スイッチング回路の制御装置
【課題】スイッチング回路の損失を低減させる。
【解決手段】所定のスイッチング周期において、ハイ側スイッチング素子のオンデューティとロー側スイッチング素子のオンデューティとを独立に設定可能なＰＷＭ演算部２５を備え、ＰＷＭ演算部２５は、前回までの複数のスイッチング周期におけるオンデューティの積算値を算出する通電割合演算部２５ａを備える。ＰＷＭ演算部２５は、通電割合演算部２５ａによって算出されたオンデューティの積算値に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティを設定する。
【解決手段】所定のスイッチング周期において、ハイ側スイッチング素子のオンデューティとロー側スイッチング素子のオンデューティとを独立に設定可能なＰＷＭ演算部２５を備え、ＰＷＭ演算部２５は、前回までの複数のスイッチング周期におけるオンデューティの積算値を算出する通電割合演算部２５ａを備える。ＰＷＭ演算部２５は、通電割合演算部２５ａによって算出されたオンデューティの積算値に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティを設定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば電動車両などに搭載され、直流電源から供給される電力を用いてスイッチング回路のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することでモータなどの負荷を駆動させる電圧変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
この電圧変換装置に具備されるスイッチング回路は、高電位側端子に接続されてハイ側アームを構成するハイ側スイッチング素子と、低電位側端子に接続されてロー側アームを構成するロー側スイッチング素子と、各スイッチング素子に逆導通方向に並列に接続される還流ダイオードとにより構成され、ハイ側アームとロー側アームとの接続点にはモータなどの誘導性負荷が接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４３０６２３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記従来技術に係る電圧変換装置に具備されるスイッチング回路において、例えばスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を採用するなどによって、各スイッチング素子がＯＮからＯＦＦへと切り換わるときにスイッチング回路に流れる転流電流（逆方向電流）がスイッチング素子に流れずに還流ダイオードのみに流れるように構成されていると、還流ダイオードでの導通損失が増大し、スイッチング回路全体としての損失が増大してしまう虞がある。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、スイッチング回路の損失を低減させることが可能なスイッチング回路の制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の請求項１に係るスイッチング回路の制御装置は、ハイ側スイッチング素子（例えば、実施の形態での各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）および還流ダイオード（例えば、実施の形態での各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ）を逆並列に接続してなるハイ側アームと、ロー側スイッチング素子（例えば、実施の形態での各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）および還流ダイオード（例えば、実施の形態での各還流ダイオードＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬ）を逆並列に接続してなるロー側アームとを、直列に接続して構成されるスイッチング回路の制御装置であって、所定のスイッチング周期において、前記ハイ側スイッチング素子のオンデューティと前記ロー側スイッチング素子のオンデューティとを独立に設定可能なデューティ設定手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ演算部２５）を備え、前記デューティ設定手段は、前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを、該スイッチング素子の前回までの前記スイッチング周期における前記オンデューティに基づいて設定する。
【０００７】
さらに、本発明の請求項２に係るスイッチング回路の制御装置は、前回までの複数の前記スイッチング周期における前記オンデューティの積算値を算出する積算値算出手段（例えば、実施の形態での通電割合演算部２５ａ）を備え、前記デューティ設定手段は、前記積算値算出手段によって算出された前記オンデューティの前記積算値に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する。
【０００８】
さらに、本発明の請求項３に係るスイッチング回路の制御装置は、前記ハイ側アームおよび前記ロー側アームの接続点に接続された負荷（例えば、実施の形態でのモータ１２）に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段（例えば、実施の形態での各相電流検出部３２）を備え、前記デューティ設定手段は、前記負荷電流検出手段によって検出された前記負荷電流に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する。
【０００９】
さらに、本発明の請求項４に係るスイッチング回路の制御装置では、前記デューティ設定手段は、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティに係るマップあるいは数式を記憶しており、該マップあるいは数式に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の請求項１に係るスイッチング回路の制御装置によれば、前回までのスイッチング周期において順方向電流が流れていないスイッチング素子（つまり、転流電流が流れる還流ダイオードに並列に接続されたスイッチング素子）に転流電流（逆方向電流）が流れていた時間、すなわち順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いに応じて、このスイッチング素子のオンデューティを設定することができ、スイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
しかも、スイッチング素子の温度を検出するための特別な検出デバイスを必要とせずに、スイッチング素子の温度を制御することができ、装置構成に要する費用が嵩むことを防止することができる。
【００１１】
さらに、本発明の請求項２に係るスイッチング回路の制御装置によれば、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いの推定精度を向上させることができ、より一層、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００１２】
さらに、本発明の請求項３に係るスイッチング回路の制御装置によれば、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れるスイッチング素子は周期的に切り換わることから、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティを、このスイッチング素子に順方向電流が流れていたときの発熱度合いも考慮して設定することができる。
例えば、順方向電流が大きくなることに伴い、スイッチング素子の発熱度合いが大きくなるとして、スイッチング素子の発熱度合いの推定精度を向上させることができ、より一層、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００１３】
さらに、本発明の請求項４に係るスイッチング回路の制御装置によれば、予め記憶しているマップあるいは数式に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いを迅速に推定することができ、制御処理の負荷を低減しつつ、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の構成図である。
【図３】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるモータの目標トルクと回転数と順方向電流との対応関係の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオン／オフの状態の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子および還流ダイオードに流れる電流の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置において、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のみに電流が流れる場合と、還流ダイオードのみに電流が流れる場合と、逆並列に接続されたスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）および還流ダイオードの両方に電流が流れる場合とに対する電流−電圧特性の例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置において、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の過去のオンデューティの履歴の例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオン／オフの状態の例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および比較例における電流の通電状態の例を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の前回までの複数のスイッチング周期における順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティの積算値と、順方向電流と、逆方向電流との対応関係の一例を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図１２】図１１に示す順方向デューティの演算処理を示すフローチャートである。
【図１３】図１１に示す逆方向デューティの演算処理を示すフローチャートである。
【図１４】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および第１比較例および第２比較例における電流波形の例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および第１比較例における電流波形の例を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態の変形例に係るスイッチング回路の制御装置の動作、特に、逆方向デューティの演算処理を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の一実施形態に係るスイッチング回路の制御装置について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０は、例えば車両に搭載され、図１および図２に示すように、バッテリ１１を直流電源として３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を制御するインバータ１３と、処理装置１４とを備えて構成されている。
【００１６】
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、双方向性のＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路（スイッチング回路）１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
【００１７】
このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。
そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１１の正極側端子に接続されてハイ側アームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１１の接地された負極側端子に接続されてロー側アームを構成している。
そして、各相毎に、ハイ側アームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはロー側アームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００１８】
つまり、ブリッジ回路１３ａは、各相毎にハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）および還流ダイオード（各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ）を逆並列に接続（すなわち、双方向導通型のハイ側スイッチング素子と、該ハイ側スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する還流ダイオードとを並列に接続）してなるハイ側アームと、各相毎にロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）および還流ダイオード（各還流ダイオードＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬ）を逆並列に接続（すなわち、双方向導通型のロー側スイッチング素子と、該ロー側スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する還流ダイオードとを並列に接続）してなるロー側アームとが、各相毎に直列に接続されて構成されている。
そして、各相毎に、ハイ側アームおよびロー側アームの接続点にモータ１２のステータ巻線１２ａが接続されている。
【００１９】
インバータ１３は、例えばモータ１２の駆動時において、処理装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替える。これによって、バッテリ１１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線１２ａへの通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線１２ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００２０】
一方、例えばモータ１２の回生時において、インバータ１３は、モータ１２の回転角に基づいて同期がとられて処理装置１４から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、モータ１２から出力される３相交流電力を直流電力に変換してバッテリ１１に充電可能である。
【００２１】
処理装置１４は、例えば、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなうものであり、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算する。そして、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。
【００２２】
処理装置１４は、例えば、電流指令演算部２１と、差分演算部２２と、電流フィードバック演算部２３と、ｄｑ−３相変換部２４と、ＰＷＭ演算部２５と、３相−ｄｑ変換部２６とを備えて構成されている。
【００２３】
電流指令演算部２１は、モータ１２の目標トルクと回転数とに基づき、インバータ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上での目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとして差分演算部２２へ出力されている。
【００２４】
なお、モータ１２の回転数は、例えば、回転子（図示略）の回転角（例えば、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）を検出する回転角センサ３１から出力される検出値に基づき算出されてもよいし、あるいは、回転子（図示略）の回転数を検出する回転数センサ（図示略）により検出されてもよい。
【００２５】
電流指令演算部２１は、例えば図３に示すように、予めモータ１２の目標トルクと回転数とスイッチング素子の順方向電流との所定の対応関係を示すマップなどのデータを複数の異なる電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）毎に対応付けて記憶している。
そして、電流指令演算部２１は、モータ１２の目標トルクと回転数と電源電圧とに応じたスイッチング素子の順方向電流を、予め記憶しているマップに対するマップ検索などにより取得し、この順方向電流に応じた目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算する。
【００２６】
なお、例えば図３に示す適宜の電源電圧Ａに対する所定のマップでは、目標トルクの増大あるいは回転数の増大あるいは電源電圧の低下に伴い、順方向電流が増大傾向に変化するように設定されているが、これに限定されず、例えばモータ１２やインバータ１３などの特性あるいは素子特性データなどに応じた適宜の傾向を示すように設定されてもよい。
【００２７】
また、回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばモータ１２の回転子（図示略）に具備される永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、回転子の回転位相に同期して回転している。
これにより、インバータ１３からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号である目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃを与えるようになっている。
【００２８】
差分演算部２２は、電流指令演算部２１から出力される目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃと３相−ｄｑ変換部２６から出力されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの各偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを算出する。
電流フィードバック演算部２３は、例えばＰＩＤ（比例積分微分）動作などにより、各偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。
【００２９】
ｄｑ−３相変換部２４は、モータ１２の回転子（図示略）の回転角を検出する回転角センサ３１から出力される回転角の検出値により、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗに変換する。
【００３０】
ＰＷＭ演算部２５は、例えばモータ１２の駆動時には、各相のステータ巻線１２ａに交流の正弦波状のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電するために、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。
【００３１】
ＰＷＭ演算部２５は、ハイ側アームおよびロー側アームの各スイッチング素子のオンデューティを独立に設定可能である。
ＰＷＭ演算部２５は、例えば図４に示すように、いわゆる相補ＰＷＭ（パルス幅変調）によってブリッジ回路１３ａのハイ側アームおよびロー側アームの各スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動させる。そして、各相毎のハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオンの比率は、各相毎のハイ側およびロー側オンデューティＤｕｔｙＵ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＶ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＷ（Ｈ，Ｌ）により設定されている。
【００３２】
これにより、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンおよびロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオフの状態と、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオフおよびロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンの状態とが、交互に切り替えられる。
【００３３】
そして、例えば図５に示すように、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンにおいてハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に順方向電流が流れる場合には、ロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンにおいてロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に逆方向電流が流れると共に、このロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に逆並列に接続されている還流ダイオード（２）に転流電流が流れる。
【００３４】
一方、ロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンにおいてロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に順方向電流が流れる場合には、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンにおいてハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に逆方向電流が流れると共に、このハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に逆並列に接続されている還流ダイオード（１）に転流電流が流れる。
【００３５】
なお、例えば図５に示すように、順方向電流が流れていないスイッチング素子（つまり、転流電流が流れている還流ダイオードに並列に接続されたスイッチング素子）のオンの状態において、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合には、例えば図６に示すように、転流電流（逆方向電流）がスイッチング素子のみ、あるいは還流ダイオードのみに流れる場合に比べて、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの合成抵抗が小さくなることに伴って、スイッチング回路全体としての損失を低減させることができる。
【００３６】
そして、ＰＷＭ演算部２５は、各相電流検出部３２により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づき、所定のスイッチング周期においてハイ側スイッチング素子のオンデューティ（オンの比率）とロー側スイッチング素子のオンデューティ（オンの比率）とを独立に設定可能な通電割合演算部２５ａを備えている。
【００３７】
通電割合演算部２５ａは、ハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）およびロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子（つまり、転流電流が流れている還流ダイオードに並列に接続されたスイッチング素子）のオンデューティ（逆方向デューティ）を、該スイッチング素子の前回までのスイッチング周期におけるオンデューティ（例えば、前回までの複数のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値など）に基づいて設定する。
【００３８】
つまり、ハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）およびロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）のうち順方向電流が流れるスイッチング素子のオンデューティは、電流指令演算部２１によってモータ１２の目標トルクと回転数と電源電圧とに応じて設定されることに対して、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティは、通電割合演算部２５ａによってスイッチング素子と還流ダイオードとの転流電流（逆方向電流）の通電割合に応じて設定される。
【００３９】
例えば図７に示す複数のスイッチング周期において、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティは、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）の積算値に基づいて設定される。
【００４０】
なお、通電割合演算部２５ａによって設定される順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（ＳＷ２＿Ｔｏｎ）には所定の上限値が設定されており、この上限値は、順方向電流が流れるスイッチング素子のオンデューティ（ＳＷ１＿Ｔｏｎ）およびデッドタイム（Ｔｄｅａｄ）に応じた値（＝１００％−ＳＷ１＿Ｔｏｎ％−Ｔｄｅａｄ％）である。
これにより、通電割合演算部２５ａによって設定される順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（ＳＷ２＿Ｔｏｎ）は、例えば図８に示すように、ゼロから所定の上限値までの間の適宜の値（例えば、ａ％，ｂ％，ｃ％など）となるように設定される。
【００４１】
これにより、例えば図９（Ａ）に示すようにスイッチング素子としてＩＧＢＴを採用する比較例では、スイッチング素子のオンであってもスイッチング素子に逆方向電流が流れずに還流ダイオードのみに転流電流が流れることに対して、例えば図９（Ｂ），（Ｃ）に示すようにスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを採用する実施例では、通電割合演算部２５ａによって設定される通電割合でスイッチング素子と還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる。
【００４２】
通電割合演算部２５ａは、例えば、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）に係るマップあるいは数式を記憶しており、該マップあるいは数式に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）を設定することにより、スイッチング素子と還流ダイオードとの転流電流（逆方向電流）の通電割合を調整する。
【００４３】
なお、例えば図１０に示す適宜の電源電圧Ａに対する所定のマップでは、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）の積算値の増大あるいは順方向電流の増大に伴い、逆方向電流（逆方向デューティ）が低下傾向に変化する（すなわち、転流電流のスイッチング素子への通電割合が還流ダイオードへの通電割合に対して低下傾向に変化する）ように設定されているが、これに限定されず、例えばモータ１２やインバータ１３などの特性あるいは素子特性データなどに応じた適宜の傾向を示すように設定されてもよい。
【００４４】
３相−ｄｑ変換部２６は、各相電流検出部３２により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値と、回転角センサ３１から出力される回転角の検出値とにより、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００４５】
本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このスイッチング回路の制御装置１０の動作例について説明する。
【００４６】
先ず、例えば図１１に示すステップＳ０１においては、モータ１２の回転角および相電流と、電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）を取得する。
次に、ステップＳ０２においては、順方向電流が流れるスイッチング素子（ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れか一方であって、例えばハイ側スイッチング素子）のオンデューティである順方向デューティ（例えば、ハイ側デューティＤｕｔｙＨ）の演算処理を実行する。
【００４７】
次に、ステップＳ０３においては、順方向電流が流れていないスイッチング素子（ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れか他方であって、例えばロー側スイッチング素子）のオンデューティである逆方向デューティ（例えば、ロー側デューティＤｕｔｙＬ）の演算処理を実行する。
次に、ステップＳ０４においては、順方向デューティおよび逆方向デューティの演算結果に応じた各相毎のハイ側およびロー側オンデューティＤｕｔｙＵ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＶ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＷ（Ｈ，Ｌ）を出力し、エンドに進む。
【００４８】
以下に、上述したステップＳ０２における順方向デューティ演算の処理について説明する。
先ず、例えば図１２に示すステップＳ１１においては、モータ１２の目標トルクと回転数と電源電圧とに応じたスイッチング素子の順方向電流を、予め記憶しているマップに対するマップ検索などにより演算する。
次に、ステップＳ１２においては、例えば予め記憶されているデータなどに基づき、順方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイム（例えば、所定の最小デッドタイムなど）を取得する。
次に、ステップＳ１３においては、順方向電流およびデッドタイムに基づき、順方向デューティを演算し、リターンに進む。
【００４９】
以下に、上述したステップＳ０３における逆方向デューティ演算の処理について説明する。
先ず、例えば図１３に示すステップＳ２１においては、前回までのスイッチング周期における順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）の履歴を取得する。
次に、ステップＳ２２においては、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値を演算する。
【００５０】
次に、ステップＳ２３においては、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値と、今回のスイッチング周期での順方向電流の大きさとに基づき、例えば図１０に示すような予め記憶しているマップあるいは数式などを参照して、今回のスイッチング周期での逆方向電流（あるいは、逆方向電流の大きさに対応する逆方向デューティ）を演算する。
【００５１】
次に、ステップＳ２４においては、逆方向電流に基づき逆方向デューティ（例えば、ロー側デューティＤｕｔｙＬ）を演算する。
次に、ステップＳ２５においては、例えば予め記憶されているデータなどに基づき、逆方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイム（例えば、所定の最小デッドタイムなど）を取得する。
【００５２】
次に、ステップＳ２６においては、逆方向デューティリミット処理を行なう。
この処理では、先ず、今回のスイッチング周期での順方向デューティ（例えば、ハイ側デューティＤｕｔｙＨ）と、逆方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイムとに基づき、逆方向デューティに対する所定の上限値（＝１００％−順方向デューティ％−デッドタイム％）を演算する。
そして、逆方向デューティの演算結果が逆方向デューティに対する所定の上限値以下であれば、この演算結果を逆方向デューティとして出力し、リターンに進む。
一方、逆方向デューティの演算結果が逆方向デューティに対する所定の上限値よりも大きい場合には、所定の上限値を逆方向デューティとして出力し、リターンに進む。
【００５３】
例えば図１４（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、モータ１２に３相交流の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが通電される状態において、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが正の場合には順方向電流がハイ側スイッチング素子に流れ、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが負の場合には順方向電流がロー側スイッチング素子に流れる。
そして、例えば図１４（Ｃ）に示すように、スイッチング素子として双方向性のＭＯＳＦＥＴを採用して通常の相補ＰＷＭ制御が実行される第１比較例では、モータ１２の目標トルクと回転数と電源電圧とによって設定される所定の順方向デューティおよび逆方向デューティに応じて、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子が交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動される。
すなわち、一方側のアームのスイッチング素子の順方向デューティと、他方側のアームのスイッチング素子の逆方向デューティとの間には、逆方向デューティ％＝１００％−順方向デューティ％−デッドタイム％の関係が成り立っている。
【００５４】
これに対して、例えば図１４（Ｂ）に示すように、スイッチング素子として双方向性のＭＯＳＦＥＴを採用して、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値に基づいて、今回のスイッチング周期での逆方向デューティが設定される実施例では、この逆方向デューティに応じて転流時のデッドタイムが変更される。
【００５５】
なお、例えば図１４（Ｄ）に示すように、スイッチング素子としてＩＧＢＴを採用して通常の相補ＰＷＭ制御が実行される第２比較例では、スイッチング素子において転流時の逆導通は生じない。
【００５６】
例えば図１５（Ａ），（Ｂ）に示すように、モータ１２の相電流が負となって順方向電流がロー側スイッチング素子に流れる場合において、第１比較例では転流時のデッドタイムが一定であり、ハイ側スイッチング素子に流れる逆方向電流は一定となることに対して、実施例では転流時のデッドタイムが可変となり、ハイ側スイッチング素子に流れる逆方向電流は、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値に応じて変化する。
【００５７】
上述したように、本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０によれば、前回までのスイッチング周期において順方向電流が流れていないスイッチング素子に転流電流（逆方向電流）が流れていた時間、すなわち順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いに応じて、このスイッチング素子のオンデューティを設定することができ、スイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
しかも、スイッチング素子の温度を検出するための特別な検出デバイスを必要とせずに、スイッチング素子の温度を制御することができ、装置構成に要する費用が嵩むことを防止することができる。
【００５８】
さらに、前回までの複数のスイッチング周期における順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティの積算値に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（つまり逆方向デューティ）を設定することから、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いの推定精度を向上させることができ、より一層、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００５９】
さらに、予め記憶しているマップあるいは数式に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いを迅速に推定することができ、制御処理の負荷を低減しつつ、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００６０】
なお、上述した実施の形態において、通電割合演算部２５ａは、前回までの複数のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値に基づいて今回のスイッチング周期での逆方向デューティを設定するとしたが、これに限定されず、前回までの複数のスイッチング周期における逆方向デューティに係る他の値、例えば平均値などであって、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いに係る適宜の値に基づいて今回のスイッチング周期での逆方向デューティを設定してもよい。
【００６１】
なお、上述した実施の形態において、通電割合演算部２５ａは順方向電流が流れていないスイッチング素子の過去のオンデューティの履歴に基づいて逆方向デューティを設定するとしたが、これに限定されず、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れるスイッチング素子は周期的に切り換わることから、今回のスイッチング周期での逆方向デューティを、このスイッチング素子に順方向電流が流れていたときのオンデューティ、つまり順方向電流が流れていたときの発熱度合いも考慮して設定してもよい。
この場合には、例えば、順方向電流が大きくなることに伴い、スイッチング素子の発熱度合いが大きくなるとして、スイッチング素子の発熱度合いの推定精度を向上させることができ、より一層、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００６２】
なお、上述した実施の形態において、通電割合演算部２５ａは、逆方向デューティの積算値および順方向電流と、逆方向電流との所定の対応関係を示すマップあるいは数式に基づいて、今回のスイッチング周期での逆方向電流あるいは逆方向デューティを演算するとしたが、これに限定されず、例えばインバータ１３のスイッチング素子などのチップ温度を推定して、この推定結果に基づき逆方向電流あるいは逆方向デューティを演算してもよい。
【００６３】
以下に、この変形例において、上述した実施の形態のステップＳ０３における逆方向デューティ演算の処理について説明する。
先ず、例えば図１６に示すステップＳ３１においては、前回までのスイッチング周期における逆方向デューティの履歴を取得する。
次に、ステップＳ３２においては、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値を演算する。
【００６４】
次に、ステップＳ３３においては、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値に基づき、インバータ１３のスイッチング素子などのチップ温度を推定する。
この推定処理では、例えば逆方向デューティの積算値とチップ温度の推定値との対応関係を示す所定のマップや数式、あるいは、例えば逆方向デューティの積算値および順方向電流とチップ温度の推定値との対応関係を示す所定のマップや数式、などを参照して、チップ温度の推定値を演算する。
【００６５】
次に、ステップＳ３４においては、例えばチップ温度の推定値および順方向電流と、逆方向電流との対応関係を示す所定のマップや数式などを参照して、逆方向電流を演算する。
次に、ステップＳ３５においては、逆方向電流に基づき逆方向デューティ（例えば、ロー側デューティＤｕｔｙＬ）を演算する。
次に、ステップＳ３６においては、例えば予め記憶されているデータなどに基づき、逆方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイム（例えば、所定の最小デッドタイムなど）を取得する。
【００６６】
次に、ステップＳ３７においては、逆方向デューティリミット処理を行なう。
この処理では、先ず、今回のスイッチング周期での順方向デューティ（例えば、ハイ側デューティＤｕｔｙＨ）と、逆方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイムとに基づき、逆方向デューティに対する所定の上限値（＝１００％−順方向デューティ％−デッドタイム％）を演算する。
そして、逆方向デューティの演算結果が逆方向デューティに対する所定の上限値以下であれば、この演算結果を逆方向デューティとして出力し、リターンに進む。
一方、逆方向デューティの演算結果が逆方向デューティに対する所定の上限値よりも大きい場合には、所定の上限値を逆方向デューティとして出力し、リターンに進む。
【００６７】
この変形例によれば、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いに係るチップ温度の推定値に基づいて、スイッチング素子のオンデューティを、より一層適切に設定することができる。
【符号の説明】
【００６８】
１０ スイッチング回路の制御装置
１２ モータ（負荷）
１３ インバータ
１３ａ ブリッジ回路（スイッチング回路）
１４ 処理装置
２５ ＰＷＭ演算部（デューティ設定手段）
２５ａ 通電割合演算部（積算値算出手段）
３２ 相電流検出部（負荷電流検出手段）
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば電動車両などに搭載され、直流電源から供給される電力を用いてスイッチング回路のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することでモータなどの負荷を駆動させる電圧変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
この電圧変換装置に具備されるスイッチング回路は、高電位側端子に接続されてハイ側アームを構成するハイ側スイッチング素子と、低電位側端子に接続されてロー側アームを構成するロー側スイッチング素子と、各スイッチング素子に逆導通方向に並列に接続される還流ダイオードとにより構成され、ハイ側アームとロー側アームとの接続点にはモータなどの誘導性負荷が接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４３０６２３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記従来技術に係る電圧変換装置に具備されるスイッチング回路において、例えばスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を採用するなどによって、各スイッチング素子がＯＮからＯＦＦへと切り換わるときにスイッチング回路に流れる転流電流（逆方向電流）がスイッチング素子に流れずに還流ダイオードのみに流れるように構成されていると、還流ダイオードでの導通損失が増大し、スイッチング回路全体としての損失が増大してしまう虞がある。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、スイッチング回路の損失を低減させることが可能なスイッチング回路の制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の請求項１に係るスイッチング回路の制御装置は、ハイ側スイッチング素子（例えば、実施の形態での各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）および還流ダイオード（例えば、実施の形態での各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ）を逆並列に接続してなるハイ側アームと、ロー側スイッチング素子（例えば、実施の形態での各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）および還流ダイオード（例えば、実施の形態での各還流ダイオードＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬ）を逆並列に接続してなるロー側アームとを、直列に接続して構成されるスイッチング回路の制御装置であって、所定のスイッチング周期において、前記ハイ側スイッチング素子のオンデューティと前記ロー側スイッチング素子のオンデューティとを独立に設定可能なデューティ設定手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ演算部２５）を備え、前記デューティ設定手段は、前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを、該スイッチング素子の前回までの前記スイッチング周期における前記オンデューティに基づいて設定する。
【０００７】
さらに、本発明の請求項２に係るスイッチング回路の制御装置は、前回までの複数の前記スイッチング周期における前記オンデューティの積算値を算出する積算値算出手段（例えば、実施の形態での通電割合演算部２５ａ）を備え、前記デューティ設定手段は、前記積算値算出手段によって算出された前記オンデューティの前記積算値に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する。
【０００８】
さらに、本発明の請求項３に係るスイッチング回路の制御装置は、前記ハイ側アームおよび前記ロー側アームの接続点に接続された負荷（例えば、実施の形態でのモータ１２）に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段（例えば、実施の形態での各相電流検出部３２）を備え、前記デューティ設定手段は、前記負荷電流検出手段によって検出された前記負荷電流に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する。
【０００９】
さらに、本発明の請求項４に係るスイッチング回路の制御装置では、前記デューティ設定手段は、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティに係るマップあるいは数式を記憶しており、該マップあるいは数式に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の請求項１に係るスイッチング回路の制御装置によれば、前回までのスイッチング周期において順方向電流が流れていないスイッチング素子（つまり、転流電流が流れる還流ダイオードに並列に接続されたスイッチング素子）に転流電流（逆方向電流）が流れていた時間、すなわち順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いに応じて、このスイッチング素子のオンデューティを設定することができ、スイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
しかも、スイッチング素子の温度を検出するための特別な検出デバイスを必要とせずに、スイッチング素子の温度を制御することができ、装置構成に要する費用が嵩むことを防止することができる。
【００１１】
さらに、本発明の請求項２に係るスイッチング回路の制御装置によれば、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いの推定精度を向上させることができ、より一層、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００１２】
さらに、本発明の請求項３に係るスイッチング回路の制御装置によれば、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れるスイッチング素子は周期的に切り換わることから、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティを、このスイッチング素子に順方向電流が流れていたときの発熱度合いも考慮して設定することができる。
例えば、順方向電流が大きくなることに伴い、スイッチング素子の発熱度合いが大きくなるとして、スイッチング素子の発熱度合いの推定精度を向上させることができ、より一層、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００１３】
さらに、本発明の請求項４に係るスイッチング回路の制御装置によれば、予め記憶しているマップあるいは数式に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いを迅速に推定することができ、制御処理の負荷を低減しつつ、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の構成図である。
【図３】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるモータの目標トルクと回転数と順方向電流との対応関係の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオン／オフの状態の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子および還流ダイオードに流れる電流の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置において、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のみに電流が流れる場合と、還流ダイオードのみに電流が流れる場合と、逆並列に接続されたスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）および還流ダイオードの両方に電流が流れる場合とに対する電流−電圧特性の例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置において、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の過去のオンデューティの履歴の例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオン／オフの状態の例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および比較例における電流の通電状態の例を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の前回までの複数のスイッチング周期における順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティの積算値と、順方向電流と、逆方向電流との対応関係の一例を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図１２】図１１に示す順方向デューティの演算処理を示すフローチャートである。
【図１３】図１１に示す逆方向デューティの演算処理を示すフローチャートである。
【図１４】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および第１比較例および第２比較例における電流波形の例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および第１比較例における電流波形の例を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態の変形例に係るスイッチング回路の制御装置の動作、特に、逆方向デューティの演算処理を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の一実施形態に係るスイッチング回路の制御装置について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０は、例えば車両に搭載され、図１および図２に示すように、バッテリ１１を直流電源として３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を制御するインバータ１３と、処理装置１４とを備えて構成されている。
【００１６】
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、双方向性のＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路（スイッチング回路）１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
【００１７】
このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。
そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１１の正極側端子に接続されてハイ側アームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１１の接地された負極側端子に接続されてロー側アームを構成している。
そして、各相毎に、ハイ側アームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはロー側アームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００１８】
つまり、ブリッジ回路１３ａは、各相毎にハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）および還流ダイオード（各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ）を逆並列に接続（すなわち、双方向導通型のハイ側スイッチング素子と、該ハイ側スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する還流ダイオードとを並列に接続）してなるハイ側アームと、各相毎にロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）および還流ダイオード（各還流ダイオードＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬ）を逆並列に接続（すなわち、双方向導通型のロー側スイッチング素子と、該ロー側スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する還流ダイオードとを並列に接続）してなるロー側アームとが、各相毎に直列に接続されて構成されている。
そして、各相毎に、ハイ側アームおよびロー側アームの接続点にモータ１２のステータ巻線１２ａが接続されている。
【００１９】
インバータ１３は、例えばモータ１２の駆動時において、処理装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替える。これによって、バッテリ１１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線１２ａへの通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線１２ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００２０】
一方、例えばモータ１２の回生時において、インバータ１３は、モータ１２の回転角に基づいて同期がとられて処理装置１４から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、モータ１２から出力される３相交流電力を直流電力に変換してバッテリ１１に充電可能である。
【００２１】
処理装置１４は、例えば、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなうものであり、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算する。そして、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。
【００２２】
処理装置１４は、例えば、電流指令演算部２１と、差分演算部２２と、電流フィードバック演算部２３と、ｄｑ−３相変換部２４と、ＰＷＭ演算部２５と、３相−ｄｑ変換部２６とを備えて構成されている。
【００２３】
電流指令演算部２１は、モータ１２の目標トルクと回転数とに基づき、インバータ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上での目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとして差分演算部２２へ出力されている。
【００２４】
なお、モータ１２の回転数は、例えば、回転子（図示略）の回転角（例えば、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）を検出する回転角センサ３１から出力される検出値に基づき算出されてもよいし、あるいは、回転子（図示略）の回転数を検出する回転数センサ（図示略）により検出されてもよい。
【００２５】
電流指令演算部２１は、例えば図３に示すように、予めモータ１２の目標トルクと回転数とスイッチング素子の順方向電流との所定の対応関係を示すマップなどのデータを複数の異なる電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）毎に対応付けて記憶している。
そして、電流指令演算部２１は、モータ１２の目標トルクと回転数と電源電圧とに応じたスイッチング素子の順方向電流を、予め記憶しているマップに対するマップ検索などにより取得し、この順方向電流に応じた目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算する。
【００２６】
なお、例えば図３に示す適宜の電源電圧Ａに対する所定のマップでは、目標トルクの増大あるいは回転数の増大あるいは電源電圧の低下に伴い、順方向電流が増大傾向に変化するように設定されているが、これに限定されず、例えばモータ１２やインバータ１３などの特性あるいは素子特性データなどに応じた適宜の傾向を示すように設定されてもよい。
【００２７】
また、回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばモータ１２の回転子（図示略）に具備される永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、回転子の回転位相に同期して回転している。
これにより、インバータ１３からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号である目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃを与えるようになっている。
【００２８】
差分演算部２２は、電流指令演算部２１から出力される目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃと３相−ｄｑ変換部２６から出力されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの各偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを算出する。
電流フィードバック演算部２３は、例えばＰＩＤ（比例積分微分）動作などにより、各偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。
【００２９】
ｄｑ−３相変換部２４は、モータ１２の回転子（図示略）の回転角を検出する回転角センサ３１から出力される回転角の検出値により、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗに変換する。
【００３０】
ＰＷＭ演算部２５は、例えばモータ１２の駆動時には、各相のステータ巻線１２ａに交流の正弦波状のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電するために、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。
【００３１】
ＰＷＭ演算部２５は、ハイ側アームおよびロー側アームの各スイッチング素子のオンデューティを独立に設定可能である。
ＰＷＭ演算部２５は、例えば図４に示すように、いわゆる相補ＰＷＭ（パルス幅変調）によってブリッジ回路１３ａのハイ側アームおよびロー側アームの各スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動させる。そして、各相毎のハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオンの比率は、各相毎のハイ側およびロー側オンデューティＤｕｔｙＵ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＶ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＷ（Ｈ，Ｌ）により設定されている。
【００３２】
これにより、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンおよびロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオフの状態と、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオフおよびロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンの状態とが、交互に切り替えられる。
【００３３】
そして、例えば図５に示すように、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンにおいてハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に順方向電流が流れる場合には、ロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンにおいてロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に逆方向電流が流れると共に、このロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に逆並列に接続されている還流ダイオード（２）に転流電流が流れる。
【００３４】
一方、ロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンにおいてロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に順方向電流が流れる場合には、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンにおいてハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に逆方向電流が流れると共に、このハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に逆並列に接続されている還流ダイオード（１）に転流電流が流れる。
【００３５】
なお、例えば図５に示すように、順方向電流が流れていないスイッチング素子（つまり、転流電流が流れている還流ダイオードに並列に接続されたスイッチング素子）のオンの状態において、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合には、例えば図６に示すように、転流電流（逆方向電流）がスイッチング素子のみ、あるいは還流ダイオードのみに流れる場合に比べて、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの合成抵抗が小さくなることに伴って、スイッチング回路全体としての損失を低減させることができる。
【００３６】
そして、ＰＷＭ演算部２５は、各相電流検出部３２により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づき、所定のスイッチング周期においてハイ側スイッチング素子のオンデューティ（オンの比率）とロー側スイッチング素子のオンデューティ（オンの比率）とを独立に設定可能な通電割合演算部２５ａを備えている。
【００３７】
通電割合演算部２５ａは、ハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）およびロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子（つまり、転流電流が流れている還流ダイオードに並列に接続されたスイッチング素子）のオンデューティ（逆方向デューティ）を、該スイッチング素子の前回までのスイッチング周期におけるオンデューティ（例えば、前回までの複数のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値など）に基づいて設定する。
【００３８】
つまり、ハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）およびロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）のうち順方向電流が流れるスイッチング素子のオンデューティは、電流指令演算部２１によってモータ１２の目標トルクと回転数と電源電圧とに応じて設定されることに対して、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティは、通電割合演算部２５ａによってスイッチング素子と還流ダイオードとの転流電流（逆方向電流）の通電割合に応じて設定される。
【００３９】
例えば図７に示す複数のスイッチング周期において、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティは、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）の積算値に基づいて設定される。
【００４０】
なお、通電割合演算部２５ａによって設定される順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（ＳＷ２＿Ｔｏｎ）には所定の上限値が設定されており、この上限値は、順方向電流が流れるスイッチング素子のオンデューティ（ＳＷ１＿Ｔｏｎ）およびデッドタイム（Ｔｄｅａｄ）に応じた値（＝１００％−ＳＷ１＿Ｔｏｎ％−Ｔｄｅａｄ％）である。
これにより、通電割合演算部２５ａによって設定される順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（ＳＷ２＿Ｔｏｎ）は、例えば図８に示すように、ゼロから所定の上限値までの間の適宜の値（例えば、ａ％，ｂ％，ｃ％など）となるように設定される。
【００４１】
これにより、例えば図９（Ａ）に示すようにスイッチング素子としてＩＧＢＴを採用する比較例では、スイッチング素子のオンであってもスイッチング素子に逆方向電流が流れずに還流ダイオードのみに転流電流が流れることに対して、例えば図９（Ｂ），（Ｃ）に示すようにスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを採用する実施例では、通電割合演算部２５ａによって設定される通電割合でスイッチング素子と還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる。
【００４２】
通電割合演算部２５ａは、例えば、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）に係るマップあるいは数式を記憶しており、該マップあるいは数式に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）を設定することにより、スイッチング素子と還流ダイオードとの転流電流（逆方向電流）の通電割合を調整する。
【００４３】
なお、例えば図１０に示す適宜の電源電圧Ａに対する所定のマップでは、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）の積算値の増大あるいは順方向電流の増大に伴い、逆方向電流（逆方向デューティ）が低下傾向に変化する（すなわち、転流電流のスイッチング素子への通電割合が還流ダイオードへの通電割合に対して低下傾向に変化する）ように設定されているが、これに限定されず、例えばモータ１２やインバータ１３などの特性あるいは素子特性データなどに応じた適宜の傾向を示すように設定されてもよい。
【００４４】
３相−ｄｑ変換部２６は、各相電流検出部３２により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値と、回転角センサ３１から出力される回転角の検出値とにより、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００４５】
本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このスイッチング回路の制御装置１０の動作例について説明する。
【００４６】
先ず、例えば図１１に示すステップＳ０１においては、モータ１２の回転角および相電流と、電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）を取得する。
次に、ステップＳ０２においては、順方向電流が流れるスイッチング素子（ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れか一方であって、例えばハイ側スイッチング素子）のオンデューティである順方向デューティ（例えば、ハイ側デューティＤｕｔｙＨ）の演算処理を実行する。
【００４７】
次に、ステップＳ０３においては、順方向電流が流れていないスイッチング素子（ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れか他方であって、例えばロー側スイッチング素子）のオンデューティである逆方向デューティ（例えば、ロー側デューティＤｕｔｙＬ）の演算処理を実行する。
次に、ステップＳ０４においては、順方向デューティおよび逆方向デューティの演算結果に応じた各相毎のハイ側およびロー側オンデューティＤｕｔｙＵ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＶ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＷ（Ｈ，Ｌ）を出力し、エンドに進む。
【００４８】
以下に、上述したステップＳ０２における順方向デューティ演算の処理について説明する。
先ず、例えば図１２に示すステップＳ１１においては、モータ１２の目標トルクと回転数と電源電圧とに応じたスイッチング素子の順方向電流を、予め記憶しているマップに対するマップ検索などにより演算する。
次に、ステップＳ１２においては、例えば予め記憶されているデータなどに基づき、順方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイム（例えば、所定の最小デッドタイムなど）を取得する。
次に、ステップＳ１３においては、順方向電流およびデッドタイムに基づき、順方向デューティを演算し、リターンに進む。
【００４９】
以下に、上述したステップＳ０３における逆方向デューティ演算の処理について説明する。
先ず、例えば図１３に示すステップＳ２１においては、前回までのスイッチング周期における順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（逆方向デューティ）の履歴を取得する。
次に、ステップＳ２２においては、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値を演算する。
【００５０】
次に、ステップＳ２３においては、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値と、今回のスイッチング周期での順方向電流の大きさとに基づき、例えば図１０に示すような予め記憶しているマップあるいは数式などを参照して、今回のスイッチング周期での逆方向電流（あるいは、逆方向電流の大きさに対応する逆方向デューティ）を演算する。
【００５１】
次に、ステップＳ２４においては、逆方向電流に基づき逆方向デューティ（例えば、ロー側デューティＤｕｔｙＬ）を演算する。
次に、ステップＳ２５においては、例えば予め記憶されているデータなどに基づき、逆方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイム（例えば、所定の最小デッドタイムなど）を取得する。
【００５２】
次に、ステップＳ２６においては、逆方向デューティリミット処理を行なう。
この処理では、先ず、今回のスイッチング周期での順方向デューティ（例えば、ハイ側デューティＤｕｔｙＨ）と、逆方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイムとに基づき、逆方向デューティに対する所定の上限値（＝１００％−順方向デューティ％−デッドタイム％）を演算する。
そして、逆方向デューティの演算結果が逆方向デューティに対する所定の上限値以下であれば、この演算結果を逆方向デューティとして出力し、リターンに進む。
一方、逆方向デューティの演算結果が逆方向デューティに対する所定の上限値よりも大きい場合には、所定の上限値を逆方向デューティとして出力し、リターンに進む。
【００５３】
例えば図１４（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、モータ１２に３相交流の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが通電される状態において、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが正の場合には順方向電流がハイ側スイッチング素子に流れ、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが負の場合には順方向電流がロー側スイッチング素子に流れる。
そして、例えば図１４（Ｃ）に示すように、スイッチング素子として双方向性のＭＯＳＦＥＴを採用して通常の相補ＰＷＭ制御が実行される第１比較例では、モータ１２の目標トルクと回転数と電源電圧とによって設定される所定の順方向デューティおよび逆方向デューティに応じて、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子が交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動される。
すなわち、一方側のアームのスイッチング素子の順方向デューティと、他方側のアームのスイッチング素子の逆方向デューティとの間には、逆方向デューティ％＝１００％−順方向デューティ％−デッドタイム％の関係が成り立っている。
【００５４】
これに対して、例えば図１４（Ｂ）に示すように、スイッチング素子として双方向性のＭＯＳＦＥＴを採用して、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値に基づいて、今回のスイッチング周期での逆方向デューティが設定される実施例では、この逆方向デューティに応じて転流時のデッドタイムが変更される。
【００５５】
なお、例えば図１４（Ｄ）に示すように、スイッチング素子としてＩＧＢＴを採用して通常の相補ＰＷＭ制御が実行される第２比較例では、スイッチング素子において転流時の逆導通は生じない。
【００５６】
例えば図１５（Ａ），（Ｂ）に示すように、モータ１２の相電流が負となって順方向電流がロー側スイッチング素子に流れる場合において、第１比較例では転流時のデッドタイムが一定であり、ハイ側スイッチング素子に流れる逆方向電流は一定となることに対して、実施例では転流時のデッドタイムが可変となり、ハイ側スイッチング素子に流れる逆方向電流は、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値に応じて変化する。
【００５７】
上述したように、本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０によれば、前回までのスイッチング周期において順方向電流が流れていないスイッチング素子に転流電流（逆方向電流）が流れていた時間、すなわち順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いに応じて、このスイッチング素子のオンデューティを設定することができ、スイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
しかも、スイッチング素子の温度を検出するための特別な検出デバイスを必要とせずに、スイッチング素子の温度を制御することができ、装置構成に要する費用が嵩むことを防止することができる。
【００５８】
さらに、前回までの複数のスイッチング周期における順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティの積算値に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンデューティ（つまり逆方向デューティ）を設定することから、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いの推定精度を向上させることができ、より一層、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００５９】
さらに、予め記憶しているマップあるいは数式に基づいて、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いを迅速に推定することができ、制御処理の負荷を低減しつつ、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００６０】
なお、上述した実施の形態において、通電割合演算部２５ａは、前回までの複数のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値に基づいて今回のスイッチング周期での逆方向デューティを設定するとしたが、これに限定されず、前回までの複数のスイッチング周期における逆方向デューティに係る他の値、例えば平均値などであって、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いに係る適宜の値に基づいて今回のスイッチング周期での逆方向デューティを設定してもよい。
【００６１】
なお、上述した実施の形態において、通電割合演算部２５ａは順方向電流が流れていないスイッチング素子の過去のオンデューティの履歴に基づいて逆方向デューティを設定するとしたが、これに限定されず、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れるスイッチング素子は周期的に切り換わることから、今回のスイッチング周期での逆方向デューティを、このスイッチング素子に順方向電流が流れていたときのオンデューティ、つまり順方向電流が流れていたときの発熱度合いも考慮して設定してもよい。
この場合には、例えば、順方向電流が大きくなることに伴い、スイッチング素子の発熱度合いが大きくなるとして、スイッチング素子の発熱度合いの推定精度を向上させることができ、より一層、的確にスイッチング素子の発熱を抑制し、熱損傷の発生を防止することができる。
【００６２】
なお、上述した実施の形態において、通電割合演算部２５ａは、逆方向デューティの積算値および順方向電流と、逆方向電流との所定の対応関係を示すマップあるいは数式に基づいて、今回のスイッチング周期での逆方向電流あるいは逆方向デューティを演算するとしたが、これに限定されず、例えばインバータ１３のスイッチング素子などのチップ温度を推定して、この推定結果に基づき逆方向電流あるいは逆方向デューティを演算してもよい。
【００６３】
以下に、この変形例において、上述した実施の形態のステップＳ０３における逆方向デューティ演算の処理について説明する。
先ず、例えば図１６に示すステップＳ３１においては、前回までのスイッチング周期における逆方向デューティの履歴を取得する。
次に、ステップＳ３２においては、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値を演算する。
【００６４】
次に、ステップＳ３３においては、前回までの過去所定回数（例えば、５回など）のスイッチング周期における逆方向デューティの積算値に基づき、インバータ１３のスイッチング素子などのチップ温度を推定する。
この推定処理では、例えば逆方向デューティの積算値とチップ温度の推定値との対応関係を示す所定のマップや数式、あるいは、例えば逆方向デューティの積算値および順方向電流とチップ温度の推定値との対応関係を示す所定のマップや数式、などを参照して、チップ温度の推定値を演算する。
【００６５】
次に、ステップＳ３４においては、例えばチップ温度の推定値および順方向電流と、逆方向電流との対応関係を示す所定のマップや数式などを参照して、逆方向電流を演算する。
次に、ステップＳ３５においては、逆方向電流に基づき逆方向デューティ（例えば、ロー側デューティＤｕｔｙＬ）を演算する。
次に、ステップＳ３６においては、例えば予め記憶されているデータなどに基づき、逆方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイム（例えば、所定の最小デッドタイムなど）を取得する。
【００６６】
次に、ステップＳ３７においては、逆方向デューティリミット処理を行なう。
この処理では、先ず、今回のスイッチング周期での順方向デューティ（例えば、ハイ側デューティＤｕｔｙＨ）と、逆方向電流が流れるスイッチング素子に対するデッドタイムとに基づき、逆方向デューティに対する所定の上限値（＝１００％−順方向デューティ％−デッドタイム％）を演算する。
そして、逆方向デューティの演算結果が逆方向デューティに対する所定の上限値以下であれば、この演算結果を逆方向デューティとして出力し、リターンに進む。
一方、逆方向デューティの演算結果が逆方向デューティに対する所定の上限値よりも大きい場合には、所定の上限値を逆方向デューティとして出力し、リターンに進む。
【００６７】
この変形例によれば、順方向電流が流れていないスイッチング素子の発熱度合いに係るチップ温度の推定値に基づいて、スイッチング素子のオンデューティを、より一層適切に設定することができる。
【符号の説明】
【００６８】
１０ スイッチング回路の制御装置
１２ モータ（負荷）
１３ インバータ
１３ａ ブリッジ回路（スイッチング回路）
１４ 処理装置
２５ ＰＷＭ演算部（デューティ設定手段）
２５ａ 通電割合演算部（積算値算出手段）
３２ 相電流検出部（負荷電流検出手段）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイ側スイッチング素子および還流ダイオードを逆並列に接続してなるハイ側アームと、ロー側スイッチング素子および還流ダイオードを逆並列に接続してなるロー側アームとを、直列に接続して構成されるスイッチング回路の制御装置であって、
所定のスイッチング周期において、前記ハイ側スイッチング素子のオンデューティと前記ロー側スイッチング素子のオンデューティとを独立に設定可能なデューティ設定手段を備え、
前記デューティ設定手段は、
前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを、該スイッチング素子の前回までの前記スイッチング周期における前記オンデューティに基づいて設定する
ことを特徴とするスイッチング回路の制御装置。
【請求項２】
前回までの複数の前記スイッチング周期における前記オンデューティの積算値を算出する積算値算出手段を備え、
前記デューティ設定手段は、前記積算値算出手段によって算出された前記オンデューティの前記積算値に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング回路の制御装置。
【請求項３】
前記ハイ側アームおよび前記ロー側アームの接続点に接続された負荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段を備え、
前記デューティ設定手段は、前記負荷電流検出手段によって検出された前記負荷電流に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング回路の制御装置。
【請求項４】
前記デューティ設定手段は、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティに係るマップあるいは数式を記憶しており、該マップあるいは数式に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する
ことを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１つに記載のスイッチング回路の制御装置。
【請求項１】
ハイ側スイッチング素子および還流ダイオードを逆並列に接続してなるハイ側アームと、ロー側スイッチング素子および還流ダイオードを逆並列に接続してなるロー側アームとを、直列に接続して構成されるスイッチング回路の制御装置であって、
所定のスイッチング周期において、前記ハイ側スイッチング素子のオンデューティと前記ロー側スイッチング素子のオンデューティとを独立に設定可能なデューティ設定手段を備え、
前記デューティ設定手段は、
前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子のうち順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを、該スイッチング素子の前回までの前記スイッチング周期における前記オンデューティに基づいて設定する
ことを特徴とするスイッチング回路の制御装置。
【請求項２】
前回までの複数の前記スイッチング周期における前記オンデューティの積算値を算出する積算値算出手段を備え、
前記デューティ設定手段は、前記積算値算出手段によって算出された前記オンデューティの前記積算値に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング回路の制御装置。
【請求項３】
前記ハイ側アームおよび前記ロー側アームの接続点に接続された負荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段を備え、
前記デューティ設定手段は、前記負荷電流検出手段によって検出された前記負荷電流に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング回路の制御装置。
【請求項４】
前記デューティ設定手段は、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティに係るマップあるいは数式を記憶しており、該マップあるいは数式に基づいて、前記順方向電流が流れていないスイッチング素子の前記オンデューティを設定する
ことを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１つに記載のスイッチング回路の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１３−２１８６９（Ｐ２０１３−２１８６９Ａ）
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５４８０７（Ｐ２０１１−１５４８０７）
【出願日】平成２３年７月１３日（２０１１．７．１３）
【出願人】（０００００５３２６）本田技研工業株式会社 (23,863)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月１３日（２０１１．７．１３）
【出願人】（０００００５３２６）本田技研工業株式会社 (23,863)
【Ｆターム（参考）】
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