駆動回路
【課題】電力ロスを低減しつつセンサ回路に供給される電圧の安定化を図ることができるセンサ駆動回路を安価に提供する。
【解決手段】ブリッジ回路Ｂに対して正電圧を供給する方向に導通するトランジスタＱ１が、ブリッジ回路Ｂと図示しない交流電圧源との間に設けられている。ダイオードブリッジ１２が、ブリッジ回路Ｂと図示しない交流電圧源との間に設けられ、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧を全波整流する。比較回路１３が、ブリッジ回路Ｂに供給された交流電圧と電圧Ｖｔｈとを比較して、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧の大きさが電圧Ｖｔｈを越えないようにトランジスタＱ１を制御する。
【解決手段】ブリッジ回路Ｂに対して正電圧を供給する方向に導通するトランジスタＱ１が、ブリッジ回路Ｂと図示しない交流電圧源との間に設けられている。ダイオードブリッジ１２が、ブリッジ回路Ｂと図示しない交流電圧源との間に設けられ、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧を全波整流する。比較回路１３が、ブリッジ回路Ｂに供給された交流電圧と電圧Ｖｔｈとを比較して、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧の大きさが電圧Ｖｔｈを越えないようにトランジスタＱ１を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、駆動回路に係り、特に、負荷回路に対して電源を供給する駆動回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
上述した負荷回路として、例えば、図４に示されたブリッジ回路Ｂが一般的に知られている。同図に示すように、このブリッジ回路Ｂを組み込んだガス検出装置１は、検出素子２と比較素子３とを有している。検出素子２は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒が担持されたアルミナ担体から構成された触媒担持体２１と、この触媒担持体２１に覆われた第１測温抵抗体としての白金コイルＲｓと、から構成されている。比較素子３は、可燃ガスに対して不感となる材料であるアルミナ担体のみから構成された触媒非担持体３１と、この触媒非担持体３１に覆われた第２測温抵抗体としての白金コイルＲｒと、から構成されている。
【０００３】
上記検出素子２の白金コイルＲｓと、比較素子３の白金コイルＲｒとは、可燃ガスのない空気中（エアベース）では等しい抵抗値になるように設けられている。上述した検出素子２及び比較素子３は、固定抵抗Ｒ１、Ｒ２と共にブリッジ回路Ｂ（負荷回路）を構成している。このブリッジ回路Ｂの端子ａと端子ｂとの間には、駆動回路１００からの一定電圧Ｅ0が供給されている。一定電圧Ｅ0を供給すると、検出素子２が加熱されて可燃ガスと接触燃焼する。
【０００４】
以上の構成によれば、ブリッジ回路Ｂは可燃ガスのない空気中では平衡状態となり、端子ｃと端子ｄとの電位が等しくなる。これに対して、可燃ガスを含む空気中では可燃ガスとの燃焼熱により検出素子２の温度が上昇し、これに伴って検出素子２の白金コイルＲｓの抵抗値が増加する。一方、比較素子３は可燃ガスと接触燃焼しないため、検出素子２の温度より低くなる。このため、ブリッジ回路Ｂは不平衡状態となり、端子ｃと端子ｄとの間に電位差が生じる。ＯＰアンプＡ１は、上記電位差を周囲温度による白金コイルＲｓの抵抗値の変動分を相殺した可燃ガスの濃度に応じたセンサ出力Ｖ0として出力する。
【０００５】
次に、図５を参照してブリッジ回路Ｂに供給される電圧が２．１Ｖ（標準）であるときのセンサ出力Ｖ0を計算してみる。今、エアベースにおいて白金コイルＲｓの抵抗値＝３．８５Ω、白金コイルＲｒの抵抗値＝３．５Ω、固定抵抗Ｒ１の抵抗値＝３．８５ｋΩ、固定抵抗Ｒ２の抵抗値＝３．５ｋΩ、とすると、検出素子２と比較素子３との中間電圧Ｖｍは下記の式（１）に示す値となる。また、固定抵抗Ｒ１と固定抵抗Ｒ２との中間電圧Ｖｋは下記の式（２）に示す値となる。
Ｖｍ＝２．１Ｖ×３．５Ω／（３．８５Ω＋３．５Ω）＝１．０００Ｖ …（１）
Ｖｋ＝２．１Ｖ×３．５ｋΩ／（３．８５ｋΩ＋３．５ｋΩ）＝１．０００Ｖ …（２）
よって、センサ出力Ｖ0（＝Ｖｍ−Ｖｋ）は０Ｖとなる。
【０００６】
次に、図６を参照してブリッジ回路Ｂに供給される電圧が２．１Ｖ（標準）から約１０％増しの２．３Ｖに変化したときのセンサ出力Ｖ0を計算してみる。今、エアベースにおいて白金コイルＲｓ、Ｒｒ、固定抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値が図５と同じであるとすると、検出素子２と比較素子３との中間電圧Ｖｍは下記の式（３）に示す値となる。また、固定抵抗Ｒ１と固定抵抗Ｒ２との中間電圧Ｖｋは下記の式（４）に示す値となる。
Ｖｍ＝２．３Ｖ×３．５Ω／（３．８５Ω＋３．５Ω）≒１．０９５２３８Ｖ …（３）
Ｖｋ＝２．３Ｖ×３．５ｋΩ／（３．８５ｋΩ＋３．５ｋΩ）≒１．０９５２３８Ｖ …（４）
よって、センサ出力Ｖ0（＝Ｖｍ−Ｖｋ）は０Ｖとなる。
【０００７】
以上のことから明らかなように、初期状態（エアベース、基底温度）でＶｍ＝Ｖｋとするようにブリッジ回路Ｂのバランスが設定されるなら、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化しても、Ｖｍ＝Ｖｋであって、その結果、センサ出力Ｖ0は０Ｖから変化しない。これは、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化しても白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わらないと仮定した場合のみに成立する。しかしながら、実際には白金コイルＲｓ、Ｒｒは、その構成材料の違いに起因して熱抵抗及び抵抗値温度係数に差がある。このため、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化して検出素子２及び比較素子３の温度が変化すると、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わってしまい、センサ出力Ｖ0を一定にすることができない。
【０００８】
上記詳細を以下説明する。今、２．１Ｖの電圧がブリッジ回路Ｂに供給されているとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒの両者の抵抗値が３．５Ωであるとする。このとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒに流れる電流ｉは、２．１Ｖ／（３．５Ω＋３．５Ω）＝３００ｍＡとなる。よって、白金コイルＲｓ、Ｒｒの各々に発生する電力ｐは、（３００ｍＡ）2×３．５Ω＝３１５ｍＷとなる。このとき、検出素子２の２５℃を基点温度とした熱抵抗が標準値１１９０℃／Ｗの５％増しである１２５０℃／Ｗであり、比較素子３の熱抵抗が標準値１１９０℃／Ｗの５％減である１１３０℃／Ｗであり、検出素子２と比較素子３との熱抵抗に差があるとする。
【０００９】
３１５ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの温度Ｔｓ（３１５ｍＷ）は、下記の式（５）に示す値となる。
Ｔｓ（３１５ｍＷ）＝２５℃＋（１２５０℃／Ｗ）×０．３１５Ｗ
＝２５℃＋３９３．７５℃
＝４１８．７５℃ …（５）
【００１０】
また、基点温度２５℃での白金コイルＲｓの抵抗値を１．６４７Ωとすると、検出素子２の抵抗値温度係数ＴＣＲｓは下記の式（６）に示す値となる。
３．５Ω＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（４１８．７５℃−２５℃）｝
２．１２５＝１＋ＴＣＲｓ×３９３．７５℃
１．１２５＝ＴＣＲｓ×３９３．７５℃
ＴＣＲｓ＝２８５７ppm／℃ …（６）
【００１１】
一方、３１５ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの温度Ｔｒ（３１５ｍＷ）は、下記の式（７）に示す値となる。
Ｔｒ（３１５ｍＷ）＝２５℃＋（１１３０℃／Ｗ）×０．３１５Ｗ
＝２５℃＋３５５．９５℃
＝３８０．９５℃ …（７）
【００１２】
また、基点温度２５℃での白金コイルＲｒの抵抗値を１．６４７Ωとすると、比較素子３の抵抗値温度係数ＴＣＲｒは下記の式（８）に示す値となる。
３．５Ω＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（３８０．９５℃−２５℃）｝
２．１２５＝１＋ＴＣＲｒ×３５５．９５℃
１．１２５＝ＴＣＲｒ×３５５．９５℃
ＴＣＲｒ＝３１６１ppm／℃ …（８）
【００１３】
次に、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変動したときの白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値について求める。一般に負荷の抵抗値Ｒが不変であるなら、印加電圧Ｖが変化すれば、電力Ｐ＝Ｖ2×Ｒの関係から、電力Ｐは印加電圧Ｖの変化分の２乗の変化として現れる。しかしながら、白金コイルＲｓ、Ｒｒは、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が上昇し、消費電力が増すと、その抵抗値も上昇する。このため、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が増加した結果として、白金コイルＲｓ、Ｒｒの電力が供給される電圧の変化分の２乗倍になることはない。そこで、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が僅かに増加した結果、白金コイルＲｓ、Ｒｒの双方に発生する電力が＋２％増したときの、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値について計算してみる。このとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒには、３１５ｍＷ×１．０２＝３２１．３ｍＷの電力が発生する。
【００１４】
よって、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの温度Ｔｓ（３２１．３ｍＷ）は、下記の式（９）に示す値となる。
Ｔｓ（３２１．３ｍＷ）＝２５℃＋（１２５０℃／Ｗ）×０．３２１３Ｗ
＝２５℃＋４０１．６２５℃
＝４２６．６２５℃ …（９）
【００１５】
次に、上記式（６）に示す白金コイルＲｓの抵抗値温度係数ＴＣＲｓ＝２８５７ppm／℃を用いて、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの抵抗値Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）を求めると、下記の式（１０）に示す値となる。
Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（４２６．６２５℃−２５℃）｝
＝１．６４７Ω×（１＋２８５７ppm／℃×４０１．６２５℃）
＝１．６４７Ω×（１＋１．１４７４４）
＝１．６４７Ω×２．１４７４４
＝３．５３６８３Ω …（１０）
【００１６】
また、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの温度Ｔｒ（３２１．３ｍＷ）は、下記の式（１１）に示す値となる。
Ｔｒ（３２１．３ｍＷ）＝２５℃＋（１１３０℃／Ｗ）×０．３２１３Ｗ
＝２５℃＋３６３．０６９Ｗ
＝３８８．０６９℃ …（１１）
【００１７】
次に、上記式（８）に示す白金コイルＲｒの抵抗値温度係数ＴＣＲｒ＝３１６１ppm／℃を用いて、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの抵抗値Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）を求めると、下記の式（１２）に示す値となる。
Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｒ×（３８８．０６９℃−２５℃）｝
＝１．６４７Ω×（１＋３１６１ppm／℃×３６３．０６９℃）
＝１．６４７Ω×（１＋１．１４７６６１１）
＝１．６４７Ω×２．１４７６６１１
＝３．５３７１９Ω …（１２）
よって、Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）≠Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）となる。
【００１８】
上述した例では、白金コイルＲｓ、Ｒｒの基点温度２５℃での抵抗値が双方とも１．６４７Ωで、ブリッジ回路Ｂに２．１Ｖを供給したときの白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値が３．５Ωであり、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が１：１である。しかしながら、検出素子２と比較素子３との熱抵抗に差が生じていると、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化して白金コイルＲｓ、Ｒｒに発生する電力及び温度が変化すると、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わってしまい、センサ出力Ｖ0を一定にすることができない。
【００１９】
このため、例えば変動幅±１０％程度の１００Ｖ商用交流電圧を電源トランスで降圧させた交流電圧を直接ブリッジ回路Ｂに供給すると、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が常に変動するため、エアベース、基点温度２５℃の状態でセンサ出力Ｖ0が変動してしまい、正確にガス濃度を検出することができない。
【００２０】
そこで、一定電圧Ｅ0をブリッジ回路Ｂに対して供給する駆動回路１００として、例えば図７に示すようなブリッジ整流（両波整流）方式の駆動回路１００が知られている。同図（Ａ）に示すように、駆動回路１００は、電源トランス１０１と、ダイオードブリッジ１０２と、コンデンサＣ１と、レギュレータ１０３と、を備えている。電源トランス１０１は、図示しない交流電圧源から供給される交流電圧を降圧するトランスである。ダイオードブリッジ１０２は、４つのダイオードから構成されていて、電源トランス１０１から供給される交流電圧を全波整流してコンデンサＣ１に供給する。コンデンサＣ１は、同図（Ｂ）に示すように、全波整流された交流電圧を平滑化してレギュレータ１０３に対して供給する。レギュレータ１０３は、コンデンサＣ１から供給される電圧の同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて、一定電圧Ｅ0をブリッジ回路Ｂに供給する。
【００２１】
レギュレータ１０３は、上述したように同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて一定電圧Ｅ0を得ているため、電力ロスが大きい、という問題があった。また、上述したレギュレータ１０３には、当然一定電圧Ｅ0以上の電圧を供給する必要があるため、大きな容量値のコンデンサＣ１が必要となり、スペース的、コスト的に問題があった。次に、一定電圧Ｅ0を電源トランス１０１から供給される５０Ｈｚの交流電圧のピーク電圧Ｖｐｋの７０％としたとき（∵Ｅ0＝Ｖｐｋ×０．７）、Ｖｐｋ×０．７以上の電圧をレギュレータ１０３の入力電圧として維持するのに必要なコンデンサＣ１の容量について求めてみる。今、７ｍ秒でＶｐｋからＶｐｋ×０．７に下がると仮定すると、下記の式（１３）が成立する。
０．７＝１−ｅ-(7m秒/CR) …（１３）
なお、Ｃ＝コンデンサＣ１の容量、Ｒ＝ブリッジ回路Ｂの抵抗値に相当する。よって、Ｒ＝７Ωとすると、Ｃ≒１２００μＦとなり、決して、小さくはない容量が必要であることが分かる。
【００２２】
また、従来、上述したガス検出装置１のブリッジ回路Ｂに電源を供給する駆動回路１００としては、例えば図８に示すようなダイオードブリッジ１０２の代わりに１つのダイオードＤを設けた半波整流方式の駆動回路１００が知られている。ダイオードＤは、電源トランス１０１から供給される交流電圧を半波整流してコンデンサＣ１に供給する。コンデンサＣ１は、同図（Ｂ）に示すように、半波整流された交流電圧を平滑化してレギュレータ１０３に対して供給する。上述した半波整流方式の駆動回路１００において電源トランス１０１から供給される電圧は、１個のダイオードＤに流れる。このため、半波整流方式の駆動回路１００は、ブリッジ整流方式の駆動回路１００に比べてダイオードによる電圧ロス分を１個分低減することができる。
【００２３】
しかしながら、上述した半波整流方式の駆動回路１００は、ブリッジ整流方式の駆動回路１００と同様にレギュレータ１０３により同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて一定電圧Ｅ0を得ているため、電力ロスが大きい、という問題を解決していない。また、半波整流方式の駆動回路１００に用いるコンデンサＣ１は、その容量がブリッジ整流方式の駆動回路１００に用いられるコンデンサＣ１の容量よりも大きくなり、より一層スペース的、コスト的に問題があった。
【００２４】
次に、半波整流方式の駆動回路１００において、一定電圧Ｅ0を電源トランス１０１から供給される５０Ｈｚの交流電圧のピーク電圧Ｖｐｋの７０％としたとき（∵Ｅ0＝Ｖｐｋ×０．７）、Ｖｐｋ×０．７以上の電圧をレギュレータ１０３の入力電圧として維持するのに必要なコンデンサＣ１の容量について求めてみる。今、ブリッジ整流方式よりも１０ｍ秒長い１７ｍ秒でＶｐｋからＶｐｋ×０．７に下がると仮定すると、下記の式（１４）が成立する。
０．７＝＝１−ｅ-(17m秒/CR) …（１４）
なお、Ｃ＝コンデンサＣ１の容量、Ｒ＝ブリッジ回路Ｂの抵抗値に相当する。よって、Ｒ＝７Ωとすると、Ｃ≒２９００μＦとなり、ブリッジ整流方式にも増して、決して、小さくはない容量が必要であることが分かる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
そこで、本発明は、電力ロスを低減しつつ負荷回路に供給される電圧の安定化を図ることができる駆動回路を安価に提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、負荷回路に対して電源を供給する駆動回路において、前記負荷回路と交流電圧源との間に設けられ、かつ、前記負荷回路に対して正電圧を供給する方向に導通する半導体スイッチ手段と、前記負荷回路と前記交流電圧源との間に設けられ、前記負荷回路に供給される交流電圧を全波整流するダイオードブリッジと、前記負荷回路に供給された交流電圧と所定値とを比較して、前記負荷回路に供給される交流電圧の大きさが前記所定値を越えないように前記半導体スイッチ手段を制御する比較手段と、を備えたことを特徴とする駆動回路に存する。
【発明の効果】
【００２７】
以上説明したように請求項１記載の発明によれば、コンデンサが必要ない。しかも、半導体スイッチ手段を用いて所定値を超えた交流電圧を交流電圧源から取り込まないように電圧制限されているので、レギュレータのように所定値を越えた交流電圧を交流電圧源から取り込んで所定値以上の電圧を熱損失させて一定電圧を得ていないため、電力ロスを低減しつつ負荷回路に供給される電圧の安定化を図ることができる駆動回路を安価に得ることができる。また、ダイオードブリッジを設けることにより、正の交流電圧の大きさを所定値に電圧制限する半導体スイッチ手段と、負の交流電圧の大きさを所定値に電圧制限する半導体スイッチ手段と、を別々に設ける必要がなく、コストダウンを図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、ガス検出装置１は、負荷回路としてのブリッジ回路Ｂと、ＯＰアンプＡ１と、駆動回路１０と、を備えている。ブリッジ回路Ｂは、検出素子２と、比較素子３と、固定抵抗Ｒ１１及びＲ１２と、可変抵抗ＲＶ１と、から構成されている。上記検出素子２及び比較素子３は、互いに直列に接続されている。
【００２９】
検出素子２は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒が担持されたアルミナ担体から構成された触媒担持体２１と、この触媒担持体２１に覆われた第１測温抵抗体としての白金コイルＲｓと、から構成されている。比較素子３は、可燃ガスに対して不感となる材料であるアルミナ担体のみから構成された触媒非担持体３１と、この触媒非担持体３１に覆われた第２測温抵抗体としての白金コイルＲｒと、から構成されている。上記検出素子２の白金コイルＲｓと、比較素子３の白金コイルＲｒとは、可燃ガスのない空気中（エアベース）では等しい抵抗値になるように設けられている。
【００３０】
上記固定抵抗Ｒ１１、Ｒ１２及び可変抵抗ＲＶ１は互いに直列に接続されていて、検出素子２及び比較素子３に並列に接続されている。ＯＰアンプＡ１は、その−入力が抵抗を介して検出素子２及び比較素子３の中間電圧Ｖｍに接続され、＋入力が抵抗を介して固定抵抗Ｒ１１と固定抵抗Ｒ１２との間の可変抵抗ＲＶ１により可変な中間電圧Ｖｋが供給されている。また、ＯＰアンプＡ１は、その＋入力が抵抗を介して接地されている。よって、ＯＰアンプＡ１の出力は、中間電圧Ｖｍと中間電圧Ｖｋとの差（＝Ｖｍ−Ｖｋ）となる。このＯＰアンプＡ１の出力が、センサ出力Ｖ0となる。
【００３１】
駆動回路１０は、電源トランス１１と、ダイオードブリッジ１２と、半導体スイッチ手段としてのトランジスタＱ１と、比較回路１３と、を備えている。電源トランス１１は、図示しない交流電圧源から供給される交流電圧を降圧するトランスである。電源トランス１１の一端は、ダイオードブリッジ１２の端子ｅに接続されている。一方、電源トランス１１の他端は、ダイオードブリッジ１２の端子ｆに接続されている。
【００３２】
ダイオードブリッジ１２は、４つのダイオードから構成されている。ダイオードブリッジ１２は、ブリッジ回路Ｂと電源トランス１１との間に設けられ、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧を全波整流する。
【００３３】
トランジスタＱ１は、ブリッジ回路Ｂの検出素子２及び固定抵抗Ｒ１１の接続点とダイオードブリッジ１２の端子ｇとの間に設けられている。トランジスタＱ１は、ブリッジ回路Ｂに対して正の交流電圧を供給する方向に導通する、即ち矢印Ｙ１１方向に電流が流れるｐｎｐ型のトランジスタである。
【００３４】
上記比較回路１３は、ＯＰアンプＡ２から構成されている。ＯＰアンプＡ２は、−入力が抵抗を介して電圧Ｖｔｈ（所定値）に接続されている。ＯＰアンプＡ２は、＋入力がブリッジ回路Ｂの検出素子２と固定抵抗Ｒ１１との接続点が接続されている。ＯＰアンプＡ２の−入力と出力とは抵抗を介して接続されている。よって、ＯＰアンプＡ２は、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧が電圧Ｖｔｈを超えたときにＨレベルを出力し、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧が電圧Ｖｔｈ以下のときにＬレベルを出力する。ＯＰアンプＡ２は、その出力が抵抗を介してトランジスタＱ１のベースに接続されている。
【００３５】
よって、図２（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、比較回路１３は、ブリッジ回路Ｂに供給される全波整流された交流電圧が電圧Ｖｔｈ以下のときはＬレベルを出力してトランジスタＱ１を導通状態に制御する。これにより、電源トランス１１からの交流電圧が第１トランジスタＱ１を通じてブリッジ回路Ｂに供給される。また、比較回路１３は、ブリッジ回路Ｂに供給される全波整流された交流電圧が電圧Ｖｔｈを越えるとＨレベルを出力してトランジスタＱ１を非導通状態に制御する。これにより、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧が電圧Ｖｔｈを下回ると再びＬレベルを出力してトランジスタＱ１を導通状態にする。即ち、比較回路１３は、Ｈレベル、Ｌレベルの出力を繰り返して、トランジスタＱ１を通じてブリッジ回路Ｂに供給される全波整流された交流電圧の大きさが電圧Ｖｔｈを越えないように電圧制限を行う。以上の駆動回路１０によれば、図２に示すように、ダイオードブリッジ１２により全波整流された交流電圧が電圧Ｖｔｈで一定になるように電圧制限される。
【００３６】
以上の駆動回路１０によれば、トランジスタＱ１を用いて電圧Ｖｔｈを超えた大きさの交流電圧を図示しない交流電圧源から取り込まないように電圧制限されている。これに対して、従来のレギュレータは、電圧Ｖｔｈを超えた大きさの交流電圧を図示しない交流電圧源から取り込んで電圧Ｖｔｈ以上の大きさの電圧を熱損失させて一定電圧を得ている。よって、上記駆動回路１０によれば、電力ロスを低減しつつブリッジ回路Ｂに電圧Ｖｔｈでほぼ一定との電圧を供給することができる。さらに、コンデンサも必要ないので、省スペース化及びコストダウンを図ることができる。
【００３７】
次に、実効値１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するための電圧Ｖｔｈの設定方法について図３を参照して以下説明する。図３（Ａ）に示すように、実効値１Ｖの交流電圧のピーク電圧は１×√２＝１．４１４Ｖとなる。次に、電圧Ｖｔｈをピーク電圧の１／√２に設定したとき、図３（Ａ）の斜線で示す電力と同一電力を得るためには、１．２１倍の交流電圧を供給すればよい。即ち、図３（Ｂ）に示すように、ピーク電圧１．４１４Ｖ×１．２１＝約１．７Ｖの交流電圧を電圧Ｖｔｈ＝１Ｖ×１．２１＝１．２１Ｖで制限すると、図３（Ａ）の斜線で示す電力と図３（Ｂ）の斜線で示す電力とが等しくなる。
【００３８】
次に、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するために電圧Ｖｔｈの設定方法について参照して以下説明する。電圧Ｖｔｈをピーク電圧の１／√２に設定したとき、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するには、実効値２．１Ｖの交流電圧を１．２１倍すればよい。即ち、図３（Ｃ）に示すように、ピーク電圧＝２．１×√２×１．２１≒３．５８Ｖの交流電圧を電圧Ｖｔｈ＝２．１×１．２１≒２．５４Ｖ制限した電圧をブリッジ回路Ｂに供給すればよい。
【００３９】
また、ダイオードブリッジ１２を構成するダイオードの順方向電圧Ｖｆを考慮すると、順方向電圧Ｖｆ＝２Ｖであれば２×２Ｖだけ加算したピーク電圧３．５８Ｖ＋２Ｖ＝５．５８Ｖの交流電圧を電源トランス１１から供給すればよい。
【００４０】
なお、上述した実施形態によれば、電圧Ｖｔｈを交流電圧のピークの１／√２倍に設定していたが、本発明はこれに限ったものではない。電圧Ｖｔｈを交流電圧のどの位置に設定するかは、ブリッジ回路Ｂの熱容量、放熱容量によって異なる。
【００４１】
また、上述した実施形態によれば、負荷回路として、検出素子２及び比較素子３を備えたブリッジ回路Ｂを用いていたが、本発明はこれに限ったものではない。一定電圧の供給が必要な負荷回路であればよい。
【００４２】
また、前述した実施形態は本発明の代表的な形態を示したに過ぎず、本発明は、実施形態に限定されるものではない。即ち、本発明の骨子を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】第１実施形態における本発明のセンサ駆動回路を組み込んだガス検出装置を示す回路図である。
【図２】（Ａ）及び（Ｂ）は図１に示す駆動回路からブリッジ回路に供給される電圧及び比較回路の出力、のタイムチャートである。
【図３】実効値１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するための電圧Ｖｔｈの設定方法と、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するために電圧Ｖｔｈの設定方法とを説明するためのグラフである。
【図４】従来のセンサ回路を組み込んだガス検出装置の一例を示す回路図である。
【図５】図４のブリッジ回路に供給される電圧が２．１Ｖであるときのセンサ出力を求めるための説明図である。
【図６】図４のブリッジ回路に供給される電圧が２．３Ｖであるときのセンサ出力を求めるための説明図である。
【図７】（Ａ）はブリッジ整流方式の駆動回路の一例を示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）に示すレギュレータに供給される電圧のタイムチャートである。
【図８】（Ａ）は半波整流方式の駆動回路の一例を示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）に示すレギュレータに供給される電圧のタイムチャートである。
【符号の説明】
【００４４】
１０ 駆動回路
１２ ダイオードブリッジ
１３ 比較回路
Ｂ ブリッジ回路（負荷回路）
Ｑ１ トランジスタ（半導体スイッチ手段）
Ｖｔｈ 電圧（所定値）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、駆動回路に係り、特に、負荷回路に対して電源を供給する駆動回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
上述した負荷回路として、例えば、図４に示されたブリッジ回路Ｂが一般的に知られている。同図に示すように、このブリッジ回路Ｂを組み込んだガス検出装置１は、検出素子２と比較素子３とを有している。検出素子２は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒が担持されたアルミナ担体から構成された触媒担持体２１と、この触媒担持体２１に覆われた第１測温抵抗体としての白金コイルＲｓと、から構成されている。比較素子３は、可燃ガスに対して不感となる材料であるアルミナ担体のみから構成された触媒非担持体３１と、この触媒非担持体３１に覆われた第２測温抵抗体としての白金コイルＲｒと、から構成されている。
【０００３】
上記検出素子２の白金コイルＲｓと、比較素子３の白金コイルＲｒとは、可燃ガスのない空気中（エアベース）では等しい抵抗値になるように設けられている。上述した検出素子２及び比較素子３は、固定抵抗Ｒ１、Ｒ２と共にブリッジ回路Ｂ（負荷回路）を構成している。このブリッジ回路Ｂの端子ａと端子ｂとの間には、駆動回路１００からの一定電圧Ｅ0が供給されている。一定電圧Ｅ0を供給すると、検出素子２が加熱されて可燃ガスと接触燃焼する。
【０００４】
以上の構成によれば、ブリッジ回路Ｂは可燃ガスのない空気中では平衡状態となり、端子ｃと端子ｄとの電位が等しくなる。これに対して、可燃ガスを含む空気中では可燃ガスとの燃焼熱により検出素子２の温度が上昇し、これに伴って検出素子２の白金コイルＲｓの抵抗値が増加する。一方、比較素子３は可燃ガスと接触燃焼しないため、検出素子２の温度より低くなる。このため、ブリッジ回路Ｂは不平衡状態となり、端子ｃと端子ｄとの間に電位差が生じる。ＯＰアンプＡ１は、上記電位差を周囲温度による白金コイルＲｓの抵抗値の変動分を相殺した可燃ガスの濃度に応じたセンサ出力Ｖ0として出力する。
【０００５】
次に、図５を参照してブリッジ回路Ｂに供給される電圧が２．１Ｖ（標準）であるときのセンサ出力Ｖ0を計算してみる。今、エアベースにおいて白金コイルＲｓの抵抗値＝３．８５Ω、白金コイルＲｒの抵抗値＝３．５Ω、固定抵抗Ｒ１の抵抗値＝３．８５ｋΩ、固定抵抗Ｒ２の抵抗値＝３．５ｋΩ、とすると、検出素子２と比較素子３との中間電圧Ｖｍは下記の式（１）に示す値となる。また、固定抵抗Ｒ１と固定抵抗Ｒ２との中間電圧Ｖｋは下記の式（２）に示す値となる。
Ｖｍ＝２．１Ｖ×３．５Ω／（３．８５Ω＋３．５Ω）＝１．０００Ｖ …（１）
Ｖｋ＝２．１Ｖ×３．５ｋΩ／（３．８５ｋΩ＋３．５ｋΩ）＝１．０００Ｖ …（２）
よって、センサ出力Ｖ0（＝Ｖｍ−Ｖｋ）は０Ｖとなる。
【０００６】
次に、図６を参照してブリッジ回路Ｂに供給される電圧が２．１Ｖ（標準）から約１０％増しの２．３Ｖに変化したときのセンサ出力Ｖ0を計算してみる。今、エアベースにおいて白金コイルＲｓ、Ｒｒ、固定抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値が図５と同じであるとすると、検出素子２と比較素子３との中間電圧Ｖｍは下記の式（３）に示す値となる。また、固定抵抗Ｒ１と固定抵抗Ｒ２との中間電圧Ｖｋは下記の式（４）に示す値となる。
Ｖｍ＝２．３Ｖ×３．５Ω／（３．８５Ω＋３．５Ω）≒１．０９５２３８Ｖ …（３）
Ｖｋ＝２．３Ｖ×３．５ｋΩ／（３．８５ｋΩ＋３．５ｋΩ）≒１．０９５２３８Ｖ …（４）
よって、センサ出力Ｖ0（＝Ｖｍ−Ｖｋ）は０Ｖとなる。
【０００７】
以上のことから明らかなように、初期状態（エアベース、基底温度）でＶｍ＝Ｖｋとするようにブリッジ回路Ｂのバランスが設定されるなら、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化しても、Ｖｍ＝Ｖｋであって、その結果、センサ出力Ｖ0は０Ｖから変化しない。これは、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化しても白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わらないと仮定した場合のみに成立する。しかしながら、実際には白金コイルＲｓ、Ｒｒは、その構成材料の違いに起因して熱抵抗及び抵抗値温度係数に差がある。このため、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化して検出素子２及び比較素子３の温度が変化すると、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わってしまい、センサ出力Ｖ0を一定にすることができない。
【０００８】
上記詳細を以下説明する。今、２．１Ｖの電圧がブリッジ回路Ｂに供給されているとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒの両者の抵抗値が３．５Ωであるとする。このとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒに流れる電流ｉは、２．１Ｖ／（３．５Ω＋３．５Ω）＝３００ｍＡとなる。よって、白金コイルＲｓ、Ｒｒの各々に発生する電力ｐは、（３００ｍＡ）2×３．５Ω＝３１５ｍＷとなる。このとき、検出素子２の２５℃を基点温度とした熱抵抗が標準値１１９０℃／Ｗの５％増しである１２５０℃／Ｗであり、比較素子３の熱抵抗が標準値１１９０℃／Ｗの５％減である１１３０℃／Ｗであり、検出素子２と比較素子３との熱抵抗に差があるとする。
【０００９】
３１５ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの温度Ｔｓ（３１５ｍＷ）は、下記の式（５）に示す値となる。
Ｔｓ（３１５ｍＷ）＝２５℃＋（１２５０℃／Ｗ）×０．３１５Ｗ
＝２５℃＋３９３．７５℃
＝４１８．７５℃ …（５）
【００１０】
また、基点温度２５℃での白金コイルＲｓの抵抗値を１．６４７Ωとすると、検出素子２の抵抗値温度係数ＴＣＲｓは下記の式（６）に示す値となる。
３．５Ω＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（４１８．７５℃−２５℃）｝
２．１２５＝１＋ＴＣＲｓ×３９３．７５℃
１．１２５＝ＴＣＲｓ×３９３．７５℃
ＴＣＲｓ＝２８５７ppm／℃ …（６）
【００１１】
一方、３１５ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの温度Ｔｒ（３１５ｍＷ）は、下記の式（７）に示す値となる。
Ｔｒ（３１５ｍＷ）＝２５℃＋（１１３０℃／Ｗ）×０．３１５Ｗ
＝２５℃＋３５５．９５℃
＝３８０．９５℃ …（７）
【００１２】
また、基点温度２５℃での白金コイルＲｒの抵抗値を１．６４７Ωとすると、比較素子３の抵抗値温度係数ＴＣＲｒは下記の式（８）に示す値となる。
３．５Ω＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（３８０．９５℃−２５℃）｝
２．１２５＝１＋ＴＣＲｒ×３５５．９５℃
１．１２５＝ＴＣＲｒ×３５５．９５℃
ＴＣＲｒ＝３１６１ppm／℃ …（８）
【００１３】
次に、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変動したときの白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値について求める。一般に負荷の抵抗値Ｒが不変であるなら、印加電圧Ｖが変化すれば、電力Ｐ＝Ｖ2×Ｒの関係から、電力Ｐは印加電圧Ｖの変化分の２乗の変化として現れる。しかしながら、白金コイルＲｓ、Ｒｒは、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が上昇し、消費電力が増すと、その抵抗値も上昇する。このため、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が増加した結果として、白金コイルＲｓ、Ｒｒの電力が供給される電圧の変化分の２乗倍になることはない。そこで、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が僅かに増加した結果、白金コイルＲｓ、Ｒｒの双方に発生する電力が＋２％増したときの、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値について計算してみる。このとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒには、３１５ｍＷ×１．０２＝３２１．３ｍＷの電力が発生する。
【００１４】
よって、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの温度Ｔｓ（３２１．３ｍＷ）は、下記の式（９）に示す値となる。
Ｔｓ（３２１．３ｍＷ）＝２５℃＋（１２５０℃／Ｗ）×０．３２１３Ｗ
＝２５℃＋４０１．６２５℃
＝４２６．６２５℃ …（９）
【００１５】
次に、上記式（６）に示す白金コイルＲｓの抵抗値温度係数ＴＣＲｓ＝２８５７ppm／℃を用いて、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの抵抗値Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）を求めると、下記の式（１０）に示す値となる。
Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（４２６．６２５℃−２５℃）｝
＝１．６４７Ω×（１＋２８５７ppm／℃×４０１．６２５℃）
＝１．６４７Ω×（１＋１．１４７４４）
＝１．６４７Ω×２．１４７４４
＝３．５３６８３Ω …（１０）
【００１６】
また、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの温度Ｔｒ（３２１．３ｍＷ）は、下記の式（１１）に示す値となる。
Ｔｒ（３２１．３ｍＷ）＝２５℃＋（１１３０℃／Ｗ）×０．３２１３Ｗ
＝２５℃＋３６３．０６９Ｗ
＝３８８．０６９℃ …（１１）
【００１７】
次に、上記式（８）に示す白金コイルＲｒの抵抗値温度係数ＴＣＲｒ＝３１６１ppm／℃を用いて、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの抵抗値Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）を求めると、下記の式（１２）に示す値となる。
Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｒ×（３８８．０６９℃−２５℃）｝
＝１．６４７Ω×（１＋３１６１ppm／℃×３６３．０６９℃）
＝１．６４７Ω×（１＋１．１４７６６１１）
＝１．６４７Ω×２．１４７６６１１
＝３．５３７１９Ω …（１２）
よって、Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）≠Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）となる。
【００１８】
上述した例では、白金コイルＲｓ、Ｒｒの基点温度２５℃での抵抗値が双方とも１．６４７Ωで、ブリッジ回路Ｂに２．１Ｖを供給したときの白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値が３．５Ωであり、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が１：１である。しかしながら、検出素子２と比較素子３との熱抵抗に差が生じていると、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化して白金コイルＲｓ、Ｒｒに発生する電力及び温度が変化すると、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わってしまい、センサ出力Ｖ0を一定にすることができない。
【００１９】
このため、例えば変動幅±１０％程度の１００Ｖ商用交流電圧を電源トランスで降圧させた交流電圧を直接ブリッジ回路Ｂに供給すると、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が常に変動するため、エアベース、基点温度２５℃の状態でセンサ出力Ｖ0が変動してしまい、正確にガス濃度を検出することができない。
【００２０】
そこで、一定電圧Ｅ0をブリッジ回路Ｂに対して供給する駆動回路１００として、例えば図７に示すようなブリッジ整流（両波整流）方式の駆動回路１００が知られている。同図（Ａ）に示すように、駆動回路１００は、電源トランス１０１と、ダイオードブリッジ１０２と、コンデンサＣ１と、レギュレータ１０３と、を備えている。電源トランス１０１は、図示しない交流電圧源から供給される交流電圧を降圧するトランスである。ダイオードブリッジ１０２は、４つのダイオードから構成されていて、電源トランス１０１から供給される交流電圧を全波整流してコンデンサＣ１に供給する。コンデンサＣ１は、同図（Ｂ）に示すように、全波整流された交流電圧を平滑化してレギュレータ１０３に対して供給する。レギュレータ１０３は、コンデンサＣ１から供給される電圧の同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて、一定電圧Ｅ0をブリッジ回路Ｂに供給する。
【００２１】
レギュレータ１０３は、上述したように同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて一定電圧Ｅ0を得ているため、電力ロスが大きい、という問題があった。また、上述したレギュレータ１０３には、当然一定電圧Ｅ0以上の電圧を供給する必要があるため、大きな容量値のコンデンサＣ１が必要となり、スペース的、コスト的に問題があった。次に、一定電圧Ｅ0を電源トランス１０１から供給される５０Ｈｚの交流電圧のピーク電圧Ｖｐｋの７０％としたとき（∵Ｅ0＝Ｖｐｋ×０．７）、Ｖｐｋ×０．７以上の電圧をレギュレータ１０３の入力電圧として維持するのに必要なコンデンサＣ１の容量について求めてみる。今、７ｍ秒でＶｐｋからＶｐｋ×０．７に下がると仮定すると、下記の式（１３）が成立する。
０．７＝１−ｅ-(7m秒/CR) …（１３）
なお、Ｃ＝コンデンサＣ１の容量、Ｒ＝ブリッジ回路Ｂの抵抗値に相当する。よって、Ｒ＝７Ωとすると、Ｃ≒１２００μＦとなり、決して、小さくはない容量が必要であることが分かる。
【００２２】
また、従来、上述したガス検出装置１のブリッジ回路Ｂに電源を供給する駆動回路１００としては、例えば図８に示すようなダイオードブリッジ１０２の代わりに１つのダイオードＤを設けた半波整流方式の駆動回路１００が知られている。ダイオードＤは、電源トランス１０１から供給される交流電圧を半波整流してコンデンサＣ１に供給する。コンデンサＣ１は、同図（Ｂ）に示すように、半波整流された交流電圧を平滑化してレギュレータ１０３に対して供給する。上述した半波整流方式の駆動回路１００において電源トランス１０１から供給される電圧は、１個のダイオードＤに流れる。このため、半波整流方式の駆動回路１００は、ブリッジ整流方式の駆動回路１００に比べてダイオードによる電圧ロス分を１個分低減することができる。
【００２３】
しかしながら、上述した半波整流方式の駆動回路１００は、ブリッジ整流方式の駆動回路１００と同様にレギュレータ１０３により同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて一定電圧Ｅ0を得ているため、電力ロスが大きい、という問題を解決していない。また、半波整流方式の駆動回路１００に用いるコンデンサＣ１は、その容量がブリッジ整流方式の駆動回路１００に用いられるコンデンサＣ１の容量よりも大きくなり、より一層スペース的、コスト的に問題があった。
【００２４】
次に、半波整流方式の駆動回路１００において、一定電圧Ｅ0を電源トランス１０１から供給される５０Ｈｚの交流電圧のピーク電圧Ｖｐｋの７０％としたとき（∵Ｅ0＝Ｖｐｋ×０．７）、Ｖｐｋ×０．７以上の電圧をレギュレータ１０３の入力電圧として維持するのに必要なコンデンサＣ１の容量について求めてみる。今、ブリッジ整流方式よりも１０ｍ秒長い１７ｍ秒でＶｐｋからＶｐｋ×０．７に下がると仮定すると、下記の式（１４）が成立する。
０．７＝＝１−ｅ-(17m秒/CR) …（１４）
なお、Ｃ＝コンデンサＣ１の容量、Ｒ＝ブリッジ回路Ｂの抵抗値に相当する。よって、Ｒ＝７Ωとすると、Ｃ≒２９００μＦとなり、ブリッジ整流方式にも増して、決して、小さくはない容量が必要であることが分かる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
そこで、本発明は、電力ロスを低減しつつ負荷回路に供給される電圧の安定化を図ることができる駆動回路を安価に提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、負荷回路に対して電源を供給する駆動回路において、前記負荷回路と交流電圧源との間に設けられ、かつ、前記負荷回路に対して正電圧を供給する方向に導通する半導体スイッチ手段と、前記負荷回路と前記交流電圧源との間に設けられ、前記負荷回路に供給される交流電圧を全波整流するダイオードブリッジと、前記負荷回路に供給された交流電圧と所定値とを比較して、前記負荷回路に供給される交流電圧の大きさが前記所定値を越えないように前記半導体スイッチ手段を制御する比較手段と、を備えたことを特徴とする駆動回路に存する。
【発明の効果】
【００２７】
以上説明したように請求項１記載の発明によれば、コンデンサが必要ない。しかも、半導体スイッチ手段を用いて所定値を超えた交流電圧を交流電圧源から取り込まないように電圧制限されているので、レギュレータのように所定値を越えた交流電圧を交流電圧源から取り込んで所定値以上の電圧を熱損失させて一定電圧を得ていないため、電力ロスを低減しつつ負荷回路に供給される電圧の安定化を図ることができる駆動回路を安価に得ることができる。また、ダイオードブリッジを設けることにより、正の交流電圧の大きさを所定値に電圧制限する半導体スイッチ手段と、負の交流電圧の大きさを所定値に電圧制限する半導体スイッチ手段と、を別々に設ける必要がなく、コストダウンを図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、ガス検出装置１は、負荷回路としてのブリッジ回路Ｂと、ＯＰアンプＡ１と、駆動回路１０と、を備えている。ブリッジ回路Ｂは、検出素子２と、比較素子３と、固定抵抗Ｒ１１及びＲ１２と、可変抵抗ＲＶ１と、から構成されている。上記検出素子２及び比較素子３は、互いに直列に接続されている。
【００２９】
検出素子２は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒が担持されたアルミナ担体から構成された触媒担持体２１と、この触媒担持体２１に覆われた第１測温抵抗体としての白金コイルＲｓと、から構成されている。比較素子３は、可燃ガスに対して不感となる材料であるアルミナ担体のみから構成された触媒非担持体３１と、この触媒非担持体３１に覆われた第２測温抵抗体としての白金コイルＲｒと、から構成されている。上記検出素子２の白金コイルＲｓと、比較素子３の白金コイルＲｒとは、可燃ガスのない空気中（エアベース）では等しい抵抗値になるように設けられている。
【００３０】
上記固定抵抗Ｒ１１、Ｒ１２及び可変抵抗ＲＶ１は互いに直列に接続されていて、検出素子２及び比較素子３に並列に接続されている。ＯＰアンプＡ１は、その−入力が抵抗を介して検出素子２及び比較素子３の中間電圧Ｖｍに接続され、＋入力が抵抗を介して固定抵抗Ｒ１１と固定抵抗Ｒ１２との間の可変抵抗ＲＶ１により可変な中間電圧Ｖｋが供給されている。また、ＯＰアンプＡ１は、その＋入力が抵抗を介して接地されている。よって、ＯＰアンプＡ１の出力は、中間電圧Ｖｍと中間電圧Ｖｋとの差（＝Ｖｍ−Ｖｋ）となる。このＯＰアンプＡ１の出力が、センサ出力Ｖ0となる。
【００３１】
駆動回路１０は、電源トランス１１と、ダイオードブリッジ１２と、半導体スイッチ手段としてのトランジスタＱ１と、比較回路１３と、を備えている。電源トランス１１は、図示しない交流電圧源から供給される交流電圧を降圧するトランスである。電源トランス１１の一端は、ダイオードブリッジ１２の端子ｅに接続されている。一方、電源トランス１１の他端は、ダイオードブリッジ１２の端子ｆに接続されている。
【００３２】
ダイオードブリッジ１２は、４つのダイオードから構成されている。ダイオードブリッジ１２は、ブリッジ回路Ｂと電源トランス１１との間に設けられ、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧を全波整流する。
【００３３】
トランジスタＱ１は、ブリッジ回路Ｂの検出素子２及び固定抵抗Ｒ１１の接続点とダイオードブリッジ１２の端子ｇとの間に設けられている。トランジスタＱ１は、ブリッジ回路Ｂに対して正の交流電圧を供給する方向に導通する、即ち矢印Ｙ１１方向に電流が流れるｐｎｐ型のトランジスタである。
【００３４】
上記比較回路１３は、ＯＰアンプＡ２から構成されている。ＯＰアンプＡ２は、−入力が抵抗を介して電圧Ｖｔｈ（所定値）に接続されている。ＯＰアンプＡ２は、＋入力がブリッジ回路Ｂの検出素子２と固定抵抗Ｒ１１との接続点が接続されている。ＯＰアンプＡ２の−入力と出力とは抵抗を介して接続されている。よって、ＯＰアンプＡ２は、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧が電圧Ｖｔｈを超えたときにＨレベルを出力し、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧が電圧Ｖｔｈ以下のときにＬレベルを出力する。ＯＰアンプＡ２は、その出力が抵抗を介してトランジスタＱ１のベースに接続されている。
【００３５】
よって、図２（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、比較回路１３は、ブリッジ回路Ｂに供給される全波整流された交流電圧が電圧Ｖｔｈ以下のときはＬレベルを出力してトランジスタＱ１を導通状態に制御する。これにより、電源トランス１１からの交流電圧が第１トランジスタＱ１を通じてブリッジ回路Ｂに供給される。また、比較回路１３は、ブリッジ回路Ｂに供給される全波整流された交流電圧が電圧Ｖｔｈを越えるとＨレベルを出力してトランジスタＱ１を非導通状態に制御する。これにより、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧が電圧Ｖｔｈを下回ると再びＬレベルを出力してトランジスタＱ１を導通状態にする。即ち、比較回路１３は、Ｈレベル、Ｌレベルの出力を繰り返して、トランジスタＱ１を通じてブリッジ回路Ｂに供給される全波整流された交流電圧の大きさが電圧Ｖｔｈを越えないように電圧制限を行う。以上の駆動回路１０によれば、図２に示すように、ダイオードブリッジ１２により全波整流された交流電圧が電圧Ｖｔｈで一定になるように電圧制限される。
【００３６】
以上の駆動回路１０によれば、トランジスタＱ１を用いて電圧Ｖｔｈを超えた大きさの交流電圧を図示しない交流電圧源から取り込まないように電圧制限されている。これに対して、従来のレギュレータは、電圧Ｖｔｈを超えた大きさの交流電圧を図示しない交流電圧源から取り込んで電圧Ｖｔｈ以上の大きさの電圧を熱損失させて一定電圧を得ている。よって、上記駆動回路１０によれば、電力ロスを低減しつつブリッジ回路Ｂに電圧Ｖｔｈでほぼ一定との電圧を供給することができる。さらに、コンデンサも必要ないので、省スペース化及びコストダウンを図ることができる。
【００３７】
次に、実効値１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するための電圧Ｖｔｈの設定方法について図３を参照して以下説明する。図３（Ａ）に示すように、実効値１Ｖの交流電圧のピーク電圧は１×√２＝１．４１４Ｖとなる。次に、電圧Ｖｔｈをピーク電圧の１／√２に設定したとき、図３（Ａ）の斜線で示す電力と同一電力を得るためには、１．２１倍の交流電圧を供給すればよい。即ち、図３（Ｂ）に示すように、ピーク電圧１．４１４Ｖ×１．２１＝約１．７Ｖの交流電圧を電圧Ｖｔｈ＝１Ｖ×１．２１＝１．２１Ｖで制限すると、図３（Ａ）の斜線で示す電力と図３（Ｂ）の斜線で示す電力とが等しくなる。
【００３８】
次に、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するために電圧Ｖｔｈの設定方法について参照して以下説明する。電圧Ｖｔｈをピーク電圧の１／√２に設定したとき、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するには、実効値２．１Ｖの交流電圧を１．２１倍すればよい。即ち、図３（Ｃ）に示すように、ピーク電圧＝２．１×√２×１．２１≒３．５８Ｖの交流電圧を電圧Ｖｔｈ＝２．１×１．２１≒２．５４Ｖ制限した電圧をブリッジ回路Ｂに供給すればよい。
【００３９】
また、ダイオードブリッジ１２を構成するダイオードの順方向電圧Ｖｆを考慮すると、順方向電圧Ｖｆ＝２Ｖであれば２×２Ｖだけ加算したピーク電圧３．５８Ｖ＋２Ｖ＝５．５８Ｖの交流電圧を電源トランス１１から供給すればよい。
【００４０】
なお、上述した実施形態によれば、電圧Ｖｔｈを交流電圧のピークの１／√２倍に設定していたが、本発明はこれに限ったものではない。電圧Ｖｔｈを交流電圧のどの位置に設定するかは、ブリッジ回路Ｂの熱容量、放熱容量によって異なる。
【００４１】
また、上述した実施形態によれば、負荷回路として、検出素子２及び比較素子３を備えたブリッジ回路Ｂを用いていたが、本発明はこれに限ったものではない。一定電圧の供給が必要な負荷回路であればよい。
【００４２】
また、前述した実施形態は本発明の代表的な形態を示したに過ぎず、本発明は、実施形態に限定されるものではない。即ち、本発明の骨子を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】第１実施形態における本発明のセンサ駆動回路を組み込んだガス検出装置を示す回路図である。
【図２】（Ａ）及び（Ｂ）は図１に示す駆動回路からブリッジ回路に供給される電圧及び比較回路の出力、のタイムチャートである。
【図３】実効値１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するための電圧Ｖｔｈの設定方法と、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するために電圧Ｖｔｈの設定方法とを説明するためのグラフである。
【図４】従来のセンサ回路を組み込んだガス検出装置の一例を示す回路図である。
【図５】図４のブリッジ回路に供給される電圧が２．１Ｖであるときのセンサ出力を求めるための説明図である。
【図６】図４のブリッジ回路に供給される電圧が２．３Ｖであるときのセンサ出力を求めるための説明図である。
【図７】（Ａ）はブリッジ整流方式の駆動回路の一例を示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）に示すレギュレータに供給される電圧のタイムチャートである。
【図８】（Ａ）は半波整流方式の駆動回路の一例を示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）に示すレギュレータに供給される電圧のタイムチャートである。
【符号の説明】
【００４４】
１０ 駆動回路
１２ ダイオードブリッジ
１３ 比較回路
Ｂ ブリッジ回路（負荷回路）
Ｑ１ トランジスタ（半導体スイッチ手段）
Ｖｔｈ 電圧（所定値）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷回路に対して電源を供給する駆動回路において、
前記負荷回路と交流電圧源との間に設けられ、かつ、前記負荷回路に対して正電圧を供給する方向に導通する半導体スイッチ手段と、
前記負荷回路と前記交流電圧源との間に設けられ、前記負荷回路に供給される交流電圧を全波整流するダイオードブリッジと、
前記負荷回路に供給された交流電圧と所定値とを比較して、前記負荷回路に供給される交流電圧の大きさが前記所定値を越えないように前記半導体スイッチ手段を制御する比較手段と、
を備えたことを特徴とする駆動回路。
【請求項１】
負荷回路に対して電源を供給する駆動回路において、
前記負荷回路と交流電圧源との間に設けられ、かつ、前記負荷回路に対して正電圧を供給する方向に導通する半導体スイッチ手段と、
前記負荷回路と前記交流電圧源との間に設けられ、前記負荷回路に供給される交流電圧を全波整流するダイオードブリッジと、
前記負荷回路に供給された交流電圧と所定値とを比較して、前記負荷回路に供給される交流電圧の大きさが前記所定値を越えないように前記半導体スイッチ手段を制御する比較手段と、
を備えたことを特徴とする駆動回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１０−１２４１８４（Ｐ２０１０−１２４１８４Ａ）
【公開日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２９５３２６（Ｐ２００８−２９５３２６）
【出願日】平成２０年１１月１９日（２００８．１１．１９）
【出願人】（０００００６８９５）矢崎総業株式会社 (7,019)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１１月１９日（２００８．１１．１９）
【出願人】（０００００６８９５）矢崎総業株式会社 (7,019)
【Ｆターム（参考）】
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