デジタル伝送方式の復号器及び受信装置
【課題】複数の振幅レベルを有する多様な変調方式に対して、伝送特性を改善する。
【解決手段】復号器（２６）は、伝送路を通過した信号から既知情報である伝送信号点配置信号の信号点を抽出する伝送信号点配置信号抽出部（２５２）と、前記伝送信号点配置信号の信号点を平均化した伝送信号点配置信号の平均点を生成する伝送信号点配置信号平均化部（２５３）と、前記伝送路を通過した信号を、前記伝送信号点配置信号の平均点を目標集束点として、伝送路で生じる波形歪みを抑圧した適応等化信号を生成する適応等化部（２５６）と、前記適応等化信号の誤りを訂正する誤り訂正復号部（２５１）とを備える。
【解決手段】復号器（２６）は、伝送路を通過した信号から既知情報である伝送信号点配置信号の信号点を抽出する伝送信号点配置信号抽出部（２５２）と、前記伝送信号点配置信号の信号点を平均化した伝送信号点配置信号の平均点を生成する伝送信号点配置信号平均化部（２５３）と、前記伝送路を通過した信号を、前記伝送信号点配置信号の平均点を目標集束点として、伝送路で生じる波形歪みを抑圧した適応等化信号を生成する適応等化部（２５６）と、前記適応等化信号の誤りを訂正する誤り訂正復号部（２５１）とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、衛星伝送路等で発生する歪を補償する、デジタル伝送方式の復号器及び受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
デジタル伝送方式では、各サービスで利用可能な周波数帯域幅において、より多くの情報が伝送可能となるように、一般に多値変調方式が用いられる。周波数利用効率を高めるには、変調信号１シンボル当たりに割り当てるビット数（変調多値数）を多くする必要があるが、周波数１Ｈｚあたりに伝送可能な情報速度の上限値と信号対雑音比の関係はシャノン限界で制限される。
【０００３】
衛星伝送路を用いた情報の伝送形態の一例として、衛星デジタル放送が挙げられる。例えば、図９に示すように、送信装置１０からの変調波信号は、衛星中継器３０を介して受信装置２０に伝送される。このような衛星デジタル放送において、衛星中継器３０は、主に、入力マルチプレクサフィルタ（以下、ＩＭＵＸフィルタと称する）３１、進行波管増幅器（以下、ＴＷＴＡと称する）３２、及び出力マルチプレクサフィルタ（以下、ＯＭＵＸフィルタと称する）３３からなり、ＩＭＵＸフィルタ３１によって１チャンネル分ごとに帯域抽出を行い、ＴＷＴＡ３２により利得制御を行って、ＯＭＵＸフィルタ３３で不要周波数成分を抑圧する。
【０００４】
このように、衛星中継器３０には、ハードウェアの制限上、電力効率のよいＴＷＴＡ３２がよく用いられる。また、限られた衛星中継器３０のハードウェア制限を最大限生かすため、衛星中継器３０の出力が最大となるように飽和領域でＴＷＴＡ３２を動作させることが望ましい。しかし、ＴＷＴＡ３２で発生する歪は伝送劣化につながるため、送信装置１０及び受信装置２０の伝送信号には、ＴＷＴＡ３２で発生する歪で生じる伝送劣化に強い変調方式として、位相変調がよく利用される。
【０００５】
現在、日本では衛星デジタル放送の伝送方式としてＩＳＤＢ−Ｓとよばれる伝送方式が用いられ、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫといった位相変調が利用可能である。また、欧州の伝送方式であるＤＶＢ−Ｓ２では振幅位相変調（ＡＰＳＫ）という振幅位相変調を利用し、さらなる周波数利用効率の改善を図った変調方式の実用化が成されている。例えば、１６ＡＰＳＫであれば周波数利用効率は最大４ｂｐｓ／Ｈｚであり、３２ＡＰＳＫであれば最大５ｂｐｓ／Ｈｚで伝送することが可能である。
【０００６】
現在利用されている衛星デジタル放送では、誤り訂正符号を用いた受信機における情報訂正が行われている。パリティビットと呼ばれる冗長信号を送るべき情報に付加することで信号の冗長度（符号化率）を制御し、雑音に対する耐性を上げる事が可能である。誤り訂正符号と変調方式は密接に関わっており、冗長度を加味した周波数利用効率と信号対雑音比の関係はシャノン限界で定義される。シャノン限界に迫る性能を有する強力な誤り訂正符号の一つとしてＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号が１９６２年にギャラガーによって提案されている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００７】
ＬＤＰＣ符号は、非常に疎な検査行列Ｈ（検査行列の要素が０と１からなり、かつ１の数が非常に少ない）により定義される線形符号である。また、ＬＤＰＣ符号は、符号長を大きくして適切な検査行列を用いることにより、シャノン限界に迫る伝送特性が得られる強力な誤り訂正符号であり、欧州の新しい衛星放送規格であるＤＶＢ−Ｓ２や広帯域無線アクセス規格ＩＥＥＥ８０２．１６ｅにおいてもＬＤＰＣ符号が採用されている。多値位相変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせることで、より高い周波数利用効率の伝送が可能となってきている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】R.G gallager“Low density parity check codes，”in Research Monograph series Cambridge， MIT Press, 1963年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記ＬＤＰＣ符号等強力な誤り訂正符号は白色雑音に対する訂正能力は優れているものの、衛星伝送路固有の歪に対する信号劣化に対する訂正能力は十分ではない。特に１６ＡＰＳＫや３２ＡＰＳＫといった振幅位相変調を衛星伝送路に用いる場合、衛星中継器や地球局で用いるＴＷＴＡ等の増幅器で生じる波形歪による信号劣化が位相変調に比べ、より大きく発生する。一般的に、増幅器で発生する波形歪を抑える方法としては、飽和領域から出力レベルを下げる事で増幅器をより線形領域で動作させる手法がとられる。しかし、歪による伝送劣化は収まる一方で、衛星中継器出力が低下し、地上における受信信号の低下につながってしまう。したがって、衛星放送等で振幅位相変調を適用するには、衛星出力を低下させることなく信号を伝送可能な、歪による伝送劣化に強い伝送方式が求められる。
【００１０】
本発明の目的は、上記問題を解決するため、衛星放送等で振幅位相変調を適用する場合であっても、伝送特性を改善し、衛星出力を低下させることなく信号を伝送可能な、歪による伝送劣化に強いデジタル伝送方式の復号器及び受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、本発明に係る復号器は、デジタル伝送の波形等化後の誤りを訂正する復号器であって、伝送路を通過した信号から既知情報である伝送信号点配置信号の信号点を抽出する伝送信号点配置信号抽出部と、前記伝送信号点配置信号の信号点を平均化した伝送信号点配置信号の平均点を生成する伝送信号点配置信号平均化部と、前記伝送路を通過した信号を、前記伝送信号点配置信号の平均点を目標集束点として、伝送路で生じる波形歪みを抑圧した適応等化信号を生成する適応等化部と、前記適応等化信号の誤りを訂正する誤り訂正復号部と、を備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明に係る復号器において、前記誤り訂正復号部は、前記伝送信号点配置信号の平均点から算出した復号器出力対数尤度比を用いてＬＤＰＣ復号する手段を有することを特徴とする。
【００１３】
更に、本発明に係る受信装置は、上述した復号器を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、複数の振幅レベルを有する多様な変調方式に対して、伝送路歪みを低減させ、伝送特性を改善することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明による一実施例の復号器の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明による一実施例の復号器の適応等化部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明による一実施例の復号器の動作を示すフローチャートである。
【図４】適応等化部を有さない復号器の構成を示すブロック図である。
【図５】３２ＡＰＳＫにおける目標収束点の設定を説明する図である。
【図６】３２ＡＰＳＫにおける衛星伝送路通過後の信号点を示す図である。
【図７】３２ＡＰＳＫにおける適応等化後のコンスタレーションを示す図である。
【図８】本発明による一実施例の受信装置を用いた、３２ＡＰＳＫ符号化率４／５におけるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。
【図９】高度衛星放送方式における伝送形態の一例を示す図である。
【図１０】高度衛星放送方式における送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】高度衛星放送方式における従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】高度衛星放送方式における変調波信号形式の例を示す図である。
【図１３】３２ＡＰＳＫにおける伝送信号点配置信号の一送信形態例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
はじめに、本発明の理解を容易にするために、ＬＤＰＣ符号を用いた高度衛星放送方式の送信装置１０及び受信装置２０の概略構成を簡潔に説明する。なお、説明の簡略化のため、本発明に係る部分のみを説明するが、高度衛星放送方式の送信装置１０及び受信装置２０は、ＬＤＰＣ符号を他の訂正符号方式に置き換えたり、又は併用したり、更にはインタリーバを適宜組み合わせて用いることができる。
【００１７】
（送信装置）
図１０は、高度衛星放送方式における従来からの送信装置の構成を示すブロック図である。この送信装置１０は、フレーム生成部１１と、ＬＤＰＣ符号化部１２と、エネルギー拡散部１３と、マッピング部１４と、時分割多重／直交変調部１５とを備える。即ち、送信装置１０は、データストリームを送信する場合に、後述する図１２における複数スロットの多重フレームの信号を生成してから変調波信号を生成するまでの一連の処理を行う。
【００１８】
フレーム生成部１１は、ＬＤＰＣ符号化部１２とともに機能して、ＬＤＰＣパリティを生成する。従って、フレーム生成部１１及びＬＤＰＣ符号化部１２は、後述する図１２における複数スロットのフレームを生成し、エネルギー拡散部１３に出力する。なお、フレーム生成部１１により生成される多重フレームは、スロット数、ダミーの量、スロット長、同期信号ビット長、伝送信号点配置信号ビット長、ＴＭＣＣ信号ビット長、及びパリティビット長が予め定められた数になるように生成される。
【００１９】
ＬＤＰＣ符号化部１２は、データ及び伝送制御信号に対して、所定の周期のＬＤＰＣ符号化を施す。ＬＤＰＣ符号化の具体的な方法は既知であり、かつ本願の主題ではないため更なる説明を割愛する。
【００２０】
エネルギー拡散部１３は、それぞれ多重フレームの所定数のスロットを入力し、これらのデータ等の全体に対して、エネルギー拡散（ビットランダム化）を行う。ビットランダム化した信号は、同期信号及び伝送信号点配置信号を適宜挿入しながら、各種変調方式（ＢＰＳＫ，ＡＰＳＫ等）に応じて切り換えられ、マッピング部１４（変調方式に応じた複数のマッピング）に入力される。
【００２１】
マッピング部１４は、ＴＭＣＣ同期で指定された変調方式に従ってマッピングを行う。
【００２２】
時分割多重／直交変調部１５は、フレーム単位の時分割多重を行い、直交変調を施して、変調波信号を生成する。
【００２３】
（受信装置）
図１１は、高度衛星放送方式における従来からの受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置２０は、チャンネル選択部２１と、直交検波部２２と、伝送制御信号復号部２３と、エネルギー逆拡散部２４と、ＬＤＰＣ復号器２５とを備えている。
【００２４】
チャンネル選択部２１は、送信装置１０からの変調波信号を受信し、所定の周波数帯のチャンネルを選択し、そのチャンネルの信号を直交検波部２２で扱う所定の周波数の信号に変換にする。例えば、変調波信号が衛星放送波であれば、１２ＧＨｚ帯の放送波（変調波信号）をＢＳアンテナで受信し、既知の周波数変換器（図示せず）を用いて１ＧＨｚ帯のＢＳ−ＩＦ信号に変換する。
【００２５】
直交検波部２２は、チャンネル選択部２１により選択されたチャンネルの所定の周波数の信号（例えばＢＳ−ＩＦ信号）を入力し、同期ベースバンド信号に変換する。
【００２６】
伝送制御信号復号部２３は、直交検波部２２により変換された同期ベースバンド信号を入力し、まずＴＭＣＣ信号の同期バイトを検出し、これを基準として、周期的に多重されているＢＰＳＫ変調波である位相基準バースト信号の位置も検出する。また、ＴＭＣＣ信号により伝送される変調方式・誤り訂正の情報についてのＴＭＣＣ情報の復号処理も行う。伝送制御信号復号部２３により復号された伝送制御情報（変調方式・誤り訂正のＴＭＣＣ情報）は、エネルギー逆拡散部２４及びＬＤＰＣ復号器２５に入力される。
【００２７】
エネルギー逆拡散部２４は、送信装置１０のエネルギー拡散部１３において擬似ランダム符号がＭＯＤ２により加算された処理を元に戻すため、再度同じ擬似ランダム符号をＭＯＤ２により加算し、エネルギー逆拡散処理を行う。
【００２８】
ＬＤＰＣ復号器２５は、直交検波部２２から同期ベースバンド信号が入力されるともに、伝送制御信号復号部２３により検出された変調方式・誤り訂正の情報が入力され、当該同期ベースバンド信号をＬＤＰＣ符号の検査行列を用いて復号処理を行う。
【００２９】
このように、ＬＤＰＣ符号を用いた高度衛星放送方式の送信装置１０及び受信装置２０であれば、多値位相変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせて、より高い周波数利用効率の伝送が可能となる。
【００３０】
しかしながら、このようなＬＤＰＣ符号等の強力な誤り訂正符号は白色雑音に対する訂正能力は優れているものの、衛星伝送路固有の歪に対する信号劣化に対する訂正能力は十分ではない。特に１６ＡＰＳＫや３２ＡＰＳＫといった振幅位相変調を衛星伝送路に用いる場合には、衛星中継器３０や地球局で用いるＴＷＴＡ等の増幅器で生じる波形歪による信号劣化が、位相変調と比べてより大きく発生する。
【００３１】
一般的に、増幅器で発生する波形歪を抑える方法として、飽和領域から出力レベルを下げることで増幅器をより線形領域で動作させる手法がとられる。しかしながら、この場合、歪による伝送劣化は収まる一方で、衛星中継器３０の出力が低下し、地上における受信信号の低下につながってしまう。よって、衛星放送等でＡＰＳＫを適用するには、衛星出力をなるべく低下させることなく信号を伝送可能な、歪による伝送劣化に強い伝送方式が求められる。
【００３２】
ＤＶＢ−Ｓ２をはじめ最新の衛星デジタル放送方式では、誤り訂正符号の復号方法として、ベイズ理論に基づく事後確率を最大化する手法（最尤復号）が用いられる。事後確率は、次式（１）に示す尤度関数により求まる。
【００３３】
【数１】
【００３４】
尤度関数の定義より、尤度関数と、受信信号と理想信号点の距離を示すユークリッド距離は密接に関わっている。白色雑音のみの伝送路においては、受信信号点はＳ／Ｎに応じたガウス分布のランダム偏差を生じるが、白色雑音以外の特定の歪を含んだ伝送路においては、ランダム偏差に加え、特定の振幅・位相偏差を伴った信号点変移が起きる。特に、非線形増幅器にＡＰＳＫを入力した場合においては、ＡＰＳＫは複数種類の同心円を組み合わせて伝送する都合上、最も振幅の大きい同心円に属する信号点がより大きな信号偏差を生ずる。
【００３５】
なお、電波産業会標準規格ＡＲＩＢ−ＳＴＤ Ｂ４４の１．０版に記載の「高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式」（以下、高度衛星放送方式と称する）では、ＡＰＳＫに対する伝送特性改善についても考慮している。
【００３６】
図１２に、高度衛星放送方式の変調波信号形式の例を示す。変調波信号は、フレーム単位で変調方式や誤り訂正符号の符号化率を含む伝送パラメータの変更が可能である。また、１フレームは１２０個の変調スロットで構成され、５変調スロットごとに変調方式と符号化率を指定して伝送可能である。各変調スロットは、２４シンボルの同期信号、３２シンボルの伝送信号点配置信号、並びに１３６シンボルのデータ及び４シンボルのＴＭＣＣ信号の６６組の対が、時分割多重される。
【００３７】
図１３に、３２ＡＰＳＫにおける伝送信号点配置信号の一送信形態例を示す。伝送信号点配置信号は既知情報であり、図１３に示すように、３２ＡＰＳＫの場合、シンボル“０００００”から“１１１１１”に対応する信号点が順に伝送される。図１３（ａ)、図１３（ｂ）、及び図１３（ｃ）は、それぞれ第１シンボル、第２シンボル、第３２シンボルに対応する信号点を「黒丸」で表している。
【００３８】
図４に、この伝送信号点配置信号を用いる受信装置２０のＬＤＰＣ復号器２５を示す。伝送信号点配置信号を含まないシステムの場合、直交検波されたＩ信号及びＱ信号に対し、尤度テーブルを参照しながら、ＬＤＰＣ復号を行うが、このＬＤＰＣ復号器２５では、伝送信号点配置信号についてシンボルごとに平均化を行い、伝送路における非線形歪の影響を受けた後の信号点配置を取得し、得られた信号点配置をもとに尤度テーブルを生成又は更新することで伝送路特性を向上させることが可能である（ＡＲＩＢ−ＳＴＤ Ｂ４４ １．０版の解説Ａ．２「伝送信号点配置信号」参照）。
【００３９】
ＬＤＰＣ復号器２５は、ＬＤＰＣ復号部２５１と、伝送信号点配置信号抽出部２５２と、伝送信号点配置信号平均化部２５３と、尤度テーブル生成部２５４と、所定のメモリ（図示せず）内に格納される尤度テーブル２５５とを備える。
【００４０】
伝送信号点配置信号抽出部２５２は、直交検波部２２により変換された同期ベースバンド信号を入力し、事前に検出したＴＭＣＣ信号内の伝送信号点配置信号のタイミング信号を用いて伝送信号点配置信号の信号点の位置を抽出し、順次、伝送信号点配置信号平均化部２５３に出力する。
【００４１】
伝送信号点配置信号平均化部２５３は、シンボルごとに、伝送信号点配置信号抽出部２５２から入力される伝送信号点配置信号の信号点の平均化処理を行い、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を生成し、尤度テーブル生成部２５４及び適応等化部２５６に出力する。
【００４２】
尤度テーブル生成部２５４は、伝送信号点配置信号平均化部２５３から入力される伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）の復号器出力対数尤度比（ＬＬＲ：Log likelihood ratio）を表す、ＬＤＰＣ復号における尤度計算に用いる尤度テーブル２５５を生成し、所定のメモリ内に格納するか、又は更新する。なお、尤度テーブル２５５は、予め定められたスロット長で変調方式や符号化率に応じて個別に生成するのが好適であり、尤度テーブル２５５の生成に用いる変調方式及び符号化率の情報は、事前に検出したＴＭＣＣ信号内のＴＭＣＣ情報に従う信号（以下、変調方式・符号化率選択信号と称する）から得られる。
【００４３】
ＬＤＰＣ復号部２５１は、直交検波部２２により変換された同期ベースバンド信号に対して、尤度テーブル２５５のＬＬＲ、及び変調方式・符号化率選択信号に基づいてＬＤＰＣ復号し、復号信号を外部に送出する。
【００４４】
なお、このような固定のパターン（即ち、伝送信号点配置信号点の繰り返しのパターン）を周期的に多重すると、変調信号の周波数成分に線スペクトルが発生することになるため、伝送信号点配置信号も送信側でエネルギー拡散を行う。
【００４５】
以下、本発明によるデジタル伝送方式の復号器及び受信装置の一実施例について、図面を参照して詳細に説明する。
【００４６】
図１は、本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号器２６）の構成を示すブロック図である。なお、本実施例のＬＤＰＣ復号器２６は、図１１に示す受信装置２０における従来からのＬＤＰＣ復号器２５と置き換えることで、本発明による一実施例の受信装置を構成することになる。ＬＤＰＣ復号器２６を除く受信装置の動作は、図１１に示すものと同様であり、上述したとおりである。
【００４７】
ＬＤＰＣ復号器２６は、ＬＤＰＣ復号部２５１と、伝送信号点配置信号抽出部２５２と、伝送信号点配置信号平均化部２５３と、尤度テーブル生成部２５４と、所定のメモリ（図示せず）内に格納される尤度テーブル２５５と、適応等化部２５６とを備える。ＬＤＰＣ復号器２６は、図４に記載のＬＤＰＣ復号器２５に対して、更に適応等化部２５６を備える点が相違する。
【００４８】
ここで、受信装置において伝送路歪を補償する方法として、受信信号のみから伝送路歪の影響を軽減することが可能なブラインド等化器がよく用いられる（例えば、参考文献：Kil Nam OH, ”A Single/Multilevel Modulus Algorithm for Blind Equalization of QAM Signals” IEICE TRANS. FUNDAMENTALS. VOL.E80-A, N.6. １９９７年６月、参照）。ブラインド等化器は適応フィルタの一種であり、フィルタのタップ長やステップサイズ、及び誤差ベクトルの計算方法を適切に選ぶことで、伝送路で生じた歪を軽減し、送信信号に近いシンボル点に受信信号点を変化させる事が可能な波形等化器である。
【００４９】
ブラインド等化器は、受信側において事前に目標収束点ａ（ｎ）を設定し、ＧＭＣＭＡ（Generalized Multilevel Constant Modulus Algorithm）などのブラインドアルゴリズムを用いることでトレーニング系列を用いることなく波形等化を行う等化器である。よって、ブラインド等化後の信号は、受信側で用いる目標収束点ａ（ｎ）に近づくよう動作するため、波形等化性能は目標収束点の設定に大きく依存する。通常、ブラインド等化における一般的な目標収束点としては送信信号点が用いられる。図５は、３２ＡＰＳＫにおいて、目標収束点ａ（ｎ）として送信信号点を用いた場合を示す図である。
【００５０】
しかしながら、送信信号点配置は理想的な信号点配置であるため、特に増幅器を飽和領域近辺で動作させることを想定した衛星伝送路においては、非線形による信号歪の影響が大きく、伝送路歪を受けた信号は理想信号点から大きく乖離している。このような場合、ブラインド等化において送信信号点を目標収束点に設定すると、信号点の乖離の影響が等化処理に影響を与え、十分な等化性能を発揮することができない。
【００５１】
図６に、３２ＡＰＳＫにおける衛星伝送路を通過後の伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を示す。衛星伝送路としては、一般的な衛星中継器を構成するＩＭＵＸフィルタ、ＴＷＴＡ、ＯＭＵＸフィルタを想定し、計算機シミュレーションにより系統を再現した。ＴＷＴＡの動作点（ＯＢＯ：Output Back Off）は３．０ｄＢについて計算を行った。図６には併せて受信信号点ｒ（ｎ）及び送信信号点ｔ（ｎ）も表示している。図６から、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）は、送信信号点ｔ（ｎ）に比べ、受信信号点ｒ（ｎ）と近い点に収束していることが分かる。よって、伝送信号点配置信号の平均収束点ｐ（ｎ）を適応等化器の目標収束点ａ（ｎ）と設定して適応等化を行うことによって、波形歪の影響を受けた受信信号と目標信号点間の乖離の少ない状況で波形等化を行うことができ、更なる伝送性能向上が可能となる。
【００５２】
そこで、後述するように、本実施形態の適応等化部２５６は、直交検波部２２により変換された同期ベースバンド信号を、伝送信号点配置信号平均化部２５３から入力される伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を目標収束点として、伝送路で生じる波形歪みを抑圧した等化器出力ｚ（ｎ）を生成し、ＬＤＰＣ復号部２５１に出力する。
【００５３】
ＬＤＰＣ復号部２５１は、適応等化部２５６から入力される等化器出力ｚ（ｎ）に対して、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）から算出されるＬＬＲを用いてＬＤＰＣ復号を行い、復号信号を生成する。
【００５４】
図２は、適応等化部２５６の構成を示すブロック図である。適応等化部２５６は、フィードフォワードフィルタ２５６１と、加算部２５６２と、判定部２５６３と、フィードバックフィルタ２５６４と、フィルタ係数更新部２５６５とを備える。
【００５５】
フィードフォワードフィルタ２５６１は、タップ長Ｍに対応するフィルタ係数ＷFF：[Ｗ０，Ｗ１，・・・，ＷＭ]を有し、入力信号ベクトルｘ（ｎ）に対して、入力ベクトル列ｘFF:[ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），・・・，ｘ（ｎ−Ｍ）]Ｔを保持し、フィードフォワードフィルタ係数ＷFFと入力ベクトル列ＸFFとの積和演算を行う。ここで、上付きのＴは行列の転置を表す。
【００５６】
加算部２５６２は、フィードフォワードフィルタ２５６１の出力からフィードバックフィルタ２５６４の出力を減算した値を等化器出力ｚ（ｎ）として判定部２５６３に出力する。同時に、フィルタ係数の更新のため、等化器出力ｚ（ｎ）をフィルタ係数更新部２５６５に出力する。なお、等化器出力ｚ（ｎ）は次式（２）で表される。
【００５７】
【数２】
【００５８】
判定部２５６３は、加算部２５６２から入力される等化器出力ｚ（ｎ）に対して、既知の変調方式によって定める理想シンボル点との最小ユークリッド距離判定を行い、最小ユークリッド距離となる理想シンボル点を判定器出力ｄ（ｎ）としてフィードバックフィルタ２５６４に出力する。同時に、フィルタ係数の更新のため、判定器出力ｄ（ｎ）をフィルタ係数更新部２５６５に出力する。
【００５９】
フィードバックフィルタ２５６４は、タップ長Ｌに対応するフィルタ係数ＷFB：［ＷＭ＋１，ＷＭ＋２，・・・，ＷＭ＋Ｌ］を有し、判定部２５６３の判定器出力ｄ（ｎ）に対して、判定器出力列ｄFB：［ｄ（ｎ−１），ｄ（ｎ−２），・・・，ｄ（ｎ−Ｌ）］Ｔを保持し、フィードバックフィルタ係数ＷFBと判定出力列ｄFBとの積和演算を行う。
【００６０】
フィルタ係数更新部２５６５は、アルゴリズムを適用して、フィードフォワードフィルタ係数ＷFF及びフィードバックフィルタ係数ＷFBを逐次更新する。アルゴリズムには、例えば、上述の文献に記載のＧＭＣＭＡを用いる。次式（３）に、ＧＭＣＭＡの更新式を示す。添え字のＩ，Ｑは複素信号のＩ成分、Ｑ成分を表す。
【００６１】
【数３】
【００６２】
ＧＭＣＭＡは、式（３）に示すとおり、等化出力Ｚ（ｎ）と、等化出力Ｚ（ｎ）に最も近い目標収束点ａ（ｎ）との間のユークリッド距離を評価し、その複素ベクトル誤差量ｅ（ｎ）が０に近づくように、次式（４）及び（５）に示すＬＭＳ（Least Mean Square：最小二乗誤差）アルゴリズムを適用し、入力シンボルごとにフィードフォワードフィルタ係数ＷFF、フィードバックフィルタ係数ＷFB、及び等化出力Ｚ（ｎ）を更新する。目標収束点ａ（ｎ）としては、伝送信号点配置信号平均化部２５３から入力される、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を採用する。
【００６３】
【数４】
ここで、Ｗ（ｎ）はフィルタ係数、μはステップサイズ、上付きの＊は複素共役、上付きのＴは行列の転置を表す。
【００６４】
次に、本実例のＬＤＰＣ復号器２６の動作について、図３を参照して説明する。図３は、ＬＤＰＣ復号器２６の動作を示すフローチャートである。
【００６５】
まず、ステップＳ１０１にて、ＬＤＰＣ復号器２６は、適応等化部２５６における目標収束点ａ（ｎ）の初期値を送信信号点ｔ（ｎ）に設定する。
【００６６】
ステップＳ１０２にて、伝送信号点配置信号抽出部２５２により、伝送路を通過した受信信号から伝送信号点配置信号を抽出する。
【００６７】
ステップＳ１０３にて、伝送信号点配置信号平均化部２５３により、伝送信号点配置信号の平均点ｐ(ｎ)を生成する。
【００６８】
ステップＳ１０４にて、適応等化部２５６における目標収束点ａ（ｎ）を、送信信号点ｔ(ｎ)から伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）に差し替える。
【００６９】
ステップＳ１０５にて、適応等化部２５６により、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を用いてシンボル単位で適応等化を行い、等化出力ｚ（ｎ）を生成する。
【００７０】
ステップＳ１０６にて、尤度テーブル生成部２５４により、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を用いて、ＬＬＲを算出する。
【００７１】
ステップＳ１０７にて、ＬＤＰＣ復号部２５１により、等化出力ｚ（ｎ）に対して、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）から算出したＬＬＲを用いてＬＤＰＣ復号信号を生成する。
【００７２】
次に、本実施例の受信装置による３２ＡＰＳＫ符号化率４／５伝送特性の計算機シミュレーション結果を図７及び図８に示す。ここでは、衛星伝送路に信号を伝送し、伝送路歪みは送信装置から伝送路を介して受信装置へ経る過程においてのみ発生することを想定する。衛星伝送路としては、一般的な衛星中継器を構成するＩＭＵＸフィルタ、ＴＷＴＡ、ＯＭＵＸフィルタを想定し、計算機シミュレーションにより系統を再現し、ＴＷＴＡの動作点は３．０ｄＢに設定して計算を行った。ステップサイズは２Ｅ−４、フィードフォワードフィルタタップ長は１０、フィードバックフィルタタップ長は１４である。ブラインドアルゴリズムはＧＭＣＭＡを用いた。ＬＤＰＣ復号に必要な尤度計算においては、上述したように伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を尤度テーブルとして利用して計算を行った。
【００７３】
図７に、適応等化後のコンスタレーションのシミュレーション結果を示す。図７（ａ）は、受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢとしたときの受信信号ｒ（ｎ）のコンスタレーションである。図７（ｂ）は、受信信号ｒ（ｎ）を、適応等化部２５６において目標収束点ａ（ｎ）として送信信号点ｔ(ｎ)を設定して適応等化した場合の等化器出力ｚ（ｎ）のコンスタレーションである。図７（ｃ）は、受信信号ｒ（ｎ）を、適応等化部２５６において目標収束点ａ（ｎ）として送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を設定して適応等化した場合の等化器出力ｚ（ｎ）のコンスタレーションである。図７から、本実施例の受信装置により適応等化を行った場合、等化後の等化器出力ｚ（ｎ）は、送信信号点ｔ(ｎ)よりも伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）に、より近く収束していることが分かる。
【００７４】
図８は、Ｃ／Ｎ対ビット誤り率特性のシミュレーション結果を示すであり、横軸にＣ／Ｎを示し、縦軸にビット誤り率（ＢＥＲ）を示す。図８における各グラフは以下のとおりである。Iで示すグラフは、適応等化なしの場合のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性である。IIで示すグラフは、適応等化なし、かつ、ＬＤＰＣ復号時に伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を利用した場合のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性である。IIIで示すグラフは、適応等化ありで適応等化時の目標収束点ａ（ｎ）を送信信号点ｔ（ｎ）に設定し、かつ、ＬＤＰＣ復号時に伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を利用した場合のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性である。IVで示すグラフは、適応等化ありで適応等化時の目標収束点ａ（ｎ）を伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）に設定し、かつ、ＬＤＰＣ復号時に伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を利用した場合のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性である。本発明の受信装置によるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性はIVで示すグラフである。
【００７５】
図８より、本発明の受信装置によるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性IV）は、従来の受信装置によるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性（I〜III）に対して、特性が改善していることが確認できる。また、適応等化時の性能差を示すIIIで示すグラフIVで示すグラフの比較においては、ビット誤り率１．０Ｅ−５で約０．９ｄＢの改善があることが分かる。したがって、波形等化後の信号に対し、本発明による受信装置を用いることにより、伝送性能を改善することができる。また、本発明による受信装置は、３２ＡＰＳＫに限らず、複数の振幅レベルを有する多様な変調方式（例えば、１６ＡＰＳＫや６４ＡＰＳＫなど）に対する波形等化後の伝送特性を改善することできる。
【００７６】
上述の実施例は、特定の衛星中継器、変調方式、及びＬＤＰＣ符号を適用した場合について説明したが、本発明は、地上中継器や他の変調方式、並びに尤度計算を要する任意の誤り訂正符号にも適用できることは実施例の説明から明らかである。従って、本発明は、上述の実施例によって制限されるものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
このように、本発明は、受信側で伝送路歪みを好適に低減させることができるので、任意のデジタル伝送方式の復号器及び受信装置に有用である。
【符号の説明】
【００７８】
１０ 送信装置
１１ フレーム生成部
１２ ＬＤＰＣ符号化部
１３ エネルギー拡散部
１４ マッピング部
１５ 時分割多重／直交変調部
２０ 受信装置
２１ チャンネル選択部
２２ 直交検波部
２３ 伝送制御信号復号部
２４ エネルギー逆拡散部
２５，２６ ＬＤＰＣ復号器
３０ 衛星中継器
３１ 入力マルチプレクサ（ＩＭＵＸ）フィルタ
３２ 進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）
３３ 出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）フィルタ
２５１ ＬＤＰＣ復号部
２５２ 伝送信号点配置信号抽出部
２５３ 伝送信号点配置信号平均化部
２５４ 尤度テーブル生成部
２５５ 尤度テーブル
２５６ 適応等化部
２５６１ フィードフォワードフィルタ
２５６２ 加算部
２５６３ 判定部
２５６４ フィードバックフィルタ
２５６５ フィルタ係数更新部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、衛星伝送路等で発生する歪を補償する、デジタル伝送方式の復号器及び受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
デジタル伝送方式では、各サービスで利用可能な周波数帯域幅において、より多くの情報が伝送可能となるように、一般に多値変調方式が用いられる。周波数利用効率を高めるには、変調信号１シンボル当たりに割り当てるビット数（変調多値数）を多くする必要があるが、周波数１Ｈｚあたりに伝送可能な情報速度の上限値と信号対雑音比の関係はシャノン限界で制限される。
【０００３】
衛星伝送路を用いた情報の伝送形態の一例として、衛星デジタル放送が挙げられる。例えば、図９に示すように、送信装置１０からの変調波信号は、衛星中継器３０を介して受信装置２０に伝送される。このような衛星デジタル放送において、衛星中継器３０は、主に、入力マルチプレクサフィルタ（以下、ＩＭＵＸフィルタと称する）３１、進行波管増幅器（以下、ＴＷＴＡと称する）３２、及び出力マルチプレクサフィルタ（以下、ＯＭＵＸフィルタと称する）３３からなり、ＩＭＵＸフィルタ３１によって１チャンネル分ごとに帯域抽出を行い、ＴＷＴＡ３２により利得制御を行って、ＯＭＵＸフィルタ３３で不要周波数成分を抑圧する。
【０００４】
このように、衛星中継器３０には、ハードウェアの制限上、電力効率のよいＴＷＴＡ３２がよく用いられる。また、限られた衛星中継器３０のハードウェア制限を最大限生かすため、衛星中継器３０の出力が最大となるように飽和領域でＴＷＴＡ３２を動作させることが望ましい。しかし、ＴＷＴＡ３２で発生する歪は伝送劣化につながるため、送信装置１０及び受信装置２０の伝送信号には、ＴＷＴＡ３２で発生する歪で生じる伝送劣化に強い変調方式として、位相変調がよく利用される。
【０００５】
現在、日本では衛星デジタル放送の伝送方式としてＩＳＤＢ−Ｓとよばれる伝送方式が用いられ、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫといった位相変調が利用可能である。また、欧州の伝送方式であるＤＶＢ−Ｓ２では振幅位相変調（ＡＰＳＫ）という振幅位相変調を利用し、さらなる周波数利用効率の改善を図った変調方式の実用化が成されている。例えば、１６ＡＰＳＫであれば周波数利用効率は最大４ｂｐｓ／Ｈｚであり、３２ＡＰＳＫであれば最大５ｂｐｓ／Ｈｚで伝送することが可能である。
【０００６】
現在利用されている衛星デジタル放送では、誤り訂正符号を用いた受信機における情報訂正が行われている。パリティビットと呼ばれる冗長信号を送るべき情報に付加することで信号の冗長度（符号化率）を制御し、雑音に対する耐性を上げる事が可能である。誤り訂正符号と変調方式は密接に関わっており、冗長度を加味した周波数利用効率と信号対雑音比の関係はシャノン限界で定義される。シャノン限界に迫る性能を有する強力な誤り訂正符号の一つとしてＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号が１９６２年にギャラガーによって提案されている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００７】
ＬＤＰＣ符号は、非常に疎な検査行列Ｈ（検査行列の要素が０と１からなり、かつ１の数が非常に少ない）により定義される線形符号である。また、ＬＤＰＣ符号は、符号長を大きくして適切な検査行列を用いることにより、シャノン限界に迫る伝送特性が得られる強力な誤り訂正符号であり、欧州の新しい衛星放送規格であるＤＶＢ−Ｓ２や広帯域無線アクセス規格ＩＥＥＥ８０２．１６ｅにおいてもＬＤＰＣ符号が採用されている。多値位相変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせることで、より高い周波数利用効率の伝送が可能となってきている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】R.G gallager“Low density parity check codes，”in Research Monograph series Cambridge， MIT Press, 1963年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記ＬＤＰＣ符号等強力な誤り訂正符号は白色雑音に対する訂正能力は優れているものの、衛星伝送路固有の歪に対する信号劣化に対する訂正能力は十分ではない。特に１６ＡＰＳＫや３２ＡＰＳＫといった振幅位相変調を衛星伝送路に用いる場合、衛星中継器や地球局で用いるＴＷＴＡ等の増幅器で生じる波形歪による信号劣化が位相変調に比べ、より大きく発生する。一般的に、増幅器で発生する波形歪を抑える方法としては、飽和領域から出力レベルを下げる事で増幅器をより線形領域で動作させる手法がとられる。しかし、歪による伝送劣化は収まる一方で、衛星中継器出力が低下し、地上における受信信号の低下につながってしまう。したがって、衛星放送等で振幅位相変調を適用するには、衛星出力を低下させることなく信号を伝送可能な、歪による伝送劣化に強い伝送方式が求められる。
【００１０】
本発明の目的は、上記問題を解決するため、衛星放送等で振幅位相変調を適用する場合であっても、伝送特性を改善し、衛星出力を低下させることなく信号を伝送可能な、歪による伝送劣化に強いデジタル伝送方式の復号器及び受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、本発明に係る復号器は、デジタル伝送の波形等化後の誤りを訂正する復号器であって、伝送路を通過した信号から既知情報である伝送信号点配置信号の信号点を抽出する伝送信号点配置信号抽出部と、前記伝送信号点配置信号の信号点を平均化した伝送信号点配置信号の平均点を生成する伝送信号点配置信号平均化部と、前記伝送路を通過した信号を、前記伝送信号点配置信号の平均点を目標集束点として、伝送路で生じる波形歪みを抑圧した適応等化信号を生成する適応等化部と、前記適応等化信号の誤りを訂正する誤り訂正復号部と、を備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明に係る復号器において、前記誤り訂正復号部は、前記伝送信号点配置信号の平均点から算出した復号器出力対数尤度比を用いてＬＤＰＣ復号する手段を有することを特徴とする。
【００１３】
更に、本発明に係る受信装置は、上述した復号器を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、複数の振幅レベルを有する多様な変調方式に対して、伝送路歪みを低減させ、伝送特性を改善することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明による一実施例の復号器の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明による一実施例の復号器の適応等化部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明による一実施例の復号器の動作を示すフローチャートである。
【図４】適応等化部を有さない復号器の構成を示すブロック図である。
【図５】３２ＡＰＳＫにおける目標収束点の設定を説明する図である。
【図６】３２ＡＰＳＫにおける衛星伝送路通過後の信号点を示す図である。
【図７】３２ＡＰＳＫにおける適応等化後のコンスタレーションを示す図である。
【図８】本発明による一実施例の受信装置を用いた、３２ＡＰＳＫ符号化率４／５におけるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。
【図９】高度衛星放送方式における伝送形態の一例を示す図である。
【図１０】高度衛星放送方式における送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】高度衛星放送方式における従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】高度衛星放送方式における変調波信号形式の例を示す図である。
【図１３】３２ＡＰＳＫにおける伝送信号点配置信号の一送信形態例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
はじめに、本発明の理解を容易にするために、ＬＤＰＣ符号を用いた高度衛星放送方式の送信装置１０及び受信装置２０の概略構成を簡潔に説明する。なお、説明の簡略化のため、本発明に係る部分のみを説明するが、高度衛星放送方式の送信装置１０及び受信装置２０は、ＬＤＰＣ符号を他の訂正符号方式に置き換えたり、又は併用したり、更にはインタリーバを適宜組み合わせて用いることができる。
【００１７】
（送信装置）
図１０は、高度衛星放送方式における従来からの送信装置の構成を示すブロック図である。この送信装置１０は、フレーム生成部１１と、ＬＤＰＣ符号化部１２と、エネルギー拡散部１３と、マッピング部１４と、時分割多重／直交変調部１５とを備える。即ち、送信装置１０は、データストリームを送信する場合に、後述する図１２における複数スロットの多重フレームの信号を生成してから変調波信号を生成するまでの一連の処理を行う。
【００１８】
フレーム生成部１１は、ＬＤＰＣ符号化部１２とともに機能して、ＬＤＰＣパリティを生成する。従って、フレーム生成部１１及びＬＤＰＣ符号化部１２は、後述する図１２における複数スロットのフレームを生成し、エネルギー拡散部１３に出力する。なお、フレーム生成部１１により生成される多重フレームは、スロット数、ダミーの量、スロット長、同期信号ビット長、伝送信号点配置信号ビット長、ＴＭＣＣ信号ビット長、及びパリティビット長が予め定められた数になるように生成される。
【００１９】
ＬＤＰＣ符号化部１２は、データ及び伝送制御信号に対して、所定の周期のＬＤＰＣ符号化を施す。ＬＤＰＣ符号化の具体的な方法は既知であり、かつ本願の主題ではないため更なる説明を割愛する。
【００２０】
エネルギー拡散部１３は、それぞれ多重フレームの所定数のスロットを入力し、これらのデータ等の全体に対して、エネルギー拡散（ビットランダム化）を行う。ビットランダム化した信号は、同期信号及び伝送信号点配置信号を適宜挿入しながら、各種変調方式（ＢＰＳＫ，ＡＰＳＫ等）に応じて切り換えられ、マッピング部１４（変調方式に応じた複数のマッピング）に入力される。
【００２１】
マッピング部１４は、ＴＭＣＣ同期で指定された変調方式に従ってマッピングを行う。
【００２２】
時分割多重／直交変調部１５は、フレーム単位の時分割多重を行い、直交変調を施して、変調波信号を生成する。
【００２３】
（受信装置）
図１１は、高度衛星放送方式における従来からの受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置２０は、チャンネル選択部２１と、直交検波部２２と、伝送制御信号復号部２３と、エネルギー逆拡散部２４と、ＬＤＰＣ復号器２５とを備えている。
【００２４】
チャンネル選択部２１は、送信装置１０からの変調波信号を受信し、所定の周波数帯のチャンネルを選択し、そのチャンネルの信号を直交検波部２２で扱う所定の周波数の信号に変換にする。例えば、変調波信号が衛星放送波であれば、１２ＧＨｚ帯の放送波（変調波信号）をＢＳアンテナで受信し、既知の周波数変換器（図示せず）を用いて１ＧＨｚ帯のＢＳ−ＩＦ信号に変換する。
【００２５】
直交検波部２２は、チャンネル選択部２１により選択されたチャンネルの所定の周波数の信号（例えばＢＳ−ＩＦ信号）を入力し、同期ベースバンド信号に変換する。
【００２６】
伝送制御信号復号部２３は、直交検波部２２により変換された同期ベースバンド信号を入力し、まずＴＭＣＣ信号の同期バイトを検出し、これを基準として、周期的に多重されているＢＰＳＫ変調波である位相基準バースト信号の位置も検出する。また、ＴＭＣＣ信号により伝送される変調方式・誤り訂正の情報についてのＴＭＣＣ情報の復号処理も行う。伝送制御信号復号部２３により復号された伝送制御情報（変調方式・誤り訂正のＴＭＣＣ情報）は、エネルギー逆拡散部２４及びＬＤＰＣ復号器２５に入力される。
【００２７】
エネルギー逆拡散部２４は、送信装置１０のエネルギー拡散部１３において擬似ランダム符号がＭＯＤ２により加算された処理を元に戻すため、再度同じ擬似ランダム符号をＭＯＤ２により加算し、エネルギー逆拡散処理を行う。
【００２８】
ＬＤＰＣ復号器２５は、直交検波部２２から同期ベースバンド信号が入力されるともに、伝送制御信号復号部２３により検出された変調方式・誤り訂正の情報が入力され、当該同期ベースバンド信号をＬＤＰＣ符号の検査行列を用いて復号処理を行う。
【００２９】
このように、ＬＤＰＣ符号を用いた高度衛星放送方式の送信装置１０及び受信装置２０であれば、多値位相変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせて、より高い周波数利用効率の伝送が可能となる。
【００３０】
しかしながら、このようなＬＤＰＣ符号等の強力な誤り訂正符号は白色雑音に対する訂正能力は優れているものの、衛星伝送路固有の歪に対する信号劣化に対する訂正能力は十分ではない。特に１６ＡＰＳＫや３２ＡＰＳＫといった振幅位相変調を衛星伝送路に用いる場合には、衛星中継器３０や地球局で用いるＴＷＴＡ等の増幅器で生じる波形歪による信号劣化が、位相変調と比べてより大きく発生する。
【００３１】
一般的に、増幅器で発生する波形歪を抑える方法として、飽和領域から出力レベルを下げることで増幅器をより線形領域で動作させる手法がとられる。しかしながら、この場合、歪による伝送劣化は収まる一方で、衛星中継器３０の出力が低下し、地上における受信信号の低下につながってしまう。よって、衛星放送等でＡＰＳＫを適用するには、衛星出力をなるべく低下させることなく信号を伝送可能な、歪による伝送劣化に強い伝送方式が求められる。
【００３２】
ＤＶＢ−Ｓ２をはじめ最新の衛星デジタル放送方式では、誤り訂正符号の復号方法として、ベイズ理論に基づく事後確率を最大化する手法（最尤復号）が用いられる。事後確率は、次式（１）に示す尤度関数により求まる。
【００３３】
【数１】
【００３４】
尤度関数の定義より、尤度関数と、受信信号と理想信号点の距離を示すユークリッド距離は密接に関わっている。白色雑音のみの伝送路においては、受信信号点はＳ／Ｎに応じたガウス分布のランダム偏差を生じるが、白色雑音以外の特定の歪を含んだ伝送路においては、ランダム偏差に加え、特定の振幅・位相偏差を伴った信号点変移が起きる。特に、非線形増幅器にＡＰＳＫを入力した場合においては、ＡＰＳＫは複数種類の同心円を組み合わせて伝送する都合上、最も振幅の大きい同心円に属する信号点がより大きな信号偏差を生ずる。
【００３５】
なお、電波産業会標準規格ＡＲＩＢ−ＳＴＤ Ｂ４４の１．０版に記載の「高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式」（以下、高度衛星放送方式と称する）では、ＡＰＳＫに対する伝送特性改善についても考慮している。
【００３６】
図１２に、高度衛星放送方式の変調波信号形式の例を示す。変調波信号は、フレーム単位で変調方式や誤り訂正符号の符号化率を含む伝送パラメータの変更が可能である。また、１フレームは１２０個の変調スロットで構成され、５変調スロットごとに変調方式と符号化率を指定して伝送可能である。各変調スロットは、２４シンボルの同期信号、３２シンボルの伝送信号点配置信号、並びに１３６シンボルのデータ及び４シンボルのＴＭＣＣ信号の６６組の対が、時分割多重される。
【００３７】
図１３に、３２ＡＰＳＫにおける伝送信号点配置信号の一送信形態例を示す。伝送信号点配置信号は既知情報であり、図１３に示すように、３２ＡＰＳＫの場合、シンボル“０００００”から“１１１１１”に対応する信号点が順に伝送される。図１３（ａ)、図１３（ｂ）、及び図１３（ｃ）は、それぞれ第１シンボル、第２シンボル、第３２シンボルに対応する信号点を「黒丸」で表している。
【００３８】
図４に、この伝送信号点配置信号を用いる受信装置２０のＬＤＰＣ復号器２５を示す。伝送信号点配置信号を含まないシステムの場合、直交検波されたＩ信号及びＱ信号に対し、尤度テーブルを参照しながら、ＬＤＰＣ復号を行うが、このＬＤＰＣ復号器２５では、伝送信号点配置信号についてシンボルごとに平均化を行い、伝送路における非線形歪の影響を受けた後の信号点配置を取得し、得られた信号点配置をもとに尤度テーブルを生成又は更新することで伝送路特性を向上させることが可能である（ＡＲＩＢ−ＳＴＤ Ｂ４４ １．０版の解説Ａ．２「伝送信号点配置信号」参照）。
【００３９】
ＬＤＰＣ復号器２５は、ＬＤＰＣ復号部２５１と、伝送信号点配置信号抽出部２５２と、伝送信号点配置信号平均化部２５３と、尤度テーブル生成部２５４と、所定のメモリ（図示せず）内に格納される尤度テーブル２５５とを備える。
【００４０】
伝送信号点配置信号抽出部２５２は、直交検波部２２により変換された同期ベースバンド信号を入力し、事前に検出したＴＭＣＣ信号内の伝送信号点配置信号のタイミング信号を用いて伝送信号点配置信号の信号点の位置を抽出し、順次、伝送信号点配置信号平均化部２５３に出力する。
【００４１】
伝送信号点配置信号平均化部２５３は、シンボルごとに、伝送信号点配置信号抽出部２５２から入力される伝送信号点配置信号の信号点の平均化処理を行い、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を生成し、尤度テーブル生成部２５４及び適応等化部２５６に出力する。
【００４２】
尤度テーブル生成部２５４は、伝送信号点配置信号平均化部２５３から入力される伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）の復号器出力対数尤度比（ＬＬＲ：Log likelihood ratio）を表す、ＬＤＰＣ復号における尤度計算に用いる尤度テーブル２５５を生成し、所定のメモリ内に格納するか、又は更新する。なお、尤度テーブル２５５は、予め定められたスロット長で変調方式や符号化率に応じて個別に生成するのが好適であり、尤度テーブル２５５の生成に用いる変調方式及び符号化率の情報は、事前に検出したＴＭＣＣ信号内のＴＭＣＣ情報に従う信号（以下、変調方式・符号化率選択信号と称する）から得られる。
【００４３】
ＬＤＰＣ復号部２５１は、直交検波部２２により変換された同期ベースバンド信号に対して、尤度テーブル２５５のＬＬＲ、及び変調方式・符号化率選択信号に基づいてＬＤＰＣ復号し、復号信号を外部に送出する。
【００４４】
なお、このような固定のパターン（即ち、伝送信号点配置信号点の繰り返しのパターン）を周期的に多重すると、変調信号の周波数成分に線スペクトルが発生することになるため、伝送信号点配置信号も送信側でエネルギー拡散を行う。
【００４５】
以下、本発明によるデジタル伝送方式の復号器及び受信装置の一実施例について、図面を参照して詳細に説明する。
【００４６】
図１は、本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号器２６）の構成を示すブロック図である。なお、本実施例のＬＤＰＣ復号器２６は、図１１に示す受信装置２０における従来からのＬＤＰＣ復号器２５と置き換えることで、本発明による一実施例の受信装置を構成することになる。ＬＤＰＣ復号器２６を除く受信装置の動作は、図１１に示すものと同様であり、上述したとおりである。
【００４７】
ＬＤＰＣ復号器２６は、ＬＤＰＣ復号部２５１と、伝送信号点配置信号抽出部２５２と、伝送信号点配置信号平均化部２５３と、尤度テーブル生成部２５４と、所定のメモリ（図示せず）内に格納される尤度テーブル２５５と、適応等化部２５６とを備える。ＬＤＰＣ復号器２６は、図４に記載のＬＤＰＣ復号器２５に対して、更に適応等化部２５６を備える点が相違する。
【００４８】
ここで、受信装置において伝送路歪を補償する方法として、受信信号のみから伝送路歪の影響を軽減することが可能なブラインド等化器がよく用いられる（例えば、参考文献：Kil Nam OH, ”A Single/Multilevel Modulus Algorithm for Blind Equalization of QAM Signals” IEICE TRANS. FUNDAMENTALS. VOL.E80-A, N.6. １９９７年６月、参照）。ブラインド等化器は適応フィルタの一種であり、フィルタのタップ長やステップサイズ、及び誤差ベクトルの計算方法を適切に選ぶことで、伝送路で生じた歪を軽減し、送信信号に近いシンボル点に受信信号点を変化させる事が可能な波形等化器である。
【００４９】
ブラインド等化器は、受信側において事前に目標収束点ａ（ｎ）を設定し、ＧＭＣＭＡ（Generalized Multilevel Constant Modulus Algorithm）などのブラインドアルゴリズムを用いることでトレーニング系列を用いることなく波形等化を行う等化器である。よって、ブラインド等化後の信号は、受信側で用いる目標収束点ａ（ｎ）に近づくよう動作するため、波形等化性能は目標収束点の設定に大きく依存する。通常、ブラインド等化における一般的な目標収束点としては送信信号点が用いられる。図５は、３２ＡＰＳＫにおいて、目標収束点ａ（ｎ）として送信信号点を用いた場合を示す図である。
【００５０】
しかしながら、送信信号点配置は理想的な信号点配置であるため、特に増幅器を飽和領域近辺で動作させることを想定した衛星伝送路においては、非線形による信号歪の影響が大きく、伝送路歪を受けた信号は理想信号点から大きく乖離している。このような場合、ブラインド等化において送信信号点を目標収束点に設定すると、信号点の乖離の影響が等化処理に影響を与え、十分な等化性能を発揮することができない。
【００５１】
図６に、３２ＡＰＳＫにおける衛星伝送路を通過後の伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を示す。衛星伝送路としては、一般的な衛星中継器を構成するＩＭＵＸフィルタ、ＴＷＴＡ、ＯＭＵＸフィルタを想定し、計算機シミュレーションにより系統を再現した。ＴＷＴＡの動作点（ＯＢＯ：Output Back Off）は３．０ｄＢについて計算を行った。図６には併せて受信信号点ｒ（ｎ）及び送信信号点ｔ（ｎ）も表示している。図６から、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）は、送信信号点ｔ（ｎ）に比べ、受信信号点ｒ（ｎ）と近い点に収束していることが分かる。よって、伝送信号点配置信号の平均収束点ｐ（ｎ）を適応等化器の目標収束点ａ（ｎ）と設定して適応等化を行うことによって、波形歪の影響を受けた受信信号と目標信号点間の乖離の少ない状況で波形等化を行うことができ、更なる伝送性能向上が可能となる。
【００５２】
そこで、後述するように、本実施形態の適応等化部２５６は、直交検波部２２により変換された同期ベースバンド信号を、伝送信号点配置信号平均化部２５３から入力される伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を目標収束点として、伝送路で生じる波形歪みを抑圧した等化器出力ｚ（ｎ）を生成し、ＬＤＰＣ復号部２５１に出力する。
【００５３】
ＬＤＰＣ復号部２５１は、適応等化部２５６から入力される等化器出力ｚ（ｎ）に対して、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）から算出されるＬＬＲを用いてＬＤＰＣ復号を行い、復号信号を生成する。
【００５４】
図２は、適応等化部２５６の構成を示すブロック図である。適応等化部２５６は、フィードフォワードフィルタ２５６１と、加算部２５６２と、判定部２５６３と、フィードバックフィルタ２５６４と、フィルタ係数更新部２５６５とを備える。
【００５５】
フィードフォワードフィルタ２５６１は、タップ長Ｍに対応するフィルタ係数ＷFF：[Ｗ０，Ｗ１，・・・，ＷＭ]を有し、入力信号ベクトルｘ（ｎ）に対して、入力ベクトル列ｘFF:[ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），・・・，ｘ（ｎ−Ｍ）]Ｔを保持し、フィードフォワードフィルタ係数ＷFFと入力ベクトル列ＸFFとの積和演算を行う。ここで、上付きのＴは行列の転置を表す。
【００５６】
加算部２５６２は、フィードフォワードフィルタ２５６１の出力からフィードバックフィルタ２５６４の出力を減算した値を等化器出力ｚ（ｎ）として判定部２５６３に出力する。同時に、フィルタ係数の更新のため、等化器出力ｚ（ｎ）をフィルタ係数更新部２５６５に出力する。なお、等化器出力ｚ（ｎ）は次式（２）で表される。
【００５７】
【数２】
【００５８】
判定部２５６３は、加算部２５６２から入力される等化器出力ｚ（ｎ）に対して、既知の変調方式によって定める理想シンボル点との最小ユークリッド距離判定を行い、最小ユークリッド距離となる理想シンボル点を判定器出力ｄ（ｎ）としてフィードバックフィルタ２５６４に出力する。同時に、フィルタ係数の更新のため、判定器出力ｄ（ｎ）をフィルタ係数更新部２５６５に出力する。
【００５９】
フィードバックフィルタ２５６４は、タップ長Ｌに対応するフィルタ係数ＷFB：［ＷＭ＋１，ＷＭ＋２，・・・，ＷＭ＋Ｌ］を有し、判定部２５６３の判定器出力ｄ（ｎ）に対して、判定器出力列ｄFB：［ｄ（ｎ−１），ｄ（ｎ−２），・・・，ｄ（ｎ−Ｌ）］Ｔを保持し、フィードバックフィルタ係数ＷFBと判定出力列ｄFBとの積和演算を行う。
【００６０】
フィルタ係数更新部２５６５は、アルゴリズムを適用して、フィードフォワードフィルタ係数ＷFF及びフィードバックフィルタ係数ＷFBを逐次更新する。アルゴリズムには、例えば、上述の文献に記載のＧＭＣＭＡを用いる。次式（３）に、ＧＭＣＭＡの更新式を示す。添え字のＩ，Ｑは複素信号のＩ成分、Ｑ成分を表す。
【００６１】
【数３】
【００６２】
ＧＭＣＭＡは、式（３）に示すとおり、等化出力Ｚ（ｎ）と、等化出力Ｚ（ｎ）に最も近い目標収束点ａ（ｎ）との間のユークリッド距離を評価し、その複素ベクトル誤差量ｅ（ｎ）が０に近づくように、次式（４）及び（５）に示すＬＭＳ（Least Mean Square：最小二乗誤差）アルゴリズムを適用し、入力シンボルごとにフィードフォワードフィルタ係数ＷFF、フィードバックフィルタ係数ＷFB、及び等化出力Ｚ（ｎ）を更新する。目標収束点ａ（ｎ）としては、伝送信号点配置信号平均化部２５３から入力される、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を採用する。
【００６３】
【数４】
ここで、Ｗ（ｎ）はフィルタ係数、μはステップサイズ、上付きの＊は複素共役、上付きのＴは行列の転置を表す。
【００６４】
次に、本実例のＬＤＰＣ復号器２６の動作について、図３を参照して説明する。図３は、ＬＤＰＣ復号器２６の動作を示すフローチャートである。
【００６５】
まず、ステップＳ１０１にて、ＬＤＰＣ復号器２６は、適応等化部２５６における目標収束点ａ（ｎ）の初期値を送信信号点ｔ（ｎ）に設定する。
【００６６】
ステップＳ１０２にて、伝送信号点配置信号抽出部２５２により、伝送路を通過した受信信号から伝送信号点配置信号を抽出する。
【００６７】
ステップＳ１０３にて、伝送信号点配置信号平均化部２５３により、伝送信号点配置信号の平均点ｐ(ｎ)を生成する。
【００６８】
ステップＳ１０４にて、適応等化部２５６における目標収束点ａ（ｎ）を、送信信号点ｔ(ｎ)から伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）に差し替える。
【００６９】
ステップＳ１０５にて、適応等化部２５６により、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を用いてシンボル単位で適応等化を行い、等化出力ｚ（ｎ）を生成する。
【００７０】
ステップＳ１０６にて、尤度テーブル生成部２５４により、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を用いて、ＬＬＲを算出する。
【００７１】
ステップＳ１０７にて、ＬＤＰＣ復号部２５１により、等化出力ｚ（ｎ）に対して、伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）から算出したＬＬＲを用いてＬＤＰＣ復号信号を生成する。
【００７２】
次に、本実施例の受信装置による３２ＡＰＳＫ符号化率４／５伝送特性の計算機シミュレーション結果を図７及び図８に示す。ここでは、衛星伝送路に信号を伝送し、伝送路歪みは送信装置から伝送路を介して受信装置へ経る過程においてのみ発生することを想定する。衛星伝送路としては、一般的な衛星中継器を構成するＩＭＵＸフィルタ、ＴＷＴＡ、ＯＭＵＸフィルタを想定し、計算機シミュレーションにより系統を再現し、ＴＷＴＡの動作点は３．０ｄＢに設定して計算を行った。ステップサイズは２Ｅ−４、フィードフォワードフィルタタップ長は１０、フィードバックフィルタタップ長は１４である。ブラインドアルゴリズムはＧＭＣＭＡを用いた。ＬＤＰＣ復号に必要な尤度計算においては、上述したように伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を尤度テーブルとして利用して計算を行った。
【００７３】
図７に、適応等化後のコンスタレーションのシミュレーション結果を示す。図７（ａ）は、受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢとしたときの受信信号ｒ（ｎ）のコンスタレーションである。図７（ｂ）は、受信信号ｒ（ｎ）を、適応等化部２５６において目標収束点ａ（ｎ）として送信信号点ｔ(ｎ)を設定して適応等化した場合の等化器出力ｚ（ｎ）のコンスタレーションである。図７（ｃ）は、受信信号ｒ（ｎ）を、適応等化部２５６において目標収束点ａ（ｎ）として送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を設定して適応等化した場合の等化器出力ｚ（ｎ）のコンスタレーションである。図７から、本実施例の受信装置により適応等化を行った場合、等化後の等化器出力ｚ（ｎ）は、送信信号点ｔ(ｎ)よりも伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）に、より近く収束していることが分かる。
【００７４】
図８は、Ｃ／Ｎ対ビット誤り率特性のシミュレーション結果を示すであり、横軸にＣ／Ｎを示し、縦軸にビット誤り率（ＢＥＲ）を示す。図８における各グラフは以下のとおりである。Iで示すグラフは、適応等化なしの場合のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性である。IIで示すグラフは、適応等化なし、かつ、ＬＤＰＣ復号時に伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を利用した場合のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性である。IIIで示すグラフは、適応等化ありで適応等化時の目標収束点ａ（ｎ）を送信信号点ｔ（ｎ）に設定し、かつ、ＬＤＰＣ復号時に伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を利用した場合のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性である。IVで示すグラフは、適応等化ありで適応等化時の目標収束点ａ（ｎ）を伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）に設定し、かつ、ＬＤＰＣ復号時に伝送信号点配置信号の平均点ｐ（ｎ）を利用した場合のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性である。本発明の受信装置によるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性はIVで示すグラフである。
【００７５】
図８より、本発明の受信装置によるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性IV）は、従来の受信装置によるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性（I〜III）に対して、特性が改善していることが確認できる。また、適応等化時の性能差を示すIIIで示すグラフIVで示すグラフの比較においては、ビット誤り率１．０Ｅ−５で約０．９ｄＢの改善があることが分かる。したがって、波形等化後の信号に対し、本発明による受信装置を用いることにより、伝送性能を改善することができる。また、本発明による受信装置は、３２ＡＰＳＫに限らず、複数の振幅レベルを有する多様な変調方式（例えば、１６ＡＰＳＫや６４ＡＰＳＫなど）に対する波形等化後の伝送特性を改善することできる。
【００７６】
上述の実施例は、特定の衛星中継器、変調方式、及びＬＤＰＣ符号を適用した場合について説明したが、本発明は、地上中継器や他の変調方式、並びに尤度計算を要する任意の誤り訂正符号にも適用できることは実施例の説明から明らかである。従って、本発明は、上述の実施例によって制限されるものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
このように、本発明は、受信側で伝送路歪みを好適に低減させることができるので、任意のデジタル伝送方式の復号器及び受信装置に有用である。
【符号の説明】
【００７８】
１０ 送信装置
１１ フレーム生成部
１２ ＬＤＰＣ符号化部
１３ エネルギー拡散部
１４ マッピング部
１５ 時分割多重／直交変調部
２０ 受信装置
２１ チャンネル選択部
２２ 直交検波部
２３ 伝送制御信号復号部
２４ エネルギー逆拡散部
２５，２６ ＬＤＰＣ復号器
３０ 衛星中継器
３１ 入力マルチプレクサ（ＩＭＵＸ）フィルタ
３２ 進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）
３３ 出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）フィルタ
２５１ ＬＤＰＣ復号部
２５２ 伝送信号点配置信号抽出部
２５３ 伝送信号点配置信号平均化部
２５４ 尤度テーブル生成部
２５５ 尤度テーブル
２５６ 適応等化部
２５６１ フィードフォワードフィルタ
２５６２ 加算部
２５６３ 判定部
２５６４ フィードバックフィルタ
２５６５ フィルタ係数更新部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル伝送の波形等化後の誤りを訂正する復号器であって、
伝送路を通過した信号から既知情報である伝送信号点配置信号の信号点を抽出する伝送信号点配置信号抽出部と、
前記伝送信号点配置信号の信号点を平均化した伝送信号点配置信号の平均点を生成する伝送信号点配置信号平均化部と、
前記伝送路を通過した信号を、前記伝送信号点配置信号の平均点を目標集束点として、伝送路で生じる波形歪みを抑圧した適応等化信号を生成する適応等化部と、
前記適応等化信号の誤りを訂正する誤り訂正復号部と、
を備えることを特徴とする復号器。
【請求項２】
前記誤り訂正復号部は、前記伝送信号点配置信号の平均点から算出した復号器出力対数尤度比を用いてＬＤＰＣ復号する手段を有することを特徴とする復号器。
【請求項３】
請求項１に記載の復号器を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１】
デジタル伝送の波形等化後の誤りを訂正する復号器であって、
伝送路を通過した信号から既知情報である伝送信号点配置信号の信号点を抽出する伝送信号点配置信号抽出部と、
前記伝送信号点配置信号の信号点を平均化した伝送信号点配置信号の平均点を生成する伝送信号点配置信号平均化部と、
前記伝送路を通過した信号を、前記伝送信号点配置信号の平均点を目標集束点として、伝送路で生じる波形歪みを抑圧した適応等化信号を生成する適応等化部と、
前記適応等化信号の誤りを訂正する誤り訂正復号部と、
を備えることを特徴とする復号器。
【請求項２】
前記誤り訂正復号部は、前記伝送信号点配置信号の平均点から算出した復号器出力対数尤度比を用いてＬＤＰＣ復号する手段を有することを特徴とする復号器。
【請求項３】
請求項１に記載の復号器を備えることを特徴とする受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−３９２５９（Ｐ２０１２−３９２５９Ａ）
【公開日】平成２４年２月２３日（２０１２．２．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１７５６４９（Ｐ２０１０−１７５６４９）
【出願日】平成２２年８月４日（２０１０．８．４）
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年２月２３日（２０１２．２．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月４日（２０１０．８．４）
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【Ｆターム（参考）】
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