非線形センサを線形化するための装置
【課題】
【解決手段】
非線形センサからの信号を線形化するための装置が開示される。装置は、現象における線形変化に応答する指数的な曲線を有する特性を持つ信号を提供することができる非線形センサと、変換された信号を得るため非線形センサからの信号を対数的に変換するためのアナログ変換ユニットとを含む。変換ユニットは、ｐｎ接合を含み、変化ユニットは、非線形センサを流れる電流を測定し、かつ前記電流をｐｎ接合を流れる電流に変換するように配置され、ｐｎ接合を流れる電流は、非線形センサを流れる電流と線形な関係を有し、変換された信号はｐｎ接合の電圧である。この方法で、ＮＴＣサーミスタの抵抗値のような非線形性センサからの特性は、低コストで、低コストのＡＤコンバータにより、高い分解能で、幅広い温度範囲でディジタル化され、大きな温度範囲で正確な温度測定を可能にする。
【解決手段】
非線形センサからの信号を線形化するための装置が開示される。装置は、現象における線形変化に応答する指数的な曲線を有する特性を持つ信号を提供することができる非線形センサと、変換された信号を得るため非線形センサからの信号を対数的に変換するためのアナログ変換ユニットとを含む。変換ユニットは、ｐｎ接合を含み、変化ユニットは、非線形センサを流れる電流を測定し、かつ前記電流をｐｎ接合を流れる電流に変換するように配置され、ｐｎ接合を流れる電流は、非線形センサを流れる電流と線形な関係を有し、変換された信号はｐｎ接合の電圧である。この方法で、ＮＴＣサーミスタの抵抗値のような非線形性センサからの特性は、低コストで、低コストのＡＤコンバータにより、高い分解能で、幅広い温度範囲でディジタル化され、大きな温度範囲で正確な温度測定を可能にする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非線形センサを線形化するための装置または機器に関する。特に、非線形応答曲線を有するセンサの出力を、線形化された読み出し出力へ変換する装置に関する。さらに詳しくは、本発明は、例えば−４０℃から２００℃の非常に幅広い温度範囲でＮＴＣサーミスタを線形化する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
温度や圧力などの物理的なパラメータの値を表示するために、電気的に検出可能な特性を変化させることによって、そのようなパラメータに応答するトランスデューサを用いることが必要である。このような特性は、温度に感性のある抵抗変動や熱電対電圧を含む。たいていのセンサは、監視される入力現象または事象との線形関係から著しく逸脱したセンサ出力電圧もしくは電流のような顕著な非線形性の出力を表す。サーミスタや熱電対が線形の温度増加に応答して非線形の出力増加を示すことは良く知られている。
【０００３】
非線形センサ出力を線形化させるためのシステムは、特許文献１によって知られている。監視された現象における線形変化に応答してセンサ出力が非線形の曲線を有するセンサを監視するプロセッサが開示されている。プロセッサは、出力信号を、監視された現象に比例する線形の出力値に変換する。非線形のセンサ信号は、ディジタル化された後に線形化される。
【０００４】
さらに、多様な分野のアナログの線形化装置は、入力範囲にわたって非線形性を補正する。アナログの線形化装置は、制限された入力範囲で限られた数のセンサタイプに対し十分な正確性を与える。公知のアナログ線形化装置は、要求される補正情報を抵抗値に蓄積し、その抵抗値は、応答曲線の種々のセグメントと、応答曲線の各セグメントに特有の傾斜／オフセットとの間にブレークポイントを設定する。アナログの線形化は、典型的に、８つもしくはそれより少ないセグメントを有し、よくある入力範囲において数度内で大抵の温度感知エレメントを線形化することができる。特許文献２は、電子的な温度センサの非線形出力を補正するための回路を開示する。
【０００５】
非特許文献１および特許文献３は、対数の増幅器を使用することにより非線形センサを線形化する装置を開示している。対数の増幅器は、出力電圧が入力電圧の自然対数のＫ倍である増幅を実行する。
【０００６】
特許文献４は、センサの出力を所定の関係に適合させるための方法を開示する。マイクロプロセッサは、ＡＤコンバータを介してサーミスタの電圧を読取る。多くのバイアス抵抗は、マイクロプロセッサの制御の下でサーミスタに直列に接続される。効果的なバイアス抵抗は、その時々で変化される。マイクロプロセッサは、バイアス抵抗のひとつに関連したサーミスタの電圧を同時に読み出す。マイクロプロセッサは、読出し電圧の重み付けされた和を形成する。何らかのバイアス抵抗を使用するとき、ＡＤコンバータへ供給されるサーミスタの電圧は、開示された温度範囲において温度の線形変化に応答した曲線を有する特性を有し、その曲線は非線形である。
【０００７】
ＣＯ２の空調（Ａ／Ｃ）システムは、“冷却”と“ヒートポンプ”の双方を機能的にサポートすることができる。ヒートポンプは、機能的に、Ａ／Ｃシステムが例えば車内を冷却するだけでなく温めることも可能にする。“冷却”モードでは、ラジエータは、Ａ／Ｃシステム内でＣＯ２を冷却する。Ａ／Ｃシステムは、“冷却”モードにあるＣＯ２の温度がおおよそ１５０℃であるとき、最も効率がよい。“ヒートポンプ”モードでは、ラジエータは、Ａ／Ｃシステム内でＣＯ２を加熱しなければならない。ラジエータの温度が低くなればなるほど、システムはより効率的になる。しかしながら、ラジエータが正常に動作するのは、ラジエータの吸気口のＣＯ２の温度が０℃以上の場合のみである。温度が０℃より低くなるやいなや、氷がラジエータ上に形成されて、ラジエータの加熱機能が低下する結果となる。それゆえ、ＣＯ２Ａ／Ｃシステムでは、０℃および１５０℃周辺の温度を正確に測定することができる温度センサが必要とされる。さらには、双方の温度範囲においてセンサの出力の温度感度が線形でありかつ同じ範囲にあることが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許第５，２７４，５７７号公報
【特許文献２】米国特許第６，０９９，１６３号公報
【特許文献３】米国出願公開第５，１１６，１３６号
【特許文献４】国際公開２００６／１３５９７７号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】「サーミスタに基づく線形温度−電圧コンバータ」、ジェイン エル シー、測定および制御学会、ロンドン、ＧＢ、vol.7, no.3、１９８９年７月１日、１３２−１３３頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の目的は、非線形センサ出力を線形化するための改良された装置を提要することである。
【００１１】
本発明の他の目的は、高精度で広範囲の線形化の装置を提供することであり、ＣＯ２Ａ／Ｃシステムが冷却およびヒートポンプの両機能を含むことを可能とする低温度および高温度を正確に測定することができるよう温度センサを搭載することを可能にする。
【００１２】
本発明のさらなる目的は、現象の全体の範囲を通して傾斜が実質的に一定でありかつ断続がない応答曲線を有するディジタル出力信号を提供する線形化装置を提供することである。
【００１３】
出力信号が所定の範囲内の監視された現象内の線形変化に応じて非線形の曲線を有する非線形センサを線形化するための装置が開示される。非線形曲線は、指数関数もしくは対数関数により近似され得る。装置は、非線形センサからの信号を変換するためのアナログ変換ユニットを含み、変換された信号を獲得し、この変換は、実質的に対数もしくは指数伝達特性を有し、変換された信号は、予め規定された範囲の現象における線形変化に応じた線形化された曲線を有する特性を持ち、その線形化された曲線は、線形関数によって近似され得る。さらに、変換ユニットは、ｐｎ接合を含み、変換回路は、非線形センサを流れる電流を計測し、かつ、その電流をｐｎ接合を流れる電流に交換するように配置される。ｐｎ接合を通過する電流は、非線形センサを通過する電流と線形関係にあり、変換された信号は、ｐｎ接合間の電圧である。上述の従来のアナログ線形化回路では、ログアンプは、温度を表す非線形電圧信号を線形化するために使用される。ログアンプは、少なくともオペアンプと、抵抗と、トランジスタとを含む。トランジスタは、少なくとも２つのｐｎ接合を含む。本発明によれば、少なくとも１つのｐｎ接合は、非線形センサ信号の線形化を実行するために変換ユニット内に必要とされる。ｐｎ接合の電流／電圧特性は、指数曲線を描く非線形センサを流れる電流を、ｐｎ接合間の電圧に変換するために使用される。この変換は、ログ関数である。この方法で、非線形センサを流れる電流の指数伝達曲線は、おおよそ線形である伝達曲線を有する電圧信号へと変換される。
【００１４】
ある実施例によれば、装置はさらに、変換された信号を受け取り、ディジタル信号値を得るために変換された信号をディジタル化する、センサ信号入力を有するＡＤコンバータと、ｐｎ接合の電圧に対応する第１の基準信号を発生するように配置された第１の基準信号発生器とを含んでいる。ｐｎ接合は、変換ユニットのｐｎ接合と一致する。第１の予め規定された電流は、このｐｎ接合に供給される。装置はさらに、第２の基準信号を発生するように配置された第２の基準信号発生器を有し、第２の基準信号は、ｐｎ接合の電圧に対応する。第２の基準信号発生器のｐｎ接合は、変換ユニットのｐｎ接合と一致する。第２の予め規定された電流は、このｐｎ接合に供給される。ＡＤコンバータは、第１の基準信号発生器に結合された第１の基準信号入力と、第２の基準信号発生器に結合された第２の基準信号入力とを含む。ＡＤコンバータは、センサ信号入力Vpn_ntcと第１の基準信号入力Vpn1との電圧差と、第２の基準信号入力Vpn2と第１の基準信号Vpn1との電圧差とに対応するディジタル信号値を発生させるよう配置される。接合間の電圧は、接合の飽和電流および温度に依存することが広く知られている。さらに、飽和電流は温度依存性があることも広く知られている。通常、周囲温度は変動するものである。この変動は、変換された信号を周囲温度に依存させる接合温度の変動になる。このような特徴は、２つの信号を提供する。ひとつは、第１の基準信号発生器のｐｎ接合の接合温度とセンサによって測定された現象に依存する信号であり、もうひとつは、第１および第２の基準信号発生器の双方のｐｎ接合の接合温度にのみ依存する信号である。双方の信号において、飽和電流の影響は著しく減少され、変換ユニット内の温度変動に対して信号の感度をより小さくさせる。他の実施例では、コンバータのｐｎ接合と第１および第２の基準信号発生器のｐｎ接合とは、同一のダイ上にある。これらの特徴は、ディジタル信号値における変換ユニットのｐｎ接合の飽和電流の温度感度を低減させるために使用される。同一のダイ上にある接合は、実質的に同じ温度を有する。この結果、飽和電流の依存性とその対応する温度依存性は実質的に取り除かれる。
【００１５】
ある実施例によれば、ＡＤコンバータはさらに、第１の基準信号入力Vpn1とセンサ信号入力Vpn_ntcとの電圧差と、第１の基準信号入力Vpn1と第２の基準信号入力Vpn2との間の電圧差とに対応するディジタル信号値を発生させるよう配置される。これらの特徴によって、差動ＡＤコンバータのドリフトを取り除くことができる。
【００１６】
ある実施例によれば、装置はさらに、現象のための値を得るためにディジタル信号値を処理するよう配置された処理ユニットを含む。ある実施例では、処理ユニットは、次の方程式を実行するよう配置される：
【００１７】
【数１】
【００１８】
ここで、
比率（ratio）＝現象を示す値、
Vpn_ntc − Vpn1＝センサ信号入力Vpn_ntcと第１の基準信号入力Vpn1との間の差に対応するディジタル信号値、
Vpn2 − Vpn1＝第２の基準信号入力値Vpn2と第１の基準信号入力値Vpn1との間の差に対応するディジタル信号値である。これらの特徴は、ｐｎ接合の温度依存性を取り除くために、また、ｐｎ接合の温度変化に対して鈍感であるディジタル値を提供するために用いられる。
【００１９】
ある実施例によれば、処理ユニットは、前記予め規定された範囲の現象における線形変化に応答して、ディジタル出力信号の湾曲をさらに線形化するため、ディジタル領域における多項式に比率の値を与えることによって、感知された現象を表すディジタル出力信号のための値を計算するよう配置される。これらの特徴は、非線形センサの指数曲線とｐｎ接合の対数Ｉ−Ｖ関数との間の不一致によるディジタル信号の非線形性をさらに減少させるのに役立つ。
【００２０】
ある実施例によれば、非線形センサは、現象のための値が増加することに伴い伝導性が増加する材料で作られる感知素子を含む。
【００２１】
その他の実施例では、非線形センサは、ＮＴＣサーミスタである。本発明は、非線形の応答を線形化するための解決を提供し、標準的な構成要素を用い標準化されたプロセスによって製造され得る安価な電子回路を用いて、摂氏の温度につき少なくとも３ないし５ビットで、−４０℃から２００℃の広い範囲で正確に温度を測定することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
本発明は、添付の図面を用いて例示的な実施例を使用し、以下で詳細に説明される。
【図１】図１は、本発明による非線形センサを線形化するための装置の回路図である。
【図２】図２は、ＮＴＣの非線形の特性と線形化された信号Vpn_ＮＴＣを表す。
【図３】図３は、線形化された信号Vpn_NTCとＰＮ接合の温度との関係を表す。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
図１は、非線形センサRNTCを線形化するための装置の回路図を表す。本発明に係る非線形センサは、現象または事象における線形の変化に応じて非線形の曲線を有する信号を提供するセンサである。非線形センサは、電気的に検出可能な特性を変化させることにより、温度、圧力、気流などといった現象または事象に応答するあらゆるトランスデューサであることができる。このような特性は、熱電対電圧と温度−感度の抵抗変化を含む。負の事象係数を有する非線形センサは、事象のための値の増加に伴って導電性が上昇する物質により作られる感知素子を含む。非線形の抵抗センサは、温度センサ、ガスセンサ、および湿度センサに利用されることができる。以下の説明において非線形センサは、負の温度係数（ＮＴＣ）を有する抵抗RNTCである。
【００２４】
図１で表された実施例において、抵抗RNTC間の電圧は、オペアンプOPAによって安定した状態に保たれる。基準電圧Vrefは、オペアンプOPAの非反転入力へ提供される。オペアンプの出力信号は、オペアンプの反転入力の電圧が非反転出力の基準電圧Vrefに類似するといった方法により、FET１２を制御する。この方法で、NTC間の電圧は一定に保たれる。
【００２５】
RNTCを流れる電流は、ダイオードDNTCに供給される。図２は、RNTCを流れる電流と、温度と、RNTCを流れる電流がダイオードDNTCに供給されたときのダイオードの電圧との関係を表す。Ｘ軸は温度を表し、左側のＹ軸は電流値を表し、そして右側のＹ軸はダイオードDNTCの電圧を表す。電流は、低い温度で感度が悪く、高い温度で非常に感度が良いということが理解され得る。
【００２６】
ダイオード間の電圧は、以下のｐｎ接合の方程式で近似され得る。
【００２７】
【数２】
【００２８】
ここで、
Vpn＝ｐｎ接合の電圧、
ｋ＝ボルツマン定数、
ｑ＝電気素量、
Ｔ＝ｐｎ接合のケルビンの絶対温度、
Ｉ＝ｐｎ接合電流、
Is＝飽和電流、である。
【００２９】
オペアンプOPA、FET１２およびダイオードDNTCは、アナログ変換ユニット１０１を形成する。変換ユニット１０１は、ＮＴＣへの接続により形成された入力を用いることで非線形センサを流れる電流を測定し、かつ前記入力で受け取られた前記電流をダイオードDNTC のｐｎ接合を流れる電流へ変換するように配置される。図１に示された実施例では、ｐｎ接合を流れる電流は、非線形センサRNTCを流れる電流と同様である。図示しないが当業者には周知であるカレントミラーによって、センサを流れる電流は、センサを流れる電流と線形関係を有するもう１つの電流を得るように予め決められた因子により容易に複製され得る。この方法で、ダイオードDNTC を供給される電流は、適切な電流値へ適合されることができる。
【００３０】
ダイオードDNTCは、アナログ信号領域においてRNTCを流れる電流の温度特性を、ダイオードのｐｎ接合間の電圧Vpn_ntcに対応する変換された信号へと変換する。方程式［１］によって、対数変換がRNTCを流れる電流に適用される。図２は、方程式［１］による対数変換の結果を示し、非線形センサを流れる電流のｐｎ接合間の電圧への変換を示す。DNTCの電圧の温度特性は、RNTCを流れる電流の非線形特性に関し線形化される。
【００３１】
DNTCの電圧は、ＡＤコンバータによって変換することができ、温度を表すディジタル信号値を得ることができる。この電圧は、簡単な１１または１２ビットのＡＤコンバータによって容易にディジタル化されることができ、その反面、全体の温度範囲を通して摂氏度につき３ないし５ビットの要求される分解能に適合する。ディジタルのサンプルは、さらに線形化を改良するために処理されることができる。
【００３２】
変換ユニット１０１によって、ＮＴＣ電流は、アナログ領域のそれ自身の非線形曲線に反して対数的に増幅される。これは、線形に近いアナログ信号になり、かつＮＴＣ電流と線形関係を有する当初の非線形信号よりも摂氏の温度につきより高い分解能を有する線形ＡＤコンバータによってディジタル化され得る。電圧Vpn_ntcから得られたディジタル化された信号は、もし、ｐｎ接合の温度が一定に維持されることができれば、幅広い温度範囲において十分な正確さをもって温度を測定するために使用されることができる。
【００３３】
しかしながら、方程式［１］による対数変換は、２つの温度依存のパラメータ、すなわち、ｐｎ接合のケルビン絶対温度Ｔと飽和電流Ｉｓとを含む。両パラメータの値は、ダイオードが存在するダイの温度に依存する。動作条件では、ダイの温度は環境温度との関係を有する。車では、センサの環境温度は、エンジンの始動時に−２０℃ないし３０℃の範囲であり、エンジンが温められたときには１００℃ないし１６０℃の範囲まで上昇し得る。図３は、ダイの温度に関する、図２で表されたVpn_ntc曲線の関係を表す。Ｘ軸は温度を表し、Ｙ軸はダイオードDNTCの電圧を表す。ダイの温度Tdie、すなわちダイオードのｐｎ接合の温度が所定の温度に保たれたときに得ることができる曲線が示されている。曲線の振幅は、ダイの温度Tdieに依存して全体の温度範囲でシフトする。
【００３４】
飽和電流Ｉｓによる温度依存性を取り除くために、第１の基準信号発生器１０５が設けられる。図１において、第１の基準信号発生器１０５は、予め決められた電流Iref１を提供する電流源とダイオードＤ１との直列接続を含む。電流源により提供される所定の電流Iref1は、温度変化から独立していて、例えば−４０℃から２００℃の所定の範囲内のどの温度においても、実質的に同じ電流を提供する。所定の電流Iref1は、ダイオードＤ１に供給される。
【００３５】
ダイオードＤ１のアノードは、アノードの電位を測定するために差動ＡＤコンバータ１０４の入力に結合される。図１において、ダイオードDNTCのアノードは、差動ＡＤコンバータ１０４のもうひとつの入力に結合される。さらに、ダイオードDNTCとＤ１との双方のカソードはグランドに結合される。差動ＡＤコンバータ１０４は、センサ信号入力Vpn_ntcであるダイオードDNTCの電圧と、第１の基準信号入力Vpn1であるダイオードＤ１の電圧間の電圧差を測定する。
【００３６】
ダイオードＤ１は、ダイオードDNTCのｐｎ接合と一致するｐｎ接合を有するため、双方のｐｎ接合の飽和電流は同じ温度依存性を有する。
【００３７】
一致されたダイオードDNTCとダイオードＤ１のVpn電圧を引くことによって、飽和電流が原因の温度依存性が取り除かれる。これは、次の方程式によって証明される。
【００３８】
【数３】
【００３９】
ここで、
Vpn_ntc＝ｐｎ接合Dntcの電圧、
Vpn1＝ｐｎ接合Ｄ１の電圧、
Intc＝ｐｎ接合Dntcを流れる電流、
Iref1＝ｐｎ接合Ｄ１を流れる電流。
【００４０】
方程式［２］から、飽和電流Ｉｓによる温度依存性が取り除かれても、温度依存性のパラメータＴが依然として存在することがわかる。ダイの温度を正確に測定することによって、パラメータＴによるダイオードの電圧の変動を補償することができる。本発明によれば、温度依存パラメータＴは、第２の基準信号発生器１０３を提供することによって取り除くことができる。図１において、第２の基準信号発生器１０３は、第２の予め決められた電流Iref2を提供する電流源とダイオードＤ２との直列接続を含む。電流源によって提供される第２の所定の電流Iref2は、温度変化から独立され、かつ、例えば−４０℃ないし２００℃の所定の範囲のどの温度でも実質的に同じ電流を提供する。所定の電流Iref2は、ダイオードＤ２に供給される。
【００４１】
ダイオードＤ２のアノードは、アノードの電位を測定するために差動ＡＤコンバータ１０４の入力に結合される。さらに、ダイオードＤ２のカソードはグランドに結合される。差動ＡＤコンバータ１０４の他方の入力は、ダイオードＤ１のアノードに結合される。差動ＡＤコンバータ１０４は、第２の基準信号入力Vpn2であるダイオードＤ２の電圧と、第１の基準信号入力Vpn1であるダイオードＤ１の電圧間の電圧差を測定する。
【００４２】
ダイオードＤ２は、ダイオードDNTCおよびＤ１のｐｎ接合と一致するｐｎ接合を有するので、これらのｐｎ接合の飽和電流は、同じ温度依存性を有する。コンバータ１０１のｐｎ接合、すなわちダイオードDNTCのｐｎ接合と、第１および第２の基準信号発生器１０５、１０３のｐｎ接合とは、好ましくは同一のダイ上にある。この場合、ｐｎ接合の温度は実質的に同じである。
【００４３】
一致したダイオードＤ２およびＤ１のVpn電圧を引くことによって、飽和電流が原因の温度依存性は、方程式［３］で証明されるように差動信号から取り除かれる。
【００４４】
【数４】
【００４５】
ここで、
Vpn2＝ｐｎ接合Ｄ２の電圧、
Vpn1＝ｐｎ接合Ｄ１の電圧、
Iref2＝ｐｎ接合Ｄ２を流れる電流、
Iref1＝ｐｎ接合Ｄ１を流れる電流。
【００４６】
ダイの温度Tdieは、方程式［４］において示されるように、電圧差（Vpn2−Vpn1）から容易に決定することができる。
【００４７】
【数５】
【００４８】
ここで、
Vpn2＝ｐｎ接合Ｄ２の電圧、
Vpn1＝ｐｎ接合Ｄ１の電圧、
Iref2＝ｐｎ接合Ｄ２を流れる電流、
Iref1＝ｐｎ接合Ｄ１を流れる電流。
【００４９】
結果として、ダイの温度は、測定された電圧差を定数で割ることによって決定することができる。
【００５０】
２つの電圧差（Vpn_ntc − Vpn1）と（Vpn2 − Vpn1）は、ＡＤコンバータ１０４によってディジタル化され、さらなる処理のために処理ユニット１１０へ提供される。ＡＤコンバータ１０４は、１４の有効なビットを有する１６ビットのＡＤコンバータであることができる。１６ビットのＡＤコンバータ１０４は、温度全体にわたり電圧差をディジタル化するのに十分であり、また、温度についての十分な分解能を提供するのに十分である。処理ユニット１１０は、ＡＤコンバータ１０４から供給されたディジタル信号値を処理し、かつ非線形センサRNTCによる温度測定を表すディジタル出力信号のための値を計算するように配置される。処理ユニット１１０は、次の式を実行する。
【００５１】
【数６】
【００５２】
ここで、
比率（ratio）＝温度を表す値、
Vpn_ntc − Vpn1＝センサ信号入力Vpn_ntcと第１の基準信号入力Vpn１との差に対応するディジタル信号値、
Vpn2 − Vpn1 ＝第２の基準信号入力Vpn2と第１の基準信号入力Vpn1との差に対応するディジタル信号値。
【００５３】
方程式［５］に方程式［２］および［３］を加えることにより、方程式［６］に達する：
【００５４】
【数７】
【００５５】
方程式［６］より、比率の値は、センサを流れる温度依存性の変化する電流INTCと、さらに温度依存性のない固定された電流Iref1およびIref2にのみ依存することがわかる。比率の値は、ＮＴＣ電流を捕えるだけの次元のない数であり、ここでは、ダイの温度依存パラメータは完全に取り除かれる。比率の値は、測定された温度を示し、図２で表されたVpn_NTCの曲線と類似する曲線を有する。しかしながら、Vpn_NTCの曲線に反して、比率の曲線は、回路のｐｎ接合の温度から独立している。比率の曲線は、図２に表されるように、１０〜１５％の非線形性を有しており、これは用途によっては十分であり得る。
【００５６】
比率の曲線は、多項式を、計算された比率の値に適用することによって、さらに線形化されることができる。多項式を適用することで、ディジタル出力信号が計算され、測定範囲の全範囲で線形温度変化に対する感度は実質的に一定である。四次の多項式 temp=ａｘ４+ｂｘ３＋ｃｘ２＋ｄｘ１＋ｅ によって、tempの値は、−４０℃から２００℃までの全体の温度範囲で１℃よりも小さい正確さで計算されることができる。ここでは、tempは、温度を示す値であり、a、b、c、d、eは、所定の定数であり、xは比率の値に対応する。好ましくは、計算されたtempの値は、測定された温度に対応するディジタルフォーマットである。そうであるならば、本発明による非線形センサを線形化する装置は、出力されたデータをさらに処理することなく、実際の温度もしくはその他の現象を表すためのディスプレイユニットに容易に接続されることができる。
【００５７】
ダイオードDNTC、Ｄ１およびＤ２の電圧は、３つの差動ＡＤコンバータによってディジタル化されることができる。図１では、１つの差動ＡＤコンバータ１０４のみが電圧差（Vpn_ntc − Vpn1）および(Vpn2 − Vpn1)を２値化するために設けられている。これを可能にするため、選択器１０６が設けられ、選択器１０６は、ダイオードDNTCとダイオードＤ２の電圧間で、制御信号発生ユニット１０８により発生された制御信号の制御の下でスイッチする。さらに、チョッパー１０２がＡＤコンバータ１０４の入力に提供される。チョッパーは、制御信号発生ユニットにより発生された制御信号の制御の下、ＡＤコンバータ１０４へ供給される入力信号を置き換える。この方法では、（Vpn_ntc − Vpn1）および (Vpn1 − Vpn_ntc)のディジタル値は、ＡＤコンバータ１０４の出力で入力可能にされる。ＡＤコンバータの出力のディジタル信号値におけるバイアスドリフトは、処理ユニット１１０における（Vpn_ntc − Vpn1）および -(Vpn1 − Vpn_ntc)の平均値を決定することによって処理ユニット１１０内で取り除くことができる。同様の方法は、(Vpn1 − Vpn2)のディジタル値を決定するために適用される。制御信号発生ユニット１０８は、選択器１０６、チョッパー１０２、ＡＤコンバータ１０４および処理ユニット１１０へ適切な制御信号を発生させるように配置され、それぞれの各部を同期させる。
【００５８】
ここで、電圧差（Vpn_ntc − Vpn1）および（Vpn2 − Vpn1）のアナログ値が十分な正確さをもってサンプルされ得るときに、方程式［５］が十分な正確性をもって実行されることができ、（Vpn2 − Vpn1）の２値化された値は、処理ユニット１１０に正確な分割を実行させることのできる値に対応することに留意しべきである。標準のサーミスタRNTCを流れる電流は、１Ｖがサーミスタに印加されたときに、５００ｎＡから３．２ｍＡまでの範囲にあるということがわかっている。第１の所定の電流Iref1は、好ましくは前記範囲の低い部分であり、第２の所定の電流Iref2は、好ましくは前記範囲の高い部分にある。ある実施例では、第１の基準電流Iref1は５０uAであり、第２の基準電流Iref2は、０．５mAである。
【００５９】
さらに、ｐｎ接合は、変換ユニット１０１内にあり、第１および第２の基準信号発生器１０５、１０３は、標準的なＣＭＯＳ混合モードプロセスにより作られ得る。
【００６０】
本発明による装置は、１つの現象を測定するためのセンサに採用することができる。この装置は、また２つもしくはそれ以上の現象を測定するためのセンサにも採用されることができる。そのようなセンサの一例は、温度および圧力の複合センサである。
【００６１】
さらに、上記の本発明の実施例では、−４０℃から２００℃の温度範囲でのNTCの指数関数は、ｐｎ接合により提供された対数変換によって線形化され、それは方程式［１］に記載される。当業者であれば、所定の範囲における現象の線形変化に応答する曲線を有する特性を持つ信号を変換するための変換ユニットの配置をどのように適合させるのかを理解するであろう。ここでは、曲線は、変換ユニットで対数関数によって近似され、変換ユニットは、非線形センサからの対数信号を指数的に変換することで線形化された変換された信号を得る、この変換された信号は、十分な分解能を有する線形のＡＣコンバータによってディジタル化され得る。
【００６２】
本発明のいくつかの実施例が例示的な実施例によって説明された。これらの実施例に応じて説明された構成要素のさまざまな変更および修正は、添付の請求項により明らかにされる本発明の範囲から逸れることなく当業者によって実施されることができる。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非線形センサを線形化するための装置または機器に関する。特に、非線形応答曲線を有するセンサの出力を、線形化された読み出し出力へ変換する装置に関する。さらに詳しくは、本発明は、例えば−４０℃から２００℃の非常に幅広い温度範囲でＮＴＣサーミスタを線形化する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
温度や圧力などの物理的なパラメータの値を表示するために、電気的に検出可能な特性を変化させることによって、そのようなパラメータに応答するトランスデューサを用いることが必要である。このような特性は、温度に感性のある抵抗変動や熱電対電圧を含む。たいていのセンサは、監視される入力現象または事象との線形関係から著しく逸脱したセンサ出力電圧もしくは電流のような顕著な非線形性の出力を表す。サーミスタや熱電対が線形の温度増加に応答して非線形の出力増加を示すことは良く知られている。
【０００３】
非線形センサ出力を線形化させるためのシステムは、特許文献１によって知られている。監視された現象における線形変化に応答してセンサ出力が非線形の曲線を有するセンサを監視するプロセッサが開示されている。プロセッサは、出力信号を、監視された現象に比例する線形の出力値に変換する。非線形のセンサ信号は、ディジタル化された後に線形化される。
【０００４】
さらに、多様な分野のアナログの線形化装置は、入力範囲にわたって非線形性を補正する。アナログの線形化装置は、制限された入力範囲で限られた数のセンサタイプに対し十分な正確性を与える。公知のアナログ線形化装置は、要求される補正情報を抵抗値に蓄積し、その抵抗値は、応答曲線の種々のセグメントと、応答曲線の各セグメントに特有の傾斜／オフセットとの間にブレークポイントを設定する。アナログの線形化は、典型的に、８つもしくはそれより少ないセグメントを有し、よくある入力範囲において数度内で大抵の温度感知エレメントを線形化することができる。特許文献２は、電子的な温度センサの非線形出力を補正するための回路を開示する。
【０００５】
非特許文献１および特許文献３は、対数の増幅器を使用することにより非線形センサを線形化する装置を開示している。対数の増幅器は、出力電圧が入力電圧の自然対数のＫ倍である増幅を実行する。
【０００６】
特許文献４は、センサの出力を所定の関係に適合させるための方法を開示する。マイクロプロセッサは、ＡＤコンバータを介してサーミスタの電圧を読取る。多くのバイアス抵抗は、マイクロプロセッサの制御の下でサーミスタに直列に接続される。効果的なバイアス抵抗は、その時々で変化される。マイクロプロセッサは、バイアス抵抗のひとつに関連したサーミスタの電圧を同時に読み出す。マイクロプロセッサは、読出し電圧の重み付けされた和を形成する。何らかのバイアス抵抗を使用するとき、ＡＤコンバータへ供給されるサーミスタの電圧は、開示された温度範囲において温度の線形変化に応答した曲線を有する特性を有し、その曲線は非線形である。
【０００７】
ＣＯ２の空調（Ａ／Ｃ）システムは、“冷却”と“ヒートポンプ”の双方を機能的にサポートすることができる。ヒートポンプは、機能的に、Ａ／Ｃシステムが例えば車内を冷却するだけでなく温めることも可能にする。“冷却”モードでは、ラジエータは、Ａ／Ｃシステム内でＣＯ２を冷却する。Ａ／Ｃシステムは、“冷却”モードにあるＣＯ２の温度がおおよそ１５０℃であるとき、最も効率がよい。“ヒートポンプ”モードでは、ラジエータは、Ａ／Ｃシステム内でＣＯ２を加熱しなければならない。ラジエータの温度が低くなればなるほど、システムはより効率的になる。しかしながら、ラジエータが正常に動作するのは、ラジエータの吸気口のＣＯ２の温度が０℃以上の場合のみである。温度が０℃より低くなるやいなや、氷がラジエータ上に形成されて、ラジエータの加熱機能が低下する結果となる。それゆえ、ＣＯ２Ａ／Ｃシステムでは、０℃および１５０℃周辺の温度を正確に測定することができる温度センサが必要とされる。さらには、双方の温度範囲においてセンサの出力の温度感度が線形でありかつ同じ範囲にあることが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許第５，２７４，５７７号公報
【特許文献２】米国特許第６，０９９，１６３号公報
【特許文献３】米国出願公開第５，１１６，１３６号
【特許文献４】国際公開２００６／１３５９７７号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】「サーミスタに基づく線形温度−電圧コンバータ」、ジェイン エル シー、測定および制御学会、ロンドン、ＧＢ、vol.7, no.3、１９８９年７月１日、１３２−１３３頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の目的は、非線形センサ出力を線形化するための改良された装置を提要することである。
【００１１】
本発明の他の目的は、高精度で広範囲の線形化の装置を提供することであり、ＣＯ２Ａ／Ｃシステムが冷却およびヒートポンプの両機能を含むことを可能とする低温度および高温度を正確に測定することができるよう温度センサを搭載することを可能にする。
【００１２】
本発明のさらなる目的は、現象の全体の範囲を通して傾斜が実質的に一定でありかつ断続がない応答曲線を有するディジタル出力信号を提供する線形化装置を提供することである。
【００１３】
出力信号が所定の範囲内の監視された現象内の線形変化に応じて非線形の曲線を有する非線形センサを線形化するための装置が開示される。非線形曲線は、指数関数もしくは対数関数により近似され得る。装置は、非線形センサからの信号を変換するためのアナログ変換ユニットを含み、変換された信号を獲得し、この変換は、実質的に対数もしくは指数伝達特性を有し、変換された信号は、予め規定された範囲の現象における線形変化に応じた線形化された曲線を有する特性を持ち、その線形化された曲線は、線形関数によって近似され得る。さらに、変換ユニットは、ｐｎ接合を含み、変換回路は、非線形センサを流れる電流を計測し、かつ、その電流をｐｎ接合を流れる電流に交換するように配置される。ｐｎ接合を通過する電流は、非線形センサを通過する電流と線形関係にあり、変換された信号は、ｐｎ接合間の電圧である。上述の従来のアナログ線形化回路では、ログアンプは、温度を表す非線形電圧信号を線形化するために使用される。ログアンプは、少なくともオペアンプと、抵抗と、トランジスタとを含む。トランジスタは、少なくとも２つのｐｎ接合を含む。本発明によれば、少なくとも１つのｐｎ接合は、非線形センサ信号の線形化を実行するために変換ユニット内に必要とされる。ｐｎ接合の電流／電圧特性は、指数曲線を描く非線形センサを流れる電流を、ｐｎ接合間の電圧に変換するために使用される。この変換は、ログ関数である。この方法で、非線形センサを流れる電流の指数伝達曲線は、おおよそ線形である伝達曲線を有する電圧信号へと変換される。
【００１４】
ある実施例によれば、装置はさらに、変換された信号を受け取り、ディジタル信号値を得るために変換された信号をディジタル化する、センサ信号入力を有するＡＤコンバータと、ｐｎ接合の電圧に対応する第１の基準信号を発生するように配置された第１の基準信号発生器とを含んでいる。ｐｎ接合は、変換ユニットのｐｎ接合と一致する。第１の予め規定された電流は、このｐｎ接合に供給される。装置はさらに、第２の基準信号を発生するように配置された第２の基準信号発生器を有し、第２の基準信号は、ｐｎ接合の電圧に対応する。第２の基準信号発生器のｐｎ接合は、変換ユニットのｐｎ接合と一致する。第２の予め規定された電流は、このｐｎ接合に供給される。ＡＤコンバータは、第１の基準信号発生器に結合された第１の基準信号入力と、第２の基準信号発生器に結合された第２の基準信号入力とを含む。ＡＤコンバータは、センサ信号入力Vpn_ntcと第１の基準信号入力Vpn1との電圧差と、第２の基準信号入力Vpn2と第１の基準信号Vpn1との電圧差とに対応するディジタル信号値を発生させるよう配置される。接合間の電圧は、接合の飽和電流および温度に依存することが広く知られている。さらに、飽和電流は温度依存性があることも広く知られている。通常、周囲温度は変動するものである。この変動は、変換された信号を周囲温度に依存させる接合温度の変動になる。このような特徴は、２つの信号を提供する。ひとつは、第１の基準信号発生器のｐｎ接合の接合温度とセンサによって測定された現象に依存する信号であり、もうひとつは、第１および第２の基準信号発生器の双方のｐｎ接合の接合温度にのみ依存する信号である。双方の信号において、飽和電流の影響は著しく減少され、変換ユニット内の温度変動に対して信号の感度をより小さくさせる。他の実施例では、コンバータのｐｎ接合と第１および第２の基準信号発生器のｐｎ接合とは、同一のダイ上にある。これらの特徴は、ディジタル信号値における変換ユニットのｐｎ接合の飽和電流の温度感度を低減させるために使用される。同一のダイ上にある接合は、実質的に同じ温度を有する。この結果、飽和電流の依存性とその対応する温度依存性は実質的に取り除かれる。
【００１５】
ある実施例によれば、ＡＤコンバータはさらに、第１の基準信号入力Vpn1とセンサ信号入力Vpn_ntcとの電圧差と、第１の基準信号入力Vpn1と第２の基準信号入力Vpn2との間の電圧差とに対応するディジタル信号値を発生させるよう配置される。これらの特徴によって、差動ＡＤコンバータのドリフトを取り除くことができる。
【００１６】
ある実施例によれば、装置はさらに、現象のための値を得るためにディジタル信号値を処理するよう配置された処理ユニットを含む。ある実施例では、処理ユニットは、次の方程式を実行するよう配置される：
【００１７】
【数１】
【００１８】
ここで、
比率（ratio）＝現象を示す値、
Vpn_ntc − Vpn1＝センサ信号入力Vpn_ntcと第１の基準信号入力Vpn1との間の差に対応するディジタル信号値、
Vpn2 − Vpn1＝第２の基準信号入力値Vpn2と第１の基準信号入力値Vpn1との間の差に対応するディジタル信号値である。これらの特徴は、ｐｎ接合の温度依存性を取り除くために、また、ｐｎ接合の温度変化に対して鈍感であるディジタル値を提供するために用いられる。
【００１９】
ある実施例によれば、処理ユニットは、前記予め規定された範囲の現象における線形変化に応答して、ディジタル出力信号の湾曲をさらに線形化するため、ディジタル領域における多項式に比率の値を与えることによって、感知された現象を表すディジタル出力信号のための値を計算するよう配置される。これらの特徴は、非線形センサの指数曲線とｐｎ接合の対数Ｉ−Ｖ関数との間の不一致によるディジタル信号の非線形性をさらに減少させるのに役立つ。
【００２０】
ある実施例によれば、非線形センサは、現象のための値が増加することに伴い伝導性が増加する材料で作られる感知素子を含む。
【００２１】
その他の実施例では、非線形センサは、ＮＴＣサーミスタである。本発明は、非線形の応答を線形化するための解決を提供し、標準的な構成要素を用い標準化されたプロセスによって製造され得る安価な電子回路を用いて、摂氏の温度につき少なくとも３ないし５ビットで、−４０℃から２００℃の広い範囲で正確に温度を測定することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
本発明は、添付の図面を用いて例示的な実施例を使用し、以下で詳細に説明される。
【図１】図１は、本発明による非線形センサを線形化するための装置の回路図である。
【図２】図２は、ＮＴＣの非線形の特性と線形化された信号Vpn_ＮＴＣを表す。
【図３】図３は、線形化された信号Vpn_NTCとＰＮ接合の温度との関係を表す。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
図１は、非線形センサRNTCを線形化するための装置の回路図を表す。本発明に係る非線形センサは、現象または事象における線形の変化に応じて非線形の曲線を有する信号を提供するセンサである。非線形センサは、電気的に検出可能な特性を変化させることにより、温度、圧力、気流などといった現象または事象に応答するあらゆるトランスデューサであることができる。このような特性は、熱電対電圧と温度−感度の抵抗変化を含む。負の事象係数を有する非線形センサは、事象のための値の増加に伴って導電性が上昇する物質により作られる感知素子を含む。非線形の抵抗センサは、温度センサ、ガスセンサ、および湿度センサに利用されることができる。以下の説明において非線形センサは、負の温度係数（ＮＴＣ）を有する抵抗RNTCである。
【００２４】
図１で表された実施例において、抵抗RNTC間の電圧は、オペアンプOPAによって安定した状態に保たれる。基準電圧Vrefは、オペアンプOPAの非反転入力へ提供される。オペアンプの出力信号は、オペアンプの反転入力の電圧が非反転出力の基準電圧Vrefに類似するといった方法により、FET１２を制御する。この方法で、NTC間の電圧は一定に保たれる。
【００２５】
RNTCを流れる電流は、ダイオードDNTCに供給される。図２は、RNTCを流れる電流と、温度と、RNTCを流れる電流がダイオードDNTCに供給されたときのダイオードの電圧との関係を表す。Ｘ軸は温度を表し、左側のＹ軸は電流値を表し、そして右側のＹ軸はダイオードDNTCの電圧を表す。電流は、低い温度で感度が悪く、高い温度で非常に感度が良いということが理解され得る。
【００２６】
ダイオード間の電圧は、以下のｐｎ接合の方程式で近似され得る。
【００２７】
【数２】
【００２８】
ここで、
Vpn＝ｐｎ接合の電圧、
ｋ＝ボルツマン定数、
ｑ＝電気素量、
Ｔ＝ｐｎ接合のケルビンの絶対温度、
Ｉ＝ｐｎ接合電流、
Is＝飽和電流、である。
【００２９】
オペアンプOPA、FET１２およびダイオードDNTCは、アナログ変換ユニット１０１を形成する。変換ユニット１０１は、ＮＴＣへの接続により形成された入力を用いることで非線形センサを流れる電流を測定し、かつ前記入力で受け取られた前記電流をダイオードDNTC のｐｎ接合を流れる電流へ変換するように配置される。図１に示された実施例では、ｐｎ接合を流れる電流は、非線形センサRNTCを流れる電流と同様である。図示しないが当業者には周知であるカレントミラーによって、センサを流れる電流は、センサを流れる電流と線形関係を有するもう１つの電流を得るように予め決められた因子により容易に複製され得る。この方法で、ダイオードDNTC を供給される電流は、適切な電流値へ適合されることができる。
【００３０】
ダイオードDNTCは、アナログ信号領域においてRNTCを流れる電流の温度特性を、ダイオードのｐｎ接合間の電圧Vpn_ntcに対応する変換された信号へと変換する。方程式［１］によって、対数変換がRNTCを流れる電流に適用される。図２は、方程式［１］による対数変換の結果を示し、非線形センサを流れる電流のｐｎ接合間の電圧への変換を示す。DNTCの電圧の温度特性は、RNTCを流れる電流の非線形特性に関し線形化される。
【００３１】
DNTCの電圧は、ＡＤコンバータによって変換することができ、温度を表すディジタル信号値を得ることができる。この電圧は、簡単な１１または１２ビットのＡＤコンバータによって容易にディジタル化されることができ、その反面、全体の温度範囲を通して摂氏度につき３ないし５ビットの要求される分解能に適合する。ディジタルのサンプルは、さらに線形化を改良するために処理されることができる。
【００３２】
変換ユニット１０１によって、ＮＴＣ電流は、アナログ領域のそれ自身の非線形曲線に反して対数的に増幅される。これは、線形に近いアナログ信号になり、かつＮＴＣ電流と線形関係を有する当初の非線形信号よりも摂氏の温度につきより高い分解能を有する線形ＡＤコンバータによってディジタル化され得る。電圧Vpn_ntcから得られたディジタル化された信号は、もし、ｐｎ接合の温度が一定に維持されることができれば、幅広い温度範囲において十分な正確さをもって温度を測定するために使用されることができる。
【００３３】
しかしながら、方程式［１］による対数変換は、２つの温度依存のパラメータ、すなわち、ｐｎ接合のケルビン絶対温度Ｔと飽和電流Ｉｓとを含む。両パラメータの値は、ダイオードが存在するダイの温度に依存する。動作条件では、ダイの温度は環境温度との関係を有する。車では、センサの環境温度は、エンジンの始動時に−２０℃ないし３０℃の範囲であり、エンジンが温められたときには１００℃ないし１６０℃の範囲まで上昇し得る。図３は、ダイの温度に関する、図２で表されたVpn_ntc曲線の関係を表す。Ｘ軸は温度を表し、Ｙ軸はダイオードDNTCの電圧を表す。ダイの温度Tdie、すなわちダイオードのｐｎ接合の温度が所定の温度に保たれたときに得ることができる曲線が示されている。曲線の振幅は、ダイの温度Tdieに依存して全体の温度範囲でシフトする。
【００３４】
飽和電流Ｉｓによる温度依存性を取り除くために、第１の基準信号発生器１０５が設けられる。図１において、第１の基準信号発生器１０５は、予め決められた電流Iref１を提供する電流源とダイオードＤ１との直列接続を含む。電流源により提供される所定の電流Iref1は、温度変化から独立していて、例えば−４０℃から２００℃の所定の範囲内のどの温度においても、実質的に同じ電流を提供する。所定の電流Iref1は、ダイオードＤ１に供給される。
【００３５】
ダイオードＤ１のアノードは、アノードの電位を測定するために差動ＡＤコンバータ１０４の入力に結合される。図１において、ダイオードDNTCのアノードは、差動ＡＤコンバータ１０４のもうひとつの入力に結合される。さらに、ダイオードDNTCとＤ１との双方のカソードはグランドに結合される。差動ＡＤコンバータ１０４は、センサ信号入力Vpn_ntcであるダイオードDNTCの電圧と、第１の基準信号入力Vpn1であるダイオードＤ１の電圧間の電圧差を測定する。
【００３６】
ダイオードＤ１は、ダイオードDNTCのｐｎ接合と一致するｐｎ接合を有するため、双方のｐｎ接合の飽和電流は同じ温度依存性を有する。
【００３７】
一致されたダイオードDNTCとダイオードＤ１のVpn電圧を引くことによって、飽和電流が原因の温度依存性が取り除かれる。これは、次の方程式によって証明される。
【００３８】
【数３】
【００３９】
ここで、
Vpn_ntc＝ｐｎ接合Dntcの電圧、
Vpn1＝ｐｎ接合Ｄ１の電圧、
Intc＝ｐｎ接合Dntcを流れる電流、
Iref1＝ｐｎ接合Ｄ１を流れる電流。
【００４０】
方程式［２］から、飽和電流Ｉｓによる温度依存性が取り除かれても、温度依存性のパラメータＴが依然として存在することがわかる。ダイの温度を正確に測定することによって、パラメータＴによるダイオードの電圧の変動を補償することができる。本発明によれば、温度依存パラメータＴは、第２の基準信号発生器１０３を提供することによって取り除くことができる。図１において、第２の基準信号発生器１０３は、第２の予め決められた電流Iref2を提供する電流源とダイオードＤ２との直列接続を含む。電流源によって提供される第２の所定の電流Iref2は、温度変化から独立され、かつ、例えば−４０℃ないし２００℃の所定の範囲のどの温度でも実質的に同じ電流を提供する。所定の電流Iref2は、ダイオードＤ２に供給される。
【００４１】
ダイオードＤ２のアノードは、アノードの電位を測定するために差動ＡＤコンバータ１０４の入力に結合される。さらに、ダイオードＤ２のカソードはグランドに結合される。差動ＡＤコンバータ１０４の他方の入力は、ダイオードＤ１のアノードに結合される。差動ＡＤコンバータ１０４は、第２の基準信号入力Vpn2であるダイオードＤ２の電圧と、第１の基準信号入力Vpn1であるダイオードＤ１の電圧間の電圧差を測定する。
【００４２】
ダイオードＤ２は、ダイオードDNTCおよびＤ１のｐｎ接合と一致するｐｎ接合を有するので、これらのｐｎ接合の飽和電流は、同じ温度依存性を有する。コンバータ１０１のｐｎ接合、すなわちダイオードDNTCのｐｎ接合と、第１および第２の基準信号発生器１０５、１０３のｐｎ接合とは、好ましくは同一のダイ上にある。この場合、ｐｎ接合の温度は実質的に同じである。
【００４３】
一致したダイオードＤ２およびＤ１のVpn電圧を引くことによって、飽和電流が原因の温度依存性は、方程式［３］で証明されるように差動信号から取り除かれる。
【００４４】
【数４】
【００４５】
ここで、
Vpn2＝ｐｎ接合Ｄ２の電圧、
Vpn1＝ｐｎ接合Ｄ１の電圧、
Iref2＝ｐｎ接合Ｄ２を流れる電流、
Iref1＝ｐｎ接合Ｄ１を流れる電流。
【００４６】
ダイの温度Tdieは、方程式［４］において示されるように、電圧差（Vpn2−Vpn1）から容易に決定することができる。
【００４７】
【数５】
【００４８】
ここで、
Vpn2＝ｐｎ接合Ｄ２の電圧、
Vpn1＝ｐｎ接合Ｄ１の電圧、
Iref2＝ｐｎ接合Ｄ２を流れる電流、
Iref1＝ｐｎ接合Ｄ１を流れる電流。
【００４９】
結果として、ダイの温度は、測定された電圧差を定数で割ることによって決定することができる。
【００５０】
２つの電圧差（Vpn_ntc − Vpn1）と（Vpn2 − Vpn1）は、ＡＤコンバータ１０４によってディジタル化され、さらなる処理のために処理ユニット１１０へ提供される。ＡＤコンバータ１０４は、１４の有効なビットを有する１６ビットのＡＤコンバータであることができる。１６ビットのＡＤコンバータ１０４は、温度全体にわたり電圧差をディジタル化するのに十分であり、また、温度についての十分な分解能を提供するのに十分である。処理ユニット１１０は、ＡＤコンバータ１０４から供給されたディジタル信号値を処理し、かつ非線形センサRNTCによる温度測定を表すディジタル出力信号のための値を計算するように配置される。処理ユニット１１０は、次の式を実行する。
【００５１】
【数６】
【００５２】
ここで、
比率（ratio）＝温度を表す値、
Vpn_ntc − Vpn1＝センサ信号入力Vpn_ntcと第１の基準信号入力Vpn１との差に対応するディジタル信号値、
Vpn2 − Vpn1 ＝第２の基準信号入力Vpn2と第１の基準信号入力Vpn1との差に対応するディジタル信号値。
【００５３】
方程式［５］に方程式［２］および［３］を加えることにより、方程式［６］に達する：
【００５４】
【数７】
【００５５】
方程式［６］より、比率の値は、センサを流れる温度依存性の変化する電流INTCと、さらに温度依存性のない固定された電流Iref1およびIref2にのみ依存することがわかる。比率の値は、ＮＴＣ電流を捕えるだけの次元のない数であり、ここでは、ダイの温度依存パラメータは完全に取り除かれる。比率の値は、測定された温度を示し、図２で表されたVpn_NTCの曲線と類似する曲線を有する。しかしながら、Vpn_NTCの曲線に反して、比率の曲線は、回路のｐｎ接合の温度から独立している。比率の曲線は、図２に表されるように、１０〜１５％の非線形性を有しており、これは用途によっては十分であり得る。
【００５６】
比率の曲線は、多項式を、計算された比率の値に適用することによって、さらに線形化されることができる。多項式を適用することで、ディジタル出力信号が計算され、測定範囲の全範囲で線形温度変化に対する感度は実質的に一定である。四次の多項式 temp=ａｘ４+ｂｘ３＋ｃｘ２＋ｄｘ１＋ｅ によって、tempの値は、−４０℃から２００℃までの全体の温度範囲で１℃よりも小さい正確さで計算されることができる。ここでは、tempは、温度を示す値であり、a、b、c、d、eは、所定の定数であり、xは比率の値に対応する。好ましくは、計算されたtempの値は、測定された温度に対応するディジタルフォーマットである。そうであるならば、本発明による非線形センサを線形化する装置は、出力されたデータをさらに処理することなく、実際の温度もしくはその他の現象を表すためのディスプレイユニットに容易に接続されることができる。
【００５７】
ダイオードDNTC、Ｄ１およびＤ２の電圧は、３つの差動ＡＤコンバータによってディジタル化されることができる。図１では、１つの差動ＡＤコンバータ１０４のみが電圧差（Vpn_ntc − Vpn1）および(Vpn2 − Vpn1)を２値化するために設けられている。これを可能にするため、選択器１０６が設けられ、選択器１０６は、ダイオードDNTCとダイオードＤ２の電圧間で、制御信号発生ユニット１０８により発生された制御信号の制御の下でスイッチする。さらに、チョッパー１０２がＡＤコンバータ１０４の入力に提供される。チョッパーは、制御信号発生ユニットにより発生された制御信号の制御の下、ＡＤコンバータ１０４へ供給される入力信号を置き換える。この方法では、（Vpn_ntc − Vpn1）および (Vpn1 − Vpn_ntc)のディジタル値は、ＡＤコンバータ１０４の出力で入力可能にされる。ＡＤコンバータの出力のディジタル信号値におけるバイアスドリフトは、処理ユニット１１０における（Vpn_ntc − Vpn1）および -(Vpn1 − Vpn_ntc)の平均値を決定することによって処理ユニット１１０内で取り除くことができる。同様の方法は、(Vpn1 − Vpn2)のディジタル値を決定するために適用される。制御信号発生ユニット１０８は、選択器１０６、チョッパー１０２、ＡＤコンバータ１０４および処理ユニット１１０へ適切な制御信号を発生させるように配置され、それぞれの各部を同期させる。
【００５８】
ここで、電圧差（Vpn_ntc − Vpn1）および（Vpn2 − Vpn1）のアナログ値が十分な正確さをもってサンプルされ得るときに、方程式［５］が十分な正確性をもって実行されることができ、（Vpn2 − Vpn1）の２値化された値は、処理ユニット１１０に正確な分割を実行させることのできる値に対応することに留意しべきである。標準のサーミスタRNTCを流れる電流は、１Ｖがサーミスタに印加されたときに、５００ｎＡから３．２ｍＡまでの範囲にあるということがわかっている。第１の所定の電流Iref1は、好ましくは前記範囲の低い部分であり、第２の所定の電流Iref2は、好ましくは前記範囲の高い部分にある。ある実施例では、第１の基準電流Iref1は５０uAであり、第２の基準電流Iref2は、０．５mAである。
【００５９】
さらに、ｐｎ接合は、変換ユニット１０１内にあり、第１および第２の基準信号発生器１０５、１０３は、標準的なＣＭＯＳ混合モードプロセスにより作られ得る。
【００６０】
本発明による装置は、１つの現象を測定するためのセンサに採用することができる。この装置は、また２つもしくはそれ以上の現象を測定するためのセンサにも採用されることができる。そのようなセンサの一例は、温度および圧力の複合センサである。
【００６１】
さらに、上記の本発明の実施例では、−４０℃から２００℃の温度範囲でのNTCの指数関数は、ｐｎ接合により提供された対数変換によって線形化され、それは方程式［１］に記載される。当業者であれば、所定の範囲における現象の線形変化に応答する曲線を有する特性を持つ信号を変換するための変換ユニットの配置をどのように適合させるのかを理解するであろう。ここでは、曲線は、変換ユニットで対数関数によって近似され、変換ユニットは、非線形センサからの対数信号を指数的に変換することで線形化された変換された信号を得る、この変換された信号は、十分な分解能を有する線形のＡＣコンバータによってディジタル化され得る。
【００６２】
本発明のいくつかの実施例が例示的な実施例によって説明された。これらの実施例に応じて説明された構成要素のさまざまな変更および修正は、添付の請求項により明らかにされる本発明の範囲から逸れることなく当業者によって実施されることができる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
非線形センサを線形化する装置であって、前記装置は、
予め規定された範囲の現象において線形変化に応答する曲線を有する特性を持つ信号を提供することを可能にする非線形センサであって、前記曲線は、指数もしくは対数関数により近似することができる、前記非線形センサと、
変換された信号を得るために非線形センサからの信号を変換するアナログ変換ユニットであって、前記変換は実質的に対数もしくは指数伝達特性を有し、前記変換された信号は予め規定された範囲の現象における線形変化に応じた線形化された曲線を有する特性を有し、前記線形化された曲線は線形関数により近似することができる、前記アナログ変換ユニットとを含み、
前記変換ユニットは、ｐｎ接合を含み、前記変換ユニットは非線形センサを流れる電流を測定し、かつ前記電流をｐｎ接合を流れる電流に変換するように配置され、ｐｎ接合を流れる電流は、非線形センサを流れる電流と線形関係を有し、前記変換された信号は、ｐｎ接合の電圧であることを特徴とする、装置。
【請求項２】
装置はさらに、
前記変換された信号を受け取り、ディジタル信号値を得るように前記変換された信号をディジタル化するための入力を有するＡＤコンバータと、
第１の基準信号を発生するよう配置された第１の基準信号発生器であって、前記第１の基準信号は、ｐｎ接合の電圧に対応し、前記ｐｎ接合は、前記変換ユニットのｐｎ接合に一致し、第１の所定の電流が前記ｐｎ接合に供給される、前記第１の基準信号発生器と、
第２の基準信号を発生するよう配置された第２の基準信号発生器であって、前記第２の基準信号は、ｐｎ接合の電圧に対応し、前記ｐｎ接合は、前記変換ユニットのｐｎ接合に一致し、第２の所定の電流が前記ｐｎ接合に供給される、前記第２の基準信号発生器とを有し、
そして、前記ＡＤコンバータは、前記第１の基準信号発生器に結合された第１の基準信号入力と、前記第２の基準信号発生器に結合された第２の基準信号入力とを含み、前記ＡＤコンバータは、センサ信号入力Vpn_ntcと前記第１の基準信号入力Vpn1の電圧差（Vpn_ntc − Vpn1）、前記第２の基準信号入力Vpn2と前記第１の基準信号入力Vpn1の電圧差（Vpn2 − Vpn1）に対応するディジタル信号値を発生させるよう配置される、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記変換器のｐｎ接合と、前記第１および第２の基準信号発生器のｐｎ接合は同じダイ上にある、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
ＡＤコンバータはさらに、前記第１の基準信号入力Vpn1と第２信号入力Vpn_ntcとの電圧差(Vpn1 − Vpn_ntc)と、前記第１の基準信号入力Vpn1と前記第２の基準信号入力Vpn2との電圧差(Vpn1 − Vpn2)とに対応するディジタル信号値を発生するよう配列される、請求項２に記載の装置。
【請求項５】
装置はさらに、現象を表すディジタル値を得るためディジタル信号値を処理するゆに配置された処理ユニットを含む、請求項２ないし４いずれか１つに記載の装置。
【請求項６】
前記処理ユニットは、次の方程式を実行するように配置され、ここで、比率（ratio）は、現象を表す値であり、Vpn_ntc − Vpn1は、センサ信号入力Vpn_ntcと第１の基準信号入力Vpn1との間の差に対応するディジタル信号値であり、Vpn2 − Vpn1は、第２の基準信号入力Vpn2と第１の基準信入力Vpn1との間の差に対応するディジタル信号値である、請求項４に記載の装置。
【数８】
【請求項７】
前記処理ユニットは、前記予め規定された範の現象における線形変化に応じたディジタル出力信号の曲線をさらに線形化するために、比率の値をディジタル領域の多項式に適用することによって、感知された現象を表すディジタル出力信号の値を計算するように配列される、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
非線形センサは、現象の増加する値とともに導電性が上昇する材料から作られた感知部材を含む、請求項１ないし７のいずれか１つに記載の装置。
【請求項９】
非線形センサは、ＮＴＣサーミスタである、請求項１ないし７のいずれか１つに記載の装置。
【請求項１０】
現象は温度である、請求項１ないし９のいずれか１つに記載の装置。
【請求項１１】
装置は、−４０℃から２００℃の範囲の温度の線形変化に応答した線形曲線を備えるディジタル出力信号を発生するよう配置される、請求項１０に記載の装置。
【請求項１】
非線形センサを線形化する装置であって、前記装置は、
予め規定された範囲の現象において線形変化に応答する曲線を有する特性を持つ信号を提供することを可能にする非線形センサであって、前記曲線は、指数もしくは対数関数により近似することができる、前記非線形センサと、
変換された信号を得るために非線形センサからの信号を変換するアナログ変換ユニットであって、前記変換は実質的に対数もしくは指数伝達特性を有し、前記変換された信号は予め規定された範囲の現象における線形変化に応じた線形化された曲線を有する特性を有し、前記線形化された曲線は線形関数により近似することができる、前記アナログ変換ユニットとを含み、
前記変換ユニットは、ｐｎ接合を含み、前記変換ユニットは非線形センサを流れる電流を測定し、かつ前記電流をｐｎ接合を流れる電流に変換するように配置され、ｐｎ接合を流れる電流は、非線形センサを流れる電流と線形関係を有し、前記変換された信号は、ｐｎ接合の電圧であることを特徴とする、装置。
【請求項２】
装置はさらに、
前記変換された信号を受け取り、ディジタル信号値を得るように前記変換された信号をディジタル化するための入力を有するＡＤコンバータと、
第１の基準信号を発生するよう配置された第１の基準信号発生器であって、前記第１の基準信号は、ｐｎ接合の電圧に対応し、前記ｐｎ接合は、前記変換ユニットのｐｎ接合に一致し、第１の所定の電流が前記ｐｎ接合に供給される、前記第１の基準信号発生器と、
第２の基準信号を発生するよう配置された第２の基準信号発生器であって、前記第２の基準信号は、ｐｎ接合の電圧に対応し、前記ｐｎ接合は、前記変換ユニットのｐｎ接合に一致し、第２の所定の電流が前記ｐｎ接合に供給される、前記第２の基準信号発生器とを有し、
そして、前記ＡＤコンバータは、前記第１の基準信号発生器に結合された第１の基準信号入力と、前記第２の基準信号発生器に結合された第２の基準信号入力とを含み、前記ＡＤコンバータは、センサ信号入力Vpn_ntcと前記第１の基準信号入力Vpn1の電圧差（Vpn_ntc − Vpn1）、前記第２の基準信号入力Vpn2と前記第１の基準信号入力Vpn1の電圧差（Vpn2 − Vpn1）に対応するディジタル信号値を発生させるよう配置される、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記変換器のｐｎ接合と、前記第１および第２の基準信号発生器のｐｎ接合は同じダイ上にある、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
ＡＤコンバータはさらに、前記第１の基準信号入力Vpn1と第２信号入力Vpn_ntcとの電圧差(Vpn1 − Vpn_ntc)と、前記第１の基準信号入力Vpn1と前記第２の基準信号入力Vpn2との電圧差(Vpn1 − Vpn2)とに対応するディジタル信号値を発生するよう配列される、請求項２に記載の装置。
【請求項５】
装置はさらに、現象を表すディジタル値を得るためディジタル信号値を処理するゆに配置された処理ユニットを含む、請求項２ないし４いずれか１つに記載の装置。
【請求項６】
前記処理ユニットは、次の方程式を実行するように配置され、ここで、比率（ratio）は、現象を表す値であり、Vpn_ntc − Vpn1は、センサ信号入力Vpn_ntcと第１の基準信号入力Vpn1との間の差に対応するディジタル信号値であり、Vpn2 − Vpn1は、第２の基準信号入力Vpn2と第１の基準信入力Vpn1との間の差に対応するディジタル信号値である、請求項４に記載の装置。
【数８】
【請求項７】
前記処理ユニットは、前記予め規定された範の現象における線形変化に応じたディジタル出力信号の曲線をさらに線形化するために、比率の値をディジタル領域の多項式に適用することによって、感知された現象を表すディジタル出力信号の値を計算するように配列される、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
非線形センサは、現象の増加する値とともに導電性が上昇する材料から作られた感知部材を含む、請求項１ないし７のいずれか１つに記載の装置。
【請求項９】
非線形センサは、ＮＴＣサーミスタである、請求項１ないし７のいずれか１つに記載の装置。
【請求項１０】
現象は温度である、請求項１ないし９のいずれか１つに記載の装置。
【請求項１１】
装置は、−４０℃から２００℃の範囲の温度の線形変化に応答した線形曲線を備えるディジタル出力信号を発生するよう配置される、請求項１０に記載の装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公表番号】特表２０１１−５２４００６（Ｐ２０１１−５２４００６Ａ）
【公表日】平成２３年８月２５日（２０１１．８．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５１１５３６（Ｐ２０１１−５１１５３６）
【出願日】平成２１年５月２７日（２００９．５．２７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＮＬ２００９／０５０２９５
【国際公開番号】ＷＯ２００９／１４５６２９
【国際公開日】平成２１年１２月３日（２００９．１２．３）
【出願人】（５０６１５４０２９）センサータ テクノロジーズ インコーポレーテッド (28)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２３年８月２５日（２０１１．８．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年５月２７日（２００９．５．２７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＮＬ２００９／０５０２９５
【国際公開番号】ＷＯ２００９／１４５６２９
【国際公開日】平成２１年１２月３日（２００９．１２．３）
【出願人】（５０６１５４０２９）センサータ テクノロジーズ インコーポレーテッド (28)
【Ｆターム（参考）】
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