インバータ電源装置
【課題】従来技術のソフトスイッチング方式では、インバータ回路と電力開閉用スイッチング素子との導通及び遮断するタイミングが複雑で高度な制御を必要とした。
【解決手段】高周波交流電圧に変換するインバータ回路と負荷の電圧と出力設定値とを誤差増幅して制御信号を出力する誤差増幅回路と制御信号に応じてパルス幅変調を行いかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路とインバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するインバータ駆動回路と電力を供給する電力開閉用素子とこの素子を同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと電力開閉用素子を駆動しこの駆動時間の最大値をインバータ駆動回路の最大パルス幅よりも補助コンデンサ放電時間だけ短い時間に制限する電力開閉用駆動回路と高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを備えたインバータ電源装置である。
【解決手段】高周波交流電圧に変換するインバータ回路と負荷の電圧と出力設定値とを誤差増幅して制御信号を出力する誤差増幅回路と制御信号に応じてパルス幅変調を行いかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路とインバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するインバータ駆動回路と電力を供給する電力開閉用素子とこの素子を同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと電力開閉用素子を駆動しこの駆動時間の最大値をインバータ駆動回路の最大パルス幅よりも補助コンデンサ放電時間だけ短い時間に制限する電力開閉用駆動回路と高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを備えたインバータ電源装置である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に電力を供給する高周波電源のインバータ電源装置において、特に直流電圧をスイッチング素子によって高周波交流電圧に変換する時に発生するインバータ部のスイッチング損失の値を低減する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６は、従来技術のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図を用いて従来技術の電源装置の動作について説明する。直流電源回路は、三相交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する一次整流回路ＤＲ１と、上記直流に変換した電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１とから形成されている。
【０００３】
図６に示すブリッジ接続されたインバータ回路は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４によって形成され、相対向する辺を形成する第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４と、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３とがそれぞれ対をなし、これらの対をなす第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４又は第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が交互に導通と遮断を繰り返して直流電圧を高周波交流電圧に変換する。
【０００４】
第１の逆導通ダイオードＤ１乃至第４の逆導通ダイオードＤ４は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４に逆極性で並列に接続し、導通から遮断に移行するときに発生するサージ電圧を平滑コンデンサＣ１及び補助コンデンサＣ２にバイパスして逆電圧の印加を防止する。変圧器ＩＮＴは、一次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。二次整流回路ＤＲ２は、上記変圧器ＩＮＴの出力を整流してアーク加工用直流電圧に変換し直流リアクトルＤＣＬを通じて供給する。
【０００５】
出力電流検出回路ＩＤは、出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電流設定信号Ｉｒと出力電流検出信号Ｉｄとを誤差増幅して、フィードバック信号Ｅｒを出力する。パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒの値に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。
【０００６】
電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は、平滑コンデンサＣ１と補助コンデンサＣ２との間に直列に接続されたチョッパ用スイッチング素子であり、直流電源回路からの出力の供給を制御する。また、インバータ回路のターンオフした後に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生して、上記補助コンデンサＣ２が高電圧に充電され電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の定格電圧以上になると素子が破壊する。第５の逆導通ダイオードＤ５はこの高電圧を平滑コンデンサＣ１にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。
【０００７】
補助コンデンサＣ２は、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の入力電圧と出力電圧を略同一電圧（零電圧）でスイッチングするものである。かつブリッジ接続したインバータ回路の第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４を略零電圧でターンオフさせる。
【０００８】
インバータ駆動回路ＳＲは補助コンデンサ時限回路を含み、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンすると第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオンにし、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると、この変化した時点から補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に上記第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオフにする。続いて、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンすると第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をオンにし、上記第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフすると、この変化した時点から補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に上記第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３のオフにする。
【０００９】
電力開閉用駆動回路ＣＲは、第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とをオア論理すると共に第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１と第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２のオア論理し、上記各オア論理した信号を続いてアンド論理して電力開閉用駆動信号Ｃｒとして出力する。
【００１０】
図７は、図６に示す従来技術のアーク加工用電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。
【００１１】
以下、図７の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図７（Ａ）に示す第１のパルス幅Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１、続いて、同図（Ｂ）に示す第２のパルス幅Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオンして第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときに図７（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、コレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、図７（Ｇ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。
【００１２】
図７（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると、インバータ駆動回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した同図（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３の時点で第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオフにする。上記よりＴ１+Ｔａ＝Ｔ３の間は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通し、このときに飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号Ｃｒをオフにする。このとき電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は第５のパルス幅Ｔ５の間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、補助コンデンサＣ２の存在により、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の遮断時に上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間に印加される電圧Ｖ５は、同図（Ｋ）のように電圧が緩やかに上昇するため、上記上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は零電圧でターンオフされる。
【００１３】
図７（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４がオフになり、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき既に同図（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧は同図（Ｆ）のように緩やかに上昇する。このとき、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４には上記補助コンデンサＣ２の端子電圧、同図（Ｆ）に示すＶｃ２と同じ電圧が印加されるので、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。また、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４はアーム短絡を防止するデッドタイム時間である。
【００１４】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、この期間中は図７（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで充電される。時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ３２は、第５の逆導通ダイオードＤ５がオンして、変圧器ＩＮＴに蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に回生される期間である。続いて、時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ４はインバータ回路が休止状態にあり、この期間において、同図（Ｉ）に示す第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間に電圧Ｖ２が発生する。
【００１５】
時刻ｔ＝ｔ４において、図７（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２がオンになると上記電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンになり電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が導通する。この時点では、前期時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３２の期間において、既に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧であり、零電圧でターンオンすることができる。
【００１６】
また、時刻ｔ＝ｔ４において、図７（Ｂ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び（図示省略の）第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３を出力して第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通させる。このときにコレクタ電流Ｉｃ２は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図７（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２の立ち上がりが緩やかとなり、図７（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。
【００１７】
図７（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフすると、インバータ駆動回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ＝ｔ６の時点で第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をオフにする。上記よりＴ２+Ｔａ＝Ｔ４の間は、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通し飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフすると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号Ｃｒをオフにする。このときに、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の第６のパルス幅Ｔ６の間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、上記補助コンデンサＣ２の存在により上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の遮断時に上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間に印加される電圧Ｖ５は、同図（Ｋ）のように電圧が緩やかに上昇するため、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は零電圧でターンオフされる。
【００１８】
図７（Ｄ）に示す時刻ｔ＝ｔ６において、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３がオフになり、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が遮断するが、このとき既に同図（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３の遮断と同時に、第１の逆導通ダイオードＤ１及び第４の逆導通ダイオードＤ４が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧は同図（Ｆ）のように緩やかに上昇する。このとき、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチングＴＲ３には上記補助コンデンサＣ２の端子電圧、同図（Ｆ）に示すＶｃ２と同じ電圧が印加されるので、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。また、時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６１はアーム短絡を防止するデッドタイム時間である。
【００１９】
時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６１は、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、この期間中に図７（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで充電される。時刻ｔ＝ｔ６１〜ｔ６２は、第５の逆導通ダイオードＤ５がオンして、変圧器ＩＮＴに蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に回生される期間である。続いて、時刻ｔ＝ｔ６１〜ｔ７は、インバータ回路が休止状態にあり、この期間において、同図（Ｇ）に示す第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間に電圧Ｖ１が発生する。
【００２０】
時刻ｔ＝ｔ７において、図７（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１がオンになると上記電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンになり電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が導通する。この時点では、前期時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６２の期間において、既に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーよって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧であり、零電圧でターンオンすることができる。また、同図（Ａ）に示す第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｄ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４を出力して第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときにコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図７（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、図７（Ｇ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。特許文献１では、上述に示すソフトスイッチング技術が開示されている。
【００２１】
【特許文献１】特開２００３−３１１４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上述に示す従来技術のインバータ電源装置において、直流電源回路とインバータ回路との間に上記直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と上記インバータ回路の入力側に並列に上記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサとを設け、上記インバータ電源装置の出力を互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号をフィードバック制御し、上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がオンすると上記電力開閉用スイッチング素子を導通させオフすると上記記電力開閉用スイッチング素子を遮断させ、上記第１の出力制御信号がオンすると第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ、上記第１の出力制御信号がオフすると上記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第１のスイッチング素子及び上記第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて上記第２の出力制御信号がオンすると第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ、上記第２の出力制御信号がオフすると上記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第２のスイッチング素子及び上記第３のスイッチング素子を遮断させるので、上記補助コンデンサの端子間電圧が略零に放電され、このときに上記インバータ回路の各スイッチング素子が遮断すると略零電圧でターンオフが行われターンオフ損失値が略零となる。また、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオン時は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により零電流ターンオンとなり、上記各スイッチング素子に掛かる電圧と流れる電流の積によるターンオン損失は略零である。しかし、上記各スイッチング素子のターンオン損失には、上記各スイッチング素子の出力端（ＩＧＢＴでは、コレクタ・エミッタ間、ＭＯＳＦＥＴでは、ドレイン・ソース間）に存在する寄生容量に充電された電荷を、上記各スイッチング素子のターンオン時に素子内で短絡・放電することによる損失が存在する。一般的に寄生容量が少ないＩＧＢＴを１００ｋＨｚ程度以下でスイッチングする場合は、この損失は無視出来るが、上記ＩＧＢＴを１００ｋＨｚ程度以上でスイッチングする場合や、寄生容量が大きいＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として使用する場合は、各スイッチング素子の寄生容量に充電された電荷の短絡・放電による損失を無視出来なくなる。また、素子の寄生容量に充電された電荷の短絡・放電にするときに、ｄｉ／ｄｔが非常に高い放電電流が流れ、電磁ノイズが発生する問題もある。
【００２３】
そこで、本発明は、上記の課題を解決するインバータ電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子とからブリッジを形成し上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、負荷の電圧又は電流と予め定めた出力設定信号とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、上記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、上記第１の出力制御及び上記第２の出力制御信号に同期して上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するインバータ駆動回路と、上記直流電源回路と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、上記インバータ回路の入力側に並列に設けて上記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと、上記第１の出力制御及び上記第２の出力制御信号によって上記電力開閉用スイッチング素子を駆動すると共にこの各駆動時間の最大値を上記インバータ駆動回路の最大パルス幅よりも上記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間だけ短い時間に制限する電力開閉用駆動回路と、上記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と上記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００２５】
第２の発明は、アーム短絡を防止する時間以上であり前記変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって前記補助コンデンサを充電する回生電流が流れている時間以内であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【００２６】
第３の発明は、上記デッドタイム時間は、前記デッドタイム時間は、アーム短絡を防止する時間以上であり、前記変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって前記補助コンデンサを充電する回生電流の通電が略終了する時間であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００２７】
第１の発明によれば、２組の相対向する１対のスイッチング素子がブリッジ接続されたインバータ回路において、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動させ、電力開閉用スイッチング素子のパルス幅をフィードバック制御信号に応じて制御し直流電源回路からの出力を供給するために、上記インバータ回路と電力開閉用スイッチング素子との導通及び遮断するタイミングが非常に簡単になる。更に補助コンデンサが相当に放電された後に上記インバータ回路の最大パルス幅が終了するのでターンオフ時の損失も発生しない。
【００２８】
第２の発明によれば、インバータ回路に使用されているＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴでは出力端子の寄生容量が大きいために上記インバータ回路がターンオンしたときにコレクタ・エミッタ間に電圧が発生し、このコレクタ・エミッタ電圧とコレクタ電流との積によってターンオン損失が発生する。しかし、本発明ではアーム短絡を防止する時間以上のデッドタイム時間を設け、この期間中に変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって上記補助コンデンサを充電する回生電流が流れ、この回生電流が流れているときは上記インバータ回路の所定のスイッチング素子は短絡状態にある。上記アーム短絡を防止する時間が経過し上記インバータ回路の所定のスイッチング素子が短絡状態にあるときにターンオンを行うと、コレクタ・エミッタ間の電圧が略零となりターンオン損失が発生しない。
【００２９】
第３の発明によれば、変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって補助コンデンサを充電する回生電流が終了する略終了時に上記インバータ回路をターンオンさせると、上記インバータ回路のターンオン損失は発生しない。更に上記補助コンデンサの電圧が相当に充電されているので電力開閉用スイッチング素子は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンすることができ上記電力開閉用スイッチング素子のターンオン損失も発生しない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
［実施の形態１］
本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。図１は本発明のインバータ電源装置の代表的な例であるスイッチング・レギュレータの電気接続図である。同図を用いて本発明の動作について説明する。
【００３１】
出力変換回路は、１次側の高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変換器と上記高周波交流電圧を整流して直流電圧に変換する二次整流回路ＤＲ２と、上記直流電圧を整流及び平滑してリップル成分を減衰させて負荷に供給する直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ３とで形成されている。
【００３２】
出力電圧検出回路ＶＤは出力電圧を検出して出力電圧検出信号Ｖｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電圧設定器ＶＲによって設定された出力電圧設定信号Ｖｒと上記出力電圧検出信号Ｖｄとを誤差増幅してフィードバック信号Ｅｒを出力する。
【００３３】
パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒの値に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。
【００３４】
インバータ駆動回路ＭＲは、図２に示すように、第１の時限回路ＴＩ１、第２の時限回路ＴＩ２、第１のバッフア回路ＢＦ１、第２のバッフア回路ＢＦ２、第３のバッフア回路ＢＦ３及び第４のバッフア回路ＢＦ４によって形成され、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンになると上記第１の時限回路ＴＩ１は時限を設定し、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するように第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４のパルス幅を設定し、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンになると上記第２の時限回路ＴＩ２は時限を設定し、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するように第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３のパルス幅を設定する。
【００３５】
電力開閉用駆動回路ＣＷは、図３に示す、第１のオア回路ＯＲ１、第３の時限回路Ｔ３及びアンド回路ＡＮＤによって形成され、第１の出力制御Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２に応じて予め定めた時限Ｔｂ経過した後に電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を駆動すると共にこの駆動時間の最大値を上記インバータ駆動回路ＭＲの最大パルス幅よりも上記補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａだけ短い時間に制限された電力開閉用駆動信号Ｃｗを出力する。
【００３６】
図４は、図１に示す本発明の電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｗを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図４（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。
【００３７】
以下、図４の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図４（Ａ）に示す第１のパルス幅Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１及び同図（Ｂ）に示す第２のパルス幅Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＭＲに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１の第３のパルス幅Ｔ３及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４の第３のパルス幅Ｔ３を最大パルス幅にして出力し、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。また、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンになり所定の時限Ｔｂが経過した時刻ｔ＝ｔ１１において、同図（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｗがオンとなり、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では既に主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーでによって補助コンデンサＣ２の端子間には所定の電圧が充電されているので、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンできターンオン損失が発生しなくなる。
【００３８】
図４（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１の第１のパルス幅Ｔ１が電力開閉用駆動信号Ｃｗの最大パルス幅Ｔ７より短いとき、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフになると電力開閉用駆動回路ＣＷの電力開閉用駆動信号Ｃｗもオフになる。このとき、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の第５のパルス幅Ｔ５の期間中において飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき補助コンデンサＣ２の端子電圧は充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を遮断しても入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオフされてターンオフ損失は発生しない。
【００３９】
補助コンデンサＣ２は、時刻ｔ＝ｔ２において電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ３の時点では上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零になっている。続いて、時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３において、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は導通し続け、変圧器ＩＮＴ、第２の逆導通ダイオードＤ２、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び変圧器ＩＮＴ並びに変圧器ＩＮＴ、第４のスイッチング素子ＴＲ４、第３の逆導通ダイオードＤ３、変圧器ＩＮＴの二つの経路で循環電流が流れ、図４（Ｈ）に示す様にコレクタ電流Ｉｃ１は略１／２に減少する。
【００４０】
時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４の第３のパルス幅Ｔ３が終了すると第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき、図４（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が既に零電圧になっているので、零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失は発生しない。
【００４１】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間は、アーム短絡を防止する時間以上のデッドタイム時間Ｔｄであり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって補助コンデンサＣ２の端子間に所定の電圧を充電する充電時間でもある。このとき、上記変圧器ＩＮＴ、第２の逆導通ダイオードＤ２、補助コンデンサＣ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３の経路で図４（Ｊ）に負の電流が回生する。この負の電流が回生している期間は第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は短絡状態にあり、この短絡が継続されている時刻ｔ＝ｔ４において、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を遮断から導通すると同図（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間に電圧が発生せず、略零電圧でターンオンが可能となりターンオン損失が発生しなくなる。更に、ターンオン時に電圧が発生しなくなると電磁ノイズも減少する。
【００４２】
第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンになり所定の時限Ｔｂが経過した時刻ｔ＝ｔ４１において、同図（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｗがオンとなり上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では既に主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって補助コンデンサＣ２の端子間には所定の電圧が充電されているので、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンできターンオン損失が発生しなくなる。
【００４３】
時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２の第２のパルス幅Ｔ２が電力開閉用駆動信号Ｃｗの最大パルス幅Ｔ８より短いとき、上記第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフになると電力開閉用駆動回路ＣＷの電力開閉用駆動信号Ｃｗもオフになる。このとき、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は第６のパルス幅Ｔ６の期間中において飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき補助コンデンサＣ２の端子電圧は充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を遮断しても入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオフされてターンオフ損失は発生しない。
【００４４】
補助コンデンサＣ２は、時刻ｔ＝ｔ５において電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ６の時点では上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零になっている。続いて、時刻ｔ＝ｔ５〜ｔ６において、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は導通し続け、変圧器ＩＮＴ、第１の逆導通ダイオードＤ１、第２のスイッチング素子ＴＲ２、変圧器ＩＮＴ及び変圧器ＩＮＴ、第３のスイッチング素子ＴＲ３、第４の逆導通ダイオードＤ４、変圧器ＩＮＴの二つの経路で循環電流が流れ、図４（Ｊ）に示す様にコレクタ電流Ｉｃ２は略１／２に減少する。
【００４５】
時刻ｔ＝ｔ６において、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３の第４のパルス幅Ｔ４が終了すると第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が遮断するが、このとき、図４（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が既に略電圧になっているので零電圧でターンオフか可能となりターンオフ損失が発生しない。
【００４６】
時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ７の期間は、アーム短絡を防止する時間以上のデッドタイム時間Ｔｄであり、上記変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって補助コンデンサＣ２の端子間に所定電圧を充電する充電時間でもある。このとき、変圧器ＩＮＴ、第１の逆導通ダイオードＤ１、補助コンデンサＣ２及び第４の逆導通ダイオードＤ４の経路で図４（Ｈ）に負の電流が回生する。この負の電流が回生している期間は第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は短絡状態にあり、この短絡が継続されている時刻ｔ＝ｔ７において、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を遮断から導通すると同図（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間に電圧が発生せず、略零電圧でターンオンが可能となりターンオン損失が発生しなくなる。更に、ターンオン時に電圧が発生しなくなると電磁ノイズも減少する。
【００４７】
［実施の形態２］
図５は、実施の形態２に使用するインバータ駆動回路の詳細図であり、図１に示す本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００４８】
図５に示すデッドタイム対応インバータ駆動回路ＭＲＤは、第１の時限回路ＴＩ１、第２の時限回路ＴＩ２、デッドタイム時限回路ＤＴ、第２のオア回路ＯＲ２、第３のオア回路ＯＲ３、第１のバッフア回路ＢＦ１、第２のバッフア回路ＢＦ２、第３のバッフア回路ＢＦ３及び第４のバッフア回路ＢＦ４によって形成され、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンになると上記第１の時限回路ＴＩ１は時限を設定し、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するように第１の時限信号Ｔｉ１を設定し、上記デッドタイム時限回路ＤＴはアーム短絡を防止する時間以上であり、上記補助コンデンサを充電する回生電流が流れる予め定めた時限を設定し、上記第１の時限信号Ｔｉ１がオフになると動作開始し、デッドタイム時限信号ＤｔをＬｏｗレベルにして出力する。上記第３のオア回路ＯＲ３は、上記第１の時限信号Ｔｉ１と上記デッドタイム時限信号Ｄｔとのオア論理を取って第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４として出力する。
【００４９】
続いて、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンになると上記第２の時限回路ＴＩ２は時限を設定し、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するように第２の時限信号Ｔｉ２を設定し、上記デッドタイム時限回路ＤＴは、上記第２の時限信号Ｔｉ２がオフになると動作開始してデッドタイム時限信号ＤｔをＬｏｗレベルにして出力する。上記第４のオア回路ＯＲ４は、上記第２の時限信号Ｔｉ２と上記デッドタイム時限信号Ｄｔとのオア論理を取って第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３として出力する。
【００５０】
以下、動作について図４の波形タイミング図を用いて説明する。時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンになると第１の時限回路ＴＩ１は動作を開始して、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４が最大パルス幅になる第１の時限信号Ｔｉ１をＨｉｇｈレベルにして出力する。続いて時刻ｔ＝ｔ３において、上記第１の時限回路ＴＩ１は動作を停止して第１の時限信号Ｔｉ１をＬｏｗレベルにする。上記デッドタイム時限回路ＤＴは、上記第１の時限信号Ｔｉ１がＬｏｗレベルになると動作を開始してアーム短絡を防止する時間以上であり、上記補助コンデンサを充電する回生電流が流れる時限のデッドタイム時限信号ＤｔをＬｏｗレベルにして出力する。上記第３のオア回路ＯＲ３は、上記第１の時限信号Ｔｉ１と上記デッドタイム時限信号Ｄｔとのオア論理を取って第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４として出力する。このときデッドタイム時間Ｔｄは上記デッドタイム時限信号Ｄｔによって決定し、上記デッドタイム時限信号Ｄｔの時間を上記アーム短絡を防止する時限まで短く設定すると、図４（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３は時刻ｔ＝ｔ４より前にオンする。
【００５１】
時刻ｔ＝ｔ４において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンになると第２の時限回路ＴＩ２は動作を開始して、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３が最大パルス幅になる第２の時限信号Ｔｉ２をＨｉｇｈレベルにして出力する。続いて時刻ｔ＝ｔ６において、上記第２の時限回路ＴＩ２は動作を停止して第２の時限信号Ｔｉ２をＬｏｗレベルにする。上記デッドタイム時限回路ＤＴは、上記第２の時限信号Ｔｉ２がＬｏｗレベルになると動作を開始してアーム短絡を防止する時間以上であり、上記補助コンデンサを充電する回生電流が流れるデッドタイム時限信号ＤｔをＬｏｗレベルにして出力する。上記第４のオア回路ＯＲ４は、上記第２の時限信号Ｔｉ２と上記デッドタイム時限信号Ｄｔとのオア論理を取って第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３として出力する。このときデッドタイム時間ｔｄは上記デッドタイム時限信号Ｄｔによって決定し、上記デッドタイム時限信号Ｄｔの時間を上記アーム短絡を防止する時限まで短く設定すると、図４（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４は時刻ｔ＝ｔ７より前にオンする。このとき、負の電流が回生し第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は短絡状態にあり短絡から導通する。
【００５２】
［実施の形態３］
実施の形態３は、図５に示すデッドタイム対応インバータ駆動回路ＭＲＤのデッドタイム時限回路ＤＴの時限を、アーム短絡を防止する時間以上であり、上記変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって上記補助コンデンサＣ２を充電する回生電流の通電が略終了する時間に設定するので、図４（Ｆ）に示す上記補助コンデンサＣ２の端子電圧が相当に充電され、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４並びに第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が短絡状態が終了する直前で導通する。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図２】図１に示すインバータ駆動回路の詳細図である。
【図３】図１に示す電力開閉用駆動回路の詳細図である。
【図４】本発明のインバータ電源装置の動作を説明する波形タイミング図である。
【図５】実施の形態２及び形態３に使用するインバータ駆動回路の詳細図である。
【図６】従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図７】従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。
【符号の説明】
【００５４】
ＡＮＤ アンド回路
ＢＦ１ 第１のバッフア回路
ＢＦ２ 第２のバッフア回路
ＢＦ３ 第３のバッフア回路
ＢＦ４ 第４のバッフア回路
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 補助コンデンサ
Ｃ３ ２次平滑コンデンサ
ＣＲ 電力開閉用駆動回路
ＣＷ 電力開閉用駆動回路（駆動時間制限対応）
ＤＴ デッドタイム時限回路
Ｄ１ 第１の逆導通ダイオード
Ｄ２ 第２の逆導通ダイオード
Ｄ３ 第３の逆導通ダイオード
Ｄ４ 第４の逆導通ダイオード
Ｄ５ 第５の逆導通ダイオード
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＥＲ 誤差増幅回路
ＩＤ 出力電流検出回路
ＩＲ 出力電流設定回路
ＩＮＴ 変圧器
ＭＲ インバータ駆動回路（最大パルス幅対応）
ＭＲＤ デッドタイム対応インバータ駆動回路
ＯＲ１ 第１のオア回路
ＯＲ２ 第２のオア回路
ＯＲ３ 第３のオア回路
ＯＲ４ 第４のオア回路
ＳＣ パルス幅変調制御回路
ＳＲ インバータ駆動回路
ＴＩ１ 第１の時限回路
ＴＩ２ 第２の時限回路
ＴＩ３ 第３の時限回路
ＴＳ 起動スイッチ
ＴＲ１ 第１のスイッチング素子
ＴＲ２ 第２のスイッチング素子
ＴＲ３ 第３のスイッチング素子
ＴＲ４ 第４のスイッチング素子
ＴＲ５ 電力開閉用スイッチング素子
ＶＤ 出力電圧検出回路
ＶＲ 出力電圧設定回路
Ｃｗ 電力開閉用駆動信号（駆動時間制限対応）
Ｄｔ デッドタイム時限信号
Ｅｒ フィードバック信号
Ｉｄ 出力電流検出信号
Ｉｒ 出力電流設定信号
Ｔｓ 起動信号
Ｔｉ１ 第１の時限信号
Ｔｉ２ 第２の時限信号
Ｔｉ３ 第３の時限信号
Ｔｒ１ 第１のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ２ 第２のスイッチング素子駆動信号
ＴＲ３ 第３のスイッチング素子駆動信号
ＴＲ４ 第４のスイッチング素子駆動信号
Ｓｃ１ 第１の出力制御信号
Ｓｃ２ 第２の出力制御信号
Ｖｄ 出力電圧検出信号
Ｖｒ 出力電圧設定信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に電力を供給する高周波電源のインバータ電源装置において、特に直流電圧をスイッチング素子によって高周波交流電圧に変換する時に発生するインバータ部のスイッチング損失の値を低減する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６は、従来技術のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図を用いて従来技術の電源装置の動作について説明する。直流電源回路は、三相交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する一次整流回路ＤＲ１と、上記直流に変換した電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１とから形成されている。
【０００３】
図６に示すブリッジ接続されたインバータ回路は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４によって形成され、相対向する辺を形成する第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４と、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３とがそれぞれ対をなし、これらの対をなす第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４又は第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が交互に導通と遮断を繰り返して直流電圧を高周波交流電圧に変換する。
【０００４】
第１の逆導通ダイオードＤ１乃至第４の逆導通ダイオードＤ４は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４に逆極性で並列に接続し、導通から遮断に移行するときに発生するサージ電圧を平滑コンデンサＣ１及び補助コンデンサＣ２にバイパスして逆電圧の印加を防止する。変圧器ＩＮＴは、一次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。二次整流回路ＤＲ２は、上記変圧器ＩＮＴの出力を整流してアーク加工用直流電圧に変換し直流リアクトルＤＣＬを通じて供給する。
【０００５】
出力電流検出回路ＩＤは、出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電流設定信号Ｉｒと出力電流検出信号Ｉｄとを誤差増幅して、フィードバック信号Ｅｒを出力する。パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒの値に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。
【０００６】
電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は、平滑コンデンサＣ１と補助コンデンサＣ２との間に直列に接続されたチョッパ用スイッチング素子であり、直流電源回路からの出力の供給を制御する。また、インバータ回路のターンオフした後に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生して、上記補助コンデンサＣ２が高電圧に充電され電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の定格電圧以上になると素子が破壊する。第５の逆導通ダイオードＤ５はこの高電圧を平滑コンデンサＣ１にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。
【０００７】
補助コンデンサＣ２は、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の入力電圧と出力電圧を略同一電圧（零電圧）でスイッチングするものである。かつブリッジ接続したインバータ回路の第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４を略零電圧でターンオフさせる。
【０００８】
インバータ駆動回路ＳＲは補助コンデンサ時限回路を含み、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンすると第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオンにし、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると、この変化した時点から補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に上記第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオフにする。続いて、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンすると第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をオンにし、上記第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフすると、この変化した時点から補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に上記第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３のオフにする。
【０００９】
電力開閉用駆動回路ＣＲは、第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とをオア論理すると共に第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１と第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２のオア論理し、上記各オア論理した信号を続いてアンド論理して電力開閉用駆動信号Ｃｒとして出力する。
【００１０】
図７は、図６に示す従来技術のアーク加工用電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。
【００１１】
以下、図７の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図７（Ａ）に示す第１のパルス幅Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１、続いて、同図（Ｂ）に示す第２のパルス幅Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオンして第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときに図７（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、コレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、図７（Ｇ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。
【００１２】
図７（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると、インバータ駆動回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した同図（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３の時点で第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオフにする。上記よりＴ１+Ｔａ＝Ｔ３の間は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通し、このときに飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号Ｃｒをオフにする。このとき電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は第５のパルス幅Ｔ５の間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、補助コンデンサＣ２の存在により、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の遮断時に上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間に印加される電圧Ｖ５は、同図（Ｋ）のように電圧が緩やかに上昇するため、上記上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は零電圧でターンオフされる。
【００１３】
図７（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４がオフになり、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき既に同図（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧は同図（Ｆ）のように緩やかに上昇する。このとき、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４には上記補助コンデンサＣ２の端子電圧、同図（Ｆ）に示すＶｃ２と同じ電圧が印加されるので、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。また、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４はアーム短絡を防止するデッドタイム時間である。
【００１４】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、この期間中は図７（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで充電される。時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ３２は、第５の逆導通ダイオードＤ５がオンして、変圧器ＩＮＴに蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に回生される期間である。続いて、時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ４はインバータ回路が休止状態にあり、この期間において、同図（Ｉ）に示す第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間に電圧Ｖ２が発生する。
【００１５】
時刻ｔ＝ｔ４において、図７（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２がオンになると上記電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンになり電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が導通する。この時点では、前期時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３２の期間において、既に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧であり、零電圧でターンオンすることができる。
【００１６】
また、時刻ｔ＝ｔ４において、図７（Ｂ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び（図示省略の）第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３を出力して第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通させる。このときにコレクタ電流Ｉｃ２は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図７（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２の立ち上がりが緩やかとなり、図７（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。
【００１７】
図７（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフすると、インバータ駆動回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ＝ｔ６の時点で第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をオフにする。上記よりＴ２+Ｔａ＝Ｔ４の間は、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通し飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフすると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号Ｃｒをオフにする。このときに、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の第６のパルス幅Ｔ６の間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、上記補助コンデンサＣ２の存在により上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の遮断時に上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間に印加される電圧Ｖ５は、同図（Ｋ）のように電圧が緩やかに上昇するため、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は零電圧でターンオフされる。
【００１８】
図７（Ｄ）に示す時刻ｔ＝ｔ６において、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３がオフになり、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が遮断するが、このとき既に同図（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３の遮断と同時に、第１の逆導通ダイオードＤ１及び第４の逆導通ダイオードＤ４が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧は同図（Ｆ）のように緩やかに上昇する。このとき、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチングＴＲ３には上記補助コンデンサＣ２の端子電圧、同図（Ｆ）に示すＶｃ２と同じ電圧が印加されるので、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。また、時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６１はアーム短絡を防止するデッドタイム時間である。
【００１９】
時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６１は、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、この期間中に図７（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで充電される。時刻ｔ＝ｔ６１〜ｔ６２は、第５の逆導通ダイオードＤ５がオンして、変圧器ＩＮＴに蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に回生される期間である。続いて、時刻ｔ＝ｔ６１〜ｔ７は、インバータ回路が休止状態にあり、この期間において、同図（Ｇ）に示す第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間に電圧Ｖ１が発生する。
【００２０】
時刻ｔ＝ｔ７において、図７（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１がオンになると上記電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンになり電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が導通する。この時点では、前期時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６２の期間において、既に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーよって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧であり、零電圧でターンオンすることができる。また、同図（Ａ）に示す第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｄ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４を出力して第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときにコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図７（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、図７（Ｇ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。特許文献１では、上述に示すソフトスイッチング技術が開示されている。
【００２１】
【特許文献１】特開２００３−３１１４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上述に示す従来技術のインバータ電源装置において、直流電源回路とインバータ回路との間に上記直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と上記インバータ回路の入力側に並列に上記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサとを設け、上記インバータ電源装置の出力を互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号をフィードバック制御し、上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がオンすると上記電力開閉用スイッチング素子を導通させオフすると上記記電力開閉用スイッチング素子を遮断させ、上記第１の出力制御信号がオンすると第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ、上記第１の出力制御信号がオフすると上記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第１のスイッチング素子及び上記第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて上記第２の出力制御信号がオンすると第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ、上記第２の出力制御信号がオフすると上記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第２のスイッチング素子及び上記第３のスイッチング素子を遮断させるので、上記補助コンデンサの端子間電圧が略零に放電され、このときに上記インバータ回路の各スイッチング素子が遮断すると略零電圧でターンオフが行われターンオフ損失値が略零となる。また、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオン時は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により零電流ターンオンとなり、上記各スイッチング素子に掛かる電圧と流れる電流の積によるターンオン損失は略零である。しかし、上記各スイッチング素子のターンオン損失には、上記各スイッチング素子の出力端（ＩＧＢＴでは、コレクタ・エミッタ間、ＭＯＳＦＥＴでは、ドレイン・ソース間）に存在する寄生容量に充電された電荷を、上記各スイッチング素子のターンオン時に素子内で短絡・放電することによる損失が存在する。一般的に寄生容量が少ないＩＧＢＴを１００ｋＨｚ程度以下でスイッチングする場合は、この損失は無視出来るが、上記ＩＧＢＴを１００ｋＨｚ程度以上でスイッチングする場合や、寄生容量が大きいＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として使用する場合は、各スイッチング素子の寄生容量に充電された電荷の短絡・放電による損失を無視出来なくなる。また、素子の寄生容量に充電された電荷の短絡・放電にするときに、ｄｉ／ｄｔが非常に高い放電電流が流れ、電磁ノイズが発生する問題もある。
【００２３】
そこで、本発明は、上記の課題を解決するインバータ電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子とからブリッジを形成し上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、負荷の電圧又は電流と予め定めた出力設定信号とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、上記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、上記第１の出力制御及び上記第２の出力制御信号に同期して上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するインバータ駆動回路と、上記直流電源回路と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、上記インバータ回路の入力側に並列に設けて上記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと、上記第１の出力制御及び上記第２の出力制御信号によって上記電力開閉用スイッチング素子を駆動すると共にこの各駆動時間の最大値を上記インバータ駆動回路の最大パルス幅よりも上記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間だけ短い時間に制限する電力開閉用駆動回路と、上記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と上記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００２５】
第２の発明は、アーム短絡を防止する時間以上であり前記変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって前記補助コンデンサを充電する回生電流が流れている時間以内であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【００２６】
第３の発明は、上記デッドタイム時間は、前記デッドタイム時間は、アーム短絡を防止する時間以上であり、前記変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって前記補助コンデンサを充電する回生電流の通電が略終了する時間であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００２７】
第１の発明によれば、２組の相対向する１対のスイッチング素子がブリッジ接続されたインバータ回路において、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動させ、電力開閉用スイッチング素子のパルス幅をフィードバック制御信号に応じて制御し直流電源回路からの出力を供給するために、上記インバータ回路と電力開閉用スイッチング素子との導通及び遮断するタイミングが非常に簡単になる。更に補助コンデンサが相当に放電された後に上記インバータ回路の最大パルス幅が終了するのでターンオフ時の損失も発生しない。
【００２８】
第２の発明によれば、インバータ回路に使用されているＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴでは出力端子の寄生容量が大きいために上記インバータ回路がターンオンしたときにコレクタ・エミッタ間に電圧が発生し、このコレクタ・エミッタ電圧とコレクタ電流との積によってターンオン損失が発生する。しかし、本発明ではアーム短絡を防止する時間以上のデッドタイム時間を設け、この期間中に変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって上記補助コンデンサを充電する回生電流が流れ、この回生電流が流れているときは上記インバータ回路の所定のスイッチング素子は短絡状態にある。上記アーム短絡を防止する時間が経過し上記インバータ回路の所定のスイッチング素子が短絡状態にあるときにターンオンを行うと、コレクタ・エミッタ間の電圧が略零となりターンオン損失が発生しない。
【００２９】
第３の発明によれば、変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって補助コンデンサを充電する回生電流が終了する略終了時に上記インバータ回路をターンオンさせると、上記インバータ回路のターンオン損失は発生しない。更に上記補助コンデンサの電圧が相当に充電されているので電力開閉用スイッチング素子は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンすることができ上記電力開閉用スイッチング素子のターンオン損失も発生しない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
［実施の形態１］
本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。図１は本発明のインバータ電源装置の代表的な例であるスイッチング・レギュレータの電気接続図である。同図を用いて本発明の動作について説明する。
【００３１】
出力変換回路は、１次側の高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変換器と上記高周波交流電圧を整流して直流電圧に変換する二次整流回路ＤＲ２と、上記直流電圧を整流及び平滑してリップル成分を減衰させて負荷に供給する直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ３とで形成されている。
【００３２】
出力電圧検出回路ＶＤは出力電圧を検出して出力電圧検出信号Ｖｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電圧設定器ＶＲによって設定された出力電圧設定信号Ｖｒと上記出力電圧検出信号Ｖｄとを誤差増幅してフィードバック信号Ｅｒを出力する。
【００３３】
パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒの値に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。
【００３４】
インバータ駆動回路ＭＲは、図２に示すように、第１の時限回路ＴＩ１、第２の時限回路ＴＩ２、第１のバッフア回路ＢＦ１、第２のバッフア回路ＢＦ２、第３のバッフア回路ＢＦ３及び第４のバッフア回路ＢＦ４によって形成され、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンになると上記第１の時限回路ＴＩ１は時限を設定し、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するように第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４のパルス幅を設定し、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンになると上記第２の時限回路ＴＩ２は時限を設定し、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するように第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３のパルス幅を設定する。
【００３５】
電力開閉用駆動回路ＣＷは、図３に示す、第１のオア回路ＯＲ１、第３の時限回路Ｔ３及びアンド回路ＡＮＤによって形成され、第１の出力制御Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２に応じて予め定めた時限Ｔｂ経過した後に電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を駆動すると共にこの駆動時間の最大値を上記インバータ駆動回路ＭＲの最大パルス幅よりも上記補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａだけ短い時間に制限された電力開閉用駆動信号Ｃｗを出力する。
【００３６】
図４は、図１に示す本発明の電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｗを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図４（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。
【００３７】
以下、図４の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図４（Ａ）に示す第１のパルス幅Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１及び同図（Ｂ）に示す第２のパルス幅Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＭＲに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１の第３のパルス幅Ｔ３及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４の第３のパルス幅Ｔ３を最大パルス幅にして出力し、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。また、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンになり所定の時限Ｔｂが経過した時刻ｔ＝ｔ１１において、同図（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｗがオンとなり、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では既に主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーでによって補助コンデンサＣ２の端子間には所定の電圧が充電されているので、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンできターンオン損失が発生しなくなる。
【００３８】
図４（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１の第１のパルス幅Ｔ１が電力開閉用駆動信号Ｃｗの最大パルス幅Ｔ７より短いとき、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフになると電力開閉用駆動回路ＣＷの電力開閉用駆動信号Ｃｗもオフになる。このとき、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の第５のパルス幅Ｔ５の期間中において飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき補助コンデンサＣ２の端子電圧は充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を遮断しても入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオフされてターンオフ損失は発生しない。
【００３９】
補助コンデンサＣ２は、時刻ｔ＝ｔ２において電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ３の時点では上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零になっている。続いて、時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３において、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は導通し続け、変圧器ＩＮＴ、第２の逆導通ダイオードＤ２、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び変圧器ＩＮＴ並びに変圧器ＩＮＴ、第４のスイッチング素子ＴＲ４、第３の逆導通ダイオードＤ３、変圧器ＩＮＴの二つの経路で循環電流が流れ、図４（Ｈ）に示す様にコレクタ電流Ｉｃ１は略１／２に減少する。
【００４０】
時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４の第３のパルス幅Ｔ３が終了すると第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき、図４（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が既に零電圧になっているので、零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失は発生しない。
【００４１】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間は、アーム短絡を防止する時間以上のデッドタイム時間Ｔｄであり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって補助コンデンサＣ２の端子間に所定の電圧を充電する充電時間でもある。このとき、上記変圧器ＩＮＴ、第２の逆導通ダイオードＤ２、補助コンデンサＣ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３の経路で図４（Ｊ）に負の電流が回生する。この負の電流が回生している期間は第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は短絡状態にあり、この短絡が継続されている時刻ｔ＝ｔ４において、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を遮断から導通すると同図（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間に電圧が発生せず、略零電圧でターンオンが可能となりターンオン損失が発生しなくなる。更に、ターンオン時に電圧が発生しなくなると電磁ノイズも減少する。
【００４２】
第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンになり所定の時限Ｔｂが経過した時刻ｔ＝ｔ４１において、同図（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｗがオンとなり上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では既に主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって補助コンデンサＣ２の端子間には所定の電圧が充電されているので、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンできターンオン損失が発生しなくなる。
【００４３】
時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２の第２のパルス幅Ｔ２が電力開閉用駆動信号Ｃｗの最大パルス幅Ｔ８より短いとき、上記第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフになると電力開閉用駆動回路ＣＷの電力開閉用駆動信号Ｃｗもオフになる。このとき、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は第６のパルス幅Ｔ６の期間中において飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき補助コンデンサＣ２の端子電圧は充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を遮断しても入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオフされてターンオフ損失は発生しない。
【００４４】
補助コンデンサＣ２は、時刻ｔ＝ｔ５において電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ６の時点では上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零になっている。続いて、時刻ｔ＝ｔ５〜ｔ６において、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は導通し続け、変圧器ＩＮＴ、第１の逆導通ダイオードＤ１、第２のスイッチング素子ＴＲ２、変圧器ＩＮＴ及び変圧器ＩＮＴ、第３のスイッチング素子ＴＲ３、第４の逆導通ダイオードＤ４、変圧器ＩＮＴの二つの経路で循環電流が流れ、図４（Ｊ）に示す様にコレクタ電流Ｉｃ２は略１／２に減少する。
【００４５】
時刻ｔ＝ｔ６において、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３の第４のパルス幅Ｔ４が終了すると第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が遮断するが、このとき、図４（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が既に略電圧になっているので零電圧でターンオフか可能となりターンオフ損失が発生しない。
【００４６】
時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ７の期間は、アーム短絡を防止する時間以上のデッドタイム時間Ｔｄであり、上記変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって補助コンデンサＣ２の端子間に所定電圧を充電する充電時間でもある。このとき、変圧器ＩＮＴ、第１の逆導通ダイオードＤ１、補助コンデンサＣ２及び第４の逆導通ダイオードＤ４の経路で図４（Ｈ）に負の電流が回生する。この負の電流が回生している期間は第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は短絡状態にあり、この短絡が継続されている時刻ｔ＝ｔ７において、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を遮断から導通すると同図（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間に電圧が発生せず、略零電圧でターンオンが可能となりターンオン損失が発生しなくなる。更に、ターンオン時に電圧が発生しなくなると電磁ノイズも減少する。
【００４７】
［実施の形態２］
図５は、実施の形態２に使用するインバータ駆動回路の詳細図であり、図１に示す本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００４８】
図５に示すデッドタイム対応インバータ駆動回路ＭＲＤは、第１の時限回路ＴＩ１、第２の時限回路ＴＩ２、デッドタイム時限回路ＤＴ、第２のオア回路ＯＲ２、第３のオア回路ＯＲ３、第１のバッフア回路ＢＦ１、第２のバッフア回路ＢＦ２、第３のバッフア回路ＢＦ３及び第４のバッフア回路ＢＦ４によって形成され、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンになると上記第１の時限回路ＴＩ１は時限を設定し、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するように第１の時限信号Ｔｉ１を設定し、上記デッドタイム時限回路ＤＴはアーム短絡を防止する時間以上であり、上記補助コンデンサを充電する回生電流が流れる予め定めた時限を設定し、上記第１の時限信号Ｔｉ１がオフになると動作開始し、デッドタイム時限信号ＤｔをＬｏｗレベルにして出力する。上記第３のオア回路ＯＲ３は、上記第１の時限信号Ｔｉ１と上記デッドタイム時限信号Ｄｔとのオア論理を取って第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４として出力する。
【００４９】
続いて、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンになると上記第２の時限回路ＴＩ２は時限を設定し、上記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するように第２の時限信号Ｔｉ２を設定し、上記デッドタイム時限回路ＤＴは、上記第２の時限信号Ｔｉ２がオフになると動作開始してデッドタイム時限信号ＤｔをＬｏｗレベルにして出力する。上記第４のオア回路ＯＲ４は、上記第２の時限信号Ｔｉ２と上記デッドタイム時限信号Ｄｔとのオア論理を取って第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３として出力する。
【００５０】
以下、動作について図４の波形タイミング図を用いて説明する。時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンになると第１の時限回路ＴＩ１は動作を開始して、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４が最大パルス幅になる第１の時限信号Ｔｉ１をＨｉｇｈレベルにして出力する。続いて時刻ｔ＝ｔ３において、上記第１の時限回路ＴＩ１は動作を停止して第１の時限信号Ｔｉ１をＬｏｗレベルにする。上記デッドタイム時限回路ＤＴは、上記第１の時限信号Ｔｉ１がＬｏｗレベルになると動作を開始してアーム短絡を防止する時間以上であり、上記補助コンデンサを充電する回生電流が流れる時限のデッドタイム時限信号ＤｔをＬｏｗレベルにして出力する。上記第３のオア回路ＯＲ３は、上記第１の時限信号Ｔｉ１と上記デッドタイム時限信号Ｄｔとのオア論理を取って第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４として出力する。このときデッドタイム時間Ｔｄは上記デッドタイム時限信号Ｄｔによって決定し、上記デッドタイム時限信号Ｄｔの時間を上記アーム短絡を防止する時限まで短く設定すると、図４（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３は時刻ｔ＝ｔ４より前にオンする。
【００５１】
時刻ｔ＝ｔ４において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンになると第２の時限回路ＴＩ２は動作を開始して、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３が最大パルス幅になる第２の時限信号Ｔｉ２をＨｉｇｈレベルにして出力する。続いて時刻ｔ＝ｔ６において、上記第２の時限回路ＴＩ２は動作を停止して第２の時限信号Ｔｉ２をＬｏｗレベルにする。上記デッドタイム時限回路ＤＴは、上記第２の時限信号Ｔｉ２がＬｏｗレベルになると動作を開始してアーム短絡を防止する時間以上であり、上記補助コンデンサを充電する回生電流が流れるデッドタイム時限信号ＤｔをＬｏｗレベルにして出力する。上記第４のオア回路ＯＲ４は、上記第２の時限信号Ｔｉ２と上記デッドタイム時限信号Ｄｔとのオア論理を取って第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３として出力する。このときデッドタイム時間ｔｄは上記デッドタイム時限信号Ｄｔによって決定し、上記デッドタイム時限信号Ｄｔの時間を上記アーム短絡を防止する時限まで短く設定すると、図４（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４は時刻ｔ＝ｔ７より前にオンする。このとき、負の電流が回生し第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は短絡状態にあり短絡から導通する。
【００５２】
［実施の形態３］
実施の形態３は、図５に示すデッドタイム対応インバータ駆動回路ＭＲＤのデッドタイム時限回路ＤＴの時限を、アーム短絡を防止する時間以上であり、上記変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって上記補助コンデンサＣ２を充電する回生電流の通電が略終了する時間に設定するので、図４（Ｆ）に示す上記補助コンデンサＣ２の端子電圧が相当に充電され、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４並びに第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が短絡状態が終了する直前で導通する。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図２】図１に示すインバータ駆動回路の詳細図である。
【図３】図１に示す電力開閉用駆動回路の詳細図である。
【図４】本発明のインバータ電源装置の動作を説明する波形タイミング図である。
【図５】実施の形態２及び形態３に使用するインバータ駆動回路の詳細図である。
【図６】従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図７】従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。
【符号の説明】
【００５４】
ＡＮＤ アンド回路
ＢＦ１ 第１のバッフア回路
ＢＦ２ 第２のバッフア回路
ＢＦ３ 第３のバッフア回路
ＢＦ４ 第４のバッフア回路
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 補助コンデンサ
Ｃ３ ２次平滑コンデンサ
ＣＲ 電力開閉用駆動回路
ＣＷ 電力開閉用駆動回路（駆動時間制限対応）
ＤＴ デッドタイム時限回路
Ｄ１ 第１の逆導通ダイオード
Ｄ２ 第２の逆導通ダイオード
Ｄ３ 第３の逆導通ダイオード
Ｄ４ 第４の逆導通ダイオード
Ｄ５ 第５の逆導通ダイオード
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＥＲ 誤差増幅回路
ＩＤ 出力電流検出回路
ＩＲ 出力電流設定回路
ＩＮＴ 変圧器
ＭＲ インバータ駆動回路（最大パルス幅対応）
ＭＲＤ デッドタイム対応インバータ駆動回路
ＯＲ１ 第１のオア回路
ＯＲ２ 第２のオア回路
ＯＲ３ 第３のオア回路
ＯＲ４ 第４のオア回路
ＳＣ パルス幅変調制御回路
ＳＲ インバータ駆動回路
ＴＩ１ 第１の時限回路
ＴＩ２ 第２の時限回路
ＴＩ３ 第３の時限回路
ＴＳ 起動スイッチ
ＴＲ１ 第１のスイッチング素子
ＴＲ２ 第２のスイッチング素子
ＴＲ３ 第３のスイッチング素子
ＴＲ４ 第４のスイッチング素子
ＴＲ５ 電力開閉用スイッチング素子
ＶＤ 出力電圧検出回路
ＶＲ 出力電圧設定回路
Ｃｗ 電力開閉用駆動信号（駆動時間制限対応）
Ｄｔ デッドタイム時限信号
Ｅｒ フィードバック信号
Ｉｄ 出力電流検出信号
Ｉｒ 出力電流設定信号
Ｔｓ 起動信号
Ｔｉ１ 第１の時限信号
Ｔｉ２ 第２の時限信号
Ｔｉ３ 第３の時限信号
Ｔｒ１ 第１のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ２ 第２のスイッチング素子駆動信号
ＴＲ３ 第３のスイッチング素子駆動信号
ＴＲ４ 第４のスイッチング素子駆動信号
Ｓｃ１ 第１の出力制御信号
Ｓｃ２ 第２の出力制御信号
Ｖｄ 出力電圧検出信号
Ｖｒ 出力電圧設定信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源回路と第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子とからブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、負荷の電圧又は電流と予め定めた出力設定信号とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、前記第１の出力制御及び前記第２の出力制御信号に同期して前記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するインバータ駆動回路と、前記直流電源回路と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、前記インバータ回路の入力側に並列に設けて前記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと、前記第１の出力制御及び前記第２の出力制御信号によって前記電力開閉用スイッチング素子を駆動すると共にこの各駆動時間の最大値を前記インバータ駆動回路の最大パルス幅よりも前記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間だけ短い時間に制限する電力開閉用駆動回路と、前記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と、前記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
前記デッドタイム時間は、アーム短絡を防止する時間以上であり前記変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって前記補助コンデンサを充電する回生電流が流れている時間以内であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項３】
前記デッドタイム時間は、アーム短絡を防止する時間以上であり、前記変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって前記補助コンデンサを充電する回生電流の通電が略終了する時間であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源回路と第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子とからブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、負荷の電圧又は電流と予め定めた出力設定信号とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、前記第１の出力制御及び前記第２の出力制御信号に同期して前記インバータ回路を常に最大パルス幅で駆動するインバータ駆動回路と、前記直流電源回路と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、前記インバータ回路の入力側に並列に設けて前記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと、前記第１の出力制御及び前記第２の出力制御信号によって前記電力開閉用スイッチング素子を駆動すると共にこの各駆動時間の最大値を前記インバータ駆動回路の最大パルス幅よりも前記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間だけ短い時間に制限する電力開閉用駆動回路と、前記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と、前記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
前記デッドタイム時間は、アーム短絡を防止する時間以上であり前記変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって前記補助コンデンサを充電する回生電流が流れている時間以内であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項３】
前記デッドタイム時間は、アーム短絡を防止する時間以上であり、前記変圧器の漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって前記補助コンデンサを充電する回生電流の通電が略終了する時間であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００６−３１１６６８（Ｐ２００６−３１１６６８Ａ）
【公開日】平成１８年１１月９日（２００６．１１．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１２８９０４（Ｐ２００５−１２８９０４）
【出願日】平成１７年４月２７日（２００５．４．２７）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１１月９日（２００６．１１．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年４月２７日（２００５．４．２７）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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