともに、前記コンバータ回路がインバータ回路として動作し、上記直流電源からの直流電力を商用電力と同等の交流電力に変換して出力することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、前記検出回路によって前記商用電源に異常が発生したことが検出された場合には、前記コンバータ回路の出力電圧の正弦波基準信号からの偏差に基づいて前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項９記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２００６−１４１１７４（Ｐ２００６−１４１１７４Ａ）
【公開日】平成１８年６月１日（２００６．６．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−３３０３６８（Ｐ２００４−３３０３６８）
【出願日】平成１６年１１月１５日（２００４．１１．１５）
【出願人】（３９００１３７２３）デンセイ・ラムダ株式会社 (272)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年６月１日（２００６．６．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１１月１５日（２００４．１１．１５）
【出願人】（３９００１３７２３）デンセイ・ラムダ株式会社 (272)
【Ｆターム（参考）】
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