インバータ制御装置と電動圧縮機および電気機器
【課題】誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合に、ブラシレスＤＣモータの運転を継続することが不可能となって脱調停止するという課題を有していた。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータ２０３の目標回転数に応じて、所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する同期転流により動作するとともに、インバータ回路部２０４の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つために、同期転流による動作においてもロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させ、過負荷時にオーバーラップ通電をする際、位相の変化に対して脱調しにくい低回転時よりオーバーラップさせることにより、モータの運転状態を追従させるようにした。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータ２０３の目標回転数に応じて、所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する同期転流により動作するとともに、インバータ回路部２０４の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つために、同期転流による動作においてもロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させ、過負荷時にオーバーラップ通電をする際、位相の変化に対して脱調しにくい低回転時よりオーバーラップさせることにより、モータの運転状態を追従させるようにした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置における通電制御に関するものであり、またインバータ制御装置を用いた電動圧縮機、および該インバータ制御装置によって駆動されるブラシレスＤＣモータを具備した家庭用冷蔵庫等の電気機器における制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのロータ磁極位置に応じて、ステータの三相巻線の通電相の切換え、すなわち、転流動作を行なうことで回転磁界を発生させ、ロータが出力トルクを得るように制御される。したがって、ブラシレスＤＣモータの運転においては、ステータ巻線電流により発生する磁束に対してロータ磁束の相対関係を得ることが必要である。
【０００３】
ホール素子等のセンサを用いたモータでは、センサによりロータ磁極位置を正確に認識することができるため、間接的な誘起電圧によるロータ磁極位置を検知などの必要がなく、センサから直接ロータ磁極位置が判断できるので、容易にモータ制御を行なうことができる。
【０００４】
しかしながら、密閉型圧縮機においては、ホール素子等のセンサを埋め込むこと自体が、使用環境によるセンサ故障、冷媒漏れなどの信頼性、センサ一体型による故障時のモータのメンテナンスの観点から採用が容易ではなく、一般的にはホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧によりロータ磁極位置を検知するセンサレス方式のインバータ制御装置が用いられている。
【０００５】
一般に、センサレス方式のインバータ制御装置の波形制御としては、１２０度通電波形が採用されているものが多く、ブラシレスＤＣモータを駆動するシステムにおいては、電気角１２０度の期間インバータの各相スイッチを導通させ、残りの電気角６０度の区間を無制御としている。この場合、無制御期間中の電気角６０度を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測することにより、ロータ磁極位置を得ている（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
また近年、モータの高効率化を図るためロータ内部に永久磁石を埋め込み、磁石に起因するトルクのみならずリラクタンスに起因するトルクを発生させることにより、モータ電流を増加させることなく全体として発生トルクを大きくすることができる埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータが多く用いられてきている。
【０００７】
以下、図面を参照しながら、上記従来のインバータ制御装置について説明する。
【０００８】
図７は、上記特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の構成を示す図である。図８は、インバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示すタイムチャートである。
【０００９】
図７において、直流電源００１の端子間に、３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚをそれぞれ直列接続してインバータ回路部１４０を構成している。ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極の分布巻き構造のステータ１０５ｂと、ロータ１０５ａで構成されている。ロータ１０５ａは、内部に永久磁石１０５α、１０５βを埋め込んだ磁石埋込型構造である。
【００１０】
各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点は、ブラシレスＤＣモータ１０５のＹ接続された各相のステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの端子にそれぞれ接続されている。
【００１１】
尚、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚのコレクタ−エミッタ端子間には、それぞれ保護用の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚが接続されている。
【００１２】
抵抗１０１、１０２は、母線１０３、１０４間に直列に接続されており、その共通接続点である検出端子ＯＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２である仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。
【００１３】
コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃは、これらの各非反転入力端子（＋）が、抵抗１０７、１０８、１０９を介して出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）が、検出端子ＯＮに接続されている。
【００１４】
そして、これらのコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力端子は、論理手段であるマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３にそれぞれ接続されている。また、その出力端子Ｏ１からＯ６は、ドライブ回路１２０を介してトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚを駆動する。
【００１５】
ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極分布巻き構造で、ロータ１０５ａがロータ表面に永久磁石１０５α、１０５βを配置した表面磁石構造となっている。
【００１６】
次に、図８を用いて制御動作について説明する。
【００１７】
図８において、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は定常動作時におけるステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを示すものである。
【００１８】
これらの端子電圧は、インバータ回路部１４０による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部１４０の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。これらの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源００１の１／２の電圧である仮想中性点電圧ＶＮとコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃにより比較した出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗを（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）に示す。
【００１９】
この場合、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、前述の誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、前述のパルス状電圧のＶｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとで生成される。
【００２０】
また、パルス状電圧のＶｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、ウェイトタイマによって無視しているので、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示すものとなる。
【００２１】
マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状
態に基づいて（Ｇ）に示す６つのモードＡ〜Ｆを認識し、出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｊ）からＤＳｚ（Ｏ）を出力する。
【００２２】
モードＡ〜Ｆの各時間Ｔ（Ｈ）は、電気角６０度を示すものであり、Ａ〜Ｆの１／２の時間（Ｉ）すなわちＴ／２は、電気角で３０度に相当する遅延時間を示すものである。
【００２３】
このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５ａの回転に応じて、ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗに生ずる誘起電圧からロータ１０５ａの位置状態を検出するとともに、その誘起電圧の変化時間（Ｔ）を検出してステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗへの通電モードおよびタイミングにより各相ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの通電のための駆動信号を決定して実行させるようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開平１−８８９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来の構成では、誘起電圧により位置検出をおこなっていることから、インバータ回路の転流動作は、誘起電圧が検出可能な範囲に限定される上に、急激な回転変動を伴う負荷変動や電圧変動が発生し、誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合、ブラシレスＤＣモータ１０５の運転を継続することが不可能となり、脱調停止するという課題を有していた。
【００２６】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて、所定の周波数の駆動波形によって強制的に転流を継続することでモータの運転状態を維持するとともに、インバータ出力電圧、または電流位相に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させ、過負荷時にオーバーラップ通電をする際、位相の変化に対して脱調しにくい低回転時よりオーバーラップさせることにより、強制転流による同期運転時のより安定したモータ動作を実現する信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上記従来の課題を解決するために本発明のインバータ制御装置は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータとで構成されたブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する強制同期転流制御手段とを備え、位置検出転流による動作において、前記出力電圧制御手段による出力電圧が上限で、なおかつ目標回転数に到達しない場合、前記強制同期転流制御手段は同期転流により動作すると共に、同期転流による加速時において、回転数が低い状態の時に可能な限りオーバーラップ角を拡げてから同期転流周期を変更し、同期転流による減速時において、先に同期転流周期を変更し、回転数が低い状態の時にオーバーラップ角を狭くするようにしたものであ
る。
【００２８】
また、前記位置検出回路部の信号に基づき、前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、前記インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段を備え、同期転流による動作においてもロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させてモータの運転状態を追従させるようにしたものである。
【００２９】
したがって、誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて、所定の周波数の駆動波形によって強制的に転流を継続することで、モータの運転状態を維持するとともに、インバータ出力電圧、または電流位相に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させ、過負荷時にオーバーラップ通電をする際、位相の変化に対して脱調しにくい低回転時よりオーバーラップさせることにより、強制転流による同期運転時のより安定したモータ動作を実現することができる。
【発明の効果】
【００３０】
本発明のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動において、目標回転数の増加、負荷トルク変動などの要因により、運転ロータの磁極位置検知が困難な運転状態、さらにセンサレス駆動によるインバータ出力電圧上限となった場合においても、強制同期駆動によるモータの運転状態の継続と、弱め磁束効果による出力トルク増加により運転範囲の拡大を行ない、強制同期駆動において、過負荷時にオーバーラップ通電をする際、位相の変化に対して脱調しにくい低回転時よりオーバーラップさせることにより、さらなる運転範囲を拡大するとともに、脱調限界以上の運転に対しては、目標回転数を下げて脱調限界以内で運転することにより、モータ運転状態の変化による脱調停止を防止に加えて脱調限界以上の負荷による脱調停止の防止ができ、より安定した運転動作の継続を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図
【図２】同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の通電角１２０度の信号波形と処理内容を示すタイムチャート
【図３】同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の通電角１２０度を超えたオーバーラップ通電時の信号波形と処理内容を示すタイムチャート
【図４】同実施の形態１における位相判別を行なう制御動作を示すフローチャート
【図５】同実施の形態１における回転速度加速時の制御動作を示すフローチャート
【図６】同実施の形態１における回転速度減速時の制御動作を示すフローチャート
【図７】従来のインバータ制御装置の構成を示す図
【図８】従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図
【発明を実施するための形態】
【００３２】
請求項１に記載の発明は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータとで構成されたブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波
形を出力する強制同期転流制御手段とを備え、位置検出転流による動作において、前記出力電圧制御手段による出力電圧が上限で、なおかつ目標回転数に到達しない場合、前記強制同期転流制御手段は同期転流により動作すると共に、同期転流による加速時において、回転数が低い状態の時に可能な限りオーバーラップ角を拡げてから同期転流周期を変更し、同期転流による減速時において、先に同期転流周期を変更し、回転数が低い状態の時にオーバーラップ角を狭くするようにしたものである。
【００３３】
したがって、インバータ回路部出力電流の周波数を、強制的に同期周波数で出力することとなり、負荷トルクの増加に伴って電流位相に対するロータ位相、すなわち誘起電圧位相が遅れた場合、相対的に誘起電圧位相に対する電流位相は進み位相となる。進み位相電流は、ステータ磁束を低減させるため誘起電圧が減少し、その結果モータ電流が増加して出力トルクを増加させるため、運転範囲を拡大することができる。
【００３４】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記位置検出回路部の信号に基づき、前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、前記インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段を備え、同期転流による動作においてもロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させてモータの運転状態を追従させるようにしたものである。
【００３５】
したがって、インバータ出力電圧、または電流位相に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させることで、強制転流による同期運転時のより安定したモータ動作を実現することができる。
【００３６】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記同期転流によるモータの運転状態が、目標転流周期に満たない所定の転流周期の時点でロータ誘起電圧位相が所定の位相より遅れている場合、前記強制同期点流制御手段によって目標回転数を減少させるようにしたものである。
【００３７】
したがって、同期転流による運転限界による脱調停止を防止することができ、運転限界領域の範囲で運転を持続して行なうことができる。
【００３８】
請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の発明において、前記ブラシレスＤＣモータのロータを、内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有する構成としたものである。
【００３９】
したがって、センサレス駆動による運転限界領域において、同期転流により電流位相を進み位相とすることでリラクタンストルクを増加することが可能であり、出力電圧上限においてもさらに運転範囲を拡大することができる。
【００４０】
請求項５に記載の発明は、前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって駆動される電動圧縮機とするものである。
【００４１】
したがって、前記ブラシレスＤＣモータの低回転数領域は、高効率運転、高回転数領域は、高トルクでの運転がそれぞれ可能となり、また冷凍サイクルの負荷変動に追従する信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。
【００４２】
請求項６に記載の発明は、前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって前記ブラシレスＤＣモータを駆動する電気機器とするものである。
【００４３】
したがって、高効率で運転範囲が広く、信頼性の高い駆動制御を行う家庭用冷蔵庫等の電気機器を提供することができる。
【００４４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。
【００４５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図である。図２は、同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の通電角１２０度の信号波形と処理内容を示すタイムチャートである。図３は、同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の通電角１２０゜ｅを超えたオーバーラップ通電時の信号波形と処理内容を示すタイムチャートである。図４は、同実施の形態１における位相判別を行なう制御動作を示すフローチャートである。図５は、同実施の形態１における加速時の制御動作を示すフローチャートである。図６は、同実施の形態１における減速時の制御動作を示すフローチャートである。
【００４６】
図１において、インバータ制御装置２００は、商用交流電源２０１と、周知の構成の圧縮機構（図示せず）とブラシレスＤＣモータ２０３を具備した電動圧縮機２２０に接続されており、商用交流電源２０１を直流電源に変換する整流部２０２と、電動圧縮機２２０のブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するインバータ回路部２０４を備えている。
【００４７】
さらにインバータ回路部２０４を駆動するドライブ回路２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０３の端子電圧を検出する位置検出回路部２０６と、インバータ回路部２０４を制御するマイクロプロセッサ２０７とを備えている。
【００４８】
マイクロプロセッサ２０７は、位置検出回路部２０６からの出力信号に対してブラシレスＤＣモータ２０３の磁極位置を検出する位置検出判定手段２０８と、位置検出信号に基づいて転流信号を生成する位置検出転流制御手段２０９とを備えている。
【００４９】
また、マイクロプロセッサ２０７は、位置検出回路部２０６からの出力信号により、インバータ回路部２０４の出力電圧位相に対するブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧位相の位相差を検出する位相差判定手段２１０と、位相差検出信号に基づいて転流信号を生成する強制同期転流制御手段２１１を備えている。
【００５０】
さらに、位置検出判定手段２０８からの出力に基づいて回転速度を算出する回転速度検出手段２１２と、回転速度と回転速度指令、または位相差に応じて出力電圧にＰＷＭ変調を行うための出力電圧制御手段２１３と、位置検出転流制御手段２０９、または強制同期転流制御手段２１１の出力により、ドライブ回路２０５を駆動するためのドライブ制御手段２１６を備えている。
【００５１】
ブラシレスＤＣモータ２０３は、３相巻線のステータ２０３ａとロータ２０３ｂとで構成されている。
【００５２】
ステータ２０３ａは、ステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗにより構成され、ロータ２０３ｂは、内部に永久磁石２０３α、２０３β、２０３γ、２０３δ、２０３ε、２０３ζを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造である。
【００５３】
インバータ回路部２０４は、６つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された還流
ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚより構成されている。
【００５４】
位置検出回路部２０６は、コンパレータ（図示せず）等から構成されており、ブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較して位置検出信号を得ている。
【００５５】
位置検出判定手段２０８は、位置検出回路部２０６の出力信号から、ロータ２０３ｂの位置信号を得て位置検出信号を生成し、位置検出転流制御手段２０９は、位置検出判定手段２０８の位置検出信号によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。
【００５６】
位相差判定手段２１０は、位置検出回路部２０６の出力信号から、インバータ回路部２０４の出力電圧位相とステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧位相の位相差信号を生成し、強制同期転流制御手段２１１は、回転速度指令によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。
【００５７】
回転速度検出手段２１２は、位置検出判定手段２０８からの位置信号によってブラシレスＤＣモータ２０３の回転速度を算出し、回転速度検出手段２１２から得られた回転速度と指令回転速度との偏差を出力する。
【００５８】
出力電圧制御手段２１３は、回転速度検出手段２１２の偏差信号、または位相差判定手段２１０の位相差信号の状態に応じて、インバータ出力電圧のＰＷＭ変調信号を出力する。
【００５９】
ドライブ制御手段２１６は、出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調デューティ値、回転速度検出手段２１２の回転数偏差信号に応じて、位置検出転流制御手段２０９と強制同期転流制御手段２１１のいずれかの転流信号によってドライブ回路２０５を駆動する。
【００６０】
出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調デューティ値が上限で、回転数偏差が所定の値以上が継続した場合、位置検知転流から強制同期転流へ切り換える。
【００６１】
そして、ドライブ制御手段２１６は、位置検出転流制御手段２０９、または強制同期転流制御手段２１１の転流信号と出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調信号を合成し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路２０５へ出力する。
【００６２】
ドライブ回路２０５では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動する。
【００６３】
以上のように構成されたインバータ制御装置について、以下その動作、作用を説明する。
【００６４】
まず、図２に示すインバータ制御装置の通電角１２０度の各種波形について説明する。
【００６５】
図２の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。
【００６６】
これらの端子電圧は、インバータ回路部２０４による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０４の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。
【００６７】
また、各相端子電圧（値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとを比較し、その結果を各コンパレータ（図示せず）より出力する出力信号がＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗである。
【００６８】
この出力信号は、供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａに対応する出力信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する出力信号ＰＳｕｃ、ＰＳｖｃ、ＰＳｗｃと、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと仮想中性点電圧ＶＮの比較中の期間に相当する出力信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとの合成信号となる。
【００６９】
ここで、誘起電圧位相が中間位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｇ）となる。
【００７０】
また、誘起電圧位相が遅れ位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｋ）となる。
【００７１】
同様に、誘起電圧位相が進み位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは（Ｌ）、（Ｍ）、（Ｎ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態は（Ｏ）である。
【００７２】
マイクロプロセッサ２０７は、目標回転数に応じて基準タイマカウント値（Ｐ）のカウント動作を行ない、強制同期基準信号（Ｑ）を発生する。
【００７３】
さらに、強制同期基準信号を基準として、電気角６０度間隔で転流信号（Ｒ）、および（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の立上り、立下りの誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに対してのコンパレータ出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの組合せによって判断を行なうサンプリング開始信号（Ｓ）を発生し、転流信号の状態に応じて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）からＤＳｚ（Ｙ）を出力する。
【００７４】
通電角１２０度の場合、転流信号（Ｒ）の前後１００ｕｓにてサンプリング開始信号（Ｓ）が動作し、立下り転流前後１００ｕｓにてサンプリング開始信号（Ｓ）を発生して位相差判別を行なっている。
【００７５】
次に、図３に示すインバータ制御装置の通電角１２０度を超えたオーバーラップ通電時の各種波形について説明する。
【００７６】
図３の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度＋オーバーラップした通電角ずつずれた状態で変化しており、オーバーラップした通電角分は電圧波形が重なる状態となる。
【００７７】
これらの端子電圧は、インバータ回路部２０４による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０４の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することによって生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。
【００７８】
また、各相端子電圧（値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとを比較し、その結果を各コンパレータ（図示せず）より出力する出力信号がＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗである。
【００７９】
この出力信号は、供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａに対応する出力信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する出力信号ＰＳｕｃ、ＰＳｖｃ、ＰＳｗｃと、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと仮想中性点電圧ＶＮの比較中の期間に相当する出力信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとの合成信号となる。
【００８０】
ここで、誘起電圧位相が中間位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｇ）となる。
【００８１】
また、誘起電圧位相が遅れ位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｋ）となる。
【００８２】
同様に、誘起電圧位相が進み位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｌ）、（Ｍ）、（Ｎ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態は（Ｏ）である。
【００８３】
マイクロプロセッサ２０７は、目標回転数に応じて基準タイマカウント値（Ｐ）のカウント動作を行ない、強制同期基準信号（Ｑ）を発生する。
【００８４】
さらに、強制同期基準信号を基準として、電気角６０度を基準として、オーバーラップする１／２の通電角だけ早いタイミングと、オーバーラップする１／２の通電角だけ遅いタイミングで一定の間隔で転流を行なう転流信号（Ｒ）、および（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の立上り、立下りの誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに対してのコンパレータ出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの組合せにより判断を行なうサンプリング開始信号（Ｓ）を発生し、転流信号の状態に応じて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）からＤＳｚ（Ｙ）を出力する。
【００８５】
ドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）からＤＳｚ（Ｙ）は、オーバーラップする１／２の通電角だけ早く次の転流相のプラス側を通電し、オーバーラップする１／２の通電角だけ遅く現在の転流相のマイナス側を遮断するように制御を行なう。
【００８６】
通電角１２０度より大きい場合、通電角１２０度の場合とは異なり、転流相のプラス側、転流相のマイナス側が、オーバーラップ通電角分だけずれて転流するため、サンプリング開始信号（Ｓ）は、転流相のプラス側の転流信号（Ｒ）の前１００ｕｓ、転流相のマイナス側の転流信号（Ｒ）の後１００ｕｓで動作し、位相差判別を行なっている。
【００８７】
続いて、図４のフローチャートにより、インバータ制御装置２００の位相判別について説明する。
【００８８】
図４において、各ステップは位相差判定手段２１０、強制同期転流制御手段２１１、出力電圧制御手段２１３の動作を示す。
【００８９】
まず、ステップ１０１において、基準タイマによって目標周波数に対する電気角１２０度に相当する基準時間のタイマカウントを開始する。
【００９０】
ここで、ステップ１０１は強制同期基準信号（Ｑ）の発生時点であり、後述する位相進み判定期間に相当する。
【００９１】
その後、ステップ１０２において、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。
【００９２】
ここで、誘起電圧の立上り期間においては、該当通電相は電気角６０度に相当する期間、無通電状態となる。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の無通電期間の開始前後において、それぞれ下側ドライブ信号ＤＳｘ、ＤＳｙ、ＤＳｚが、上側ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、ＤＳｗへと切り換えが行なわれる。
【００９３】
インバータ回路部２０４の出力電圧が立上り波形の場合において、誘起電圧が進み位相の場合、位相進み検出期間の期間中、端子電圧が仮想中性点電圧値ＶＮを下回ることがなく位置検出回路部出力が‘Ｌ’信号となることはない。すなわち位置検出回路部出力の‘Ｌ’信号を検出した場合、ステップ１０３で誘起電圧位相が進み位相状態ではないと判断し、進み位相状態をセットする。
【００９４】
そして、ステップ１０４において基準タイマカウント値（Ｐ）が転流時間、例えば、電気角３０度に相当する時間を経過するまでステップ１０２に戻り、進み位相検知判定を継続する。転流時間を経過した場合、ステップ１０５に進む。
【００９５】
ステップ１０５は、転流信号（Ｒ）を発生させて、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相の状態に応じて、それぞれ上側ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、またはＤＳｗをＯＮとして転流動作を行なう。
【００９６】
その後、ステップ１０６において、基準タイマカウント値（Ｐ）が遅れ位相検知開始時間が経過するまで待機する。
【００９７】
ステップ１０６では、基準タイマカウント値（Ｐ）が遅れ位相検知開始時間、例えば電気角９０度に相当する時間の直前１００μｓ手前の時間を経過した場合、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。
【００９８】
インバータ回路部２０４の出力電圧が立下り波形の場合において、誘起電圧が遅れ位相の場合、位相遅れ検出期間の期間中、端子電圧が仮想中性点電圧値ＶＮを上回るため、位置検出回路部出力が‘Ｈ’信号となる。すなわち位置検出回路部出力の‘Ｈ’信号を検出した場合、ステップ１０３で誘起電圧位相が遅れ位相状態であると判断し、ステップ１０８で遅れ位相状態をセットする。
【００９９】
そして、ステップ１０９において基準タイマカウント値（Ｐ）が転流時間を経過するまでステップ１０７に戻って遅れ位相検知を継続し、転流時間を経過した場合、ステップ１１０に進む。
【０１００】
ステップ１１０では、転流信号（Ｒ）を発生させて、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相の状態に応じて、それぞれ下側ドライブ信号ＤＳｘ、ＤＳｙ、またはＤＳｚをＯＮとして転流動作を行なう。
【０１０１】
その後、ステップ１１１において、基準タイマカウント値（Ｐ）が進み位相検知開始時間が経過するまで待機する。
【０１０２】
続いて、ステップ１１２では、基準タイマカウント値（Ｐ）が進み位相検知開始時間、例えば、電気角９０度に相当する時間の直後１００μｓの時間を経過した場合、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。
【０１０３】
以後ステップ１１２およびステップ１１３は、進み位相判定期間であり前述のステップ１０２およびステップ１０３と同様に誘起電圧の進み位相検知を行なう。
【０１０４】
ステップ１１３では、進み位相判定を立てた後、ステップ１１４に進む。
【０１０５】
そして、ステップ１１４において、基準タイマカウント値（Ｐ）が基準時間、例えば、電気角１２０度に相当する時間を経過するまで、ステップ１１２に戻り進み位相検知を継続し、基準時間を経過した場合、ステップ１１５に進む。
【０１０６】
ステップ１１５において、ステップ１０８での遅れ位相、及びステップ１１３での進み位相が発生したかどうかの判定を行ない、いずれにも当てはまっていない場合、中間位相として認識を行なう。
【０１０７】
その後、ステップ１０１に戻り、以下動作を繰り返す。
【０１０８】
続いて、図５のフローチャートにより、インバータ制御装置２００の回転速度加速時の動作について説明する。
【０１０９】
ステップ２０１において、同期転流にて、ブラシレスＤＣモータ２０３の現在の回転数より高い回転数を目標設定された時、目標回転数同期転流加速制御の開始を行なうためにステップ２０２へ移行する。
【０１１０】
続いて、ステップ２０２において、転流周期を早めて回転数を加速させる前に、目標回転数に応じて目標通電角を設定し、目標通電角に達しているかどうかの判断を行なう。目標通電角未満であれば、ステップ２０３に移行して通電角を所定値だけ拡大を行ない、ステップ２０２へ戻り、目標通電角に達するまでステップ２０２、ステップ２０３を繰り返す。目標通電角に達した場合、ステップ２０４へ移行する。
【０１１１】
ステップ２０４では、目標転流周期に達しているかどうか、つまり、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転数が目標回転数に達しているかどうかの判断を行なう。目標転流周期に達していれば、そのままステップ２０６へ移行し、目標転流周期未満であれば、ステップ２０５に移行して転流周期を所定値だけ早め、ブラシレスＤＣモータ２０３の加速を行なうことで回転数を上げ、ステップ２０６へ移行する。
【０１１２】
ステップ２０６では、図４のフローチャートで述べた位相判定により、遅れ位相かどうかを判断し、遅れ位相であればステップ２０７へ移行し、遅れ位相でなかった場合、ステップ２１１へ移行する。
【０１１３】
ステップ２０７にて現在のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に通電しているドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）、ＤＳｖ（Ｕ）、ＤＳｗ（Ｖ）に印加しているデューティが最大かどうかを判断している。デューティがさらに印加できる状態、つまり、最大デューティではない場合、ステップ２０８へ移行して電圧デューティを増加させる。また、デューティがこれ以上印加できな
い状態、つまり、最大デューティの場合はステップ２０９へ移行する。
【０１１４】
ステップ２０９では、遅れ位相状態であって、最大デューティとなったときの転流周期が、目標転流周期に対してどれだけかけ離れているかを判断している。目標転流周期に対して十分に近い所定転流周期に到達していた場合は、そのまま運転を継続し、ステップ２０４へ戻り、所定転流周期に到達していない場合、つまり、目標転流周期に対してほど遠い状態である場合は、ステップ２１０へ移行し、現状の遅れ位相のまま、さらに転流周期を進めることによる脱調停止を防ぐために、目標回転数を減少、つまり目標転流周期を変更し、ステップ２０４へ戻る。
【０１１５】
ステップ２１１では、進み位相か中間位相かどうかを判断しており、中間位相であればそのまま運転を継続するためにステップ２０４へ戻る。また、進み位相であれば、加速時は加速トルクが加わるため、定常時、減速時に比べて脱調停止する可能性が低いものの、遅れ位相よりで制御を行なう方が脱調しにくいことを考慮して、ステップ２１２へ移行し、電圧デューティを減少させる。その後、ステップ２０４へ戻る。
【０１１６】
ステップ２０８、ステップ２０９、ステップ２１０、ステップ２１１、ステップ２１２よりステップ２０４に戻ってからは、同じ動作を繰り返す。目標転流周期に到達した定常状態は、ステップ２０６乃至ステップ２１２の動作を繰り返すこととなる。
【０１１７】
次に、図６のフローチャートにより、インバータ制御装置２００の回転速度減速時の動作について説明する。
【０１１８】
ステップ３０１において、同期転流にて、ブラシレスＤＣモータ２０３の現在の回転数より低い回転数を目標設定された時、目標回転数同期転流減速制御の開始を行なうためにステップ３０２へ移行する。
【０１１９】
ステップ３０２では、所定時間だけ転流周期を遅くしてステップ３０３へ移行し、所定の転流周期以上となるまでステップ３０２、ステップ３０３の制御を繰り返し、所定の転流周期以上となった時にステップ３０４へ移行する。
【０１２０】
ステップ３０４では、ステップ３０３にて通電角の縮小時と負荷変動が同時に発生し、ロータ２０３ｂが変動しても、脱調停止の起こりにくい低回転時となるまで転流周期を進めた状態で通電角の縮小を行なう。
【０１２１】
ステップ３０５にて、目標通電角に到達したかどうかの判断を行ない、目標通電角に達成するまで、ステップ３０４にて通電角の縮小を繰り返し、目標通電角に達成して時点でステップ３０６へ移行する。
【０１２２】
ステップ３０６では、目標転流周期に達しているかどうか、つまり、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転数が目標回転数に達しているかどうかの判断を行なう。目標転流周期未満であれば、ステップ３０７に移行して転流周期を所定値だけ遅くしてブラシレスＤＣモータ２０３の減速を行なう。これに伴い、回転数を下げてステップ３０８へ移行し、目標転流周期に達していれば、そのままステップ３０８へ移行する。
【０１２３】
ステップ３０８では、図４のフローチャートで述べた位相判定により、遅れ位相かどうかを判断する。同期転流の減速中にあるため、遅れ位相にはなりにくいものの、万が一遅れ位相に移行した場合は、中間位相に戻すためにステップ３０９へ移行し、電圧デューティを増加させる。その後、ステップ３０６へ移行する。遅れ位相でなかった場合は、ステップ３１０へ移行する。
【０１２４】
ステップ３１０では、進み位相か中間位相かどうかを判断する。中間位相であれば、そのまま運転を継続するためにステップ３０６へ戻り、進み位相であれば、減速時のオーバートルクは脱調停止する可能性が非常に高いことからステップ２１２へ移行して、即座に電圧デューティを減少させる。その後、ステップ３０６へ戻る。
【０１２５】
ステップ３０９、ステップ３１０、ステップ３１１よりステップ３０６に戻ってからは、上述の動作を繰り返す。
【０１２６】
目標転流周期に到達した定常状態は、ステップ２０６乃至ステップ２１２の動作を繰り返すこととなり、中間位相を所定時間維持できる状態では、誘起電圧により位置検出を行なう従来の位置検知による制御に戻して制御を行なう。
【０１２７】
すなわち、本制御は、ブラシレスＤＣモータ２０３の各相端子電圧（値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとの比較によって、インバータ回路部の転流動作による各相出力電圧位相と、ロータ磁束変化によりステータ巻線に発生する誘起電圧の位相差を判定し、インバータ出力電圧位相に対して誘起電圧位相が遅れている場合に、インバータ回路出力電圧を増加し、逆にインバータ出力電圧位相に対して誘起電圧位相が進んでいる場合に、インバータ回路出力電圧を減少するものである。
【０１２８】
したがって、負荷トルク変動、または目標回転数の変化等の原因によってブラシレスＤＣモータ２０３の運転状態が変化した場合においても、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じてインバータ出力電圧が変化することで、ブラシレスＤＣモータ２０３の強制転流による同期運転時において、モータ出力トルクが過剰トルクまたは不足トルクとなることで脱調停止することを防止し、安定したモータ動作を実現することができる。
【０１２９】
さらに、ロータ２０３ｂの内部に、永久磁石２０３α、２０３β、２０３γ、２０３δ、２０３ε、２０３ζを配置した構成とすることで、リラクタンストルクを有効に活用することができ、センサレス駆動による運転限界領域において、同期転流により電流位相を進み位相とすることでリラクタンストルクを増加することが可能であり、出力電圧上限においてもさらに運転範囲を拡大することができる。
【０１３０】
さらに、転流タイミングのずれによる脱調停止の耐量は、転流周期が長い方が、短い方に比べて同じずれ分であれば影響度が小さい事から高くなるため、１２０度を超えた通電角で同期転流をさせる際には、転流周期が長い方、つまり低回転時にあらかじめ通電角を拡大しておき、ロータ２０３ｂを所定の位相で落ち着かせた状態で加速することにより、より安定した制御ができると共に、高回転時から通電角を拡大する時に比べて、低回転時にあらかじめ通電角を拡大しておいた方が、加速時に必要な加速トルクを多くまかなうことができる。
【０１３１】
また、同期転流による運転限界領域においても、脱調限界以上の運転に対しては、目標回転数を下げて脱調限界以内で運転することにより、脱調限界以上の負荷による脱調停止を防止する安定した運転動作の継続を可能とすることができる。
【０１３２】
このように、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転制御に信頼性が得られるため、ブラシレスＤＣモータ２０３を具備した電動圧縮機２２０に、本実施の形態１におけるインバータ制御装置２００を用いても、良好な運転が可能となる。
【０１３３】
また、電動圧縮機２２０、凝縮器、減圧装置、蒸発器を配管によって環状に連結した冷凍サイクル（いずれも図示せず）を具備した冷蔵庫等の物品貯蔵装置において、電動圧縮機２２０を、本実施の形態１のインバータ制御装置２００を用いて駆動制御することにより、良好なシステム運転を得ることができ、物品貯蔵装置の物品保存温度を安定させ、物品貯蔵の信頼性を高めることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１３４】
以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動において、目標回転数の増加、負荷トルク変動などの要因により、運転ロータの磁極位置検知が困難な運転状態、さらにセンサレス駆動によるインバータ出力電圧上限となった場合においても、強制同期駆動によるモータの運転状態の継続、さらに弱め磁束効果による出力トルク増加により運転範囲を拡大するとともに、モータ運転状態の変化による脱調停止を防止し、安定した運転動作の継続を可能とすることができるので、負荷変動、電圧変動の生じるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車等の用途に有用である。
【符号の説明】
【０１３５】
２００ インバータ制御装置
２０３ ブラシレスＤＣモータ
２０３ｂ ロータ
２０３α 永久磁石
２０３β 永久磁石
２０３γ 永久磁石
２０３δ 永久磁石
２０３ε 永久磁石
２０３ζ 永久磁石
２０３ｕ ステータ巻線
２０３ｖ ステータ巻線
２０３ｗ ステータ巻線
２０４ インバータ回路部
２０６ 位置検出回路部
２０８ 位置検出判定手段
２０９ 位置検出転流制御手段
２１０ 位相差判定手段
２１１ 強制同期転流制御手段
２１３ 出力電圧制御手段
２２０ 電動圧縮機
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置における通電制御に関するものであり、またインバータ制御装置を用いた電動圧縮機、および該インバータ制御装置によって駆動されるブラシレスＤＣモータを具備した家庭用冷蔵庫等の電気機器における制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのロータ磁極位置に応じて、ステータの三相巻線の通電相の切換え、すなわち、転流動作を行なうことで回転磁界を発生させ、ロータが出力トルクを得るように制御される。したがって、ブラシレスＤＣモータの運転においては、ステータ巻線電流により発生する磁束に対してロータ磁束の相対関係を得ることが必要である。
【０００３】
ホール素子等のセンサを用いたモータでは、センサによりロータ磁極位置を正確に認識することができるため、間接的な誘起電圧によるロータ磁極位置を検知などの必要がなく、センサから直接ロータ磁極位置が判断できるので、容易にモータ制御を行なうことができる。
【０００４】
しかしながら、密閉型圧縮機においては、ホール素子等のセンサを埋め込むこと自体が、使用環境によるセンサ故障、冷媒漏れなどの信頼性、センサ一体型による故障時のモータのメンテナンスの観点から採用が容易ではなく、一般的にはホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧によりロータ磁極位置を検知するセンサレス方式のインバータ制御装置が用いられている。
【０００５】
一般に、センサレス方式のインバータ制御装置の波形制御としては、１２０度通電波形が採用されているものが多く、ブラシレスＤＣモータを駆動するシステムにおいては、電気角１２０度の期間インバータの各相スイッチを導通させ、残りの電気角６０度の区間を無制御としている。この場合、無制御期間中の電気角６０度を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測することにより、ロータ磁極位置を得ている（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
また近年、モータの高効率化を図るためロータ内部に永久磁石を埋め込み、磁石に起因するトルクのみならずリラクタンスに起因するトルクを発生させることにより、モータ電流を増加させることなく全体として発生トルクを大きくすることができる埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータが多く用いられてきている。
【０００７】
以下、図面を参照しながら、上記従来のインバータ制御装置について説明する。
【０００８】
図７は、上記特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の構成を示す図である。図８は、インバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示すタイムチャートである。
【０００９】
図７において、直流電源００１の端子間に、３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚをそれぞれ直列接続してインバータ回路部１４０を構成している。ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極の分布巻き構造のステータ１０５ｂと、ロータ１０５ａで構成されている。ロータ１０５ａは、内部に永久磁石１０５α、１０５βを埋め込んだ磁石埋込型構造である。
【００１０】
各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点は、ブラシレスＤＣモータ１０５のＹ接続された各相のステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの端子にそれぞれ接続されている。
【００１１】
尚、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚのコレクタ−エミッタ端子間には、それぞれ保護用の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚが接続されている。
【００１２】
抵抗１０１、１０２は、母線１０３、１０４間に直列に接続されており、その共通接続点である検出端子ＯＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２である仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。
【００１３】
コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃは、これらの各非反転入力端子（＋）が、抵抗１０７、１０８、１０９を介して出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）が、検出端子ＯＮに接続されている。
【００１４】
そして、これらのコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力端子は、論理手段であるマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３にそれぞれ接続されている。また、その出力端子Ｏ１からＯ６は、ドライブ回路１２０を介してトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚを駆動する。
【００１５】
ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極分布巻き構造で、ロータ１０５ａがロータ表面に永久磁石１０５α、１０５βを配置した表面磁石構造となっている。
【００１６】
次に、図８を用いて制御動作について説明する。
【００１７】
図８において、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は定常動作時におけるステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを示すものである。
【００１８】
これらの端子電圧は、インバータ回路部１４０による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部１４０の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。これらの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源００１の１／２の電圧である仮想中性点電圧ＶＮとコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃにより比較した出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗを（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）に示す。
【００１９】
この場合、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、前述の誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、前述のパルス状電圧のＶｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとで生成される。
【００２０】
また、パルス状電圧のＶｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、ウェイトタイマによって無視しているので、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示すものとなる。
【００２１】
マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状
態に基づいて（Ｇ）に示す６つのモードＡ〜Ｆを認識し、出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｊ）からＤＳｚ（Ｏ）を出力する。
【００２２】
モードＡ〜Ｆの各時間Ｔ（Ｈ）は、電気角６０度を示すものであり、Ａ〜Ｆの１／２の時間（Ｉ）すなわちＴ／２は、電気角で３０度に相当する遅延時間を示すものである。
【００２３】
このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５ａの回転に応じて、ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗに生ずる誘起電圧からロータ１０５ａの位置状態を検出するとともに、その誘起電圧の変化時間（Ｔ）を検出してステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗへの通電モードおよびタイミングにより各相ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの通電のための駆動信号を決定して実行させるようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開平１−８８９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来の構成では、誘起電圧により位置検出をおこなっていることから、インバータ回路の転流動作は、誘起電圧が検出可能な範囲に限定される上に、急激な回転変動を伴う負荷変動や電圧変動が発生し、誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合、ブラシレスＤＣモータ１０５の運転を継続することが不可能となり、脱調停止するという課題を有していた。
【００２６】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて、所定の周波数の駆動波形によって強制的に転流を継続することでモータの運転状態を維持するとともに、インバータ出力電圧、または電流位相に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させ、過負荷時にオーバーラップ通電をする際、位相の変化に対して脱調しにくい低回転時よりオーバーラップさせることにより、強制転流による同期運転時のより安定したモータ動作を実現する信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上記従来の課題を解決するために本発明のインバータ制御装置は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータとで構成されたブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する強制同期転流制御手段とを備え、位置検出転流による動作において、前記出力電圧制御手段による出力電圧が上限で、なおかつ目標回転数に到達しない場合、前記強制同期転流制御手段は同期転流により動作すると共に、同期転流による加速時において、回転数が低い状態の時に可能な限りオーバーラップ角を拡げてから同期転流周期を変更し、同期転流による減速時において、先に同期転流周期を変更し、回転数が低い状態の時にオーバーラップ角を狭くするようにしたものであ
る。
【００２８】
また、前記位置検出回路部の信号に基づき、前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、前記インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段を備え、同期転流による動作においてもロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させてモータの運転状態を追従させるようにしたものである。
【００２９】
したがって、誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて、所定の周波数の駆動波形によって強制的に転流を継続することで、モータの運転状態を維持するとともに、インバータ出力電圧、または電流位相に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させ、過負荷時にオーバーラップ通電をする際、位相の変化に対して脱調しにくい低回転時よりオーバーラップさせることにより、強制転流による同期運転時のより安定したモータ動作を実現することができる。
【発明の効果】
【００３０】
本発明のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動において、目標回転数の増加、負荷トルク変動などの要因により、運転ロータの磁極位置検知が困難な運転状態、さらにセンサレス駆動によるインバータ出力電圧上限となった場合においても、強制同期駆動によるモータの運転状態の継続と、弱め磁束効果による出力トルク増加により運転範囲の拡大を行ない、強制同期駆動において、過負荷時にオーバーラップ通電をする際、位相の変化に対して脱調しにくい低回転時よりオーバーラップさせることにより、さらなる運転範囲を拡大するとともに、脱調限界以上の運転に対しては、目標回転数を下げて脱調限界以内で運転することにより、モータ運転状態の変化による脱調停止を防止に加えて脱調限界以上の負荷による脱調停止の防止ができ、より安定した運転動作の継続を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図
【図２】同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の通電角１２０度の信号波形と処理内容を示すタイムチャート
【図３】同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の通電角１２０度を超えたオーバーラップ通電時の信号波形と処理内容を示すタイムチャート
【図４】同実施の形態１における位相判別を行なう制御動作を示すフローチャート
【図５】同実施の形態１における回転速度加速時の制御動作を示すフローチャート
【図６】同実施の形態１における回転速度減速時の制御動作を示すフローチャート
【図７】従来のインバータ制御装置の構成を示す図
【図８】従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図
【発明を実施するための形態】
【００３２】
請求項１に記載の発明は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータとで構成されたブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波
形を出力する強制同期転流制御手段とを備え、位置検出転流による動作において、前記出力電圧制御手段による出力電圧が上限で、なおかつ目標回転数に到達しない場合、前記強制同期転流制御手段は同期転流により動作すると共に、同期転流による加速時において、回転数が低い状態の時に可能な限りオーバーラップ角を拡げてから同期転流周期を変更し、同期転流による減速時において、先に同期転流周期を変更し、回転数が低い状態の時にオーバーラップ角を狭くするようにしたものである。
【００３３】
したがって、インバータ回路部出力電流の周波数を、強制的に同期周波数で出力することとなり、負荷トルクの増加に伴って電流位相に対するロータ位相、すなわち誘起電圧位相が遅れた場合、相対的に誘起電圧位相に対する電流位相は進み位相となる。進み位相電流は、ステータ磁束を低減させるため誘起電圧が減少し、その結果モータ電流が増加して出力トルクを増加させるため、運転範囲を拡大することができる。
【００３４】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記位置検出回路部の信号に基づき、前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、前記インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段を備え、同期転流による動作においてもロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させてモータの運転状態を追従させるようにしたものである。
【００３５】
したがって、インバータ出力電圧、または電流位相に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させることで、強制転流による同期運転時のより安定したモータ動作を実現することができる。
【００３６】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記同期転流によるモータの運転状態が、目標転流周期に満たない所定の転流周期の時点でロータ誘起電圧位相が所定の位相より遅れている場合、前記強制同期点流制御手段によって目標回転数を減少させるようにしたものである。
【００３７】
したがって、同期転流による運転限界による脱調停止を防止することができ、運転限界領域の範囲で運転を持続して行なうことができる。
【００３８】
請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の発明において、前記ブラシレスＤＣモータのロータを、内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有する構成としたものである。
【００３９】
したがって、センサレス駆動による運転限界領域において、同期転流により電流位相を進み位相とすることでリラクタンストルクを増加することが可能であり、出力電圧上限においてもさらに運転範囲を拡大することができる。
【００４０】
請求項５に記載の発明は、前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって駆動される電動圧縮機とするものである。
【００４１】
したがって、前記ブラシレスＤＣモータの低回転数領域は、高効率運転、高回転数領域は、高トルクでの運転がそれぞれ可能となり、また冷凍サイクルの負荷変動に追従する信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。
【００４２】
請求項６に記載の発明は、前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって前記ブラシレスＤＣモータを駆動する電気機器とするものである。
【００４３】
したがって、高効率で運転範囲が広く、信頼性の高い駆動制御を行う家庭用冷蔵庫等の電気機器を提供することができる。
【００４４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。
【００４５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図である。図２は、同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の通電角１２０度の信号波形と処理内容を示すタイムチャートである。図３は、同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の通電角１２０゜ｅを超えたオーバーラップ通電時の信号波形と処理内容を示すタイムチャートである。図４は、同実施の形態１における位相判別を行なう制御動作を示すフローチャートである。図５は、同実施の形態１における加速時の制御動作を示すフローチャートである。図６は、同実施の形態１における減速時の制御動作を示すフローチャートである。
【００４６】
図１において、インバータ制御装置２００は、商用交流電源２０１と、周知の構成の圧縮機構（図示せず）とブラシレスＤＣモータ２０３を具備した電動圧縮機２２０に接続されており、商用交流電源２０１を直流電源に変換する整流部２０２と、電動圧縮機２２０のブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するインバータ回路部２０４を備えている。
【００４７】
さらにインバータ回路部２０４を駆動するドライブ回路２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０３の端子電圧を検出する位置検出回路部２０６と、インバータ回路部２０４を制御するマイクロプロセッサ２０７とを備えている。
【００４８】
マイクロプロセッサ２０７は、位置検出回路部２０６からの出力信号に対してブラシレスＤＣモータ２０３の磁極位置を検出する位置検出判定手段２０８と、位置検出信号に基づいて転流信号を生成する位置検出転流制御手段２０９とを備えている。
【００４９】
また、マイクロプロセッサ２０７は、位置検出回路部２０６からの出力信号により、インバータ回路部２０４の出力電圧位相に対するブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧位相の位相差を検出する位相差判定手段２１０と、位相差検出信号に基づいて転流信号を生成する強制同期転流制御手段２１１を備えている。
【００５０】
さらに、位置検出判定手段２０８からの出力に基づいて回転速度を算出する回転速度検出手段２１２と、回転速度と回転速度指令、または位相差に応じて出力電圧にＰＷＭ変調を行うための出力電圧制御手段２１３と、位置検出転流制御手段２０９、または強制同期転流制御手段２１１の出力により、ドライブ回路２０５を駆動するためのドライブ制御手段２１６を備えている。
【００５１】
ブラシレスＤＣモータ２０３は、３相巻線のステータ２０３ａとロータ２０３ｂとで構成されている。
【００５２】
ステータ２０３ａは、ステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗにより構成され、ロータ２０３ｂは、内部に永久磁石２０３α、２０３β、２０３γ、２０３δ、２０３ε、２０３ζを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造である。
【００５３】
インバータ回路部２０４は、６つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された還流
ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚより構成されている。
【００５４】
位置検出回路部２０６は、コンパレータ（図示せず）等から構成されており、ブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較して位置検出信号を得ている。
【００５５】
位置検出判定手段２０８は、位置検出回路部２０６の出力信号から、ロータ２０３ｂの位置信号を得て位置検出信号を生成し、位置検出転流制御手段２０９は、位置検出判定手段２０８の位置検出信号によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。
【００５６】
位相差判定手段２１０は、位置検出回路部２０６の出力信号から、インバータ回路部２０４の出力電圧位相とステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧位相の位相差信号を生成し、強制同期転流制御手段２１１は、回転速度指令によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。
【００５７】
回転速度検出手段２１２は、位置検出判定手段２０８からの位置信号によってブラシレスＤＣモータ２０３の回転速度を算出し、回転速度検出手段２１２から得られた回転速度と指令回転速度との偏差を出力する。
【００５８】
出力電圧制御手段２１３は、回転速度検出手段２１２の偏差信号、または位相差判定手段２１０の位相差信号の状態に応じて、インバータ出力電圧のＰＷＭ変調信号を出力する。
【００５９】
ドライブ制御手段２１６は、出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調デューティ値、回転速度検出手段２１２の回転数偏差信号に応じて、位置検出転流制御手段２０９と強制同期転流制御手段２１１のいずれかの転流信号によってドライブ回路２０５を駆動する。
【００６０】
出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調デューティ値が上限で、回転数偏差が所定の値以上が継続した場合、位置検知転流から強制同期転流へ切り換える。
【００６１】
そして、ドライブ制御手段２１６は、位置検出転流制御手段２０９、または強制同期転流制御手段２１１の転流信号と出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調信号を合成し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路２０５へ出力する。
【００６２】
ドライブ回路２０５では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動する。
【００６３】
以上のように構成されたインバータ制御装置について、以下その動作、作用を説明する。
【００６４】
まず、図２に示すインバータ制御装置の通電角１２０度の各種波形について説明する。
【００６５】
図２の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。
【００６６】
これらの端子電圧は、インバータ回路部２０４による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０４の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。
【００６７】
また、各相端子電圧（値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとを比較し、その結果を各コンパレータ（図示せず）より出力する出力信号がＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗである。
【００６８】
この出力信号は、供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａに対応する出力信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する出力信号ＰＳｕｃ、ＰＳｖｃ、ＰＳｗｃと、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと仮想中性点電圧ＶＮの比較中の期間に相当する出力信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとの合成信号となる。
【００６９】
ここで、誘起電圧位相が中間位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｇ）となる。
【００７０】
また、誘起電圧位相が遅れ位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｋ）となる。
【００７１】
同様に、誘起電圧位相が進み位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは（Ｌ）、（Ｍ）、（Ｎ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態は（Ｏ）である。
【００７２】
マイクロプロセッサ２０７は、目標回転数に応じて基準タイマカウント値（Ｐ）のカウント動作を行ない、強制同期基準信号（Ｑ）を発生する。
【００７３】
さらに、強制同期基準信号を基準として、電気角６０度間隔で転流信号（Ｒ）、および（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の立上り、立下りの誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに対してのコンパレータ出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの組合せによって判断を行なうサンプリング開始信号（Ｓ）を発生し、転流信号の状態に応じて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）からＤＳｚ（Ｙ）を出力する。
【００７４】
通電角１２０度の場合、転流信号（Ｒ）の前後１００ｕｓにてサンプリング開始信号（Ｓ）が動作し、立下り転流前後１００ｕｓにてサンプリング開始信号（Ｓ）を発生して位相差判別を行なっている。
【００７５】
次に、図３に示すインバータ制御装置の通電角１２０度を超えたオーバーラップ通電時の各種波形について説明する。
【００７６】
図３の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度＋オーバーラップした通電角ずつずれた状態で変化しており、オーバーラップした通電角分は電圧波形が重なる状態となる。
【００７７】
これらの端子電圧は、インバータ回路部２０４による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０４の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することによって生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。
【００７８】
また、各相端子電圧（値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとを比較し、その結果を各コンパレータ（図示せず）より出力する出力信号がＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗである。
【００７９】
この出力信号は、供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａに対応する出力信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する出力信号ＰＳｕｃ、ＰＳｖｃ、ＰＳｗｃと、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと仮想中性点電圧ＶＮの比較中の期間に相当する出力信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとの合成信号となる。
【００８０】
ここで、誘起電圧位相が中間位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｇ）となる。
【００８１】
また、誘起電圧位相が遅れ位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｋ）となる。
【００８２】
同様に、誘起電圧位相が進み位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｌ）、（Ｍ）、（Ｎ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態は（Ｏ）である。
【００８３】
マイクロプロセッサ２０７は、目標回転数に応じて基準タイマカウント値（Ｐ）のカウント動作を行ない、強制同期基準信号（Ｑ）を発生する。
【００８４】
さらに、強制同期基準信号を基準として、電気角６０度を基準として、オーバーラップする１／２の通電角だけ早いタイミングと、オーバーラップする１／２の通電角だけ遅いタイミングで一定の間隔で転流を行なう転流信号（Ｒ）、および（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の立上り、立下りの誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに対してのコンパレータ出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの組合せにより判断を行なうサンプリング開始信号（Ｓ）を発生し、転流信号の状態に応じて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）からＤＳｚ（Ｙ）を出力する。
【００８５】
ドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）からＤＳｚ（Ｙ）は、オーバーラップする１／２の通電角だけ早く次の転流相のプラス側を通電し、オーバーラップする１／２の通電角だけ遅く現在の転流相のマイナス側を遮断するように制御を行なう。
【００８６】
通電角１２０度より大きい場合、通電角１２０度の場合とは異なり、転流相のプラス側、転流相のマイナス側が、オーバーラップ通電角分だけずれて転流するため、サンプリング開始信号（Ｓ）は、転流相のプラス側の転流信号（Ｒ）の前１００ｕｓ、転流相のマイナス側の転流信号（Ｒ）の後１００ｕｓで動作し、位相差判別を行なっている。
【００８７】
続いて、図４のフローチャートにより、インバータ制御装置２００の位相判別について説明する。
【００８８】
図４において、各ステップは位相差判定手段２１０、強制同期転流制御手段２１１、出力電圧制御手段２１３の動作を示す。
【００８９】
まず、ステップ１０１において、基準タイマによって目標周波数に対する電気角１２０度に相当する基準時間のタイマカウントを開始する。
【００９０】
ここで、ステップ１０１は強制同期基準信号（Ｑ）の発生時点であり、後述する位相進み判定期間に相当する。
【００９１】
その後、ステップ１０２において、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。
【００９２】
ここで、誘起電圧の立上り期間においては、該当通電相は電気角６０度に相当する期間、無通電状態となる。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の無通電期間の開始前後において、それぞれ下側ドライブ信号ＤＳｘ、ＤＳｙ、ＤＳｚが、上側ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、ＤＳｗへと切り換えが行なわれる。
【００９３】
インバータ回路部２０４の出力電圧が立上り波形の場合において、誘起電圧が進み位相の場合、位相進み検出期間の期間中、端子電圧が仮想中性点電圧値ＶＮを下回ることがなく位置検出回路部出力が‘Ｌ’信号となることはない。すなわち位置検出回路部出力の‘Ｌ’信号を検出した場合、ステップ１０３で誘起電圧位相が進み位相状態ではないと判断し、進み位相状態をセットする。
【００９４】
そして、ステップ１０４において基準タイマカウント値（Ｐ）が転流時間、例えば、電気角３０度に相当する時間を経過するまでステップ１０２に戻り、進み位相検知判定を継続する。転流時間を経過した場合、ステップ１０５に進む。
【００９５】
ステップ１０５は、転流信号（Ｒ）を発生させて、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相の状態に応じて、それぞれ上側ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、またはＤＳｗをＯＮとして転流動作を行なう。
【００９６】
その後、ステップ１０６において、基準タイマカウント値（Ｐ）が遅れ位相検知開始時間が経過するまで待機する。
【００９７】
ステップ１０６では、基準タイマカウント値（Ｐ）が遅れ位相検知開始時間、例えば電気角９０度に相当する時間の直前１００μｓ手前の時間を経過した場合、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。
【００９８】
インバータ回路部２０４の出力電圧が立下り波形の場合において、誘起電圧が遅れ位相の場合、位相遅れ検出期間の期間中、端子電圧が仮想中性点電圧値ＶＮを上回るため、位置検出回路部出力が‘Ｈ’信号となる。すなわち位置検出回路部出力の‘Ｈ’信号を検出した場合、ステップ１０３で誘起電圧位相が遅れ位相状態であると判断し、ステップ１０８で遅れ位相状態をセットする。
【００９９】
そして、ステップ１０９において基準タイマカウント値（Ｐ）が転流時間を経過するまでステップ１０７に戻って遅れ位相検知を継続し、転流時間を経過した場合、ステップ１１０に進む。
【０１００】
ステップ１１０では、転流信号（Ｒ）を発生させて、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相の状態に応じて、それぞれ下側ドライブ信号ＤＳｘ、ＤＳｙ、またはＤＳｚをＯＮとして転流動作を行なう。
【０１０１】
その後、ステップ１１１において、基準タイマカウント値（Ｐ）が進み位相検知開始時間が経過するまで待機する。
【０１０２】
続いて、ステップ１１２では、基準タイマカウント値（Ｐ）が進み位相検知開始時間、例えば、電気角９０度に相当する時間の直後１００μｓの時間を経過した場合、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。
【０１０３】
以後ステップ１１２およびステップ１１３は、進み位相判定期間であり前述のステップ１０２およびステップ１０３と同様に誘起電圧の進み位相検知を行なう。
【０１０４】
ステップ１１３では、進み位相判定を立てた後、ステップ１１４に進む。
【０１０５】
そして、ステップ１１４において、基準タイマカウント値（Ｐ）が基準時間、例えば、電気角１２０度に相当する時間を経過するまで、ステップ１１２に戻り進み位相検知を継続し、基準時間を経過した場合、ステップ１１５に進む。
【０１０６】
ステップ１１５において、ステップ１０８での遅れ位相、及びステップ１１３での進み位相が発生したかどうかの判定を行ない、いずれにも当てはまっていない場合、中間位相として認識を行なう。
【０１０７】
その後、ステップ１０１に戻り、以下動作を繰り返す。
【０１０８】
続いて、図５のフローチャートにより、インバータ制御装置２００の回転速度加速時の動作について説明する。
【０１０９】
ステップ２０１において、同期転流にて、ブラシレスＤＣモータ２０３の現在の回転数より高い回転数を目標設定された時、目標回転数同期転流加速制御の開始を行なうためにステップ２０２へ移行する。
【０１１０】
続いて、ステップ２０２において、転流周期を早めて回転数を加速させる前に、目標回転数に応じて目標通電角を設定し、目標通電角に達しているかどうかの判断を行なう。目標通電角未満であれば、ステップ２０３に移行して通電角を所定値だけ拡大を行ない、ステップ２０２へ戻り、目標通電角に達するまでステップ２０２、ステップ２０３を繰り返す。目標通電角に達した場合、ステップ２０４へ移行する。
【０１１１】
ステップ２０４では、目標転流周期に達しているかどうか、つまり、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転数が目標回転数に達しているかどうかの判断を行なう。目標転流周期に達していれば、そのままステップ２０６へ移行し、目標転流周期未満であれば、ステップ２０５に移行して転流周期を所定値だけ早め、ブラシレスＤＣモータ２０３の加速を行なうことで回転数を上げ、ステップ２０６へ移行する。
【０１１２】
ステップ２０６では、図４のフローチャートで述べた位相判定により、遅れ位相かどうかを判断し、遅れ位相であればステップ２０７へ移行し、遅れ位相でなかった場合、ステップ２１１へ移行する。
【０１１３】
ステップ２０７にて現在のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に通電しているドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）、ＤＳｖ（Ｕ）、ＤＳｗ（Ｖ）に印加しているデューティが最大かどうかを判断している。デューティがさらに印加できる状態、つまり、最大デューティではない場合、ステップ２０８へ移行して電圧デューティを増加させる。また、デューティがこれ以上印加できな
い状態、つまり、最大デューティの場合はステップ２０９へ移行する。
【０１１４】
ステップ２０９では、遅れ位相状態であって、最大デューティとなったときの転流周期が、目標転流周期に対してどれだけかけ離れているかを判断している。目標転流周期に対して十分に近い所定転流周期に到達していた場合は、そのまま運転を継続し、ステップ２０４へ戻り、所定転流周期に到達していない場合、つまり、目標転流周期に対してほど遠い状態である場合は、ステップ２１０へ移行し、現状の遅れ位相のまま、さらに転流周期を進めることによる脱調停止を防ぐために、目標回転数を減少、つまり目標転流周期を変更し、ステップ２０４へ戻る。
【０１１５】
ステップ２１１では、進み位相か中間位相かどうかを判断しており、中間位相であればそのまま運転を継続するためにステップ２０４へ戻る。また、進み位相であれば、加速時は加速トルクが加わるため、定常時、減速時に比べて脱調停止する可能性が低いものの、遅れ位相よりで制御を行なう方が脱調しにくいことを考慮して、ステップ２１２へ移行し、電圧デューティを減少させる。その後、ステップ２０４へ戻る。
【０１１６】
ステップ２０８、ステップ２０９、ステップ２１０、ステップ２１１、ステップ２１２よりステップ２０４に戻ってからは、同じ動作を繰り返す。目標転流周期に到達した定常状態は、ステップ２０６乃至ステップ２１２の動作を繰り返すこととなる。
【０１１７】
次に、図６のフローチャートにより、インバータ制御装置２００の回転速度減速時の動作について説明する。
【０１１８】
ステップ３０１において、同期転流にて、ブラシレスＤＣモータ２０３の現在の回転数より低い回転数を目標設定された時、目標回転数同期転流減速制御の開始を行なうためにステップ３０２へ移行する。
【０１１９】
ステップ３０２では、所定時間だけ転流周期を遅くしてステップ３０３へ移行し、所定の転流周期以上となるまでステップ３０２、ステップ３０３の制御を繰り返し、所定の転流周期以上となった時にステップ３０４へ移行する。
【０１２０】
ステップ３０４では、ステップ３０３にて通電角の縮小時と負荷変動が同時に発生し、ロータ２０３ｂが変動しても、脱調停止の起こりにくい低回転時となるまで転流周期を進めた状態で通電角の縮小を行なう。
【０１２１】
ステップ３０５にて、目標通電角に到達したかどうかの判断を行ない、目標通電角に達成するまで、ステップ３０４にて通電角の縮小を繰り返し、目標通電角に達成して時点でステップ３０６へ移行する。
【０１２２】
ステップ３０６では、目標転流周期に達しているかどうか、つまり、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転数が目標回転数に達しているかどうかの判断を行なう。目標転流周期未満であれば、ステップ３０７に移行して転流周期を所定値だけ遅くしてブラシレスＤＣモータ２０３の減速を行なう。これに伴い、回転数を下げてステップ３０８へ移行し、目標転流周期に達していれば、そのままステップ３０８へ移行する。
【０１２３】
ステップ３０８では、図４のフローチャートで述べた位相判定により、遅れ位相かどうかを判断する。同期転流の減速中にあるため、遅れ位相にはなりにくいものの、万が一遅れ位相に移行した場合は、中間位相に戻すためにステップ３０９へ移行し、電圧デューティを増加させる。その後、ステップ３０６へ移行する。遅れ位相でなかった場合は、ステップ３１０へ移行する。
【０１２４】
ステップ３１０では、進み位相か中間位相かどうかを判断する。中間位相であれば、そのまま運転を継続するためにステップ３０６へ戻り、進み位相であれば、減速時のオーバートルクは脱調停止する可能性が非常に高いことからステップ２１２へ移行して、即座に電圧デューティを減少させる。その後、ステップ３０６へ戻る。
【０１２５】
ステップ３０９、ステップ３１０、ステップ３１１よりステップ３０６に戻ってからは、上述の動作を繰り返す。
【０１２６】
目標転流周期に到達した定常状態は、ステップ２０６乃至ステップ２１２の動作を繰り返すこととなり、中間位相を所定時間維持できる状態では、誘起電圧により位置検出を行なう従来の位置検知による制御に戻して制御を行なう。
【０１２７】
すなわち、本制御は、ブラシレスＤＣモータ２０３の各相端子電圧（値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとの比較によって、インバータ回路部の転流動作による各相出力電圧位相と、ロータ磁束変化によりステータ巻線に発生する誘起電圧の位相差を判定し、インバータ出力電圧位相に対して誘起電圧位相が遅れている場合に、インバータ回路出力電圧を増加し、逆にインバータ出力電圧位相に対して誘起電圧位相が進んでいる場合に、インバータ回路出力電圧を減少するものである。
【０１２８】
したがって、負荷トルク変動、または目標回転数の変化等の原因によってブラシレスＤＣモータ２０３の運転状態が変化した場合においても、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じてインバータ出力電圧が変化することで、ブラシレスＤＣモータ２０３の強制転流による同期運転時において、モータ出力トルクが過剰トルクまたは不足トルクとなることで脱調停止することを防止し、安定したモータ動作を実現することができる。
【０１２９】
さらに、ロータ２０３ｂの内部に、永久磁石２０３α、２０３β、２０３γ、２０３δ、２０３ε、２０３ζを配置した構成とすることで、リラクタンストルクを有効に活用することができ、センサレス駆動による運転限界領域において、同期転流により電流位相を進み位相とすることでリラクタンストルクを増加することが可能であり、出力電圧上限においてもさらに運転範囲を拡大することができる。
【０１３０】
さらに、転流タイミングのずれによる脱調停止の耐量は、転流周期が長い方が、短い方に比べて同じずれ分であれば影響度が小さい事から高くなるため、１２０度を超えた通電角で同期転流をさせる際には、転流周期が長い方、つまり低回転時にあらかじめ通電角を拡大しておき、ロータ２０３ｂを所定の位相で落ち着かせた状態で加速することにより、より安定した制御ができると共に、高回転時から通電角を拡大する時に比べて、低回転時にあらかじめ通電角を拡大しておいた方が、加速時に必要な加速トルクを多くまかなうことができる。
【０１３１】
また、同期転流による運転限界領域においても、脱調限界以上の運転に対しては、目標回転数を下げて脱調限界以内で運転することにより、脱調限界以上の負荷による脱調停止を防止する安定した運転動作の継続を可能とすることができる。
【０１３２】
このように、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転制御に信頼性が得られるため、ブラシレスＤＣモータ２０３を具備した電動圧縮機２２０に、本実施の形態１におけるインバータ制御装置２００を用いても、良好な運転が可能となる。
【０１３３】
また、電動圧縮機２２０、凝縮器、減圧装置、蒸発器を配管によって環状に連結した冷凍サイクル（いずれも図示せず）を具備した冷蔵庫等の物品貯蔵装置において、電動圧縮機２２０を、本実施の形態１のインバータ制御装置２００を用いて駆動制御することにより、良好なシステム運転を得ることができ、物品貯蔵装置の物品保存温度を安定させ、物品貯蔵の信頼性を高めることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１３４】
以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動において、目標回転数の増加、負荷トルク変動などの要因により、運転ロータの磁極位置検知が困難な運転状態、さらにセンサレス駆動によるインバータ出力電圧上限となった場合においても、強制同期駆動によるモータの運転状態の継続、さらに弱め磁束効果による出力トルク増加により運転範囲を拡大するとともに、モータ運転状態の変化による脱調停止を防止し、安定した運転動作の継続を可能とすることができるので、負荷変動、電圧変動の生じるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車等の用途に有用である。
【符号の説明】
【０１３５】
２００ インバータ制御装置
２０３ ブラシレスＤＣモータ
２０３ｂ ロータ
２０３α 永久磁石
２０３β 永久磁石
２０３γ 永久磁石
２０３δ 永久磁石
２０３ε 永久磁石
２０３ζ 永久磁石
２０３ｕ ステータ巻線
２０３ｖ ステータ巻線
２０３ｗ ステータ巻線
２０４ インバータ回路部
２０６ 位置検出回路部
２０８ 位置検出判定手段
２０９ 位置検出転流制御手段
２１０ 位相差判定手段
２１１ 強制同期転流制御手段
２１３ 出力電圧制御手段
２２０ 電動圧縮機
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータとで構成されたブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する強制同期転流制御手段とを備え、位置検出転流による動作において、前記出力電圧制御手段による出力電圧が上限で、なおかつ目標回転数に到達しない場合、前記強制同期転流制御手段は同期転流により動作すると共に、同期転流による加速時において、回転数が低い状態の時に可能な限りオーバーラップ角を拡げてから同期転流周期を変更し、同期転流による減速時において、先に同期転流周期を変更し、回転数が低い状態の時にオーバーラップ角を狭くするようにしたインバータ制御装置。
【請求項２】
前記位置検出回路部の信号に基づき、前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、前記インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段を備え、同期転流による動作においてもロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させてモータの運転状態を追従させるようにした請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記同期転流によるモータの運転状態が、目標転流周期に満たない所定の転流周期の時点でロータ誘起電圧位相が所定の位相より遅れている場合、前記強制同期点流制御手段によって目標回転数を減少させるようにした請求項２に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記ブラシレスＤＣモータのロータを、内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有する構成とした請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって駆動される電動圧縮機。
【請求項６】
前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって前記ブラシレスＤＣモータを駆動する電気機器。
【請求項１】
永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータとで構成されたブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する強制同期転流制御手段とを備え、位置検出転流による動作において、前記出力電圧制御手段による出力電圧が上限で、なおかつ目標回転数に到達しない場合、前記強制同期転流制御手段は同期転流により動作すると共に、同期転流による加速時において、回転数が低い状態の時に可能な限りオーバーラップ角を拡げてから同期転流周期を変更し、同期転流による減速時において、先に同期転流周期を変更し、回転数が低い状態の時にオーバーラップ角を狭くするようにしたインバータ制御装置。
【請求項２】
前記位置検出回路部の信号に基づき、前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、前記インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段を備え、同期転流による動作においてもロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させてモータの運転状態を追従させるようにした請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記同期転流によるモータの運転状態が、目標転流周期に満たない所定の転流周期の時点でロータ誘起電圧位相が所定の位相より遅れている場合、前記強制同期点流制御手段によって目標回転数を減少させるようにした請求項２に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記ブラシレスＤＣモータのロータを、内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有する構成とした請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって駆動される電動圧縮機。
【請求項６】
前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって前記ブラシレスＤＣモータを駆動する電気機器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−１０２６５６（Ｐ２０１３−１０２６５６Ａ）
【公開日】平成２５年５月２３日（２０１３．５．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４６０５７（Ｐ２０１１−２４６０５７）
【出願日】平成２３年１１月１０日（２０１１．１１．１０）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２３日（２０１３．５．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月１０日（２０１１．１１．１０）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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