アレーアンテナの制御装置及びアレーアンテナ装置
アレーアンテナ装置（１００）は、送信された無線信号を受信するための励振素子（Ａ０）と、２つの非励振素子（Ａ１，Ａ２）と、各非励振素子（Ａ１，Ａ２）にそれぞれ接続された２つの可変リアクタンス素子（１２−１，１２−２）とを備えて構成され、それらに設定するリアクタンス値を変化させてその指向特性を変化させる。アンテナコントローラ（１０）は受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、２つの可変リアクタンス素子（１２−１，１２−２）に対して第１のリアクタンス値セットを設定する第１の場合と、それらに対して第２のリアクタンス値セットを設定する第２の場合のうち、各無線信号の各無線信号の信号品質に基づいて１つのリアクタンス値セットを選択して設定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
本発明は、アレーアンテナの制御装置及びアレーアンテナ装置に関し、特に、空間的ダイバーシティを実現する３素子以上の複数素子を有するアレーアンテナの制御装置及びアレーアンテナ装置に関する。
【背景技術】
無線通信のブロードバンド化に伴い、ノートパソコンやＰＣＭＣＩＡカードなどのユーザ端末装置に搭載するアンテナ装置も高機能及び高性能が求められるようになってきた。必要とされる機能として、例えば、到来する無線信号からマルチパスフェージングを除去することが挙げられる。マルチパスフェージングは、ひとつの信号源から送信された波動が複数の経路を伝搬し、受信点において信号が同振幅かつ逆位相でキャンセルされるときに、激しいレベル低下が発生する現象である。屋外無線基地局において受信する場合には、マルチパスの経路による到来波の角度広がりは比較的狭い。しかし、ユーザ端末装置がある室内環境においては、３６０度全方位に広がるマルチパス波の到来が生じる。
当該明細書において引用する、先行技術である特許文献及び非特許文献は以下の通りである。
（１）日本国特許出願公開２００２−１１８４１４号公報（以下、特許文献１という。）。
（２）Ｔ．Ｏｈｉｒａ ｅｔ ａｌ．，“Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ ｓｔｅｅｒａｂｌｅ ｐａｓｓｉｖｅ ａｒｒａｙ ｒａｄｉａｔｏｒ ａｎｔｅｎｎａｓ ｆｏｒ ｌｏｗ−ｃｏｓｔ ａｎａｌｏｇ ａｄａｐｔｉｖｅ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，”２０００ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｐｈａｓｅｄ Ａｒｒａｙ Ｓｙｓｔｅｍ ＆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｐｐ．１０１−１０４，Ｄａｎａ ｐｏｉｎｔ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，Ｍａｙ ２１−２５，２０００（以下、非特許文献１という。）。
（３）大平孝ほか，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化”，電子情報通信学会技術研究報告，電子情報通信学会発行，ＡＰ２００１−１６，ＳＡＴ２００１−３，ｐ．１５−２０，２００２年５月（以下、非特許文献２という。）。
（４）青山直樹ほか，“アンテナ素子間の相互結合を用いたＣＯＦＤＭの簡易ダイバーシティ受信方式”，電子情報通信学会総合大会講演論文集，電子情報通信学会発行，Ｂ−５−２２４，ｐ．６９５，２００２年３月２７日−３０日（以下、非特許文献３という。）。
（５）大平孝ほか，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現式”，電子情報通信学会技術研究報告，ＡＰ２０００−４４，ｐ．７−１４，２００２年７月（以下、非特許文献４という。）。
（６）Ｍ．Ｍｕｒａｓｅ ｅｔ ａｌ．，“Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ａｎｄ ａｎｔｅｎｎａ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ ｕｓｉｎｇ ａｎｔｅｎｎａ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ａｎｄ ｒａｎｄｏｍ ｆｉｅｌｄ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．３，ｐｐ．５３７−５４１，Ａｕｇｕｓｔ １９９４（以下、非特許文献５という。）。
（７）新井宏之，“新アンテナ工学”，ｐｐ．１５１−１５５，総合電子出版社，１９９６年４月９日第１版発行（以下、非特許文献６という。）。
（８）Ａ．Ｊ．Ｒｕｓｔａｋｏ ｅｔ ａｌ．，“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｆｅｅｄｂａｃｋ ａｎｄ ｓｗｉｔｃｈ ｓｐａｃｅ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ９００ＭＨｚ ＦＭ ｍｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｒａｙｌｅｉｇｈ ｆａｄｉｎｇ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２１，ｐｐ．１２５７−１２６８，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９７３（以下、非特許文献７という。）。
（９）Ａ．Ａｆｒａｓｈｔｅｈ ｅｔ ａｌ．，“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａ ｎｏｖｅｌ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉｎ ａｎ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ＴＤＭＡ ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｐｏｒｔａｂｌｅ ｒａｄｉｏ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅｃｏｒｄ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ’８８ Ｈｏｌｌｙｗｏｏｄ，ｐｐ．８１０−８１４，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９８８（以下、非特許文献８という。）。
（１０）Ｙ．Ａｋａｉｗａ，“Ａｎｔｅｎｎａ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ｆｒａｍｅｄ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｉｎ ｍｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏ ｃｈａｎｎｅｌ”，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ３９ｔｈ ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐｐ．４７０−４７３，１９８９（以下、非特許文献９という。）。
（１１）Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ，“Ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，３ｒｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，ＭｃＧｒａ ｗ−Ｈｉｌｌ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ，１９９５（以下、非特許文献１０という。）。
（１２）太郎丸真ほか，“エスパアンテナのリアクタンス空間から等価ウェイトベクトル空間への写像に関する考察”，電子情報通信学会研究技術報告，電子情報通信学会発行，ＲＣＳ２００２−１７９，ｐｐ．４３−４８，２００２年１０月（以下、非特許文献１１という。）。
（１３）大平孝ほか，“リアクタンスダイバーシティのための２素子エスパアンテナの基本理論”，電子情報通信学会研究技術報告，電子情報通信学会発行，ＡＰ２００２−９３，ｐｐ．１３−１８，２００２年１０月（以下、非特許文献１２という。）。
ところで、携帯型端末装置やＰＣカード等に搭載されるには、当該アンテナ装置は、小型軽量であること、民生コンシューマ品として受け入れられるコストであること、かつ、バッテリ駆動に耐えうる低消費電力動作であること、などの制約が課せられる。以上の制約を満たすアンテナ装置として、例えば、特許文献１や非特許文献１，２，４において、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ Ｐａｓｓｉｖｅ Ａｒｒａｙ Ｒａｄｉａｔｏｒ Ａｎｔｅｎｎａ）が提案されている。
この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない６個の非励振素子と、この非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値をそれぞれ変化させることにより、当該アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。なお、例えば、アンテナ素子間隔が波長の１／１０という狭間隔である２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であっても空間ダイバーシティ効果が得られるという数値シミュレーション例が報告されている（非特許文献３参照。）。
特許文献１及び非特許文献３に示されたアンテナ装置は、設定されるリアクタンス値を決定するために、リアクタンス値を微細に（ほぼ連続的に）変化させる適応制御処理を行っている。この適応制御処理では、複雑な処理アルゴリズムと、それを実行するためのコントローラとを必要とし、さらに、上記コントローラは、可変容量ダイオードに設定するリアクタンス値信号を発生するための制御電圧発生用ＤＡコンバータを必要とするので、アンテナ装置の構成が複雑になり、装置の大きさとコストとが増大する。
非特許文献３に示されたアンテナ装置は、図５１に示すように、所定の間隔ｄで並置されてなる２つのアンテナ素子Ａ０，Ａ１を備えて構成され、非励振素子であるアンテナ素子Ａ１に例えば可変容量ダイオードである可変リアクタンス素子１２が接続されている。このとき、可変リアクタンス素子１２への制御電圧を変化することにより、図５２に示すように、可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値Ｘ１を変化させることができるが、励振素子であるアンテナ素子Ａ０の給電ポートにおける入力インピーダンスＺｉｎも変化するという問題点があった。すなわち、当該２素子のアンテナ装置では、装荷するリアクタンス値の変化に対してアンテナ装置の入力インピーダンスの変化が大きく、給電系まで含めた整合設計がきわめて難しいという問題点があった。
なお、２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、リアクタンスを２状態に制御し、これらのうちの受信電力の高い方を選択する制御方法については、例えば非特許文献１２において開示されているが、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置についてはその制御方法は複雑であり、確立されていなかった。
また、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、小型・軽量であって、薄型のアレーアンテナ装置が望まれていた。
本発明の第１の目的は以上の問題点を解決し、３素子以上の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、従来技術に比較してハードウエア構成や制御がきわめて簡単であり、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を大きく改善することができ、しかも可変リアクタンス素子の素子値の変化に伴ってアンテナの入力インピーダンスを実質的に変化させることがないアレーアンテナの制御装置を提供することにある。
また、本発明の第２の目的は、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、小型・軽量であって、薄型のアレーアンテナ装置を提供することにある。
【発明の開示】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された複数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置である。ここで、上記アレーアンテナの制御装置は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する複数の場合のうち、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質に基づいて、所定の選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定する制御手段を備えたことを特徴とする。
上記アレーアンテナの制御装置において、上記複数の場合は、好ましくは、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合である。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記各無線信号の信号品質は、好ましくは、信号強度と、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比と、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つを用いて評価される。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値以上であることである。もしくは、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最大値となるリアクタンス値セットを選択することである。とって代わって、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最小値となるリアクタンス値セットを選択することである。
またさらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記制御手段は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から任意に１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返す。もしくは、上記制御手段は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から所定の順序で１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返す。とって代わって、上記制御手段は、好ましくは、上記しきい値を所定の範囲で変化させながら上記複数の場合を切り換え、上記各無線信号の信号品質が所定の選択基準を満足するときのしきい値を上記しきい値として設定する。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、偶数本の非励振素子と偶数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記偶数本の非励振素子は、少なくとも１本の第１の組の非励振素子と、少なくとも１本の第２の組の非励振素子とからなり、上記偶数個の可変リアクタンス素子は、上記第１の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第１の組の可変リアクタンス素子と、上記第２の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第２の組の可変リアクタンス素子とからなる。ここで、上記複数の場合は、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第１のリアクタンス値セットを設定する第１の場合と、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第２のリアクタンス値セットを設定する第２の場合とを含む。また、上記制御手段は、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号品質に基づいて、リアクタンス値セットを選択して上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に設定する。
ここで、上記アレーアンテナは、好ましくは、第１と第２の非励振素子を備え、上記第１のリアクタンス値セットは上記第１と第２の非励振素子に対して設定されるリアクタンス値Ｘａ，Ｘｂからなり、上記第２のリアクタンス値セットは上記第１と第２の非励振素子に対して設定されるリアクタンス値Ｘｂ，Ｘａからなる。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、上記励振素子から所定の間隔だけ離れてかつ互いに実質的に同一の角度間隔で設けられた複数本の非励振素子を備え、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、各リアクタンス値を循環して得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合を含む。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、上記励振素子から所定の間隔だけ離れてかつ互いに実質的に同一の角度間隔で設けられた複数本の非励振素子を備え、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、各リアクタンス値を循環して得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合を含む。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、上記励振素子の位置を通過する対称線を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線上に位置し又は対称線を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備え、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合を含む。
またさらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、上記励振素子の位置を通過する対称線を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線上に位置し又は対称線を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備え、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合を含む。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように上記複数組のリアクタンス値セットが設定される。とって代わって、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となるように上記複数組のリアクタンス値セットが設定される。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子とを備える。ここで、好ましくは、上記励振素子と上記各非励振素子との間の距離を、受信される無線信号の波長の０．１倍から０．３５倍までの間の長さのうちの１つの長さに設定する。さらに、上記アレーアンテナは、好ましくは、互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備える。
第２の発明に係るアレーアンテナ装置は、１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された２個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナ装置である。ここで、上記アレーアンテナ装置は、互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備える。さらに、好ましくは、上記励振素子と上記各非励振素子との間の距離を、受信される無線信号の波長の０．１倍から０．３５倍までの間の長さのうちの１つの長さに設定される。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の第１の好ましい実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
図２は、図１のアレーアンテナ装置１００の詳細構成を示す斜視図である。
図３は、図２のＡ−Ａ’線における縦断面図である。
図４は、好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置における可変リアクタンス素子１２−１，１２−２への制御電圧に対するリアクタンス値と入力インピーダンス値を示すグラフである。
図５は、本発明に係る第２の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図である。
図６は、図５の誘電体基板２０の下部の詳細構成を示す斜視図である。
図７は、本発明に係る第１の実装例である、携帯型パーソナルコンピュータ２００に搭載された図４のアレーアンテナ装置を示す斜視図である。
図８は、本発明に係る第２の実装例である、ＰＣカード２１１に搭載された図１のアレーアンテナ装置を示す斜視図である。
図９は、本発明に係る第３の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示す平面図である。
図１０は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する励振素子の自己アドミタンスの実数部Ｒｅ（ｙ００）を示すグラフである。
図１１は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する励振素子の自己アドミタンスの虚数部Ｉｍ（ｙ００）を示すグラフである。
図１２は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する非励振素子の自己アドミタンスの実数部Ｒｅ（ｙ１１）を示すグラフである。
図１３は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する非励振素子の自己アドミタンスの虚数部Ｉｍ（ｙ１１）を示すグラフである。
図１４は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、励振素子と非励振素子との間の結合アドミタンスの実数部Ｒｅ（ｙ０１）を示すグラフである。
図１５は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、励振素子と非励振素子との間の結合アドミタンスの虚数部Ｉｍ（ｙ０１）を示すグラフである。
図１６は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、２つの非励振素子間の結合アドミタンスの実数部Ｒｅ（ｙ１２）を示すグラフである。
図１７は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、２つの非励振素子間の結合アドミタンスの虚数部Ｉｍ（ｙ１２）を示すグラフである。
図１８は、本発明に係る第４の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示すブロック図である。
図１９は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、可変リアクタンス素子１２−２のリアクタンス値の半値ｘ１に対する、アレーアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎの実数部Ｒｅ（Ｚｉｎ）を示すグラフである。
図２０は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、可変リアクタンス素子１２−２のリアクタンス値の半値ｘ１に対する、アレーアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎの虚数部Ｉｍ（Ｚｉｎ）を示すグラフである。
図２１は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、振幅指向特性を示すグラフである。
図２２は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、位相指向特性を示すグラフである。
図２３は、実施例に係る２波到来環境モデルを示す平面図である。
図２４は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、フェージング劣化の累積確率分布を示すグラフである。
図２５は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、ダイバーシティ利得を示すグラフである。
図２６は、本発明に係る第１の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図２７は、本発明に係る第２の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図２８は、本発明に係る第３の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図２９は、本発明に係る第４の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図３０は、本発明に係る第５の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図３１は、本発明に係る第６の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図３２は、本発明に係る第７の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図３３は、本発明に係る第３の実装例である、携帯電話機２０４に搭載されたアレーアンテナ装置２１２を示す斜視図である。
図３４は、本発明に係る第４の実装例である、ＬＡＮＰＣカード２０５に搭載されたアレーアンテナ装置２１０を示す斜視図である。
図３５は、本発明に係る第５の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置１００Ａを示す平面図である。
図３６は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験結果であって、ＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。
図３７は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａ及び２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の実験結果であって、入力インピーダンスを示すスミスチャートである。
図３８は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験を行う受信機側の測定システムを示す斜視図である。
図３９は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験環境のレイアウトを示す平面図である。
図４０は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験結果であって、ダイバーシティ利得を示す、規格化した受信電力に対するＣＤＦ値のグラフである。
図４１は、本発明に係る第６の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置１００Ｂを示す平面図である。
図４２は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーションにおいて用いる伝搬モデルを示す斜視図である。
図４３は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、無限地板の基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝０のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４４は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、無限地板の基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝−３０［Ω］のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４５は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、無限地板の基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝−３０［Ω］のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４６は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、プリント基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝０のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４７は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、プリント基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝−３０［Ω］のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４８は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、プリント基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝−６０［Ω］のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４９は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂなどの計算機シミュレーション結果であって、平均信号対雑音電力比（平均Ｅｂ／Ｎ０）に対するリアクタンスダイバーシティ受信時のビット誤り率（ＢＥＲ）を示すグラフである。
図５０は、本発明の変形例に係る可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に印加される制御電圧に対する入力インピーダンスＺｉｎ及びリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２の特性において設定可能な３つの状態Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を示すグラフである。
図５１は、従来技術に係る２素子のアレーアンテナ装置の構成を示すブロック図である。
図５２は、図５１のアレーアンテナ装置における可変リアクタンス素子１２−１への制御電圧に対するリアクタンス値Ｘ１及び入力インピーダンスＺｉｎを示すグラフである。
【発明を実施するための最良の形態】
以下、図面を参照して本発明の好ましい実施形態について説明する。
第１の好ましい実施形態
図１は、本発明の第１の好ましい実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、アレーアンテナの制御装置は、１つの励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子１２−１が装荷された第１の非励振素子Ａ１と、可変リアクタンス素子１２−２が装荷された第２の非励振素子Ａ２とを備えてなる３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置で構成されたアレーアンテナ装置１００と、アンテナコントローラ１０とを備える。ここで、アンテナコントローラ１０は、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスＺｉｎが実質的に変化しないように、２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に対して第１のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ）を設定する第１の場合（ここで、可変リアクタンス素子１２−１に対してリアクタンス値Ｘａが設定され、可変リアクタンス素子１２−２に対してリアクタンス値Ｘｂが設定される。）と、２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に対して第２のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘａ）を設定する第２の場合（ここで、可変リアクタンス素子１２−１に対してリアクタンス値Ｘｂが設定され、可変リアクタンス素子１２−２に対してリアクタンス値Ｘａが設定される。）とのうち、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に設定することを特徴としている。
図２は、図１のアレーアンテナ装置１００の詳細構成を示す斜視図である。図１及び図２に示すように、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に垂直に設けられた励振素子Ａ０及び２本の非励振素子Ａ１，Ａ２から構成され、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１とは、互いに平行に、かつ距離ｄで離間して配置され、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ２とは、互いに平行に、かつ距離ｄで離間して配置され、これら３本のアンテナ素子Ａ２，Ａ０，Ａ１が一直線上に並置されている。励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２の各長さは、所望波の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記アンテナ間隔ｄは、例えば、波長λの０．１倍乃至０．３５倍になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル１を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）２に接続される。また、非励振素子Ａ１は可変リアクタンス素子１２−１に接続され、非励振素子Ａ２は可変リアクタンス素子１２−２に接続され、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２の各リアクタンス値はそれぞれ、アンテナコントローラ１０からのペアケーブル５−１，５−２を介して伝送されるリアクタンス値信号によって設定される。
図３は、図２のＡ−Ａ’線におけるアレーアンテナ装置１００の縦断面図である。図３に示すように、励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、かつ同軸ケーブル１の中心導体１ａに接続される。非励振素子Ａ１は、可変リアクタンス素子１２−１を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地され、また、非励振素子Ａ２は、可変リアクタンス素子１２−２を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１，Ａ２の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、可変リアクタンス素子１２−２が接続された非励振素子Ａ２も同様に動作する。ここで、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２として、例えば可変容量ダイオードを用いることができる。
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１，Ａ２に接続された可変リアクタンス素子１２−１，１２−２の各リアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向特性を変化させることができる。
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された無線信号は同軸ケーブル１を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）２に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）３は増幅された無線信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器４は、アナログ信号であるＩＦ信号をディジタル信号に変換して受信信号ｙとして出力する。受信信号ｙは、アンテナコントローラ１０に入力されるとともに、復調器（図示せず。）に入力されて復調された信号に変換される。アンテナコントローラ１０は、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスＺｉｎが実質的に変化しないように、２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に対して第１のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ）を設定する第１の場合と、２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に対して第２のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘａ）を設定する第２の場合とのうち、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に設定する。
ここで、第１と第２のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｂ，Ｘａ）は、図４に示すように設定される。すなわち、アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスＺｉｎが実質的に変化しない２つの状態Ｐ１，Ｐ２（このときの入力インピーダンスＺｉｎ＝Ｚｉｎｏｐｔ）を予め測定し、これら２つの状態Ｐ１，Ｐ２にそれぞれ対応する第１と第２のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｂ，Ｘａ）を予め測定してアンテナコントローラ１０内のリアクタンス値セットメモリ（図示せず。）に格納しておく。そして、アンテナコントローラ１０は、２つの状態Ｐ１，Ｐ２のうち、各状態Ｐ１，Ｐ２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に設定する。
この好ましい実施形態のアレーアンテナの制御装置によれば、そのハードウエア構成が簡易であって、かつ、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を単純な１ビットバイナリ制御（すなわち、第１及び第２のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｂ，Ｘａ）のいずれかを選択する制御）で大きく改善する効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載できるダイバーシティアンテナとして用いることができる。この制御方法（１ビット制御）は、可変容量ダイオードを連続的に制御する方式において必要な制御電圧発生用ＤＡコンバータが不要となるので、アンテナ装置のさらなる小型化と低コスト化が図れる。また、上記の１ビットバイナリ制御により、アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスＺｉｎを実質的にほとんど変化させないようにできる。
なお、以上の好ましい実施形態においては、第１と第２のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｂ，Ｘａ）を用いているが、本発明はこれに限らず、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつアレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスが実質的に変化しないように設定することができる、２組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｃ，Ｘｄ）（ここで、Ｘａ≠Ｘｄ，Ｘｂ≠Ｘｃ）を用いてもよい。
第２の好ましい実施形態
図５は、本発明に係る第２の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図である。この第２の好ましい実施形態では、図１の励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２が、誘電体基板２０の一方の面上にプリントされたストリップ導体として形成されたことを特徴としている。励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２が形成された誘電体基板２０は、例えば厚さ約１ｍｍのガラスエポキシ樹脂、テフロン（登録商標）又はアルミナセラミックなどから構成されたプリント配線基板であって、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２は公知のプリント配線基板のプロセス技術により形成されている。また、誘電体基板２０は接地導体１１上に垂直に設けられる。
ここで、励振素子Ａ０は、所定の長さｈ１を有したストリップ導体のアンテナ素子として誘電体基板２０上に形成され、各非励振素子Ａ１，Ａ２は、長さｈ１を有し、かつ励振素子Ａ０に対して距離ｄ１を有して平行なストリップ導体のアンテナ素子として誘電体基板２０上に形成されている。ここで、長さｈ１は、送受信される無線信号の波長の約１／４の長さに設定される。
図６は、図５の誘電体基板２０の下部の詳細構成を示す斜視図である。誘電体基板２０において、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１が形成された面とは反対側の面に、互いに離間して４つの電極２１乃至２４が形成されている。励振素子Ａ０の下端（接地導体１１に近い方の端部）は、誘電体基板２０を貫通したスルーホール導体２５を介して電極２１と電気的に接続される。電極２２は接地導体１１と電気的に接続される。さらに、電極２１は、ＬＮＡ２に接続された同軸ケーブル１の中心導体１ａに接続され、電極２２は同軸ケーブル１の外部導体１ｂに接続される。非励振素子Ａ１の下端は、誘電体基板２０を貫通したスルーホール導体２６を介して電極２４に接続され、この電極２４は、可変容量ダイオードＤ１のカソードに接続される。可変容量ダイオードＤ１は、可変リアクタンス素子１２の一例である。可変容量ダイオードＤ１のアノードは電極２３に接続され、電極２３はまた接地導体１１と電気的に接続される。さらに、電極２３及び２４はそれぞれ、例えば数ｋΩ乃至数十ｋΩの高周波電流阻止用抵抗４１，４２及びペアケーブル５−１を介して当該アレーアンテナ装置の指向特性を制御するアンテナコントローラ１０の印加バイアス電圧端子（図示せず。）に接続されている。
以上のように構成されたアレーアンテナ装置においては、アンテナコントローラ１０からのリアクタンス値信号に含まれる印加バイアス電圧が、ペアケーブル５−１を介して可変容量ダイオードＤ１の両端に印加され、このとき、印加バイアス電圧を変化することにより可変容量ダイオードＤ１の接合容量値、すなわちリアクタンス値を変化させることができる。アンテナコントローラ１０は可変電圧直流電源の機能を有し、非励振素子Ａ１に接続された可変容量ダイオードＤ１に印加する逆バイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードＤ１の接合容量を変化させ、これにより、非励振素子Ａ１の電気長を、励振素子Ａ０に比較して変化させ、また、同様に非励振素子Ａ２の電気長を励振素子Ａ０に比較して変化させることにより、当該アレーアンテナ装置の平面指向特性を変化させることができる。
以上のように構成された第２の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置によれば、制御が簡単であってその制御により入力インピーダンスが実質的に変化しないことに加えて、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１，Ａ２が形成された誘電体基板２０を接地導体１１上に設けたので、従来のダイバーシティアンテナに比較して構造が簡単であって、励振素子Ａ０や非励振素子Ａ１，Ａ２を容易にかつ高精度で形成することができるアレーアンテナ装置を提供することができる。また、誘電体基板２０上にストリップ導体にてなる励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１，Ａ２を形成しているので、プリント配線基板の形成技術で容易にアンテナ素子を形成することができ、製造工程がきわめて簡単になるという特有の利点を有する。
第１の実装例
図７は、本発明に係る第１の実装例である、携帯型パーソナルコンピュータ２００に搭載されたアレーアンテナ装置を示す斜視図である。この実装例では、携帯型パーソナルコンピュータ２００は、上部筐体２０１と下部筐体２０２とからなる折りたたみ型の筐体を有し、好ましい実施形態のアレーアンテナ装置２１０は、上部筐体２０１上に固定されるか、又は上部筐体２０１上に向きが可動であるように装着されることが可能である。アレーアンテナ装置２１０は、図５と同様に、誘電体基板上にプリントされて形成された１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置として図示されている。アレーアンテナ装置２１０において接地導体は図示されていないが、接地導体は上部筐体２０１に装着されていてもよく、又は上部筐体２０１が金属製の場合は上部筐体２０１が接地導体として利用されてもよい。なお、図７に示された実装例の制御装置として、上述のアンテナコントローラ１０を用いることができる。
第２の実装例
図８は、本発明に係る第２の実装例である、ＰＣカード２１１に搭載されたアレーアンテナ装置を示す斜視図である。この実装例では、接地導体として動作するＰＣカード２１１の本体上に設けられた、図１と同様の、１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置を図示している。ＰＣカード２１１は、図７と同様の携帯型パーソナルコンピュータ２００の下部筐体２０２に設けられたＰＣカードスロット２０３に挿入されて、ＰＣ２００のアンテナとして動作することが可能である。なお、図８に示された実装例の制御装置として、上述のアンテナコントローラ１０を用いることができる。
第３及び第４の好ましい実施形態
図９は、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の解析モデルとして用いる、第３の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置の平面図である。
図９において、図９の上下方向の高さλｇ／２（ここで、λｇは受信する所望波の管内波長である。）の矩形接地導体１１ａが裏面に形成されてなる誘電体基板２０のおもて面上に、３本のマイクロストリップ導体を互いに間隔ｄで離間して互いに平行に形成してマイクロストリップ線路を形成し、その先端をλ／４（ここで、λは受信する所望波の自由空間波長である。）だけ接地導体１１ａが形成されていない面上まで延在させることにより非励振素子Ａ２、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１を形成した。ここで、マイクロストリップ線路の接地部分である接地導体１１ａが、モノポールアンテナにおいての地板として機能する。なお、マイクロストリップ線路の給電部に完全導体の接地導体１１ａを置いたのは、解析に用いたシミュレータの仕様によるものである。
誘電体基板２０の材料常数には、ＢＴレジン／熱硬化ＰＰＯ等の高周波用プリント基板を想定し、比誘電率εｒ＝３．４、誘電体損失ｔａｎδ＝０．００３と設定した。また、誘電体基盤２０の厚さを０．６ｍｍとしている。さらに、アンテナ素子Ａ０，Ａ１，Ａ２の導体部及び接地導体１１ａの材料にはＡｕを想定し、その導電率には実測値に近い、σ＝３．３×１０８［Ｓ／ｍ］を設定した。マイクロストリップ線路の幅は、マイクロストリップ導体の特性インピーダンスが５０［Ω］となる、１．４２［ｍｍ］に設定した。その他のパラメータは図９に示した通りである。なお、図中のλｇは基板誘電率から求められる実効波長を示す。
次いで、図９の解析モデルを用いたときの電磁界解析結果（アドミタンス行列表示）について以下に説明する。
電子制御導波器アレーアンテナ装置においてリアクタンス値を変更した場合のアレー指向性は、後述する等価ウェイトベクトル法で導きだすことができる。等価ウェイトベクトルは、アンテナを回路的に取り扱い、そのアドミタンス行列より導出される。電磁界シミュレータから導出されたアドミタンス行列から、素子間隔に対するアドミタンス値の変化を示す表現式を導出することで、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の基本構造式を得ることができる。
そこで、素子間隔をパラメータとして、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置のアドミタンス行列の表現式を導出する。素子間隔は波長で規格化した値で表している。計算は素子間隔ｄ＝０．１λ〜０．３５λの範囲で行った。３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置を３端子回路網として見て、そのアドミタンス行列を求める。３端子回路網のＹ行列は、次式で表される。
ここで、相反定理、並びにアンテナ構造の対称性により、上記式（１）中のＹパラメータには、次式の等号関係が成り立っている。
ｙ１１＝ｙ２２ （２）
ｙ０１＝ｙ０２＝ｙ１０＝ｙ２０ （３）
ｙ１２＝ｙ２１ （４）
これらのパラメータは、その物理的意味からそれぞれ、以下のように呼び表すこととする。
（１）ｙ００：励振素子の自己アドミタンス。
（２）ｙ１１：非励振素子の自己アドミタンス。
（３）ｙ０１：励振素子と非励振素子との間の結合アドミタンス。
（４）ｙ１２：２つの非励振素子の間の結合アドミタンス。
図１０乃至図１７に、ｙ００〜ｙ１２の各アドミタンス値を、上述の解析モデルの条件下で電磁界シミュレーションを行い、多項式フィッティング（近似）した結果を示す。またそれぞれの表現式を次式に示す。表現式は、素子間隔ｄ＝０．１λ〜０．３５λの範囲内で有効である。
次いで、上記で求めたアドミタンス行列Ｙから、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンス２ｚｉｎ（なお、受信時は、出力インピーダンスとなる。）を導く。なお、定式化では、図１８に示す第４の好ましい実施形態に係る等価ダイポールモデル（素子長＝１／２λ）で行った。このため、係数は全て２倍となっている。図１８において、励振素子Ａ０は、２本のアンテナ素子Ａ０ａ，Ａ０ｂを備えて構成され、この２本のアンテナ素子Ａ０ａ，Ａ０ｂの給電ポートには、無線送信機１３の、出力インピーダンスｚｓを有する電圧２ｖｓの発振源１３が接続される。また、非励振素子Ａ１は、２本のアンテナ素子Ａ１ａ，Ａ１ｂを備えて構成され、そのアンテナポートには、リアクタンス値ｊ２ｘ１の可変リアクタンス素子１２−１が接続される。さらに、非励振素子Ａ２は、２本のアンテナ素子Ａ２ａ，Ａ２ｂを備えて構成され、そのアンテナポートには、リアクタンス値ｊ２ｘ２の可変リアクタンス素子１２−２が接続される。
以上のように構成された３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎ＝２ｚｉｎは次式で表される。
上記式（１３）中のインピーダンスｚ００〜ｚ１２は、循環性とアンテナ構造の対称性により、次式を用いて計算される。
ここで、ｄｅｔＹは、アドミタンス行列Ｙの行列式の値である。そして、入力インピーダンスＺｉｎの変化の度合いを確認するため、２本の非励振素子Ａ１，Ａ２のうちの１本（図１８の非励振素子Ａ１）のリアクタンス値Ｘ１＝２ｘ２を０、５０、１００［Ω］にそれぞれ固定して、非励振素子Ａ２のリアクタンス値の半値ｘ２の値を−１００〜１００［Ω］の範囲内で変化させた。算出される入力インピーダンスＺｉｎ＝２ｚｉｎの値を、実数成分と虚数成分に分けて、図１９及び図２０に示した。
本発明者らのシミュレーションによれば、２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の場合、入力インピーダンスの変化は素子間隔に依存して４０〜１００［Ω］程度変化していたのに対して、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置では、図１９及び図２０に示すように、１０［Ω］以下に押さえられている。３素子の構成は、基本的にリアクタンス値の変化に対して、入力インピーダンスの変化幅が小さい。また、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置では、リアクタンス値ｘ１とｘ２には、同じ値の組み合わせを交互に切り替えて割り当てるため、指向性パターンを切り替えた後の入力インピーダンスの値は一致する。３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置は２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置に対して、整合設計が行いやすいことが確認できた。
次いで、等価ウェイトベクトル法（アレーファクタ）について以下に説明する。一般に、アレーアンテナの指向性は素子単体の指向性とアレー応答ベクトル（アレーファクタ）の積で表される。３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置のアレーファクタを求めるために、ここでは等価ウェイトベクトル法を用いる（例えば、非特許文献２及び４参照。）。
これは、アレーファクタをステアリングベクトルとウェイトベクトルの内積で表し、そのウェイトベクトルはこのアンテナを送信モードで励振した際の電流ベクトルと等価であるとする方法である。アレーファクタＤ（φ）を以下のように定義する。ここで、ｗ（ｗ０、ｗ１、ｗ２）は各アンテナ素子Ａ０，Ａ１，Ａ２の等価ウェイトであり、ｚｓ［Ω］とｖｓ［Ｖ］は送信給電系の出力インピーダンスと内部電圧であり、ｘ１、ｘ２［Ω］はそれぞれ非励振素子Ａ１，Ａ２にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子１２−１，１２−２のリアクタンス値である。なお、定式化は、図１８の等価ダイポールモデルで行うため、全て２倍の係数がつく。
Ｄ（φ）＝ａ（φ）・ｗ （１８）
ここで、上記式（１８）中のａ（φ）、ｗは、それぞれ次式で表される。
ｗ＝２ｚｓ（Ｙ−１＋Ｘ）−１ｕ０ （２０）
ここで、上記式（２０）中のＸ、ｕ０は、それぞれ以下の通りである。
Ｘ＝ｄｉａｇ（２ｚｓ，ｊ２ｘ１，ｊ２ｘ２） （２１）
ｕ０＝［１ ０ ０］Ｔ （２２）
上記式（１８）で計算できるアレーファクタＤ（φ）には、給電系とアンテナのインピーダンス不整合による損失も考慮されている。装荷する可変リアクタンス素子１２−１，１２−２のリアクタンス値２ｘ１，２ｘ２をパラメータとし、アレーファクタＤ（φ）を方位角φの関数としてプロットすると、振幅及び位相指向性を得る。方位角は励振素子Ａ０から非励振素子Ａ１を見た方向を０度とした。
図２１に、素子間隔ｄ＝０．１５λの時の振幅指向性を示し、図２２にそのときの位相指向性を示す。指向性には対称性があるため、０〜１８０［度］の範囲内で図示した。
さらに、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置のリアクタンスダイバーシティ効果の確認結果について以下に説明する。
上述したように、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置においても、リアクタンス制御を行うことによってその振幅位相の方位角依存性を変化させることができる。これを適応的に用いることで、フェージングによるレベル低下が生じる条件、すなわち同振幅逆位相状態を回避できる。このことを定量的に確認するため、以下のシミュレーションを行った。
当該シミュレーションは、２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の場合と同様、等振幅２波モデルを用いて行った。図２３にそのモデル図を示す。干渉性のある２波ｓ１，ｓ２が等振幅かつランダム位相差で到来する環境に３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置を置いた場合に受信される信号をｙとする。ｙはアレーファクタＤ（φ）を用いて、次式で表される。なお、２波の到来方位角φ１とφ２は３６０［度］の範囲内で無相関かつランダムであるとする。
ｙ＝Ｄ（Φ１）ｓ１＋Ｄ（Φ２）ｓ２
＝Ｄ（Φ１）ａ０ｅｘｐ（−ｊΦ１）＋Ｄ（Φ２）ａ０ｅｘｐ（−ｊΦ２）
（２３）
ここで、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置のリアクタンス値ｘ１，ｘ２を２状態に制御して、受信電力（ｙ・ｙ＊）が高くなる方を選択するというアルゴリズムでフェージングを回避するものとする。ｘ１、ｘ２は、同じ値の組み合わせを交互に切り替えて用いるものとする。
図２４に、給電系インピーダンスｚｓ＝５０［Ω］（ダイポールモデル換算で１００［Ω］）、素子間隔ｄ＝０．１５λとした場合の、フェージング劣化の累積確率分布（ＣＤＦ曲線）を示す。リアクタンス値は０［Ω］と５０［Ω］の２状態に交互に切り替えて制御する。図２４のグラフの縦軸は、到来波１波あたりの信号電力ａ０ａ０＊を基準とした、ダイバーシティ受信信号電力が横軸のｄＢ表示値を超える事象の累積確率（ＣＤＦ値）である。比較のため、等振幅の２つの到来波が存在するモデルにおける無指向性の単一アンテナ装置のフェージングＣＤＦの理論値（次式参照。）を図２４に点線で示す。
ここで、ｐｒｏｂ（ｙｙ＊≧Ｐ）は受信信号電力ｙｙ＊がＰ以上となる確率である。特に、深いフェージングが発生している領域、すなわち
ｐｒｏｂ（ｙｙ＊≧Ｐ） ≪１／π （２５）
の領域では、次式が漸近線となる。
Ｐ＝ｐ２π２ａｏａｏ＊ （２６）
図２４から明らかなように、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置は、単一アンテナに比べて、ＣＤＦ９０％値で５ｄＢのダイバーシティ利得３０１が得られ、ＣＤＦ９９％値で約１０ｄＢのダイバーシティ利得３０２が得られることがわかる。また、２０ｄＢのフェージング劣化が発生する確率も約０．５％に低減し、３０ｄＢでは約０．０７％と、単一アンテナに対して大きく低減している。
図２４において、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が例えば９０％又は９９％などの所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となりかつ入力インピーダンスＺｉｎが実質的に変化しないような第１及び第２のリアクタンス値セットを選択して設定することがより好ましい。さらに、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が例えば９０％又は９９％などの所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように第１及び第２のリアクタンス値セットを選択して設定することが最も好ましい。
次に、素子間隔とダイバーシティ利得の関係を図２５に示す。ＣＤＦ９０％値、並びにＣＤＦ９９％値ともに、素子間隔０．１λ〜０．３５λの範囲内では素子間隔と得られるダイバーシティ利得との間に大きな依存性がない。このことは、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の実装設計において、公差を厳しく設定する必要がないことを意味する。すなわち、素子間隔を０．１λ〜０．３５λの範囲内で設定することが好ましい。
以上説明したように、この好ましい実施形態に係る３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置により、リアクタンス値切り替えによるアンテナ入力インピーダンスの変化を押さえられることが確認できた。リアクタンスを２状態に制御するアルゴリズムで、等振幅２波モデルにおけるダイバーシティ利得を算出した。単一アンテナに対して、累積確率分布９０％値で約５ｄＢ、９９％値で約１０ｄＢのダイバーシティ利得が得られることがわかった。素子間隔０．１λ〜０．３５λの範囲内において得られるダイバーシティ利得に大きな差はないため、実装の公差を厳しくする必要がなく、コスト面の点でも有利であることがわかった。
すなわち、アンテナ素子間隔には強く依存しないので、アンテナ装置を実装するときに機械的公差を厳密に正確にする必要がなく、折りたたみ展開式構造や柔軟弾性素材によるアンテナ装置の実装にも有効である。このアレーアンテナの制御装置はハードウエア構成が簡易で、かつ、単純な１ビットバイナリ制御で大きなフェージング改善効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載できるダイバーシティアンテナとして用いることができる。
さらに、電子制御導波器アレーアンテナ装置の可変リアクタンス素子は、例えば、安価な可変容量ダイオードで構成されるので、１つの励振素子と２つの非励振素子とを備えた電子制御導波器アレーアンテナ装置は、単極双投ＲＦスイッチによる従来の２素子選択式ダイバーシティアンテナに比べて低コストとなる。また、可変容量ダイオードは常に逆バイアスで動作するので、ＰＩＮダイオードスイッチのようなオン時の直流電流消費が無い。ＦＥＴスイッチに比べても、可変容量ダイオードは低コストかつ低損失である。さらに、電子制御導波器アレーアンテナ装置はアンテナ素子間隔を比較的狭くしても動作することからアンテナ装置全体を小型化できる。
以上の好ましい実施形態においては、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置について説明しているが、本発明はこれに限らず、１本の励振素子と、偶数本の非励振素子を備える電子制御導波器アレーアンテナ装置であってもよい。すなわち、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置は、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた偶数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された偶数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナの指向特性を変化させるものである。ここで、上記偶数本の非励振素子は、少なくとも１本の第１の組の非励振素子と、少なくとも１本の第２の組の非励振素子とからなり、上記偶数個の可変リアクタンス素子は、上記第１の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第１の組の可変リアクタンス素子と、上記第２の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第２の組の可変リアクタンス素子とからなる。そして、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第１のリアクタンス値セットを設定する第１の場合と、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第２のリアクタンス値セットを設定する第２の場合とのうち、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に設定するように構成してもよい。
第１の変形例
図２６は、本発明に係る第１の変形例の電子制御導波器アレーアンテナ装置を示す平面図である。図２６において、各非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、非励振素子Ａ２と、励振素子Ａ０と、非励振素子Ａ１とを一直線上に並置してなり、しかも非励振素子Ａ３と、励振素子Ａ０と、非励振素子Ａ４とを一直線上に並置し、アンテナ素子Ａ３，Ａ０，Ａ１により成される角度θ及びアンテナ素子Ａ２，Ａ０，Ａ４により成される角度θを直角に設定している。なお、各アンテナ素子Ａ０−Ａ４は接地導体１１上であって、電気的に絶縁されるように立設されている。ここで、例えば、非励振素子Ａ１，Ａ３を第１の組の非励振素子とし、非励振素子Ａ２，Ａ４を第２の組の非励振素子としたとき、非励振素子Ａ１，Ａ３にそれぞれ接続される可変リアクタンス素子１２−１，１２−３を第１の組の可変リアクタンス素子とし、非励振素子Ａ２，Ａ４にそれぞれ接続される可変リアクタンス素子１２−２，１２−４を第２の組の可変リアクタンス素子とする。ここで、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第１のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ）を設定する第１の場合（第１の組の可変リアクタンス素子に属する各可変リアクタンス素子に対してリアクタンス値Ｘａを設定し、第２の組の可変リアクタンス素子に属する各可変リアクタンス素子に対してリアクタンス値Ｘｂを設定する。）と、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第２のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘａ）を設定する第２の場合（第１の組の可変リアクタンス素子に属する各可変リアクタンス素子に対してリアクタンス値Ｘｂを設定し、第２の組の可変リアクタンス素子に属する各可変リアクタンス素子に対してリアクタンス値Ｘａを設定する。）とのうち、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に設定する。なお、上記第２のリアクタンス値セットは、（Ｘｃ，Ｘｄ）であってもよい。さらに、上記の変形例において、θ＝９０度としているが、本発明はこれに限らず、０＜θ＜１８０［度］であってもよい。
第２の変形例
図２７は本発明に係る第２の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。図２７において、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、互いに１２０°の角度だけ離間して設けられ、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき正三角形を形成する。なお、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３が装荷されて、その他の構成は上述の好ましい実施形態と同様である。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の好ましい実施形態及び第１の変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３は励振素子Ａ０を中心として対称な位置に配置されているので、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘａ）又は（Ｘｃ，Ｘａ，Ｘｂ）のごとく、各リアクタンス値を循環させて設定しても励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく各リアクタンス値を循環して得られた上記３組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ），（Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘａ），（Ｘｃ，Ｘａ，Ｘｂ）をそれぞれ設定する３つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第３の変形例
図２８は本発明に係る第３の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。図２８において、４本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、互いに９０°の角度だけ離間して設けられ、４本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき正方形（正四角形）を形成する。なお、４本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４が装荷されて、その他の構成は上述の好ましい実施形態や変形例と同様である。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の好ましい実施形態及び変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４は励振素子Ａ０を中心として対称な位置に配置されているので、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘａ）、（Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘａ，Ｘｂ）又は（Ｘｄ，Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）のごとく、各リアクタンス値を循環させて設定しても励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく各リアクタンス値を循環して得られた上記４組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）、（Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘａ）、（Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘａ，Ｘｂ）又は（Ｘｄ，Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）をそれぞれ設定する４つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第２及び第３の変形例に係る発明
第２の変形例では、正三角形の各頂点の位置に励振素子Ａ０を中心として３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３を対称的に配置し、第３の変形例では、正方形の各頂点の位置に励振素子Ａ０を中心として４本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３、Ａ４を対称的に配置している。以上の２つの変形例を拡張して、正多角形の各頂点の位置に励振素子Ａ０を中心として複数Ｎ本の非励振素子Ａ１乃至ＡＮを対称的に配置してもよい。このとき、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、各リアクタンス値を循環して得られたＮ組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定するＮ個の場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｎに設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｎに対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
なお、この発明においても、上述の好ましい実施形態と同様に、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように複数のリアクタンス値セットを設定してもよい。また、上述の好ましい実施形態と同様に、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となるように複数のリアクタンス値セットを設定してもよい。
第４の変形例
図２９は本発明に係る第４の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。図２９において、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、非励振素子Ａ１と非励振素子Ａ２との間で角度１８０−θ１（０＜θ１＜１８０）度だけ離間して設けられ、非励振素子Ａ１と非励振素子Ａ３との間で角度１８０−θ１度だけ離間して設けられ、非励振素子Ａ２と非励振素子Ａ３との間で角度２θ１度だけ離間して設けられている。このとき、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき二等辺三角形を形成し、非励振素子Ａ２とＡ３は、非励振素子Ａ１から励振素子Ａ０を通過して延在する線ＬＡ１（対称線といい、対称線ＬＡ１が上記円周１５と交差する点を交差点ＳＡ１とする。）を対称軸として線対称の位置に設けられている。なお、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３が装荷されて、その他の構成は上述の好ましい実施形態と同様である。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の好ましい実施形態及び変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ２，Ａ３は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられているので、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｂ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−２，１２−３の各リアクタンス値を入れ替えても励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく入れ替えて得られた上記２組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ），（Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｂ）をそれぞれ設定する２つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第５の変形例
図３０は本発明に係る第５の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。この第５の変形例に係る電子制御導波器アレーアンテナ装置は、図２９の第４の変形例に比較して、図２９の交差点ＳＡ１の位置に、可変リアクタンス素子１２−４が装荷された非励振素子Ａ４をさらに設けたことを特徴としている。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の第４の変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ２，Ａ３は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられているので、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｂ，Ｘｄ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−２，１２−３の各リアクタンス値を入れ替えても励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく入れ替えて得られた上記２組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ），（Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｂ，Ｘｄ）をそれぞれ設定する２つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第６の変形例
図３１は本発明に係る第６の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。図３１において、５本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、非励振素子Ａ１と非励振素子Ａ２との間及び非励振素子Ａ１と非励振素子Ａ５との間でそれぞれ角度１８０−θ１（０＜θ２＜θ１＜１８０）度だけ離間して設けられ、ここで、対称線ＬＡ１と、励振素子Ａ０の位置と非励振素子Ａ２の位置とを結ぶ線との間の角度を所定の角度θ１で設定され、対称線ＬＡ１と、励振素子Ａ０の位置と非励振素子Ａ５の位置とを結ぶ線との間の角度を所定の角度θ１で設定される。また、対称線ＬＡ１と、励振素子Ａ０の位置と非励振素子Ａ３の位置とを結ぶ線との間の角度を所定の角度θ２で設定され、対称線ＬＡ１と、励振素子Ａ０の位置と非励振素子Ａ４の位置とを結ぶ線との間の角度を所定の角度θ２で設定される。このとき、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ５の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき二等辺三角形を形成し、非励振素子Ａ２とＡ５は、対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられている。また、３本の非励振素子Ａ１，Ａ３，Ａ４の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき二等辺三角形を形成し、非励振素子Ａ３とＡ４は、対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられている。なお、５本の非励振素子Ａ１乃至Ａ５にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５が装荷されて、その他の構成は上述の好ましい実施形態と同様である。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の好ましい実施形態及び変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｅ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ２，Ａ５は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられ、非励振素子Ａ３，Ａ４は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられているので、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｅ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｅ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｂ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−２，１２−５の各リアクタンス値を入れ替えてもよいし、また、別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｃ，Ｘｅ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−３，１２−４の各リアクタンス値を入れ替えてもよいし、さらには、さらに別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｅ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｂ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−２，１２−５の各リアクタンス値を入れ替えかつ可変リアクタンス素子１２−３，１２−４の各リアクタンス値を入れ替えてもよい。すなわち、対称線を対称軸として線対称の位置に設けられた各１対の非励振素子に装荷された可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットのうちの少なくとも１対の非励振素子に装荷された可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを互い入れ替えてもよい。このように設定しても、励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく入れ替えて得られた上記４組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｅ），（Ｘａ，Ｘｅ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｂ），（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｃ，Ｘｅ），（Ｘａ，Ｘｅ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｂ）をそれぞれ設定する４つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第７の変形例
図３２は本発明に係る第７の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。この第７の変形例に係る電子制御導波器アレーアンテナ装置は、図３１の第６の変形例に比較して、図３１の交差点ＳＡ１の位置に、可変リアクタンス素子１２−６が装荷された非励振素子Ａ６をさらに設けたことを特徴としている。この場合においても、第４の変形例と第５の変形例との関係と同様に、非励振素子Ａ１，Ａ６に装荷される可変リアクタンス素子１２−１，１２−６のリアクタンス値を固定するが、他の可変リアクタンス素子のリアクタンス値を第６の変形例のごとく設定することにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第４乃至第７の変形例に係る発明
第４及び第５の変形例では、二等辺三角形の底辺側の２つの頂点の位置に対称線ＬＡ１を対称軸として非励振素子Ａ２，Ａ３が線対称で配置されている。また、第６及び第７の変形例では、二等辺三角形の底辺側の２つの頂点の位置に対称線ＬＡ１を対称軸として非励振素子Ａ２，Ａ５が線対称で配置され、さらに、対称線ＬＡ１を対称軸として非励振素子Ａ３，Ａ４が線対称で配置されている。さらに、第５及び第７の変形例では、対称線ＬＡ１の交差点ＳＡ１の位置にそれぞれ、非励振素子Ａ４又はＡ６がさらに設けられている。以上の４つの変形例及びそれらから変形された例では、１対又は２対の非励振素子が対称線ＬＡ１を対称軸として線対称で設けられているが、これを拡張して、３対以上の複数対の非励振素子を対称線ＬＡ１を対称軸として線対称で設けてもよい。このとき、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、線対称に設けられた少なくとも１対の非励振素子に装荷される可変リアクタンス素子の各リアクタンス値を入れ替えて得られた少なくとも２組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
なお、この発明においても、上述の好ましい実施形態と同様に、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように複数のリアクタンス値セットを設定してもよい。また、上述の好ましい実施形態と同様に、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となるように複数のリアクタンス値セットを設定してもよい。
以上の第４乃至第７の変形例において、非励振素子Ａ１を設けなくても良く、ここで、他の非励振素子に装荷された可変リアクタンス素子のリアクタンス値の制御は上述の通り実行される。以上に説明した第４乃至第７の変形例及びそれらの変形例においては、励振素子Ａ０の位置を通過する対称線ＬＡ１を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線ＬＡ１上に位置し又は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備えて電子制御導波器アレーアンテナ装置が構成され、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第３及び第４の実装例
図３３は本発明に係る第３の実装例である、携帯電話機２０４に搭載されたアレーアンテナ装置２１２を示す斜視図である。この実装例では、携帯電話機２０４の上部に３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置２１２を設けている。また、図３４は本発明に係る第４の実装例である、ＬＡＮＰＣカード２０５に搭載されたアレーアンテナ装置２１０を示す斜視図である。この実装例では、ＬＡＮＰＣカード２０５のＰＣ接続端子とは反対側の端面に、上述の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置２１０を設けている。
第５の好ましい実施形態
図３５は、本発明に係る第５の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置１００Ａを示す平面図である。この第５の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置１００Ａは、図９のアレーアンテナ装置と比較して以下の点が異なる。
（１）誘電体基板２０ａとして、裏面に接地導体１１ａを有し、誘電率＝２．６、誘電体損失ｔａｎδ＝０．０００８のテフロン基板を用いた。なお、その大きさは縦５０［ｍｍ］、横５０［ｍｍ］、厚さ０．６［ｍｍ］である。
（２）当該誘電体基板２０ａにおいて、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２をそれぞれ構成する例えば東芝製ＪＤＶ２Ｓ７１ＥＥ型である可変容量ダイオード６１，６２、給電用ストリップ導体５０、リアクタンス値信号伝送用ストリップ導体５１，５２及び各ストリップ導体５１，５２と各非励振素子Ａ１，Ａ２との間に挿入される例えば１０ｋΩのチップ抵抗７１，７２とを備えた。
以下、図３５を参照して、アレーアンテナ装置１００Ａの構成について詳述する。図３５において、誘電体基板２０ａの裏面には、概ね図上下側の部分に接地導体１１ａが形成される一方、そのおもて面には、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２の各導体パターン（ストリップ導体）が、各素子が裏面の接地導体１１ａの最上辺から１／４波長だけ突出するようにかつ互いに所定の間隔ｄだけ離間して互いに平行となるように形成されている。ここで、裏面に接地導体１１ａが形成されていない部分の励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２の各導体パターンがアンテナ素子として動作する一方、裏面に接地導体１１ａが形成されている部分の励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２の各導体パターンがマイクロストリップ線路（伝送線路）として動作する。すなわち、励振素子Ａ０の導体パターンが接地導体１１ａの上辺と立体的に交差する励振素子Ａ０上の点が給電点Ａ０ｐとなる。
給電用ストリップ導体５０は、例えば２段階で段階的に特性インピーダンスが変化するように形成された階段テーパ形状を有し、接地導体１１ａとによりマイクロストリップ線路を構成する。給電用ストリップ導体５０の上端５０ａは励振素子Ａ０の下端５０ｂに接続され、その接続点が給電接続点Ａ０ｆを構成する一方、給電用ストリップ導体５０の下端５０ｂは無線受信機（図示せず。）に接続された給電ケーブルの心線に接続される。また、リアクタンス値信号伝送用ストリップ導体５１は接地導体１１ａとによりマイクロストリップ線路を構成し、その上端５１ａはチップ抵抗７１を介して非励振素子Ａ１の下端Ａ１ｅに接続される一方、その下端５１ｂは、図３８を参照して後述するように前置増幅器４０４を介して図１のアンテナコントローラ１０を構成するパーソナルコンピュータ４０１と接続される。同様に、リアクタンス値信号伝送用ストリップ導体５２は接地導体１１ａとによりマイクロストリップ線路を構成し、その上端５２ａはチップ抵抗７２を介して非励振素子Ａ２の下端Ａ２ｅに接続される一方、その下端５２ｂは、図３８を参照して後述するように前置増幅器４０４を介して図１のアンテナコントローラ１０を構成するパーソナルコンピュータ４０１と接続される。
さらに、非励振素子Ａ１の下端Ａ１ｅ近傍において、誘電体基板２０ａを厚さ方向に貫通するスルーホールの内周面に導体がメッキしてなるスルーホール導体６３が形成され（なお、当該スルーホール内にスルーホール導体を充填してもよい。）、スルーホール導体６３の一端は可変容量ダイオード６１を介して非励振素子Ａ１の下端Ａ１ｅ近傍に接続されている。また、同様に、非励振素子Ａ２の下端Ａ２ｅ近傍において、誘電体基板２０ａを厚さ方向に貫通するスルーホールに導体が充填してなるスルーホール導体６４が形成され、スルーホール導体６４の一端は可変容量ダイオード６２を介して非励振素子Ａ２の下端Ａ２ｅ近傍に接続されている。以上のように構成されたアレーアンテナ装置は、小型・軽量であって、薄型である３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置を形成できる。
図３６は図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験結果であって、ＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。ここで、ＶＳＷＲの測定は、可変容量ダイオード６１，６２にそれぞれリアクタンス値信号である逆バイアス電圧として、ＶＬ＝０［Ｖ］、ＶＨ＝２５［Ｖ］を印加した状態で、３〜７ＧＨｚの範囲で行った。図３６から明らかなように、測定の結果、当該アレーアンテナ装置１００Ａは４．５〜７．０ＧＨｚの範囲内でＶＳＷＲ≦３を達成している。
次いで、図３５の３素子のアレーアンテナ装置１００Ａと、従来技術に係る２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスのリアクタンス値切り替え前後での変化を測定により確認した。図３７に、５．２ＧＨｚでの３素子のアレーアンテナ装置１００Ａと、２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを、スミスチャート上にプロットした。ここで、３素子のアレーアンテナ装置１００Ａにおいては、各可変容量ダイオード６１，６２にそれぞれ印加する逆バイアス電圧Ｖ１とＶ２の切り替え前後において、５０Ωのインピーダンス整合状態がほぼ維持されている。それに対して、図３７中の三角形で示すように、より高い逆バイアス電圧ＶＨ側で５０Ωにインピーダンス整合をとった２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置では、より低い逆バイアス電圧ＶＬに切り替えた時点では、入力インピーダンスＺｉ＝３９．４−ｊ４．２６［Ω］（図３７中の逆三角形）まで変化した。３素子のアレーアンテナ装置１００Ａにおいては、切り替え前後でアンテナ入力インピーダンスが一定であることが特徴であるが、そのことを実験によって確認できた。
次いで、第５の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置１００Ａを用いた、リアクタンスダイバーシティ効果の測定とその結果について以下に説明する。
図３８は図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験を行う受信機側の測定システムを示す斜視図である。図３８において、当該測定システムは車輪付き台車４００上に構築しており、試験環境内を一定速度で移動させながら、アレーアンテナ装置１００Ａの可変リアクタンス値を一定間隔で連続して切り替えて測定することで、フェージング環境での測定結果を得る。当該測定システムにおいては、車輪付き台車４００上に、図１のアンテナコントローラ１０の主制御部を構成するパーソナルコンピュータ４０１と、例えばヒューレットパッカード製８３４９Ｂ型（利得２０ｄＢ）の前置増幅器４０２と、例えばアドバンテスト製Ｒ３３７１Ａ型のスペクトラムアナライザ４０３と、２．５の増幅度を有する直流増幅器４０４と、アレーアンテナ装置１００Ａとが載置されている。
３素子のアレーアンテナの制御装置１００Ａの給電接続点Ａ０ｆから出力される受信した無線信号は、前置増幅器４０２で増幅した後、スペクトラムアナライザ４０３に入力する。スペクトラムアナライザ４０３はゼロスパンモードで動作させ、受信した無線信号の電力強度に比例する電圧出力を取り出し、それをパーソナルコンピュータ４０１に接続したＡ／Ｄ変換ボードを介してパーソナルコンピュータ４０１内のハードディスクメモリに格納して記録する。リアクタンス値の切り替えは、パーソナルコンピュータ４０１に接続したＤ／Ａ変換ボードによって、Ａ／Ｄ変換と同期させて可変容量ダイオード６１，６２の逆バイアス電圧をＶＨ、ＶＬの間で切り替えることで行う。当該実施例では、Ｄ／Ａ変換ボードの出力電圧が最大１０［Ｖ］であるため、直流増幅器４０４により２．５倍に増幅して３素子のアレーアンテナ装置１００Ａ上の可変容量ダイオード６１，６２と接続している。切り替えの周期は、図３８の測定システムの移動速度に対して、リアクタンス値の切り替え前後での測定結果が、ほぼ同時に測定されたものと見なせる値として、１．５ミリ秒間隔で行った。この値は、スペースダイバーシティアンテナとＲＦスイッチによるランダムフィールド測定法の研究結果を参考に決定した（例えば、非特許文献５及び６参照。）。
図３９は図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験環境のレイアウトを示す平面図である。図３９に示すように、５．２ＧＨｚの無線送信機４１０を部屋４１５の中心においた状態で、図３８の受信機側の測定システムを、波線４１１に沿って一定の速度で移動させて測定した。アレーアンテナ装置１００Ａの設置高さは送信側、受信側ともに１．２ｍとした。
図４０は図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験結果であって、ダイバーシティ利得を示す、規格化電力に対するＣＤＦ値のグラフである。この実験結果は、図３９での試験環境における測定結果より導いた規格化した受信電力［ｄＢ］に対するＣＤＦ値の曲線を示している。ここで、縦軸のＣＤＦ値は３素子のアレーアンテナ装置１００Ａでの受信電力が、横軸の値より高い値となった場合について導いた累積確率を示している。状態１、状態２はそれぞれ、非励振素子Ａ１，Ａ２に装荷された各可変容量ダイオード６１，６２への逆バイアス電圧が（Ｖ１，Ｖ２）＝（０，２５）［Ｖ］、（Ｖ１，Ｖ２）＝（２５，０）［Ｖ］の場合の累積確率分布曲線である。逆バイアス電圧の切り替え前後で、受信電力のより高い方を選ぶことにより、選択合成した結果の累積確率分布曲線は、実線（ダイバーシティ）で示した。
状態１及び状態２の場合の結果は、図４０中のレイリー曲線にほぼ沿っており、図３９の試験環境は、直接波の影響の少ないフェージング環境であると予想される。３素子のアレーアンテナ装置１００Ａのダイバーシティ能力を、ダイバーシティを行わない場合と行った場合の受信電力の差、すなわちダイバーシティ利得で評価する。図４０から明らかなように、累積確率分布（ＣＤＦ値）が９０％の場合で比較すると、ダイバーシティ受信によって約４ｄＢのダイバーシティ利得３０３が得られ、受信電力に改善が見られる。また、よりフェージングの深いＣＤＦ値が９９％のときでは、約７ｄＢのダイバーシティ利得３０４が得られた。
以上説明したように、３素子のアレーアンテナ装置１００Ａによるリアクタンスダイバーシティを提案し、実験により確認した。試作により、平面型３素子のアレーアンテナ装置１００Ａが誘電体基板２０ａと２個の可変容量ダイオード６１，６２によって構築できることを証明した。このことは、平面型３素子のアレーアンテナ装置１００Ａを低コストで実装できることを示している。また、上述のように、３素子のアレーアンテナ装置１００Ａにおいては、切り替え前後でアンテナ装置の入力インピーダンスが一定であることが実験によって確認された。ダイバーシティ利得を測定した結果、ＣＤＦ値が９９％時で約７ｄＢのダイバーシティ利得が得られることがわかった。さらには、平面型３素子のアレーアンテナ装置１００Ａによるダイバーシティ受信が、耐マルチパスフェージング能力を示すことが実験により確認できた。
第６の好ましい実施形態
図４１は本発明に係る第６の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置１００Ｂを示す平面図である。この第６の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置１００Ｂは、図９のアレーアンテナ装置に比較して以下の点が異なる。
（１）誘電体基板２０に代えて、図４１に基板データを示す誘電体基板２０ｂを備えた。
（２）接地導体１１ａの上下方向の長さをλｇとした。ここで、λｇは、誘電体基板２０ｂの誘電率εｒから求められる実効波長である。
なお、図４１において、ｔは誘電体基板２０ｂの厚さであり、εｒはその誘電率であり、σは誘電体基板２０ｂ上に形成される導体の導電率である。
当該好ましい実施形態において用いるアレーアンテナ装置１００Ｂのための制御装置は、図１と同様に構成される。ここで、非励振素子Ａ１及びＡ２には可変リアクタンス素子１２−１，１２−２としてそれぞれ可変容量ダイオードが装荷されている。装荷リアクタンスは、可変容量ダイオードのみでは負のリアクタンスしか得られないので、誘導性までを可変範囲とする場合は、必要に応じて直列又は並列にインダクタを接続する。可変容量ダイオードに印加される直流バイアス電圧は、図１のコントローラ１０により入れ替わるよう構成されている。つまり、装荷リアクタンス値（ｘ１，ｘ２）は、（ｘ１，ｘｈ）及び（ｘｈ，ｘ１）の２値に切り換えられ、当該アレーアンテナ装置１００Ｂの指向性が変化する。この好ましい実施形態では、各ダイバーシティ枝の指向性を決定する装荷リアクタンス値を、「枝リアクタンス」という。従って、上記リアクタンス値の定数ｘｈ、ｘ１によって定まる２つの指向性が「ダイバーシティ枝」となる。この好ましい実施形態に係る構成によれば、切り換えによってアンテナのインピーダンスは変化せず、固定定数回路により整合可能である。
この好ましい実施形態において、リアクタンス値の切り換えは、単一の受信回路でアンテナを切り換える、アンテナ切り換えダイバーシティ（例えば、非特許文献７参照。）やアンテナ選択ダイバーシティ（例えば、非特許文献８及び９参照。）のアルゴリズムを用いることができる。以下、後者のアルゴリズムにより制御を行うものとする。一般に無線受信機のアンテナ系でダイバーシティ枝を切り換えると受信無線信号の位相が不連続となり、少なくとも１〜２シンボルの間でビット誤りが発生する。これを回避するために、受信フレームもしくはスロットの先頭部に設けられたプリアンブル区間内で「枝リアクタンス」をｘ１、ｘｈの２値に切り換え、ＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ；受信した電波信号の強さを数値化した値をいう。）が高かった側に枝リアクタンスを固定して当該スロットのデータ区間を受信する。従って、フェージングがスロット長に対して十分遅ければ、検波後選択合成ダイバーシティと同等の特性が得られる。
次いで、この好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置１００Ｂなどを用いた計算機シミュレーションとその結果について以下に説明する。なお、当該計算機シミュレーションでは、マルチパス伝搬環境におけるリアクタンスダイバーシティ受信のビット誤り率特性を、計算機シミュレーションにより評価する。当該計算機シミュレーションにおける諸元を表１に示す。
当該計算機シミュレーションでは以下の２つのアンテナモデルを用いる。
（１）無限地板上に設置した、半径１／１００波長の円柱形状を有するモノポールアンテナ装置（以下、無限地板モデルという。）。
（２）図４１に示す厚さｔ＝０．６ｍｍの高周波用両面プリント基板（以下、プリント基板という。）にてなる誘電体基板２０ｂ上に形成した３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１００Ｂ（以下、プリント基板モデルという。）。ここで、誘電体基板２０ｂ上にストリップ導体にてなるマイクロストリップ線路を形成し、その先端をλ／４（ここで、λは自由空間波長）だけ接地導体１１ａの最上辺の位置より上方向に延在させている。測定周波数は５．２ＧＨｚとした。マイクロストリップ線路の線路幅はストリップ導体の特性インピーダンスが５０［Ω］となる値である。従って、各素子Ａ０，Ａ１，Ａ２の下端のポートＰ０，Ｐ１，Ｐ２と、モノポール素子を構成する各素子Ａ０，Ａ１，Ａ２の接地導体１１ａの最上辺における電流はほぼ等しいと仮定する。
当該計算機シミュレーションにおいては、移動局において、リアクタンスダイバーシティ受信を行うものとし、伝搬路は図４２に示すジェークス（Ｊａｋｅｓ）のモデルを仮定した。すなわち、Ｍ個の素波が方位角（ＤＯＡ）φからランダムに到来する。各素波のＤＯＡは０−２πの一様分布とし、各素波の位相と振幅はそれぞれ一様分布及びレイリー分布とした。ここで、ｈｍ、φｍをそれぞれ第ｍ番目の素波の伝達関数及びＤＯＡとおく。素波の伝達関数とは、励振素子Ａ０の位置に対するものである。各素波の位相と振幅が与えられれば、受信回路の入力に至る伝達関数は、電子制御導波器アレーアンテナ装置の指向性、枝リアクタンスの関数となり、一般にＮ＋１素子の場合次式により表される。
すなわち、伝達関数ｈ（ｘ１，ｘｈ）と伝達関数ｈ（ｘｈ，ｘ１）の絶対値を比較して大きい方を選択し、受信信号の振幅とする。受信機入力における熱雑音として、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を仮定し、その電力密度をＮ０とすればフェージング変動に対する瞬時信号対雑音電力比（Ｅｂ／Ｎ０）が求まる。ここで、変調方式はＢＰＳＫとし、遅延検波による復調を仮定するとビット誤り率（以下、ＢＥＲという。）Ｐｃは次式で表される（例えば、非特許文献１０参照。）。
ここで、
γ＝Ｅｂ／Ｎ０ （２９）
当該計算機シミュレーションでは、受信スロット（フレーム）毎に各素波のｈｍ、φｍを乱数により発生させて、伝達関数ｈ（ｘ１）と伝達関数ｈ（ｘｈ）、あるいは伝達関数ｈ（ｘ１、ｘｈ）と伝達関数ｈ（ｘｈ、ｘ１）を求め、上記式（２８）により受信スロット毎のＢＥＲを求めている。つまり、スロット中はフェージング変動が無いものとしており、スロット長に対して十分遅いフェージングを仮定している。
次いで、等価ウェイトベクトルの算出について以下に説明する。まず、等価ウェイトベクトルｗを上記式（１９）及び式（２０）より算出する。アドミタンス行列Ｙの各要素は表１に示した素子形状と配置から、モーメント法により求めた下記の値を用いた。
（１）無限地板モデルの場合のアドミタンス行列の各要素
（２）プリント基板モデルの場合のアドミタンス行列の各要素
ここで、単位はＳ（シーメンス、Ω−１）であり、ｙｍｎはアドミタンス行列Ｙのｍ＋１行ｎ＋１列の要素を示す。以上より得られた等価ウェイトベクトルｗについて、リアクタンス値ｘ１又はリアクタンス値ｘ２を変化させたときの軌跡を無限地板モデルの場合について、図４３乃至図４５に示し、プリント基板モデルの場合について図４６乃至図４８に示す。前者の無限地板モデルの場合においては次式が成立する。
（ｗ０ｗ１）＝ｗＴ （３２）
また、後者のプリント基板モデルの場合においては次式が成立する。
（ｗ０ｗ１ｗ２）＝ｗＴ （３３）
非特許文献１１より、リアクタンス値ｘ１又はリアクタンス値ｘ２から等価ウェイトｗ０ｗ１又はｗ２への写像は一次変換であるから、これらの軌跡は全て円となり、リアクタンス値ｘ１又はｘ２を減じたときの回転方向は全て半時計方向となる。なお、図４３乃至図４５ではリアクタンス値ｘ２に関して、１０Ω毎に０から−８０Ωまでプロットしている。
次いで、ＢＥＲ特性について以下に説明する。得られた等価ウェイトｗを用い、上述した条件により計算機シミュレーションを行った。得られたＢＥＲ特性を図４９に示す。比較のため、十分（１０λ）離して設置され理想的に整合された無限地板モデル（モノポールアンテナ）による空間ダイバーシティと、当該モノポールアンテナによるダイバーシティ無しの特性も示している。枝リアクタンス（ｘｈ，ｘ１）は、無限地板モデルについては、（０，−３０）［Ω］と（０，−６０）［Ω］の場合について、プリント基板モデルについては（０，−７０）［Ω］と（０，−１１０）［Ω］の場合について示した。これらの等価ウェイトを図４３において矢印で示した。無限地板モデルでは（０，−６０）［Ω］の場合に最も特性が良好で、空間ダイバーシティとほぼ一致した特性が得られた。一方、プリント基板モデルの場合には（０，−１１０）［Ω］の場合に特性が良好であるが、空間ダイバーシティに対して、ＢＥＲ＝１０−３において約３ｄＢの劣化が見られた。
以上の結果より、高いダイバーシティ利得を得るためには、ダイバーシティ枝間で等価ウェイトを、複素平面上で離れるように設定すればよいと考えられる。従って、リアクタンスダイバーシティの設計にあたっては、対応する等価ウェイトが互いに複素平面上で離れるよう、枝リアクタンスを設定すれば良い。図４３乃至図４５から明らかなように、枝リアクタンス（０，−６０）、（−６０，０）［Ω］の組み合わせは上記基準に沿ったものである。一方、プリント基板モデルにおいては約３ｄＢの劣化が見られる。ただし、劣化要因の１つはインピーダンス不整合によるものであり、簡単な整合回路により容易に改善できる。励振素子Ａ０の等価ウェイトｗ０は当該素子Ａ０の電流をインピーダンス整合時の電流で規格化したものであるから、ｗ０＝１＋ｊ０から離れるほど、ＶＳＷＲが増加し、利得が次式分［ｄＢ］だけ低下することとなる。
図４６の（ｘ１，ｘ２）＝（０，−１１０）［Ω］、（ｗ０＝０．９７−ｊ０．５３）に対する利得低下は上記式（３４）より１．５ｄＢであるから、適当なインピーダンス整合回路を設けた場合の空間ダイバーシティに対する劣化は残りの１．５ｄＢになり、ＢＥＲ＝１０−３において１０．５ｄＢのダイバーシティ利得となる。
ところで、図４９のＢＥＲ特性のカーブは空間ダイバーシティとほぼ平行になっており、これはダイバーシティ枝としての相関がほぼ０になっていることを示している。従って、残り１．５ｄＢの劣化は、平均利得（電力利得をアジマス全方位で平均した値）が理想的なモノポールアンテナに対して約０．７になっていることを示している。これはプリント基板モデルの誘電体基板２０ｂの誘電体損失ｔａｎδ及び導電率による損失のほか、解析モデルの不完全性によるものと考えられる。すなわち、以上の解析では図４１の各ポートＰ０，Ｐ１，Ｐ２における電流と、モノポールアンテナの素子給電部（接地導体１１ａの最上辺）が等しいとの仮定（近似）によっているが、実際には３本のストリップ線路間相互の影響により、一般には異なる。
以上より、リアクタンスダイバーシティの設計基準として以下のようにまとめることができる。
（１）ダイバーシティ枝（切り換える２つの指向性）間で、等価ウェイトが複素平面上で互いに離れるようにする。すなわち、複素平面上でのダイバーシティ枝間の距離が最大となるように設定する。
（２）励振素子Ａ０の等価ウェイトが１＋ｊ０に近くなるようにすれば、アンテナ装置と給電ケーブルとの間のインピーダンス整合回路を省略できる。
上記（１）は、特定の条件におけるシミュレーションから得られたものであり、普遍性についてはさらなる理論検討を要する。しかしながら、ダイバーシティ枝間で等価ウェイトが近接した場合、両者の指向性も近くなり、枝間の受信レベル相関が高くなってダイバーシティ利得が低下するのは明らかである。従って、上記（１）は少なくとも必要条件である。
以上説明したように、リアクタンス値を２状態に切り換える、バイナリリアクタンスダイバーシティ受信の特性と、リアクタンスの設定基準について評価した。マルチパス伝搬モデルにおけるレイリーフェージング下におけるビット誤り率を、計算機シミュレーションにより評価した。その結果、素子間隔０．１波長、３素子の構成で、無限地板モデルによるモノポールアンテナの場合は１２ｄＢ、プリント基板モデルによるモノポールアンテナで１０．５ｄＢのダイバーシティ利得が得られた。さらに、リアクタンスダイバーシティの設計基準について検討し、等価ウェイトベクトルの枝間の相対関係と、給電素子の等価ウェイト、すなわちインピーダンス整合が重要であることを示した
付録
以下においては、非特許文献１１における理論解析を用い、装荷リアクタンス、すなわち枝リアクタンスと等価ウェイトとの関係について理論的に示す。まず、上記式（２０）をクラーメルの公式を用いて等価ウェイトベクトルｗに関して解くと、次式を得る。
ここで、
Ｖ＝Ｙ−１＋Ｘ＝（ｖ０ ｖ１ ｖ２ … ｖＮ）；０≦ｋ≦Ｎ （３６）
次いで、まず、等角性について以下に説明する。あるｋに対して、ｉ≠ｋ（０≦ｉ≦Ｎ）なる全てのリアクタンスｘｉを固定した時のリアクタンスｘｋから等価ウェイトベクトルｗｋ及びｗｉへの写像は一次変換であり、等角写像である。証明は以下による。
ある行列Ｖにおいて、リアクタンスｘｋを含む要素は対角要素の第ｋ＋１行ｋ＋１列のみである。上記式（１８）の分母であるｄｅｔ（Ｖ）を第ｋ＋１列（１≦ｋ≦Ｎ）で展開すると、次式を得る。
ここで、Ｖｍｎは行列Ｖからｍ行ｎ列を除いた行列を表し、ｚｍｎはアドミタンス行列Ｙ−１のｍ行ｎ列要素を表す。従って、リアクタンスｘｋを含む項は右辺第１項目のみであり、リアクタンスｘｋに関して１次式である。同様に、各ｘｉに関しても１次式である。一方、上記式（１８）の分子は同様に、第ｋ＋１列で展開すると、次式を得ることができ、ｘｋを含まない。
一方、各ｘｉに関しては１次式となっている。つまり、次式の形式となる。
従って、等価ウェイトｗｋはリアクタンスｘｋからの（複素関数としての）一次変換であり、リアクタンスｘｉからの一次変換でもある。従って、一次変換の性質より、ある特定のリアクタンスを変化させたときの等価ウェイトｗｋの軌跡は円になる。特に、リアクタンスｘｉ（０≦ｉ≦Ｎ−１，ｉ≠ｋ）を固定してリアクタンスｘｋを変化させたとき、等価ウェイトｗｋは原点を通る円軌跡を描く。
次いで、等価ウェイト軌跡の回転角の共通性について以下に説明する。以上のように、上記式（３５）の分母はリアクタンスｘｉの一次式であり、全てのｋに対して共通である。一方、分子はｉ≠ｋのとき、リアクタンスｘｉの一次式でｉ＝ｋの場合は、リアクタンスｘｉを含まない。従って、等価ウェイトｗｋは次式の形式で書くことができる。
ここで、ａｉｋ、ｂｉｋ，ｃｉは、アドミタンス行列の逆行列Ｙ−１、信号源インピーダンスｚｓ及び装荷リアクタンスｘ１（ｉ≠１）で決まる複素数でリアクタンスｘｉを含まない。特に、ｋ＝ｉの場合はａｉｋ’＝０である。このとき、上記４０の右辺第２項の分母ｊｘｉ＋ｃｉはリアクタンスｘｉの変化に対して複素平面上の直線を動くから、一次変換の性質より等価ウェイトｗｉの軌跡は原点を通る円となる。ここで、ｊｘｉ＋ｃｉは全てのｋに対して共通なので、等価ウェイトｗｋは１／（ｊｘｉ＋ｃｉ）の軌跡を複素数ｂｉｋで相似変換と回転を行い、複素数ａｉｋで平行移動したものである。従って、軌跡円上の回転角は、全ての等価ウェイトｗｋに対して１／（ｊｘｉ＋ｃｉ）の円軌跡における回転角と回転方向を含めて共通である。つまり、リアクタンスｘｉの適当な変化により等価ウェイトｗｉが軌跡円上を角度θだけ回転すれば、等価ウェイトｗｋも同じ方向に角度θだけ回転する。
他の変形例
図５０は、本発明の変形例に係る可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に印加される制御電圧に対する入力インピーダンスＺｉｎ及びリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２の特性において設定可能な３つの状態Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を示すグラフである。
上記の第１の好ましい実施形態においては、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、２組のリアクタンス値セットから１組のリアクタンス値セットを選択する場合について説明しているが、本発明はこれに限らず、図５０に示すように、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、３組又は以上の組のリアクタンス値セットから１組のリアクタンス値セットを選択するようにしてもよい。
以上の実施形態において、上記アレーアンテナは、励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された複数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアンテナ装置であってもよい。ここで、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、入力インピーダンスが実質的に変化しないことを限定せずに、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する複数の場合のうち、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質に基づいて、所定の選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定する。
また、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合である。
さらに、上記各無線信号の信号品質は、信号電力に限らず、信号強度と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比と、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つを用いて評価されてもよい。
また、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値以上であることである。もしくは、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最大値となるリアクタンス値セットを選択することである。とって代わって、上記選択基準は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最小値となるリアクタンス値セットを選択することである。
さらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から任意に１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返す。もしくは、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から所定の順序で１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返す。
さらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記しきい値を所定の範囲で変化させながら上記複数の場合を切り換え、上記各無線信号の信号品質が所定の選択基準を満足するときのしきい値を上記しきい値として設定する。
またさらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、現在選択されているリアクタンス値セットの場合における無線信号の信号品質が上記しきい値よりも低い別のしきい値を所定の自然数の回数以上下回ったとき、上記しきい値の設定を行う。さらにもしくは、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記アレーアンテナの制御装置を搭載する無線通信装置の移動が検出されたとき、上記しきい値の設定を行う。また、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記アレーアンテナの制御装置を搭載する無線通信装置の変復調方式が切り換えられたとき、上記しきい値の設定を行う。さらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記アレーアンテナの制御装置を搭載する無線通信装置の使用周波数が切り換えられたとき、上記しきい値の設定を行う。またさらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定したとき、所定の期間、そのセットの切り換えを停止する。
以上詳述したように、本発明に係るアレーアンテナの制御装置によれば、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された複数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置である。ここで、上記アレーアンテナの制御装置は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する複数の場合のうち、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質に基づいて、所定の選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定する制御手段を備える。従って、従来技術に比較して、ハードウエア構成がきわめて簡単であるとともに、きわめて簡単な制御でより大きなダイバーシティ利得を得ることができる。特に、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を単純な１ビット制御で大きく改善する効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載可能なダイバーシティアンテナを実現できる。また、本発明に係る１ビット制御では、可変リアクタンス素子を連続的に制御する従来技術において必要な制御電圧発生用ＤＡコンバータが不要となるので、アンテナ装置のさらなる小型化と低コスト化が図れる。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合である。従って、従来技術に比較して、ハードウエア構成がきわめて簡単であるとともに、きわめて簡単な制御でより大きなダイバーシティ利得を得ることができる。また、上記アレーアンテナの入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
さらに、本発明に係るアレーアンテナ装置によれば、１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された２個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナ装置である。ここで、上記アレーアンテナ装置は、互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備える。従って、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、小型・軽量であって、薄型のアレーアンテナ装置を提供できる。
【産業上の利用可能性】
以上詳述したように本発明によれば、従来技術に比較して、ハードウエア構成がきわめて簡単であるとともに、きわめて簡単な制御でより大きなダイバーシティ利得を得ることができる。また、上記アレーアンテナの入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。特に、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を単純な１ビット制御で大きく改善する効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載可能なダイバーシティアンテナを実現できる。また、本発明に係る１ビット制御では、可変リアクタンス素子を連続的に制御する従来技術において必要な制御電圧発生用ＤＡコンバータが不要となるので、アンテナ装置のさらなる小型化と低コスト化が図れる。さらに、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、小型・軽量であって、薄型のアレーアンテナ装置を提供できる。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【図５２】
【技術分野】
本発明は、アレーアンテナの制御装置及びアレーアンテナ装置に関し、特に、空間的ダイバーシティを実現する３素子以上の複数素子を有するアレーアンテナの制御装置及びアレーアンテナ装置に関する。
【背景技術】
無線通信のブロードバンド化に伴い、ノートパソコンやＰＣＭＣＩＡカードなどのユーザ端末装置に搭載するアンテナ装置も高機能及び高性能が求められるようになってきた。必要とされる機能として、例えば、到来する無線信号からマルチパスフェージングを除去することが挙げられる。マルチパスフェージングは、ひとつの信号源から送信された波動が複数の経路を伝搬し、受信点において信号が同振幅かつ逆位相でキャンセルされるときに、激しいレベル低下が発生する現象である。屋外無線基地局において受信する場合には、マルチパスの経路による到来波の角度広がりは比較的狭い。しかし、ユーザ端末装置がある室内環境においては、３６０度全方位に広がるマルチパス波の到来が生じる。
当該明細書において引用する、先行技術である特許文献及び非特許文献は以下の通りである。
（１）日本国特許出願公開２００２−１１８４１４号公報（以下、特許文献１という。）。
（２）Ｔ．Ｏｈｉｒａ ｅｔ ａｌ．，“Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ ｓｔｅｅｒａｂｌｅ ｐａｓｓｉｖｅ ａｒｒａｙ ｒａｄｉａｔｏｒ ａｎｔｅｎｎａｓ ｆｏｒ ｌｏｗ−ｃｏｓｔ ａｎａｌｏｇ ａｄａｐｔｉｖｅ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，”２０００ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｐｈａｓｅｄ Ａｒｒａｙ Ｓｙｓｔｅｍ ＆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｐｐ．１０１−１０４，Ｄａｎａ ｐｏｉｎｔ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，Ｍａｙ ２１−２５，２０００（以下、非特許文献１という。）。
（３）大平孝ほか，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化”，電子情報通信学会技術研究報告，電子情報通信学会発行，ＡＰ２００１−１６，ＳＡＴ２００１−３，ｐ．１５−２０，２００２年５月（以下、非特許文献２という。）。
（４）青山直樹ほか，“アンテナ素子間の相互結合を用いたＣＯＦＤＭの簡易ダイバーシティ受信方式”，電子情報通信学会総合大会講演論文集，電子情報通信学会発行，Ｂ−５−２２４，ｐ．６９５，２００２年３月２７日−３０日（以下、非特許文献３という。）。
（５）大平孝ほか，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現式”，電子情報通信学会技術研究報告，ＡＰ２０００−４４，ｐ．７−１４，２００２年７月（以下、非特許文献４という。）。
（６）Ｍ．Ｍｕｒａｓｅ ｅｔ ａｌ．，“Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ａｎｄ ａｎｔｅｎｎａ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ ｕｓｉｎｇ ａｎｔｅｎｎａ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ａｎｄ ｒａｎｄｏｍ ｆｉｅｌｄ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．３，ｐｐ．５３７−５４１，Ａｕｇｕｓｔ １９９４（以下、非特許文献５という。）。
（７）新井宏之，“新アンテナ工学”，ｐｐ．１５１−１５５，総合電子出版社，１９９６年４月９日第１版発行（以下、非特許文献６という。）。
（８）Ａ．Ｊ．Ｒｕｓｔａｋｏ ｅｔ ａｌ．，“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｆｅｅｄｂａｃｋ ａｎｄ ｓｗｉｔｃｈ ｓｐａｃｅ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ９００ＭＨｚ ＦＭ ｍｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｒａｙｌｅｉｇｈ ｆａｄｉｎｇ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２１，ｐｐ．１２５７−１２６８，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９７３（以下、非特許文献７という。）。
（９）Ａ．Ａｆｒａｓｈｔｅｈ ｅｔ ａｌ．，“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａ ｎｏｖｅｌ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉｎ ａｎ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ＴＤＭＡ ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｐｏｒｔａｂｌｅ ｒａｄｉｏ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅｃｏｒｄ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ’８８ Ｈｏｌｌｙｗｏｏｄ，ｐｐ．８１０−８１４，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９８８（以下、非特許文献８という。）。
（１０）Ｙ．Ａｋａｉｗａ，“Ａｎｔｅｎｎａ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ｆｒａｍｅｄ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｉｎ ｍｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏ ｃｈａｎｎｅｌ”，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ３９ｔｈ ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐｐ．４７０−４７３，１９８９（以下、非特許文献９という。）。
（１１）Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ，“Ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，３ｒｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，ＭｃＧｒａ ｗ−Ｈｉｌｌ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ，１９９５（以下、非特許文献１０という。）。
（１２）太郎丸真ほか，“エスパアンテナのリアクタンス空間から等価ウェイトベクトル空間への写像に関する考察”，電子情報通信学会研究技術報告，電子情報通信学会発行，ＲＣＳ２００２−１７９，ｐｐ．４３−４８，２００２年１０月（以下、非特許文献１１という。）。
（１３）大平孝ほか，“リアクタンスダイバーシティのための２素子エスパアンテナの基本理論”，電子情報通信学会研究技術報告，電子情報通信学会発行，ＡＰ２００２−９３，ｐｐ．１３−１８，２００２年１０月（以下、非特許文献１２という。）。
ところで、携帯型端末装置やＰＣカード等に搭載されるには、当該アンテナ装置は、小型軽量であること、民生コンシューマ品として受け入れられるコストであること、かつ、バッテリ駆動に耐えうる低消費電力動作であること、などの制約が課せられる。以上の制約を満たすアンテナ装置として、例えば、特許文献１や非特許文献１，２，４において、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ Ｐａｓｓｉｖｅ Ａｒｒａｙ Ｒａｄｉａｔｏｒ Ａｎｔｅｎｎａ）が提案されている。
この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない６個の非励振素子と、この非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値をそれぞれ変化させることにより、当該アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。なお、例えば、アンテナ素子間隔が波長の１／１０という狭間隔である２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であっても空間ダイバーシティ効果が得られるという数値シミュレーション例が報告されている（非特許文献３参照。）。
特許文献１及び非特許文献３に示されたアンテナ装置は、設定されるリアクタンス値を決定するために、リアクタンス値を微細に（ほぼ連続的に）変化させる適応制御処理を行っている。この適応制御処理では、複雑な処理アルゴリズムと、それを実行するためのコントローラとを必要とし、さらに、上記コントローラは、可変容量ダイオードに設定するリアクタンス値信号を発生するための制御電圧発生用ＤＡコンバータを必要とするので、アンテナ装置の構成が複雑になり、装置の大きさとコストとが増大する。
非特許文献３に示されたアンテナ装置は、図５１に示すように、所定の間隔ｄで並置されてなる２つのアンテナ素子Ａ０，Ａ１を備えて構成され、非励振素子であるアンテナ素子Ａ１に例えば可変容量ダイオードである可変リアクタンス素子１２が接続されている。このとき、可変リアクタンス素子１２への制御電圧を変化することにより、図５２に示すように、可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値Ｘ１を変化させることができるが、励振素子であるアンテナ素子Ａ０の給電ポートにおける入力インピーダンスＺｉｎも変化するという問題点があった。すなわち、当該２素子のアンテナ装置では、装荷するリアクタンス値の変化に対してアンテナ装置の入力インピーダンスの変化が大きく、給電系まで含めた整合設計がきわめて難しいという問題点があった。
なお、２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、リアクタンスを２状態に制御し、これらのうちの受信電力の高い方を選択する制御方法については、例えば非特許文献１２において開示されているが、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置についてはその制御方法は複雑であり、確立されていなかった。
また、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、小型・軽量であって、薄型のアレーアンテナ装置が望まれていた。
本発明の第１の目的は以上の問題点を解決し、３素子以上の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、従来技術に比較してハードウエア構成や制御がきわめて簡単であり、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を大きく改善することができ、しかも可変リアクタンス素子の素子値の変化に伴ってアンテナの入力インピーダンスを実質的に変化させることがないアレーアンテナの制御装置を提供することにある。
また、本発明の第２の目的は、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、小型・軽量であって、薄型のアレーアンテナ装置を提供することにある。
【発明の開示】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された複数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置である。ここで、上記アレーアンテナの制御装置は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する複数の場合のうち、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質に基づいて、所定の選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定する制御手段を備えたことを特徴とする。
上記アレーアンテナの制御装置において、上記複数の場合は、好ましくは、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合である。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記各無線信号の信号品質は、好ましくは、信号強度と、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比と、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つを用いて評価される。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値以上であることである。もしくは、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最大値となるリアクタンス値セットを選択することである。とって代わって、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最小値となるリアクタンス値セットを選択することである。
またさらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記制御手段は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から任意に１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返す。もしくは、上記制御手段は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から所定の順序で１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返す。とって代わって、上記制御手段は、好ましくは、上記しきい値を所定の範囲で変化させながら上記複数の場合を切り換え、上記各無線信号の信号品質が所定の選択基準を満足するときのしきい値を上記しきい値として設定する。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、偶数本の非励振素子と偶数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記偶数本の非励振素子は、少なくとも１本の第１の組の非励振素子と、少なくとも１本の第２の組の非励振素子とからなり、上記偶数個の可変リアクタンス素子は、上記第１の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第１の組の可変リアクタンス素子と、上記第２の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第２の組の可変リアクタンス素子とからなる。ここで、上記複数の場合は、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第１のリアクタンス値セットを設定する第１の場合と、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第２のリアクタンス値セットを設定する第２の場合とを含む。また、上記制御手段は、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号品質に基づいて、リアクタンス値セットを選択して上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に設定する。
ここで、上記アレーアンテナは、好ましくは、第１と第２の非励振素子を備え、上記第１のリアクタンス値セットは上記第１と第２の非励振素子に対して設定されるリアクタンス値Ｘａ，Ｘｂからなり、上記第２のリアクタンス値セットは上記第１と第２の非励振素子に対して設定されるリアクタンス値Ｘｂ，Ｘａからなる。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、上記励振素子から所定の間隔だけ離れてかつ互いに実質的に同一の角度間隔で設けられた複数本の非励振素子を備え、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、各リアクタンス値を循環して得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合を含む。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、上記励振素子から所定の間隔だけ離れてかつ互いに実質的に同一の角度間隔で設けられた複数本の非励振素子を備え、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、各リアクタンス値を循環して得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合を含む。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、上記励振素子の位置を通過する対称線を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線上に位置し又は対称線を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備え、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合を含む。
またさらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、上記励振素子の位置を通過する対称線を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線上に位置し又は対称線を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備え、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合を含む。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように上記複数組のリアクタンス値セットが設定される。とって代わって、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となるように上記複数組のリアクタンス値セットが設定される。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナは、好ましくは、１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子とを備える。ここで、好ましくは、上記励振素子と上記各非励振素子との間の距離を、受信される無線信号の波長の０．１倍から０．３５倍までの間の長さのうちの１つの長さに設定する。さらに、上記アレーアンテナは、好ましくは、互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備える。
第２の発明に係るアレーアンテナ装置は、１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された２個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナ装置である。ここで、上記アレーアンテナ装置は、互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備える。さらに、好ましくは、上記励振素子と上記各非励振素子との間の距離を、受信される無線信号の波長の０．１倍から０．３５倍までの間の長さのうちの１つの長さに設定される。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の第１の好ましい実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
図２は、図１のアレーアンテナ装置１００の詳細構成を示す斜視図である。
図３は、図２のＡ−Ａ’線における縦断面図である。
図４は、好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置における可変リアクタンス素子１２−１，１２−２への制御電圧に対するリアクタンス値と入力インピーダンス値を示すグラフである。
図５は、本発明に係る第２の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図である。
図６は、図５の誘電体基板２０の下部の詳細構成を示す斜視図である。
図７は、本発明に係る第１の実装例である、携帯型パーソナルコンピュータ２００に搭載された図４のアレーアンテナ装置を示す斜視図である。
図８は、本発明に係る第２の実装例である、ＰＣカード２１１に搭載された図１のアレーアンテナ装置を示す斜視図である。
図９は、本発明に係る第３の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示す平面図である。
図１０は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する励振素子の自己アドミタンスの実数部Ｒｅ（ｙ００）を示すグラフである。
図１１は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する励振素子の自己アドミタンスの虚数部Ｉｍ（ｙ００）を示すグラフである。
図１２は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する非励振素子の自己アドミタンスの実数部Ｒｅ（ｙ１１）を示すグラフである。
図１３は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する非励振素子の自己アドミタンスの虚数部Ｉｍ（ｙ１１）を示すグラフである。
図１４は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、励振素子と非励振素子との間の結合アドミタンスの実数部Ｒｅ（ｙ０１）を示すグラフである。
図１５は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、励振素子と非励振素子との間の結合アドミタンスの虚数部Ｉｍ（ｙ０１）を示すグラフである。
図１６は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、２つの非励振素子間の結合アドミタンスの実数部Ｒｅ（ｙ１２）を示すグラフである。
図１７は、図９のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、２つの非励振素子間の結合アドミタンスの虚数部Ｉｍ（ｙ１２）を示すグラフである。
図１８は、本発明に係る第４の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示すブロック図である。
図１９は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、可変リアクタンス素子１２−２のリアクタンス値の半値ｘ１に対する、アレーアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎの実数部Ｒｅ（Ｚｉｎ）を示すグラフである。
図２０は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、可変リアクタンス素子１２−２のリアクタンス値の半値ｘ１に対する、アレーアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎの虚数部Ｉｍ（Ｚｉｎ）を示すグラフである。
図２１は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、振幅指向特性を示すグラフである。
図２２は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、位相指向特性を示すグラフである。
図２３は、実施例に係る２波到来環境モデルを示す平面図である。
図２４は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、フェージング劣化の累積確率分布を示すグラフである。
図２５は、図１８のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、波長λで正規化されたアンテナ素子間隔ｄ／λに対する、ダイバーシティ利得を示すグラフである。
図２６は、本発明に係る第１の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図２７は、本発明に係る第２の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図２８は、本発明に係る第３の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図２９は、本発明に係る第４の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図３０は、本発明に係る第５の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図３１は、本発明に係る第６の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図３２は、本発明に係る第７の変形例であるアレーアンテナ装置の平面図である。
図３３は、本発明に係る第３の実装例である、携帯電話機２０４に搭載されたアレーアンテナ装置２１２を示す斜視図である。
図３４は、本発明に係る第４の実装例である、ＬＡＮＰＣカード２０５に搭載されたアレーアンテナ装置２１０を示す斜視図である。
図３５は、本発明に係る第５の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置１００Ａを示す平面図である。
図３６は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験結果であって、ＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。
図３７は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａ及び２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の実験結果であって、入力インピーダンスを示すスミスチャートである。
図３８は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験を行う受信機側の測定システムを示す斜視図である。
図３９は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験環境のレイアウトを示す平面図である。
図４０は、図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験結果であって、ダイバーシティ利得を示す、規格化した受信電力に対するＣＤＦ値のグラフである。
図４１は、本発明に係る第６の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置１００Ｂを示す平面図である。
図４２は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーションにおいて用いる伝搬モデルを示す斜視図である。
図４３は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、無限地板の基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝０のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４４は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、無限地板の基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝−３０［Ω］のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４５は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、無限地板の基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝−３０［Ω］のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４６は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、プリント基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝０のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４７は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、プリント基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝−３０［Ω］のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４８は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂの計算機シミュレーション結果であって、プリント基板を用いかつリアクタンス値ｘ１＝−６０［Ω］のときにリアクタンス値ｘ２を変化したときの等価ウェイトｗ０，ｗ１，ｗ２の複素平面を示すグラフである。
図４９は、図４１のアレーアンテナ装置１００Ｂなどの計算機シミュレーション結果であって、平均信号対雑音電力比（平均Ｅｂ／Ｎ０）に対するリアクタンスダイバーシティ受信時のビット誤り率（ＢＥＲ）を示すグラフである。
図５０は、本発明の変形例に係る可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に印加される制御電圧に対する入力インピーダンスＺｉｎ及びリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２の特性において設定可能な３つの状態Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を示すグラフである。
図５１は、従来技術に係る２素子のアレーアンテナ装置の構成を示すブロック図である。
図５２は、図５１のアレーアンテナ装置における可変リアクタンス素子１２−１への制御電圧に対するリアクタンス値Ｘ１及び入力インピーダンスＺｉｎを示すグラフである。
【発明を実施するための最良の形態】
以下、図面を参照して本発明の好ましい実施形態について説明する。
第１の好ましい実施形態
図１は、本発明の第１の好ましい実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、アレーアンテナの制御装置は、１つの励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子１２−１が装荷された第１の非励振素子Ａ１と、可変リアクタンス素子１２−２が装荷された第２の非励振素子Ａ２とを備えてなる３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置で構成されたアレーアンテナ装置１００と、アンテナコントローラ１０とを備える。ここで、アンテナコントローラ１０は、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスＺｉｎが実質的に変化しないように、２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に対して第１のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ）を設定する第１の場合（ここで、可変リアクタンス素子１２−１に対してリアクタンス値Ｘａが設定され、可変リアクタンス素子１２−２に対してリアクタンス値Ｘｂが設定される。）と、２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に対して第２のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘａ）を設定する第２の場合（ここで、可変リアクタンス素子１２−１に対してリアクタンス値Ｘｂが設定され、可変リアクタンス素子１２−２に対してリアクタンス値Ｘａが設定される。）とのうち、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に設定することを特徴としている。
図２は、図１のアレーアンテナ装置１００の詳細構成を示す斜視図である。図１及び図２に示すように、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に垂直に設けられた励振素子Ａ０及び２本の非励振素子Ａ１，Ａ２から構成され、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１とは、互いに平行に、かつ距離ｄで離間して配置され、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ２とは、互いに平行に、かつ距離ｄで離間して配置され、これら３本のアンテナ素子Ａ２，Ａ０，Ａ１が一直線上に並置されている。励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２の各長さは、所望波の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記アンテナ間隔ｄは、例えば、波長λの０．１倍乃至０．３５倍になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル１を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）２に接続される。また、非励振素子Ａ１は可変リアクタンス素子１２−１に接続され、非励振素子Ａ２は可変リアクタンス素子１２−２に接続され、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２の各リアクタンス値はそれぞれ、アンテナコントローラ１０からのペアケーブル５−１，５−２を介して伝送されるリアクタンス値信号によって設定される。
図３は、図２のＡ−Ａ’線におけるアレーアンテナ装置１００の縦断面図である。図３に示すように、励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、かつ同軸ケーブル１の中心導体１ａに接続される。非励振素子Ａ１は、可変リアクタンス素子１２−１を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地され、また、非励振素子Ａ２は、可変リアクタンス素子１２−２を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１，Ａ２の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、可変リアクタンス素子１２−２が接続された非励振素子Ａ２も同様に動作する。ここで、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２として、例えば可変容量ダイオードを用いることができる。
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１，Ａ２に接続された可変リアクタンス素子１２−１，１２−２の各リアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向特性を変化させることができる。
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された無線信号は同軸ケーブル１を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）２に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）３は増幅された無線信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器４は、アナログ信号であるＩＦ信号をディジタル信号に変換して受信信号ｙとして出力する。受信信号ｙは、アンテナコントローラ１０に入力されるとともに、復調器（図示せず。）に入力されて復調された信号に変換される。アンテナコントローラ１０は、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスＺｉｎが実質的に変化しないように、２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に対して第１のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ）を設定する第１の場合と、２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に対して第２のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘａ）を設定する第２の場合とのうち、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に設定する。
ここで、第１と第２のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｂ，Ｘａ）は、図４に示すように設定される。すなわち、アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスＺｉｎが実質的に変化しない２つの状態Ｐ１，Ｐ２（このときの入力インピーダンスＺｉｎ＝Ｚｉｎｏｐｔ）を予め測定し、これら２つの状態Ｐ１，Ｐ２にそれぞれ対応する第１と第２のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｂ，Ｘａ）を予め測定してアンテナコントローラ１０内のリアクタンス値セットメモリ（図示せず。）に格納しておく。そして、アンテナコントローラ１０は、２つの状態Ｐ１，Ｐ２のうち、各状態Ｐ１，Ｐ２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して２つの可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に設定する。
この好ましい実施形態のアレーアンテナの制御装置によれば、そのハードウエア構成が簡易であって、かつ、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を単純な１ビットバイナリ制御（すなわち、第１及び第２のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｂ，Ｘａ）のいずれかを選択する制御）で大きく改善する効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載できるダイバーシティアンテナとして用いることができる。この制御方法（１ビット制御）は、可変容量ダイオードを連続的に制御する方式において必要な制御電圧発生用ＤＡコンバータが不要となるので、アンテナ装置のさらなる小型化と低コスト化が図れる。また、上記の１ビットバイナリ制御により、アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスＺｉｎを実質的にほとんど変化させないようにできる。
なお、以上の好ましい実施形態においては、第１と第２のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｂ，Ｘａ）を用いているが、本発明はこれに限らず、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつアレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスが実質的に変化しないように設定することができる、２組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ），（Ｘｃ，Ｘｄ）（ここで、Ｘａ≠Ｘｄ，Ｘｂ≠Ｘｃ）を用いてもよい。
第２の好ましい実施形態
図５は、本発明に係る第２の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図である。この第２の好ましい実施形態では、図１の励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２が、誘電体基板２０の一方の面上にプリントされたストリップ導体として形成されたことを特徴としている。励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２が形成された誘電体基板２０は、例えば厚さ約１ｍｍのガラスエポキシ樹脂、テフロン（登録商標）又はアルミナセラミックなどから構成されたプリント配線基板であって、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２は公知のプリント配線基板のプロセス技術により形成されている。また、誘電体基板２０は接地導体１１上に垂直に設けられる。
ここで、励振素子Ａ０は、所定の長さｈ１を有したストリップ導体のアンテナ素子として誘電体基板２０上に形成され、各非励振素子Ａ１，Ａ２は、長さｈ１を有し、かつ励振素子Ａ０に対して距離ｄ１を有して平行なストリップ導体のアンテナ素子として誘電体基板２０上に形成されている。ここで、長さｈ１は、送受信される無線信号の波長の約１／４の長さに設定される。
図６は、図５の誘電体基板２０の下部の詳細構成を示す斜視図である。誘電体基板２０において、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１が形成された面とは反対側の面に、互いに離間して４つの電極２１乃至２４が形成されている。励振素子Ａ０の下端（接地導体１１に近い方の端部）は、誘電体基板２０を貫通したスルーホール導体２５を介して電極２１と電気的に接続される。電極２２は接地導体１１と電気的に接続される。さらに、電極２１は、ＬＮＡ２に接続された同軸ケーブル１の中心導体１ａに接続され、電極２２は同軸ケーブル１の外部導体１ｂに接続される。非励振素子Ａ１の下端は、誘電体基板２０を貫通したスルーホール導体２６を介して電極２４に接続され、この電極２４は、可変容量ダイオードＤ１のカソードに接続される。可変容量ダイオードＤ１は、可変リアクタンス素子１２の一例である。可変容量ダイオードＤ１のアノードは電極２３に接続され、電極２３はまた接地導体１１と電気的に接続される。さらに、電極２３及び２４はそれぞれ、例えば数ｋΩ乃至数十ｋΩの高周波電流阻止用抵抗４１，４２及びペアケーブル５−１を介して当該アレーアンテナ装置の指向特性を制御するアンテナコントローラ１０の印加バイアス電圧端子（図示せず。）に接続されている。
以上のように構成されたアレーアンテナ装置においては、アンテナコントローラ１０からのリアクタンス値信号に含まれる印加バイアス電圧が、ペアケーブル５−１を介して可変容量ダイオードＤ１の両端に印加され、このとき、印加バイアス電圧を変化することにより可変容量ダイオードＤ１の接合容量値、すなわちリアクタンス値を変化させることができる。アンテナコントローラ１０は可変電圧直流電源の機能を有し、非励振素子Ａ１に接続された可変容量ダイオードＤ１に印加する逆バイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードＤ１の接合容量を変化させ、これにより、非励振素子Ａ１の電気長を、励振素子Ａ０に比較して変化させ、また、同様に非励振素子Ａ２の電気長を励振素子Ａ０に比較して変化させることにより、当該アレーアンテナ装置の平面指向特性を変化させることができる。
以上のように構成された第２の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置によれば、制御が簡単であってその制御により入力インピーダンスが実質的に変化しないことに加えて、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１，Ａ２が形成された誘電体基板２０を接地導体１１上に設けたので、従来のダイバーシティアンテナに比較して構造が簡単であって、励振素子Ａ０や非励振素子Ａ１，Ａ２を容易にかつ高精度で形成することができるアレーアンテナ装置を提供することができる。また、誘電体基板２０上にストリップ導体にてなる励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１，Ａ２を形成しているので、プリント配線基板の形成技術で容易にアンテナ素子を形成することができ、製造工程がきわめて簡単になるという特有の利点を有する。
第１の実装例
図７は、本発明に係る第１の実装例である、携帯型パーソナルコンピュータ２００に搭載されたアレーアンテナ装置を示す斜視図である。この実装例では、携帯型パーソナルコンピュータ２００は、上部筐体２０１と下部筐体２０２とからなる折りたたみ型の筐体を有し、好ましい実施形態のアレーアンテナ装置２１０は、上部筐体２０１上に固定されるか、又は上部筐体２０１上に向きが可動であるように装着されることが可能である。アレーアンテナ装置２１０は、図５と同様に、誘電体基板上にプリントされて形成された１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置として図示されている。アレーアンテナ装置２１０において接地導体は図示されていないが、接地導体は上部筐体２０１に装着されていてもよく、又は上部筐体２０１が金属製の場合は上部筐体２０１が接地導体として利用されてもよい。なお、図７に示された実装例の制御装置として、上述のアンテナコントローラ１０を用いることができる。
第２の実装例
図８は、本発明に係る第２の実装例である、ＰＣカード２１１に搭載されたアレーアンテナ装置を示す斜視図である。この実装例では、接地導体として動作するＰＣカード２１１の本体上に設けられた、図１と同様の、１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置を図示している。ＰＣカード２１１は、図７と同様の携帯型パーソナルコンピュータ２００の下部筐体２０２に設けられたＰＣカードスロット２０３に挿入されて、ＰＣ２００のアンテナとして動作することが可能である。なお、図８に示された実装例の制御装置として、上述のアンテナコントローラ１０を用いることができる。
第３及び第４の好ましい実施形態
図９は、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の解析モデルとして用いる、第３の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置の平面図である。
図９において、図９の上下方向の高さλｇ／２（ここで、λｇは受信する所望波の管内波長である。）の矩形接地導体１１ａが裏面に形成されてなる誘電体基板２０のおもて面上に、３本のマイクロストリップ導体を互いに間隔ｄで離間して互いに平行に形成してマイクロストリップ線路を形成し、その先端をλ／４（ここで、λは受信する所望波の自由空間波長である。）だけ接地導体１１ａが形成されていない面上まで延在させることにより非励振素子Ａ２、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１を形成した。ここで、マイクロストリップ線路の接地部分である接地導体１１ａが、モノポールアンテナにおいての地板として機能する。なお、マイクロストリップ線路の給電部に完全導体の接地導体１１ａを置いたのは、解析に用いたシミュレータの仕様によるものである。
誘電体基板２０の材料常数には、ＢＴレジン／熱硬化ＰＰＯ等の高周波用プリント基板を想定し、比誘電率εｒ＝３．４、誘電体損失ｔａｎδ＝０．００３と設定した。また、誘電体基盤２０の厚さを０．６ｍｍとしている。さらに、アンテナ素子Ａ０，Ａ１，Ａ２の導体部及び接地導体１１ａの材料にはＡｕを想定し、その導電率には実測値に近い、σ＝３．３×１０８［Ｓ／ｍ］を設定した。マイクロストリップ線路の幅は、マイクロストリップ導体の特性インピーダンスが５０［Ω］となる、１．４２［ｍｍ］に設定した。その他のパラメータは図９に示した通りである。なお、図中のλｇは基板誘電率から求められる実効波長を示す。
次いで、図９の解析モデルを用いたときの電磁界解析結果（アドミタンス行列表示）について以下に説明する。
電子制御導波器アレーアンテナ装置においてリアクタンス値を変更した場合のアレー指向性は、後述する等価ウェイトベクトル法で導きだすことができる。等価ウェイトベクトルは、アンテナを回路的に取り扱い、そのアドミタンス行列より導出される。電磁界シミュレータから導出されたアドミタンス行列から、素子間隔に対するアドミタンス値の変化を示す表現式を導出することで、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の基本構造式を得ることができる。
そこで、素子間隔をパラメータとして、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置のアドミタンス行列の表現式を導出する。素子間隔は波長で規格化した値で表している。計算は素子間隔ｄ＝０．１λ〜０．３５λの範囲で行った。３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置を３端子回路網として見て、そのアドミタンス行列を求める。３端子回路網のＹ行列は、次式で表される。
ここで、相反定理、並びにアンテナ構造の対称性により、上記式（１）中のＹパラメータには、次式の等号関係が成り立っている。
ｙ１１＝ｙ２２ （２）
ｙ０１＝ｙ０２＝ｙ１０＝ｙ２０ （３）
ｙ１２＝ｙ２１ （４）
これらのパラメータは、その物理的意味からそれぞれ、以下のように呼び表すこととする。
（１）ｙ００：励振素子の自己アドミタンス。
（２）ｙ１１：非励振素子の自己アドミタンス。
（３）ｙ０１：励振素子と非励振素子との間の結合アドミタンス。
（４）ｙ１２：２つの非励振素子の間の結合アドミタンス。
図１０乃至図１７に、ｙ００〜ｙ１２の各アドミタンス値を、上述の解析モデルの条件下で電磁界シミュレーションを行い、多項式フィッティング（近似）した結果を示す。またそれぞれの表現式を次式に示す。表現式は、素子間隔ｄ＝０．１λ〜０．３５λの範囲内で有効である。
次いで、上記で求めたアドミタンス行列Ｙから、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンス２ｚｉｎ（なお、受信時は、出力インピーダンスとなる。）を導く。なお、定式化では、図１８に示す第４の好ましい実施形態に係る等価ダイポールモデル（素子長＝１／２λ）で行った。このため、係数は全て２倍となっている。図１８において、励振素子Ａ０は、２本のアンテナ素子Ａ０ａ，Ａ０ｂを備えて構成され、この２本のアンテナ素子Ａ０ａ，Ａ０ｂの給電ポートには、無線送信機１３の、出力インピーダンスｚｓを有する電圧２ｖｓの発振源１３が接続される。また、非励振素子Ａ１は、２本のアンテナ素子Ａ１ａ，Ａ１ｂを備えて構成され、そのアンテナポートには、リアクタンス値ｊ２ｘ１の可変リアクタンス素子１２−１が接続される。さらに、非励振素子Ａ２は、２本のアンテナ素子Ａ２ａ，Ａ２ｂを備えて構成され、そのアンテナポートには、リアクタンス値ｊ２ｘ２の可変リアクタンス素子１２−２が接続される。
以上のように構成された３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎ＝２ｚｉｎは次式で表される。
上記式（１３）中のインピーダンスｚ００〜ｚ１２は、循環性とアンテナ構造の対称性により、次式を用いて計算される。
ここで、ｄｅｔＹは、アドミタンス行列Ｙの行列式の値である。そして、入力インピーダンスＺｉｎの変化の度合いを確認するため、２本の非励振素子Ａ１，Ａ２のうちの１本（図１８の非励振素子Ａ１）のリアクタンス値Ｘ１＝２ｘ２を０、５０、１００［Ω］にそれぞれ固定して、非励振素子Ａ２のリアクタンス値の半値ｘ２の値を−１００〜１００［Ω］の範囲内で変化させた。算出される入力インピーダンスＺｉｎ＝２ｚｉｎの値を、実数成分と虚数成分に分けて、図１９及び図２０に示した。
本発明者らのシミュレーションによれば、２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の場合、入力インピーダンスの変化は素子間隔に依存して４０〜１００［Ω］程度変化していたのに対して、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置では、図１９及び図２０に示すように、１０［Ω］以下に押さえられている。３素子の構成は、基本的にリアクタンス値の変化に対して、入力インピーダンスの変化幅が小さい。また、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置では、リアクタンス値ｘ１とｘ２には、同じ値の組み合わせを交互に切り替えて割り当てるため、指向性パターンを切り替えた後の入力インピーダンスの値は一致する。３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置は２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置に対して、整合設計が行いやすいことが確認できた。
次いで、等価ウェイトベクトル法（アレーファクタ）について以下に説明する。一般に、アレーアンテナの指向性は素子単体の指向性とアレー応答ベクトル（アレーファクタ）の積で表される。３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置のアレーファクタを求めるために、ここでは等価ウェイトベクトル法を用いる（例えば、非特許文献２及び４参照。）。
これは、アレーファクタをステアリングベクトルとウェイトベクトルの内積で表し、そのウェイトベクトルはこのアンテナを送信モードで励振した際の電流ベクトルと等価であるとする方法である。アレーファクタＤ（φ）を以下のように定義する。ここで、ｗ（ｗ０、ｗ１、ｗ２）は各アンテナ素子Ａ０，Ａ１，Ａ２の等価ウェイトであり、ｚｓ［Ω］とｖｓ［Ｖ］は送信給電系の出力インピーダンスと内部電圧であり、ｘ１、ｘ２［Ω］はそれぞれ非励振素子Ａ１，Ａ２にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子１２−１，１２−２のリアクタンス値である。なお、定式化は、図１８の等価ダイポールモデルで行うため、全て２倍の係数がつく。
Ｄ（φ）＝ａ（φ）・ｗ （１８）
ここで、上記式（１８）中のａ（φ）、ｗは、それぞれ次式で表される。
ｗ＝２ｚｓ（Ｙ−１＋Ｘ）−１ｕ０ （２０）
ここで、上記式（２０）中のＸ、ｕ０は、それぞれ以下の通りである。
Ｘ＝ｄｉａｇ（２ｚｓ，ｊ２ｘ１，ｊ２ｘ２） （２１）
ｕ０＝［１ ０ ０］Ｔ （２２）
上記式（１８）で計算できるアレーファクタＤ（φ）には、給電系とアンテナのインピーダンス不整合による損失も考慮されている。装荷する可変リアクタンス素子１２−１，１２−２のリアクタンス値２ｘ１，２ｘ２をパラメータとし、アレーファクタＤ（φ）を方位角φの関数としてプロットすると、振幅及び位相指向性を得る。方位角は励振素子Ａ０から非励振素子Ａ１を見た方向を０度とした。
図２１に、素子間隔ｄ＝０．１５λの時の振幅指向性を示し、図２２にそのときの位相指向性を示す。指向性には対称性があるため、０〜１８０［度］の範囲内で図示した。
さらに、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置のリアクタンスダイバーシティ効果の確認結果について以下に説明する。
上述したように、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置においても、リアクタンス制御を行うことによってその振幅位相の方位角依存性を変化させることができる。これを適応的に用いることで、フェージングによるレベル低下が生じる条件、すなわち同振幅逆位相状態を回避できる。このことを定量的に確認するため、以下のシミュレーションを行った。
当該シミュレーションは、２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の場合と同様、等振幅２波モデルを用いて行った。図２３にそのモデル図を示す。干渉性のある２波ｓ１，ｓ２が等振幅かつランダム位相差で到来する環境に３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置を置いた場合に受信される信号をｙとする。ｙはアレーファクタＤ（φ）を用いて、次式で表される。なお、２波の到来方位角φ１とφ２は３６０［度］の範囲内で無相関かつランダムであるとする。
ｙ＝Ｄ（Φ１）ｓ１＋Ｄ（Φ２）ｓ２
＝Ｄ（Φ１）ａ０ｅｘｐ（−ｊΦ１）＋Ｄ（Φ２）ａ０ｅｘｐ（−ｊΦ２）
（２３）
ここで、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置のリアクタンス値ｘ１，ｘ２を２状態に制御して、受信電力（ｙ・ｙ＊）が高くなる方を選択するというアルゴリズムでフェージングを回避するものとする。ｘ１、ｘ２は、同じ値の組み合わせを交互に切り替えて用いるものとする。
図２４に、給電系インピーダンスｚｓ＝５０［Ω］（ダイポールモデル換算で１００［Ω］）、素子間隔ｄ＝０．１５λとした場合の、フェージング劣化の累積確率分布（ＣＤＦ曲線）を示す。リアクタンス値は０［Ω］と５０［Ω］の２状態に交互に切り替えて制御する。図２４のグラフの縦軸は、到来波１波あたりの信号電力ａ０ａ０＊を基準とした、ダイバーシティ受信信号電力が横軸のｄＢ表示値を超える事象の累積確率（ＣＤＦ値）である。比較のため、等振幅の２つの到来波が存在するモデルにおける無指向性の単一アンテナ装置のフェージングＣＤＦの理論値（次式参照。）を図２４に点線で示す。
ここで、ｐｒｏｂ（ｙｙ＊≧Ｐ）は受信信号電力ｙｙ＊がＰ以上となる確率である。特に、深いフェージングが発生している領域、すなわち
ｐｒｏｂ（ｙｙ＊≧Ｐ） ≪１／π （２５）
の領域では、次式が漸近線となる。
Ｐ＝ｐ２π２ａｏａｏ＊ （２６）
図２４から明らかなように、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置は、単一アンテナに比べて、ＣＤＦ９０％値で５ｄＢのダイバーシティ利得３０１が得られ、ＣＤＦ９９％値で約１０ｄＢのダイバーシティ利得３０２が得られることがわかる。また、２０ｄＢのフェージング劣化が発生する確率も約０．５％に低減し、３０ｄＢでは約０．０７％と、単一アンテナに対して大きく低減している。
図２４において、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が例えば９０％又は９９％などの所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となりかつ入力インピーダンスＺｉｎが実質的に変化しないような第１及び第２のリアクタンス値セットを選択して設定することがより好ましい。さらに、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が例えば９０％又は９９％などの所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように第１及び第２のリアクタンス値セットを選択して設定することが最も好ましい。
次に、素子間隔とダイバーシティ利得の関係を図２５に示す。ＣＤＦ９０％値、並びにＣＤＦ９９％値ともに、素子間隔０．１λ〜０．３５λの範囲内では素子間隔と得られるダイバーシティ利得との間に大きな依存性がない。このことは、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の実装設計において、公差を厳しく設定する必要がないことを意味する。すなわち、素子間隔を０．１λ〜０．３５λの範囲内で設定することが好ましい。
以上説明したように、この好ましい実施形態に係る３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置により、リアクタンス値切り替えによるアンテナ入力インピーダンスの変化を押さえられることが確認できた。リアクタンスを２状態に制御するアルゴリズムで、等振幅２波モデルにおけるダイバーシティ利得を算出した。単一アンテナに対して、累積確率分布９０％値で約５ｄＢ、９９％値で約１０ｄＢのダイバーシティ利得が得られることがわかった。素子間隔０．１λ〜０．３５λの範囲内において得られるダイバーシティ利得に大きな差はないため、実装の公差を厳しくする必要がなく、コスト面の点でも有利であることがわかった。
すなわち、アンテナ素子間隔には強く依存しないので、アンテナ装置を実装するときに機械的公差を厳密に正確にする必要がなく、折りたたみ展開式構造や柔軟弾性素材によるアンテナ装置の実装にも有効である。このアレーアンテナの制御装置はハードウエア構成が簡易で、かつ、単純な１ビットバイナリ制御で大きなフェージング改善効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載できるダイバーシティアンテナとして用いることができる。
さらに、電子制御導波器アレーアンテナ装置の可変リアクタンス素子は、例えば、安価な可変容量ダイオードで構成されるので、１つの励振素子と２つの非励振素子とを備えた電子制御導波器アレーアンテナ装置は、単極双投ＲＦスイッチによる従来の２素子選択式ダイバーシティアンテナに比べて低コストとなる。また、可変容量ダイオードは常に逆バイアスで動作するので、ＰＩＮダイオードスイッチのようなオン時の直流電流消費が無い。ＦＥＴスイッチに比べても、可変容量ダイオードは低コストかつ低損失である。さらに、電子制御導波器アレーアンテナ装置はアンテナ素子間隔を比較的狭くしても動作することからアンテナ装置全体を小型化できる。
以上の好ましい実施形態においては、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置について説明しているが、本発明はこれに限らず、１本の励振素子と、偶数本の非励振素子を備える電子制御導波器アレーアンテナ装置であってもよい。すなわち、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置は、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた偶数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された偶数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナの指向特性を変化させるものである。ここで、上記偶数本の非励振素子は、少なくとも１本の第１の組の非励振素子と、少なくとも１本の第２の組の非励振素子とからなり、上記偶数個の可変リアクタンス素子は、上記第１の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第１の組の可変リアクタンス素子と、上記第２の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第２の組の可変リアクタンス素子とからなる。そして、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第１のリアクタンス値セットを設定する第１の場合と、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第２のリアクタンス値セットを設定する第２の場合とのうち、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に設定するように構成してもよい。
第１の変形例
図２６は、本発明に係る第１の変形例の電子制御導波器アレーアンテナ装置を示す平面図である。図２６において、各非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、非励振素子Ａ２と、励振素子Ａ０と、非励振素子Ａ１とを一直線上に並置してなり、しかも非励振素子Ａ３と、励振素子Ａ０と、非励振素子Ａ４とを一直線上に並置し、アンテナ素子Ａ３，Ａ０，Ａ１により成される角度θ及びアンテナ素子Ａ２，Ａ０，Ａ４により成される角度θを直角に設定している。なお、各アンテナ素子Ａ０−Ａ４は接地導体１１上であって、電気的に絶縁されるように立設されている。ここで、例えば、非励振素子Ａ１，Ａ３を第１の組の非励振素子とし、非励振素子Ａ２，Ａ４を第２の組の非励振素子としたとき、非励振素子Ａ１，Ａ３にそれぞれ接続される可変リアクタンス素子１２−１，１２−３を第１の組の可変リアクタンス素子とし、非励振素子Ａ２，Ａ４にそれぞれ接続される可変リアクタンス素子１２−２，１２−４を第２の組の可変リアクタンス素子とする。ここで、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第１のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ）を設定する第１の場合（第１の組の可変リアクタンス素子に属する各可変リアクタンス素子に対してリアクタンス値Ｘａを設定し、第２の組の可変リアクタンス素子に属する各可変リアクタンス素子に対してリアクタンス値Ｘｂを設定する。）と、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第２のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘａ）を設定する第２の場合（第１の組の可変リアクタンス素子に属する各可変リアクタンス素子に対してリアクタンス値Ｘｂを設定し、第２の組の可変リアクタンス素子に属する各可変リアクタンス素子に対してリアクタンス値Ｘａを設定する。）とのうち、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に設定する。なお、上記第２のリアクタンス値セットは、（Ｘｃ，Ｘｄ）であってもよい。さらに、上記の変形例において、θ＝９０度としているが、本発明はこれに限らず、０＜θ＜１８０［度］であってもよい。
第２の変形例
図２７は本発明に係る第２の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。図２７において、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、互いに１２０°の角度だけ離間して設けられ、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき正三角形を形成する。なお、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３が装荷されて、その他の構成は上述の好ましい実施形態と同様である。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の好ましい実施形態及び第１の変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３は励振素子Ａ０を中心として対称な位置に配置されているので、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘａ）又は（Ｘｃ，Ｘａ，Ｘｂ）のごとく、各リアクタンス値を循環させて設定しても励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく各リアクタンス値を循環して得られた上記３組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ），（Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘａ），（Ｘｃ，Ｘａ，Ｘｂ）をそれぞれ設定する３つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第３の変形例
図２８は本発明に係る第３の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。図２８において、４本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、互いに９０°の角度だけ離間して設けられ、４本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき正方形（正四角形）を形成する。なお、４本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４が装荷されて、その他の構成は上述の好ましい実施形態や変形例と同様である。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の好ましい実施形態及び変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４は励振素子Ａ０を中心として対称な位置に配置されているので、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘａ）、（Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘａ，Ｘｂ）又は（Ｘｄ，Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）のごとく、各リアクタンス値を循環させて設定しても励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく各リアクタンス値を循環して得られた上記４組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）、（Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘａ）、（Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘａ，Ｘｂ）又は（Ｘｄ，Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）をそれぞれ設定する４つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第２及び第３の変形例に係る発明
第２の変形例では、正三角形の各頂点の位置に励振素子Ａ０を中心として３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３を対称的に配置し、第３の変形例では、正方形の各頂点の位置に励振素子Ａ０を中心として４本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３、Ａ４を対称的に配置している。以上の２つの変形例を拡張して、正多角形の各頂点の位置に励振素子Ａ０を中心として複数Ｎ本の非励振素子Ａ１乃至ＡＮを対称的に配置してもよい。このとき、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、各リアクタンス値を循環して得られたＮ組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定するＮ個の場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｎに設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｎに対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
なお、この発明においても、上述の好ましい実施形態と同様に、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように複数のリアクタンス値セットを設定してもよい。また、上述の好ましい実施形態と同様に、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となるように複数のリアクタンス値セットを設定してもよい。
第４の変形例
図２９は本発明に係る第４の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。図２９において、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、非励振素子Ａ１と非励振素子Ａ２との間で角度１８０−θ１（０＜θ１＜１８０）度だけ離間して設けられ、非励振素子Ａ１と非励振素子Ａ３との間で角度１８０−θ１度だけ離間して設けられ、非励振素子Ａ２と非励振素子Ａ３との間で角度２θ１度だけ離間して設けられている。このとき、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき二等辺三角形を形成し、非励振素子Ａ２とＡ３は、非励振素子Ａ１から励振素子Ａ０を通過して延在する線ＬＡ１（対称線といい、対称線ＬＡ１が上記円周１５と交差する点を交差点ＳＡ１とする。）を対称軸として線対称の位置に設けられている。なお、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３が装荷されて、その他の構成は上述の好ましい実施形態と同様である。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の好ましい実施形態及び変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ２，Ａ３は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられているので、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｂ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−２，１２−３の各リアクタンス値を入れ替えても励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく入れ替えて得られた上記２組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ），（Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｂ）をそれぞれ設定する２つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第５の変形例
図３０は本発明に係る第５の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。この第５の変形例に係る電子制御導波器アレーアンテナ装置は、図２９の第４の変形例に比較して、図２９の交差点ＳＡ１の位置に、可変リアクタンス素子１２−４が装荷された非励振素子Ａ４をさらに設けたことを特徴としている。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の第４の変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ２，Ａ３は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられているので、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｂ，Ｘｄ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−２，１２−３の各リアクタンス値を入れ替えても励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく入れ替えて得られた上記２組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ），（Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｂ，Ｘｄ）をそれぞれ設定する２つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１，１２−２，１２−３，１２−４に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第６の変形例
図３１は本発明に係る第６の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。図３１において、５本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５は励振素子Ａ０を中心として半径ｄの円周１５上にあり、非励振素子Ａ１と非励振素子Ａ２との間及び非励振素子Ａ１と非励振素子Ａ５との間でそれぞれ角度１８０−θ１（０＜θ２＜θ１＜１８０）度だけ離間して設けられ、ここで、対称線ＬＡ１と、励振素子Ａ０の位置と非励振素子Ａ２の位置とを結ぶ線との間の角度を所定の角度θ１で設定され、対称線ＬＡ１と、励振素子Ａ０の位置と非励振素子Ａ５の位置とを結ぶ線との間の角度を所定の角度θ１で設定される。また、対称線ＬＡ１と、励振素子Ａ０の位置と非励振素子Ａ３の位置とを結ぶ線との間の角度を所定の角度θ２で設定され、対称線ＬＡ１と、励振素子Ａ０の位置と非励振素子Ａ４の位置とを結ぶ線との間の角度を所定の角度θ２で設定される。このとき、３本の非励振素子Ａ１，Ａ２，Ａ５の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき二等辺三角形を形成し、非励振素子Ａ２とＡ５は、対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられている。また、３本の非励振素子Ａ１，Ａ３，Ａ４の位置の点を仮想的に上記中心を通過しない直線で結んだとき二等辺三角形を形成し、非励振素子Ａ３とＡ４は、対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられている。なお、５本の非励振素子Ａ１乃至Ａ５にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５が装荷されて、その他の構成は上述の好ましい実施形態と同様である。
以上のように構成された電子制御導波器アレーアンテナ装置において、上述の好ましい実施形態及び変形例と同様に、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないような、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｅ）を設定することが可能である。ここで、非励振素子Ａ２，Ａ５は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられ、非励振素子Ａ３，Ａ４は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称の位置に設けられているので、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に対するリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｅ）の設定を、別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｅ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｂ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−２，１２−５の各リアクタンス値を入れ替えてもよいし、また、別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｃ，Ｘｅ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−３，１２−４の各リアクタンス値を入れ替えてもよいし、さらには、さらに別のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｅ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｂ）のごとく、可変リアクタンス素子１２−２，１２−５の各リアクタンス値を入れ替えかつ可変リアクタンス素子１２−３，１２−４の各リアクタンス値を入れ替えてもよい。すなわち、対称線を対称軸として線対称の位置に設けられた各１対の非励振素子に装荷された可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットのうちの少なくとも１対の非励振素子に装荷された可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを互い入れ替えてもよい。このように設定しても、励振素子Ａ０の給電ポートからアンテナ装置側を見たときの入力インピーダンスは変化しない。従って、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上述のごとく入れ替えて得られた上記４組のリアクタンス値セット（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｅ），（Ｘａ，Ｘｅ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｂ），（Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｃ，Ｘｅ），（Ｘａ，Ｘｅ，Ｘｃ，Ｘｄ，Ｘｂ）をそれぞれ設定する４つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第７の変形例
図３２は本発明に係る第７の変形例である電子制御導波器アレーアンテナ装置の平面図である。この第７の変形例に係る電子制御導波器アレーアンテナ装置は、図３１の第６の変形例に比較して、図３１の交差点ＳＡ１の位置に、可変リアクタンス素子１２−６が装荷された非励振素子Ａ６をさらに設けたことを特徴としている。この場合においても、第４の変形例と第５の変形例との関係と同様に、非励振素子Ａ１，Ａ６に装荷される可変リアクタンス素子１２−１，１２−６のリアクタンス値を固定するが、他の可変リアクタンス素子のリアクタンス値を第６の変形例のごとく設定することにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−５に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第４乃至第７の変形例に係る発明
第４及び第５の変形例では、二等辺三角形の底辺側の２つの頂点の位置に対称線ＬＡ１を対称軸として非励振素子Ａ２，Ａ３が線対称で配置されている。また、第６及び第７の変形例では、二等辺三角形の底辺側の２つの頂点の位置に対称線ＬＡ１を対称軸として非励振素子Ａ２，Ａ５が線対称で配置され、さらに、対称線ＬＡ１を対称軸として非励振素子Ａ３，Ａ４が線対称で配置されている。さらに、第５及び第７の変形例では、対称線ＬＡ１の交差点ＳＡ１の位置にそれぞれ、非励振素子Ａ４又はＡ６がさらに設けられている。以上の４つの変形例及びそれらから変形された例では、１対又は２対の非励振素子が対称線ＬＡ１を対称軸として線対称で設けられているが、これを拡張して、３対以上の複数対の非励振素子を対称線ＬＡ１を対称軸として線対称で設けてもよい。このとき、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ当該電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスが実質的に変化しないように、線対称に設けられた少なくとも１対の非励振素子に装荷される可変リアクタンス素子の各リアクタンス値を入れ替えて得られた少なくとも２組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
なお、この発明においても、上述の好ましい実施形態と同様に、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように複数のリアクタンス値セットを設定してもよい。また、上述の好ましい実施形態と同様に、好ましくは、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となるように複数のリアクタンス値セットを設定してもよい。
以上の第４乃至第７の変形例において、非励振素子Ａ１を設けなくても良く、ここで、他の非励振素子に装荷された可変リアクタンス素子のリアクタンス値の制御は上述の通り実行される。以上に説明した第４乃至第７の変形例及びそれらの変形例においては、励振素子Ａ０の位置を通過する対称線ＬＡ１を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線ＬＡ１上に位置し又は対称線ＬＡ１を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備えて電子制御導波器アレーアンテナ装置が構成され、アンテナコントローラ１０は、当該電子制御導波器アレーアンテナ装置によって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合のうち、各場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値セットを選択して各可変リアクタンス素子に設定する。これにより、各可変リアクタンス素子に対して設定するリアクタンス値セットを変化させた場合であっても、所定値以上のダイバーシティを得ることができ、しかも入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
第３及び第４の実装例
図３３は本発明に係る第３の実装例である、携帯電話機２０４に搭載されたアレーアンテナ装置２１２を示す斜視図である。この実装例では、携帯電話機２０４の上部に３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置２１２を設けている。また、図３４は本発明に係る第４の実装例である、ＬＡＮＰＣカード２０５に搭載されたアレーアンテナ装置２１０を示す斜視図である。この実装例では、ＬＡＮＰＣカード２０５のＰＣ接続端子とは反対側の端面に、上述の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置２１０を設けている。
第５の好ましい実施形態
図３５は、本発明に係る第５の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置１００Ａを示す平面図である。この第５の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置１００Ａは、図９のアレーアンテナ装置と比較して以下の点が異なる。
（１）誘電体基板２０ａとして、裏面に接地導体１１ａを有し、誘電率＝２．６、誘電体損失ｔａｎδ＝０．０００８のテフロン基板を用いた。なお、その大きさは縦５０［ｍｍ］、横５０［ｍｍ］、厚さ０．６［ｍｍ］である。
（２）当該誘電体基板２０ａにおいて、可変リアクタンス素子１２−１，１２−２をそれぞれ構成する例えば東芝製ＪＤＶ２Ｓ７１ＥＥ型である可変容量ダイオード６１，６２、給電用ストリップ導体５０、リアクタンス値信号伝送用ストリップ導体５１，５２及び各ストリップ導体５１，５２と各非励振素子Ａ１，Ａ２との間に挿入される例えば１０ｋΩのチップ抵抗７１，７２とを備えた。
以下、図３５を参照して、アレーアンテナ装置１００Ａの構成について詳述する。図３５において、誘電体基板２０ａの裏面には、概ね図上下側の部分に接地導体１１ａが形成される一方、そのおもて面には、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２の各導体パターン（ストリップ導体）が、各素子が裏面の接地導体１１ａの最上辺から１／４波長だけ突出するようにかつ互いに所定の間隔ｄだけ離間して互いに平行となるように形成されている。ここで、裏面に接地導体１１ａが形成されていない部分の励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２の各導体パターンがアンテナ素子として動作する一方、裏面に接地導体１１ａが形成されている部分の励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１，Ａ２の各導体パターンがマイクロストリップ線路（伝送線路）として動作する。すなわち、励振素子Ａ０の導体パターンが接地導体１１ａの上辺と立体的に交差する励振素子Ａ０上の点が給電点Ａ０ｐとなる。
給電用ストリップ導体５０は、例えば２段階で段階的に特性インピーダンスが変化するように形成された階段テーパ形状を有し、接地導体１１ａとによりマイクロストリップ線路を構成する。給電用ストリップ導体５０の上端５０ａは励振素子Ａ０の下端５０ｂに接続され、その接続点が給電接続点Ａ０ｆを構成する一方、給電用ストリップ導体５０の下端５０ｂは無線受信機（図示せず。）に接続された給電ケーブルの心線に接続される。また、リアクタンス値信号伝送用ストリップ導体５１は接地導体１１ａとによりマイクロストリップ線路を構成し、その上端５１ａはチップ抵抗７１を介して非励振素子Ａ１の下端Ａ１ｅに接続される一方、その下端５１ｂは、図３８を参照して後述するように前置増幅器４０４を介して図１のアンテナコントローラ１０を構成するパーソナルコンピュータ４０１と接続される。同様に、リアクタンス値信号伝送用ストリップ導体５２は接地導体１１ａとによりマイクロストリップ線路を構成し、その上端５２ａはチップ抵抗７２を介して非励振素子Ａ２の下端Ａ２ｅに接続される一方、その下端５２ｂは、図３８を参照して後述するように前置増幅器４０４を介して図１のアンテナコントローラ１０を構成するパーソナルコンピュータ４０１と接続される。
さらに、非励振素子Ａ１の下端Ａ１ｅ近傍において、誘電体基板２０ａを厚さ方向に貫通するスルーホールの内周面に導体がメッキしてなるスルーホール導体６３が形成され（なお、当該スルーホール内にスルーホール導体を充填してもよい。）、スルーホール導体６３の一端は可変容量ダイオード６１を介して非励振素子Ａ１の下端Ａ１ｅ近傍に接続されている。また、同様に、非励振素子Ａ２の下端Ａ２ｅ近傍において、誘電体基板２０ａを厚さ方向に貫通するスルーホールに導体が充填してなるスルーホール導体６４が形成され、スルーホール導体６４の一端は可変容量ダイオード６２を介して非励振素子Ａ２の下端Ａ２ｅ近傍に接続されている。以上のように構成されたアレーアンテナ装置は、小型・軽量であって、薄型である３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置を形成できる。
図３６は図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験結果であって、ＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。ここで、ＶＳＷＲの測定は、可変容量ダイオード６１，６２にそれぞれリアクタンス値信号である逆バイアス電圧として、ＶＬ＝０［Ｖ］、ＶＨ＝２５［Ｖ］を印加した状態で、３〜７ＧＨｚの範囲で行った。図３６から明らかなように、測定の結果、当該アレーアンテナ装置１００Ａは４．５〜７．０ＧＨｚの範囲内でＶＳＷＲ≦３を達成している。
次いで、図３５の３素子のアレーアンテナ装置１００Ａと、従来技術に係る２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスのリアクタンス値切り替え前後での変化を測定により確認した。図３７に、５．２ＧＨｚでの３素子のアレーアンテナ装置１００Ａと、２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを、スミスチャート上にプロットした。ここで、３素子のアレーアンテナ装置１００Ａにおいては、各可変容量ダイオード６１，６２にそれぞれ印加する逆バイアス電圧Ｖ１とＶ２の切り替え前後において、５０Ωのインピーダンス整合状態がほぼ維持されている。それに対して、図３７中の三角形で示すように、より高い逆バイアス電圧ＶＨ側で５０Ωにインピーダンス整合をとった２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置では、より低い逆バイアス電圧ＶＬに切り替えた時点では、入力インピーダンスＺｉ＝３９．４−ｊ４．２６［Ω］（図３７中の逆三角形）まで変化した。３素子のアレーアンテナ装置１００Ａにおいては、切り替え前後でアンテナ入力インピーダンスが一定であることが特徴であるが、そのことを実験によって確認できた。
次いで、第５の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置１００Ａを用いた、リアクタンスダイバーシティ効果の測定とその結果について以下に説明する。
図３８は図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験を行う受信機側の測定システムを示す斜視図である。図３８において、当該測定システムは車輪付き台車４００上に構築しており、試験環境内を一定速度で移動させながら、アレーアンテナ装置１００Ａの可変リアクタンス値を一定間隔で連続して切り替えて測定することで、フェージング環境での測定結果を得る。当該測定システムにおいては、車輪付き台車４００上に、図１のアンテナコントローラ１０の主制御部を構成するパーソナルコンピュータ４０１と、例えばヒューレットパッカード製８３４９Ｂ型（利得２０ｄＢ）の前置増幅器４０２と、例えばアドバンテスト製Ｒ３３７１Ａ型のスペクトラムアナライザ４０３と、２．５の増幅度を有する直流増幅器４０４と、アレーアンテナ装置１００Ａとが載置されている。
３素子のアレーアンテナの制御装置１００Ａの給電接続点Ａ０ｆから出力される受信した無線信号は、前置増幅器４０２で増幅した後、スペクトラムアナライザ４０３に入力する。スペクトラムアナライザ４０３はゼロスパンモードで動作させ、受信した無線信号の電力強度に比例する電圧出力を取り出し、それをパーソナルコンピュータ４０１に接続したＡ／Ｄ変換ボードを介してパーソナルコンピュータ４０１内のハードディスクメモリに格納して記録する。リアクタンス値の切り替えは、パーソナルコンピュータ４０１に接続したＤ／Ａ変換ボードによって、Ａ／Ｄ変換と同期させて可変容量ダイオード６１，６２の逆バイアス電圧をＶＨ、ＶＬの間で切り替えることで行う。当該実施例では、Ｄ／Ａ変換ボードの出力電圧が最大１０［Ｖ］であるため、直流増幅器４０４により２．５倍に増幅して３素子のアレーアンテナ装置１００Ａ上の可変容量ダイオード６１，６２と接続している。切り替えの周期は、図３８の測定システムの移動速度に対して、リアクタンス値の切り替え前後での測定結果が、ほぼ同時に測定されたものと見なせる値として、１．５ミリ秒間隔で行った。この値は、スペースダイバーシティアンテナとＲＦスイッチによるランダムフィールド測定法の研究結果を参考に決定した（例えば、非特許文献５及び６参照。）。
図３９は図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験環境のレイアウトを示す平面図である。図３９に示すように、５．２ＧＨｚの無線送信機４１０を部屋４１５の中心においた状態で、図３８の受信機側の測定システムを、波線４１１に沿って一定の速度で移動させて測定した。アレーアンテナ装置１００Ａの設置高さは送信側、受信側ともに１．２ｍとした。
図４０は図３５のアレーアンテナ装置１００Ａの実験結果であって、ダイバーシティ利得を示す、規格化電力に対するＣＤＦ値のグラフである。この実験結果は、図３９での試験環境における測定結果より導いた規格化した受信電力［ｄＢ］に対するＣＤＦ値の曲線を示している。ここで、縦軸のＣＤＦ値は３素子のアレーアンテナ装置１００Ａでの受信電力が、横軸の値より高い値となった場合について導いた累積確率を示している。状態１、状態２はそれぞれ、非励振素子Ａ１，Ａ２に装荷された各可変容量ダイオード６１，６２への逆バイアス電圧が（Ｖ１，Ｖ２）＝（０，２５）［Ｖ］、（Ｖ１，Ｖ２）＝（２５，０）［Ｖ］の場合の累積確率分布曲線である。逆バイアス電圧の切り替え前後で、受信電力のより高い方を選ぶことにより、選択合成した結果の累積確率分布曲線は、実線（ダイバーシティ）で示した。
状態１及び状態２の場合の結果は、図４０中のレイリー曲線にほぼ沿っており、図３９の試験環境は、直接波の影響の少ないフェージング環境であると予想される。３素子のアレーアンテナ装置１００Ａのダイバーシティ能力を、ダイバーシティを行わない場合と行った場合の受信電力の差、すなわちダイバーシティ利得で評価する。図４０から明らかなように、累積確率分布（ＣＤＦ値）が９０％の場合で比較すると、ダイバーシティ受信によって約４ｄＢのダイバーシティ利得３０３が得られ、受信電力に改善が見られる。また、よりフェージングの深いＣＤＦ値が９９％のときでは、約７ｄＢのダイバーシティ利得３０４が得られた。
以上説明したように、３素子のアレーアンテナ装置１００Ａによるリアクタンスダイバーシティを提案し、実験により確認した。試作により、平面型３素子のアレーアンテナ装置１００Ａが誘電体基板２０ａと２個の可変容量ダイオード６１，６２によって構築できることを証明した。このことは、平面型３素子のアレーアンテナ装置１００Ａを低コストで実装できることを示している。また、上述のように、３素子のアレーアンテナ装置１００Ａにおいては、切り替え前後でアンテナ装置の入力インピーダンスが一定であることが実験によって確認された。ダイバーシティ利得を測定した結果、ＣＤＦ値が９９％時で約７ｄＢのダイバーシティ利得が得られることがわかった。さらには、平面型３素子のアレーアンテナ装置１００Ａによるダイバーシティ受信が、耐マルチパスフェージング能力を示すことが実験により確認できた。
第６の好ましい実施形態
図４１は本発明に係る第６の好ましい実施形態であるアレーアンテナ装置１００Ｂを示す平面図である。この第６の好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置１００Ｂは、図９のアレーアンテナ装置に比較して以下の点が異なる。
（１）誘電体基板２０に代えて、図４１に基板データを示す誘電体基板２０ｂを備えた。
（２）接地導体１１ａの上下方向の長さをλｇとした。ここで、λｇは、誘電体基板２０ｂの誘電率εｒから求められる実効波長である。
なお、図４１において、ｔは誘電体基板２０ｂの厚さであり、εｒはその誘電率であり、σは誘電体基板２０ｂ上に形成される導体の導電率である。
当該好ましい実施形態において用いるアレーアンテナ装置１００Ｂのための制御装置は、図１と同様に構成される。ここで、非励振素子Ａ１及びＡ２には可変リアクタンス素子１２−１，１２−２としてそれぞれ可変容量ダイオードが装荷されている。装荷リアクタンスは、可変容量ダイオードのみでは負のリアクタンスしか得られないので、誘導性までを可変範囲とする場合は、必要に応じて直列又は並列にインダクタを接続する。可変容量ダイオードに印加される直流バイアス電圧は、図１のコントローラ１０により入れ替わるよう構成されている。つまり、装荷リアクタンス値（ｘ１，ｘ２）は、（ｘ１，ｘｈ）及び（ｘｈ，ｘ１）の２値に切り換えられ、当該アレーアンテナ装置１００Ｂの指向性が変化する。この好ましい実施形態では、各ダイバーシティ枝の指向性を決定する装荷リアクタンス値を、「枝リアクタンス」という。従って、上記リアクタンス値の定数ｘｈ、ｘ１によって定まる２つの指向性が「ダイバーシティ枝」となる。この好ましい実施形態に係る構成によれば、切り換えによってアンテナのインピーダンスは変化せず、固定定数回路により整合可能である。
この好ましい実施形態において、リアクタンス値の切り換えは、単一の受信回路でアンテナを切り換える、アンテナ切り換えダイバーシティ（例えば、非特許文献７参照。）やアンテナ選択ダイバーシティ（例えば、非特許文献８及び９参照。）のアルゴリズムを用いることができる。以下、後者のアルゴリズムにより制御を行うものとする。一般に無線受信機のアンテナ系でダイバーシティ枝を切り換えると受信無線信号の位相が不連続となり、少なくとも１〜２シンボルの間でビット誤りが発生する。これを回避するために、受信フレームもしくはスロットの先頭部に設けられたプリアンブル区間内で「枝リアクタンス」をｘ１、ｘｈの２値に切り換え、ＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ；受信した電波信号の強さを数値化した値をいう。）が高かった側に枝リアクタンスを固定して当該スロットのデータ区間を受信する。従って、フェージングがスロット長に対して十分遅ければ、検波後選択合成ダイバーシティと同等の特性が得られる。
次いで、この好ましい実施形態に係るアレーアンテナ装置１００Ｂなどを用いた計算機シミュレーションとその結果について以下に説明する。なお、当該計算機シミュレーションでは、マルチパス伝搬環境におけるリアクタンスダイバーシティ受信のビット誤り率特性を、計算機シミュレーションにより評価する。当該計算機シミュレーションにおける諸元を表１に示す。
当該計算機シミュレーションでは以下の２つのアンテナモデルを用いる。
（１）無限地板上に設置した、半径１／１００波長の円柱形状を有するモノポールアンテナ装置（以下、無限地板モデルという。）。
（２）図４１に示す厚さｔ＝０．６ｍｍの高周波用両面プリント基板（以下、プリント基板という。）にてなる誘電体基板２０ｂ上に形成した３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１００Ｂ（以下、プリント基板モデルという。）。ここで、誘電体基板２０ｂ上にストリップ導体にてなるマイクロストリップ線路を形成し、その先端をλ／４（ここで、λは自由空間波長）だけ接地導体１１ａの最上辺の位置より上方向に延在させている。測定周波数は５．２ＧＨｚとした。マイクロストリップ線路の線路幅はストリップ導体の特性インピーダンスが５０［Ω］となる値である。従って、各素子Ａ０，Ａ１，Ａ２の下端のポートＰ０，Ｐ１，Ｐ２と、モノポール素子を構成する各素子Ａ０，Ａ１，Ａ２の接地導体１１ａの最上辺における電流はほぼ等しいと仮定する。
当該計算機シミュレーションにおいては、移動局において、リアクタンスダイバーシティ受信を行うものとし、伝搬路は図４２に示すジェークス（Ｊａｋｅｓ）のモデルを仮定した。すなわち、Ｍ個の素波が方位角（ＤＯＡ）φからランダムに到来する。各素波のＤＯＡは０−２πの一様分布とし、各素波の位相と振幅はそれぞれ一様分布及びレイリー分布とした。ここで、ｈｍ、φｍをそれぞれ第ｍ番目の素波の伝達関数及びＤＯＡとおく。素波の伝達関数とは、励振素子Ａ０の位置に対するものである。各素波の位相と振幅が与えられれば、受信回路の入力に至る伝達関数は、電子制御導波器アレーアンテナ装置の指向性、枝リアクタンスの関数となり、一般にＮ＋１素子の場合次式により表される。
すなわち、伝達関数ｈ（ｘ１，ｘｈ）と伝達関数ｈ（ｘｈ，ｘ１）の絶対値を比較して大きい方を選択し、受信信号の振幅とする。受信機入力における熱雑音として、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を仮定し、その電力密度をＮ０とすればフェージング変動に対する瞬時信号対雑音電力比（Ｅｂ／Ｎ０）が求まる。ここで、変調方式はＢＰＳＫとし、遅延検波による復調を仮定するとビット誤り率（以下、ＢＥＲという。）Ｐｃは次式で表される（例えば、非特許文献１０参照。）。
ここで、
γ＝Ｅｂ／Ｎ０ （２９）
当該計算機シミュレーションでは、受信スロット（フレーム）毎に各素波のｈｍ、φｍを乱数により発生させて、伝達関数ｈ（ｘ１）と伝達関数ｈ（ｘｈ）、あるいは伝達関数ｈ（ｘ１、ｘｈ）と伝達関数ｈ（ｘｈ、ｘ１）を求め、上記式（２８）により受信スロット毎のＢＥＲを求めている。つまり、スロット中はフェージング変動が無いものとしており、スロット長に対して十分遅いフェージングを仮定している。
次いで、等価ウェイトベクトルの算出について以下に説明する。まず、等価ウェイトベクトルｗを上記式（１９）及び式（２０）より算出する。アドミタンス行列Ｙの各要素は表１に示した素子形状と配置から、モーメント法により求めた下記の値を用いた。
（１）無限地板モデルの場合のアドミタンス行列の各要素
（２）プリント基板モデルの場合のアドミタンス行列の各要素
ここで、単位はＳ（シーメンス、Ω−１）であり、ｙｍｎはアドミタンス行列Ｙのｍ＋１行ｎ＋１列の要素を示す。以上より得られた等価ウェイトベクトルｗについて、リアクタンス値ｘ１又はリアクタンス値ｘ２を変化させたときの軌跡を無限地板モデルの場合について、図４３乃至図４５に示し、プリント基板モデルの場合について図４６乃至図４８に示す。前者の無限地板モデルの場合においては次式が成立する。
（ｗ０ｗ１）＝ｗＴ （３２）
また、後者のプリント基板モデルの場合においては次式が成立する。
（ｗ０ｗ１ｗ２）＝ｗＴ （３３）
非特許文献１１より、リアクタンス値ｘ１又はリアクタンス値ｘ２から等価ウェイトｗ０ｗ１又はｗ２への写像は一次変換であるから、これらの軌跡は全て円となり、リアクタンス値ｘ１又はｘ２を減じたときの回転方向は全て半時計方向となる。なお、図４３乃至図４５ではリアクタンス値ｘ２に関して、１０Ω毎に０から−８０Ωまでプロットしている。
次いで、ＢＥＲ特性について以下に説明する。得られた等価ウェイトｗを用い、上述した条件により計算機シミュレーションを行った。得られたＢＥＲ特性を図４９に示す。比較のため、十分（１０λ）離して設置され理想的に整合された無限地板モデル（モノポールアンテナ）による空間ダイバーシティと、当該モノポールアンテナによるダイバーシティ無しの特性も示している。枝リアクタンス（ｘｈ，ｘ１）は、無限地板モデルについては、（０，−３０）［Ω］と（０，−６０）［Ω］の場合について、プリント基板モデルについては（０，−７０）［Ω］と（０，−１１０）［Ω］の場合について示した。これらの等価ウェイトを図４３において矢印で示した。無限地板モデルでは（０，−６０）［Ω］の場合に最も特性が良好で、空間ダイバーシティとほぼ一致した特性が得られた。一方、プリント基板モデルの場合には（０，−１１０）［Ω］の場合に特性が良好であるが、空間ダイバーシティに対して、ＢＥＲ＝１０−３において約３ｄＢの劣化が見られた。
以上の結果より、高いダイバーシティ利得を得るためには、ダイバーシティ枝間で等価ウェイトを、複素平面上で離れるように設定すればよいと考えられる。従って、リアクタンスダイバーシティの設計にあたっては、対応する等価ウェイトが互いに複素平面上で離れるよう、枝リアクタンスを設定すれば良い。図４３乃至図４５から明らかなように、枝リアクタンス（０，−６０）、（−６０，０）［Ω］の組み合わせは上記基準に沿ったものである。一方、プリント基板モデルにおいては約３ｄＢの劣化が見られる。ただし、劣化要因の１つはインピーダンス不整合によるものであり、簡単な整合回路により容易に改善できる。励振素子Ａ０の等価ウェイトｗ０は当該素子Ａ０の電流をインピーダンス整合時の電流で規格化したものであるから、ｗ０＝１＋ｊ０から離れるほど、ＶＳＷＲが増加し、利得が次式分［ｄＢ］だけ低下することとなる。
図４６の（ｘ１，ｘ２）＝（０，−１１０）［Ω］、（ｗ０＝０．９７−ｊ０．５３）に対する利得低下は上記式（３４）より１．５ｄＢであるから、適当なインピーダンス整合回路を設けた場合の空間ダイバーシティに対する劣化は残りの１．５ｄＢになり、ＢＥＲ＝１０−３において１０．５ｄＢのダイバーシティ利得となる。
ところで、図４９のＢＥＲ特性のカーブは空間ダイバーシティとほぼ平行になっており、これはダイバーシティ枝としての相関がほぼ０になっていることを示している。従って、残り１．５ｄＢの劣化は、平均利得（電力利得をアジマス全方位で平均した値）が理想的なモノポールアンテナに対して約０．７になっていることを示している。これはプリント基板モデルの誘電体基板２０ｂの誘電体損失ｔａｎδ及び導電率による損失のほか、解析モデルの不完全性によるものと考えられる。すなわち、以上の解析では図４１の各ポートＰ０，Ｐ１，Ｐ２における電流と、モノポールアンテナの素子給電部（接地導体１１ａの最上辺）が等しいとの仮定（近似）によっているが、実際には３本のストリップ線路間相互の影響により、一般には異なる。
以上より、リアクタンスダイバーシティの設計基準として以下のようにまとめることができる。
（１）ダイバーシティ枝（切り換える２つの指向性）間で、等価ウェイトが複素平面上で互いに離れるようにする。すなわち、複素平面上でのダイバーシティ枝間の距離が最大となるように設定する。
（２）励振素子Ａ０の等価ウェイトが１＋ｊ０に近くなるようにすれば、アンテナ装置と給電ケーブルとの間のインピーダンス整合回路を省略できる。
上記（１）は、特定の条件におけるシミュレーションから得られたものであり、普遍性についてはさらなる理論検討を要する。しかしながら、ダイバーシティ枝間で等価ウェイトが近接した場合、両者の指向性も近くなり、枝間の受信レベル相関が高くなってダイバーシティ利得が低下するのは明らかである。従って、上記（１）は少なくとも必要条件である。
以上説明したように、リアクタンス値を２状態に切り換える、バイナリリアクタンスダイバーシティ受信の特性と、リアクタンスの設定基準について評価した。マルチパス伝搬モデルにおけるレイリーフェージング下におけるビット誤り率を、計算機シミュレーションにより評価した。その結果、素子間隔０．１波長、３素子の構成で、無限地板モデルによるモノポールアンテナの場合は１２ｄＢ、プリント基板モデルによるモノポールアンテナで１０．５ｄＢのダイバーシティ利得が得られた。さらに、リアクタンスダイバーシティの設計基準について検討し、等価ウェイトベクトルの枝間の相対関係と、給電素子の等価ウェイト、すなわちインピーダンス整合が重要であることを示した
付録
以下においては、非特許文献１１における理論解析を用い、装荷リアクタンス、すなわち枝リアクタンスと等価ウェイトとの関係について理論的に示す。まず、上記式（２０）をクラーメルの公式を用いて等価ウェイトベクトルｗに関して解くと、次式を得る。
ここで、
Ｖ＝Ｙ−１＋Ｘ＝（ｖ０ ｖ１ ｖ２ … ｖＮ）；０≦ｋ≦Ｎ （３６）
次いで、まず、等角性について以下に説明する。あるｋに対して、ｉ≠ｋ（０≦ｉ≦Ｎ）なる全てのリアクタンスｘｉを固定した時のリアクタンスｘｋから等価ウェイトベクトルｗｋ及びｗｉへの写像は一次変換であり、等角写像である。証明は以下による。
ある行列Ｖにおいて、リアクタンスｘｋを含む要素は対角要素の第ｋ＋１行ｋ＋１列のみである。上記式（１８）の分母であるｄｅｔ（Ｖ）を第ｋ＋１列（１≦ｋ≦Ｎ）で展開すると、次式を得る。
ここで、Ｖｍｎは行列Ｖからｍ行ｎ列を除いた行列を表し、ｚｍｎはアドミタンス行列Ｙ−１のｍ行ｎ列要素を表す。従って、リアクタンスｘｋを含む項は右辺第１項目のみであり、リアクタンスｘｋに関して１次式である。同様に、各ｘｉに関しても１次式である。一方、上記式（１８）の分子は同様に、第ｋ＋１列で展開すると、次式を得ることができ、ｘｋを含まない。
一方、各ｘｉに関しては１次式となっている。つまり、次式の形式となる。
従って、等価ウェイトｗｋはリアクタンスｘｋからの（複素関数としての）一次変換であり、リアクタンスｘｉからの一次変換でもある。従って、一次変換の性質より、ある特定のリアクタンスを変化させたときの等価ウェイトｗｋの軌跡は円になる。特に、リアクタンスｘｉ（０≦ｉ≦Ｎ−１，ｉ≠ｋ）を固定してリアクタンスｘｋを変化させたとき、等価ウェイトｗｋは原点を通る円軌跡を描く。
次いで、等価ウェイト軌跡の回転角の共通性について以下に説明する。以上のように、上記式（３５）の分母はリアクタンスｘｉの一次式であり、全てのｋに対して共通である。一方、分子はｉ≠ｋのとき、リアクタンスｘｉの一次式でｉ＝ｋの場合は、リアクタンスｘｉを含まない。従って、等価ウェイトｗｋは次式の形式で書くことができる。
ここで、ａｉｋ、ｂｉｋ，ｃｉは、アドミタンス行列の逆行列Ｙ−１、信号源インピーダンスｚｓ及び装荷リアクタンスｘ１（ｉ≠１）で決まる複素数でリアクタンスｘｉを含まない。特に、ｋ＝ｉの場合はａｉｋ’＝０である。このとき、上記４０の右辺第２項の分母ｊｘｉ＋ｃｉはリアクタンスｘｉの変化に対して複素平面上の直線を動くから、一次変換の性質より等価ウェイトｗｉの軌跡は原点を通る円となる。ここで、ｊｘｉ＋ｃｉは全てのｋに対して共通なので、等価ウェイトｗｋは１／（ｊｘｉ＋ｃｉ）の軌跡を複素数ｂｉｋで相似変換と回転を行い、複素数ａｉｋで平行移動したものである。従って、軌跡円上の回転角は、全ての等価ウェイトｗｋに対して１／（ｊｘｉ＋ｃｉ）の円軌跡における回転角と回転方向を含めて共通である。つまり、リアクタンスｘｉの適当な変化により等価ウェイトｗｉが軌跡円上を角度θだけ回転すれば、等価ウェイトｗｋも同じ方向に角度θだけ回転する。
他の変形例
図５０は、本発明の変形例に係る可変リアクタンス素子１２−１，１２−２に印加される制御電圧に対する入力インピーダンスＺｉｎ及びリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２の特性において設定可能な３つの状態Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を示すグラフである。
上記の第１の好ましい実施形態においては、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、２組のリアクタンス値セットから１組のリアクタンス値セットを選択する場合について説明しているが、本発明はこれに限らず、図５０に示すように、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、３組又は以上の組のリアクタンス値セットから１組のリアクタンス値セットを選択するようにしてもよい。
以上の実施形態において、上記アレーアンテナは、励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された複数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアンテナ装置であってもよい。ここで、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、入力インピーダンスが実質的に変化しないことを限定せずに、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する複数の場合のうち、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質に基づいて、所定の選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定する。
また、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合である。
さらに、上記各無線信号の信号品質は、信号電力に限らず、信号強度と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比と、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つを用いて評価されてもよい。
また、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値以上であることである。もしくは、上記選択基準は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最大値となるリアクタンス値セットを選択することである。とって代わって、上記選択基準は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最小値となるリアクタンス値セットを選択することである。
さらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から任意に１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返す。もしくは、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から所定の順序で１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返す。
さらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記しきい値を所定の範囲で変化させながら上記複数の場合を切り換え、上記各無線信号の信号品質が所定の選択基準を満足するときのしきい値を上記しきい値として設定する。
またさらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、現在選択されているリアクタンス値セットの場合における無線信号の信号品質が上記しきい値よりも低い別のしきい値を所定の自然数の回数以上下回ったとき、上記しきい値の設定を行う。さらにもしくは、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記アレーアンテナの制御装置を搭載する無線通信装置の移動が検出されたとき、上記しきい値の設定を行う。また、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記アレーアンテナの制御装置を搭載する無線通信装置の変復調方式が切り換えられたとき、上記しきい値の設定を行う。さらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記アレーアンテナの制御装置を搭載する無線通信装置の使用周波数が切り換えられたとき、上記しきい値の設定を行う。またさらに、アンテナコントローラ１０は、好ましくは、上記選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定したとき、所定の期間、そのセットの切り換えを停止する。
以上詳述したように、本発明に係るアレーアンテナの制御装置によれば、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された複数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置である。ここで、上記アレーアンテナの制御装置は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する複数の場合のうち、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質に基づいて、所定の選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定する制御手段を備える。従って、従来技術に比較して、ハードウエア構成がきわめて簡単であるとともに、きわめて簡単な制御でより大きなダイバーシティ利得を得ることができる。特に、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を単純な１ビット制御で大きく改善する効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載可能なダイバーシティアンテナを実現できる。また、本発明に係る１ビット制御では、可変リアクタンス素子を連続的に制御する従来技術において必要な制御電圧発生用ＤＡコンバータが不要となるので、アンテナ装置のさらなる小型化と低コスト化が図れる。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合である。従って、従来技術に比較して、ハードウエア構成がきわめて簡単であるとともに、きわめて簡単な制御でより大きなダイバーシティ利得を得ることができる。また、上記アレーアンテナの入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。
さらに、本発明に係るアレーアンテナ装置によれば、１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された２個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナ装置である。ここで、上記アレーアンテナ装置は、互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備える。従って、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、小型・軽量であって、薄型のアレーアンテナ装置を提供できる。
【産業上の利用可能性】
以上詳述したように本発明によれば、従来技術に比較して、ハードウエア構成がきわめて簡単であるとともに、きわめて簡単な制御でより大きなダイバーシティ利得を得ることができる。また、上記アレーアンテナの入力インピーダンスを実質的に変化させることがない。特に、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を単純な１ビット制御で大きく改善する効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載可能なダイバーシティアンテナを実現できる。また、本発明に係る１ビット制御では、可変リアクタンス素子を連続的に制御する従来技術において必要な制御電圧発生用ＤＡコンバータが不要となるので、アンテナ装置のさらなる小型化と低コスト化が図れる。さらに、３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置において、小型・軽量であって、薄型のアレーアンテナ装置を提供できる。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【図５２】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された複数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置であって、
上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する複数の場合のうち、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質に基づいて、所定の選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定する制御手段を備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項２】
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合であることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項３】
上記各無線信号の信号品質は、信号強度と、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比と、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つを用いて評価されることを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項４】
上記選択基準は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値以上であることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項５】
上記選択基準は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最大値となるリアクタンス値セットを選択することを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置
【請求項６】
上記選択基準は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最小値となるリアクタンス値セットを選択することを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置
【請求項７】
上記制御手段は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から任意に１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返すことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置
【請求項８】
上記制御手段は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から所定の順序で１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返すことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ制御装置。
【請求項９】
上記制御手段は、上記しきい値を所定の範囲で変化させながら上記複数の場合を切り換え、上記各無線信号の信号品質が所定の選択基準を満足するときのしきい値を上記しきい値として設定することを特徴とする請求項１乃至８のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１０】
上記アレーアンテナは偶数本の非励振素子と偶数個の可変リアクタンス素子とを備え、
上記偶数本の非励振素子は、少なくとも１本の第１の組の非励振素子と、少なくとも１本の第２の組の非励振素子とからなり、
上記偶数個の可変リアクタンス素子は、上記第１の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第１の組の可変リアクタンス素子と、上記第２の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第２の組の可変リアクタンス素子とからなり、
上記複数の場合は、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第１のリアクタンス値セットを設定する第１の場合と、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第２のリアクタンス値セットを設定する第２の場合とを含み、
上記制御手段は、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号品質に基づいて、リアクタンス値セットを選択して上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に設定することを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１１】
上記アレーアンテナは、第１と第２の非励振素子を備え、上記第１のリアクタンス値セットは上記第１と第２の非励振素子に対して設定されるリアクタンス値Ｘａ，Ｘｂからなり、上記第２のリアクタンス値セットは上記第１と第２の非励振素子に対して設定されるリアクタンス値Ｘｂ，Ｘａからなることを特徴とする請求項１０記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１２】
上記アレーアンテナは、上記励振素子から所定の間隔だけ離れてかつ互いに実質的に同一の角度間隔で設けられた複数本の非励振素子を備え、
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、各リアクタンス値を循環して得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合を含むことを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１３】
上記アレーアンテナは、上記励振素子から所定の間隔だけ離れてかつ互いに実質的に同一の角度間隔で設けられた複数本の非励振素子を備え、
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、各リアクタンス値を循環して得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合を含むことを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１４】
上記アレーアンテナは、上記励振素子の位置を通過する対称線を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線上に位置し又は対称線を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備え、
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合を含むことを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１５】
上記アレーアンテナは、上記励振素子の位置を通過する対称線を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線上に位置し又は対称線を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備え、
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合を含むことを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１６】
受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように上記複数組のリアクタンス値セットが設定されたことを特徴とする請求項１乃至１５のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１７】
受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となるように上記複数組のリアクタンス値セットが設定されたことを特徴とする請求項１乃至１５のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１８】
上記アレーアンテナは、１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子とを備えたことを特徴とする請求項１乃至１３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１９】
上記励振素子と上記各非励振素子との間の距離を、受信される無線信号の波長の０．１倍から０．３５倍までの間の長さのうちの１つの長さに設定したことを特徴とする請求項１８記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項２０】
上記アレーアンテナは、
互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、
上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、
上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備えたことを特徴とする請求項１８又は１９記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項２１】
１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された２個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナ装置であって、
互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、
上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、
上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備えたことを特徴とするアレーアンテナ装置。
【請求項２２】
上記励振素子と上記各非励振素子との間の距離を、受信される無線信号の波長の０．１倍から０．３５倍までの間の長さのうちの１つの長さに設定したことを特徴とする請求項２１記載のアレーアンテナ装置。
【請求項１】
送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された複数個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置であって、
上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する複数の場合のうち、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質に基づいて、所定の選択基準に従って、上記複数組のリアクタンス値セットのうちの１つのセットを選択して上記複数個の可変リアクタンス素子に設定する制御手段を備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項２】
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合であることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項３】
上記各無線信号の信号品質は、信号強度と、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比と、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つを用いて評価されることを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項４】
上記選択基準は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値以上であることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項５】
上記選択基準は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、信号電力と、信号対雑音比と、信号に対する干渉雑音を含む雑音の比と、搬送波信号対雑音比とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最大値となるリアクタンス値セットを選択することを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置
【請求項６】
上記選択基準は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が、ビット誤り率と、フレーム誤り率と、パケット誤り率とのうちのいずれか１つの場合において、当該信号品質が最小値となるリアクタンス値セットを選択することを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置
【請求項７】
上記制御手段は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から任意に１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返すことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置
【請求項８】
上記制御手段は、上記複数の場合において受信される各無線信号の信号品質が所定のしきい値未満となったとき、上記複数組のリアクタンス値セットの中から所定の順序で１つのリアクタンス値セットを選択し、当該選択したリアクタンス値セットにおいて上記信号品質が所定の選択基準に達するまで上記選択の処理を繰り返すことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ制御装置。
【請求項９】
上記制御手段は、上記しきい値を所定の範囲で変化させながら上記複数の場合を切り換え、上記各無線信号の信号品質が所定の選択基準を満足するときのしきい値を上記しきい値として設定することを特徴とする請求項１乃至８のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１０】
上記アレーアンテナは偶数本の非励振素子と偶数個の可変リアクタンス素子とを備え、
上記偶数本の非励振素子は、少なくとも１本の第１の組の非励振素子と、少なくとも１本の第２の組の非励振素子とからなり、
上記偶数個の可変リアクタンス素子は、上記第１の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第１の組の可変リアクタンス素子と、上記第２の組の各非励振素子にそれぞれ接続された第２の組の可変リアクタンス素子とからなり、
上記複数の場合は、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第１のリアクタンス値セットを設定する第１の場合と、上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に対して第２のリアクタンス値セットを設定する第２の場合とを含み、
上記制御手段は、上記第１と第２の場合においてそれぞれ受信される各無線信号の信号品質に基づいて、リアクタンス値セットを選択して上記第１及び第２の組の可変リアクタンス素子に設定することを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１１】
上記アレーアンテナは、第１と第２の非励振素子を備え、上記第１のリアクタンス値セットは上記第１と第２の非励振素子に対して設定されるリアクタンス値Ｘａ，Ｘｂからなり、上記第２のリアクタンス値セットは上記第１と第２の非励振素子に対して設定されるリアクタンス値Ｘｂ，Ｘａからなることを特徴とする請求項１０記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１２】
上記アレーアンテナは、上記励振素子から所定の間隔だけ離れてかつ互いに実質的に同一の角度間隔で設けられた複数本の非励振素子を備え、
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、各リアクタンス値を循環して得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合を含むことを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１３】
上記アレーアンテナは、上記励振素子から所定の間隔だけ離れてかつ互いに実質的に同一の角度間隔で設けられた複数本の非励振素子を備え、
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、各リアクタンス値を循環して得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する場合を含むことを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１４】
上記アレーアンテナは、上記励振素子の位置を通過する対称線を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線上に位置し又は対称線を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備え、
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られるように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合を含むことを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１５】
上記アレーアンテナは、上記励振素子の位置を通過する対称線を対称軸として線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子を含み、上記対称線上に位置し又は対称線を対称軸として線対称で設けられた複数本の非励振素子を備え、
上記複数の場合は、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバーシティ利得が得られかつ上記アレーアンテナの入力インピーダンスが実質的に変化しないように、上記線対称で設けられた少なくとも１対の非励振素子のリアクタンス値を入れ替えて得られた複数組のリアクタンス値セットをそれぞれ設定する少なくとも２つの場合を含むことを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１６】
受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が実質的に最大となるように上記複数組のリアクタンス値セットが設定されたことを特徴とする請求項１乃至１５のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１７】
受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバーシティ利得が所定値以上となるように上記複数組のリアクタンス値セットが設定されたことを特徴とする請求項１乃至１５のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１８】
上記アレーアンテナは、１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子とを備えたことを特徴とする請求項１乃至１３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項１９】
上記励振素子と上記各非励振素子との間の距離を、受信される無線信号の波長の０．１倍から０．３５倍までの間の長さのうちの１つの長さに設定したことを特徴とする請求項１８記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項２０】
上記アレーアンテナは、
互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、
上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、
上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備えたことを特徴とする請求項１８又は１９記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項２１】
１本の励振素子と、上記励振素子を挟設しかつ上記励振素子とともに一直線上に設けられた２本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された２個の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナ装置であって、
互いに平行な第１の面と第２の面とを有する誘電体基板と、
上記誘電体基板の第２の面のうちの所定の第１の領域上に形成された接地導体と、
上記誘電体基板の第１の面上であって、上記第１の領域に対向する領域から突出するように所定の長さを有しかつ互いに所定の間隔を有するように形成され、それぞれ上記励振素子と上記２本の非励振素子として動作する３本のストリップ導体とを備えたことを特徴とするアレーアンテナ装置。
【請求項２２】
上記励振素子と上記各非励振素子との間の距離を、受信される無線信号の波長の０．１倍から０．３５倍までの間の長さのうちの１つの長さに設定したことを特徴とする請求項２１記載のアレーアンテナ装置。
【国際公開番号】ＷＯ２００４／０６４１９４
【国際公開日】平成１６年７月２９日（２００４．７．２９）
【発行日】平成１８年５月１８日（２００６．５．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−５０７９７７（Ｐ２００５−５０７９７７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＪＰ２００４／００００７２
【国際出願日】平成１６年１月８日（２００４．１．８）
【出願人】（３９３０３１５８６）株式会社国際電気通信基礎技術研究所 (905)
【Ｆターム（参考）】
【国際公開日】平成１６年７月２９日（２００４．７．２９）
【発行日】平成１８年５月１８日（２００６．５．１８）
【国際特許分類】
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＪＰ２００４／００００７２
【国際出願日】平成１６年１月８日（２００４．１．８）
【出願人】（３９３０３１５８６）株式会社国際電気通信基礎技術研究所 (905)
【Ｆターム（参考）】
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