ＦＭ復調装置とＦＭ受信装置および電子機器
【課題】帰還ループでスレッショルドレベルを改善するＦＭ復調装置において、回路の遅延による不具合を解消する。
【解決手段】ＦＭ変調信号の搬送波成分を除去する第１ミキサと第１信号発生器、第１ミキサの出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅と同程度で帯域制限する第１フィルタ、第１フィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第１ＦＭ復調器と共に、ＦＭ変調信号を一定時間遅延させる遅延バッファ、バッファ通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２ミキサと第２信号発生器、第２ミキサの出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２フィルタ、第２フィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第２ＦＭ復調器を設け、第２信号発生器で生成する周波数信号を第１ＦＭ復調器で復調された信号によりＦＭ変調する構成とし、かつ第１，２ミキサ・信号発生器・フィルタ・ＦＭ復調器を同一のデジタル信号処理回路で構成する。
【解決手段】ＦＭ変調信号の搬送波成分を除去する第１ミキサと第１信号発生器、第１ミキサの出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅と同程度で帯域制限する第１フィルタ、第１フィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第１ＦＭ復調器と共に、ＦＭ変調信号を一定時間遅延させる遅延バッファ、バッファ通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２ミキサと第２信号発生器、第２ミキサの出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２フィルタ、第２フィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第２ＦＭ復調器を設け、第２信号発生器で生成する周波数信号を第１ＦＭ復調器で復調された信号によりＦＭ変調する構成とし、かつ第１，２ミキサ・信号発生器・フィルタ・ＦＭ復調器を同一のデジタル信号処理回路で構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ラジオ、ＦＭトランシ−バなどの電子機器に用いられ、ＦＭ送信機より送信されたＦＭ変調信号を受信してＦＭ復調処理を行なう技術に係り、特に、ＦＭ復調処理を、回路規模を増大させることなく高品質に行なうのに好適な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ放送波をはじめ全てのアナログ変調方式の放送波の受信品質は、受信機出力の信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｖｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）で決まる。送信機より送信された放送波は伝送中に通信路雑音を受け、受信機入力では大きく信号の減衰あるいは歪を発生させたものとなる。
【０００３】
一般に、受信機入力信号の品質は、受信電力中に含まれる搬送波電力対雑音電力比（ＣＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｖｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）で表される。特にＦＭ放送波においては、受信機入力の雑音電力と搬送波電力が同程度になると急激にＳＮＲが悪化するスレショルド現象が現れる。
【０００４】
ＦＭ放送受信用の受信装置は、アンテナの小形化および自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においても高ＳＮＲ出力化の要請があり、これを実現する為に、スレッショルドレベルの改善が必要になる。このスレッショルドレベルの改善技術について，以下、図３を参照しながら説明する。
【０００５】
図３において、ＦＭ信号入力端子Ａより入力された高周波ＦＭ信号は、ミキサ３１に印加される。また、同調電圧入力端子Ｃに加えられた直流電圧に応じた周波数でＶＣＯ（発振器）３２は発振し、その出力はミキサ３１に注入される。ミキサ３１では、上述の２つの信号の差の周波数成分が中間周波ＦＭ信号として得られる。
【０００６】
ミキサ３１からの中間周波ＦＭ信号に対して、帯域通過フィルタ３３において、必要な帯域以外の雑音成分を除き、ＦＭ復調器３４において、ＦＭ復調してベースバンド出力として取り出す。
【０００７】
このベースバンド出力は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３５において、ベースバンド領域での不要な高域の雑音が除去され、直流増幅器３６を通して復調信号出力端子Bに復調信号が導かれる。
【０００８】
さらに、この復調信号を、ＶＣＯ３２における、端子Ｃとは別に設けられた電圧制御端子Ｄに印加し、ＶＣＯ３２の出力信号をＦＭ変調する。
【０００９】
この際、端子Ａから入力されるＦＭ信号とＶＣＯ３２出力のＦＭ信号の変調信号とが同相になるように、ミキサ３１、帯域通過フィルタ３３、ＦＭ復調器３４、ＬＰＦ３５、直流増幅器３６、ＶＣＯ３２のループを構成することにより、ミキサ３１の出力の中間周波ＦＭ信号の周波数偏移を、端子Ａに人力されるＦＭ信号の周波数偏移よりも圧縮することができる。
【００１０】
従って、周波数偏移の減少分だけＦＭ信号の占有周波数帯域増幅が減少し、帯域通過フィルタ３３の帯域幅も、それに応じて狭帯域化が可能となる。
【００１１】
帯域通過フィルタ３３の狭帯域化は、ＦＭ復調器３４へ入力される信号の雑音電力を抑えることになり、スレッショルドレベルが改善される。
【００１２】
このような技術を用いた従来技術としては特許文献１（特開平６−３７８２３号公報）と、特許文献２（特開平７−２７３６７７号公報）に記載のものがある。
【００１３】
しかしながら、従来技術では、復調した信号でＶＣＯ３２に変調をかけ、入力波の周波数変化を少なくするという、アンプの負帰還と同じような考え方をすることからも明らかなように、入力波の周波数に対して、復調された変調信号との時間のずれが大きいと、位相が回転して系が発散し発振現象を起こしてしまう。
【００１４】
すなわち、帰還ループで発生する遅延による位相のずれは無視できないレベルになり、この遅延により、入力されるＦＭ信号に対してＶＣＯ３２で発生するＦＭ変調信号と位相のずれが生じる。
【００１５】
ループの遅延時間の２倍を一周期とする周波数の変調信号では、ＶＣＯ３２の変調信号と端子Ａに入力されるＦＭ信号の変調信号との位相が逆相となり、周波数偏移は、圧縮されず、逆に増大してしまうという現象が生じる。
【００１６】
この増大した信号は、次段の狭帯域化を施した帯域通過フィルタ３３で処理されてしまい、その結果、適切なＦＭ復調信号が得られなくなる。
【００１７】
上述の特許文献１，２に記載の従来技術では、このような課題に対する対策を施している。しかし、この特許文献１，２に記載の従来技術では、アナログ回路にて上述の課題に対する対策を行っており、個別の素子数が増えることに加えて、各アナログ素子特性に精度が要求されることから、素子のサイズが大きくなり不経済である。
【００１８】
特に、近年ではＦＭ復調器はＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）で構成されることが多い。そのＬＳＩにおいてはプロセスの微細化技術が進み、微細化技術は、特にデジタル部へのサイズ貢献度は高いがアナログ部への貢献度は低いので、デジタル信号処理による、上述の素子サイズに関する課題の解決は非常に有意義なものとなる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
解決しようとする問題点は、従来のＦＭ信号処理技術では、帰還ループで発生する遅延による位相のずれによる周波数偏移の不具合（圧縮されず、逆に増大してしまうという現象が生じる）に対する対策を、アナログ回路にて行っており、個別の素子数が増えることに加えて、各アナログ素子特性に精度が要求されることから、素子のサイズが大きくなり不経済である点である。
【００２０】
本発明の目的は、これら従来技術の課題を解決し、回路規模を増大させることなく、帰還ループで発生する遅延による位相のずれによる周波数偏移の不具合（圧縮されず、逆に増大してしまうという現象が生じる）を解消させることである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するため、本発明では、（１）ＦＭ変調された信号に対する信号処理を行う信号処理手段として、入力されたＦＭ変調信号の搬送波成分もしくは中間周波数成分を除去する第１のミキサと、第１のミキサにて除去する周波数信号を生成する第１信号発生器と、第１のミキサ出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅と同程度の帯域幅で帯域制限する第１のフィルタと、第１のフィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第１のＦＭ復調器と、入力されるＦＭ変調信号を一定時間遅延させる遅延バッファと、遅延バッファ通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２のミキサと、第２のミキサにて除去する所定周波数信号を生成する第２の信号発生器と、第２のミキサ出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２のフィルタと、第２のフィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第２のＦＭ復調器とを設けると共に、第２の信号発生器で生成する周波数信号を、第１のＦＭ復調器で復調した信号によりＦＭ変調する構成とする。（２）また、信号処理手段として、第１のＦＭ復調器と第２の信号発生器間に、第１のＦＭ復調器で復調された信号による第２の信号発生器に対するＦＭ変調の周波数偏移係数を設定により変更する手段（ＦＭ変調帯域圧縮信号生成器）を設けると共に、第２のフィルタの制限帯域を設定により変更する手段を設け、設定した周波数偏移係数に応じて第２のフィルタの制限帯域を変更設定する。（３）また、遅延バッファの遅延量は、第１のミキサおよび第２信号発生器の各処理遅延時間（入力された信号が出力されるまでに要する時間）と、第１のミキサと第２信号発生器間で信号処理を行う第１のフィルタと第１のＦＭ復調器を少なくとも含む、各信号処理手段の処理遅延時間の合計に正確に一致させる。（４）また、第１のＦＭ復調器と第２の信号発生器間に、第１のＦＭ復調器で復調された信号からＤＣオフセットを検出する手段（ＤＣオフセット検出器）を設け、第２の信号発生器は、検出されたＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて周波数信号を生成する。（５）また、各信号処理手段による処理を、デジタル信号処理により実施する。（６）特に、第１のミキサと第２のミキサ、第１の信号発生器と第２の信号発生器、第１のフィルタと第２のフィルタ、第１のＦＭ復調器と第２のＦＭ復調器のそれぞれは、各々物理的には同一のデジタル信号処理回路であって、タイムシェアすることで各々のデジタル信号処理を行う。（７）第１のミキサおよび第２のミキサは、位相回転を行うデジタル信号処理によって実現し、第１の信号発生器および第２の信号発生器は、位相回転量を演算するデジタル信号処理によって実現する。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、（１）ＦＭ帯域圧縮を行なうことで、自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においてもＦＭ復調信号の高ＳＮＲ出力化、つまりスレッショルドレベルの改善を行なうことができる。（２）また、ＦＭ帯域圧縮を実施するにあたり、圧縮率を任意に設定できるようにすることにより、最適なＦＭ帯域圧縮率の選択および制御ができる。（３）また、入力されるＦＭ変調信号を遅延させる遅延バッファの遅延量を、第１のミキサおよび第２信号発生器の処理遅延時間と、第１のフィルタおよび第１のＦＭ復調器を含む、第１のミキサと第２信号発生器間での信号処理を行う各信号処理回路の処理遅延時間との合計と正確に一致させることにより、位相のずれが生じずにＦＭ帯域圧縮を実現することができる。（４）また、第１のＦＭ復調器で復調された信号からＤＣオフセットを検出する手段を設け、第２信号発生器で生成する周波数信号は、ＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて生成する構成とすることにより、ＦＭ送受信で生じる中心周波数のずれを補正することができる。（５）また、デジタル信号処理で行なうこととすることにより、微細化技術を適用したプロセスを用いたＬＳＩへのインプリメントを行なう場合では、ＬＳＩのサイズの縮小に大きく貢献することができる。（６）また、第１のミキサと第２のミキサ、第１の信号発生器と第２の信号発生器、第１のフィルタと第２のフィルタ、第１のＦＭ復調器と第２のＦＭ復調器のそれぞれを、各々、物理的には同一のデジタル信号処理回路とすることにより、機能増加に伴う回路の増加を抑えることができる。（７）また、第１のミキサおよび第２のミキサを、位相回転を行うデジタル信号処理によって実現することで、回路の増加を抑えることができる。（８）特に、デジタル信号処理により、正確な信号の遅延量を見込めることにより、位相のずれを生じずにＦＭ帯域圧縮を適正に行なうことができる。また、ＦＭ帯域圧縮のために追加する回路は、ＦＭ帯域圧縮を行わない回路と大部分は共通回路となるので、タイムシェアして処理することが可能であり、回路規模が増大しないという効果もある。（９）すなわち、本発明によれば、自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においてもＦＭ復調信号の高ＳＮＲ出力化、つまりスレッショルドレベルの改善を適切に行なうことができ、かつ、回路規模が増大しない装置を提供することができる。（１０）また、微細化技術を適用したプロセスを用いたＬＳＩへのインプリメントを行なう場合では、ＬＳＩのサイズの縮小に大きく貢献することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明に係るＦＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１におけるＦＭ復調装置の詳細構成例を示すブロック図である。
【図３】従来のＦＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。
【図４】図２におけるＦＭ復調装置へ入力される信号ＦＭ変調信号の形態例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、図を用いて本発明を実施するための最良の形態例を説明する。図１においては、本発明に係るＦＭ復調装置の構成を従来技術と比較可能な形で表しており、図２においては、図１におけるＦＭ復調装置の実施の形態例を示しており、この図２におけるＦＭ復調装置へのＦＭ変調信号入力は、図４に示すような形態で複素信号化されているものとする。
【００２５】
図１に示すように、本発明に係るＦＭ受信機に設けるＦＭ復調装置は、ＦＭ変調された信号に対する信号処理を行ってベースバンド信号を生成するために、信号処理を行う信号処理回路として、入力端子Ａから入力されるＦＭ変調信号の搬送波成分を除去する第１ミキサ１と、第１ミキサ１にて除去する周波数信号を生成する第１信号発生器２と、第１ミキサ１の出力信号を、ＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅と同程度の帯域幅で帯域制限する第１のフィルタ（図中「第１帯域通過フィルタ」と記載）３と、第１のフィルタ３の通過後のＦＭ信号を復調する第１ＦＭ復調器４と共に、入力端子Ａから入力されるＦＭ変調信号を一定時間遅延させる遅延バッファ７と、遅延バッファ７通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２ミキサ１’と、第２ミキサ１’にて除去する所定周波数信号を生成する第２信号発生器２’と、第２ミキサ１’からの出力信号を、ＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２のフィルタ（図中「第２帯域通過フィルタ」と記載）３’と、第２のフィルタ３’通過後のＦＭ信号を復調する第２ＦＭ復調器４’とを設け、かつ、第１ＦＭ復調器４で復調した信号により第２信号発生器２’で生成する周波数信号をＦＭ変調する構成となっている。
【００２６】
また、信号処理回路として、第１ＦＭ復調器４と第２信号発生器２’間に、第１ＦＭ復調器４で復調された信号による第２信号発生器２’に対するＦＭ変調の周波数偏移係数を設定により変更可能とするＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）５を設けると共に、第２のフィルタ３’には、その制限帯域を設定により変更可能とする機能を設け、設定した周波数偏移係数に応じて各フィルタの制限帯域を設定する構成とする。
【００２７】
また、入力端子Ａに入力されるＦＭ変調信号を遅延させる遅延バッファ７の遅延量は、
第１ミキサ１および第２信号発生器２’の各信号処理遅延時間（入力された信号が出力されるまでに要する時間）と、第１ミキサ１と第２信号発生器２’間で信号処理を行う、第１のフィルタ３と第１ＦＭ復調器４を少なくとも含む、各信号処理回路の信号処理遅延時間の合計と正確に一致させる。
【００２８】
図１に示す例では、遅延バッファ７の遅延量は、第１ミキサ１の信号処理時間と、第１のフィルタ３の信号処理時間と、第１ＦＭ復調器４の信号処理時間と、ＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）５の信号処理時間、および、第２信号発生器２’における信号処理時間の合計に正確に一致させる構成とする。
【００２９】
また、ＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）５と並列に、第１ＦＭ復調器４で復調された信号からＤＣオフセットを検出するＤＣオフセット検出器６を設けることで、第２信号発生器２’が、ＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて周波数信号を生成する構成とする。
【００３０】
尚、ＤＣオフセット検出器６からは固定値（正確にはかなり低いサンプルレートで変更が入る）が出力されるの、ＤＣオフセット検出器６での信号処理遅延時間は、遅延バッファ７の遅延量の特定に際しての考慮の必要はない。
【００３１】
また、本例のＦＭ復調装置では、各信号処理回路を、デジタル信号処理により実施する構成とし、さらに、第１ミキサ１と第２ミキサ１’、第１信号発生器２と第２信号発生器２’、第１のフィルタ３と第２のフィルタ３’、第１ＦＭ復調器４と第２ＦＭ復調器４’のそれぞれは、各々物理的には同一のデジタル信号処理回路からなり、タイムシェアすることでデジタル信号処理を行う構成とする。
【００３２】
また、第１ミキサ１および第２ミキサ１’は、位相回転を行うデジタル信号処理によって実現し、第１信号発生器２および第２信号発生器２’は、位相回転量を演算するデジタル信号処理によって実現する構成とする。
【００３３】
以下、図２を用いて、本例のＦＭ変調装置の構成および動作説明を行う。図２において、位相回転器１ａ，１ｂは図１における第１，第２ミキサ１，１’に相当し、回転パラメータ係数生成器２ａ，２ｂは図１における第１，第２信号発生器２，２’に相当し、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａ，３ｂは図１における第１，第２のフィルタ３，３’に相当し、ＦＭ復調器４ａ，４ｂは図１における第１，第２ＦＭ復調器４，４’に相当する。
【００３４】
ＦＭ信号入力端子Ａより入力されたＦＭ信号は位相回転器１ａに入力される。入力されるＦＭ信号は、次の数１の式で表される。尚、この数１において、ｆ（ｔ）はＦＭ変調信号、ｆｃ（ｔ）は搬送波、ｓ（τ）は被変調信号、ｍは周波数偏移係数、ｆｎは帯域外不要波である。
【００３５】
【数１】
【００３６】
入力されたＦＭ信号に対して、位相回転器１ａでは、上記数１の式の中の搬送波を除去する動作を行なう。位相回転器１ａを実現する技術としては、例えばＣＯＲＤＩＣ（ＣＯｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ ＤＩｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ
）アルゴリズムを使用すれば良い。
【００３７】
デジタル信号処理におけるサンプリング周波数をｆｓ（ｔ）とすると、回転パラメ−タ係数生成器２ａより発生する係数は、次の数２に示す式となる。
【００３８】
【数２】
【００３９】
結果として、位相回転器１ａより出力される信号は、搬送波周波数「ｆｃ（ｔ）」と所望周波数「ｆｒ（ｔ）」とのずれが無い場合、すなわち、「ｆｃ（ｔ）＝ｆｒ（ｔ）」の関係が成り立つ場合、次の数３の式となる。
【００４０】
【数３】
【００４１】
また、搬送波周波数と所望の周波数とのずれが有る場合、すなわち、「ｆｃ（ｔ）≠ｆｒ（ｔ）」の関係が成り立つ場合には、次の数４の式となる。尚、数４において、ｆａ（ｔ）はＦＭ変調信号、ｆｎａは帯域外不要波、ｆｉはｆｃ（ｔ）とｆｒ（ｔ）の周波数ずれである。
【００４２】
【数４】
【００４３】
位相回転器１ａより出力される信号は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａに入力され、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａにおいて帯域外不要波が除去される。尚、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａの通過帯域は周波数偏移係数ｍで決まる帯域幅であるとする。
【００４４】
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａより出力される信号はＦＭ復調器４ａに入力され、ＦＭ復調器４ａにおいて、ＦＭ復調処理を行って被変調信号ｓ（τ）をとりだす。尚、数４の式のように、搬送波周波数と所望周波数とのずれがある場合は、被変調信号ｓ（τ）にＤＣオフセットが付くことになる。
【００４５】
取り出した被変調信号ｓ（τ）をＦＭ変調帯域圧縮係数生成器（可変）５ａに入力し、次の数５の式で表される圧縮係数Ｃｏを生成する。
【００４６】
【数５】
【００４７】
この数５の式から分かるように、圧縮係数Ｃｏは、周波数偏移係数ｍｃで決まる帯域幅のＦＭ変調信号である。尚、生成する圧縮係数は、予め準備された係数を選択して使用するようにしても良い。あるいは、書き換え可能なレジスタに従って生成するようにしても良い。
【００４８】
また、位相回転器１ａより出力される信号を、ＦＭ復調器４ａからＤＣオフセット係数生成器６ａに入力し、ＤＣオフセットを算出することでＤＣオフセット係数Ｄｃを生成する。ＤＣオフセットは、搬送波ｆｃ（ｔ）が所望周波数ｆｒ（ｔ）よりも大きい場合は正の値（＋）に、小さい場合は負の値（−）になる。
【００４９】
以上のようにして求めた圧縮係数ＣｏおよびＤＣオフセット係数Ｄｃを、回転パラメ−タ係数生成器２ｂに入力し、回転パラメ−タ係数生成器２ｂにおいて回転パラメ−タを生成する。この回転パラメ−タ係数生成器２ｂより発生する係数は、次の数６に示す式で表される。
【００５０】
【数６】
【００５１】
一方、ＦＭ信号入力端子Ａより入力されたＦＭ信号は遅延バッファ７ａに入力される。遅延バッファ７ａの役割は、ＦＭ信号入力端子Ａより入力された信号が、回転パラメ−タ係数生成器２ｂによる回転パラメ−タ生成までの信号処理時間分だけＦＭ変調信号ｆ（ｔ）を遅延させることである。
【００５２】
遅延バッファ７ａを実現する回路は、例えばシフトレジスタやＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ）、メモリ等を用いて実現すれば良い。デジタル信号処理技術では、フィルタの群遅延特性を一定にする回路も容易に実現できるので、入力信号周波数の違いによるＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａでの遅延のばらつきを気にせずに遅延時間を見積もることができる。
【００５３】
遅延バッファ７ａにおける段数は、サンプリング周波数ｆｓ（ｔ）を１サイクルとした信号処理とすると、例えば、位相回転器１ａによる処理がＮ１サイクル、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａでの信号遅延がＮ２サイクル、ＦＭ復調器４ａでの処理がＮ３サイクル、ＦＭ変調帯域圧縮係数生成器（可変）５ａおよび回転パラメ−タ係数生成器２ｂでの処理（ＦＭ復調器４ａで復調された信号によるＦＭ変調）にＮ４サイクルがかかるとすると、遅延バッファ７ａの段数は、「Ｎ１＋Ｎ２＋Ｎ３＋Ｎ４」段とすれば良い。
【００５４】
尚、ＦＭ変調帯域圧縮係数生成器（可変）５ａでは、FM復調器４ａの出力に係数（可変：レジスタ等で設定する）を乗算し、回転パラメータ係数生成器２ｂでは、ＦＭ変調帯域圧縮係数生成器（可変）５ａの出力と固定係数およびＤＣオフセット係数生成器６ａで生成された係数の演算を行なうが、ＤＣオフセット係数生成器６ａからは固定値（正確にはかなり低いサンプルレートで変更が入る）が出力されるので、ＤＣオフセット係数生成器６ａでの信号処理遅延時間は、遅延バッファ７ａの段数の特定に考慮する必要はない。
【００５５】
このようにして遅延バッファ７ａにより遅延したＦＭ変調信号に対し、位相回転器１ｂは、回転パラメータ係数生成器２ｂで発生する回転パラメ−タ係数を用いて位相回転を行う。
【００５６】
結果として、位相回転器１ｂより出力される信号は、搬送波周波数が所望の周波数である時、すなわち「ｆｃ（ｔ）＝ｆｒ（ｔ）」の条件が成り立つ時、次の数７の式となる。尚、数７の式において、ｆｂ（ｔ）はＦＭ変調信号、ｆｎｂは帯域外不要波である。
【００５７】
【数７】
【００５８】
数７の式からわかるように、ＦＭ変調信号の帯域幅は元の周波数偏移係数ｍで決まる帯域幅から、「ｍ−ｍｃ」で決まる帯域幅に圧縮されている。つまり元の信号より狭帯域化が実現できている。
【００５９】
遅延バッファ７ａが無い、もしくは適切な遅延制御ができていない場合は、位相回転器１ｂより出力される信号は、搬送波周波数が所望の周波数である時、すなわち、「ｆｃ（ｔ）＝ｆｒ（ｔ）」の条件が成り立つ時、次の数８の式となる。尚、数８の式において、ｎはゼロ（０）を除く自然数である。
【００６０】
【数８】
【００６１】
数８の式では、数７の式と違って、ＦＭ変調信号の帯域幅は、「ｍ−ｍｃ」で決まる帯域幅に圧縮されない。これは、従来技術で生じたループ遅延による結果と同等であり、遅延バッファ７ａによる適切な制御が、非常に重要であることを意味する。
【００６２】
位相回転器１ｂより出力される信号は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）３ｂにより帯域外不要波が除去される。Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）３ｂの通過帯域は、周波数偏移係数（ｍ−ｍｃ）で決まる帯域幅とする。
【００６３】
この時、帯域幅に基づいたＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒを実現する技術として、必要なＦｉｌｔｅｒ係数として予め準備された係数Tａｂｌｅを選択して使用するようにしても良い。また、Ｆｉｌｔｅｒ係数を生成するアルゴリズムを実装して通過させる帯域幅に応じた係数を生成しても良い。
【００６４】
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）３ｂより出力される信号は、ＦＭ復調器４ｂに入力され、ＦＭ復調器４ｂにおいてＦＭ復調処理を行い、被変調信号ｓ（τ）をとりだす。
【００６５】
そして、ローパスフィルタであるＬＰＦ８ａにおいて、ベースバンド領域での不要な高域の雑音を除去し、さらに、直流増幅器（図中「増幅器」と記載）９ａを通して復調信号出力端子Bに復調信号を出力する。
【００６６】
尚、図２において、破線で囲まれた「共通回路」として示すブロックは、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａとＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）３ｂで実現する通過帯域幅以外は共通の回路で実現されており、演算処理をタイムシェアすることで、回路量を増加することなく実現できる。
【００６７】
以上、図１，２，４を用いて説明したように、本例のＦＭ復調装置では、（１）信号処理回路として、ＦＭ変調信号の搬送波成分を除去する第１ミキサ１と、第１ミキサ１にて除去する周波数信号を生成する第１信号発生器２と、第１ミキサ１の出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅と同程度の帯域幅で帯域制限する第１フィルタ３と、第１フィルタ３通過後のＦＭ信号を復調する第１ＦＭ復調器４と、入力されるＦＭ変調信号を一定時間遅延させる遅延バッファ７と、遅延バッファ７通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２ミキサ１’と、第２ミキサ１’にて除去する所定周波数信号を生成する第２信号発生器２’と、第２ミキサ１’の出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２フィルタ３’と、第２フィルタ３’通過後のＦＭ信号を復調する第２ＦＭ復調器４’とを設け、第２信号発生器２’で生成する周波数信号を、第１のＦＭ復調器４で復調された信号によりＦＭ変調する構成としている。このような構成でＦＭ帯域圧縮を行なうことで、自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においてもＦＭ復調信号の高ＳＮＲ出力化、つまりスレッショルドレベルの改善を行なうことができる。
【００６８】
（２）また、第１ＦＭ復調器４で復調された信号によるＦＭ変調の周波数偏移係数を設定により変更可能とするＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）５と、第２フィルタ３’を、制限帯域を設定により変更可能とし、設定した周波数偏移係数に応じてフィルタの制限帯域を設定する構成として、ＦＭ帯域圧縮を実施するにあたり、圧縮率を任意に設定できるようにすることにより、最適なＦＭ帯域圧縮率の選択および制御ができる。
【００６９】
（３）また、入力されるＦＭ変調信号を遅延させる遅延バッファ７の遅延量を、第１ミキサ１の処理遅延時間と第２信号発生器２’における処理遅延時間、および、第１ミキサ１間と第２信号発生器２’間で信号処理を行う、第１フィルタ３と第１ＦＭ復調器４を少なくとも含む各信号処理回路の処理遅延時間の合計に正確に一致させることにより、位相のずれが生じずにＦＭ帯域圧縮を実現することができる。
【００７０】
（４）また、信号処理回路として、第１ＦＭ復調器４と第２信号発生器２’間に、第１ＦＭ復調器４で復調された信号からＤＣオフセットを検出するＤＣオフセット検出器６を設け、第２信号発生器２’においては、ＤＣオフセット検出器６で検出されたＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて周波数信号を生成する構成とすることにより、ＦＭ送受信で生じる中心周波数のずれを補正することができる。
【００７１】
（５）また、各信号処理回路を、デジタル信号処理により実施する構成とすることにより、微細化技術を適用したプロセスを用いたＬＳＩへのインプリメントを行なう場合では、ＬＳＩのサイズの縮小に大きく貢献することができる。
【００７２】
（６）また、第１ミキサ１と第２ミキサ１’、第１信号発生器２と第２信号発生器２’、第１フィルタ３と第２フィルタ３’、第１ＦＭ復調器４と第２ＦＭ復調器４’のそれぞれを、各々、物理的には同一のデジタル信号処理回路とすることにより、本例で実現する機能増加に伴う回路の増加を抑えることができる。
【００７３】
（７）また、第１ミキサ１および第２ミキサ１’を、位相回転を行うデジタル信号処理によって実現し、第１信号発生器２および第２信号発生器２’を、位相回転量を演算するデジタル信号処理によって実現することで、回路の増加を抑えることができる。
【００７４】
このように、デジタル信号処理により、正確な信号の遅延量を見込めることにより、位相のずれを生じずにＦＭ帯域圧縮を適正に行なうことができる。
【００７５】
また、ＦＭ帯域圧縮のために追加する回路は、ＦＭ帯域圧縮を行わない回路と大部分は共通回路となるので、タイムシェアして処理することが可能であり、回路規模が増大しないという効果もある。
【００７６】
すなわち、本例のＦＭ復調装置によれば、自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においてもＦＭ復調信号の高ＳＮＲ出力化、つまりスレッショルドレベルの改善を適切に行なうことができ、かつ、回路規模が増大しない装置を提供することができる。
【００７７】
また、微細化技術を適用したプロセスを用いたＬＳＩへのインプリメントを行なう場合では、ＬＳＩのサイズの縮小に大きく貢献することができる。
【００７８】
尚、本発明は、図１，２，４を用いて説明した例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、本例では、「搬送波」を用いた説明を行っているが、この「搬送波」は、スーパーヘテロダイン方式で用いる「中間周波」としても良く、その他の技術に関しても、本発明は、本例での説明で例示したものに制限されるものではない。尚、スーパーヘテロダイン方式における「中間周波」を対象とする場合には、例えば図１における第１ミキサ１と遅延バッファ７の前段に、図示しない信号処理回路（入力信号を中間周波数まで落とす機能回路）を設ける構成となる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
図１，２に示す構成のＦＭ復調装置をＦＭ受信装置に設け、さらに、このＦＭ受信装置を、例えば、ＦＭラジオやＦＭトランシーバー等の電子機器に設けることにより、当該装置・機器の高性能化および小型化を図ることができる。
【符号の説明】
【００８０】
１：第１ミキサ、１’：第２ミキサ、１ａ，１ｂ：位相回転器、２：第１信号発生器、２’：第２信号発生器、２ａ，２ｂ：回転パラメータ係数生成器、３：第１フィルタ（第１帯域通過フィルタ）、３’：第２フィルタ（第２帯域通過フィルタ）、３ａ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）、３ｂ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）、４：第１ＦＭ復調器、４’：第２ＦＭ復調器、４ａ，４ｂ：ＦＭ復調器、５，５ａ：ＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）、６：ＤＣオフセット検出器、６ａ：ＤＣオフセット係数生成器、７，７ａ：遅延バッファ、８，８ａ：ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、９，９ａ：直流増幅器（増幅器）、３１：ミキサ、３２：ＶＣＯ、３３：帯域通過フィルタ、３４：ＦＭ復調器、３５：ＬＰＦ、３６：直流増幅器、Ａ：入力端子、Ｂ：出力端子。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００８１】
【特許文献１】特開平６−３７８２３号公報
【特許文献２】特開平７−２７３６７７号公報
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ラジオ、ＦＭトランシ−バなどの電子機器に用いられ、ＦＭ送信機より送信されたＦＭ変調信号を受信してＦＭ復調処理を行なう技術に係り、特に、ＦＭ復調処理を、回路規模を増大させることなく高品質に行なうのに好適な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ放送波をはじめ全てのアナログ変調方式の放送波の受信品質は、受信機出力の信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｖｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）で決まる。送信機より送信された放送波は伝送中に通信路雑音を受け、受信機入力では大きく信号の減衰あるいは歪を発生させたものとなる。
【０００３】
一般に、受信機入力信号の品質は、受信電力中に含まれる搬送波電力対雑音電力比（ＣＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｖｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）で表される。特にＦＭ放送波においては、受信機入力の雑音電力と搬送波電力が同程度になると急激にＳＮＲが悪化するスレショルド現象が現れる。
【０００４】
ＦＭ放送受信用の受信装置は、アンテナの小形化および自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においても高ＳＮＲ出力化の要請があり、これを実現する為に、スレッショルドレベルの改善が必要になる。このスレッショルドレベルの改善技術について，以下、図３を参照しながら説明する。
【０００５】
図３において、ＦＭ信号入力端子Ａより入力された高周波ＦＭ信号は、ミキサ３１に印加される。また、同調電圧入力端子Ｃに加えられた直流電圧に応じた周波数でＶＣＯ（発振器）３２は発振し、その出力はミキサ３１に注入される。ミキサ３１では、上述の２つの信号の差の周波数成分が中間周波ＦＭ信号として得られる。
【０００６】
ミキサ３１からの中間周波ＦＭ信号に対して、帯域通過フィルタ３３において、必要な帯域以外の雑音成分を除き、ＦＭ復調器３４において、ＦＭ復調してベースバンド出力として取り出す。
【０００７】
このベースバンド出力は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３５において、ベースバンド領域での不要な高域の雑音が除去され、直流増幅器３６を通して復調信号出力端子Bに復調信号が導かれる。
【０００８】
さらに、この復調信号を、ＶＣＯ３２における、端子Ｃとは別に設けられた電圧制御端子Ｄに印加し、ＶＣＯ３２の出力信号をＦＭ変調する。
【０００９】
この際、端子Ａから入力されるＦＭ信号とＶＣＯ３２出力のＦＭ信号の変調信号とが同相になるように、ミキサ３１、帯域通過フィルタ３３、ＦＭ復調器３４、ＬＰＦ３５、直流増幅器３６、ＶＣＯ３２のループを構成することにより、ミキサ３１の出力の中間周波ＦＭ信号の周波数偏移を、端子Ａに人力されるＦＭ信号の周波数偏移よりも圧縮することができる。
【００１０】
従って、周波数偏移の減少分だけＦＭ信号の占有周波数帯域増幅が減少し、帯域通過フィルタ３３の帯域幅も、それに応じて狭帯域化が可能となる。
【００１１】
帯域通過フィルタ３３の狭帯域化は、ＦＭ復調器３４へ入力される信号の雑音電力を抑えることになり、スレッショルドレベルが改善される。
【００１２】
このような技術を用いた従来技術としては特許文献１（特開平６−３７８２３号公報）と、特許文献２（特開平７−２７３６７７号公報）に記載のものがある。
【００１３】
しかしながら、従来技術では、復調した信号でＶＣＯ３２に変調をかけ、入力波の周波数変化を少なくするという、アンプの負帰還と同じような考え方をすることからも明らかなように、入力波の周波数に対して、復調された変調信号との時間のずれが大きいと、位相が回転して系が発散し発振現象を起こしてしまう。
【００１４】
すなわち、帰還ループで発生する遅延による位相のずれは無視できないレベルになり、この遅延により、入力されるＦＭ信号に対してＶＣＯ３２で発生するＦＭ変調信号と位相のずれが生じる。
【００１５】
ループの遅延時間の２倍を一周期とする周波数の変調信号では、ＶＣＯ３２の変調信号と端子Ａに入力されるＦＭ信号の変調信号との位相が逆相となり、周波数偏移は、圧縮されず、逆に増大してしまうという現象が生じる。
【００１６】
この増大した信号は、次段の狭帯域化を施した帯域通過フィルタ３３で処理されてしまい、その結果、適切なＦＭ復調信号が得られなくなる。
【００１７】
上述の特許文献１，２に記載の従来技術では、このような課題に対する対策を施している。しかし、この特許文献１，２に記載の従来技術では、アナログ回路にて上述の課題に対する対策を行っており、個別の素子数が増えることに加えて、各アナログ素子特性に精度が要求されることから、素子のサイズが大きくなり不経済である。
【００１８】
特に、近年ではＦＭ復調器はＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）で構成されることが多い。そのＬＳＩにおいてはプロセスの微細化技術が進み、微細化技術は、特にデジタル部へのサイズ貢献度は高いがアナログ部への貢献度は低いので、デジタル信号処理による、上述の素子サイズに関する課題の解決は非常に有意義なものとなる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
解決しようとする問題点は、従来のＦＭ信号処理技術では、帰還ループで発生する遅延による位相のずれによる周波数偏移の不具合（圧縮されず、逆に増大してしまうという現象が生じる）に対する対策を、アナログ回路にて行っており、個別の素子数が増えることに加えて、各アナログ素子特性に精度が要求されることから、素子のサイズが大きくなり不経済である点である。
【００２０】
本発明の目的は、これら従来技術の課題を解決し、回路規模を増大させることなく、帰還ループで発生する遅延による位相のずれによる周波数偏移の不具合（圧縮されず、逆に増大してしまうという現象が生じる）を解消させることである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するため、本発明では、（１）ＦＭ変調された信号に対する信号処理を行う信号処理手段として、入力されたＦＭ変調信号の搬送波成分もしくは中間周波数成分を除去する第１のミキサと、第１のミキサにて除去する周波数信号を生成する第１信号発生器と、第１のミキサ出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅と同程度の帯域幅で帯域制限する第１のフィルタと、第１のフィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第１のＦＭ復調器と、入力されるＦＭ変調信号を一定時間遅延させる遅延バッファと、遅延バッファ通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２のミキサと、第２のミキサにて除去する所定周波数信号を生成する第２の信号発生器と、第２のミキサ出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２のフィルタと、第２のフィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第２のＦＭ復調器とを設けると共に、第２の信号発生器で生成する周波数信号を、第１のＦＭ復調器で復調した信号によりＦＭ変調する構成とする。（２）また、信号処理手段として、第１のＦＭ復調器と第２の信号発生器間に、第１のＦＭ復調器で復調された信号による第２の信号発生器に対するＦＭ変調の周波数偏移係数を設定により変更する手段（ＦＭ変調帯域圧縮信号生成器）を設けると共に、第２のフィルタの制限帯域を設定により変更する手段を設け、設定した周波数偏移係数に応じて第２のフィルタの制限帯域を変更設定する。（３）また、遅延バッファの遅延量は、第１のミキサおよび第２信号発生器の各処理遅延時間（入力された信号が出力されるまでに要する時間）と、第１のミキサと第２信号発生器間で信号処理を行う第１のフィルタと第１のＦＭ復調器を少なくとも含む、各信号処理手段の処理遅延時間の合計に正確に一致させる。（４）また、第１のＦＭ復調器と第２の信号発生器間に、第１のＦＭ復調器で復調された信号からＤＣオフセットを検出する手段（ＤＣオフセット検出器）を設け、第２の信号発生器は、検出されたＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて周波数信号を生成する。（５）また、各信号処理手段による処理を、デジタル信号処理により実施する。（６）特に、第１のミキサと第２のミキサ、第１の信号発生器と第２の信号発生器、第１のフィルタと第２のフィルタ、第１のＦＭ復調器と第２のＦＭ復調器のそれぞれは、各々物理的には同一のデジタル信号処理回路であって、タイムシェアすることで各々のデジタル信号処理を行う。（７）第１のミキサおよび第２のミキサは、位相回転を行うデジタル信号処理によって実現し、第１の信号発生器および第２の信号発生器は、位相回転量を演算するデジタル信号処理によって実現する。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、（１）ＦＭ帯域圧縮を行なうことで、自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においてもＦＭ復調信号の高ＳＮＲ出力化、つまりスレッショルドレベルの改善を行なうことができる。（２）また、ＦＭ帯域圧縮を実施するにあたり、圧縮率を任意に設定できるようにすることにより、最適なＦＭ帯域圧縮率の選択および制御ができる。（３）また、入力されるＦＭ変調信号を遅延させる遅延バッファの遅延量を、第１のミキサおよび第２信号発生器の処理遅延時間と、第１のフィルタおよび第１のＦＭ復調器を含む、第１のミキサと第２信号発生器間での信号処理を行う各信号処理回路の処理遅延時間との合計と正確に一致させることにより、位相のずれが生じずにＦＭ帯域圧縮を実現することができる。（４）また、第１のＦＭ復調器で復調された信号からＤＣオフセットを検出する手段を設け、第２信号発生器で生成する周波数信号は、ＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて生成する構成とすることにより、ＦＭ送受信で生じる中心周波数のずれを補正することができる。（５）また、デジタル信号処理で行なうこととすることにより、微細化技術を適用したプロセスを用いたＬＳＩへのインプリメントを行なう場合では、ＬＳＩのサイズの縮小に大きく貢献することができる。（６）また、第１のミキサと第２のミキサ、第１の信号発生器と第２の信号発生器、第１のフィルタと第２のフィルタ、第１のＦＭ復調器と第２のＦＭ復調器のそれぞれを、各々、物理的には同一のデジタル信号処理回路とすることにより、機能増加に伴う回路の増加を抑えることができる。（７）また、第１のミキサおよび第２のミキサを、位相回転を行うデジタル信号処理によって実現することで、回路の増加を抑えることができる。（８）特に、デジタル信号処理により、正確な信号の遅延量を見込めることにより、位相のずれを生じずにＦＭ帯域圧縮を適正に行なうことができる。また、ＦＭ帯域圧縮のために追加する回路は、ＦＭ帯域圧縮を行わない回路と大部分は共通回路となるので、タイムシェアして処理することが可能であり、回路規模が増大しないという効果もある。（９）すなわち、本発明によれば、自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においてもＦＭ復調信号の高ＳＮＲ出力化、つまりスレッショルドレベルの改善を適切に行なうことができ、かつ、回路規模が増大しない装置を提供することができる。（１０）また、微細化技術を適用したプロセスを用いたＬＳＩへのインプリメントを行なう場合では、ＬＳＩのサイズの縮小に大きく貢献することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明に係るＦＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１におけるＦＭ復調装置の詳細構成例を示すブロック図である。
【図３】従来のＦＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。
【図４】図２におけるＦＭ復調装置へ入力される信号ＦＭ変調信号の形態例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、図を用いて本発明を実施するための最良の形態例を説明する。図１においては、本発明に係るＦＭ復調装置の構成を従来技術と比較可能な形で表しており、図２においては、図１におけるＦＭ復調装置の実施の形態例を示しており、この図２におけるＦＭ復調装置へのＦＭ変調信号入力は、図４に示すような形態で複素信号化されているものとする。
【００２５】
図１に示すように、本発明に係るＦＭ受信機に設けるＦＭ復調装置は、ＦＭ変調された信号に対する信号処理を行ってベースバンド信号を生成するために、信号処理を行う信号処理回路として、入力端子Ａから入力されるＦＭ変調信号の搬送波成分を除去する第１ミキサ１と、第１ミキサ１にて除去する周波数信号を生成する第１信号発生器２と、第１ミキサ１の出力信号を、ＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅と同程度の帯域幅で帯域制限する第１のフィルタ（図中「第１帯域通過フィルタ」と記載）３と、第１のフィルタ３の通過後のＦＭ信号を復調する第１ＦＭ復調器４と共に、入力端子Ａから入力されるＦＭ変調信号を一定時間遅延させる遅延バッファ７と、遅延バッファ７通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２ミキサ１’と、第２ミキサ１’にて除去する所定周波数信号を生成する第２信号発生器２’と、第２ミキサ１’からの出力信号を、ＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２のフィルタ（図中「第２帯域通過フィルタ」と記載）３’と、第２のフィルタ３’通過後のＦＭ信号を復調する第２ＦＭ復調器４’とを設け、かつ、第１ＦＭ復調器４で復調した信号により第２信号発生器２’で生成する周波数信号をＦＭ変調する構成となっている。
【００２６】
また、信号処理回路として、第１ＦＭ復調器４と第２信号発生器２’間に、第１ＦＭ復調器４で復調された信号による第２信号発生器２’に対するＦＭ変調の周波数偏移係数を設定により変更可能とするＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）５を設けると共に、第２のフィルタ３’には、その制限帯域を設定により変更可能とする機能を設け、設定した周波数偏移係数に応じて各フィルタの制限帯域を設定する構成とする。
【００２７】
また、入力端子Ａに入力されるＦＭ変調信号を遅延させる遅延バッファ７の遅延量は、
第１ミキサ１および第２信号発生器２’の各信号処理遅延時間（入力された信号が出力されるまでに要する時間）と、第１ミキサ１と第２信号発生器２’間で信号処理を行う、第１のフィルタ３と第１ＦＭ復調器４を少なくとも含む、各信号処理回路の信号処理遅延時間の合計と正確に一致させる。
【００２８】
図１に示す例では、遅延バッファ７の遅延量は、第１ミキサ１の信号処理時間と、第１のフィルタ３の信号処理時間と、第１ＦＭ復調器４の信号処理時間と、ＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）５の信号処理時間、および、第２信号発生器２’における信号処理時間の合計に正確に一致させる構成とする。
【００２９】
また、ＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）５と並列に、第１ＦＭ復調器４で復調された信号からＤＣオフセットを検出するＤＣオフセット検出器６を設けることで、第２信号発生器２’が、ＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて周波数信号を生成する構成とする。
【００３０】
尚、ＤＣオフセット検出器６からは固定値（正確にはかなり低いサンプルレートで変更が入る）が出力されるの、ＤＣオフセット検出器６での信号処理遅延時間は、遅延バッファ７の遅延量の特定に際しての考慮の必要はない。
【００３１】
また、本例のＦＭ復調装置では、各信号処理回路を、デジタル信号処理により実施する構成とし、さらに、第１ミキサ１と第２ミキサ１’、第１信号発生器２と第２信号発生器２’、第１のフィルタ３と第２のフィルタ３’、第１ＦＭ復調器４と第２ＦＭ復調器４’のそれぞれは、各々物理的には同一のデジタル信号処理回路からなり、タイムシェアすることでデジタル信号処理を行う構成とする。
【００３２】
また、第１ミキサ１および第２ミキサ１’は、位相回転を行うデジタル信号処理によって実現し、第１信号発生器２および第２信号発生器２’は、位相回転量を演算するデジタル信号処理によって実現する構成とする。
【００３３】
以下、図２を用いて、本例のＦＭ変調装置の構成および動作説明を行う。図２において、位相回転器１ａ，１ｂは図１における第１，第２ミキサ１，１’に相当し、回転パラメータ係数生成器２ａ，２ｂは図１における第１，第２信号発生器２，２’に相当し、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａ，３ｂは図１における第１，第２のフィルタ３，３’に相当し、ＦＭ復調器４ａ，４ｂは図１における第１，第２ＦＭ復調器４，４’に相当する。
【００３４】
ＦＭ信号入力端子Ａより入力されたＦＭ信号は位相回転器１ａに入力される。入力されるＦＭ信号は、次の数１の式で表される。尚、この数１において、ｆ（ｔ）はＦＭ変調信号、ｆｃ（ｔ）は搬送波、ｓ（τ）は被変調信号、ｍは周波数偏移係数、ｆｎは帯域外不要波である。
【００３５】
【数１】
【００３６】
入力されたＦＭ信号に対して、位相回転器１ａでは、上記数１の式の中の搬送波を除去する動作を行なう。位相回転器１ａを実現する技術としては、例えばＣＯＲＤＩＣ（ＣＯｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ ＤＩｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ
）アルゴリズムを使用すれば良い。
【００３７】
デジタル信号処理におけるサンプリング周波数をｆｓ（ｔ）とすると、回転パラメ−タ係数生成器２ａより発生する係数は、次の数２に示す式となる。
【００３８】
【数２】
【００３９】
結果として、位相回転器１ａより出力される信号は、搬送波周波数「ｆｃ（ｔ）」と所望周波数「ｆｒ（ｔ）」とのずれが無い場合、すなわち、「ｆｃ（ｔ）＝ｆｒ（ｔ）」の関係が成り立つ場合、次の数３の式となる。
【００４０】
【数３】
【００４１】
また、搬送波周波数と所望の周波数とのずれが有る場合、すなわち、「ｆｃ（ｔ）≠ｆｒ（ｔ）」の関係が成り立つ場合には、次の数４の式となる。尚、数４において、ｆａ（ｔ）はＦＭ変調信号、ｆｎａは帯域外不要波、ｆｉはｆｃ（ｔ）とｆｒ（ｔ）の周波数ずれである。
【００４２】
【数４】
【００４３】
位相回転器１ａより出力される信号は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａに入力され、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａにおいて帯域外不要波が除去される。尚、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａの通過帯域は周波数偏移係数ｍで決まる帯域幅であるとする。
【００４４】
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａより出力される信号はＦＭ復調器４ａに入力され、ＦＭ復調器４ａにおいて、ＦＭ復調処理を行って被変調信号ｓ（τ）をとりだす。尚、数４の式のように、搬送波周波数と所望周波数とのずれがある場合は、被変調信号ｓ（τ）にＤＣオフセットが付くことになる。
【００４５】
取り出した被変調信号ｓ（τ）をＦＭ変調帯域圧縮係数生成器（可変）５ａに入力し、次の数５の式で表される圧縮係数Ｃｏを生成する。
【００４６】
【数５】
【００４７】
この数５の式から分かるように、圧縮係数Ｃｏは、周波数偏移係数ｍｃで決まる帯域幅のＦＭ変調信号である。尚、生成する圧縮係数は、予め準備された係数を選択して使用するようにしても良い。あるいは、書き換え可能なレジスタに従って生成するようにしても良い。
【００４８】
また、位相回転器１ａより出力される信号を、ＦＭ復調器４ａからＤＣオフセット係数生成器６ａに入力し、ＤＣオフセットを算出することでＤＣオフセット係数Ｄｃを生成する。ＤＣオフセットは、搬送波ｆｃ（ｔ）が所望周波数ｆｒ（ｔ）よりも大きい場合は正の値（＋）に、小さい場合は負の値（−）になる。
【００４９】
以上のようにして求めた圧縮係数ＣｏおよびＤＣオフセット係数Ｄｃを、回転パラメ−タ係数生成器２ｂに入力し、回転パラメ−タ係数生成器２ｂにおいて回転パラメ−タを生成する。この回転パラメ−タ係数生成器２ｂより発生する係数は、次の数６に示す式で表される。
【００５０】
【数６】
【００５１】
一方、ＦＭ信号入力端子Ａより入力されたＦＭ信号は遅延バッファ７ａに入力される。遅延バッファ７ａの役割は、ＦＭ信号入力端子Ａより入力された信号が、回転パラメ−タ係数生成器２ｂによる回転パラメ−タ生成までの信号処理時間分だけＦＭ変調信号ｆ（ｔ）を遅延させることである。
【００５２】
遅延バッファ７ａを実現する回路は、例えばシフトレジスタやＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ）、メモリ等を用いて実現すれば良い。デジタル信号処理技術では、フィルタの群遅延特性を一定にする回路も容易に実現できるので、入力信号周波数の違いによるＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａでの遅延のばらつきを気にせずに遅延時間を見積もることができる。
【００５３】
遅延バッファ７ａにおける段数は、サンプリング周波数ｆｓ（ｔ）を１サイクルとした信号処理とすると、例えば、位相回転器１ａによる処理がＮ１サイクル、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａでの信号遅延がＮ２サイクル、ＦＭ復調器４ａでの処理がＮ３サイクル、ＦＭ変調帯域圧縮係数生成器（可変）５ａおよび回転パラメ−タ係数生成器２ｂでの処理（ＦＭ復調器４ａで復調された信号によるＦＭ変調）にＮ４サイクルがかかるとすると、遅延バッファ７ａの段数は、「Ｎ１＋Ｎ２＋Ｎ３＋Ｎ４」段とすれば良い。
【００５４】
尚、ＦＭ変調帯域圧縮係数生成器（可変）５ａでは、FM復調器４ａの出力に係数（可変：レジスタ等で設定する）を乗算し、回転パラメータ係数生成器２ｂでは、ＦＭ変調帯域圧縮係数生成器（可変）５ａの出力と固定係数およびＤＣオフセット係数生成器６ａで生成された係数の演算を行なうが、ＤＣオフセット係数生成器６ａからは固定値（正確にはかなり低いサンプルレートで変更が入る）が出力されるので、ＤＣオフセット係数生成器６ａでの信号処理遅延時間は、遅延バッファ７ａの段数の特定に考慮する必要はない。
【００５５】
このようにして遅延バッファ７ａにより遅延したＦＭ変調信号に対し、位相回転器１ｂは、回転パラメータ係数生成器２ｂで発生する回転パラメ−タ係数を用いて位相回転を行う。
【００５６】
結果として、位相回転器１ｂより出力される信号は、搬送波周波数が所望の周波数である時、すなわち「ｆｃ（ｔ）＝ｆｒ（ｔ）」の条件が成り立つ時、次の数７の式となる。尚、数７の式において、ｆｂ（ｔ）はＦＭ変調信号、ｆｎｂは帯域外不要波である。
【００５７】
【数７】
【００５８】
数７の式からわかるように、ＦＭ変調信号の帯域幅は元の周波数偏移係数ｍで決まる帯域幅から、「ｍ−ｍｃ」で決まる帯域幅に圧縮されている。つまり元の信号より狭帯域化が実現できている。
【００５９】
遅延バッファ７ａが無い、もしくは適切な遅延制御ができていない場合は、位相回転器１ｂより出力される信号は、搬送波周波数が所望の周波数である時、すなわち、「ｆｃ（ｔ）＝ｆｒ（ｔ）」の条件が成り立つ時、次の数８の式となる。尚、数８の式において、ｎはゼロ（０）を除く自然数である。
【００６０】
【数８】
【００６１】
数８の式では、数７の式と違って、ＦＭ変調信号の帯域幅は、「ｍ−ｍｃ」で決まる帯域幅に圧縮されない。これは、従来技術で生じたループ遅延による結果と同等であり、遅延バッファ７ａによる適切な制御が、非常に重要であることを意味する。
【００６２】
位相回転器１ｂより出力される信号は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）３ｂにより帯域外不要波が除去される。Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）３ｂの通過帯域は、周波数偏移係数（ｍ−ｍｃ）で決まる帯域幅とする。
【００６３】
この時、帯域幅に基づいたＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒを実現する技術として、必要なＦｉｌｔｅｒ係数として予め準備された係数Tａｂｌｅを選択して使用するようにしても良い。また、Ｆｉｌｔｅｒ係数を生成するアルゴリズムを実装して通過させる帯域幅に応じた係数を生成しても良い。
【００６４】
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）３ｂより出力される信号は、ＦＭ復調器４ｂに入力され、ＦＭ復調器４ｂにおいてＦＭ復調処理を行い、被変調信号ｓ（τ）をとりだす。
【００６５】
そして、ローパスフィルタであるＬＰＦ８ａにおいて、ベースバンド領域での不要な高域の雑音を除去し、さらに、直流増幅器（図中「増幅器」と記載）９ａを通して復調信号出力端子Bに復調信号を出力する。
【００６６】
尚、図２において、破線で囲まれた「共通回路」として示すブロックは、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）３ａとＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）３ｂで実現する通過帯域幅以外は共通の回路で実現されており、演算処理をタイムシェアすることで、回路量を増加することなく実現できる。
【００６７】
以上、図１，２，４を用いて説明したように、本例のＦＭ復調装置では、（１）信号処理回路として、ＦＭ変調信号の搬送波成分を除去する第１ミキサ１と、第１ミキサ１にて除去する周波数信号を生成する第１信号発生器２と、第１ミキサ１の出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅と同程度の帯域幅で帯域制限する第１フィルタ３と、第１フィルタ３通過後のＦＭ信号を復調する第１ＦＭ復調器４と、入力されるＦＭ変調信号を一定時間遅延させる遅延バッファ７と、遅延バッファ７通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２ミキサ１’と、第２ミキサ１’にて除去する所定周波数信号を生成する第２信号発生器２’と、第２ミキサ１’の出力信号をＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２フィルタ３’と、第２フィルタ３’通過後のＦＭ信号を復調する第２ＦＭ復調器４’とを設け、第２信号発生器２’で生成する周波数信号を、第１のＦＭ復調器４で復調された信号によりＦＭ変調する構成としている。このような構成でＦＭ帯域圧縮を行なうことで、自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においてもＦＭ復調信号の高ＳＮＲ出力化、つまりスレッショルドレベルの改善を行なうことができる。
【００６８】
（２）また、第１ＦＭ復調器４で復調された信号によるＦＭ変調の周波数偏移係数を設定により変更可能とするＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）５と、第２フィルタ３’を、制限帯域を設定により変更可能とし、設定した周波数偏移係数に応じてフィルタの制限帯域を設定する構成として、ＦＭ帯域圧縮を実施するにあたり、圧縮率を任意に設定できるようにすることにより、最適なＦＭ帯域圧縮率の選択および制御ができる。
【００６９】
（３）また、入力されるＦＭ変調信号を遅延させる遅延バッファ７の遅延量を、第１ミキサ１の処理遅延時間と第２信号発生器２’における処理遅延時間、および、第１ミキサ１間と第２信号発生器２’間で信号処理を行う、第１フィルタ３と第１ＦＭ復調器４を少なくとも含む各信号処理回路の処理遅延時間の合計に正確に一致させることにより、位相のずれが生じずにＦＭ帯域圧縮を実現することができる。
【００７０】
（４）また、信号処理回路として、第１ＦＭ復調器４と第２信号発生器２’間に、第１ＦＭ復調器４で復調された信号からＤＣオフセットを検出するＤＣオフセット検出器６を設け、第２信号発生器２’においては、ＤＣオフセット検出器６で検出されたＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて周波数信号を生成する構成とすることにより、ＦＭ送受信で生じる中心周波数のずれを補正することができる。
【００７１】
（５）また、各信号処理回路を、デジタル信号処理により実施する構成とすることにより、微細化技術を適用したプロセスを用いたＬＳＩへのインプリメントを行なう場合では、ＬＳＩのサイズの縮小に大きく貢献することができる。
【００７２】
（６）また、第１ミキサ１と第２ミキサ１’、第１信号発生器２と第２信号発生器２’、第１フィルタ３と第２フィルタ３’、第１ＦＭ復調器４と第２ＦＭ復調器４’のそれぞれを、各々、物理的には同一のデジタル信号処理回路とすることにより、本例で実現する機能増加に伴う回路の増加を抑えることができる。
【００７３】
（７）また、第１ミキサ１および第２ミキサ１’を、位相回転を行うデジタル信号処理によって実現し、第１信号発生器２および第２信号発生器２’を、位相回転量を演算するデジタル信号処理によって実現することで、回路の増加を抑えることができる。
【００７４】
このように、デジタル信号処理により、正確な信号の遅延量を見込めることにより、位相のずれを生じずにＦＭ帯域圧縮を適正に行なうことができる。
【００７５】
また、ＦＭ帯域圧縮のために追加する回路は、ＦＭ帯域圧縮を行わない回路と大部分は共通回路となるので、タイムシェアして処理することが可能であり、回路規模が増大しないという効果もある。
【００７６】
すなわち、本例のＦＭ復調装置によれば、自然現象による信号減衰時で生じる低ＣＮＲ受信時においてもＦＭ復調信号の高ＳＮＲ出力化、つまりスレッショルドレベルの改善を適切に行なうことができ、かつ、回路規模が増大しない装置を提供することができる。
【００７７】
また、微細化技術を適用したプロセスを用いたＬＳＩへのインプリメントを行なう場合では、ＬＳＩのサイズの縮小に大きく貢献することができる。
【００７８】
尚、本発明は、図１，２，４を用いて説明した例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、本例では、「搬送波」を用いた説明を行っているが、この「搬送波」は、スーパーヘテロダイン方式で用いる「中間周波」としても良く、その他の技術に関しても、本発明は、本例での説明で例示したものに制限されるものではない。尚、スーパーヘテロダイン方式における「中間周波」を対象とする場合には、例えば図１における第１ミキサ１と遅延バッファ７の前段に、図示しない信号処理回路（入力信号を中間周波数まで落とす機能回路）を設ける構成となる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
図１，２に示す構成のＦＭ復調装置をＦＭ受信装置に設け、さらに、このＦＭ受信装置を、例えば、ＦＭラジオやＦＭトランシーバー等の電子機器に設けることにより、当該装置・機器の高性能化および小型化を図ることができる。
【符号の説明】
【００８０】
１：第１ミキサ、１’：第２ミキサ、１ａ，１ｂ：位相回転器、２：第１信号発生器、２’：第２信号発生器、２ａ，２ｂ：回転パラメータ係数生成器、３：第１フィルタ（第１帯域通過フィルタ）、３’：第２フィルタ（第２帯域通過フィルタ）、３ａ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（広帯域）、３ｂ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ（帯域可変）、４：第１ＦＭ復調器、４’：第２ＦＭ復調器、４ａ，４ｂ：ＦＭ復調器、５，５ａ：ＦＭ変調帯域圧縮信号生成器（可変）、６：ＤＣオフセット検出器、６ａ：ＤＣオフセット係数生成器、７，７ａ：遅延バッファ、８，８ａ：ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、９，９ａ：直流増幅器（増幅器）、３１：ミキサ、３２：ＶＣＯ、３３：帯域通過フィルタ、３４：ＦＭ復調器、３５：ＬＰＦ、３６：直流増幅器、Ａ：入力端子、Ｂ：出力端子。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００８１】
【特許文献１】特開平６−３７８２３号公報
【特許文献２】特開平７−２７３６７７号公報
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭ変調された信号に対する信号処理を行いベースバンド信号を生成するＦＭ復調装置であって、
前記信号処理を行う信号処理手段として、
入力されたＦＭ変調信号の搬送波成分もしくは中間周波数成分を除去する第１のミキサと、
前記第１のミキサにて除去する周波数信号を生成する第１の信号発生器と、
前記第１のミキサ出力信号を前記ＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅で帯域制限する第１のフィルタと、
前記第１のフィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第１のＦＭ復調器と
を有すると共に、
前記入力されるＦＭ変調信号を予め定められた時間遅延させる遅延バッファと、
前記遅延バッファ通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２のミキサと、
前記第２のミキサにて除去する所定周波数信号を生成する第２の信号発生器と、
前記第２のミキサ出力信号を前記ＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２のフィルタと、
前記第２のフィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第２のＦＭ復調器と
を設けると共に、
前記第１のＦＭ復調器で復調した信号により前記第２の信号発生器で生成する周波数信号をＦＭ変調することを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭ復調装置であって、
前記信号処理手段として、
前記第１のＦＭ復調器と前記第２の信号発生器間に、該第１のＦＭ復調器で復調された信号による前記第２の信号発生器に対するＦＭ変調の周波数偏移係数を変更設定する第１の手段を設けると共に、
前記第２のフィルタの制限帯域を変更設定する第２の手段を設ける
ことを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項３】
請求項１もしくは請求項２のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
前記遅延バッファの遅延量は、
前記第１のミキサおよび前記第２の信号発生器の各信号処理時間と、該第１のミキサと該第２の信号発生器間で信号処理を行う、前記第１のフィルタと前記第１のＦＭ復調器を少なくとも含む、各信号処理手段の信号処理時間の合計とすることを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
前記信号処理手段として、前記第１のＦＭ復調器と前記第２の信号発生器間に、
前記第１のＦＭ復調器で復調された信号からＤＣオフセットを検出する第３の手段を設け、
前記第２の信号発生器は、検出されたＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて周波数信号を生成することを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
各信号処理手段は、各信号処理をデジタル信号処理により行うデジタル信号処理回路からなることを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
前記第１のミキサと前記第２のミキサ、
前記第１の信号発生器と前記第２の信号発生器、
前記第１のフィルタと前記第２のフィルタ、
前記第１のＦＭ復調器と前記第２のＦＭ復調器のそれぞれは、各々同じデジタル信号処理回路からなり、タイムシェアすることで各々のデジタル信号処理を行うことを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項７】
請求項５もしくは請求項６のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
前記第１のミキサと前記第２のミキサは、デジタル信号処理によって位相回転を行う位相回転器からなり、
前記第１の信号発生器と前記第２の信号発生器は、デジタル信号処理によって位相回転量を演算する回転パラメータ係数生成器からなる
ことを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項８】
請求項１から請求項７のいずれかに記載のＦＭ復調装置を具備したことを特徴とするＦＭ受信装置。
【請求項９】
請求項８に記載のＦＭ受信装置を具備したことを特徴とする電子機器。
【請求項１】
ＦＭ変調された信号に対する信号処理を行いベースバンド信号を生成するＦＭ復調装置であって、
前記信号処理を行う信号処理手段として、
入力されたＦＭ変調信号の搬送波成分もしくは中間周波数成分を除去する第１のミキサと、
前記第１のミキサにて除去する周波数信号を生成する第１の信号発生器と、
前記第１のミキサ出力信号を前記ＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅で帯域制限する第１のフィルタと、
前記第１のフィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第１のＦＭ復調器と
を有すると共に、
前記入力されるＦＭ変調信号を予め定められた時間遅延させる遅延バッファと、
前記遅延バッファ通過後のＦＭ信号の所定周波数成分を除去する第２のミキサと、
前記第２のミキサにて除去する所定周波数信号を生成する第２の信号発生器と、
前記第２のミキサ出力信号を前記ＦＭ変調信号の占有周波数帯域幅より狭い帯域幅で帯域制限する第２のフィルタと、
前記第２のフィルタ通過後のＦＭ信号を復調する第２のＦＭ復調器と
を設けると共に、
前記第１のＦＭ復調器で復調した信号により前記第２の信号発生器で生成する周波数信号をＦＭ変調することを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭ復調装置であって、
前記信号処理手段として、
前記第１のＦＭ復調器と前記第２の信号発生器間に、該第１のＦＭ復調器で復調された信号による前記第２の信号発生器に対するＦＭ変調の周波数偏移係数を変更設定する第１の手段を設けると共に、
前記第２のフィルタの制限帯域を変更設定する第２の手段を設ける
ことを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項３】
請求項１もしくは請求項２のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
前記遅延バッファの遅延量は、
前記第１のミキサおよび前記第２の信号発生器の各信号処理時間と、該第１のミキサと該第２の信号発生器間で信号処理を行う、前記第１のフィルタと前記第１のＦＭ復調器を少なくとも含む、各信号処理手段の信号処理時間の合計とすることを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
前記信号処理手段として、前記第１のＦＭ復調器と前記第２の信号発生器間に、
前記第１のＦＭ復調器で復調された信号からＤＣオフセットを検出する第３の手段を設け、
前記第２の信号発生器は、検出されたＤＣオフセット成分を除去する信号を含めて周波数信号を生成することを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
各信号処理手段は、各信号処理をデジタル信号処理により行うデジタル信号処理回路からなることを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
前記第１のミキサと前記第２のミキサ、
前記第１の信号発生器と前記第２の信号発生器、
前記第１のフィルタと前記第２のフィルタ、
前記第１のＦＭ復調器と前記第２のＦＭ復調器のそれぞれは、各々同じデジタル信号処理回路からなり、タイムシェアすることで各々のデジタル信号処理を行うことを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項７】
請求項５もしくは請求項６のいずれかに記載のＦＭ復調装置であって、
前記第１のミキサと前記第２のミキサは、デジタル信号処理によって位相回転を行う位相回転器からなり、
前記第１の信号発生器と前記第２の信号発生器は、デジタル信号処理によって位相回転量を演算する回転パラメータ係数生成器からなる
ことを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項８】
請求項１から請求項７のいずれかに記載のＦＭ復調装置を具備したことを特徴とするＦＭ受信装置。
【請求項９】
請求項８に記載のＦＭ受信装置を具備したことを特徴とする電子機器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１０−１８３２２２（Ｐ２０１０−１８３２２２Ａ）
【公開日】平成２２年８月１９日（２０１０．８．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２３３５５（Ｐ２００９−２３３５５）
【出願日】平成２１年２月４日（２００９．２．４）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年８月１９日（２０１０．８．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月４日（２００９．２．４）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]